DE2502334C3

DE2502334C3 -

Info

Publication number: DE2502334C3
Application number: DE19752502334
Authority: DE
Filing date: 1975-01-21
Publication date: 1977-06-08

Description

Stand der Technik:

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Gewinnung der sinusförmigen Modulationsfrequenzen aus einen mit diesen Frequenzen amplitudenmodulierten Video signal, für TACAN-Empfänger, bei der das Videosigna in einem Impulsspitzengleichrichter gleichgerichtet unc die Modulationsfrequenzen durch Filter ausgefilteri werden.

Bei TACAN-Empfängern besteht das empfangene Videosignal aus Impulsen, deren Folgefrequenz mil einer statistischen Verteilung um einen festen Wert herum schwankt. Diese Impulsfolge ist mit 15 Hz und 135 Hz amplitudenmoduliert.

Es ist allgemein bekannt, daß zur Gewinnung der Modulationshüllkurven aus den amplitudenmodulierten und dekodierten TACAN-Impulsen ein ämpulsspitzengleichrichter mit nachfolgenden Filtern zur Trennung der 15Hz und 135-Hz-Komponenten verwendet werden kann.

Diese Schaltung hat den Nachteil, daß die Phase der Modulationssignale sowohl durch den Impulsspitzengleichrichter als auch durch den Phasengang der Filter verfälscht wird.

Es sind verschiedene Schaltungen zur Lösung dieses Problems bekannt. In der DT-OS 2102 807 ist beispielsweise eine Schaltung beschrieben, bei der das Videosignal mehrmals gleichgerichtet, gefiltert und mit einer hochkonstanten, synthetisch erzeugten Modulationsfrequenz verglichen wird. Die sich aus dem Vergleich ergebende Gleichspannung wird dazu verwendet, die synthetische Modulationsfrequenz so zu regeln, daß die Phasendifferenz zwischen Eingangs- und synthetischer Modulationsfrequenz gleich null ist. Die synthetische Modulationsfrequenz wird als Nutzsignal verwendet.

Aufgabe:

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine weitere Schaltung zur Lösung des beschriebenen Problems anzugeben.

Lösung:

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den in den Ansprüchen angegebenen Mitteln.

Vorteil:

Trotz eines geringen Schaltungsaufwands und der Verwendung von Analogtechnik wird eine große Phasengenauigkeit erreicht.

Beschreibung:

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen beispielsweise für einen TACAN-Empfänger näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Gewinnung von zwei Modulationsfrequenzen,

Fig. 2 die an verschiedenen Punkten der Schaltunc

iuftretenden Signale,

F i g. 3 der in F i g. 1 verwendete Impulsspitzengleichichter,

F i g. 4 das in F i g. 1 verwendete 15-Hz-Filter,

Fig. 5 das Ausgangssignal des Impulsspitzengleich- j •ichters.

Zunächst wird die Aufbereitung eier beiden Impulsfolgen, die bei TACAN-Empfängern verarbeitet werden jnd die auf Leitungen 10 und U in einen Impulsspitzengleichrichter 1 gelangen (F i g. 1), kurz erläutert. iq

Von der TACAN-Bodenstation wird eine aus Pulspaaren bestehende und mit 15 Hz und 135Hz amplitudenmodulierte Impulsfolge abgestrahlt. Diese Impulsfolge wird im Bordempfänger in die ZF-Lage umgesetzt und in einem Dekoder dekodiert. Haben die Impulspaare den für TACAN-Systeme vorgeschriebenen Impulsabstand von z.B. ^sec (x-Betrieb), dann wird eine Dekodiermarke erzeugt. Die Dekodiermarke liegt zeitlich an der Stelle, an der der zweite Impuls des Impulspaares seinen halben Maximalwert erreicht hat. Der zweite Impuls des Impulspaares wird in einer Verzögerungbschaltung um 3 usec verzögert. Die zweiten »er/ogerten Impulse schließen sich zeitlich unmittelbar an die Dekodiermarken an. Die aus den verzögerten zweiten Impulsen bestehende Impulsfolge ist im Diagramm A in Fig.2 dargestellt, die aus der, Dekodiermarken bestehende Impulsfolge ist im Diagramm ßin F i g. 2dargestellt.

An Hand der Fig. 1 wird die Gewinnung der Modulationsfrequenzen näher erläutert.

Die Impulsfolge A gelangt über die Leitung 10 und die Impulsfolge B über die Leitung 11 in den Impulsspitzengleichrichter 1. Das gleichgerichtete Signal ('Λ,) wird über Leitungen 12 und 12' zu aktiven Filtern 2 und 2' geleitet, in denen die Modulationsfrequenzen ausgefiltert werden. Die Regelschleifen zur Regelung des Phasengangs der Filter 2, 2' sind für beide Filter 2, 2' gleichartig aufgebaut. Zur Vereinfachung der Beschreibung wird deshalb angenommen, daß die Impulse des TACAN-Signals nur mit 15Hz amplitudenmoduliert sind und daß somit nur ein Filter 2 vorhanden ist. Eine solche Impulsfolge ist im Diagramm C in F i g. 2 dargestellt. Sie ersetzt die Impulsfolge A aus F i g. 2.

Die im Impulsspit/engleichrichter 1 gleichgerichtete Impulsfolge C hat die Form einer Treppenkurve (D, Fig.2). Dieses Signal D gelangt über die Leitung 12 zum Filter 2. In diesem Filter 2 wird die 15-Hz-Frequen? ausgefiltert. Außer der Filterung erfolgt eine Verschiebung der Nullinie. Bei idealem Phasenverhalten des Filters 2 hat das Filterausgangssignal den im Diagramm E von F i g. 2 gezeigten Verlauf. Die Phase dieses Signals ist gegenüber der Einhüllenden des Videosignals um den Winkel φ 1 verschoben. D^;eser Phasenfehler wird vom Impulsspitzengleichrichter 1 verursacht. Zu diesem Phasenfehler ψ 1 kommt noch ein vom Filter 2 verursachter Phasenfehler φ 2 hinzu. Das Filterausgangssignal (F, F i g. 2) hat somit gegenüber der Einhüllenden des Videosignals eine Phasenverschiebung von φ 1 4- φ 2.

Zunächst wird die Beseitigung des vom Filter 2 verursachten Phasenfehlers φ 2 beschrieben.

Das Filterausgangssignal Fwird in einem dem Filte^r 2 nachgeschalteten 90°-Phasenschieber 3 um 90° in der Phase verschoben und in einem dem 90°-Phasenschieber 3 nachgeschaltcten Sin-Rechteck-Wandler 4 in ein Rechtecksignal umgewandelt, dessen Verlauf im Diagramm G von Fig. 2 dargestellt ist Für den 90°-Phasenschieber 3 und den Sin-Rechtcck-Wandler 4 werden bekannte Schaltungen verwendet und deshalb erfolgt keine nähere Beschreibung dieser Baugruppen. In eine dem Sin-Rechteck-Wandler 4 nachgeschaltete Multiplizierstufe 5 gelangt über eine Leitung 7 das Ausgangssignal D des Impulsspitzengleichrichters 1 und über eine Leitung 13 das Ausgangssignal C des Sin-Rechteck-Wandlers 4. Multiplizierstufen 5 sind bekannt und werden nicht näher erläutert. Das Diagramm H von Fig.2 zeigt das Ausgangssignal der Multiplizierstufe 5. Besteht zwischen dem Ausgangssignal D des Impulsspitzengleichrichters 1 und dem Ausgangssignal G des Sir Rechteck-Wandlers 4 ein Phasenunterschied von 90°, dann ergibt eine Integration des Multiplizierstufenausgangssignals /-/über eine volle Periode den Wert null. Weist das Filter 2 kein ideales Pha^enverhalten auf, dann ist die Phasendifferenz zwischen dem Impulsspitzengleichrichterausgangssignal D und dem Ausgangssignal G des Sin-Rechteck-Wandlers 4 ungleich 90°. Die Integration, die in einem Integrator 6 durchgeführt wird, ergibt, je nach Vorzeichen des Phasenfehlers, einen positiven oder negativen Wert. Ein Gleichspannungssignal, das diesem Wert entspricht, wird vom Integrator 6 über eine Leitung 8 /um Filter 2 rückgekoppelt und /ur Phasenregelung des Filters 2 verwendet.

Das aktive Filier 2 (Fig. 4j besteht aus konstanten ohmschen Widerständen 41 und 45, einem regelbaren ohmschen Widerstand 42, Kondensatoren 43 und 46 und einem Operationsverstärker 44.

Das aktive Filter ohne den regelbaren ohmschen Widerstand 42 ist bekannt und in dem Buch von W. E. H e i η 1 c 1 η und W. H. Holmes. »Active Filters for Integrated Circuits, Fundamentals and Design Methods«, R. Oldenburg Verlag München Wien, Springer Verlag New York, 1974, auf der Seite 351 beschrieben.

Der Widerstand 45 liegt zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers 44. Zwischen Filiereingang 51 und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 44 liegen der Widerstand 41 und der Kondensator 43, wobei der Kondensator 43 dem Operationsverstärker 44 benachbart ist. Der Kondensator 46 ist einerseits mit der Leitung, die den Widerstand 41 mit dem Kondensator 43 verbindet und andererseits mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 44 verbunden. Das aus einem Gegenkopplungsweg 48 mit dem Kondensator 46 und dem Kjndensator 43 bestehende Netzwerk wirkt als Tiefpaß; das aus einem Gegenkopplungsweg 49 mit dem Widerstand 45 und dem Kondensator 43 bestehende Netzwerk wirkt als Hochpaß.

Von diesem bekannten aktiven Filter unterscheidet sich das phasenregelbare aktive Filter 2 durch den zusätzlichen regelbaren ohmschen Widerstand 42, der mit der Leitung, die den Widerstand 41 und den Kondensator 43 verbindet, verbunden ist. Als regelbarer ohmscher Widerstand wird vorteilhaft ein Feldeffekttransistor verwendet.

Der in der F i g. 4 zwischen Operationsverstärker 44 und Filterausgang 52 zusätzlich eingezeichnete 180°-Phasenschieber 50 dient nur dazu, die von-Operationsverstärker 44 verursachte 180°-Phasenver Schiebung wieder rückgängig zu machen. Diesel Phasenschieber 50 ist nicht notwendig, wenn bei den au das Filter 2 folgenden Baugruppen berücksichtigt wird daß im Filter 2! eine 180 Phasenverschiebung erfolg ist.

Als Regelsignal zur Regelung des Widerstandes 4i der das Phasenverhalten des Filters 2 steuert, wird di>

im Integrator 6 erzeugte Gleichspannung verwendet. Diese Gleichspannung wird dem Filter über die Leitung 8 zugeführt.

Durch die Regelung des Widerstandes 42 wird die Resonanzfrequenz des Filters 2, d. h. sein Durchlaßbereich geringfügig verändert. Diese Verstimmung ist so klein, daß der Durchlaßbereich des Filters 2 nicht wesentlich verändert wird, jedoch so groß, daß die Phasenverschiebung φ 2 beseitigt wird. Die Ursache hierfür ist, daß in der Nähe der Resonanzfrequenz eine kleine Frequenzänderung mit einer großen Phasenänderung verbunden ist.

Als nächstes wird die Korrektur des vom Impulsspitzengleichrichter 1 verursachten Phasenfehlers φ i beschrieben. Hierzu wird der Impulsspitzengleichrichter 1 an Hand der F i g. 3 näher erläutert.

Der Impulsspitzengleichrichter 1 besteht aus dem Operationsverstärker 31, Transistoren 32, 33 und 34, einem Kondensator 35 sowie aus mehreren ohmschen Widerständen, deren Funktion bekannt ist und deshalb nicht näher erläutert wird. Die Gleichrichtung erfolgt durch den Transistor 33 und den Kondensator 35. Gleichrichterschaltungen mit Transistoren sind in dem Buch »Taschenbuch der Hochfrequenztechnik« von Meinke/Gundlach, Springer-Verlag Berlin, 3. Auflage 1968 auf den Seiten 1106 bis 1110 und in den dort zitierten Literaturstellen beschrieben.

Das Videosignal C gelangt über die Leitung !0 zum positiven Eingang des Operationsverstärkers 31, vom Ausgang des Operationsverstärkers 31 zur Basis des Transistors 33 und über den Emitterausgang des Transistors 33 zum Kondensator 35, in dem es während einer Zeit 11 gespeichert wird. 11 ist die Zeit zwischen der Vorderflanke eines Impulses des Videosignals Cund der Vorderflanke des Impulses der Detektorimpulsfolge B. der zeitlich auf den Videoimpuls folgt. Die Entladung des Kondensators 35 wird durch den Transistor 34 gesteuert. Der Kollektor des Transistors 34 ist mit dem Emitter des Transistors 33 verbunden. Der Emitter des Transistors 34 liegt auf Masse. Über die Leitung 11 gelangen die Impulse der Detektorimpulsfolge ßauf die Basis des Transistors 34. Liegt an dem Transistor 34 kein Impuls an, dann ist der Transistor 33 leitend und der Transistor 34 nicht leitend gesteuert. Liegt am Transistor 34 ein Impuls an (die Impulslänge ist i2), ^₅ dann ist der Transistor 33 nicht leitend und der Transistor 34 leitend gesteuert. Während dieser Zeit r 2 wird der Kondensator 35 entladen.

An Hand der Diagramme /und K von F i g. 5 werden die Lade- und Entladevorgänge näher beschrieben. Die Diagramme / und L entsprechen den Diagrammen D und B(F ig. 2).

Durch die Impulse des Videosignals C wird der Kondensator 35 über den Transistor 33 auf die jeweiligen Amplitudenwerte der Videosignale aufgeladen. Der Kondensator 35 speichert während der Zeit r 1 diese Amplitudenwerte. Nach der Zeit ti steht am

35

40 Transistor 34 ein Impuls der Detektorimpulsfolge L an und entlädt den Kondensator. Nach der Zeit 12 wird der Kondensator 35 wieder über den Transistor 33 durch den nächsten Impuls des Videosignals auf den Wert dieses Impulses aufgeladen. Es entsteht die punktiert gezeichnete Treppenkurve (I, F i g. 5).

Diese Treppenkurve ist gegenüber der Einhüllenden des Videosignals Cum den Winkel ψ 1 phasenverschoben. Zur Kompensation dieses Phasenfehlers wird das Ausgangssignal des Filters 2 (E, F i g. 2) zum Impulsspitzengleic-ürichter 1 auf einer Leitung 9 rückgekoppelt. Die rückgekoppelte Spannung wird dem kalten Ende des Kondensators 35 zugeführt (Prinzip der mitlaufenden Ladespannung). An dem Kondensator 35 liegt jetzt außer der vom Transistor 33 gelieferten Spannung auch diese rückgekoppelte Spannung an. Nach kurzem Einschwingen ergibt sich der in F i g. 5 ausgezogen gezeichnete Kurvenverlauf (Diagramm K), der zur Einhüllenden des Videosignals phasengleich ist.

Der Transistor 32 und der Operationsverstärker 31 dienen zur Linearisierung der Gleichrichterkennlinie des Transistors 33. Hierzu liegen die Kollektoren der Transistoren 32 und 33 auf gleichem Potential. Die Basis des Transistors 32 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers, der Emitter mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 31 verbunden. Über den positiven Eingang des Operationsverstärkers 31 wird das Videosignal eingespeist. Die Spannungen UBEi bzw. UBE2 zwischen Basis und Emitter der Transistoren 32 und 33 sind gleich. Sie sind abhängig von den Basisströmen und der Temperatur. Durch die Rückkopplung der Spannung UBEi auf den Operationsverstärker 31 wird die Spannung UBE2 kompensiert. Dadurch entfällt die Abhängigkeit der Gleichrichterkennlinie von Basisstrom und Temperatur, d. h. die Gleichrichterkennlinie wird linearisiert.

Werden zwei Frequenzen ausgefiltert, dann sind für jede Frequenz Filter (2, 2'). 90°-Phasenschieber 3, 3', Sin-Rechteck-Wandler 4,4', Multipüzierstufen 5,5' und Integratoren 6, 6' notwendig. Die Regelschleife zur Regelung des Filterphasengangs für die zweite Frequenz ist wie die Regelschleife für die erste Frequenz aufgebaut. Zur Regelung des Phasengangs des Impulsspitzengleichrichters 1 werden die Filterausgangssignale in einem Summierglied 14 addiert. Das Ausgangssignal des Summierglieds 14 wird zur Regelung des Phasengangs des Impulsspitzengleichrichters verwendet. Dieses Summiergliedausgangssignal übernimmt die Aufgabe des Filterausgangssignals, das beim Vorhandensein von nur einem Filter 2 zur Regelung de: Phasengangs des Impulsspitzengleichrichters 1 verwendet wird.

Die phasenkorrigierten sinusförmigen Modulations frequenzen (15 Hz bzw. 135 Hz) werden den 90°-Pha senschiebern entnommen und auf bekannte Weis( weiterverarbeitet.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Gewinnung der sinusförmigen Modulationsfrequenzen aus einem mit diesen Frequenzen impulsamplitudenmodulierten Videosignal, für TACAN-Empfänger, bei der das Videosignal in einem Impulsspitzengleichrichter gleichgerichtet und die Modulationsfrequenzen durch Filter ausgefiltert werden, dadurch gekennzeichnet, daß zur Beseitigung der vom Impulsspitzengleichrichter (1) und von den Filtern (2, 2') verursachten Phasenfehler der Phasengang des lmpulsspitzengleichrichters (1) und der Filter (2, 2') dadurch regelbar ist, daß zur Regelung des Phasengangs des Impulsspitzengleichrichters (1) die Filterausgangssignale zu dem Impulsspitzengleichrichter (1) zurückgeführt werden, daß zur Regelung des Phasengangs der Filter (2,2') die Filterausgangssignale der Reihe nach 90°-Phasenschiebern (3, 3'), Sin-Rechteck-Wandlern (4, 4') und MiiJtipJiziersiufen (5, 5') zugeführt werden, daß den Multiph/iersiufen (5, 5') zusätzlich d;is Ausgangssignal des Impulsspit/engleichrichters (1) zugeführt wird, dalj die Ausgangssignale der Multiplizierstufen (5, 5') in Integratoren (6, 6') integriert werden und daß die in den Integratoren (6, 6') erzeugten Gleichspiinnungssignale zu den Filtern (2, 2') zur Regelung des Phasengangs der Filter (2,2') zurückgeführt werden.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsspitzengleichrichter (1) aus einem Operationsverstärker (31), einem zur Gleichrichtung verwendeten ersten Transistor (33), einem zur Rückkopplung verwendeten zweiten Transistor (32), einem dritten Transistor (34) und einem Kondensator (35) besteht, daß die zur Phasenregelung vom Filterausgang zum Impulsspitzengleichrichter rückgeführten Filterausgangssignale dem kalten Ende des Kondensators (35) zugeführt werden, daß zur Linearisierung der Gleichrichterkennlinie die Basis-Emitterspannung des ersten Transistors (33) zum Operationsverstärker (31) rückgekoppelt wird und daß diese Rückkopplung durch einen zweiten Transistor (32) erfolgt, dessen Kennlinien mit den Kennlinien des ersten Transistors (33) übereinstimmen und dessen Kollektor auf gleichem Potential wie der Kollektor des ersten Transistors (33) liegt.

3. Schaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß in den Impulsspitzengleichrichler(l) ein weiteres, aus dem Videosignal abgeleitetes Signal eingespeist wird, das den dritten Transistor (34) so steuert, daß, wenn der dritte Transistor (34) leitend ist, der erste Transistor (33) nicht leitend ist und umgekehrt, daß die Zeit, während der der erste Transistor (33) leitend ist länger ist als die Zeit, Während der der dritte Transistor (34) leitend ist, daß Her dritte Transistor (34) jeweils unmittelbar vor Hern ersten Transistor (33) leitend ist und daß während der Zeit, während der der dritte Transistor (34) leitend ist, der Kondensator (35) entladen wird.

4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenregelung der Filter (2, 2') durch eine kleine Veränderung der Resonanzfrequenz bewirkt wird und daß zur Veränderung der Resonanzfrequenz der Filter (2, 2') ein elektrisch regelbarer ohmscher Widerstand (42) verwendet wird.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekenn zeichnet, daß der elektrisch regelbare ohmsch Widerstand (42) ein Feldeffekttransistor ist.