DE2433617C2

DE2433617C2 - Schutzschaltung für Transistorverstärker

Info

Publication number: DE2433617C2
Application number: DE2433617A
Authority: DE
Inventors: Tadao Tokyo Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1973-07-12
Filing date: 1974-07-12
Publication date: 1983-07-28
Also published as: FR2237342B1; NL7409352A; JPS5027056A; IT1017144B; JPS561868B2; CA1032230A; NL187878B; US3935513A; FR2237342A1; GB1471673A; AU7092174A; NL187878C; DE2433617A1

Description

a) eine erste Reihenschaltung aus einem zweiten Widerstand (9) und einer ersten Diode (8), deren eines Ende sowohl an den ersten Widerstand (6) als auch an die Last (7) angeschlossen ist und deren anderes Ende mit einem mit dem Ausgang des Verstärkers verbundenen ersten Kondensator (12) in Verbindung steht, wobei der »ejste Kondensator (12) während des positiven Halbzyklus des Ausgangssignaies von der am ersten Widerstand (6) anliegenden Spannung auf einen Gleichspannungswert einer ersten Polarität aufgeladen wird,

b) eine zweite Reihenschaltung aus einem dritten Widerstand (10) und ein-a- zweiten Diode (11), die sowohl mit der ersten Reihenschaltung als auch mit dem ersten Kondensator (12) verbunden ist, wobei der erste Kondensator (12) während des negativen Halbzyklus des Ausgangssignaies von der an der Last (7) anliegenden Spannung entgegengesetzter Polarität entladen wird,

c) einen ersten Transistor (13* der mit seiner Basis und seinem Emitter an den ersten Kondensator (12) angeschlossen ist und beim Erreichen einer bestimmten Klemmenspannung des ersten Kondensators (12) ein Steuersignal erzeugt,

d) einen zweiten Transistor (29), der mit seinem -w Kollektor-Emitter-Kreis zwischen den Eingangsanschluß (1) des Verstärkers und das Bezugspotential geschaltet ist und das Eisgangssignal in Abhängigkeit vom Steuersignal des ersten Transistors (13) begrenzt +3

2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein vierter Widerstand (15) in den Emitter-Kollektor-Kreis des ersten Transistors (13) eingeschaltet und ein dritter Transistor (14) vorgesehen ist, in dessen Emitter-Basis-Kreis der vierte Widerstand (15) liegt und daß der dritte Transistor (14) beim Erreichen einer bestimmten Klemmenspannung des ersten Kondensators (12) ein Steuersignal erzeugt

3. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Basis des dritten Transistors (14) und einen Betriebsspannungsanschluß (— Kc) eine Zeitkonstantenschaltung mit einem Widerstand (22) und einem Kondensator (16) geschaltet ist, die den zweiten Transistor (29) während des Einschaltens des Transistorverstärkers im leitenden Zustand hält.

4. Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein vierter Transistor (23) in Kaskade zum dritten Transistor (14) vorgesehen ist.

5. Schutzschaltung nach den Ansprüchen 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt

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55 zwischen Kondensator (16) und Widerstand (22) der Zeitkonstariten-Schaltung an die Basis des vierten Transistors (23) angeschlossen ist

6. Schutzschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstanten-Schaltung einen die Temperatur des Verstärkers (3) erfassenden, wärmeempfindlichen Widerstand (20) enthält

65 Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Es sind bereits Schutzschaltungen für Transistoirverstärker bekannt, die einen Vergleich der Lastspaniaung mit dem Laststrom durchführen. Diese bekannten Schutzschaltungen (deren Funktion anhand von Fig. 1 noch näher erläutert wird) versagen jedoch dann, wenn die Last mit einer Reaktanz behaftet ist, d. h. eine Blindlast enthält

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schutzschaltung der im Oberbegriff des Anspruches 1 genannten Art zu entwickeln, die auch eine mit einer Reaktanz behaftete Last einwandfrei schützt

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches 1 gelöst

Zweckmäßige Ausge'*altungen der Erfindung sind Gegenstand der Unieransprüche.

Einige Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung näher veranschaulicht Es zeigt

F i g. 1 eine grafische Darstellung der Arbeitsweise einer bekannten Schutzschaltung,

F i g. 2 das Schaltbild eines Ausführungsbeispieles der erfindungsgemäßen Schutzschaltung,

Fig.3A und 3B eine Grundschaltung einer die Last-Impedanz erfassenden Detektorschaltung, in schematischer Darstellung,

F i g. 4 bis 6 grafische Darstellungen zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Schutzschaltung, und

Fig.7 die Schaltung eicer abg iwandelten Ausführungsform der Schutzschaltung.

Im folgenden wird eine bekannte Schutzschaltung unter Bezugnahme auf F i g. 1 näher erläutert. Die Begrenzungs- bzw. Schutz-Linie der bekannten Schutzschaltung für den den Ausgangsstrom / und die Ausgangsspannung V des Verstärkers wird in F i g. 1 beispielsweise durch eine Linie a dargestellt In dem Fall, in welchem die Last ein Wirk-Widerstand oder nahezu Wirk-Widerstände sind, kann die Belastungslinie für die vorgenannten Schutzeigenschaften bei einer derartigen Schutzschaltung durch die Linie b in F i g. 1 dargestellt werden; die Schutzschaltung führt somit eine normale Schutzfunktion aus. Wenn die Last jedoch beispielsweise durch einen Kondensatorlautsprecher bzw. elektrostatischen Lautsprecher gebildet wird, welcher starke Reaktanzkomponenten aufweist, so wird die Belastungslinie durch eine Ellipse c(vgl. Fig. 1) dargestellt und die Ellipsenkurve c schneidet die Begrenzungslinie a. Die Schutzschaltung arbeitet dann in entsprechender Weise. Wenn jedoch in letzterem Fall die Belastungslinie eine Ellipse c darstellt, überschreitet die Ellipse cfür ein kurzes Zeitintervall die Begrenzungslinie a.

Nachstehend werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die F i g. 2 bis 7 näher erläutert. Die erfindungsgemäßen Schutzschaltungen sind insbesondere für einen Transistor-Verstärker vorgesehen.

In F i g. 2 ist die Schaltung einer Ausführungsform

einer Schutzschaltung für einen Transistor-Verstärker dargestellt. In F i g. 1 bezeichnen 1 einen Eingangsanschluß für ein 2U verstärkendes Signal, welcher über einen Widerstand 2 an den Eingang eines Transistor-Verstärkers 3 angeschlossen ist- Der Verstärker 3 steht mit einem Anschluß 4 zur Spannungszuführung in Verbindung; der Anschluß 4 erhält eine negative Spannung — Vcc, während ein Speisespannungs-Anschluß 5 eine positive Spannung + Vcc erhält; der Verstärker 3 wird somit durch positive und negative m Spannungen betrieben. Der Ausgangsanschluß des Verstärkers liegt über einen Widerstand 6 und eine Last 7 an Masse bzw. Erde.

Ein Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 6 und der Last 7 ist an die Kathode einer Diode 8 angeschlossen, deren Anode über Widerstände 9 und 10 an die Kathode einer weiteren Diode 11 angeschlossen ist, wobei die Anode der Diode 11 an Masse liegt. Der Verbindungspunkt zwischen dem Verstärker 3 und dem Widerstand 6 ist an eine Elektrode eines Kondensators 12 und an den Emitter eines PNP-Transistors 13 angeschaltet Die andere Elektrode de? Kondensators 12 liegt an einem VerL .dungspunkt zwischen der Widerständen 9 und 10 sowie an der Basis des Transistors 13 an. Die vorstehend erwähnten Schaltungselemente bilden eine Detektor-Schaltung zur Erfassung des Belastungswiderstands und wird nachstehend näher erläutert

Der Kollektor des Transistors 13 liegt an der Basis eines NPN-Transistors 14 an; die Basis des Transistors 3« 14 ist über einen Widerstand 15 an den Anschluß 4 angeschaltet, wobei der Anschluß 4 eine Speisespannung von — Vcc erhält. Die Basis des Transistors steht ferner über den Widerstand 15 mit dem Emitter des Transistors 14 in Verbindung. Ein Kondensator 16 ist r> parallel zum Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors 14 geschaltet. Wenn der Wert des Widerstands 15 derart gewählt wird, daß der Transistor 13 in den EIN-Zustand bzw. Leitzustand geschaltet wird, wird eine Ausgangsspannung des Verstärkers 3 abnehmen und den Transistor 14 in Vorwärtsrichtung bzw. in den Leitzustand vorspannen.

Der Speisespannungs-Anschluß 4 ist an die Kathode einer Diode 17 angeschlossen, deren Anodt an der Kathode einer weiteren Diode 18 anliegt; die Anode der Diode 18 liegt über einen Widerstand 19 an Masse. Es ist weiterhin eine Serienschaltung aus einem wärmeempfindlichen Element, beispielsweise einem Thermistor 20, und einem Widerstand 21 vorgesehen, die zwischen die Kathode der Diode 17 und die Anode der Diode 18 >" geschaltet, und zwar parallel zu der Reihenschaltung dieser beiden Dioden. Der Verbindungspunkt zwischen dem Thermistor 20 und dem Widerstand 21 liegt über einen Widerstand 22 an einem Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors 14 und dem ϊ~> Kondensator 16 an. Der Kondensator 16 und der Widerstand 22 bilden eine Schaltung zur Lieferung einer Zeitkonstanten.

Der Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors 14 und dem Kondensator 16 ist weiterhin an t>o die Basis eines NPN-Transistors 23 angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand 24 am Speisespannungs-Anschluß 4 anliegt; der Kollektor des Transistors 23 steht über Widerstände 25 und 26 mit dem Anschluß 5 für die Speisespannung + Vcc in hi Verbindung. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 25 uiid 26 liegt an der Anode einer Zener-Diode 27 an.deren Kathode an die Kathode einer weiteren Diode 28 angeschlossen ist; die Anode der Diode 28 liegt an Masse an. Die Verbindung zwischen den Widerständen 25 und 26 liegt weiterhin an der Basis eines NPN-Transistors 29 an, dessen Kollektor an die Verbindung zwischen dem Widerstand 2 und dem Verstärker 3 angeschaltet ist; der Emitter des Transistors 29 ist an Masse angeschlossen.

Bei der oben beschriebenen erfindungsgemäßen Schutzschaltung wird bei Anliegen eines Signals am Eingangs-Anschluß 1 sowie beim Anliegen negativer und positiver Spannungen an den Anschlüssen 4 bzw. 5 die Spannungsdifferenz am Kondensator 12 niedrig sein und der Transistor 13 wird in seinen AUS-Zustand (Sperrzustand) verbracht Infolgedessen wird an die Basis des Transistors 14 keine Spannung angelegt, so daß sich der Transistor 14 in seinem AUS-Zustand befindet Die Klemmenspannung am Kondensator 16 wird daher allmählich Sauf eine vorbestimmte, durch die Serienschaltung des Thermistors und des Widerstands 21 geteilte Spannung in Übereinstimmung mit der aus dem Kondensator 16 und dem Widerstand 22 gebildeten Zeitkonstanten-Schaltung ansteigen; die Kiemmenspannung wird dann eine Vorspannung zrm Vorspannen des Transistors 23 nach einer konstanten Zeitverzögerung vom Anlegen der Speisespannung erreichen und den Transistor 23 in dessen Leitzustand schalten. Die Basis des Transistors 29 wird daher vom Anschluß 4 über den Transistor 23 mit einer negativen Spannung gespeist Der Transistor 29 wird von dem Speisespannungs-Anschluß 5 nur mit der positiven Spannung über ein Zeitintervall gespeist, welches dem Zeitintervall der aus dem Kondensator 16 und dem Widerstand 22 bestehenden Zeitkonstanten-Schaltung entspricht; infolgedessen wird der Transistor 29 in den Leitzustand verbracht. Das an den Eingang 1 angelegte Signal wird dadurch gesperrt und daran gehindert, an den Eingang des Verstärkers 3 zu gelangen. Nach einem vorbestimmten Zeitintervall wird der Transistor 23 wieder durchgeschaltet und dem Transistor 29 wird vom Speise-Anschluß 4 eine negative Spannung uigefphrt. Wenn eine vorbestimmte negative Zenerspannung, die durch die Zener-Diode 27 festgelegt ist, an den Transistor 29 angelegt wird, schaltet der Transistor 29 in seinen Sperrzustand um. Das an den Eingang 1 angelegte Signal wird daher dem Verstärker 3 zugeführt. Die oben beschriebene Zeitkonstanten-Schaltung kann in den Basis-Emitter-Kreis des Transistors 14 eingesetzt werden.

Da bei der erfindungsgemäßen Schutzschaltung nach einem vorbestimmten konstanten Zeitintervall nach Anlegen der Speisespannung ein Eingangssignal an den Verstärker 3 angelegt wird, kann ein unerwünschtes Knallgeräusch an dem Zeitpunkt vermieden werden, an dem die Speisespannung abgelegt wird; darüber hinaus wird eir an den Vorverstärker auftreffender elektrischer Stoß vermieden.

Nachstehend wird 'lie in Fig.2 dargestellve Detektorschaltung zur Erfassung der Last-Impedanz beschrieben. Wie vorstehend erläutert wurde, wird nach Verstreichen eines vorbestimmten Zeitintervalls nach Zuführung der Speisespannung der Transistor 29 gesperrt und dem Verstärker 3 wird ein Eingangssignal zugeführt, um ein Ausgangssignal zur Steuerung der Last 3 zu erzeugen. Setzt man den Ausgan&sstrom des Verstärkers 3 oder den über den Widerstand 6 zur Last 7 fließenden Strom zu /0, die Belastungsspannung an der Last 7 zu eo und die Werte der Widerstände 6,9 und 10 /M R\, R2 und R₁. dann ergibt sich eine der aus den

Widerständen 6, 9, 10, den Dioden 8, 11, dem Kondensator 12 und der Last 7 gebildeten Schaltung (Fig.2) entsprechende Ersatzschaltung, wie sie in F i g. 3A dargestellt ist. Der Widerstand 6 ist somit ais Spannungsquelle 6' mit einer elektromotorischen Kraft > oder einer Spannung /ί)/?ι und die Last 7 als Spannungsquelle T mit einer Spannung eo dargestellt. Der Kondensator 12 wird somit durch den Ausgang der Spannungsquelle 6' aufgeladen und durch den Ausgang der Spannungsquelle T entladen. Mit anderen Worten in bedeutet dies, daß die Spannungen k>R\ und eo durch die Dioden 8 und 11 einer Spitzenwert-Gleichrichtung unterzogen und dem Kondensator mit entgegengesetzten Polaritäten zugeführt werden.

Vernachlässigt man die Durchlaßwiderstände der Dioden 8 und 11 und setzt man die Spannungsabfälle in Vorwärts- bzw. Durchlaßrichtung zu V_n und Vn, läßt sich die Ersatzschaltung gemäß Fig.3A durch die Ersatzschaltung in F i g. 3B ersetzen. Dies bedeutet, daß ein Ladestrom /aufgrund einer Spannung i_pR\ durch den ■ μ Kondensator 12 fließt (i_p stellt hierbei den Spitzenwert dar), wobei diese Spannung während einer positiven Halbwelle des Ausgangssignals zur Aufladung des Kondensators 12 mit der in F i g. 3B gezeigten Polarität erzeugt wird. Die Klemmspannung V am Kondensator 12 kann somit durch folgende Gleichung (1) wiedergegeben werden:

V=Ip-Rx-V_n-I-R₂ (1)

Während einer negativen Halbwelle bzw. einem negativen halben Zyklus des Ausgangssignals fließt aufgrund einer Belastungsspannung e_p (Spitzenwert) ein Strom / durch den geschlossenen Kreis, welcher die Widerstände R₂ und Rj sowie die Spannungsquelle e_p enthält, in der in F i g. 3B gezeigten Richtung. Da dieser Strom /in einer Richtung fließt, um den Ladestrom /zu verringern, dient dieser Strom / hauptsächlich als Entladungsstrom des Kondensators 12. Unter der Annahme, daß die Lade- und Entladeströme / einen ausgeglichenen Zustand einnehmen, läßt sich folgende Gleichung (2) für den die Elemente e,» R₂ und Ri enthaltenden geschlossenen Kreis ableiten:

-HR₁+R₃) I

Aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt sich durch Ersetzen des Stromes / die Gleichung:

«ι

Wenn die Spannung K gemäß Gleichung (3) den Spannungsabfall V_BE im Basis-Emitter-Kreis des Transistors 13 überschreitet, wird der Transistor 13 leitend und erzeugt ein Signal, welches eine Überschreitung oder Überlastung anzeigt bzw. erfaßt.

Setl'jinan in Gleichung (3) V= V_BE, dann ergibt sich folgende Gleichung (4):

Ri+R, (4)

Ferner ist

R₂

Mit anderen Worten heißt dies, daß die Spannungen h)R\ und eo einer Spitzenwert-Gleichrichtung aufgrund der Dioden 8 und 11 unterworfen werden und durch den Kondensator 12 in eine Gleichspannung umgewandelt werden, so daß die Klemmenspannung V am Kondensator 12 unabhängig von der Phasendifferenz zwischen dem Strom * und der Spannung §> ist; die Spannung V ergibt sich damit zu einem Wert der von den Spitzenwerten i_p und e_p abhängt, bzw. zusammenhängt Der Faktor Z=ep/i_p umfaßt somit nicht nur die Wirkwiderstandskomponente der Last 7 sondern auch deren Scheinwiderstandskomponente.

Unter der Verwendung der Faktoren Zund KZR_x läßt sich die Gleichung (4) in folgender Weise schreiben:

55

R₂ Z

(5)

Aus der Gleichung (5) läßt sich der Wert der Belastungsimpedanz Z unter der Bedingung i_p = °° (ZJ) folgendermaßen ausdrucken:

Z- = Ri(R₂+R₃)/R₂

(6)

Wenn die Last-Impedanz Z größer als Z„ aus Gleichung (6) ist, wird der Strom i_p negativ und der Transistor 13 ist nicht leitend. Wenn jedoch die Last-Impedanz Zkleiner als Z_ ist - der Strom i_p wird dann größer sein als der Strom i_p gemäß der Gleichung (5) —, so wird der Transistor 13 leitend und erzeugt das Signal, welches die Überschreitung durch die Last anzeigt bzw. erfaßt

Als grafische Darstellung der Gleichung (5) erhält man Fig.4. Der Bereich d in Fig.4 ist derjenige Bereich, in welchem der Transistor 13 leitend ist und das die Überlastung erfassende Signal erzeugt

Als grafische Darstellung der Gleichung (4) erhält man die grafische Darstellung gemäß F i g. 5. Wenn die Last 7 ein Wirkwiderstand ist, wird der Transistor 13 im Bereich / leitend und erzeugt das die Überlastung erfassende Signal.

Wenn die Last 7 eine Last- bzw. Verbraucher-Impedanz darstellt, ist eine geknickte Linie g (F i g. 6) die Begrenzungslinie und ein Bereich h der Begrenzungsbereich. Die Klemmenspannung V des Kondensators 12 weist dann eine Beziehung zu dem Spitzenstrom i_p und der Spitzenspannung e_p auf: wenn eine Belastungslinie bzw. Lastlinie (e_p—/p-Kennlinie) in Fig.6 durch die Linie b dargestellt wird, wobei der Verbraucher von einem Wirkwiderstand gebildet wird, der gleich dem Impedanzwert des Verbrauchers bzw. der Last ist, ergeben der Strom /_pTund eine Spannung eprdes Stroms /ρ bzw. der Spannung e„ am Kreuzungspunkt A"zwischen der Linie 6 und der Begrenzungslinie e einen Bereich, in welchem ein Ausgangssignal abgegeben werden kann.

Wenn der Verbraucher eine Impedanz darstellt, wird seine Lastlinie zu einer Ellipse c (in Fig.6 ist nur ein positiver halber Zyklusbereich dargestellt). Wenn somit die Lastlinie c die Begrenzungslinie e schneidet, wird keine Schutzfunkiion bzw. Schutzwirkung erreicht. Nur wenn die Ellipse die abgebogene Linie £■ schneidet, wird der Transistor 13 leitfähig. Besteht somit eine Phasendifferenz zwischen der Verbraucherspannung und ^,Tm Verbraucherstrom, wie es im Falle eines Blind-Vyrbrauchers der Fall ist, ergibt sich in der Arbeitsweise kein Fehler, jedoch wird ein Signal zur Erfassung einer Überbelastung nur dann ehalten, wenn die Impedanz des Verbrauchers kleiner als ein vorbestimmter Wert (beispielsweise 1 Ohm), beispielsweise im kurzgeschlossenen Fall, ist.

Wenn der Verbraucher einen Überlastungswert erreicht, der den vorerwähnten eingestellten Wert überschreitet und ferner der Transistor 13 in seinen Leitzustand verbracht wird, um ein Signal zur Erfassung der Überlastung zu erzeugen, wird dieses die Überiastung erfassende Signal an die Basis des Transistors 14 angelegt. Infolgedessen wird die Spannungsdifferenz des Basis-Emitter-Kreises des Transistors 14 verringert, wodurch dieser in Durchlaßrichtung vorgespannt wird; der Transistor 14 wird dann in seinen Leitzustand umgeschalten. Der Kondensator 16 wird somit durch den Transistor 14 kurzgeschlossen, um seine gespeicherte Ladung zu entladen; daraufhin wird der Transistor 23 gesperrt. Der Transistor 29 wird daraufhin wie im Falle einer Zuführung der Speisespannung leitend und sperrt das Eingangssignal zum Verstärker 3; infolgedessen wird drr Verstärker 3 nicht überlastet.

An dem Zeitpunkt, an dem der Überlastungszustand beendet wird, wird die Klemmenspannung am Kondensator 12 verringert, der Transistor 13 wird gesperrt, um die Spannungszuführung zur Basis des Transistors 14 zu unterbrechen und dann wird der Transistor 14 wieder gesperrt Da jedoch der Kondensator 16 entladen ist, wird der Transistor 23 nicht auf Durchgang vorgespannt und wird schließlich nach einer konstanten Zeitperiode wie im Falle einer Zuführung der Speisespannung aufgrund der. Zeitkonstanten-Schaltung, bestehend aus dem Kondensator 16 und dem Widerstand 22, in seinen Leitzustand verbracht Der Transistor 29 wird gesperrt, so daß ein Eingangssignal wieder an den Verstärker 3 4'> angelegt wird.

Wenn die normale Schutzwirkungsweise gegen eine Überbelastung aufgrund des Zustandes einer kontinuierlichen Überlastung erreicht wird, kann sich im Inneren des Verstärkers 3 Wärme angesammelt haben » oder die Temperatur des Verstärkers 3 kann aufgrund des Fehlers während des Gebrauchs hoch werden; infolgedessen könnte der Verstärker 3 beschädigt werden. In diesem Fall verringert sich der Widerstandswert des Thermistors 20 und die Spannung am Verbindungspunkt zwischen dem Thermistor 20 und dem Widerstand 21 wird niedrig. Die Basisspannung des Transistors 23 wird auf diese Weise reduziert und der Transistor 23 wird gesperrt Der Transistor 29 wird infolgedessen durchgeschaltet, wie dies bei einer Zuführung der Speisespannung der Fall ist, um das Eingangssignal zu sperren. Das Sperren des Eingangssignals wird hierbei unabhängig von der Zeitkonstanten-Schaltung und nach einer Beendigung des vorstehend erwähnten Wärmezustands hinsichtlich des ^6S Verstärkers 3 ausgeführt; das Eingangssignal wird dann wieder an den Verstärker 3 angelegt Mit der erfindungsgemäßen Schutzschaltung für Transistor-Verstärker können bei der Versorgung mit einer Speisespannung ein Knall- bzw. Pop-Geräusch und ein Stoß hinsichtlich des Vorverstärkers vermieden werden. Wenn an dem Verstärker eine Überbelastung anliegt, wird die Zuführung eines Eingangssignals zum Verstärker 3 automatisch verhindert, so daß eine Beschädigung des Verstärkers 3 vermieden und die Schaltung geschützt wird. Da das Eingangssignal nach einem vorbestimmten Zeitintervall nochmals an den Verstärker 3 angelegt wird, ist keine manuelle Rückstellung erforderlich. In dem Zeitabschnitt, in welchem die Zeitkonstanten-Schaltung wirksam ist, wird der Überlastungszustand verbessert. Wenn der Überlastungszustand über eine vorbestimmte Zeitdauer anhält, wird die vorstehend erläuterte Schutzfunkiion wiederholt sofort ausgeführt, um die Zuführung des Eingangssignals zum Verstärker in wiederholender Weise zu steuern. Die Schutzfunktion bzw. -wirkungsweise wird außerdem sofort in sich wiederholender Wciic ausgeführt, um die Zuführung des Eingangssignals zum Verstärker in sich ebenfalls wiederholender Weise zu steuern. Außerdem wird die Schutzfunktion gegen eine Überlastung erfindungsgemäß in dem Fall ohne Fehloperation ausgeführt, in dem die Last bzw. der Verbraucher 7 eine Blind-Impedanz ist, um den Verstärker vor einer Überlastung zu schützen. Bei einer thermischen Überlastung wird das _ Eingangssignal automatisch gesperrt; nachdem der Überlastungszustand beendet ist, wird das Eingangssignal wieder zugeführt. Das Eingangssignal wird zur Verhinderung einer Beschädigung des Verstärkers 3 gesperrt, wenn sich eine thermische Überlastung sowohl aus inneren Ursachen, beispielsweise einer kontinuierlichen Überlastung wie auch aufgrund äußerer Ursachen, beispielsweise des Betriebszustandes, ergibt. Aufgrund der Verwendung eines Schaltelements wird ferner das Ansprech-Zeitintervall klein, so daß die Schutzwirkung sehr gut ist Die Vermeidung des Knall- bzw. Pop-Geräusches und die Schutzwirkung für eine elektrische und thermische Überlastung werden durch eine Schaltung ausgeführt, so daß eine kleine Zahl an Schaltungselementen erreicht wird.

In Fig.7 ist eine weitere Ausführungsform der Schutzschaltung für Transistor-Verstärker dargestellt, welche sich für einen Mehrkanalverstärker bzw. Vielbandverstärker, beispielsweise einen Vier-Kanal-Stereo-Verstärker od. dgl. eignet. Elemente, die den in Fig.2 dargestellten Elementen entsprechen, sind mit gleichen Bezugsziffern versehen.

Bei der in F i g. 7 dargestellten Ausführungsform sind Signal-Eingangsanschlüsse la, 16 und ic über Widerstände 2a, 2b und 2c an Verstärker 3a, 3b, 3c angeschlossen, von welchen jeder an eine negative und positive Spannungsquelle 4 und 5 angeschlossen ist Ausgangsanschlüsse der Verstärker 3a, 3b und 3c liegen über entsprechende Widerstände 6a, 6b, 6c sowie Verbraucher 7a, 7b und 7c an Masse. Die Verbindungen zwischen den Widerständen 6a, 6b, 6c und den Verbrauchern 7a, 7b, 7c sind durch Serienschaltungen von jeweils einer Diode 8a, 8b, 8c, einem Widerstand 9a, 96,9c, einem Widerstand 10a, 106,10c und einer Diode Ha, 116, llcan Masse gelegt Die Verbindungspunkte zwischen jedem Widerstand 9a, 9b, 9c und dem Widerstand 10a, 106, 10c sind jeweils an die Verbindungspunkte zwischen einem Verstärker 3a bis 3c und einem Widerstand 6a bis 6c über einen entsprechenden Kondensator 12a, 126, 12c angeschlossen. Jede Basis und jeder Emitter von PNP-Transistoren 13a bis 13c

.sind jeweils an die Klemmen eines Kondensators 12a bis 12c angeschaltet. Die Kollektoren der Transistoren 13s bis 13c sind mit der Basis des Transistors 14 verbunden. Der Kollektor des Transistors 23 liegt über den Widerstand 25 an der Basis der Transistoren 29a bis 29c an, während deren Emitter jeweils an Masse liegen. Die Kollektoren der Transistoren 29a bis 29c sind jeweils an einen Verbindungspunkt zwischen den Verstärkern 3a bis 3c und den Widerständen 2a bis 2c angeschlossen. Die Serienschaltung aus den Thermistoren 20a bis 20c ist zwischen den Widerstand 21 und die Kathode der Diode 17 geschaltet; die Thermistoren 20a bis 20c sind außerdem thermisch mit dem zugeordneten Verstärker 3a bis 3c gekoppelt. Die anderen Schaltungsteile entsprechen der in F i g. 2 gezeigten Anordnung. Bei der Ausführungsform gemäß Fig.'/ kann anstelle von drei Thermistoren 20a bis 20c ein einziger Thermistor verwendet werden, wenn die Verstärker 3a bis 3c gleiche thermische Eigenschaften besitzen.

Wenn bei der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform einer der Verstärker 3a bis ic überlastet wird, werden alle Eingangssignal zu den drei Verstärkern 3a bis 3c gleichzeitig gesperrt. Da bei dieser Ausführungsform die Transistoren 14, 23, der Kondensator 16, die Widerstände 15, 21,22, 24,25, 26, die Dioden 17,18, 28, die Zenerdiode 27 und die Anschlüsse 5, 4 für die Speisespannungen, welche den Hauptteil darstellen, gemeinsam benützt werden, eignet sich diese Ausführungsform vorteilhafterweise für ein Mehrkanalsystem.

Die Ausführungsform gemäß F i g. 7 erreicht die gleiche Wirkung wie die in Fig.2 dargestellte Schutzschaltung.

Die Erfindung schafft somit eine Schutzschaltung für Transistorverstärker, die insbesondere bei Verwendung einer Blind-Last fehlerlos arbeitet und auf eine Last-Impedanz sowie auf einen Spannungsstoß der Speisespannung reagiert.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schutzschaltung für wenigstens einen Transistorverstärker mit einem Eingangs- und AusgangsanschluB zur Aufnahme eines zu verstärkenden Signals bzw. zur Abgabe eines Ausgangssignals an eine mit einer Reaktanz behaftete Last und mit einem ersten Widerstand zwischen dem Ausgangsanschluß und einem Ende der Last, deren anderes Ende an einem Bezugspotential liegt, gekennzeichnet durch