DE2515502C3 - Signal frequency band control arrangement - Google Patents

Description

Eine Anoraiiu..B — ^An .^{ist a}"^s, ^{der 0}J:⁰^ ,„,9 590 prinzipiell bekannt. Diese bekannte Schaltanordnung dient zur Realisierung veränderbarer üblrtragungsfunktionen zweiter Ordnung mit Reso-An anoraiiu..B - ^An . ^{is a} " ^s , ^{the 0} J: ⁰ ^,", 9 590 known in principle. This known circuit arrangement is used to implement variable transfer functions of the second order with reso-

Π7 und/oder Nullstellenverhalten. Zweck der Erfin- Tnz ist die Schaffung einer veränderbaren Filterschal-1! insbesondere eines Hochpaß- oder Tiefpaßfilters Z veränderbarer Grenzfrequenz. Die Erfindung soll Z rh eine automatische Verstärkungsregelung beinhalten wenn das Frequenzband in Übereinstimmung mit dem Eingangssignalpegel verändert wird.Π7 and / or zero point behavior. The purpose of the invention is to create a changeable filter bowl! in particular a high-pass or low-pass filter Z with a variable cut-off frequency. The invention is intended to include Z rh an automatic gain control when the frequency band is changed in accordance with the input signal level.

Fs sind veränderbare Filterschaltungen bekanni, bei ,_pnen zum Verändern des Signalfilterfrequenzbandes pfn veränderbares induktives Bauelement zwischen den Fineang und den Ausgang geschaltet ist und zwischen dem Ausgang und Masse eine Parallelschaltung aus 1 veränderbaren kapazitiven Bauelement und ZIm Widerstandselement liegt. Eine solche r-üier-Saltung weist eine Steigung der Kennlinie von 12 dB/Oktave auf. ... ³ⁱ Fs changeable filter circuits are known, with, _pnen changeable inductive component is connected between the fineang and the output for changing the signal filter frequency band pfn and between the output and ground there is a parallel connection of 1 changeable capacitive component and ZIm resistance element. Such a r-üier circuit has a slope of the characteristic of 12 dB / octave. ... ³ⁱ

Wenn man bei einer derartigen veränderbaren Filterschaltung mit einer veränderbaren Grenzfrequenz arbeiten will, die im Tonfrequenzband beispielsweise be. J_nSn hundert Hertz liegt, muß man be. Verwendung Snes üblichen veränderbaren Kondensators mit einer Kapazität in der Größenordnung von einigen hundert Picofarad eine veränderbare Spule benutzen deren induktivität einige hundert Henry haben muß. Eine othe Spule stellt aber einen sehr großen Aufwand dar und führt zu hohen Kosten. Bei Verwendung einer veränderbaren Kapazitätsdiode in der Größenordnung von einigen zehn Picofarad als veränderbares kapaz.t.-ves Bauelement ist man gezwungen, ein veränderbares induktives Bauelement mit einem extrem hoher. Induktivitätswert heranzuziehen. Ein derart ausgeb.ldetes Filter ist nicht praktikabel.If you want to work with such a variable filter circuit with a variable cut-off frequency, which be in the audio frequency band, for example. J _n Sn is one hundred Hertz, one must be. Use Snes usual variable capacitor with a capacitance of the order of a few hundred picofarads to use a variable coil whose inductance must be a few hundred henry. One other coil, however, represents a very great effort and leads to high costs. When using a variable capacitance diode in the order of a few tens of picofarads as a variable capacitive component, one is forced to use a variable inductive component with an extremely high. To use inductance value. A filter designed in this way is not practical.

Eine andere bekannte veränderbare Fahrschaltung weist einen Aufbau auf, bei dem ein erstes Tiefpaßfilter mit einem veränderbaren Widerstandselement und einem veränderbaren Kondensator in Reihe mit einem zweiten Tiefpaßfilter mit einem veränderbaren Widerstandselement und einem veränderbaren Kondensator Schaltet ist. Diese Filterschaltung we.st ebenfalls e.ne Kpnnliniensteieungvon 12 dB/Oktave auf.Another known variable driving circuit has a structure in which a first low-pass filter with a variable resistance element and a variable capacitor in series with one second low-pass filter with a variable resistance element and a variable capacitor Switches is. This filter circuit also has a slope of 12 dB / octave.

Be dieser bekannten veränderbaren Filterschaltung _muß man als veränderbare Widerstandselemente und Γ .«randprbare Kondensatoren jeweils mindestens zwei'" Bauelemente verwenden, die eine e.nander angepaßte Kennlinie aufweisen. Die Bereitstellung von veSerbaren Bauelementen dieser Art mit angepaß- Z Kennlinien ist jedoch äußerst schwierig Falls zwischen den Kennlinien Abweichungen auftreten, t man keine ideal veränderbare Bandkennhnie.However, loading of these known variable filter circuit _mu ß can at least use two '"devices as variable resistance elements and Γ." Randprbare capacitors having a e.nander matched characteristic. The provision of veSerbaren components of this kind with angepaß- Z characteristics is extremely difficult If there are deviations between the characteristic curves, there is no ideally changeable band characteristic.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Signalfrequenzband-Steueranordnung zu schaffen, bei der man die Grenzfrequenz einer Filterkennlinie mit einer Steigung von vorzugsweise 12 dB/Oktave auch im Tonfrequenzband durch Ändern des Widerstandswerts von vorzugsweise nur einem einzigen veränderbaren Widerstandselement verändern kann.It is an object of the invention to provide a signal frequency band control arrangement which one sets the cutoff frequency of a filter characteristic with a slope of preferably 12 dB / octave also in the Audio frequency band by changing the resistance value of preferably only one changeable Can change resistance element.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die eingangs beschriebene Signalfrequenzband-Steueranordnung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungszweig gebildet ist durch: eine erste Differenzier- oder Integrierschaltung, die das Ausgangssignal des Verstärkers einer Differentiation oder Integration erster Ordnung unterzieht, eine zweite Differenzier- oder Integrierschaltung, die das Ausgangssignal des Verstärkers einer Differentiation oder integration zweiter Ordnung unterzieht, eine erste Verstärkungskonstantenschaltung zum Multiplizieren des Ausgangssignals der zweiten Differenzoder Integrierschaltung mit einer ersten Verstärkungskonstanten K1,To solve this problem, the above-described signal frequency band control arrangement according to the invention is characterized in that the feedback branch is formed by: a first differentiating or integrating circuit which subjects the output signal of the amplifier to a first order differentiation or integration, a second differentiating or integrating circuit which subjects the output signal of the amplifier to a differentiation or integration of the second order, a first gain constant circuit for multiplying the output signal of the second difference or integration circuit by a first gain constant K 1,

eine erste Addierschaltung zum Addieren des Ausgangssignals der ersten Differenzier- oder Integrierschaltung und des Ausgangssignals der ersten Verstärkungskonstantenschaltung, a first adding circuit for adding the output signal of the first differentiating or integrating circuit and the output signal of the first gain constant circuit,

eine zweite Verstärkungskonstantenschaltung zum Multiplizieren des Ausgangssignals der ersten Addierschaltung mit einer zweiten Verstärkungskonstanten K 2, a second gain constant circuit for multiplying the output signal of the first adding circuit by a second gain constant K 2,

eine dritte Verstärkungskonstantenschaltung zum Multiplizieren des Ausgangssignals der Verstärkers mit einer dritten Verstärkungskonstanten K 3, eine zweite Addierschaltung zum Addieren des Ausgangssignals der zweiten Verstärkungskonstanten-1 schaltung und des Ausgangssignals der dritten Verstärkungskonstantenschaltung unda third gain constant circuit for multiplying the output signal of the amplifiers by a third gain constant K 3, a second adding circuit for adding the output signal of the second gain constant circuit and the output signal of the third gain constant circuit and

eine Schaltung zum Zurückführen des negativen Ausgangssignals der zweiten Addierschaltung zum Eingang des Verstärkers und dadurch, daß wenigstens eine der Verstärkungskonstanten der ersten und der zweiten Verstärkungskonstantenschaltung veränderbar ist, so daß die Grenzfrequenz des Frequenzbandes des Ausgangssignals des Verstärkers in Übereinstimmung mit einer Änderung von wenigstens einer dieser Verstärkungskonstanten veränderbar ist.a circuit for feeding back the negative output signal of the second adding circuit to the Input of the amplifier and in that at least one of the gain constants of the first and the second gain constant circuit is variable, so that the cutoff frequency of the frequency band of the Output of the amplifier in accordance with a change in at least one of them Gain constants can be changed.

Die erfindungsgemäße Signalfrequenzband-Steueranordnung eignet sich insbesondere zur Verwirklichung einer automatischen Verstärkungsregelschaltung mit einem veränderbaren Filter.The signal frequency band control arrangement according to the invention is particularly suitable for implementation an automatic gain control circuit with a variable filter.

Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung sind durch die Merkmale in den Unteransprüchen gekennzeichnet. Preferred developments of the invention are characterized by the features in the subclaims.

Weitere Einzelheiten der Erfindung werden an Hand von bevorzugten Ausführungsbeispielen in Verbindung mit. Zeichnungen erläutert. Es zeigt.Further details of the invention are provided in conjunction with preferred exemplary embodiments With. Drawings explained. It shows.

F i g. 1 ein Blockschaltbild mit den wesentlichen Teilen eines ersten Ausführungsbeispiels einer Signalfrequenzband-Steueranordnung, F i g. 1 shows a block diagram with the essential parts of a first exemplary embodiment of a signal frequency band control arrangement;

F i g. 2 bis 5 Amplitudengänge der Anordnung nach der F i g. 1 in Abhängigkeit von verschiedenen Übertragungsfunktionen der in der F i g. 1 dargestellten Blöcke, Fig.6 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiets einer Signalfrequenzband-Steueranordnung, F i g. 2 to 5 amplitude responses of the arrangement according to FIG. 1 depending on various transfer functions the one shown in FIG. 1, FIG. 6 shows a block diagram of a second exemplary embodiment a signal frequency band control arrangement,

F i g. 7 bis 10 Amplitudengänge der Anordnung nach der F i g. 6 bei verschiedenen Übertragungsfunktionen der in der F i g. 6 dargestellten Blöcke,F i g. 7 to 10 amplitude responses of the arrangement according to FIG. 6 for different transfer functions the one shown in FIG. 6 blocks shown,

F i g. 11 ein Schaltbild einer Ausführungsform einerF i g. 11 is a circuit diagram of an embodiment of a

veränderbaren Filterschaltung entsprechend dem in der F i g. 6 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel,changeable filter circuit corresponding to the one shown in FIG. 6 illustrated second embodiment,

Fig. 12 und 13 Amplitudengänge, die sich bei einer Kompensation der Amplitudengänge nach F i g. 7 und 9 ergeben,FIGS. 12 and 13 show amplitude responses which, when the amplitude responses are compensated according to FIG. 7 and 9 result,

Fig. 14 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer automatischen Verstärkungsregelanordnung unter Verwendung der in der F i g. 11 dargestellten Schaltung,14 is a circuit diagram of one embodiment of an automatic gain control arrangement using the one shown in FIG. 11 circuit shown,

Fig. 15 das Frequenzverhalten der in der Fig. 14 gezeigten Schaltungsanordnung,15 shows the frequency behavior of the in FIG. 14 circuit arrangement shown,

Fig. 16 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform einer Schaltungsanordnung, die eine Abwandlung der in der Fig. 14 gezeigten Schaltungsanordnung darstellt,16 is a circuit diagram of a further embodiment of a circuit arrangement showing a modification represents the circuit arrangement shown in FIG. 14,

Fig. 17 das Frequenzverhalten der in der Fig. 14 gezeigten Schaltungsanordung unter Verwendung der in der F i g. 16 dargestellten Abwandlung,17 shows the frequency response of the circuit arrangement shown in FIG. 14 using the in FIG. 16 shown modification,

Fig. 18 ein Blockschaltbild eines Anwendungsbeispiels der in der Fig. 14 gezeigten automatischen Verstärkungsgleichschaltung und18 is a block diagram of an application example the automatic gain equalization circuit shown in Fig. 14 and

Fig. 19A bis 19D Zeitverläufte von Signalpegeln zur Erläuterung der in der F i g. 18 gezeigten automatischen Verstärkungsregelschaltung.19A to 19D are timing charts of signal levels for explaining the functions shown in FIG. 18 shown automatic Gain control circuit.

Bei dem in der Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel einer Signalfrequenzband-Steueranordnung wird einem Subtrahierer 11 über einen Eingangsanschluß 10 ein Eingangssignal und von einer negativen Rückführungsschaltung 14 ein Rückführungssignal zugeführt. Das am Ausgang des Subtrahierers 11 auftretende Abweichungssignal wird von einem Verstärker 12 verstärkt und dann einem AusgangsanschlußIn the first embodiment shown in FIG of a signal frequency band control arrangement is input to a subtracter 11 through an input terminal 10 and from a negative one Feedback circuit 14 is supplied with a feedback signal. That at the output of the subtracter 11 occurring deviation signal is amplified by an amplifier 12 and then an output terminal

13 zugeführt.13 supplied.

Das am Ausgangsanschluß 13 anliegende Ausgangssignal des Verstärkers 12 wird der negativen Rückführungsschaltung 14 zugeführt. Dabei gelangt dieses Ausgangssignal über einen Rückführungszweig 21 zu einem Addierer 15, über einen Rückführungszweig 22 zu einer Differenzier- oder Integrierschaltung 16 und über einen Rückführungszweig 23 zu einer Differenzier- oder Integrierschaltung 17. Das Ausgangssignal der Schaltung 17 wird einer ersten Verstärkungskonstantenschaltung 18 und dann einem Addierer 19 zugeführt, an den auch das Ausgangssignal der Schaltung 16 gelegt wird.The output of amplifier 12 present at output terminal 13 becomes the negative feedback circuit 14 supplied. This output signal arrives via a feedback branch 21 an adder 15, via a feedback branch 22 to a differentiating or integrating circuit 16 and via a feedback branch 23 to a differentiating or integrating circuit 17. The output signal of the circuit 17 is supplied to a first gain constant circuit 18 and then to an adder 19 to which the output signal of the circuit 16 is also applied.

Der Ausgang des Addierers 19 ist an eine zweite Verstärkungskonstantenschaltung 20 angeschlossen, deren Ausgangssignal dem Addierer 15 zugeführt wird, der dieses Ausgangssignal mit dem Signal im Rückführungszweig 21 addiert. Das am Ausgang des Addierers 15 auftretende resultierende Signal wird dann als Ausgangssignal der negativen RückführungsschallungThe output of the adder 19 is connected to a second gain constant circuit 20, the output signal of which is fed to the adder 15, which combines this output signal with the signal in the feedback branch 21 added. The resulting signal appearing at the output of the adder 15 is then called Output signal of the negative feedback noise

14 über einen Rückführungszweig 24 dem Subtrahierer 11 zugeführt.14 is fed to the subtracter 11 via a feedback branch 24.

Wenn in der beschriebenen Schaltungsanordnung für die Schaltung 16 eine Primärdifferenzierschaltung und für die Schaltung 17 eine Sekundärdifferenzierschaltung s.s verwendet wird, arbeitet die in der Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung in ihrer Gesamtheit als ein veränderbares Tiefpaßfilter. Wenn man andererseits für die Schaltung 16 eine Primärintegrierschaltung und für die Schaltung 17 eine Sekundärintegrierschaltung do verwendet, arbeitet die in der Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung in ihrer Gesamtheit als ein veränderbares Hochpaßfilter.If in the circuit arrangement described for the circuit 16, a primary differentiating circuit and If a secondary differentiating circuit s.s. is used for the circuit 17, the one shown in FIG. 1 operates Circuit arrangement in its entirety as a changeable low-pass filter. On the other hand, if you go for the circuit 16 a primary integrating circuit and for the circuit 17 a secondary integrating circuit do is used, the circuit arrangement shown in Fig. 1 works in its entirety as a changeable high-pass filter.

Ein veränderbares Tiefpaßfilter, bei dem für die Schaltungen 16 und 17 eine Primär- bzw. Sekundärdiffc- <..s rcnzierschaltung verwendet werden, soll im folgenden an Hand der Übertragungsfunktion analytisch untersucht werden.A changeable low-pass filter in which a primary or secondary diffc- <.. s are used, will be examined analytically in the following on the basis of the transfer function will.

Dazu soll der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 12 mit A, die Übertragungsfunktion der Primärdifferenzierschaltung 16 mit s(Differenzierung erster Ordnung), die Übertragungsfunktion der Sekundärdifferenzierschaltung 17 mit s² (Differenzierung zweiter Ordnung), die Verstärkungskonstanten der Verstärkungskonstantenschaltungen 18 und 20 mit Ki bzw. K 2, das Eingangssignal mit R(s)und das Ausgangssignal mit Qs) bezeichnet werden.For this purpose, the gain of the amplifier 12 should be A, the transfer function of the primary differentiating circuit 16 with s (first order differentiation), the transfer function of the secondary differentiating circuit 17 with s ² (second order differentiation), the gain constants of the gain constant circuits 18 and 20 with Ki or K 2 , the input signal with R (s) and the output signal with Qs) .

Die Übertragungsfunktion H(s) der Rückführungsschaltung 14 kann dann durch die folgende Gleichung beschrieben werden:The transfer function H (s) of the feedback circuit 14 can then be described by the following equation:

H(s) = 1 + K2(5 + K Is²) H (s) = 1 + K 2 (5 + K Is ² )

= 1 +K2s+ KlK2s². (1)= 1 + K2s + KlK2s ² . (1)

Wenn der Verstärkungsfaktor A des Verstärkers 12 sehr groß ist (A>\), kann man die Übertragungsfunktion GI(s)=C(s)IR(s) der geramten Schaltungsanordnung durch die folgende Gleichung darstellen:If the gain factor A of the amplifier 12 is very large (A> \), the transfer function GI (s) = C (s) IR (s) of the overall circuit arrangement can be represented by the following equation:

Gl(S) =Eq (S) =

K2s + klK2s² K2s + klK2s ²

+ 2α( —Is-H-+ 2α (-Is-H-

Dabei gilt:The following applies:

Kl K2Kl K2

Aus der Gleichung (2) ist augenscheinlich, daß in diesem Fall die in der Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung die Kennlinie eines Tiefpaßfilters aufweist.From equation (2) it is evident that in this case the circuit arrangement shown in FIG has the characteristic of a low-pass filter.

Als nächstes soll ein Filter betrachtet werden, bei derr für die Schaltungen 16 und 17 eine Primärintegrierschaltung bzw. eine Sekundärintegrierschaltung verwende! werden. Dabei wird der Verstärkungsfaktor de; Verstärkers 12 mit A, die Übertragungsfunktion dei Primärintegrierschaltung 16 mit l/s (Integration erster Ordnung), die Übertragungsfunktion der Sekundärinte grierschaltung 17 mit l/s² (Integration zweiter Ord nung), die Verstärkungskonstante der Verstärkungskon stantenschaltung 18 mit K 1 und die Verstärkungskon staute der Versterkungskonstantenschaltung 22 mit K Ί bezeichnet. Die Übertragungsfunktion H(s) der Rück führungsschaltung 14 kann dann durch die folgende Gleichung wiedergegeben werden:The next step is to consider a filter in which a primary integrated circuit or a secondary integrated circuit is used for the circuits 16 and 17! will. The gain factor is de; Amplifier 12 with A, the transfer function of the primary integrating circuit 16 with l / s (first order integration), the transfer function of the secondary integrating circuit 17 with l / s ² (second order integration), the gain constant of the gain constant circuit 18 with K 1 and the gain con stowed the gain constant circuit 22 with K Ί . The transfer function H (s) of the feedback circuit 14 can then be represented by the following equation:

Demzufolge wird die Übertragungsfunktion Gh(s zwischen dem Eingang und Ausgang der gesamte! Schaltungsanordnung durch die folgende Gleichung beschrieben:Accordingly, the transfer function Gh (s between the input and output of the entire circuit arrangement is described by the following equation:

r -)- lirni.s -I- (H?r -) - lirni.s -I- (H?

Dabei gilt:The following applies:

u,„ = K 1 K 2 u, " = K 1 K 2

K 2
K1K 2
K1

(6)(6)

Aus der Gleichung (5) ist augenscheinlich, daß in diesem Fall die in der F i g. 1 dargestellte Schaltungsanordnung die Kennlinie eines Hochpaßfilters aufweist.From equation (5) it is evident that in this case the in FIG. 1 shown circuit arrangement has the characteristic of a high-pass filter.

Aus den Gleichungen (3) und (6) sieht man, daß bei konstantgehaltener Verstärkungskonstante K 1 und bei veränderbarer Verstärkungskonstante K 2 in dem oben beschriebenen Tiefpaßfilter oder Hochpaßfilter eine Änderung der Grenzfrequenz des Filters in Abhängigkeit von der Konstanten K 2 auftritt. Da sich der Dämpfungsgrad o, der mit den Änderungen in der Grenzfrequenz nicht übereinstimmt, ebenfalls ändert, ist die Konstante K1 derart zu wählen, daß der Dämpfungsgrad σ in einem vorgegebenen Band einen geeigneten Wert annimmt.From equations (3) and (6) it can be seen that if the gain constant K 1 is kept constant and the gain constant K 2 can be changed in the above-described low-pass filter or high-pass filter, a change in the cut-off frequency of the filter occurs as a function of the constant K 2 . Since the degree of attenuation o, which does not correspond to the changes in the cut-off frequency, also changes, the constant K 1 is to be selected in such a way that the degree of attenuation σ assumes a suitable value in a given band.

Wenn die Konstante K 2 konstantgehalten und die Konstante K1 veränderbar gemacht wird, ist die Grenzfrequenz des Filters ebenfalls veränderbar. In diesem Fall ändert sich der Dämpfungsgrad σ in einer gegenüber dem oben beschriebenen Fall umgekehrten Weise.If the constant K 2 is kept constant and the constant K 1 is made variable, the cut-off frequency of the filter can also be changed. In this case, the degree of damping σ changes in a manner opposite to that described above.

In der Fig.2 ist der veränderbare Amplitudengang bzw. die veränderbare Frequenzkerinlinie eines Tiefpaßfilters dargestellt, bei dem die Konstante K1 konstantgehalten und die Konstante K 2 veränderbar gemacht wird. In diesem Fall nimmt bei zunehmender Konstante K 2 die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters ab. Je größer in diesem Fall die Konstante K 2 gemacht wird, um so kleiner ist die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters. Wenn man die Konstante K 2 konstant hält und die Konstante K 1 verändert, erhält man für das veränderbare Tiefpaßfilter den in der F i g. 3 dargestellten Amplitudengang. Je größer in diesem Fall die Konstante K 1 gemacht wird, um so kleiner ist die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters.FIG. 2 shows the variable amplitude response or the variable frequency curve of a low-pass filter in which the constant K 1 is kept constant and the constant K 2 is made variable. In this case, as the constant K 2 increases, the cutoff frequency of the low-pass filter decreases. In this case, the larger the constant K 2 is made, the smaller the cutoff frequency of the low-pass filter. If the constant K 2 is kept constant and the constant K 1 is changed, the variable low-pass filter is obtained as shown in FIG. 3 illustrated amplitude response. In this case, the larger the constant K 1 is made, the smaller the cutoff frequency of the low-pass filter is.

Ähnliches gilt für die veränderbare Frequenzkennlinie des Hochpaßfilters. Wenn man bei der als Hochpaßfilter ausgebildeten beschriebenen Schaltungsanordnung die Konstante K 1 konstant hält und die Konstante K 2 verändert, ergibt sich der in der F i g. 4 dargestellte Amplitudengang.The same applies to the variable frequency characteristic of the high-pass filter. If, in the circuit arrangement described, designed as a high-pass filter, the constant K 1 is kept constant and the constant K 2 is changed, the result shown in FIG. 4 shown amplitude response.

Je größer in diesem Fall die Konstante K 2 gemacht wird, um so höher ist die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters. Wenn andererseits die Konstante K 2 konstant gehalten und die Konstante K 1 veränderbar gemacht wird, ergibt sich für das Hochpaßfilter der in der Fig.5 dargestellte Amplitudengang. Je größer in diesem Fall die Konstante K 1 gemacht wird, um so höher ist die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters.In this case, the larger the constant K 2 is made, the higher the cutoff frequency of the high-pass filter. If, on the other hand, the constant K 2 is kept constant and the constant K 1 is made variable, the amplitude response shown in FIG. 5 results for the high-pass filter. In this case, the larger the constant K 1 is made, the higher the cutoff frequency of the high-pass filter is.

Die Fig.6 zeigt das Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer Signalfrequenzband-Sleucranordnung. Dabei sind solche Schaltungsteile, die Schaltungstcilen nach der Fig. 1 ähnlich sind, mit denselben Bezugszahlen verschen. Eine Einzelbeschrcibung dieser Teile kann daher entfallen.6 shows the block diagram of a second exemplary embodiment of a signal frequency band sleucran arrangement. Such circuit parts which are similar to the circuit parts according to FIG. 1 are included give away the same reference numbers. An individual description of these parts can therefore be omitted.

Zunächst soll der Aufbau eines Tiefpaßfilters beschrieben werden. Ein Hochpaßfillcr mit einer Übertragungsfunktion sl{\ -t-s;wird als Primärdifferenzicrschaltung 16 benutzt. Ein Hochpaßfilter mit einer Übertragungsfunktion s²l{\ +sjwird als Sekunditrdifferen/.ierschaitung 17 benutzt. Im Rückführungszweig ZiThe structure of a low-pass filter will first be described. A high-pass filter with a transfer function sl {\ -ts; is used as the primary differential circuit 16. A high-pass filter with a transfer function s ² l {\ + sj is used as secondary difference /. Circuit 17. In the return branch Zi

der negativen Rückfühnichaltung 14 liegt eine dritte Verstärkungskonstantenschaltung 30 mit einer Verstärkungskonstanten K 3. Vor dem Ausgangsanschluß 13 kann man ein Tiefpaßfilter 31 mit einer Übertragungs-.Ί funktion 1/(1 + s)² vorsehen, um das Frequenzverhalten der Übertragungsfunktion zwischen dem Eingang und dem Ausgang zu verbessern.the negative feedback circuit 14 is a third gain constant circuit 30 with a gain constant K 3. In front of the output terminal 13, a low-pass filter 31 with a transfer function 1 / (1 + s) ^{2 can be} provided to the frequency response of the transfer function between the input and to improve the outcome.

Die Übertragungsfunktion H(s) der Rückführungsschaltung 14 kann durch die folgende Gleichung wiedergegeben werden:The transfer function H (s) of the feedback circuit 14 can be represented by the following equation:

_ K3 + (2Κ3 + K2)s +\Κ3+ K2(l + K \)\s² _ K3 + (2Κ3 + K2) s + \ Κ3 + K2 (l + K \) \ s ²

Wenn der Verstärkungsfaktor A des Verstärkers 12 verhältnismäßig groß ist, d. h. A> 1, kann die zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Schaltung auftretende Übertragungsfunktion Gl(s) durch die folgende Gleichung wiedergegeben werden:If the gain factor A of the amplifier 12 is relatively large, ie A> 1, the transfer function Gl (s) occurring between the input and the output of the circuit can be represented by the following equation:

Gl(S)Gl (S)

(1+s)² (1 + s) ²

1
~K3 1
~ K3

1
K31
K3

(1 +(1 +

\₊(^2K3+K \ ₊ ( ^{2K3 + K}

(1 + s)² (1 + s) ²

St*St *

Κ3 + Κ2ΠΚ3 + Κ2Π

Dabei gilt:The following applies:

K 3 K 3

■' K3+K20 +Kl) ■ 'K3 + K20 + Kl)

2K3+K22K3 + K2

(^ U(^ U

K3{K3+K2(\K3 {K3 + K2 (\

Aus der Gleichung (8) ist augenscheinlich, daß die ir der Fig.6 dargestellte Schaltung als ein Tiefpaßfiltei arbeitet. Wenn s gleich ju> ist, kann man aus de: Gleichung (8) die folgenden Beziehungen ableiten:From equation (8) it is evident that the circuit shown in FIG. 6 operates as a low-pass filter. If s is equal to ju> , the following relationships can be derived from equation (8):

lim Gl(j<n) = _K~ lim Eq (j <n) = _K ~

'^imC'O·-)= K₃ ' ^imC ' O · -) = K ₃

KIVKIV

Weiterhin ergibt sich aus der Gleichung (9) di urenzfrequenz /rwie folgt:Furthermore, from equation (9) di follows rate as follows:

K3K3

jI I K 2(1 I Kl)'jI I K 2 (1 I Kl) '

Wenn man die Konstanten K 1 und K 3 konstant hält und die Konstante K 2 veränderbar macht oder wenn man die Konstanten K 2 und K 3 konstant hält und die Konstante K1 veränderbar macht, kann man die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters verändern.If you keep the constants K 1 and K 3 constant and make the constant K 2 changeable, or if you keep the constants K 2 and K 3 constant and make the constant K 1 changeable, you can change the cutoff frequency of the low-pass filter.

In der F i g. 7 ist die veränderbare Frequenzkennlinie des Tiefpaßfilters für den Fall dargestellt, daß die Konstanten K 1 und K 3 konstantgehahen werden und die Konstante K 2 verändert wird. Je größer in diesem Fall die Konstante K 2 gemacht wird, um so niedriger ist die Grenzfrequenz. Demgegenüber zeigt die F i g. 8 die veränderbare Frequenzkennlinie des Tiefpaßfilters für den Fall, daß die Konstanten K 2 und K 3 konstantgehalten werden und die Konstante K 1 veränderbar ist. Je größer die Konstante K1 gemacht wird, um so niedriger ist die Grenzfrequenz.In FIG. 7 shows the variable frequency characteristic of the low-pass filter for the case that the constants K 1 and K 3 are kept constant and the constant K 2 is changed. In this case, the larger the constant K 2 is made, the lower the cutoff frequency is. In contrast, FIG. 8 shows the variable frequency characteristic of the low-pass filter in the event that the constants K 2 and K 3 are kept constant and the constant K 1 can be changed. The larger the constant K1 is made, the lower the cutoff frequency is.

Als nächstes wird der Fall betrachtet, daß die in der Fig.6 dargestellte Schaltungsanordnung als ein Hochpaßfilter arbeiten soll. In diesem Fall wird für die Primärintegrationsschaltung 16 ein Tiefpaßfilter mit einer Übertragungsfunktion 1/(1 + s) benutzt, wohingegen für die Sekundärintegrierschaltung 17 ein Tiefpaßfilter mit einer Übertragungsfunktion 1 /(I + s) ² verwendet wird. Vor dem Ausgangsanschiuß 13 kann ein Hochpaßfilter 31 mit einer Übertragungsfunktion s²/( 1 + s)[² vorgesehen sein.The case is next considered in which the circuit arrangement shown in FIG. 6 is intended to operate as a high-pass filter. In this case, a low-pass filter with a transfer function 1 / (1 + s) is used for the primary integration circuit 16, whereas a low-pass filter with a transfer function 1 / (I + s) ^{2 is} used for the secondary integration circuit 17. A high-pass filter 31 with a transfer function s ² / (1 + s) [ ^{2 can be} provided in front of the output connection 13.

Die Übertragungsfunktion H(s) der Rückführungsschaltung 14 kann durch die folgende Gleichung beschrieben werden:The transfer function H (s) of the feedback circuit 14 can be described by the following equation:

(1 + sf(1 + sf

K3.r + (2K3 + K2)s K3.r + (2K3 + K2) s

K2(l + K1)}K2 (l + K 1)}

(1 + sf (1 + sf

(10)(10)

Wenn A>\, ergibt sich für die Übertragungsfunktion Gh(s) zwischen dem Eingang und dem Ausgang die folgende Beziehung:If A> \, the following relationship results for the transfer function Gh (s) between the input and the output:

Gh{s)-Gh {s) -

KSs² + (2K3 + K2)s + {K3+ K2(l + K1)} KSs ² + (2K3 + K2) s + {K3 + K2 (l + K 1)}

1 _____ (JJ₁S)² 1 _____ (YY ₁ S) ²

K 3 j 2K3+K2 K J'+
^{4 +} " K 3 ^{s +} K 3 j 2K3 + K2 K J '+
^{4 +} "K 3 ^{s +}

K 3 K 3

1
^ K 31
^ K 3

Dabei gilt:The following applies:

(H)(H)

K3+K_2(l +
2Κ3 f K2K3 + K_2 (l +
2Κ3 f K2

2 I X 3{ AJ 3 I K 2(1 I- Kl)}2 I X 3 {AJ 3 I K 2 (1 I- Kl)}

(12)(12)

Ans der Gleichung (11) ist augenscheinlich, daß jetzt die in der Fig. 6 dargestellte Schaltungsanordnung als ein Hochpaßfiltcr arbeitel. Weiterhin kann man derFrom equation (11) it is evident that now the circuit arrangement shown in FIG. 6 as a high-pass filter works. You can also use the

r.lnlnk.inn Il t\ ntilnnhnuin H ·Ι fl Κ··ί lmm-t..r, U.,1. r.lnlnk.inn Il t \ ntilnnhnuin H · Ι fl Κ ·· ί lmm-t..r, U., 1.

VMVlVtIlJIIg \^I-I/ VIIUfVIIMIVK) V· M '■» UVi rt " I IΊ I M I I I £ \. I I U I I V-I 11. |tVMVlVtIlJIIg \ ^II / VIIUfVIIMIVK) V · M '■ »UVi rt" I IΊ IMIII £ \. IIUII VI 11. | t

Konstanten K 1 und K 3 und veränderbarer Konstante K 2 oder bei konstantgehaltenen Konstanten K 2 und K3 und veränderbarer Konstante /Cl, die Grenzfrequenz des Hochpaßfilters veränderbar ist.Constants K 1 and K 3 and changeable constants K 2 or with constants K 2 and K 3 kept constant and changeable constant / Cl, the cutoff frequency of the high-pass filter can be changed.

Die F i g. 9 zeigt die veränderbare Frequenzkennlinie des Hochpaßfilters für den Fall, daß die Konstanten K 1 und K 3 konstantgehahen werden und die Konstante K 2 verändert wird. Je größer die Konstante K 2 gemacht wird, um so höher ist die Grenzfrequenz. In der Fig. 10 ist die veränderbare Frequenzkennlinie desThe F i g. 9 shows the variable frequency characteristic of the high-pass filter for the case that the constants K 1 and K 3 are kept constant and the constant K 2 is changed. The larger the constant K 2 is made, the higher the cutoff frequency. 10 shows the variable frequency characteristic of the

ίο Hochpaßfilters für den Fall dargestellt, daß die Konstanten K 2 und K 3 konstantgehalten werden und die Konstante K1 verändert wird. Je größer die Konstante K1 gemacht wird, um so höher ist die Grenzfrequenz.ίο high-pass filter shown for the case that the constants K 2 and K 3 are kept constant and the constant K 1 is changed. The larger the constant K 1 is made, the higher the cutoff frequency.

Die in den Fig. 7 bis 10 dargestellten Frequenzkennlinien gelten für den Fall, daß das Filter 31 nicht vorgesehen ist.The frequency characteristics shown in FIGS. 7 to 10 apply in the event that the filter 31 is not provided.

Wenn man die Verstärkungskonstante K 3 der Verstärkungskonstantenschaltung 30 kleiner als 1 macht, kann man zwischen dem Eingangsanschluß 10 und dem Ausgangsanschluß 13 eine echte Verstärkung erzielen, und gleichzeitig kann man den Änderungsbereich der Grenzfrequenz groß machen. Weiterhin kann man durch geeignete Auswahl der Konstanten K 1 für den Fall, daß die Konstante K 2 veränderbar gemacht ist, bzw. durch geeignete Auswahl der Konstanten K 2 für den Fall, daß die Konstante K1 veränderbar gemacht ist, einen optimalen Dämpfungsgrad 0 einstellen.By making the gain constant K 3 of the gain constant circuit 30 smaller than 1, real gain can be obtained between the input terminal 10 and the output terminal 13, and at the same time, the range of change of the cutoff frequency can be made large. Furthermore, by suitable selection of the constant K 1 for the case that the constant K 2 is made variable, or by suitable selection of the constant K 2 for the case that the constant K 1 is made variable, an optimal degree of attenuation 0 can be set .

In der Fig. 11 ist eine tatsächliche Ausführungsform für das in der F i g. 6 gezeigte zweite Ausführungsbeispiel einer veränderbaren Filterschaltung dargestellt.In Fig. 11 is an actual embodiment for the one shown in FIG. 6 shown second embodiment of a variable filter circuit.

Bei der Schaltungsanordnung nach der F i g. 11 wird ein dem Eingangsanschluß 10 zugeführtes Tonfrequenz-In the circuit arrangement according to FIG. 11 will an audio frequency supplied to the input terminal 10

signal in einem Differenzverstärker 40 einer Differentialverstärkung unterzogen und dann über das Tiefpaßfilter 31 dem Ausgangsanschluß 13 zugeleitet. Der Differentialverstärker 40 entspricht dem in der Fig.€ dargestellten Subtrahierer 11 und Verstärker 12.signal in a differential amplifier 40 of a differential gain and then fed to the output terminal 13 via the low-pass filter 31. the Differential amplifier 40 corresponds to subtracter 11 and amplifier 12 shown in FIG.

Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 4C wird in einer Schaltung 47, die der dritten Verstärkungskonstantenschaltung 30 und dem Addierer 15 nach dei F i g. 6 entspricht, Widerständen R 1 und R 2 zugeführi und an einem Verbindungspunkt 48 mit einem noch ziThe output signal of the differential amplifier 4C is fed to a circuit 47 which is the third gain constant circuit 30 and the adder 15 of FIG. 6 corresponds, resistors R 1 and R 2 zuzuführi and at a connection point 48 with a still zi

beschreibenden Signal addiert und dann der Eingangsseite des Differentialverstärkers 40 negativ zurückgeführt. The descriptive signal is added and then fed back to the input side of the differential amplifier 40 negatively.

Außerdem wird das Ausgangssignal des Differential Verstärkers 40 über einen Puffervcrstärker 41 an ein dei Primärdifferenzierschaltung 16 entsprechendes Hoch paßfilter mit einem Kondensator Cl und einen Widerstand R 3 gelegt und von dort einem Puffcrvcr stärker 42 zugeführt. Außerdem gelangt das Ausgangs signal des Pufferverstärkers 41 über ein der SekundärIn addition, the output signal of the differential amplifier 40 is applied via a buffer amplifier 41 to a high-pass filter corresponding to the primary differentiating circuit 16 with a capacitor C1 and a resistor R 3 , and from there is fed to a buffer amplifier 42. In addition, the output signal of the buffer amplifier 41 passes through one of the secondary

differenzierschaltung 17 entsprechendes Hochpaßfiltedifferentiating circuit 17 corresponding high-pass filter

mit dem Kondensator Cl und einem Kondensator Ci sowie mit dem Widerstand W .3 und einem Widcrstancwith the capacitor Cl and a capacitor Ci as well as with the resistance W .3 and a Widcrstanc

R 4 zu einem Puffervcrstärker 43. R 4 to a buffer amplifier 43.

Die Atisgangssignalc der Puffcrverslilrkcr 42 und 4:The output signals of the buffer inverters 42 and 4:

(«ι gelangen über Mischwidcrstände RH und R 6 zu einen Verbindungspunkt 45, bei dem die betreffenden Signal» addiert werden. Das sich dabei ergebende Signal win einem Verstärker 46 veränderbarer Verstärkung züge führt. Die Pulferverstärker 42 und 4.1 und di< <>s Widerstände R5 und Rb bilden eine Schaltung 44, ein der VerstärkirngskonstantensehallunK 18 und den Addierer iy entspricht. Die Verstarkungskonslante K der Verslärkiingskfinsnmicnscliiiltuiiu 18 wird durch da("Ι arrive via mixed resistors RH and R 6 to a connection point 45 at which the relevant signals" are added. The resulting signal leads to an amplifier 46 of variable amplification. Pulfer amplifiers 42 and 4.1 and di <<> s resistors R5 and Rb form a circuit 44 which corresponds to the gain constant hall 18 and the adder iy

Widerstandsverhältnis der Widerstände R 5 und Λ 6 bestimmt.Resistance ratio of the resistors R 5 and Λ 6 is determined.

Ein Widerstand R7 und ein veränderbarer Widerstand RS sind an den Verstärker 46 veränderbarer Verstärkung angeschlossen. Durch Verändern des Widerstandswerts'des veränderbaren Widerstands /?8 kann man die Verstärkungskonstante K 2 der Verstärkungskonstantenschaltung 20 verändern. Das Ausgangssignal des Verstärkers 46 veränderbarer Verstärkung wird über einen Widerstand /?9 in der Schaltung 47 dem Verbindungspunkt 48 zugeführt. Dort wird dieses Signal mit dem zuvor genannten Signal vom Widerstand R 1 addiert. Das resultierende Signal stellt das zur Eingangsseite des Differentialverstärkers 40 negativ zurückgeführte Signal dar.A resistor R7 and a variable resistor RS are connected to the variable gain amplifier 46. The gain constant K 2 of the gain constant circuit 20 can be changed by changing the resistance value of the variable resistor / 8. The output signal of the variable gain amplifier 46 is fed to the connection point 48 via a resistor /? 9 in the circuit 47. There this signal is added to the aforementioned signal from resistor R 1. The resulting signal represents the signal negatively fed back to the input side of the differential amplifier 40.

Die beschriebene Schaltungsanordnung vveist eine Frequenzlinie auf, wie sie in der Fig.7 ohne Berücksichtigung des Tiefpaßfilters 31 dargestellt ist. Wie es aus der Fig.7 hervorgeht, verlaufen die dargestellten Amplitudengänge bei Kreisfrequenzen, die oberhalb von ω = 1 liegen, geradlinig. Wenn man nun noch, wie es in der Fig. Π dargestellt ist, ein Tiefpaßfilter 31 mit einer Übertragungsfunktion 1/(1 +s)² mit einer Grenzfrequenz ω_ς = 1 und einer Neigung von 12 dB/Oktave verwendet, tritt eine Kennlinienkompensation auf.The circuit arrangement described has a frequency line as shown in FIG. 7 without taking the low-pass filter 31 into account. As can be seen from FIG. 7, the illustrated amplitude responses run in a straight line at circular frequencies which are above ω = 1. If a low-pass filter 31 with a transfer function 1 / (1 + s) ² with a cut-off frequency ω _ς = 1 and a slope of 12 dB / octave is used, a characteristic curve compensation occurs .

In diesem Fall kann die Übertragungsfunktion Cl '(s) zwischen dem Eingang und dem Ausgang durch die folgende Gleichung wiedergegeben werden:In this case, the transfer function Cl '(s) between the input and the output can be represented by the following equation:

(13)(13)

Die Übertragungsfunktion Gl' (s) wird nun vollständig zu einer Tiefpaßfilter-Kennlinie, wie es in der Fig. 12 gezeigt ist.The transfer function Gl '(s) now completely becomes a low-pass filter characteristic, as shown in FIG.

Wenn man die Primär- und Sekundärdifferenzierschaltung 16 und 17 durch Tiefpaßfilter darstellende Primär- und Sekundärintegrierschaltungen ersetzt, erhält man den Amplitudengang nach der F i g. 9. Wie man sieht, verlaufen in diesem Fall die Kennlinien bei Frequenzen von weniger als ω=1 geradlinig. Diesen geradlinigen Verlauf kann man in ähnlicher Weise kompensieren, wie es oben beschrieben ist, und zwar durch die Verwendung eines Hochpaßfilters mit einer Übertragungsfunktion sV(\ + s) ■ sowie mit einer Grenzfrequenz,W₁= 1 und einer Steigung von 12 dB/Oktave.If the primary and secondary differentiating circuits 16 and 17 are replaced by primary and secondary integrating circuits representing low-pass filters, the amplitude response according to FIG. 1 is obtained. 9. As you can see, in this case the characteristics run in a straight line at frequencies of less than ω = 1. This straight course can be compensated in a similar way as described above, namely by using a high-pass filter with a transfer function sV (\ + s) ■ and with a cutoff frequency, W ₁ = 1 and a slope of 12 dB / octave .

Die Übertragungsfunktion Gh'(s) zwischen dem Eingang und dem Ausgang kann in diesem Fall durch die folgende Beziehung ausgedrückt werden:The transfer function Gh '(s) between the input and the output can in this case be expressed by the following relationship:

Gh¹ (S) = Gh ¹ (S) =

K 3 >s·² H- 2fT<,i„.s- -t- ι..K 3> s · ² H- 2fT <, i ".s- -t- ι ..

(14)(14)

Die Übertragungsfunktion Gh'(s) wird somit vollständig zu einer HochpaßfiHer-Kennlinic, wie es in der (_1O Fi g. IJ dargestellt ist.The transfer function of Gh '(s) is thus completely to a HochpaßfiHer-Kennlinic, as shown in _(1O Fi g. IJ.

An Hand der Fig. 14 wird ein Anwendungsbcispid der Schaltungsanordnung nach der F i g. 11 in Verbindung mit einer automatischen Verstärkungsregelschiil-UiMg beschrieben. In den Fig. Il und 14 sind ähnliche t^ ■ Teile mit denselben Bc/.ugs/uhlcn versehen. Eine iiin/.üibcschrcifaung dieser Teile kann entfallen.An application example of the circuit arrangement according to FIG. 11 in connection with an automatic gain control screen UiMg. In FIGS. Il and 14 t ^ ■ similar parts having the same Bc / .ugs / uhlcn provided. A description of these parts can be omitted.

Bei der Schaltungsanordnung mich der Fig. 14 wird ein einem Eingangsanschluß 50 zugeführtes Tonfrequenzsignal zusammen mit einem Signal von der Schaltung 47 in dem Differentialverstärker 40 einer Differentialverstärkung unterzogen, und das sich ergebende Signal wird einem Ausgangsanschluß 51 zugeführt.The circuit arrangement of FIG. 14 becomes an audio frequency signal supplied to an input terminal 50 together with a signal from the Circuit 47 in differential amplifier 40 undergoes differential amplification, and that itself The resulting signal is fed to an output terminal 51.

Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 40 wird darüber hinaus über die Schaltung 47 negativ zurückgeführt und wird weiterhin über einen veränderbaren Widerstand 52 dem Pufferverstärker 41 zugeführt. Das Ausgangssignal des Pufferverstärkers 41 gelangt über ein der Primärdifferenzierschaltung 16 entsprechendes Hochpaßfilter und über ein der Sekundärdifferenzierschaltung 17 entsprechendes HochpaOfiHer zu den Pufferverstärkern 42 und 43 und von dort zu den Widerständen R 5 und /?6 der Schaltung 44. Mit den Widerständen R 5 und R 6 wird die Verstärkungskonsfante K1 eingestellt. Das am Verbindungspunki 45 auftretende Summensignal wird dem positiven Eingang des Verstärkers 46 veränderbarer Verstärkung der Verstärkungskonstantenschaltung 20 zugeführt.The output signal of the differential amplifier 40 is also fed back negatively via the circuit 47 and is also fed to the buffer amplifier 41 via a variable resistor 52. The output signal of the buffer amplifier 41 passes through a high-pass filter corresponding to the primary differentiating circuit 16 and a high-pass filter corresponding to the secondary differentiating circuit 17 to the buffer amplifiers 42 and 43 and from there to the resistors R 5 and /? 6 of the circuit 44. With the resistors R 5 and R 6 the gain constant K 1 is set. The sum signal occurring at the connection point 45 is fed to the positive input of the variable gain amplifier 46 of the gain constant circuit 20.

Ein Feldeffekttransistor 56 ist zwischen den negativen Eingang des Verstärkers 46 veränderbarer Verstärkung und Masse (Erde) geschaltet. Ferner liegt zwischen dem negativen Eingang und dem Ausgang des Verstärkers 46 der Widerstand R 7. A field effect transistor 56 is connected between the negative input of the variable gain amplifier 46 and ground. Furthermore, the resistor R 7 is located between the negative input and the output of the amplifier 46.

Ein Teil des Ausgangssignals des Pufferverstärkers 43 der Schaltung 44 gelangt aufeinanderfolgend zu einem Paraphasenverstärker 53, einem Vollweggleichrichter 54 und einem Integrator 55. Der Integrator 55 liefert folglich eine Steuerspannung, die einer erfaßten Hülle des eingangsseitigen Tonfrequenzsignals entspricht. Diese Steuerspannung wird dem Gatt des Feldeffekttransistors 56 aufgedrückt. Der Innenwiderstand des Feldeffekttransistors 56 ändert sich folglich in Übereinstimmung mit dieser Steuerspannung. Die Verstärkung des Verstärkers 46 ist somit in Übereinstimmung mit der Widerstandsänderung des Feldeffekttransistors 56 steuerbar veränderlich. Die Verstärkungskonstante K 2 der Schaltung 20 wird demzufolge in Übereinstimmung mit dem Eingangssignalpegel steuerbar geändert. Wenn bei diesem Ausführungsbeispiel der Pegel des am Eingangsanschluß 50 auftretenden Signals zunimmt, erhöht sich die Verstärkung des Verstärkers 46.Part of the output signal of the buffer amplifier 43 of the circuit 44 successively reaches a paraphase amplifier 53, a full-wave rectifier 54 and an integrator 55. The integrator 55 consequently supplies a control voltage which corresponds to a detected envelope of the audio frequency signal on the input side. This control voltage is applied to the gate of the field effect transistor 56. The internal resistance of the field effect transistor 56 consequently changes in accordance with this control voltage. The gain of the amplifier 46 is thus controllably variable in accordance with the change in resistance of the field effect transistor 56. The gain constant K 2 of the circuit 20 is accordingly changed controllably in accordance with the input signal level. In this embodiment, when the level of the signal appearing at the input terminal 50 increases, the gain of the amplifier 46 increases.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 46 veränderbarer Verstärkung _fwird in der Schaltung 47 mit einem die Verstärkungskonstante K 3 berücksichtigenden Signa' addiert. Das resultierende Signal wird zum Differential verstärker 40 negativ zurückgeführt.The output signal of the amplifier 46 of variable gain _f is added in the circuit 47 with a signal 'taking into account the gain constant K 3. The resulting signal is fed back to differential amplifier 40 negative.

Am Ausgangsanschluß 51 tritt daher entsprechenc der Darstellung nach der Fig. 15 ein Signal auf, da: derart gewonnen wird, daß die Grenzfrequenz eine Tiefpaßfilters mit einer Steigung von 12 dB/Oktave ii Übereinstimmung mit dem Eingangssignalpegel auto mansch gesteuert wird.A signal therefore occurs at the output terminal 51, corresponding to the representation according to FIG. 15, since: is obtained in such a way that the cutoff frequency is a low-pass filter with a slope of 12 dB / octave ii Automatically controlled in accordance with the input signal level.

Während bei der beschriebenen Ausführungsform ei Teil des Ausgangssignals des Pufferverstärkers 43 der Paraphasenverstärker 53 zugeführt wird, um für de Feldeffekttransistor 56 die Steuerspannung zu erhaltet ist die Gesamtanordnung auf dieses Beispiel nicr beschränkt. So ist es beispielsweise möglich, einen Te des Ausgangssigniils des Diffurcntialverstärkers 40 oclt einen Teil des Signals am Addilionspunkt 45 abzuzwe gen, um die genannte Stcuerspannung zu gewinnen.While in the described embodiment part of the output signal of the buffer amplifier 43 of the Paraphase amplifier 53 is supplied in order to obtain the control voltage for de field effect transistor 56 the overall arrangement is not limited to this example. For example, it is possible to have a Te of the output signal of the diffusive amplifier 40 oclt to branch off part of the signal at the addition point 45 in order to gain the control voltage mentioned.

Wenn man entsprechend der Darstellung nach d< !•'ig. !6 die Schaltungen 16 und 17 als Primär- ur Sckundärintcgriersehaluingen mit Tiefpaßfiltern ausriIf, according to the representation after d <! • 'ig. ! 6 the circuits 16 and 17 as primary Sckundärintcgriersehaluingen with low-pass filters ausri

stet, und zwar anstelle der in den Primär- und Sekundärdifferenzierschaltungen nach der Fig. 14 verwendeten Hochpaßfiltern, erhält man am Ausgangsanschluß 51 der Schaltungsanordnung nach der F i g. 17 ein Signal, das am Ausgang eines Hochpaßfilters auftritt, bei dem die Grenzfrequenz bei einer Steigung von 12 dB/Oktave automatisch in Übereinstimmung mit dem Eingangssignalpegel gesteuert wird, wie es in der Fig. 17 dargestellt ist.instead of those in the primary and Secondary differentiating circuits according to FIG. 14 used high-pass filters are obtained at the output terminal 51 of the circuit arrangement according to FIG. 17th a signal that occurs at the output of a high-pass filter in which the cutoff frequency has a slope of 12 dB / octave is automatically controlled in accordance with the input signal level, as shown in the Fig. 17 is shown.

Durch die Verwendung einer automatischen Verstärkungsregelung der beschriebenen Art kann man die Grenzfrequenz eines Tiefpaßfilters oder eines Hochpaßfilters automatisch verändern, und zwar in Übereinstimmung mit dem Pegel des Eingangssignals bei Verwendung eines einzigen veränderbaren Wider-Standselements, beispielsweise des Feldeffekttransistors 56. Wenn man für die Verstärkung des Verstärkers 46 einen hohen Wert auswählt, kann man den Spannungspegel, der dem Gatt des Feldeffekttransistors 56 aufgedrückt wird, klein machen. Damit ist auch der Pegel des zwischen der Senke und der Quelle des Feldeffekttransistors erzeugten Signa's niedrig, so daß die nichtlinearen Verzerrungen klein sind. Da darüber hinaus der Feldeffekttransistor innerhalb einer negativen Rückführschleife liegt, sind die auftretenden Verzerrungen von vornherein gering.By using an automatic gain control of the type described, one can achieve the Change cutoff frequency of a low-pass filter or a high-pass filter automatically, in accordance with the level of the input signal when using a single variable resistance element, for example of the field effect transistor 56. If one looks for the gain of the amplifier 46 If a high value is selected, the voltage level assigned to the gate of the field effect transistor 56 is pressed on, make it small. This means that the level of the between the sink and the source of the Field effect transistors generated low signals so that the non-linear distortions are small. Because about it In addition, if the field effect transistor is inside a negative feedback loop, those are occurring Distortion low from the start.

Im folgenden wird ein Anwendungsbeispiel der oben erläuterten automatischen Verstärkungsregelschaltung beschrieben. Wenn die Begrenzung des Eingangssignais mit Hilfe einer üblichen Spitzenbegrenzungsanordnung vorgenommen wird, tritt bei einem Eingangssignal mit dem in der Fig. 19A beispielsweise dargestellten Verlauf ein Ausgangssignal auf, das in der Fig. 19B gezeigt ist. Die dargestellten Pegel a, b und c bei dem Signalverlauf nach der Fig. 19A gehen somit in die Pegel a 1, ZjI und ei entsprechend dem Signalverlauf nach der Fig. 19B über. Dabei stellt der Pegel a I einen besonderen maximalen Begrenzungspegel dar. Bei dieser üblichen Anordnung fällt der niedrige Pegel cauf einen noch niedrigeren Pegel c 1 ab. Aus diesem Grunde tritt, falls das betrachtete Signal ein Tonfrequenzsignal ist, eine beachtliche Abnahme des Volumenumfangs auf. Dies ist ein Nachteil bei dieser bekannten Anordnung.An application example of the above-mentioned automatic gain control circuit will now be described. When the input signal is limited by a conventional peak limiter arrangement, an output signal such as that shown in FIG. 19B occurs when the input signal is such as that shown in FIG. 19A. The levels a, b and c shown in the signal course according to FIG. 19A thus transition into the levels a 1, ZjI and ei corresponding to the signal course according to FIG. 19B. The level a I represents a particular maximum limiting level. In this conventional arrangement, the low level c drops to an even lower level c 1. For this reason, if the signal under consideration is an audio frequency signal, a remarkable decrease in volume occurs. This is a disadvantage with this known arrangement.

Bei der in der F i g. 18 dargestellten Schaltungsanordnung ist dieser Nachteil vermieden. Wenn man einem Eingangsanschluß 60 einer automatischen Verstärkungsregelschaltung 61 mit einem der Fig. 14 entsprechenden Aufbau einen Signalverlauf nach der Fig. 19A zuführt, erhält man ein Signal, dessen Verlauf in der F i g. 19C dargestellt ist. Während der gezeigte Pegel a 2 niedriger als der Pegel a ist, ist er höher gewählt als der zuvor erwähnte Pegel a 1. Während der mittlere und niedrige Pegel b 2 und c 2 geringfügig niedriger als die Pegel b und c sind, sind sie dementsprechend höher als die zuvor genannten Pegel b 1 und c 1.In the case of the FIG. 18, this disadvantage is avoided. If a signal waveform as shown in FIG. 19A is applied to an input terminal 60 of an automatic gain control circuit 61 having a structure corresponding to FIG. 14, a signal is obtained, the waveform of which is shown in FIG. 19C is shown. While the level a 2 shown is lower than the level a , it is selected to be higher than the aforementioned level a 1. While the medium and low levels b 2 and c 2 are slightly lower than the levels b and c , they are correspondingly higher than the aforementioned levels b 1 and c 1.

Das Ausgangssignal der automatischen Verstärkungsregelschaltung 61 wird einem Entzerrer 62 (Hochfrequenzausgleichsschaltung) zugeführt, die dazu dient, eine Herabsetzung der Frequenzkennlinie in einem Hochfrequenzband infolge eines noch zu beschreibenden Begrenzers zu kompensieren, indem die Hochfrequenzbandkomponente dieses Signals von dem Entzerre 62 etwas angehoben wird. Das Ausgangssignal des Entzerrers wird einem Begrenzer 63 mit einem Widerstand RH und antiparallelgeschalteten Dioden D1 und D 2 zugeführt. Somit wird der Spitzenanteil des Signals begrenzt. Es entsteht daher ein Signal mit einem in der F i g. 19D dargestellten Verlauf. Der Spitzenpegel a 3 ist derart gewählt, daß er mit dem genannten besonderen Pegel a I übereinstimmt.The output signal of the automatic gain control circuit 61 is fed to an equalizer 62 (high frequency equalization circuit), which serves to compensate for a decrease in the frequency characteristic in a high frequency band as a result of a limiter to be described by the high frequency band component of this signal being increased slightly by the equalizer 62. The output signal of the equalizer is fed to a limiter 63 with a resistor RH and diodes D 1 and D 2 connected in anti-parallel. This limits the peak portion of the signal. A signal is therefore produced with a signal as shown in FIG. 19D. The peak level a 3 is selected in such a way that it corresponds to the particular level a I mentioned.

Der Begrenzer 63 liefert demzufolge ein Signal, bei dem zwar der Spitzenpegel a 3 auf den besonderen Pegel a 1 begrenzt ist, während der mittlere und niedrige Pegel als Pegel b2 und c2 entsprechend der Darstellung nach der Fig. 19D beibehalten sind, die höher als die genannten Pegel b\ und el sind. Da gemäß der Erfindung ein Signal mit einem niedrigen Pegel nicht abfällt, wie es beim Stand der Technik der Fall ist, erhält man ein Signal mit einem für den Gehörsinn ausreichenden Volumenumfang.The limiter 63 consequently supplies a signal in which the peak level a 3 is limited to the particular level a 1, while the middle and low levels are maintained as levels b2 and c2, as shown in FIG. 19D, which are higher than that mentioned levels are b \ and el. Since, according to the invention, a signal with a low level does not drop, as is the case in the prior art, a signal is obtained with a volume that is sufficient for the sense of hearing.

Das Ausgangssignal des Begrenzers 63 wird einem Entzerrer 64 (Hochfrequenzerniedrigungsschaltung) zugeführt, indem die Hochfrequenzbandkomponente, die vom Entzerrer 62 angehoben wird, herabgesetzt und korrigiert wird. Das resultierende Signal tritt an einem Ausgangsanschluß 65 auf.The output signal of the limiter 63 is an equalizer 64 (high frequency lowering circuit) supplied by reducing the high frequency band component raised by the equalizer 62 and is corrected. The resulting signal appears at an output terminal 65.

Hierzu 5 Blatt ZeichnungenIn addition 5 sheets of drawings

Claims (1)

Patentansprüche:Patent claims: 1. Signalfrequenzband-Steueranordnung, bei der das Eingangssignal dem Eingang eines Verstärkers 5 zugeleitet ist, an dessen Ausgang das Ausgangssignal abgenommen wird, und bei der zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des Verstärkers ein Rückkopplungszweig vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der ι ο Rückkopplungszweig gebildet ist durch: eine erste Differenzier- oder Integrierschaltung (16), die das Ausgangssignal des Verstärkers (12; 40) einer Differentiation oder Integration erster Ordnung unterzieht, 151. Signal frequency band control arrangement in which the input signal is fed to the input of an amplifier 5 is fed, at the output of which the output signal is picked up, and between the Input terminal and the output terminal of the amplifier, a feedback branch is provided is, characterized in that the ι ο The feedback branch is formed by: a first differentiating or integrating circuit (16), the output signal of the amplifier (12; 40) a differentiation or integration of the first order undergoes, 15 eine zweite Differenzier- oder Integrierschaltung (17), die das Ausgangssignal des Verstärkers einer Differentiation oder Integration zweiter Ordnung unterzieht, eine erste Verstärkungskonstimtenschaltung (18) zum Multiplizieren des Ausgangssignals 20 der zweiten Differenzier- oder Integrierschaltung mit einer ersten Verstärkungskonstanten K 1, eine erste Addierschaltung (19) zum Addieren des Ausgangssignals der ersten Differenzier- oder Integrierschaltung und des Ausgangssignals der 25 ersten Verstärkungskonstantenschaltung, eine zweite Verstärkungskonstantenschaltung (20) zum Multiplizieren des Ausgangssignals der ersten Addierschaltung mit einer zweiten Verstärkungskonstanten K 2, eine dritte Verstärkungskonstantenschaltung (21; 30) zum Multiplizieren de:> Ausgangssignals des Verstärkers mit einer dritten Verstärkungskonstanten K 3,a second differentiating or integrating circuit (17) which subjects the output signal of the amplifier to a differentiation or integration of the second order, a first gain constant circuit (18) for multiplying the output signal 20 of the second differentiating or integrating circuit by a first gain constant K 1, a first adding circuit (19) for adding the output signal of the first differentiating or integrating circuit and the output signal of the first gain constant circuit, a second gain constant circuit (20) for multiplying the output signal of the first adding circuit by a second gain constant K 2, a third gain constant circuit (21; 30) for Multiply de:> output signal of the amplifier with a third gain constant K 3, eine zweite Addierschalturg (15) zum Addieren des Ausgangssignals der zweiten Verstärkungskonstantenschaltung und des Ausgangssignals der dritten Verstärkungskonstantenschaltung und eine Schaltung (24) zum Zurückführen des negativen Ausgangssignals der zweiten Addierschaltung zum Eingang des Verstärkers unda second adding circuit (15) for adding the output of the second constant gain circuit and the output of the third constant gain circuit and a circuit (24) for feeding back the negative Output signal of the second adding circuit to the input of the amplifier and dadurch daß wenigstens eine der Verstärkungskonstanten der ersten und der zweiten Verstärkungskonstantenschaltung veränderbar ist, so daß die Grenzfrequenz des Frequenzbandes des Ausgangssignals des Verstärkers in Übereinstimmung mit einer Änderung von wenigstens einer dieser Verstärkungskonstanten veränderbar ist.in that at least one of the gain constants of the first and second gain constant circuits is changeable, so that the cutoff frequency of the frequency band of the output signal of the amplifier in accordance with a change in at least one of them Gain constants can be changed. 2. Steueranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Differenzier- oder Integrierschaltung ein erstes Hochpaßfilter mit einer Übertragungsfunktion s aufweist, die einer Differentiation erster Ordnung entspricht, daß die zweite Differenzier- oder Integrierschaltung ein zweites Hochpaßfilter mit einer Übertragungsfunktion s² aufweist, die einer Differentiation zweiter Ordnung entspricht, und daß die dritte Verstärkungskonstante K 3 einen Wert von Eins hat, so daß das Ausgangssignal des Verstärkers eine Tiefpaßfilter-Kennlinie aufweist, deren Grenzfrequenz in Übereinstimmung mit der Änderung von wenigstens einer der Verstärkungskonstanten veränderbar ist.2. Control arrangement according to claim 1, characterized in that the first differentiating or integrating circuit has a first high-pass filter with a transfer function s which corresponds to a differentiation of the first order, that the second differentiating or integrating circuit has a second high-pass filter with a transfer function s ² , which corresponds to a differentiation of the second order, and that the third gain constant K 3 has a value of one, so that the output signal of the amplifier has a low-pass filter characteristic whose cutoff frequency can be changed in accordance with the change in at least one of the gain constants. 3. Steueranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Differenzier oder Integrierschaltung ein erstes Tiefpaßfilter mit einer Übertragungsfunktion l/s enthält, die einer Integration erster Ordnung entspricht, daß die zweite Differenzier- oder Integrierschaltung ein zweites Tiefpaßfilter mit einer Übertragungsfunktion l/s² 3. Control arrangement according to claim 1, characterized in that the first differentiating or integrating circuit contains a first low-pass filter with a transfer function l / s which corresponds to a first-order integration, that the second differentiating or integrating circuit has a second low-pass filter with a transfer function l / s ² u-it die einer Integration zweiter Ordnung enthalt, die e Verstärkungskons;tanteu-it that of a second order integration contains, the e gain constant; aunt entspricht, und da» die _{so daß das} corresponds, and _{that so that that} K 3 einen Wert vor _{jne Ho}chpaßfilter- K 3 a value before the _high- pass filter Ausgangss.gnal de VJJ« _rf ^ ¹J_{n über}. Kennbn.«: aufweht de. e ^ ^.^^Output signal de VJJ « _rf ^ ¹ J _{n over} . Kennbn. «: Blows de. e ^ ^. ^^ ^emstlT virstärkungskonstanten veränderbar ist. ^stSS nach Anspruch 1. dadurch ?' vhnet daß die erste Differenzier- oder gekennzeichnet daß α _Hochpaßfilter mit einer Integnerschaltunge.ner, κ ^ ^^ ^emstl T virus strengthening constants can be changed. ^ stSS according to claim 1. thereby? ' vhnet that the first differentiating or in that α _H ochpaßfilter with a Integnerschaltunge.ner, κ ^ ^^ Ubertragungsfunkt on s/j^+ y _{ich und daß} Transfer function s / j ^ + y _{me and that} ?^iff^S5JSSe?SS- fntegrierschaltung ein? ^iff ^ S5JSSe? SS- integrated circuit a Γη<Απ£γ mit einer Obertragungsfunkes Hochpawiit .^ _{Dirferentiation} Γη <Απ £ γ with a transmission radio Hochpawiit. ^ _{Dirferentiation} ^Ordnung entspricht, so daß das Ausgangsde?Verstärkers^P eine Tiefpaßfilter-Kennlinie^ Order, so that the output amplifier ^{P has} a low-pass filter characteristic mit einer übertragungsfunk-Si^Ädie einer Integration zweiter Ordnung entspricht, so daß das Ausgangss.gnal des SerSers eine Hochpaßfilter-Kennhnie aufweist, Verstärkers ein η Übereinstimmung mit derwith a transmission radio Si ^ Ädie corresponds to an integration of the second order, so that the output signal of the SerSers has a high-pass filter characteristic, Amplifier an η correspondence with the JSPSÄ - « V—rkunpJSPSÄ - «V — rkunp Anspruch 4, dadurchClaim 4, characterized Übertragungsfunktion l/^t τ^-"«""—Transfer function l / ^ t τ ^ - "« "" - 7. Steueranordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Abgabe des Ausgangssignals des Verstärkers eine Einrichtung (31) vorgesehen ist, bei der es sich um ein Hochpaßfilter mit einer Übertragungsfunktion 5²/(l + s)² handelt.7. Control arrangement according to claim 4, characterized in that a device (31) is provided for outputting the output signal of the amplifier, which is a high-pass filter with a transfer function 5 ² / (l + s) ² . 8. Steueranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungskonstantenschaltung, deren Verstärkungskonstante veränderbar ist, einen Verstärker (46) veränderbarer Verstärkung enthält.8. Control arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the gain constant circuit, the gain constant of which is variable, contains an amplifier (46) of variable gain. 9. Steueranordnung nach Anspruch 8. dadurch gekennzeichnet, daß dem Verstärker (46) ein Transistor (56) zugeordnet ist, in Abhängigkeit von dessen Innenwiderstand wenigstens eine der Verstärkungskonstanten veränderbar ist, und daß ein Gleichrichter (54) zum Gleichrichten eines ihm zugeführten Signals und ein Integrator (55) zum Integrieren des Ausgangssignals des Gleichrichters vorgesehen sind, um in Übereinstimmung mit dem Pegel des dem Gleichrichter zugeführten Signals ein Gleichstromsignal zu erzeugen, das der Basiselektrode des Transistors zugeführt wird.9. Control arrangement according to claim 8, characterized in that the amplifier (46) is a Transistor (56) is assigned, depending on its internal resistance at least one of the gain constants is changeable, and that a rectifier (54) for rectifying a signal fed to it and an integrator (55) for Integrate the output of the rectifier provided to be in accordance with the Level of the signal fed to the rectifier to generate a direct current signal that the base electrode of the transistor is supplied. 10. Steueranordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das dem Gleichrichter zugeführte Signal das Ausgangssignal der ersten Verstärkungskonstantenschaitungist.10. Control arrangement according to claim 9, characterized in that the rectifier supplied Signal is the output of the first gain constant circuit. 11. Steueranordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das dem Gleichrichter zugeführte Signal das Ausgangssignal des Verstärkers (40) ist.11. Control arrangement according to claim 9, characterized characterized in that the signal fed to the rectifier is the output signal of the amplifier (40) is. 12 Steueranordnung nach Anspruch 9, dadurch aekennzeichnet, daß das dem Gleichrichter zugeführte Signal das Ausgangssigvial der ersten Addierschaltung ist.12 control arrangement according to claim 9, characterized in that the rectifier supplied Signal is the output signal of the first adding circuit. nie Erfindung bezieht sich auf eine Signalfrequenz-K nH Steueranordnung, bei der das Eingangssignal dem ₁₀ Pinaanß eines Verstärkers zugeleitet ist, an dessen »««ine das Ausgangssignal abgenommen wird, und C der zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des Verstärkers ein Rückkopplungs-The invention relates to a signal frequency control _{arrangement in which the input signal is fed to the 10} pin of an amplifier, at whose "« "ine the output signal is tapped, and C which has a feedback loop between the input connection and the output connection of the amplifier.