DE2442693B2 - Hochfrequenzimpulsgenerator - Google Patents
HochfrequenzimpulsgeneratorInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenzimpulsgenerator, der eine Mehrzahl von zusammen mit
Wicklungen jeweils primäre Resonanzkreise bildende Kondensatoren und eine Schaltungsanordnung zum
Laden der Kondensatoren aufweist, wobei jeder Kondensator einen damit verbundenen Stromsteuerschalter
besitzt, der durch eine Zeitgebungseinrichtung steuerbar ist und den Kondensator über die Wicklung
des jeweiligen primären Resonanzkreises entlädt, der induktiv mit einem sekundären Resonanzkreis gekoppelt
ist.
In einer Schaltungsanordnung der vorstehenden Art, die primäre und sekundäre Wicklungen aufweist, wird
die Energieübertragungsrate der Energieübertragung vom primären zum sekundären Resonanzkreis oder
vom Schwingungskreis zum Antennenkreis durch den Kopplungskoeffizienten zwischen den Wicklungen
gesteuert, und dieser stellt infolgedessen einen wichtigen Faktor beim Bestimmen der Amplitudenanstiegsrate
in einem ausgestrahlten Impuls dar. Die Energie wird bei dieser Energieübertragung abwechselnd von der
primären zur sekundären Wicklung übertragen, und dieser Vorgang ist beispielsweise in dem Buch von L. B.
Turner »Wireless« 1931 Cambridge at the University Press, Seiten 85—93 beschrieben. Hiernach beginnt die
Spannung im Primärkreis mit einem Maximum, und in diesem Augenblick befindet sich die Spannung im
Sekundärkreis auf einem Minimum. Wenn sich die Spannung im Sekundärkreis bis zu einem Maximum
aufschaukelt, dann fällt sie im Primärkreis auf ein Minimum ab, wobei sich die Hochfrequenzphase an
jedem Nulldurchgang umkehrt.
Aus der DE-PS 8 65 754, die einen rückgekoppelten Generator für die Erzeugung modulierter Schwingungen
betrifft, ist es weiterhin bekannt, daß sich für gedämpfte Schwingungen bei miteinander gekoppelten,
auf die gleiche Frequenz abgestimmten Kreisen Kopplungsschwingungen ergeben, deren Frequenz von
dem Grade der Kopplung abhängig ist, so daß auch die Frequenz der dadurch entstehenden Schwcbungsschwingungcn
durch den Kopplungsgrad bestimmt ist.
Nun ist es weiterhin insbesondere in Funknavigationssystemen erforderlich, die Phase des ausgestrahlten
Signals genau zu steuern. Wenn in Sendern für hohe Leistungen die Festkörpertechnik Anwendung findet.
dann ist es erforderlich, eine große Anzahl von Stcuer- bzw. Treiberschaltungen zu verwenden, und die
Erfindung bezieht sich, soweit einer ihrer Aspekte in Betracht steht, auf eine verbesserte Ausbildung eines
Hochfrequenzinipulsgenerators, die es ermöglicht, eine
große Anzahl von Festkörper-Stromstcuerschaltcrn zu benutzen, um einen Hochfrequenzausgang hoher
Spannung und hoher Leistung zu erzielen.
Die Erfindung findet insbesondere Anwendung in der Übertragung von Hochfrequenzimpulsen in einer
solchen Weise, daß ein individueller Zyklus in einem Impuls identifiziert werden kann. Derartige Impulssignale
sind beispielsweise in dem Funknavigaiionssystcm notwendig, das unter der Bezeichnung »Loran C«
bekannt ist und in dem Hochfrequenzübertragungen von einer Anzahl von räumlich getrennten Übertragern
bzw. Sendern in Aufeinanderfolge durchgeführt werden. Jede dieser Übertragungen besteht aus kurzzeitigen
Impulsen von Hochfrequenzenergie mit einer vorbestimmten Wellenform, wobei die Hochfrequcnzzyklcn
innerhalb der Impulse von verschiedenen Stationen in einer festen Phasenbeziehung gehalten werden. Eine
grobe Positionsinformation kann infolgedessen dadurch erzielt werden, daß man am Ort des Empfängers die
Zeitdifferenzen zwischen den empfangenen Impulsen bestimmt, es ist jedoch auch möglich, eine genauere
Positionsinformation zu erlangen, indem man die Phasenbeziehung zwischen den Hochfrequenzsignalen
von räumlich getrennten Stationen bestimmt.
Dazu geht die Erfindung aus von einem Hochfrequenzimpulsgenerator der eingangs genannten
Art. wie er aus der US-PS 32 43 728 bekannt ist. in der ein Sinuswellengenerator beschrieben ist, der einen
Sekundärkreis hat, der von Induktivitäten gebildet und durch einen Kondensator abgestimmt wird sowie an
eine Antenne angekoppelt ist. Jede der Induktivitäten wird aufeinanderfolgend gesondert erregt, und zwar
durch eine entsprechende, zeitlich gesteuerte Zündung von Thyristoren. Die Aufgabe, die dieser bekannten
Anordnung zugrundeliegt, besteht darin, eine kontinuierliche Sinuswelle zu erzeugen. Die erreichbaren
Hochfrequenzimpulsleistungen sind verhältnismäßig beschränkt.
Aufgabe der Erfindung ist es demgegenüber, einen Hochfrequenzimpulsgenerator zu schaffen, der es
gestattet sehr hohe Hochfrequenzimpulsleistungen zu erzielen, und der gleichzeitig eine Zyklusidentifikaüon
unter den Zyklen einer Hochfrequenzimpulsfolge ermöglicht.
Diese Aufgabe wird mit einem Hochfrequenzimpulsgenerator der eingangs genannten Art erfindungsgemäß
dadurch gelöst daß die Zeitgebungseinrichtungen die Kondensatoren gleichzeitig entladen, wobei alle
primären Resonanzkreise bei der gleichen Frequenz wie der Sekundärkreis im Resonanz sind, so daß in jedem
Primärkreis und infolgedessen auch im Sekundärkreis eine oszillierende Entladung erzeugt wird und dabei im
Sekundärkreis der Maximalspannung, die in aufeinanderfolgenden Zyklen nach der anfänglichen Entladung
der Kondensatoren entsteht während einer Verzögerung von einer vorbestimmten Anzahl von Zyklen, die
von dem Kopplungskoeffizienten zwischen den beiden Kreisen abhängt, bis zu einem Maximum zunimmt.
Obwohl in dem erfindungsgemäßen Hochfrequenzimpulsgenerator ebenso wie in demjenigen nach der
vorerwähnten US-PS 32 43 728 eine Mehrzahl von Wicklungen vorgesehen ist, sind diese Wicklungen alle
in primären Resonanzkreisen angeordnet, die zusammen bei der gleichen Frequenz wie der Sekundärkreis in
Resonanz sind. Die Kondensatoren, die sich in diesen Primärkreisen befinden, werden im Gegensatz zu der
Anordnung nach der US-PS 32 43 728 gleichzeitig entladen, um oszillierende Entladungen in den Primärkreisen
und damit im Sekundärkreis zu erzeugen.
In dem erfindungsgemäßen Hochfrequenzimpulsgenerator
wird die Maximalspannung allmählich im
Sekundärkreis aufgebaut, wobei die Maximalspannung, die in aufeinanderfolgenden Zyklen nach der anfänglichen
Entladung der Kondensatoren entsteht, während einer Verzögerung von einer vorbestimmten Anzahl
von Zyklen, die von dem Kopplungskoeffizienten zwischen dem Primär- und dem Sekundärkreis abhängt,
bis zu einem Maximum zunimmt. Dieser letzterwähnte Kopplungskoeffizient bestimmt die Frequenz der
Energieübertragung zwischen dem Primär und dem Sekundärkreis, die abwechselnd zwischen diesen beiden
Kreisen hin- und hergeht.
Der Hochfrequenzimpulsgenerator nach der Erfindung kann im übrigen ziemlich einfach und unter
geringem Kostenaufwand im Vergleich mit bisher benutzter Ausrüstung hergestellt werden, und außerdem
ist die Erfindung allgemein über Übertragern bzw. Sendern sowohl für kontinuierliche Wellen als auch für
Impulsübertragungen anwendbar.
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben, diese Weiterbildungen sowie
deren Merkmale und Vorteile werden nachstehend näher erläutert:
In der einen Weiterbildung der Erfindung umfaßt die primäre Induktanz eine Mehrzahl von symmetrisch
aufgebauten Wicklungen, die physisch benachbart zueinander angeordnet sind, so daß sie eine primäre
Induktanzeinheit bilden, wobei die Stromsteuerschalter benachbart den jeweiligen Wicklungen, jedoch außerhalb
des Feldes der primären Induktanz angeordnet sind.
Die einfachsten Wege zur Ausbildung einer Spule mit vernachlässigbarem äußerem Feld bestehen in der
Verwendung eines toroidalen Aufbaus oder darin, daß man eine leitende Abschirmung vorsieht. Die Verwendung
eines solchen Aufbaus ermöglicht es, die Festkörpereinheiten dicht benachbart zu ihren jeweiligen
Wicklungen mit kurzen Verbindungsleitungen anzuordnen. In einem Übertrager bzw. Sender hoher
Leistung müssen die Festkörpersteuereinheiten außerhalb des Feldes hohen Flusses sein, wenn sie
betriebssicher und ohne Zusammenbrechen arbeiten sollen; beispielsweise können Thyristoren durch ein
starkes Feld getriggert werdea Die vorbeschriebene Anordnung ermöglicht die Verwendung kurzer Leitungen,
wodurch die Phasenverschiebungsprobleme vermieden werden, die anderenfalls in Erregungswicklungen
von unabhängigen Erregungsquellen auftreten würden.
Zieht man eine toroidale Anordnung in Betracht,
dann kann eine einzige Primärwicklung eines konventionellen toroidalen Transformators in eine Anzahl von
Segmenten unterteilt werden, die getrennt durch die jeweiligen Festkörper-Steuereinheiten erregt werden
können. Die Spannung jedes Segments ist für einen gegebenen Fluß proportional iier Fläche bzw. dem
Bereich des Segments multipliziert mit der Anzahl von
Windungen im Segment (für welchen Begriff auch der Begriff »Abschnitt« verwendet werden kann). Für eine
gegebene Spannung der Ausgangsschaltung besitzt infolgedessen eine Primärspule, die eine vollständige
Windung aufweist die n-fache Spannung von getrennten Segmenten einer Spule, die /7-getrennte Segmente
besitzt. Es besteht eine praktische Grenze für die Spannung, die bei Festkörpereinrichtungen verwendet
werden können. Wie man jedoch von der nachfolgenden Erläuterung ersieht, kann bei der Anordnung der
Erfindung die primäre Induktanzeinheit beispielsweise viele hunderte von getrennten Wicklungen aufweisen,
von denen jede mit ihrer zugeordneten Festkörper-Steuereinheit verbunden ist, und infolgedessen ist es
nunmehr leicht möglich. Spannungen an der Ausgangsschaltung zu erhalten, die so hoch sind, wie es
wünschenswert ist.
In einer toroidalen Anordnung können die Festkörpereinheiten
durch Radialdrähte mit den Wicklungen verbunden werden. Durch Verwendung von engen
parallelen Drahtpaaren für Radialdrähte, in denen jedes Paar von Radialdrähten gleiche Ströme in entgegengesetzten
Richtungen aufweist, ist der effektive Nettostrom eines Paares benachbarter Radialdrähte Null,
wenn man den Fluß betrachtet, der durch die Wicklungen erzeugt wird. Diese Radialparallelleitungen
bilden ein Mittel, welches es ermöglicht, eine Spannungsanzapfung an eine Spule einer einzigen Windung
zu machen, ohne daß die Äquivalentschaltung verändert wird. Diese Radialleitungen können sich nach einwärts
oder auswärts erstrecken. Wenn sie sich nach auswärts erstrecken, wird das Äquivalent einer zweiten äußeren
Spule einer einzigen Windung gebildet. Eine enge bzw. dichte äußere Kurzschlußspule erniedrigt die Induktanz
der erwähnten äußeren Windung auf im wesentlichen Null. Durch Verwendung einer Anzahl von Spulenabschnitten
in dieser Weise können die Beschränkungen der Leistungsbemessung von Festkörper-Stromsteuereinheiten,
wie von Transistoren oder Thyristoren überwunden werden.
Im einfachsten Falle möge man einen toroidalen Spulenaufbau betrachten, der eine Anzahl von Primärwicklungen
besitzt, von denen jede eine oder mehrere Windungen hat, wobei jede Wicklung die gleiche
Anzahl von Windungen besitzt und die primären Wicklungen gleichmäßig auf eine vorhergehende
gewickelt sind, wobei die Endverbindungen jeder Wicklung dicht zusammen und entweder auf der inneren
Umfangsfläche oder, was mehr bevorzugt ist, auf der äußeren Umfangsfläche angeordnet sind. Jedes Paar
von Endverbindungen kann mit einem zugeordneten Kondensator und einer Festkörper-Stromsteuereinheit
verbunden sein, so daß jeder Spulenabschnitt einen getrennten Schwingkreisabschnitt bildet Eine sekundäre
oder Antennenwicklung kann über die Primärwicklungen gewickelt sein, wobei sich die Primärwicklungsverbindungen
durch die Sekundärwicklung erstrecken. Bei Hochleistung erfordert die Sekundärwicklung viel
weniger Windungen als die Primärwicklung. Um den großen Strom in einem Hochleistungsübertrager bzw.
-sender zu leiten, kann die Sekundärwicklung aus einer Anzahl von parallelen Drähten ausgebildet sein, wobei
die Windungen gleichmäßig bzw. -förmig um das Toroid herum verteilt sind.
Ein einfacher Toroidaufbau kann jedoch nicht die
vorteilhafteste Anordnung sein, und zwar wegen der Schwierigkeit der Anbringung der Sekundärwicklung
und wegen der Schwierigkeit des Einsteilens des Kopplungskoeffizienten zwischen den Wicklungen. In
einem Impulsübertrager bzw. -sender (die Begriffe »Übertrager« und »Sender« werden im Rahmen der
vorliegenden Anmeldung synonym verwendet) steuert dieser Kopplungskoeffizient die Energieübertragungsrate vom Schwingungskreis zum Antennenkreis, und
infolgedessen stellt er einen wichtigen Faktor beim Bestimmen der Amplitudenanstiegsrate in dem ausgestrahlten
Impuls dar. In einem Navigationssystem wie beispielsweise dem Loran C-System, das einen Phasenvergleich
von Zyklen innerhalb der Impulse anwendet, ist eine Zyklusidentifikation notwendig, und die
Anstiegsrate der Amplitude muß ziemlich schnell sein, und typischerweise soll die Spitze der Ausgangsleistung
im fünften Zyklus auftreten.
Damit es möglich wird, die Kopplung einzustellen, ist es daher zu bevorzugen, die primäre und die sekundäre
Wicklung auf getrennte Formstücke zu wickeln. Eine Form eines Spulenaufbaus, in dem dieses geschieht,
weist ein zylindrisches Formstück auf, dessen Sekundärwicklung um das zylindrische Formstück herumgewikkelt
ist; sowie eine zylindrische Abschirmung aus leitfähigem Material um die Sekundärwicklung herum;
und innerhalb der Abschirmung eine Mehrzahl von weiteren Formstücken, von denen jedes eine Wicklung
oder Wicklungen einer primären Induktanzeinheit trägt; diese weiteren Formstücke sind benachbart der
Sekundärwicklung in solchen Positionen angeordnet, daß jede Wicklung der primären Induktanzeinheit nur in
einem begrenzten bogenförmigen Bereich an den Fluß der Sekundärwicklung angekoppelt ist, jedoch sind
diese Wicklungen gleichmäßig bzw. -förmig um die Achse des Aufbaus herum angeordnet. Die Primärwicklungen
sind vorzugsweise zwischen dem Umfang der Sekundärwicklung und der Abschirmung vorgesehen.
Sie sind bevorzugt dicht benachbart der Abschirmung angeordnet, und ihre Endverbindungen werden durch
Löcher in der Abschirmung herausgeführt; infolgedessen können die zugeordneten Kondensatoren und
Schaltereinrichtungen für die Primärwicklung außerhalb der Abschirmung sein. Die Endverbindungen für
jeden Spulenabschnitt können daher dicht zusammen liegen.
Zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung kann ein Luftspalt gelassen werden, was von dem
zwischen den Wicklungen erforderlichen Kopplungsgrad abhängt
Vorzugsweise besitzt jeder Spulenabschnitt der Primärwicklung die gleiche Anzahl von Windungen, so
daß die verschiedenen Spulenabschnitte parallel geschaltet werden können.
Die Sekundärwicklung besitzt typischerweise nur einige wenige Windungen, jedoch kann jede Windung
wegen des großen Stroms, der im Antennenkreis eines Übertragers hoher Leistung aufgenommen werden
muß, eine Anzahl von parallelen Drähten aufweisen.
Die zylindrische Abschirmung aus leitfähigem Material wird vorteilhafterweise aus Kupfer hergestellt, und
vorzugsweise ist wenigstens eine Stirnfläche der Abschirmung geschlossen.
Bevorzugt sind die getrennten Abschnitte der Primärwicklung, von denen jeder einen bogenförmigen
Abschnitt bzw. ein bogenförmiges Segment belegt, um den Bereich innerhalb der Abschirmung herum verteilt,
so daß die Abschnitte zusammen einen Aufbau bilden, der sich vollständig um den Raum zwischen der
Abschirmung und der Sekundärwicklung herum erstreckt, wobei jeder Abschnitt nur an einen Teil des
Feldflusses der Sekundärwicklung angekoppelt ist. > Durch diese Anordnung kann die Spannung auf jedem
Spulenabschnitt der Primärwicklung viel kleiner gemacht werden als die Spannung auf der Sekundärwicklung.
Die Abschnitte der Primärwicklung können axial von der Sekundärwicklung im Abstand angeordnet sein,
κι jedoch sind sie vorzugsweise um den Umfang der
Sekundärwicklung herum angeordnet. Im letzteren Falle ist jeder Spulenabschnitt der Primärwicklung an
den Teil des Flußverlaufs der Sekundärwicklung angekoppelt, der im wesentlichen parallel zur Achse der
ι "> Sekundärwicklung, jedoch zwischen der Sekundärwicklung
und der Abschirmung verläuft. Jeder Abschnitt kann auf ein Formstück gewickelt sein, das so geformt
ist, daß es zwischen die Sekundärwicklung und die Abschirmung paßt, wobei die Spule oder die Spulen
in jedes Abschnitts mit ihren Achsen parallel zur Achse
der Sekundärwicklung sind.
Jeder Spulenabschnitt der Primärwicklung kann eine Mehrzahl von Windungen aufweisen, die auf einem
Formstück angeordnet sind, welches einen Teil eines
2■> Toroids oder eines gestreckten Abschnitts eines Toroids
bildet, wobei j;der der Spulenabschnitte die gleiche Anzahl von Windungen besitzt und wobei ferner jeder
Spulenabschniit zwei Endverbindungen aufweist, die einander benachbart auf der äußeren Umfangsfläche
jo liegen, und wobei schließlich die Endverbindungen für getrennte Spulenabschnitte über Umfangsfläche räumlich
verteilt sind bzw. im räumlichen Abstand über der Umfang?fläche vorhanden sind. Diese Endverbindungen
können durch Löcher in der vorerwähnten Abschir-
J) mung vorgenommen werden.
In einer Ausführungsform der Erfindung sind sechs Formstücke für die Primärwicklungsabschnitte vorgesehen,
wobei diese Formstücke so geformt sind, daß die Formstücke mit ihren Wicklungen einen geschlossenen
Zusammenbau bilden, der sich um die Achse der Sekundärwicklung herum erstreckt; diese geschlossene
Form besitzt innere und äußere flache hexagonale Oberflächen, von denen jede in einer Ebene liegt, die
sich senkrecht zu einer radialen Linie von der Achse der
4r> Sekundärwicklung zum Zentrum der Oberfläche erstreckt
Auf jedem dieser Formstücke ist eine Anzahl von Spulenabschnitten, jeder aus nur einer einzigen
Windung, gewickelt, wobei sich die Achse jedes Spulenabschnitts parallel zur Achse der Sekundärwicklungerstreckt
An Stelle der Verwendung eines hexagonalen Aufbaus bzw. Zusammenbaus können die Spulenformstücke
so geformt sein, daß sie einem Abschnitt eines ringförmigen Bereichs mehr angepaßt sind, beispielsweise
können die inneren und äußeren Oberflächen je in drei getrennten Sehnenebenen liegen.
Wie vorstehend bereits dargelegt, findet die Erfindung
jedoch insbesondere Anwendung bei Impulsübertragern hoher Leistung. In gewissen Funknavigationssy-
stemen niedriger Frequenz, wie beispielsweise in dem
»Loran C«-System, ist es erforderlich, Hochfrequenzenergieimpulse kurzer. Dauer bei einer niedrigen
Hochfrequenz, beispielsweise 100 kHz, auszustrahlen.
Die Impulse müssen zeitmäßig genau sein, und im »Loran C«-System muß die Phase der Schwingungen in
den Impulsen genau gesteuert sein. Die Erfindung betrifft besonders die Probleme der Erzeugung von
Impulsen hoher Leistung.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung weist ein Impulsübertrager bzw. -sender wenigstens einen
Schwingkreis auf, der einen Kondensator und eine Primärwicklung besitzt, sowie eine einseitig gerichtete
Ladeschaltung zum Laden des Kondensators, eine triggerbare Schaltereinrichtung im Schwingkreis zum
Verbinden des Kondensators mit der Primärwicklung, wobei die triggerbare Schalteinrichtung einen in zwei
Richtungen verlaufenden Stromfluß ermöglicht; und schließlich eine Sekundärwicklung, die induktiv an die
Primärwicklung angekoppelt und in einem Antennenkreis angeordnet ist.
Aus den vorstehend erörterten Gründen ergibt sich normalerweise eine Mehrzahl von Primärwicklungen,
die eine primäre induktanzeinheii bilden, wobei jede
Wicklung ihre triggerbare Schaltereinrichtung besitzt, welche die vorerwähnte Festkörpereinheit bildet.
Jedoch kann eine gemeinsame Ladeschaltung zum Laden aller Kondensatoren in den verschiedenen
Schwingkreisen verwendet werden, wenn die Wicklungen im Hinblick auf die gewählten Hochfrequenzen
voneinander isoliert sind.
Dieser Anordnung wird der Kondensator im Schwingkreis über die einseitig gerichtete (unidirektionelle)
Ladeschaltung geladen, und nachdem er geladen worden ist, wird, wenn der Hochfrequenzimpuls
übertragen bzw. gesendet werden soll, die triggerbare Schaltereinrichtung betätigt, so daß sie den geladenen
Kondensator mit der Primärwicklung verbindet, wodurch ein oszillierender Schwingkreis gebildet wird, der
bei der gewünschten Hochfrequenz Resonanz besitzt. Die Schwingungen in diesem Kreis werden in die
Sekundärwicklung im Antennenkreis eingekoppelt, der vorzugsweise ein reihenresonanter Kreis ist, der
ebenfalls auf die erforderliche Hochfrequenz abgestimmt ist.
Vorzugsweise sind Dämpfungswiderstände sowohl für den Schwingkreis als auch für den Antennenkreis
vorgesehen, wobei diese Dämpfungswiderstände induktiv durch triggergesteuerte Schaltereinrichtungen an die
Primärwicklung bzw. die Sekundärwicklung angekoppelt sind, und wobei ferner diese Schaltereinrichtungen
so gesteuert werden, daß sie die Dämpfungseinrichtungen in die Schalter bzw. den Kreis nach der
Spitzenstrahlung einschalten, um eine weitere Ausstrahlung von Hochfrequenzenergie zu verhindern.
Alternativ kann eine Dämpfung durch einen Serienwiderstand vorgesehen sein, der in den Sekundärkreis
eingefügt ist und durch einen Thyristorschalter während des frühen Teils des Impulses kurzgeschlossen ist; dieser
Kurzschlußkreis wird zum Dämpfen oder Verkürzen des Impulsschwanzes weggenommen bzw. unwirksam
gemacht Bei Verwendung von Thyristorschaltern bleibt der Schalter nach der Zündung geschlossen, bis der
Hochfrequenzstrom unter einen kritischen Wert abfällt, der von dem verwendeten Thyristor abhängt Wenn die
Dämpfung im offenen Zustand des Thyristors aktiv ist,
kann infolgedessen die Schwanzlänge bei einem niedrigen Niveau gesteuert bzw. kontrolliert werden.
Wenn andererseits die Dämpfung aktiv bei geschlossenem Thyristor ist, dann geht die Dämpfungssteuerung
bei niedrigem Niveau verloren, wenn der Thyristor öffnet
In einem Übertrager bzw. Sender für ein Funknavigationssystem des »Loran C«-Typs muß die Umhüllung
des Impulses genau gesteuert werden, so daß es möglich ist, einen besonderen Zyklus in einem Impuls am
Empfänger zu identifizieren. In einer bevorzugten
Ausbildung besitzt die Umhüllung einen schnellen Anstieg für die ersten drei Zyklen und einen
Spitzenwert bei ungefähr vier bis sieben Zyklen nach dem Beginn des Impulses. Um die Gesamtstrahlung auf
ein Minimum herabzusetzen ist eine kurze Abfall- bzw. Abklingzeit zu bevorzugen. Es wird manchmal eine
lange Umhüllungswellenform als wünschenswert angesehen, um ein maximales Verhältnis zwischen der
Energie, die innerhalb von beispielsweise plus oder minus 10 kHz der Resonanzfrequenz (typischerweise
100 kHz) und die innerhalb des Restes des Spektrums liegt, zu erzielen. Das ist jedoch nicht richtig, da die
Interferenz, die durch irgendeinen anderen Hochfrequenzempfänger festgestellt werden kann, von der
absoluten interferierenden Strahlung innerhalb des Bandes dieses Empfängers unabhängig vom Prozentsatz
ist, den diese Interferenz zur gesamten Strahlung des interferierenden Strahlers hat Um infolgedessen die
Interferenz mit anderen Benutzern zu minimalisieren,
erhält man keinen Vorteil, wenn man eine weitere Ausstrahlung des Funknavigationssender bei der gewünschten
Frequenz durchführt Es ist infolgedessen möglich, eine kurze Abklingzeit für die Impulse vom
Funknavigationssender zu benutzen.
Im Hinblick auf die Anzahl der Zyklen vor dem Erreichen der Spitzenausstrahlung, sollten die folgenden
Tatsachen in Betracht gezogen werden. Wenn eine Zyklusidentifikation zeitig durchgeführt wird, beispielsweise
bei IV2 Zyklen nach dem Beginn des Impulses,
dann hat die Umhüllung (bzw. Hüllkurve) des Empfängerausgangs eine Umhüllungsstartneigung oder -charakteristik,
die einen exponentiellen Charakter aufweist, was bedeutet, daß in einem vorgegebenen Zeitintervall
ein gegebener prozentualer Anstieg vorliegt Mit einer solchen Neigung oder Charakteristik ist es unmöglich,
einen bestimmten Zyklus zu identifizieren. Wenn die Zyklusidentifikation spät durchgeführt wird, beispielsweise
beim fünften oder sechsten Zyklus, dann ist die prozentuale Änderung in der Amplitude pro Zyklus
wesentlich geringer als bei der Identifizierung des dritten Zyklus. Ein eingehendes Studium des Zykiusidentifikationsproblems
hat gezeigt, daß dann, wenn die Umhüllungswellenform als scharfe und perfekte Rampe
beginnt, der zu identifizierende Zyklus etwa der dritte
Zyklus sein sollte. Um einen guten Phasenvergleich der Zyklen und eine anfängliche Festlegung bzw. Verriegelung
der Impulszeitgebung zu erzielen, ist es wünschenswert, Signale zu verwenden, die tiefer im Impulsliegen;
tatsächlich ist ein Impuls wünschenswert, der länger als die oben genannten vier bis sieben Zyklen ist Für einen
mittleren Kettenbereich von Stationen kann ein Phasenvergleich bis in den achten Zyklus hinein
vorgenommen werden. Eine gute Phasenübereinstimmung oder ein guter Phasenvergleich jedoch hat keinen
Wert, wenn ein Fehler von einem gesamten Zyklus vorliegt, und infolgedessen muß eine Impulsform
gewählt werden die es ermöglicht, die genaueste Zyklusidentifikation durchzuführen.
Zum Laden des Kondensators ist die vorerwähnte unidirektionelle Ladeschaltung vorzugsweise eine Resonanzladeschaltung
niedriger Frequenz, die eine Einrichtung zum Blockieren eines Rückstromflusses
aufweist Nach Vollendung des ersten halben Zyklus einer Schwingung bei der niedrigen Frequenz will der
Strom umkehren, und diese Umkehr wird blockiert Dieses Blockieren kann durch eine Reihendiode
und/oder durch einen unidirektionellen Schalter ausgeführt werden. Wenn man einen in Resonanz befindli-
chen Ladekreis verwendet. danr>
kann der Kondensator im Schwingkreis infolgedfssen von einer Gleichstromquelle auf eine Spannung aufgeladen werden, die
angenähert das Zweifache der Spannung der Versergungsquelle beträgt.
Ein Thyristor kann in Reihe mit der Versorgungsquelle und einem Kondensator als Schaltereinrichtung für
die Ladeschaltung eingefügt werden, wodurch es ermöglicht wird, die Zeitgebung des Beginns der
Ladung zu steuern. Dieser Thyristor verhindert einen Stromfluß in der umgekehrten Richtung, doch es ist zu
bevorzugen, sowohl einen Thyristor als auch eine Diode in Reihe anzuwenden, wobei die Diode die Möglichkeit
eines Rückstroms oder eines Zusammenbruchs im Thyristor aufgrund der hohen Spannung verhindert. Um
die Ladeschaltung bei der niedrigen Frequenz in Resonanz zu bringen, kann eine Induktanz in Reihe mit
dem Kondensator in der Kondensatorladeschaltung vorgesehen sein. Dies ist typischerweise eine mit
Eisenkern versehene Drosselspule niedrigen Verlustes.
Die triggerbare Schaltereinrichtung im Schwingkreis zum Verbinden des Kondensators mit der Primärwicklung muß einen StromfluQ in beiden Richtungen
gestatten. Dieser Schalter hat in einem praktischen Ausführungsbeispiel einer hohen Umkehrspannung
standzuhalten. Er muß fähig für eine hohe Spannungsänderungsrate bezogen auf die Zeit sein, und er sollte
einen geringen Verlust und eine kleine Schaltzeit besitzen. Es ist möglich, einen Triac zu verwenden,
jedoch lassen sich gegenwärtig im Hinblick auf das Standhalten gegen die Umkehrspannung, das Erzielen
einer zeitlichen Spannungsveränderungsrate, dem Erreichen niedriger Verluste und kurzer Schaltzeiten
bessere Ergebnisse erzielen, wenn man entweder zwei Thyristoren im Nebenschluß aufeinanderfolgend verwendet oder wenn man einen Thyristor im Nebenschluß
mit einer Diode benutzt Ein Thyristor mit einer Diode erfordert nur einen einzigen Triggereingang, jedoch
führt ein Hochstromthyristor bei den derzeitig vorhandenen Komponenten einen niedrigeren Verlust ein als
eine Hochspannungs-Hochstrom-Diode, und aus diesem Grunde ist es zu bevorzugen, zwei Thyristoren im
Nebenschluß aufeinanderfolgend zu verwenden.
Es ist zu bevorzugen, die Dämpfung im Schwingkreis und im Antennenabstimmkreis durch induktiv gekoppelte Dämpfungsschaltungen bzw. -kreise zu bewirken.
Der Schwingkreis kann dadurch gedämpft werden, daß man einen Widerstand mit einem triggerbaren Schalter
im Nebenschluß über den Schwingkreis schaltet. Der Schalter jedoch muß im ausgeschalteten Zustand einer
hohen Hochfrequenzspannung standhalten, und die
maximal zulässige Spannung wird durch die ^y -Bemessung des Transistors begrenzt. Eine höhere Spannungsbemessung kann dadurch erreicht werden, daß man
Thyristoren in Reihe verwendet, jedoch wird dadurch die Triggeranordnung komplizierter.
Es ist möglich, eine 90°-Verzögerungsleitung oder eine 90°-Voreilschaltung (bei der Hochfrequenz) zu
verwenden, um die Aktion des Schalters umzukehren, d. h, um die Eingangsimpedanz des Schalterkreises Null
zu machen, wenn der Schalter offen ist, und in gleicher Weise die Eingangsimpedanz auf einen begrenzten
Wert zu bringen, wenn der Schalter geschlossen ist; infolgedessen ist der Schalterverlust Null, wenn die
Dämpfung ausgeschaltet ist. Es wird bevorzugt, besser eine Voreilschaltung als eine Verzögerungsschaltung zu
verwenden, da diese nicht nur die Aktion des Schalters
umkehrt sondern außerdem die an den Thyristorschalter angelegte Spannung auf einen günstigeren Wert
bringt
Bei dem Schwingkreis, der ein parallel abgestimmter
Kreis ist wird vorzugsweise ein Parallelwiderstand eingefügt während es bei einem in Reihe abgestimmten
Kreis zu bevorzugen ist. einen Reihenwiderstand einzufügen.
Bei der Verwendung von gekoppelten Spulen zur Erzielung einer Spannungstransformation zwischen
dem Schwingkreis und dem Antennenkreis ist es außerordentlich wünschenswert daß eine enge Kopplung erzielt wird. Eine lose Kopplung führt eine
Lekageinduktanz ein. die in unvorteilhafter Weise die Umhüllung der Impulswellenform ändern kann. Dies gilt
insbesondere für die Kopplung der Dämpfungskreise an die primäre und die sekundäre Wicklung. Eine Spule mit
einer einzigen Windung gibt eine maximale Kopplung bei einem vorgegebenen Durchmesser, einer vorgegebenen Weite und Lokalisierung bezüglich der Spule.
Wenn die Spannung einer einzigen Windung im Dämpfungskreis zu groß ist, wie vorstehend erläutert
wurde, dann kann diese einzige Windung durch Radialdrähte in /\bschnitte aufgespalten werden, wobei
die Abschnitte parallel geschaltet werden. Infolgedessen weist die Kopplungsspule im Dämpfungskreis typischerweise eine einzige Windung auf, die in eine Anzahl
von Abschnitte mit radialen Kopplungsdrähten unterteilt ist, wobei die verschiedenen Abschnitte parallel in
den Dämpfungskreis geschaltet sind.
Die Verwendung der Multi-Abschnitt-Primärwicklung ermöglicht eine hohe Ausgangsleistung in einem
Impuls, den man von einem Hochfrequenzsender unter Verwendung eines mit Anzapfungen versehenen und
einen Luftkern aufweisenden Transformator erhält, abgesehen von den Beschränkungen, die sich in der
Praxis wegen der triggerbaren Schaltereinrichtungen, wie beispielsweise der Thyristoren, ergeben, die eine
maximale Betriebsspannung besitzen, und außerdem gibt es eine maximale Anzahl von Joules, die von jeder
Schaltereinrichtung bei jedem Impuls verarbeitet werden kann. Diese Impulsleistung hängt von der
gesamten Anzahl von Joules ab. Es ist daher wesentlich, daß der Transformator Abgriffe aufweist, so daß die
Spannung gleich der maximalen Betriebsspannung des gewählten Thyristors oder der gewählten anderen
Schaltereinrichtung ist, und es ist notwendig, die Spule in getrennte geschaltete Abschnitte aufzuteilen, von
denen jeder getrennt geschaltet wird, wobei die Gesamtzahl von Schaltereinrichtungen und Abschnitten
von der im Impuls erforderlichen Gesamtausgangsleistung abhängt.
Ein Funknavigationssystem kann wenigstens drei oben beschriebene Impulsübertrager bzw. -sender
aufweisen, die räumlich voneinander getrennt sind, wobei ein Hauptoszillator in einer der Stationen
vorhanden ist, der das Schalten steuert, um die zeitlichen Momente der Einleitung der Impulse zu bestimmen und
um die Einleitung der Zyklen in den Impulsen zeitlich zu steuern; und die anderen Stationen werden je durch
einen Oszillator gesteuert, der von den Übertragungen bzw. Sendungen der ersten Station abhängt oder mit
diesen verriegelt ist bzw. von diesen zwangsläufig gesteuert wird.
ι In einer beweglichen Empfangsstation werden die
Signale von der Übertragungs- bzw. Sendestation empfangen und in der Phase und in der Zeit verglichen,
um daraus die Positionsinformation zu erhalten. An
jeder der abhängigen Sationen kann zum Empfang der
Übertragungen bzw. Sendungen von der Hauptstation eine Empfangsantenne vorgesehen sein, die einen Kreis
aufweist, der außer Phase mit der lokalen Sendeantenne
ist oder nichts von letzterer empfängt, um Fehler zu vermeiden, die durch die Signale der Hauptstation
hervorgerufen wenden könnten, weiche erneut durch die Sendeantenne der abhängigen Station ausgestrahlt und
durch die Empfangsantenne empfangen wurden.
In jeder Station werden vorzugsweise die erforderlichen Triggerimpulse zum Einleiten der Impulse, zum
Einleiten der Ladung, zum Triggern des Schwingkreises und zum Betätigen der Dämpfungskreise bzw. -schaltungen durch Verwendung eines Oszillators und
digitalen Frequenzteilers in zeitlich aufeinander abgestimmter Beziehung erzeugt.
Im »Loran C«-System kann eine Codierung zum Identifizieren einer Übertragung bzw. Sendung dadurch
erzielt werden, daß man periodisch die Phase der
Übertragung bzw. Sendung umkehrt, ohne den zeitlichen Ablauf zu verändern. Normalerweise wird die
Codierung durch Umkehren der Phase von abwechselnden Impulsen erzielt. Die Impulse sind solche von kurzer
Dauer, die nur wenige Zyklen der Hochfrequenz aufweisen. Es ist nicht möglich, diese Phasenumkehr nur
durch Verzögerung um einen halben Zyklus des Zündens der triggerbaren Schaltereinrichtung vorzunehmen, da hierdurch eine entsprechende Verzögerung
der Zeitgebung" bewirkt werden würde. Obwohl es möglich wäre, halbzyklische Zeitwechsel von aufeinanderfolgenden Impulsen zu verwenden, um eine Phasenumkehrcodierung zu erzielen, würde ein solches
Vorgehen ein Modifikation des Zeitformats in dem Empfänger im Vergleich mit vorhandenen »Loran
C«-Empfängern erfordern.
In einem Impulsübertrager bzw. -sender der oben beschriebenen Art, der eine triggerbare Schaltereinrichtung zum Entladen eines Kondensators in jedem
Schwingkreis besitzt, werden zwei primäre Induktanzeinheiten vorgesehen, die an den Antennenkreis
angekoppelt sind, wobei die zwei primären Induktanzeinheiten je auf einer Seite der induktiv daran
anzukoppelnden Sekundärwicklung angeordnet sind. Jede primäre Induktanzeinheit kann eine oder mehrere
Wicklungen aufweisen, von denen jede ihren getrennten triggerbaren Schalter besitzt. Die beiden primären
Induktanzeinheiten können in entgegengesetzter Phase an die Antenne angekoppelt sein, und es kann eine
Einrichtung vorgesehen sein, welche die den beiden primären Induktanzeinheiten zugeordneten Schalter in
Übereinstimmung mit der Phase des erforderlichen übertragenen bzw. gesendeten impulses zündet.
Ein Ziel der Verwendung zweiter getrennter primärer Induktanzeinheiten, von denen je eine auf je einer Seite
der Sekundärwicklung plaziert ist, besteht darin, den physikalischen Aufbau durch Auseinanderspreizung der
verschiedenen Elemente zu erleichtern. Ein weiterer Vorteil jedoch ergibt sich aus der Möglichkeit, die
Einrichtung nur mit einer primären Induktanzeinheit zu betreiben, während die andere inoperativ oder aus der
Schaltung entfernt ist. Die Entfernung kann physikalisch bzw. physisch oder elektrisch durchgeführt werden.
Wenn daher eine Einheit fehlerhaft wird, kann der Sender mit halber Leistung betrieben werden, indem
man nur die andere primäre Induktanzeinheit verwendet. Vorausgesetzt, daß die Kopplung oder der Abstand
bezüglich der sekundären verändert wird, so daß man die gleiche Gesamtkonnlung wie mit beiden Primärein
heiten im Kreis bzw. in der Schaltung erhält, bleibt die
Impulsform die gleiche.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Kopplung und die Dämpfung jeder einzelnen Primäreinheit
'■ eingestellt werden kann, um so zu arbeiten, daß die andere Primäreinheit durch Kurzschluß herausgenommen ist Eine Impulspolarität oder eine andere
Phasenveränderung ist dann dadurch möglich, daß man von einer Primäreinheit auf die andere übergeht,
in beispielsweise die beiden Einheiten abwechselnd betreibt Wie weiter erläutert werden wird, kann ein
Polaritätswechsel durch einen Wechsel der Kopplungspolarität oder durch eine Änderung der Polarität der
Ladespannung erzielt werden. Auf diese Weise läßt sich
ι". eine Impulscodierung erreichen.
Bei dieser Anordnung kann eine einzige Ladeschaltung verwendet werden, die sowohl mit der primären
Induktanzeinheit verbunden jedoch durch die ausgewählte primäre Induktanzeinheit entsprechend den
-'» gezündeten Schaltern entladen wird. Infolgedessen
kann man eine Codierung durch Phasenveränderung
erreichen, ohne daß die Zeitgebung der Impulse
gewechselt wird.
.'ι wobei ein Satz eine erste primäre Induktanzeinheit
bildet, die in entgegengesetzter Phasenbeziehung zu dem anderen Satz, welcher die zweite primäre
Induktanzeinheit zur Hervorbringung einer Phasenumkehrcodierung bildet, an die Antenne angekoppelt ist.
in Alle Wicklungen in jedem Satz haben getrennte
Schalter sowie die zum Zünden des Schaltersatzes vorgesehenen Zündungseinrichtungen.
Die Ladeschaltung kann wie oben beschrieben ausgebildet sein. Die Schalter in dieser Anordnung sind
r> vorzugsweise Schalter, welche zwei Thyristoren aufweisen. Die nichterregte Primärwicklung oder die nichterregten Primärwicklungen kann bzw können in einem
offenen Schaltkreis bleiben und beeinflussen die Impulserzeugung nicht.. Die Spannung, die in der
4(i nichterregten Primärwicklung oder in den nichterregten
Primärwicklungen induziert wird, ist relativ niedrig im Vergleich mit der Spannung, die in der erregten
Wicklung erzeugt wird, und es ist leicht möglich.
haben, aufgrund deren sie in der Lage sind, der hohen Hochfrequenzspannung im »Aus«-Zustand zu widerstehen. Die Verwendung von zwei Thyristoren führt
dazu, daß jeder Stromfluß durch die nichterregte
-,ο Wicklung in beiden Stromflußrichtungen verhindert
wird. Ein Schalter, der einen einzigen Transistor und eine Diode aufweist, derart, wie er oben beschrieben
wurde, ist unerwünscht, da die Diode in einer Richtung leitet.
In einer mechanischen Anordnung ist die Antennenspule zusammen mit zwei Sätzen von Primärwicklungen
vorgesehen, wobei ein Satz auf einer Seite der Antennenspule und der andere Satz auf der anderen
Seite angeordnet ist. Um die Phasenumkehrcodierung
bo zu erzielen, ist ein Satz von Primärwicklungen im
Vergleich mit dem anderen Satz in entgegengesetzter Phase an die Antennenspule angekoppelt, und nur ein
Satz von Primärwicklungen wird zu einem jeweiligen Zeitpunkt erregt. In einem »Loran C«-System werden
b5 zur Erzielung einer abwechselnden Phasenumkehr von
aufeinanderfolgenden Impulsen die Schalter in den beiden Sätzen von Primärwicklungen abwechselnd
gezündet.
in .einer anderen mechanischen Anordnung ist die Antennenspule im Abstand von den Spulen angeordnet,
welche die ersten und zweiten Primärwicklungen bilden, und es ist eine Kopplungsschaltung bzw. ein Kopplungskreis vorgesehen, die bzw. der eng an die Primärwicklungen angekoppelt ist, um Energie von der erregten
Primärwicklung in den Antennenkreis einzukoppeln. Ein derartiger Kopplungskreis bzw. eine derartige
Kopplungsschaltung kann ein Reihenkreis bzw. eine Reihenschaltung haben, worin Kopplungsspulen an die
beiden Sätze von Primärwicklungen angekoppelt und in Reihe mit der Antenne verbunden sind. Wie vorher
befinden sich die nichterregten Primärwicklungen in offenen Schaltkreisen und wirken nicht auf die
Impulserzeugung ein. Ein Thyristor-Kunrschlußschalter
kann zum Kurzschließen der Kopplungsspule der inoperativen Einheit vorgesehen sein. Das ermöglicht
es, einen Thyristor-Dioden-Schalter für die Impulserregung zu verwenden. Ein derartiges Kurzschließen der
Die vorstehend beschriebenen Anordnungen erfordern zwei Primärwicklungen (oder zwei Sätze von
Primärwicklungen), die in Übereinstimmung mit der erforderlichen Phase des gesendeten bzw. übertragenen
Impulses wahlweise erregt werden. Es ist jedoch auch möglich, nur eine Primärwicklung (oder einen Satz von
Primärwicklungen) zu verwenden, indem man zwei Ladeschaltungen zum Laden des Kondensators in der
Primärwicklung (oder der Kondensatoren in den Primärwicklungen) auf ein Potential der einen Polarität
oder der anderen Polarität vorsieht, so daß durch Auswahl der Ladeschaltung und demgemäß der
Polarität des Potentials am Kondensator oder an den Kondensatoren die Phase des ausgestrahlten Impulses
ausgewählt werden kann. Infolgedessen können in einem Impulsgenerator der oben beschriebenen Art,
welcher eine triggerbare Schaltereinrichtung zum Entladen eines Kondensators in dem oder in jedem
Schwingkreis aufweist, zwei getrennte Ladeschaltungen mit Einrichtungen zum wahlweisen Betrieb der einen
oder der anderen Ladeschaltung zum Zwecke des Ladens des Kondensators in dem die Primärwicklung
aufweisenden Schwingkreis vorgesehen sein. Eine Mehrzahl von Primärwicklungen kann parallel von der
ausgewählten Ladeschaltung geladen werden, so daß die beiden Ladeschaltungen für alle Primärwicklungen
dienen.
In einer Anordnung, die einen Kondensator aufweist, der wahlweise auf die eine oder die andere Polarität
aufgeladen wird, besitzt vorzugsweise die Schaltereinrichtung im primären Schwingkreis zwei Thyristoren,
die mit entgegengesetzten Polaritäten mit einer Einrichtung zum wahlweisen Triggern des einen oder
des anderen der Thyristoren in Übereinstimmung mit der Polarität der Ladung auf dem Kondensator sowieso
angeordnet sind, daß der andere Thyristor einen Halbzyklus später gezündet wird. Dadurch wird
vermieden daß eine Zündspannung an einen Thyristor angelegt wird, der eine umgekehrte Anodenspannung
besitzt, was anderenfalls zur Zerstörung des Thyristors führen könnte. In einigen Fällen jedoch ist es möglich,
einen einzigen langen Zündimpuls an beide Thyristoren anzulegen.
Die Erfindung wird nachstehend an bevorzugten Ausführungsbeispielen, die in den Figuren der Zeichnung im Prinzip dargestellt sind, näher erläutert. Es
zeigen:
F i g. 1 einen Teil eines Impulsübertragers bzw. -senders für ein Funknavigationssystem,
F i g. 2 und 3 erläuternde Weumrformendarstellungen,
welche die Spannung über dem Kondensator eines "> Schwingkreises bzw. die Antennenspannung in der
Schaltung der F i g. 1 veranschaulichen,
Fig.4, 5 und 6 je eine Form eines triggerbaren
Schalters, der in der Schaltung der Fig. 1 verwendet
werden kann,
in Fig.7 eine schematische Veranschaulichung einer
90° -Verzögerungsleitung und eines Schalters zum Umkehren der Aktion eines Schalters,
Fig.8 und 9 zwei äquivalente Formen einer Schaltung, in der eine 90°-Voreilschaltung und ein
r> Schalter zum Umkehren der Aktion eines Schalters verwendet ist,
F i g. 10,11 und 12 drei Formen von Dämpfungsschaltungen,
Fi g. 13 eine Spule mit einer einzigen Windung, die in
jo vier Abschnitte aufgeteilt ist,
F i g. 14 eine Veranschaulichtung der Art, wie vier
Abschnitte der Spule der Fig. 13 parallel geschaltet werden können,
Fig. 15 eine bevorzugte Ausbildung einer Triggerr>
schaltung,
Fig. 16 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichtung
einer Zeitgebungs-Steuerschaltung,
Fig. 17 einen Schwingkreis, der eine Anzahl von getrennten Wicklungen besitzt,
in F i g. 18 eine schematische Veranschaulichung einer
mechanisch ^n Anordnung der Schaltung der F i g. 17,
F i g. 19 eine Blockdarstellung eines Funknavigationssystems,
F i g. 20, 21 und 22 drei alternative Anordnungen für
)-> die Phasenumkehrcodierung eines Impulses von einem
Impulsübertrager bzw. -sender in einem Funknavigationssystem, wie beispielsweise im »Loran C«-System,
F i g. 23 einen Querschnitt in einer Diametralebene parallel zur Achse eines zylindrischen Spulenaufbaus,
F i g. 24 eine schematische Seitenansicht, welche die Anordnung der Spulenabschnitte der Primärwicklung
und des Spulenaufbaus der F i g. 23 veranschaulicht,
Fig.25 eine Aufsicht von unten auf eine andere
Ausbildungsform des Spulenaufbaus,
4Ϊ F i g. 26 einen Querschnitt durch den Spulenaufbau
der F ig. 25,
F i g. 27 eine schematische perspektivische Darstellung eines Abschnitts eines Primärwicklungsaufbaus,
der in dem Spulenaufbau der F i g. 25 und 26 anwendbar
ist,
Fig.28 ein Diagramm, das den Verlauf einer der
Windungen des Spulenaufbaus der F i g. 27 zeigt,
Fig.29, 30 und 31 erklärende Schaltbilder zum
Erläutern des Spulenaufbaus der F i g. 25 bis 28,
Fig. 32 eine Abwandlung eines Spulenabschnitts, der in der Anordnung der F i g. 25 verwendet wird,
Fig.33 und 34 Diagramme, die eine andere Ausbildungsform des Spulenaufbaus veranschaulichen.
Die Erfindung ist insbesondere bei Impulsübertragern bzw. -sendern für hohe Leistung anwendbar, und vor der
Erläuterung von bevorzugten Ausführungsformen von Spulenkonstruktionen, die in einem Hochleistungssender verwendet werden können, erscheint es zweckmäßig, zunächst die Impulserzeugungsschaltung näher zu
b5 erläutern.
In Fig. 1, in der in schematischer Form die Komponenten dargestellt sind, die für die Erläuterung
des Betriebs einer Ausführungsform des Hochfrequenz-
impulsüberlragcrs bzw. -senders erforderlich sind,
bedeutet 10 eine Versorgungsquelle für Gleichstromleistung, die typischerweise eine Spannung von 600 V zur
Verfugung stellt und dazu benutzt wird, einen Kondensator 11 in einem Schwingkreis zu laden, der ~>
von dem Kondensator U und der Primärwicklung 12 gebildet wird; der Schwingkreis wird durch einen in
zwei Richtungen wirkenden (bidirektioneilen) Schalter
vervollständigt, der eine Diode 13 aufweist sowie einen Thyristor 14, der von einem Triggereingang 15 m
triggerbar ist. Typischerweise ist der Schwingkreis auf eine Frequenz der Größenordnung von 100 kHz
abgestimmt Der Kondensator 11 wird von der Gleichstromquelle 10 über eine Resonanzladeschaltung
niedriger Frequenz geladen, und zwar wird der r> Kondensator 11 bei dieser niedrigen Frequenz für einen
Halbzyklus geladen. Diese Resonanzladeschaltung niedriger Frequenz weist eine mit einem Eisenkern
versenene Induktanz 16 auf, die mit deni Kondensator
11 einen Kreis bildet, der in diesem speziellen Fall eine -'»
Resonanzfrequenz von etwa 80 Hz besitzt Infolgedessen hat ein Halbzyklus dieser niedrigen Frequenz eine
Dauer von 6250 Mikrosekunden. Die Ladeschaltung wird durch einen Schalter vervollständigt der einen
Thyristor 17 aufweist, welcher durch einen Triggerim- r>
puls von einer Triggerschaltung 18 Ober einen Transformator 19 getriggert wird. Eine Diode 20 ist in
Reihe mit dem Thyristor geschaltet wodurch die Möglichkeit einer Stromumkehr oder eines Durchbruchs im Thyristor 17 verhindert wird. Die Ladeschal- «ι
tung besitzt ein Überlastungsrelais 21, das normalerweise geschlossene Kontakte 22 aufweist, die einen
Nebenschlußweg über einen Kondensator 23 bilden, wobei dieser Nebenschlußweg einen Widerstand 24
kleiner Größe und eine Induktionsspule 25 von ebenfalls r> kleiner Größe beinhaltet Das Überlastungsrelais besitzt
eine Betätigungsspule 26, durch welche der Ladestrom vom Kondensator 11 hindurchgeht
Eine Stoßspannungsdämpfungsanordnung umfassend eine Diode 27 und einen Widerstand 29 ist im w
Nebenschluß zur Ladeschaltung bzw. zum Ladekreis geschaltet Eine Reiheninduktanz 28 ist im Ladekreis
zwischen den Kondensator 11 (und die Dämpfungsanordnung) geschaltet und diese Reiheninduktanz 28, die
eine Induktionsspule sein kann, besitzt eine Induktanz niedriger Größe im Vergleich mit der Induktanz der mit
einem Eisenkern versehenen Induktionsspule 16, jedoch hat die Induktanz 29 einen Induktanzwert großer Größe
im Vergleich mit der Induktanz des Schwingkreises. Die Induktanz 28 dient als Glättungsfilter für Stoßspannun- w
gen und als Isolationsimpedanz, welche verhindert, daß die Hochfrequenzschwingungen im Schwingkreis zurück in den Ladekreis gelangen können. Der Antennenkreis bzw. die Antennenschaltung ist reihenabgestimmt
und weist eine Sekundärwicklung 30 auf, die an die vorerwähnte Primärwicklung 12 in Reihe mit einem
Kondensator 31 und einem Widerstand 32 angekoppelt ist; dieser Kondensator und Widerstand sind die
Antennenkapazität und der Antennenwiderstand.
Zum Dämpfen des Schwingkreises ist ein Dämpfungs- ω
widerstand 33 vorgesehen, der in eine Schaltung eingefügt ist, die eine Wicklung 34 aufweist, welche
ihrerseits an die Primärwicklung 12 angekoppelt ist, sowie einen triggerbaren Schalter 35, der weiter unten
in näheren Einzelheiten erläutert wird. Zum Dämpfen des Antennenkreises ist ein Widerstand 36 in einem
Dämpfungskreis bzw. einer Dämpfungsschaltung vorgesehen, der bzw. die eine Wicklung 37 aufweist, welche
an die Sekundärwicklung 30 angekoppelt ist sowie einen triggerbaren Schalter 38. Die Schalter 35 und 38
werden durch eine Triggereinheit 39 gesteuert
Bevor der Betrieb der Schaltung der F i g. 1 in näheren Einzelheiten erläutert wird, sei kurz bemerkt
daß der Kondensator U von der Gleichstromquelle 10 über einen Resonanzkreis niedriger Frequenz geladen
wird, so daß er auf eine Spannung aufgeladen werden kann, die das Zweifache der Spannung der Gleichstromquelle 10 beträgt was beim vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Ladaspannung von 1200 V bedeutet Sn
einem geeigneten Zeitpunkt wird dieser Kondensator 11 durch den Thyristor 14 und die Diode 13 (die eine
Schaltereinrichtung niedrigen Verlustes bilden) und die Primärwicklung 12 (die eine Induktanz niedrigen
Verlustes darstellt) entladen, so daß ein Schwingungsstrom in der Primärwicklung 12 bei der Resonanzfrequenz des Schwingkreises erzeugt wird. Der Antennenkreis ist ein Reihenresonanzkreis, der an die Primärwicklung angekoppelt ist Diese Kopplungsanordnung
ist einem Reihenresonanzkreis bzw. einer Reihenresonanzschaltung im Nebenschluß mit der Primärwicklung
äquivalent in welcher die Induktanz dieses Serienresonanzkreises bzw. dieser Serienresonanzschaltung gleich
der Primärinduktanz multipliziert durch das Inverse des Quadrats des Kopplungskoeffizienten ist Bei dieser
Kopplung wird die Primärenergie abwechselnd von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung und zurück
übertragen, wobei die Frequenz der Übertragung von dem Kopplungskoeffizienten abhängt Es kann gezeigt
werden, daß dann, wenn die Primär- und die Sekundärwicklung ihre Resonanzfrequenz bei 100 kHz
haben und wenn die Leistungsspitze der Sekundärwicklung in fünf Zyklen erreicht wird, der Kopplungskoeffizient 10% sein sollte.
In Fig.2 ist der Spannungsverlauf über dem Schwingkreis dargestellt In dieser Figur ist die
Zeitskala nicht gleichförmig, sondern die Ladezeit ist in einer stark reduzierten Zeitskala verglichen mit der
Zeitskala, die zur Veranschaulichung der Hochfrequenzwellenform benutzt wird, dargestellt Die Impulse treten
bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel bei einer Frequenz von 100 Hz auf, und infolgedessen ist die
Zyklusperiode für die Impulse 10000 Mikrosekunden. Wie oben bereits festgestellt wurde, beträgt die Zeit
zum Laden typischerweise 6250 Mikrosekunden. Der Ladestrom ist in F i g. 2 zwischen den Punkten A und B
dargestellt und ist ein Halbzyklus bei der Resonanzfrequenz der Ladeschaltung mit niedriger Resonanzfrequenz. Die resultierende Spannung am Ende dieses
Halbzyklus beträgt ungefähr das Doppelte der Versorgungsspannung. Nach Vollendung eines Schwingungshalbzyklus bei dieser niedrigen Frequenz will der Strom
umkehren, und diese Umkehr wird sowohl durch die Reihendiode 20 als auch durch den Thyristor 17
blockiert Die Abweichung vom Zweifachen der Versorgungsspannung hängt von den Verlusten in der
induktanz 16 und dem Schalter 17 ab, jedoch können diese Verluste durch richtige Wahl der Schaltungselemente in der Serienresonanz- Ladeschaltung klein
gehalten werden.
Am Punkt C, an dem der Thyristor 14 gezündet wird,
typischerweise 7000 μ5βο nach dem Beginn des Ladezyklus des Kondensators, beginnt die Hochfrequenzschwingung. Die Energie im Primär- oder Schwingungskreis wird auf den angekoppelten Sekundär- oder
Antennenkreis übertragen und von diesem absorbiert, und die Spannungswellenform im Antennenkreis ist in
Fig.3 dargestellt. Die Sekundärwicklung 30 hat viel
mehr Windungen als die Primärwicklung, und infolgedessen ist die Spannung, die schließlich von dun
Hochfrequenzschwingungen im Antennenkreis erreicht wird, viel höher als im Primärkreis, und zwar
typischerweise in der Größenordnung von 20 000 bis 30 000 V. Wie bereits früher erläutert wurde, wird die
Energie bei einer Frequenz, die in diesem speziellen Ausführungsbeispiel 5 kHz beträgt, abwechselnd von
der Primärwicklung zur Sekundärwicklung und wieder zurück verlagert. Jeder Zyklus bei dieser Frequenz
entspricht infolgedessen 20 Zyklen der Hochfrequenzenergie. An der Nullstelle bei jedem Halbzyklus dieser
abwechselnden Verlagerung der Energie findet eine Phasenumkehr statt. Das ist keine wünschenswerte
Charakteristik, und auch die lange Verzögerung bei der Unterdrückung des Impulses ist nicht wünschenswert.
Infolgedessen wird die Dämpfung durch Schließen der Schalter 35 und 38 an der Spitze der Antennenspannung
eingeschaltet, d.h. beim fünften Zyklus der Hochfrequenzschwingung. Der schnelle Dreizyklenanstieg im
Antennenkreis führt zu einem Signal, das eine gute Zyklusidentifikation der Hochfrequenzschwingungen
am Empfänger und die Ausschaltung von Raumwellenstörungen bzw. -Überlagerungen des für den Phasenvergleich benutzten Signals ergibt. Die Dämpfung wird so
gewählt, daß das gesamt Q des Schwingungskreises im gedämpften Zustand eine gewünschte Impulsform
ergibt.
F i g. 4 veranschaulicht eine Anordnung zum Verwenden eines Thyristors zum Zwecke des Schaltens eines
Wechselstroms. In Fig.4 wirkt ein Thyristor 40 als
Wechselstromschalter zwischen den Anschlüssen 4t, 42, indem er als diagonales Element über eine Brückenschaitung, die von vier Dioden 43,44,45 und 46 gebildet
ist, geschaltet wird. Durch einen Kondensator 47 kann ein Nebenschluß zum Thyristor gebildet werden. Die
F i g. 5 veranschaulicht eine andere Ausführungsform
eines Wechselstromschalters, in der zwei Thyristoren 50, 51 aufeinanderfolgend im Nebenschluß zwischen
Anschlüssen 52* 53 angeordnet sind. In der Anordnung
der F i g. 5 müssen die beiden Thyristoren im geeigneten Augenblick gezündet werden. Es ist möglich, einen der
Thyristoren durch eine Diode zu ersetzen, so daß nur ein einziger Triggereingang erforderlich ist, jedoch führt
ein Hochstromthyristor zu einem geringeren Verlust als eine Hochspannungs-Hochstrom-Diode, wenn man von
den derzeitig verfügbaren Ausführungen dieser Ausrüstungen ausgeht F i g. 6 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines Schalters, der unter Verwendung von
zwei Thyristoren aufgebaut ist, aber nur einen einzigen Triggereingang erfordert Nach Fig.6 ist die Anordnung so gewählt, daß die Primärwicklung 12 und der
Schwingkreiskondensator 11 zusammen mit zwei Thyristoren 60,61 im Nebenschluß aufeinanderfolgend
im Schwingkreis liegen. An den Triggereingang des Thyristors 60 wird ein Triggersignal angelegt Der
Thyristor 61 wird von der resultierenden Hochfrequenzschwingung getriggert, und zwar durch eine Triggerschaltung, die einen Widerstand 63, typischerweise von
20 Ohm, und eine Diode 64 aufweist
Die Schaltungen der in den F i g. 4 und 5 gezeigten Ausführungsform können als die Schalter 35 und 38 zum
Schalten im Dämpfungskreis bzw. in der Dämpfungsschaltung verwendet werden. Die Dämpfung des
Schwingkreises kann dadurch bewirkt werden, daß man einen Widerstand direkt in den Nebenschluß über die
Kapazität und die Induktivität des Schwingkreises
schaltet. |cdoch führt diese Maßnahme in der Praxis
wegen der hohen Spannungsverändcrungsratc zu Schwierigkeiten. Die an einen Thyristor im ausgeschalteten Zustand angelegte Hochfrequenzspannung wird
durch die j -Bemessung des Thyristors begrenzt.
Darüber hinaus ist es wünschenswert, daß der Schalter während der ersten 50 Mikrosckunden des Impulses.
d. h. also während der ersten fünf Zyklen, offen und verlustlos ist. Eine höhere Spannungsbemessung kann
man dadurch erhalten, daß man Thyristoren in Reihe benutzt, jedoch wird dadurch das Triggern kompliziert.
Es ist daher zu bevorzugen, eine gekoppelte Anordnung,
wie sie in Fig. 1 dargestellt ist. zu verwenden. In gleicher Weise kann die Dämpfung im Antennenkreis
dadurch erzielt werden, daß man in den Antennenkreis einen Dämpfungswiderstand mit einem über den
Dämpfungswiderstand im Nebenschluß gelegten Schalter einfügt, so daß man den Widerstand kurzschließt.
wenn keine Dämpfung erforderlich ist. Auch hier entsteht jedoch die Schwierigkeit der hohen Spannung
am Thyristor.
Die F i g. 7 veranschaulicht die Verwendung von einer Dreieiement-90o -Verzögerungsleitung zum Umkehren
der Wirkung eines Schalters, wie er im Antennenkreis zur Dämpfung Verwendung finden kann. Es sei im
einzelnen auf F i g. 7 Bezug genommen, nach welcher die Verzögerungsleitung durch eine T-Schaltung -gebildet wird, die zwei Reiheninduktanzen 70, 71 und eine
Nebenschlußkapazität 72 aufweist, welche so angeordnet sind, daß sich eine Verzögerung um 900C bei der
Hochfrequenz ergibt. Die Verzögerungsleitung ist in Reihe mit der Antennenkapazität 31 und der Sekundärwicklung 30 geschaltet. Ein Thyristorschalter 74 in
Reihe mit einem Widerstand 75 ist über das andere Ende der Verzögerungsleitung geschaltet. Wenn der Schalter
geöffnet ist. dann ist die wirksame Impedanz zwischen der Leitung 76 und der Verbindung der Wicklung 30 und
der Induktanz 70 gleich Null. Wenn der Schalter dagegen geschlossen ist, ist diese Impedanz gleich Z2IR.
wenn die Impedanzen 70, 71 und 72 alle gleich Z sind, wobei R die Größe des Widerstandes 75 bedeutet.
Infolgedessen ist der Schalterverlust Null, wenn die Dämpfung ausgeschaltet ist
Die F i g. 8 veranschaulicht eine andere Schaltung, die zum Schalten einer Impedanz im Antennenkreis
verwendet werden kann. Die Anordnung der Fig.8 benutzt eine 90°-Voreilschaltung, mit der die Verzögerungsschaltung der Fi g. 7 ersetzt ist Diese 90°-Voreilschaltung wird durch eine T-Schaltung mit Reihenkapazitäten 80, 81 und einer Nebenschlußinduktanz 82
gebildet Ein Ende dieser Voreilschaltung ist in Reihe mit der Antennenkapazität 31 und der Wicklung 30
geschaltet, während über das andere Ende der Voreilschaltung ein Thyristor 83 in Reihe mit dem
Widerstand 84 geschaltet ist Diese Voreilschaltung invertiert nicht nur die Wirkung des Schalters, sondern
sie dient auch dazu, die an den Schalter angelegte Spannung auf einen günstigeren Wert zu verändern.
Wiederum ist der Schalterverlust Null, wenn die Dämpfung ausgeschaltet ist Fi g. 9 zeigt ein gekoppeltes Äquivalent der Schaltung der Fig.8, wobei eine
Induktanz 90 und eine Kapazität 91 in einen Reihenkreis mit einem Widerstand 92 und einem Thyristorschalter
93 geschaltet sind, und wobei ferner die Induktanz 90 an die Antennenwicklung 30 angekoppelt ist Verwendet
man eine gekoppelte Schaltung, so ist es wiederum möglich, die Spannung am Schalter wesentlich herabzu-
set/en, wodurch die Schwierigkeiten vermieden werden,
die sich aufgrund der beschränkten Bemessung de·- Thyristors ergeben.
In einem Rcihcnresonan/krcis ist es erwünscht, einen
Reihenwiderstand /um Dämpfen einzufügen, und in einem Parallclrcsonan/.krcis ist es wünschenswert,
einen Parallelwidersland zum Dämpfen einzufügen. Die Fig. IO veranschaulicht in schematischcr Form einen
Paralleldämpfungskreis. in dem ein Widerstand 100 und ein Thyristorschalter 102 als Dämpfung über einen
abgestimmten Kreis geschaltet sind, der einen Kondensator
103 und eine Induktivität 104 aufweist. Die F" i g. 11
veranschaulicht ein gekoppeltes Äquivalent des Kreises der Fig. 10. Der abgestimmte Kreis wcisl, wie vorher,
einen Kondensator 103 und eine Induktivität 104 auf. An
die Induktivität 104 ist eine Induktivität 105 mit einem Dämpfungskreis angekoppelt, der seinerseits eine
Induktivität 106 und eine Kapazität 107 sowie einen Widersland 108 und einen Thyristorschalter 109 umfaßt.
Die Spulen sind eng gekoppelt, damit das gewünschte Transformationsverhältnis erzielt wird, das typischerweise
ein 30 : 1 Herabsetzungsverhältnis im Sender bzw. Übertrager bei Verwendung von Spannungen, wie
sie oben als Beispiele gegeben worden sind, sein sollte.
Mine lose Kopplung würde eine Lekageinduktanz einführen, welche die Umhüllung der Impulswellcnform
in nachteiliger Weise verändern kann. Die Fig. 12 zeigt
ein direkt gekoppeltes Äquivalent der Schaltung der Fig. U. In Fig. 12 ist eine Kapazität 110 und eine
Induktivität 111 gezeigt, die jeweils die Kapazilät31 und
die Induktivität 30 des Antennenkreises sein können. Die Schaltung der Fig. 12 weist eine T-Kopplungsschaltung
auf. welche drei Induktionsspulen 112,113 und 114 von gleicher Größe besitzt, wobei sich eine
Kopplung über eine Induktivität 115 an Anschlüsse 116
und 117 ergibt, zwischen die der Schalter gelegt ist. Dieser Schalter weist eine Induktivität 118 und eine
Kapazität 119 sowie einen Widerstand 120 und eine triggerbare Schaltereinrichtung 121 auf.
Wie vorstehend erwähnt ist eine enge Kopplung zur Vermeidung jeder Lekageinduktanz wünschenswert,
wenn die Dämpfungskreise an den Schwingkreis und den Antennenkreis angekoppelt sind. Eine Spule von
einer einzigen Windung im Dämpfungskreis kann eine Spannung geben, die für ein vorteilhaftes Schalten durch
die Schalterkreise 35, 38 zu groß ist. In diesem Falle kann die Kopplungsspule im Dämpfungskreis in eine
Anzahl von Abschnitte unterteilt werden, wie sie beispielsweise in den Fig. 13 und 14 veranschaulicht
sind. In Fig. 13 ist eine Spule mit einer einzigen Windung in vier Abschnitte 130, 131, 132 und 133 mit
radialen Leitungen an den Enden jedes Abschnitts unterteilt. Die Abschnitte sind parallel geschaltet, wie in
Fig. 14 veranschaulicht ist, und zwar jeder Abschnitt
mit einem zugehörigen Dämpfungswiderstand 135. Ein Thyristorschalter 136 ist über diese Parallelschaltung
geschaltet.
Die Spannung jedes Abschnitts ist proportional zum Bereich bzw. der Fläche des Abschnitts multipliziert
durch die Anzahl von Windungen jedes Abschnitts. Infolgedessen besitzt eine Spule, die einen einzigen
Abschnitt hat, der eine vollständige Windung aufweist, eine Spannung, die das »n«-fache der Spannung von
jedem der »n« identischen Abschnitten einer vollständigen Windung beträgt. Die Abschnitte werden dadurch
installiert daß man enge Paralleldrähte als Radialleitungen benutzt, wobei jedes Paar gleichen Strom in
entgegengesetzten Richtungen hat, so daß der effektive Ncttosirom des Radiallcilungspaarcs Null ist. Die
Parallcldrahlradiallcitungcn biMcn daher ein Mittel,
eine Spule einer einzigen Windjng mit Spannungsanzapfungen zu versehen, ohne das Äquivalent bzw. die
Restdämpfung zu verändern. F.ine alternative Erläuterung ergibt sich durch die Tatsache, daß ein geschlossener
Kreis, der eine Nullflächc bzw. einen Nullbcreich
hat. auch eine Nullinduktanz besitzt, und infolgedessen weist ein Paar paralleler Drähte, die gleiche Ströme
aufweisen und einen Nullbereich bzw. eine Nullfläche umschließen, eine Nullinduktanz auf.
Die Anzapfung einer Spule mit einer Windung durch Verwendung von parallelen Radialleitungen kann
entweder durch einwärts verlaufende oder durch auswärts verlaufende Radiallcitungcn erzielt werden.
Im Falle von auswärts verlaufenden Radiallcitungcn wird das Äquivalent einer zweiten äußeren Spule mit
einer einzigen Windung ausgebildet. Eine enge kurzgeschlossene äußere Spule reduziert die Induktanz dieser
äußeren Windung auf im wesentlichen Null. Eine praktische kurzgeschlossene Windung ist im Effekt ein
Abschirmungsmetallkolben bzw. eine Abschirmungsmetallröhre.
Eine weitere Erläuterung des Spulenaufbaus soll weiter unten erfolgen. Bevor das jedoch geschieht,
erscheint es zweckmäßig, die Triggerschaltung sowie die Art und Weise der Steuerung der Triggerschaltung
in einem Funknavigationssystem in näheren Einzelheilen zu erörtern.
Die Fig. 15 veranschaulicht eine bevorzugte Ausführungsform
einer Triggerschaltung zum Triggern des Thyristorschalters. In Fig. 15 wird der Eingangsimpuls
zum Einleiten des Triggerns an die Eingangsanschlüsse 146,147 angelegt, die Anschlüsse der Eingangsschaltung
darstellen, welche ihrerseits einen Reihenwiderstand 148 und eine Nebenschlußinduktivität 149 aufweist,
wobei letztere über den Basis-Emitter-Kreis eines npn-Transistors 150 geschaltet ist, der in bekannter
Weise an einen pnp-Transistor 151 zur Ausbildung eines Thyristoräquivalents angekoppelt ist. Der Drosselspulcncingang
stellt sicher, daß dieses Äquivalent eines Transistors nicht auf geschaltet bleiben kann. Die beiden
Transistoren 150, 151 bilden einen Schalter für einen weiteren Transistor 153, der in einen Schwingkreis
geschaltet ist, welcher seinerseits einen Kondensator 154 und eine Primärwicklung 155 eines mit einem
Eisenkern versehenen Transformators aufweist, wobei letzterer eine Ausgangswicklung 156 besitzt, von der die
Triggersignale einem geeigneten Thyristor zugeführt werden. Der Emitter des Transistors 153 liegt über einen
Widerstand 157 an dem positiven Anschluß 158 einer Spannungsquelle, während der Kollektor des Transistors
mit der Verbindungsstelle zwischen der Primärwicklung 155 und dem Emitter des Transistors 151
verbunden ist. Die Basis des Transistors 153 wird mittels eines zwischen dem Anschluß 158 und Masse vorgesehenen
Spannungsteilers auf einem konstanten Potential gehalten, so daß der Transistor 153 im leitenden Zustand
einen konstanten Kollektorstrom zieht. Wenn ein Eingangstriggerimpuls an die Anschlüsse 146, 147
angelegt wird, um die Transistoren 150, 151 leitend zu
machen, dann fällt das Potential auf der linken Seite des Kondensators 154 auf Massepotential ab. Da der Strom
durch die Schalttransistoren 150, 151 nicht umgekehrt werden kann, dauert die schwingende Entladung des
Kondensators 154 nur einen Halbzyklus der Schwingungsfrequenz des Resonanzkreises. Lediglich ein
Viertel eines Zyklus ist ein positives Triggersignal auf
2f>
der Sekundärwicklung, und die Schaltung liefert infolgedessen einen kurzen und starken Triggerimpuls.
Die Transistoren 150,151 schalten nach dem Halbzyklus
der schwingenden Entladung ab. Der Kondensator wird mittels eines konstanten Stroms durch den Transistor
153 wiederaufgeladen, nachdem die Transistoren 150, 151 abgeschaltet sind, so daß sich eine minimale
Aufladungszeit ergibt
Die Fig. 16 veranschaulicht in einem Blockschaltbild
die Steuerung der Triggerschaltungen für die verschiedenen Schalter. Ein Oszillator 160 liefert Signale zu
einem digitalen Teiler 161, der Ausgangssignale in Zeitgebungsstore 162 einspeist so daß man einen ersten
Triggerausgang 163 für die Schwingkreissteuerung 15, einen zweiten Triggerausgang 164 für die Dämpfungsschaltersteuerung
39 und einen dritten Triggerausgang 165 für die Ladesteuerung 18 erhält. Durch die
Verwendung einer digitalen Teilerschaltung wird ein genauer Zeitablauf der verschiedenen Schalter erzielt
Für die Ladeschaltung ist die Dauer des Triggerimpulses lang, jedoch kürzer als die gesamte Ladezeit; der lange
Impuls ist erforderlich, da der Thyristorstrom für ein
Sich-Aufschalten des Thyristors zu niedrig ist Zum Schalten des Schwingkreises und der Dämpfungskreise
bzw. -schaltungen können die Triggerimpulse für das erforderliche Schließen und Einrasten der Schalter kurz
sein, da die Schalterhochfrequenz-Hochstrom-Wechselstrom-Schalter sind. Diese kurzen Impulse lassen sich
jedoch leicht mit einer digitalen Zeitgebungsschaltung der Art erzielen, wie sie in F i g. 16 veranschaulicht ist
Der Schalter zum Bewirken der Oszillatorentladung des Schwingkreises muß ein schneller Einschalter sein,
und er muß eine hohe -^ -Fähigkeit haben sowie einen
geringen Verlust und eine hohe Durchbruchsspannung. Die Durchbruchsspannung kann dadurch erhöht werden,
daß man Einheiten in Reihe verwendet Jedoch wird dadurch der Spannungsabfall und der Verlust erhöht,
wenn der Schalter eingeschaltet ist Parallele Einheiten zur Erhöhung der ^- -Fähigkeit sind daher in der Praxis 4"
schlecht, weil es schwierig ist, eine gleichmäßige Verteilung auf jede Einheit zu erreichen. Die Verwendung
eines großen Thyristors, der ein hohes Stromverhältnis hat, führt nicht zu einer proportionalen -n
Erhöhung des ^- . Darüber hinaus ist die Schaltgeschwindigkeit
von großen Thyristoren allgemein langsamer als bei kleinen Thyristoren. Es ist daher
wünschenswert, eine Schaltungsanordnung zur Verfü- 5<
> gung zu haben, in der eine Anzahl von Thyristoren mit einer hohen Spannungsbemessung in einer solchen
Weise angeordnet sind, daß man getrennte Schaltungen bzw. Kreise erhält, die eine gleiche Verteilung des
Stroms auf jeden Thyristor ergeben. Infolgedessen ist es vorteilhaft, einen gekoppelten Schwing- und Antennenkreis
zu verwenden, wobei der Schwingkreis ein Paar Spulen aufweist, die symmetrisch an die Antennenspule
angekoppelt sind. Jede dieser Spulen im Schwingkreis besitzt acht getrennte und symmetrisch vorgesehene ω
Wicklungen. Eine solche Anordnung ist in den Fig. 17
und 18 veranschaulicht Jede der sechzehn getrennten Wicklungen im Schwingkreis besitzt ihren eigenen
Kondensator und Schalter.
Es sei nun auf Fig. 17 Bezug genommen, in der ein
Teil des Schwingkreises mit der einen Eisenkern aufweisenden Induktanz in der Ladeschaltung dargestellt
ist Der Schwingkreis besitzt sechzehn parallele Schwingkreise, von denen jeder eine Primärwicklung
170 mit deren zugeordnetem Schalter 171 und einem über die Primärwicklung und den Schalter geschalteten
Kondensator 172 aufweist. Die Primärwicklungen sind, soweit die Hochfrequenzen betroffen sind, durch
Hochfrequenzdrosselspulen 173 voneinander isoliert, obwohl sie über ihre jeweiligen Drosselspulen 173
parallel zur Ladeschaltung 174 geschaltet sind.
Die mechanische Anordnung ist in Fig. 18 gezeigt,
und zwar sieht man hier die Sekundärwicklung 180 im Antennenkreis, die zwischen die Antenne 181 und
Masse bzw. Erde 182 geschaltet ist. Diese Sekundärwicklung besitzt eine zugehörige gekoppelte Wicklung
183, die für eine Dämpfungsschaltung in vier Abschnitte aufgeteilt ist, wie mit Bezugnahme auf die F i g. 1 und 14
näher erläutert worden ist; der Steuerschalter wird durch einen Dämpfungssteuereingang, der schematisch
bei 184 dargestellt ist, gesteuert. Der Schwingkreis weist zwei Spulen 185,186 auf, und zwar ist je eine auf je einer
Seite der Antennenspule und symmetrisch mit Bezug auf dieselbe angeordnet. Jede dieser Spulen 185, 186
besitzt acht getrennte Wicklungen, von denen jede ihren eigenen Kondensator und Schalter hat Die Schwingkreissteuerschalter
sind schematisch bei 187 angedeutet und werden durch einen gemeinsamen Steuerschaltungseingang
1)8 gesteuert Die Dämpfung wird in der vorher beschriebenen Weise erzielt und zwar, wie
schematisch aus Fig. 18 ersichtlich ist, durch den Widerstand 189 und den Schalter 190, der von dem
Dämpfungssteuereingang gesteuert wird. Die einzige Ladeschaltt ng ist abgesehen davon, daß der Steuersignaleinga
ig 199 zum Steuern des Schalters 17 in der LadeschJtung gezeigt ist ansonsten in Fig. 18 nicht
dargestellt
Nachfolgend sei ein typisches Beispiel der Eigenschaften bzw. Bemessungs- und Betriebswerte eines
Ausführungsbeispiels eines Senders und einer Antenne wiedergegeben:
Antenne
= 91,44 m mit einer effektiven Höhe von
38,406 m
Strahlungswiderstand
= 0,27 Ohm
Gesamtwiderstand
= 1,73 Ohm
Antennen-Reihendämpfungswiderstand
= 40 Ohm
Antennenkapazität
= 400OpF
Resonanzfrequenz und ausgestrahlte Frequenz
- 100 kHz
Schwingkreiskapazität, gesamt
= 3,52 μΡ, 16 χ 0,22 μΡ
Schwingkreiskapazitäts-Ladespannung
= 1200V
Schwingkreis-Paralleldämpfungswiderstand
= 44 Ohm
Kopplungskoeffizient
= 10%
Schwingkreisspitzenstrom
=2640 Ampere, 16 χ 165
Antennenspitzenspannung
= 35600V
Antennenspitzenstrom
= 89,63 Ampere quadratischer Mittelwert
Anienncnspitzcnsirahlung
= 980W
Ionics pro Impuls
= 2.5J
= 980W
Ionics pro Impuls
= 2.5J
Für hundert Impulse pro Sekunde ergeben sich
folgende Werte:
Watts Eingang
= 235
ausgestrahlte Wattleistung in den ersten 30 msec der Impulse
= 0,7OW
ausgestrahlte Wattleistung in den ersten 50 msec der Impulse
= 2.67 W
gesamte ausgestrahlte Leistung = 5,4 W
Wattleistung, die durch Dämpfungswiderstände vernichtet werden muß
= 160W
In F i g. 19 ist schematisch ein Funknavigationssystem
dargestellt, in dem Impulsübertrager bzw. -sender der oben beschriebenen Art verwendet sind. Dieses
Navigationssystem weist eine Haupt-bzw. Steuerstation auf, die einen Haupt- bzw. Steuer- bzw. Leitoszillator
190 und einen Impulsübertrager bzw. -sender 191 auf, der an eine Antenne 192 angekoppelt ist. Typischerweise
werden Impulse mit einer Wiederholungsfrequenz von 100 Hz bei einer Hochfrequenz von 100 kHz
ausgestrahlt, wobei die Dauer der Impulse derart ist, wie oben erläutert wurde. Im Abstand von der Haupt- bzw.
Steuerstation befinden sich zwei Nebenstationen, von denen nur eine veranschaulicht ist. Jede Nebenstation
besitzt eine Empfangsantenne 193 mit einem Empfänger 194 zum Empfang der Signale von der Haupt- bzw.
Steuerstation, damit durch diese Signale ein Mitlaufoszillator 195 gesteuert wird, der synchron mit den Hauptbzw. Steuersignalen (den Signalen von der Haupt- bzw.
Steuerstation) betrieben wird. Dieser Oszillator 195 steuert die Zeitgebung der Zyklen in den Impulsen von
dem Impulsübertrager bzw. -sender 196, der an eine ausstrahlende Antenne 197 angekoppelt ist, wobei der
Impulsübertrager bzw. -sender und die Antenne die oben beschriebene Ausführungsform haben. Ein Impulszeitgeber 198 steuert die Zeitgebung der Impulse in
festgelegter Zeitbeziehung mit den Haupt- bzw. Steuerimpulsen (den Impulsen von der Haupt- bzw.
Steuerstation). Die Empfangsantenne 193 besitzt eine zugeordnete Schaltung, mit welcher Steuer- bzw.
Leitsignale, die aufgrund einer Wiederausstrahlung von der Antenne der Nebenstation empfangen werden,
außer Phase gebracht oder zunichte gemacht werden, so daß der Mitlaufoszillator 195 durch das direkt
empfangene Haupt- bzw. Steuersignal gesteuert wird.
Um bei einem beweglichen Empfänger zwischen den Signalen von den beiden Nebenstationen unterscheiden
zu können, werden die Signale von einer der Nebenstationen mit abwechselnden Impulsen gesendet,
die von in gleichem Abstand vorgesehenen Zeitintervallen um einen Halbzyklus der Hochfrequenz abweichen.
Ein Empfänger, der in Verbindung mit einem derartigen Sendersystem benutzt werden kann, kann
allgemein gleichartig bzw. ähnlich wie ein »Loran C«-Empfänger aufgebaut sein, er muß jedoch in der
Lage sein, Einzelimpulse mit der erforderlichen Rate zu empfangen und außerdem zwischen der Hauptstation
und den Nebenstationen, welche die oben beschriebene
Codierung oder irgendwelche andere unterscheidende Veränderung haben, iinterscheiden können.
In den Fig. 20, 21 und 22 sind drei alternative
Anordnungen für die Phasenumkehrcodierung der Impulse von einem Impulssender in einem Funknavigationssystem,
wie beispielsweise dem »Loran C«-System, veranschaulicht.
Es sei zunächst auf F i g. 20 Bezug genommen, in der
schematisch eine Antenne 210 mit einer Antennenspule 211 und zwei Primärwicklungen 212, 213 gezeigt ist,
wobei je eine der beiden letzteren Wicklungen auf jeder Seite der Antennenspule angeordnet und an diese
angekoppelt ist. Mit jeder Primärwicklung ist ein Kondensator 214 und ein Doppelthyristorschalter 215
verbunden, die den in Resonanz befindlichen Schwingkreis vervollständigen. Die Kondensatoren 2l4 für
beide Primärwicklungen werden von einer gemeinsamen Ladeschaltung 216 aufgeladen. Physikalisch bzw.
physisch kann die Anordnung gleichartig ausgebildet sein, wie die mit Bezug auf Fig. 18 oben erläuterte
Anordnung, wobei jede Primärwicklung einen Satz von Spulen je mit einem zugehörigen Kondensator und
Schalter aufweist. In der Anordnung der F i g. 20 sind die zwei Primärwicklungen 212, 213 jedoch in entgegengesetzter
Phase an den Antennenkreis angekoppelt, und die Schaltersteuereinrichtungen 217 sind so angeordnet
bzw. ausgebildet, daß sie einen Triggerimpuls an den Schalter 215 (oder an die Schalter 215) für die eine oder
die andere der Primärwicklungen 212, 213 abgeben, so daß nur eine Primärwicklung erregt wird. Infolgedessen
können die beiden Primärwicklungen abwechselnd erregt werden, so daß man einen Phasenwechsel der
Impulse von der Antenne erhält, wie es in Codierungsanordnungen erforderlich ist, die in »Loran C«-Systemen
angewandt werden.
In Fig.21 ist eine andere Anordnung gezeigt, in der
eine Antenne 220 mit einer Antennenspule 221 über einen Kopplungskreis 222 erregt wird, wobei letzterer
eine Reihe von Kopplungsspulen 223,224 aufweist, die
eng an die beiden Primärwicklungen 225 bzw. 226 angekoppelt sind. Die Primärwicklungen und die
Kopplungsspulen können, wie später erläutert werden wird, so aufgebaut sein, daß jede Primärwicklung eine
Mehrzahl von Spulenabschnitten je mit ihrem eigenen triggerbaren Schalter besitzt Die Triggerimpulse von
einer Impulsquelle 227 werden über die Leitung 228 oder die Leitung 229 an die Schalter für den einen oder
den anderen Satz von Primärwicklungen 225, 226 angelegt, so daß eine ausgewählte Primärwicklung
durch Entladung von Kondensatoren durch die verschiedenen Spulen, welche die Wicklungsabschnitte
bilden, erregt wird. Die beiden Primärwicklungen 225,
226 und die Kopplungsspulen 223, 224 sind so angeordnet bzw. ausgebildet, daß sich eine Kopplung
mit entgegengesetzter Phase an den Antennenkreis ergibt, so daß man eine Phasenumkehrcodierung der
gesendeten Impulse erhalten kann, indem man die eine oder die andere der Leitungen 228, 229 zum Anlegen
von Triggerimpulsen an die ausgewählte Wicklung in geeigneter Weise auswählt. Die Schalter sind Doppelthyristorschalter, damit sichergestellt wird, daß die
Spulenabschnitte für die nichterregte Primärwicklung in einem offenen Kreis bzw. einer offenen Schaltung
bleiben und infolgedessen in keiner Weise auf die Impulserzeugung einwirken.
In der in Fig.22 dargestellten Anordnung ist eine
Antenne 230 gezeigt, die eine Antennenwicklung 231 mit einem Dämofer 232 aufweist der als »Schwanz«-
Dampfer bezeichnet wird, da er zum Dämpfen des
Impulsschwanz.es dient. Die Antennenwicklung 231 ist
an eine Mehrzahl von Primärwicklungen angekoppelt, von denen drei bei 233, 234, 235 gezeigt sind. Es kann
eine große Anzahl derartiger Primärwicklungen, beispielsweise mehrere hundert, vorgesehen sein, von
denen jede mit ihrem Kondensator und Schalter in parailelen Kreisen geschaltet sind. Einer dieser Kreise,
der die Wicklung 233 aufweist, wird nachstehend in näheren Einzelheiten erläutert. Dieser Kreis weist einen
Kondensator 236 auf, der von der einen oder der anderen der beiden Ladcschaltungen 237,238 entgegengesetzter
Polarität aufgeladen werden kann. Diese Ladeschaltungen sind gleichartig wie die weiter oben
beschriebenen Ladeschaltungcn aufgebaut, so daß es nicht nötig ist, sie hier in näheren Einzelheiten zu
beschreiben, abgesehen davon, daß es zweckmäßig erscheint, darauf hinzuweisen, daß die beiden Ladeschaltungen
getrennte Triggercingänge bei 239 und 240 haben, wodurch jede der beiden ladeschaltungcn
wahlweise zum Aufladen des Kondensators 236 benutzt werden kann. Der Primärkreis besitzt zwei Thyristoren
241, 242, die als Schalter zur Vervollständigung des Kreises geschaltet jedoch so angeordnet sind, daß sie
entgegengesetzte Polarität haben. Diese Thyristoren 241, 242 besitzen getrennte Zündschaltungcn einschließlich
von Trenntransformatoren 243, 244 zum Anlegen von Triggerimpulsen. Eine Steuerschaltung 245
gibt Steuerimpulse zum Triggern der Ladcschaltungen und der Thyristorschalter ab. In Übereinstimmung mit
der erforderlichen Polarität des gesendeten Impulses wird die eine oder die andere der beiden Ladcschaltungen
zum Aufladen des Kondensators 236 auf die erforderliche Polarität operativ gemacht, und dann wird
die Oszillatorenlladung durch Triggern des passenden der beiden Thyristoren, d. h. desjenigen Thyristors, der
ein solches Potential hat. daß er sofort leitet, eingeleitet. Der andere Thyristor wird einen Halbzyklus später
getriggert.
Es können relativ lange Triggerimpulse angewandt werden, jedoch sind die Thyristoren in ihrem Betrieb
ausreichend langsam, daß sie, wenn sie getriggert sind, während der Schwingungen der Hochfrequenzimpulse
gezündet bleiben, bis die Spannung auf einen ziemlich niedrigen Wert abgesunken ist. Nach der erforderlichen
Anzahl von Hochfrequenzzyklen wird der Impuls durch die Dämpfungsschaltung 232 gedämpft.
In den F i g. 23 und 24 ist ein Spulenaufbau dargestellt,
der ein zylindrisches Formstück 310 aufweist, auf das eine Sekundärwicklung 311 gewickelt ist, welches in
diesem speziellen Fall aus vier Windungen besteht. Jede Windung weist zwölf parallele Drähte auf, die in
gleichmäßigem Abstand über die Umfangsoberfläche des Spulenformstücks 310 verteilt sind. Jeder Draht ist
ein Litzendraht, der 729 Litzen besitzt. Das Formstück und die Sekundärwicklung wird von einer Kupferabschirmung
312 zylindrischer Form mit zwei geschlossenen Enden umgeben. Die Primärwicklung weist 46
getrennte Abschnitte 313 auf, von denen sich jeder um einen Abschnitt des ringförmigen Bereichs zwischen der
Sekundärwicklung und der zylindrischen inneren Oberfläche der Abschirmung 312 herum erstreckt. Jeder
Abschnitt besitzt 44 getrennte Spulen, die von Litzendraht gebildet sind, der 729 Litzen hat; die 44
Spulen in jedem Abschnitt sind durchschossen, und jede dieser 44 Spulen besitzt eine einzige Windung, und die
Endverbindung von jeder Spule sind durch Löcher in der Abschirmung, wie beispielsweise be; 314 gezeigt,
nach außen gefuhrt. Infolgedessen hat man 2024 getrennte Spulen, und /war jede mit zwei Endverbindungen
314. Die beiden Endverbindungen für jode Spule sind einander dicht benachbart. Es sei darauf hingewiesen,
daß jede primäre Abschnittsspulc um das Abschnitlsformstück herumgewickelt ist. so daß die
Achse der Spule parallel zur Achse der Sekundärwicklung 311 ist. jedoch innerhalb des Raums zwischen der
Sekundärwicklung 311 und der Abschirmung 312 liegt.
Demgemäß ist jede Spule der Primärwicklung an '/4bstel des Flusses der Sekundärspulc angekoppelt, und
daher beträgt die Spannung pro Windung der Sekundärspulc das 4bfache der Spannung an jeder
Primärspule. Die Lekage der Primärwicklungen kann groß sein, jedoch entfallen die l.ekagcspannungen der
Radialverbindungsdrähtc. vorausgesetzt, daß benachbarte
Spulen gleiche Ströme haben.
Jede der Spulen von jedem Abschnitt besitzt ihren zugeordneten Kondensator und ihre zugeordnete
triggerbare Schaltereinrichtung zur Ausbildung eines Schwingkreisabschnitls eines Impulssenders, wobei die
verschiedenen Abschnitte für die Aufladung parallel geschaltet sind, 'ic vorstehend erläutert wurde. Die
Sekundärwicklung 311 ist in den Antennenkreis geschaltet. Eine schaltbarc Dämpfungscinrichtung kann
für die Primär- und die Sekundärspulen vorgesehen sein, wie es auch weiter oben näher erläutert worden ist.
Es ist ersichtlich, daß der Aufbau dieses Spulen/usammenbaus
die Möglichkeit geschaffen hat. die auf die Schaltcrcinrichtungen einwirkende Spannung auf ungefähr
' Ae der Spannung herabzusetzen, die in Verbindung
mit einer einzigen konventionellen Spule auftritt, und daß es weiterhin gelungen ist. die Lcistungsvcrarbeitungserfordernisse
für die Schaltcrcinrichtungen um einen Faktor von 2046 herabzusetzen.
In den Fig. 25 bis 28 ist ein anderer Aufbau der Spulenzusammensetzung veranschaulicht. Diese Spulenzusammensetzung
ist in Aufsicht extern von hexagonaler Form. Sie besitzt eine äußere Kupferabschirmung
318. die sechs Seitenbereiche 320 aufweist, welche ein Hexagon bilden, sowie ein geschlossenes
oberes Ende 321. Das bodenseitige Ende der Abschirmung ist offen. Innerhalb dieser Kupferabschirmung ist
sowohl ein zylindrisches Formstück 322. das die Sekundärwicklung 323 trägt, als auch ein hexagonalcs
Formstück, das von sechs getrennten Abschnitten 324 gebildet wird. Das hexagonale Formstück paßt eng in
das Innere der Kupferabschirmung, und das zylindrische
Formstück 322 ist koaxial mit dem hexagonalcn Formstück 324 und liegt innerhalb des letzteren und
wird von diesem letzteren umgeben. Die Sekundärwicklung 323 auf dem zylindrischen Formstück 322 ist wie
vorher aus wenigen Windungen gebildet, wobei jede Windung eine Anzahl von parallelen Drähten aufweist
und jeder Draht ein aus mehreren Litzen, beispielsweise aus 729 Litzen, bestehender Litzendraht ist.
Die F i g. 27 zeigt einen der Primärwicklungsabschnitte. Dieser Primärwicklungsabschnitt trägt 64 Spulen,
von denen jede aus einer Windung besteht, wobei jede ι Spule mit aus Litzen bestehendem Litzendraht gewikkelt
ist. Jede Windung erstreckt sich von einer Endverbindung (beispielsweise der Verbindung 325) auf
der äußeren Umfangsfläche der hexagonalen Einheit, die in Fig.28 gezeigt ist, über einen Weg 326 längs
■ dieser fläche, dann quer über eine der Endflächen der Einheit 324 und danach im Zick-Zack-Weg längs der
inneren Umfangsfläche 327 zur anderen Endfläche, über welche sie bei 328 verläuft, und weiter so zurück über
die äußere Fläche zur zweiten Endverbindung 329, die dicht benachbart der ersten Endverbindung dieser Spule
liegt Die Windungen sind so angeordnet, daß sie zick-zack-förmig quer über die inneren und äußeren
Umfaugsflächen verlaufen, wie in den F i g. 27 und 28
veranschaulicht ist Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die Wicklungen sich nicht quer über die oberen oder
die unteren Flächen der Einheit erstrecken, und infolgedessen bildet jede der in Fig.28 gezeigten
Windungen im Ergebnis eine einzige Windung, die einen Flußverlauf ergibt, der sich durch die Einheit in einer
Richtung vom Boden zum oberen Ende erstreckt wie durch die gestrichelte Linie 330 in Fig.26 angedeutet
ist Die Formstücke für die Primärwicklungsabschnitte weisen im wesentlichen vier dünne rechteckige
Kunststoffplatten 331 auf, die in Radialebenen bezüglich der Achse der Sekundärwicklung liegen, sowie innere
und äußere dünne rechteckige Kunststoffplatten 332, 333, welche die inneren und äußeren Oberflächen der
Hexagonaieinheit bilden. Diese dünnen Platten sind an ihren Rändern alle mit Nuten versehen, so daß sie die
um die Einheit herumgewickelten bzw. gewebten Drähte festhalten. Alle diese dünnen Platten liegen
parallel zur Achse der Spulen und erstrecken sich nicht quer über den Flußverlauf.
Die Spannung jedes Spulenabschnitts ist proportional zum Bereich bzw. zur Fläche des Abschnitts multipliziert mit der Anzahl der Windungen jedes Abschnitts.
Infolgedessen weist ein einziger Abschnitt der eine vollständige Windung hat, eine Spannung auf, die das
η-fache der Spannung jeder der η identischen Abschnitte einer vollständigen Windung beträgt Eng
aneinanderliegende Paralleldrähte werden als radiale Eingangsleitungen und Ausgangsverbindungen verwendet, wobei jedes Paar dieser Drähte gleichen Strom in
entgegengesetzten Richtungen hat, so daß der wirksame Nettostrom der beiden ein Paar formenden
Radialdrähte gleich Null ist Die Anzapfung einer Spule mit einer Windung durch Verwendung von parallelen
Radialdrähten kann im Prinzip entweder durch einwärts- oder durch auswärtsgerichtete Radialdrähte
bzw. -leitungen erzielt werden. In der Anordnung der Fig.25—28 werden wegen der Vorteilhaftigkeit des
Aufbaus auswärtsverlaufende Radialleitungen benutzt wobei die Verbindungen, wie beispielsweise 325, 329
durch Löcher in der Abschirmung 318 nach außen geführt sind. Diese auswärts verlaufenden Radialleitungen geben das Äquivalent einer zweiten äußeren Spule
mit ?iner einzigen Windung. Jedoch bildet die Abschirmung 318 eine dicht anliegende kurzgeschlossene äußere Spule, welche die Induktanz dieser äußeren
Windung auf im wesentlichen Null herabsetzt Die Endverbindungen außerhalb der Abschirmung können
dort mit einem getrennten Kondensator und einem triggerbaren Schalter für jede Spule verbunden werden,
wie weiter oben näher erläutert wurde. Diese Endverbindungen sind gleichmäßig über die äußere
Oberfläche verteilt
Infolgedessen hat man in der Anordnung der Fig.25—38 effektiv 384 Spulen mit je einer Windung.
In jedem der sechs Abschnitte sind die 64 Spulen mit ihren zugeordneten Kondensatoren parallel geschaltet.
Die Fig.29 zeigt ein äquivalentes Schaltbild mit den
sechs Abschnitten, von denen jeder so dargestellt ist, daß er eine Induktanz 334 und eine Kapazität 335
aufweist, wobei die Induktanz die Induktanz von 64 einzelnen parallelen Windungen repräsentiert und
wobei ferner die KaDazität gleich der Parallelkaoazität
der 64 Kondensatoren ist Ober jeden der Abschnitte ist ein triggerbarer Schalter angeschlossen, der bei 336
angedeutet ist Es sei jedoch d irauf hingewiesen, daß die
beiden Endverbindungen für jeden Abschnitt, wie die
Endverbindungen bei 337 und 338 aus den oben
beschriebenen Gründen phjsisch eng benachbart sind.
Die Fig.29 ist ein vereinfachtes Schaltbild, das die
Verwendung des Spulensystems der Fig.25 und 36 in
einem Impulshochfrequenzsender darstellt der bei einer
κι Frequenz von 100 kHz arbeitet und kurzzeitige Impulse
auf einer Zeitbasis aussendet die typischerweis? so aussieht daß acht Impulse, welche sich in einem Abstand
von 1 Millisekunde voneinander befinden, mit einer Rate von acht dieser Impulse in jeder Periode von
0,1 see ausgesandt werden. Jeder Impuls kann typischerweise eine solche Anstiegszeit besitzen, daß die
maximale Amplitude im fünften Zyklus der Hochfrequenzschwingungen erreicht und danach so schnell wie
möglich gedämpft wird. In F i g. 30 ist der Schwingungs
kreis so dargestellt daß er einen Kondensator 240 und
eine Induktanz 241 aufweist, wobei letztere gegenseitig mit der Antenneninduktanz 342 verkoppelt ist die
ihrerseits in einem Antennenkreis angeordnet ist der eine bei 343 dargestellte Kapazität (die vorzugsweise
die Antennenkapazität umfaßt) aufweist, sowie einen Widerstand 344, der den physikalischen bzw. körperlichen Widerstand im Antennenkreis darstellt und
schematisch den Strahlungswiderstand 345. In diesem speziellen Ausführungsbeispiel hat der Schwingungs-
Ki kreis eine Kapazität von 2396 μΡ und eine Induktanz
von 1,08 Microhenry. Der Kopplungskoeffizient beträgt 10%, und die Induktanz des Antennenkreises ist 189
Microhenry. Der Widerstand 344 im Antennenkreis kann 0,5 Ohm und der Strahlungswiderstand 1,9 Ohm
betragen. Die Dämpfungsschaltungen zum Dämpfen
des Schwingungskreises und des Antennenkreises sind
nicht dargestellt; diese können in der vorstehend
erläuterten Weise aufgebaut und angeordnet sein.
sind 384 effektive Spulenabschnitte vorgesehen, und jeder besitzt eine Kapazität von 0,22 μΕ Die induktanz
L einer Spule ist gegeben durch den Ausdruck:
L*=4nt?A μ \0~Vl
worin
π = Anzahl der Windungen,
A - effektive Fläche des Flußverlaufs,
μ - Permeabilität= 1,
/ - effektive Länge des Flußverlaufs.
so In dem Aufbau der F i g, 25 und 26 ist die wirksame
Fläche jeder der primären Abschnittsspulen die Fläche zwischen dem inneren und dem äußeren Hexagon,
während die effektive Flußlänge etwas mehr als das Zweifache der Länge der Spule beträgt In einem
typischen Aufbau eines Impulsübertragers bzw. -senders der eben beschriebenen Art kann die Länge der Spule
25,4 cm sein, und der Abstand zwischen dem inneren und dem äußeren Hexagon kann so ausgebildet werden,
daß er 635 cm beträgt Die hexagonalen Abschnitte sind nahezu 91,44 cm lang. Der Kopplungskoelfizient wird
durch den Betrag des Flusses bestimmt, der an die Sekundärspule angekoppelt ist, und dieser wird daher
durch die Positionierung der Sekundärspulc und die Dimensionen des Formstückes der Sekundärspule
gesteuert.
Die F i g. 31 veranschaulicht schematisch die Art und Weise der Verbindung der verschiedenen Abschnitte
des Schwingkreises an eine Ladeschaltung. In Fig.31
sind zwei Abschnitte 350 von den 324 parallel
geschalteten Abschnitten gezeigt Jeder dieser Abschnitte weist eine Spule 351 mit einer einzigen
Windung mit ihrem zugehörigen Kondensator 353 und ihrem zugehörigen triggerbaren Schalter 352 zusam- *>
men mit einer Drosselspule 354 auf, die typischerweise 1 mH beträgt und dazu dient, die Ladeschaltung vor den
Hochfrequenzschwingungen zu schützen. Die 384 Einheiten sind parallel zwischen Erde bzw. Masse bei
355 und einer Gleichstrom-Aufladungsleitung 356 w geschaltet Es wird, wie bereits weiter oben beschrieben
wurde, ein in Resonanz befindlicher Ladekreis benutzt,
der einen Gleichstromversorgungsanschluß 357 aufweist, welcher im vorliegenden Fall eine gegenüber
Erde bzw. Masse positive Spannung von 610 V hat; der Ladekreis besitzt weiterhin einen Thyristorschalter 358,
der durch eine« Impuls von einer Triggerschaltung 359 über einen Transformator 360 getriggert wird, sowie
außerdem eine Diode 361, die in Reihe mit dem Thyristor geschaltet ist, damit die Möglichkeit eines
Umkehrstroms oder eines Durchbruchs des Thyristors verhindert wird, und schließlich umfaßt der Ladekreis
noch eine mit einem Luftkern versehene Ladeinduktanz 362 mit einem Nebenschlußkondensator 363 zur
Festlegung der resonanten Aufladeperiode.
Im vorliegenden besonderen Fall führt der Kopplungskoeffizient von 10% zwischen dem Schwingkreis
und dem Antennenkreis zu einem Antennenimpuls, der eine maximale Amplitude im fünften Zyklus hat Dann
wird, wie weiter oben erläutert wurde, die Dämpfung jo
eingeführt, um die Rufzeit herabzusetzen. Wenn durch
die Dämpfung der Hochfrequenzruf nicht auf eine Amplitude herabgesetzt wird, die niedrig genug ist, daß
alle Thyristoren zu der Zeit öffnen, an welcher die Aufladung der Kondensatoren erneut beginnen muß,
wird der Ladeausgang kurzgeschlossen, und es kommt zu einem vollständigen Zusammenbrechen. Um dem
entgegenzuwirken wird eine Umkchrspannungs-Aufladung beim Schwingkreis angewandt, damit sichergestellt wird, daß die Thyristorschalter 352 geöffnet
werden. Die hierzu erforderliche Umkehrspannung wird von einem Spannungsversorgungsanschluß364 mit
—10 V über einen triggerbaren Schalter 365 und eine Diode 366 zugeführt
Die hexagonale Form des Spulenzusammenbaus der F i g. 25—28 besitzt einige Nachteile über einen solchen
Zusammenbau, der eine mehr kreisförmige Form besitzt, und es kann daher zu bevorzugen sein, den
hexagonalen Abschnitt abzuwandeln, beispielsweise in der in Fig.32 gezeigten Art Diese Figur zeigt ein
Formstück für einen Abschnitt des Primärwicklungszusammenbaus in dem die Zentren der vier Platten 367,
welche die Radialteile der Spulenträger bilden, nicht auf
einer geraden Linie sondern auf einem Kreisbogen liegen, und in welchem die inneren und äußeren
Oberflächen der Formstücke jeweils durch drei flache Platten gebildet werden.
Die F i g. 33 und 34 zeigen ein weiteres Verfahren zur Ausbildung eines Spulenzusammenbaus 368 unter
Verwendung eines toroidalen Formstücks. Das Formstück weist 384 Spulen auf, von denen jede aus zwei
Windungen besteht, die auf das Formstück zur Ausbildung von 384 Abschnitten einer Primärwicklung
gewickelt sind. Jeder dieser Spulenabschnitte besitzt typischerweise eine Induktanz von 03 mH. Wie aus
Fig.33 ersichtlich ist liegen die beiden Enden (beispielsweise die Enden 370, 371) jedes Spulenabschnitts dicht beieinander, und diese Enden sind radial
nach auswärts geführt damit sie mit dem zugehörigen Kondensator urd dem triggerbaren Schalter verbunden
werden könn n. Die Sekundärwicklung weist acht Windungen ' on zehn parallelen Drähten 372 auf, wie
die F i g. 34 zeigt Die Verbindungen für die Primärwicklungen ragen zwischen den Windungen der Sekundärwicklung heraus. Die Wicklungen können von einer
Abschirmung umschlossen werden, wobei die Verbindungen durch die Abschirmung hindurchgeführt sind,
wie in den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen erläutert wurde.
Claims (1)
- Patentansprüche:1. Hochfrequenzimpulsgenerator, der eine Mehrzahl von zusammen mit Wicklungen jeweils primäre · Resonanzkreise bildende Kondensatoren und eine Schaltungsanordnung zum Laden der Kondensatoren aufweist, wobei jeder Kondensator einen damit verbundenen Stromsteuerschalter besitzt, der durch eine Zeitgebungseinrichtung steuerbar ist und den in Kondensator über die Wicklung des jeweiligen primären Resonanzkreises entlädt, der induktiv mit einem sekundären Resonanzkreis gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitgebungseinrichtung (15; 146-156; 160-162; 198; 359) ι". die Kondensatoren (11; 172; 236; 335; 340; 352) gleichzeitig entladen, wobei alle primären Resonanzkreise bei der gleichen Frequenz wie der Sekundärkreis (30, 31; 211; 221; 231) in Resonanz sind, so daß in jedem Primärkreis und infolgedessen .1D auch im Sekundärkreis eine oszillierende Entladung erzeugt wird und dabei im Sekundärkreis die Maximalspannung, die in aufeinanderfolgenden Zyklen nach der anfänglichen Entladung der Kondensatoren entsteht, während einer Verzöge- r> rung von einer vorbestimmten Anzahl von Zyklen, die von dem Kopplungskoeffizienten zwischen den beiden Kreisen abhängt, bis zu einem Maximum zunimmt2. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch jo1, dadurch gekennzeichnet, daß die primäre Induktanz (12; 173; 233,234,235; 334; 351) eine Mehrzahl von symmetrisch aufgebauten Wicklungen (Fig. 13; Fi g. 14; 170; 233,234,235; Fi g. 23,24; Fi g. 25-28; 334; 341; 351) umfaßt, die physisch benachbart r> zueinander angeordnet sind, so daß sie eine primäre Induktanzeinheit bilden, wobei die Stromsteuerschalter (14; 171;190;241,242;336;352)benachbart den jeweiligen Wicklungen, jedoch außerhalb des Feldes der primären Induktanz angeordnet sind.3. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch2, dadurch gekennzeichnet, daß die primäre Induktanzeinheit (185; 186; 212; 213; 225; 226; F i g. 23,24; Fig.25-28; Fig.29; Fig.32; Fig.33, 34) einen toroidalen Aufbau aufweist.4. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch2, dadurch gekennzeichnet, daß die primäre Induktanzeinheit eine leitfähige Abschirmung (312; 318) aufweist, wobei Festkörpersteuereinheiten (13—26; 162,163; 171; 188,190; 198; 215; 227; 352; 357-366) außerhalb der Abschirmung sind und jede Einheit benachbarte, radiale Endverbindungen (Fig. 18; 314; 325, 329; 337, 338; 370, 371) hat, die durch die Abschirmung hindurchgehen.5. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß jede Primärwicklung (12; 173; 233, 234, 235; 334; 351) die gleiche Anzahl von Windungen hat6. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschirmung (312; 318) eine äußere Umfangsfläche (320) und wenigstens eine geschlossene Stirnfläche (321) aufweist.7. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch3, dadurch gekennzeichnet, daß die primäre Induktanzeinheit eine Mehrzahl von Primärwicklungen aufweist, von denen jede eine oder mehrere Windungen hat und von denen jede die gleiche Anzahl von Windungen besitzt, wobei die Primärwicklungen (313; Fig.27) gleichförmig auf ein Formstück (310; 324; F i g. 33.34) gewickelt sind und die Endverbindungen (314; 325, 329; 370, 371) jeder Wicklung eng nebeneinander angeordnet sind, end wobei ferner die einzelnen Primärwicklungen (313; 324) mit ihren Endverbindungen (314; 325,329; 370, 371) in gleichmäßigen Abständen um das Toroid angeordnet sind.8. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch7, dadurch gekennzeichnet, daß die Endverbindungen auf der inneren Umfangsfläche des Toroids sind.9. Hochfrequenzimpulsgenerator mach Anspruch8, dadurch gekennzeichnet, daß die Endverbindungen (314; 325, 329; 370, 371) auf der äußeren Umfangsfläche des Toroids sind10. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Paar von Endverbindungen (314; 325,329; 370, 371) mit einem zugehörigen Kondensator (11; 81; 172; 214; 236; 335; 357) wie auch mit der zugehörigen Festkörper-Stromsteuereinheit (190; 2!5; 336) verbunden ist, so daß jede Wicklung einen getrennten Schwingkreisabschnitt bildet.11. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine writers Wicklung (223; 224) eng an die primäre Induktanzeinheit (225; 226) angekoppelt ist wobei einer oder mehrere Kondensatoren im Kreis mit der weiteren Wicklung verbunden sind, wodurch die primäre Induktanzeinheit mit ihren zugeordneten Wicklungen bei einer vorbestimmten Frequenz in Reso.ianzist.12. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Primär- und Sekundärwicklungen auf getrennte Formstücke (Fig.23, 24; Fig.25—28) gewickelt sind.13. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch12, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklungen auf eine Mehrzahl von Foimstücken gewickelt sind, welche so zusammenpassen, daß sie ein Toroid bilden (F ig. 25-28).14. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch13, dadurch gekennzeichnet daß die Spule ein zylindrisches Formstück (322) aufweist, um welches die Sekundärwicklung (323) herumgewickelt ist; sowie eine zylindrische Abschirmung (318) von leitfähigem Material um die Sekundärwicklung (323) herum; und innerhalb der Abschirmung eine Mehrzahl von weiteren Formstücken (324), von denen jedes eine Wicklung oder Wicklungen einer primären Induktanzeinheit (F i g. 27) trägt, wobei die weiteren Formstücke in solchen Positionen sind, daß jeder Abschnitt der Primärwicklung an den Fluß der Sekundärwicklung nur in einem beschränkten, bogenförmigen Bereich angekoppelt ist, jedoch diese Abschnitte gleichmäßig um die Achse des Zusammenbaus herum vorgesehen sind.15. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch14, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklungen (Fig.26, 27) zwischen dem Umfang der Sekundärwicklung (323) und der Abschirmung (318) vorgesehen sind.16. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch15, dadurch gekennzeichnet, daß die Endverbindungen (325,329) für jede Primärwicklung durch Löcher in der Abschirmung (318) hindurchgehen.17. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromsteuerschalter (13,14; 171; 241,242; 336; 353) bi-direktionelle Festkörperschalter sind.18. Hochfrequenzimpulsgenerj.;or nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Antenne (181; 197; 210; 220; 230) aufweist, die mit dem Sekundärkreis (30, 31; 211; 221; 231) verbunden ist, wobei jeder Stromsteuerschalter (13, 14; 17?/,- 241, 242; 336; 352) eine Festkörpereinrichtung umfaßt, die eine triggerbare Schaltereinrichtung (14; 171; 241, 242) zum Schließen eines primären Schwsngungsentladungskreises, der die Wicklung (12; 170; 233, 234, 235; 334; 351) und den zugehörigen Kondensator (11; 172; 236; 335; 340; 352) umfaßt, bildet.19. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Antennenkreis, der eine Antenne (181, 197; 210; 220; 2SJ) umfaßt, die einen Teil des Sekundärkreises bildet oder an letzteren angekoppelt ist; eine Ladeschaltung (10, 16-29; 216; 237, 238; 357-362, 364-366) zum Laden der Kondensatoren; und eine Zeitgebungseinrichtung (160-162; 193; 198; 359), die die Ladeschaltung zur Einleitung des Ladens der Kondensatoren (U; 172; 236; 335; 340; 353) in den Primärkreisen und zum nachfolgenden Triggern der triggerbaren Schaltereinrichtung (14; 171; 190; 241, 242; 336; 352) operativ steuert, so daß jeder der Kondensatoren gleichzeitig durch die damit verbundene Primärwicklung (12; 173; 233, 234, 235; 334; 351) entladen und dadurch ein kurzzeitiger Schwingungsstrom in der Antenne erzeugt wird.20. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die triggerbare Schaltereinrichtung (13, 14; 171; 241, 242; Fig.4; Fig.5; Fig.6) einen bi-direktionellen Stromfluß ermöglicht und so angeordnet ist, daß sie im getriggerten Zustand den Kondensator (11; 172; 236) mit der Primärwicklung (12; 170; 233) in einem parallel abgestimmten Kreis verbindet21. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige Sekundärwicklung (211; 221; 231), die in Reihe mit dem Antennenkreis geschaltet ist, an alle Primärwicklungen angekoppelt ist.22. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige Ladeschaltung (357—362, 364—366) zum Laden aller Kondensatoren (352), die mit einer primären Induktanzeinheit verbunden sind, vorgesehen ist23. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet daß eine Schwingungsdämpfungseinrichtung (33,36) für jeden Primärkreis (11, 12) und den Antennenkreis (30, 31, 32) zusammen mit durch Triggerung gesteuerten Schaltereinrichtungen (35, 38, 39) vorgesehen ist, wobei letztere die Dämpfungseinrichtung nach der Spitzenstrahlung in den Kreis schalten.24. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungseinrichtung induktiv gekoppelte Dämpfungskreise (33, 34; 36,37) umfaßt.25. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, daß ein Thyristor (74; 83) mit einer 90c-Verzögerungsein-richtung (Fig.7) oder einer 90°-Voreilschaltung (F i g. 8) zur Umkehrung der Wirkung des Schalters vorgesehen ist2S. Hochfrequenzimpulsgeserator nach einem der Ansprüche 23 bis 25. dadurch gekennzeichnet daß die Dämpfungseinrichtung für jeden Primärkreis eine Einrichtung (102) zum Einfügen eines Parallelwiderstands (100) über den Primärkreis (103, 104) umfaßt27. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungseinrichtung für den Antennenkreis eine Einrichtung (74) zum Einfügen eines Reihenwiderstandes (75) in den Antennenkreis umfaßt28. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 27, dadurch gekennzeichnet daß die uni-direktionelle Ladeschaltung eine Gleichstromquelle (10) und einen bei niedriger Frequenz in Resonanz befindlichen Kreis (11,16) umfaßt wobei letztere eine Einrichtung (20) zum Blockieren eines umgekehrten Stromflusses aufweist.29. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung einen Thyristor (17) als Schaltereinrichtung zum Steuern der Zeitgebung des Beginns der Ladung umfaßt.30. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß die triggerbare Schaltereinrichtung zwei Thyristoren (50, 51; 60, 61) im Nebenschluß gegensinnig geschaltet umfaßt.31. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 29, dadurch gekennzeichnet daß die triggerbare Schaltereinrichtung einen Thyristor (14) im Nebenschluß zu einer Diode (13) umfaßt, deren Anordnung einen bi-direktionellen Schalter bildet32. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß zwei primäre Induktanzeinheiten (185,186; 212,213) vorgesehen sind, die an den Antennenkreis angekoppelt sind, wobei je eine der beiden primären Induktanzeinheiten auf je einer Seite der Sekundärwicklung (180; 211) angeordnet ist so daß sie induktiv an dieselbe angekoppelt ist33. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch32, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden primären Induktanzeinheiten (212, 213) in entgegengesetzter Phase an die Antenne (210) angekoppelt sind.34. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch33, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (217) zum wechselweisen Zünden der Schalter (215) vorgesehen ist, die mit der einen und der anderen der primären Induktanzeinheiten (211, 213) verbunden sind, so daß abwechselnde Impulse mit Phasenumkehr erzeugt werden.35. Hochfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenspule (221) im räumlichen Abstand von den Primärwicklungen (225,226) vorgesehen ist, und daß zwei primäre Induktanzeinheiten zusammen mit einem Kopplungskreis (223, 224), der eng an die beiden Primärwicklungen angekoppelt ist, so daß er Energie von einer erregten Primärwicklung an den Antennenkreis ankoppelt, vorgesehen sind.36. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß der Kopplungskreis einen Reihenkreis umfaßt, der Kopplungsspu-len (223,224) aufweist, die mit den beiden Salzen von Primärwicklungen (22S, 226) verbunden und in Reihe mit der Antenne (200) geschaltet sind.37. Hcchfrequenzimpulsgenerator nach einem der Ansprüche 19 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß eine einzige, primäre Induktanzeinheit vorgesehen ist, die eine Mehrzahl von Wicklungen (233,234,235) umfaßt, von denen jede mit einem Kondensator (236) verbunden ist; und daß zwei Ladeschaltungen (237, 238) vorgesehen sind, von denen die eine die Kondensatoren auf eine Polarität und die andere die Kondensatoren auf die entgegengesetzte Polarität auflädt, wobei eine Einrichtung zum wahlwciscn Betreiben der einen oder der anderen Ladeschaltung entsprechend der erforderlichen Polarität des auszustrahlenden Impulses vorgesehen ist.38. Hochfrequenzimpulsgenerator nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die Festkörper-Stromsteuereinheiten für jede Primärwicklung zwei Thyristoren (241,242) umfassen, die mit entgegengesetzten Polaritäten angeordnet sind, und eine Einrichtung (243, 244) zum wahlweisen Triggern des einen oder anderen der Thyristoren entsprechend der Polarität der Ladung des Kondensators, wobei der andere Thyristor einen Halbzyklus bei der Hochfrequenz später gezündet wird.
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3229326A1 (de) * | 1982-08-06 | 1984-02-09 | BBC Aktiengesellschaft Brown, Boveri & Cie., 5401 Baden, Aargau | Schaltungsanordnung zur erzeugung und uebertragung von hochleistungsimpulsen sowie ein verfahren zu deren betrieb |
CN106990390A (zh) * | 2016-01-20 | 2017-07-28 | 华北电力大学 | 传感器待测位置定位方法及装置 |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2363234A1 (fr) * | 1976-08-27 | 1978-03-24 | Thomson Csf | Modulateur modulaire notamment pour emetteur radar, et radar comportant un tel modulateur |
US4151528A (en) * | 1977-04-07 | 1979-04-24 | Megapulse, Incorporated | Method of and apparatus for unambiguous radio navigation |
US4251741A (en) * | 1979-02-08 | 1981-02-17 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | High power pulser |
US4272692A (en) * | 1979-02-23 | 1981-06-09 | Westinghouse Electric Corp. | Power supply distribution system |
GB2050735A (en) * | 1979-03-13 | 1981-01-07 | Decca Ltd | Protecting oscillator transistor |
JPS6023262A (ja) * | 1983-07-20 | 1985-02-05 | 株式会社日立製作所 | エレベ−タ−制御装置 |
US5365235A (en) * | 1993-09-07 | 1994-11-15 | Ford Motor Company | Method and apparatus for reducing residual RF power in a transmitter/receiver antenna |
US5739738A (en) * | 1994-07-18 | 1998-04-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Inflatable HI Q toroidal inductor |
US5504341A (en) * | 1995-02-17 | 1996-04-02 | Zimec Consulting, Inc. | Producing RF electric fields suitable for accelerating atomic and molecular ions in an ion implantation system |
CN1175617C (zh) * | 1999-09-14 | 2004-11-10 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 网络耦连器 |
CA2390845C (en) * | 2002-06-18 | 2004-10-26 | Magneto-Inductive Systems Limited | Apparatus and method for continuous variable reactive impedance control |
US6882236B2 (en) * | 2002-11-05 | 2005-04-19 | Magneto-Inductive Systems Limited | Dynamically tuned amplifier for frequency shift keyed signals |
US7928607B2 (en) * | 2007-03-29 | 2011-04-19 | Lamar Technologies Llc | Aircraft power system and apparatus for supplying power to an aircraft electrical system |
Family Cites Families (5)
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---|---|---|---|---|
DE865754C (de) * | 1934-05-18 | 1953-02-05 | Siemens Ag | Rueckgekoppelter Generator fuer die Erzeugung modulierter Schwingungen |
US3243728A (en) * | 1963-06-28 | 1966-03-29 | Westinghouse Electric Corp | Sine wave generator comprising a plurality of resonant circuits discharged into a resonant load |
US3590279A (en) * | 1970-02-24 | 1971-06-29 | Ltv Ling Altec Inc | Variable pulse-width pulse-modulator |
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US3774054A (en) * | 1971-08-09 | 1973-11-20 | Westinghouse Electric Corp | Voltage variable solid state line type modulator |
-
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-
1974
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- 1974-09-06 JP JP10211974A patent/JPS5711167B2/ja not_active Expired
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- 1974-09-06 SE SE7411298A patent/SE396865B/xx unknown
-
1976
- 1976-07-19 US US05/706,271 patent/US4058742A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3229326A1 (de) * | 1982-08-06 | 1984-02-09 | BBC Aktiengesellschaft Brown, Boveri & Cie., 5401 Baden, Aargau | Schaltungsanordnung zur erzeugung und uebertragung von hochleistungsimpulsen sowie ein verfahren zu deren betrieb |
CN106990390A (zh) * | 2016-01-20 | 2017-07-28 | 华北电力大学 | 传感器待测位置定位方法及装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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