DE2432977A1 - Automatisches ladegeraet fuer elektrische batterien - Google Patents

Description

9392-74/ta/S

Gase No. EPS 118
GB-Appln. No. 32572/73
Piled: July 9, 1973

Chloride Legg Limited, Merridale Street, Wolverhampton,Stafford

shire, England

Automatisches Ladegerät' für elektrische Batterien

Die Erfindung betrifft ein automatisches Ladegerät für elektrische Batterien mit einer Einrichtung zum Herstellen einer Bezugsspannung, mit einem Vergleicher zum Vergleichen der Batteriespannung mit der Bezugsspannung, mit einer Einrichtung, die während mindestens einer Phase der Ladung automatisch den Ladestrom im Sinne einer Angleichung der Batteriespannung an die Bezugsspannung verstellt, und mit einer Einrichtung zum fortschreitenden Erhöhen der Bezugsspannung, nach Patent Nr. (Patentanmeldung P 20 09 911.0).

Dabei ist es erforderlich, daß die Batteriespannung auf einen fortschreitend ansteigenden Wert eingestellt wird. Um dies zu erreichen, könnte man eine konstante Bezugsspannung verwenden und diese mit einem fortschreitend abnehmenden Anteil der Batteriespannung vergleichen. Vorzugsweise vergleicht man jedoch einen konstanten Anteil der Batteriespannung mit einer Ist-Bezugsspannung, die fortschreitend erhöht wird.

Man erhält auf diese Weise eine besonders vielseitige Anordnung zum schnellen Laden von Batterien. Man kann diese Anordnung bis zu einem gewissen Grade als eine Verbesserung des bekannten "IUI-Systems" ansehen, bei dem die Ladung einen

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Anfangsteil, wo der Ladestrom auf einen im wesentlichen konstanten Wert eingeregelt wird, einen Mittelteil, wo der Ladestrom so reguliert wird, daß die Spannung auf einem im wesentlichen konstanten Wert gehalten wird, und einen Endteil, wo der Ladestrom auf einen erheblich niedrigeren im wesentlichen konstanten Wert eingeregelt wird, umfaßt. Die zum vollen Laden einer entladenen Batterie nötige Zeit hängt natürlich von der Größe des Ladestroms ab, wobei durch eine Erhöhung des Ladestroms die erforderliche Ladezeit verkürzt wird. In den frühen Stadien der Ladung ist der Strom, der durch die Batterie geleitet werden kann, nahezu unbegrenzt; dagegen muß in einem bestimmten Stadium, und zwar normalerweise wenn die Gasung einsetzt, der Strom drastisch herabgesetzt werden, damit eine Beschädigung der Batterie vermieden wird. Zu diesem Zweck wird beim IUI-System die Spannung während des Mittelteils der Ladung konstant gehalten, wo, wenn man den Strom konstant hielte, die Spannung ansteigen würde, so daß der Strom, wenn man ihn auf Konstanthaltung der Spannung einstellt, rasch abnimmt. Die Batterie bei konstanter Spannung voll zu laden ist jedoch nicht praktikabel oder würde, falls es möglich wäre, unmäßig viel Zeit beanspruchen. Daher wird beim IUI-System, wenn der Strom einen angemessenen Wert erreicht hat, die Anordnung auf Konstantstrom umgeschaltet, und der abschließende Teil der Ladung erfolgt in diesem Konstantstrombetrieb.

Die Maßnahme der fortschreitenden Erhöhung des Effektivwertes der Bezugsspannung gemäß dem eingangs genannten Hauptpatent bringt eine Anzahl von Vorteilen mit sich. Vor allem verkürzt sich die erforderliche Ladezeit, da der Strom nicht so rasch verringert wird wie beim IUI-Syetem, obwohl die Stromverringerung noch ausreicht, um eine Beschädigung der Batterie zu vermeiden. Sodann kann die Ladung während der Einregelung auf die fortschreitend ansteigende Bezugsspannung vollendet werden, da man diese Spannung so weit ansteigen lassen kann, bis sie gleich der Spannung einer voll geladenen Batterie ist, und zwar bei Ladung mit annehmbar niedrigem Strom. Auch signalisiert dann die Änderung des Stromes auf einfache und verläß-

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liehe Weise die Beendigung der Ladung. Wenn Gasung auftritt, sinkt der Strom nämlich sehr rasch ab, um die Batteriespannung auf den Bezugswert herabgedrückt zu halten. Wenn die Batterie ihren voll geladenen Zustand erreicht, erreicht die Spannung naturgemäß einen konstanten Wert (bei konstantem Strom), und es ist daher notwendig, daß man den Ladestrom erhöht, damit er der fortschreitend ansteigenden Bezugsspannung folgt; dieses Ansteigen des Stromes im Anschluß an ein Absinken des Stromes ergibt ein Signal dafür, daß die Batterie voll geladen ist.

Ein weiterer Vorteil ist die extreme Vielseitigkeit, indem ein Ladegerät gegebener Größe dazu verwendet werden kann, beliebige Batterien innerhalb eines weiten Größenbereiches ohne Gefährdung der Batterie sowie in annehmbar kurzer Zeit, meistens sogar in der kürzestmöglichen Zeit, zu laden. Beim IUI-System muß die abschließende Konstantstromstufe so gewählt werden, daß sie bei einem der Kapazität der jeweiligen zu ladenden Batterie angemessenen Strom einsetzt, so daß die Anordnung nur für Batterien eines sehr begrenzten Kapazitätsbereiches verwendet werden kann. Bei der vorliegenden Anordnung kann dagegen ein gegebenes Ladegerät zum Laden von Batterien mit einem Kapazitätsbereich von etwa 20 bis 1 oder mehr verwendet werden, oder es kann umgekehrt eine gegebene Batterie mit Hilfe von Ladegeräten eines entsprechenden Kapazitätsbereiches geladen werden. Wenn die Batterie sehr klein im Verhältnis zum Ladegerät ist, wird ihre Spannung sehr rasch auf den Bezugswert angehoben und anschließend der Strom auf denjenigen Wert, der erforderlich ist, um die Spannung auf dem fortschreitend ansteigenden Bezugswert, der unabhängig von der Kapazität der Batterie ist, zu halten, eingestellt, d.h. der Strom wird der Kapazität der Batterie angepaßt. Wenn dagegen die Batterie sehr groß im Verhältnis zum Ladegerät ist, so liefert das Ladegerät über einen großen Teil der Ladeperiode, oder sogar über die gesamte Ladeperiode, seinen maximal möglichen Ladestrom. In beiden Fällen wird die Batterie ohne irgendwelche Einstellung durch den Benutzer und ohne Gefährdung der Batterie geladen, wobei natürlich klar ist, daß eine sehr große Batterie, die an ein sehr kleines Ladegerät an-

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geschlossen wird, unter keinen Umständen schneHer als innerhalb einer bestimmten Mindestzeit geladen werden kann.

Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit verschiedenen detaillierten Verbesserungen des Ladegeräts der eingangs genannten Art.

Ein automatisches Ladegerät der eingangs genannten Art ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erhöhen der Bezugsspannung einen Impulsgenerator, einen Binärzähler zum Zählen der Impulse und einen Digital-Analog-Wandler zum Umsetzen des Zählwertes des Zählers in ein der Bezugsspannung entsprechendes Analogsignal enthält. Zweckmäßigerweise ist der Wandler vom R-2R-Kettentyp.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird die Bezugsspannung am Beginn der Ladung konstant gehalten, bis die Batteriespannung einen vorbestimmten Wert (beispielsweise 2,36 Y/Zelle im Falle einer Blei-Säure-Batterie) erreicht.

Vorzugsweise enthält das Ladegerät eine Rampenstrom-Regeleinrichtung, welche die Inderungsgeschwindigkeit des Ladestromes begrenzt, wenn sie eingeschaltet oder/vorzugsweise und auf die fortschreitend ansteigende Bezugsspannung eingestellt ist.

Somit kann der Ladestrom der Batterie dahingehend beschränkt werden, daß er allmählich ansteigt, wenn die Batteriespannung unter dem Wert der fortschreitend ansteigenden Bezugsspannung liegt, und daß er allmählich absinkt, wenn die Batteriespannung die fortschreitend ansteigende Bezugsspannung übersteigt.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist die Einrichtung zum Erhöhen der Bezugsspannung so eingerichtet, daß die Bezugsspannung mit entweder der einen oder der anderen von zwei verschiedenen Geschwindigkeiten erhöht wird, wobei die Einrichtung vom Vergleicher so gesteuert wird, daß, wenn die Batteriespannung die Bezugsspannung übersteigt, die höhere

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Geschwindigkeit, und wenn die Batteriespannung unter der Bezugsspannung liegt, die niedrigere Geschwindigkeit gewählt wird.

Der Impulsgenerator enthält zweckmäßigerweise ein RC-Glied, das an eine programmierte Doppelbasisdiode angeschlossen ist, und durch eine vom Vergleicher gesteuerte Einrichtung wird der Effektivwert des Widerstands in Abhängigkeit davon verändert, ob die Batteriespannung über oder unter der Bezugsspannung liegt.

Wie im eingangs genannten Hauptpatent beschrieben, enthält das Ladegerät vorzugsweise einen Minimalstromdetektor, der anspricht, wenn der Ladestrom gegen Ende der Ladung anzusteigen beginnt, und dann die Ladung oder eine Phase derselben beendet. Wie oben erwähnt, kann es sein, daß, wenn das Ladegerät für eine im Verhältnis zu seinem Ausgangsstrom sehr große Batterie verwendet wird, die Spannung der Batterie niemals, oder jedenfalls nicht innerhalb einer annehmbaren Zeitspanne, überholt, so daß die gesamte Ladung bei im wesentlichen dem maximalen Ausgangsstrom des Ladegerätes erfolgt. Im Hinblick darauf enthält des Ladegerät vorzugsweise auch einen Maximalspannungsdetektor, der die Ladung oder eine Phase derselben beendet, wenn die Bezügespannung einen vorbestimmten Maximalwert (z„B. 2,90 V/Zell@ im falle einer Blei-Säure-Batterie) übersteigt.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält der Minimalstromdetektor einen Impulsgenerator, dessen Frequenz dem Ladestrom proportional ist, sowie einen Programmierzähler und einen Aufwärts/Abwärts-Zähler zum Zählen der Impulse, wobei der Aufwärts/Abwärts-Zähler vom Programmierzähler so gesteuert wird, daß er für ein Aufwärtsintervall (von z.B. 2 Minuten) aufwärts zählt, dann den Zählwert über ein erstes Intervall (von z.B. 12 Minuten) speichert und danach für ein Abwärtsintervall, das etwas kurzer ist als das Aufwärtsintervall, abwärts zählt, sowie eine Nulldetektoranordnung, die nur dann die Ladung oder eine Phase derselben beendet, wenn der

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Aufwärts/Abwärts-Zähler auf Full zurückschaltet, d.h. wenn die dem Aufwärts/Abwärts-Zähler zugeleitete Frequenz, die dem Wert des Ladestromes entspricht, im Abwärtsintervall größer ist als im Aufwärtsintervall. Die Nulldetektoranordnung kann ein ODER-Glied enthalten, das an die entsprechenden Stufen des Binärzählers angeschaltet ist, so daß ein Signal abgegeben wird, wenn der Zählwert im Binärzähler Null erreicht.

Zweckmäßigerweise wird der Programmierzähler von einem Taktimpulsgeber gespeist, den er so einstellt, daß dessen J?requenz während des AbwärtsIntervalls auf einen höheren Wert als während des Aufwärtsintervalls ansteigt, so daß ein gegebener Zählwert in kürzerer Zeit erreicht wird.

Wenn das Ladegerät erstmals eingeschaltet wird, ist der Strom bestrebt anzusteigen, und um zu verhindern, daß dadurch die Ladung oder eine Phase derselben ausgeschaltet wird, kann eine Einrichtung vorgesehen sein, die den Minimalstromdetektor nur dann wirksam werden läßt, wenn die Bezugsspannung einen gegebenen Zwischenwert übersteigt, um zu verhindern, daß der Minimalstromdetektor anspricht, wenn der Ladestrom in den frühen Stadien der Ladung anzusteigen beginnt. Eine solche Einrichtung kann ein ODER-Glied enthalten, das an die entsprechenden Stufen des Bezugsspannungs-Binärzählers angeschaltet ist und ein Signal abgibt, wenn die Bezugsspannung den Zwiechenwert (z.B. 2,40 V/Zelle im lalle einer Blei-Säiire-Batterie) erreicht, und das bei allen höheren Werten der Bezugsepaanung weiter ein Signal abgibt.

Nachdem die Batterie voll geladen ist, kann die Ladung beendet, d.h. das Gerät ausgeschaltet werden; vorzugsweise wird das Gerät jedoch auf eine Nachladung umgeschaltet, die für unbestimmte Zeit andauern kaan. So kann das Gerät eine Einrichtung enthalten, die eine Hauptphase der Ladung für die Batterie einstellt und die Hauptladungsphase beendet, so daß auf eine Nachladungsphase übergegangen wird, während der ein Ladestrom, wenn die Leerlaufspannung der B_atterie einen vorbestimmten niedrigeren Wert erreicht, eingeschaltet, und wenn

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die Leerlaufspannung über einen vorbestimmten höheren Wert ansteigt, wieder ausgeschaltet wird. Diese Einrichtung kann eine Anordnung enthalten, die den Wert der Bezugsspannung, der beim Minimalstrom während der ersten Phase der Ladung erreicht wird, speichert, um den vorbestimmten höheren Wert zu liefern. Außerdem kann es wünschenswert sein, eine Maximalzeitbegrenzung vorzusehen, durch die der Batterie-Ladestrom, nachdem er für ein vorbestimmtes Zeitintervall eingeschaltet ist, ausschaltet, wenn die Batteriespannung den vorbestimmten höheren Wert nicht erreicht hat.

Vorzugsweise unterliegt das Einschalten des Ladestromes einer Rampenstromsteuerung mit Begrenzung des Ladestromes bei Einschaltung auf einen allmählich aufladenden Wert. Für diese Rampenstromsteuerung können die selben Einrichtung verwendet werden wie in der ersten oder Hauptladungsphase.

Pur das Nachladen kann eine Einrichtung vorgesehen sein, durch die der Ladestrom während mindestens einer Phase der Ladung automatisch intermittierend ein- und ausgeschaltet wird, wobei das Einschalten des Ladestromes automatisch durch eine auf die Batteriespannung ansprechende Einrichtung so gesteuert wird, daß der Strom eingeschaltet wird, wenn die Leerlaufspannung der Batterie auf einen gegebenen niedrigeren Wert abfällt (beispielsweise auf 2,18 V/Zelle im Falle einer Blei-Säure-Batterie), und wobei diese Einrichtung eine Rampenstromsteuerung enthält, durch die der Ladestrom nach dem Einschalten auf einen allmählich ansteigenden Wert begrenzt wird, so daß die Batteriespannung Zeit hat, auf den Ladestrom anzusprechen.

Die Rampenstromsteuerung kann den Ladestrom in der Weise begrenzen, daß dieser in nicht weniger als einigen Minuten, beispielsweise 3 Minuten, von Null auf seinen Maximalwert ansteigt.

Zweckmäßigerweise enthält die Rampenstromsteuerung ein RC-Glied, das an einen als Emitterfolger geschalteten Feldeffekttransistor angeschlossen ist.

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Während der Hauptladungsphase kann, der Batterieladestrom unter Phasensteuerung, beispielsweise Thyristorsteuerung, stehen, in welchem Falle zweckmäßigerweise eine Einrichtung zum Einstellen einer Spannung, im folgenden als "Sockelspannung" bezeichnet, eine Einrichtung zum Bereitstellen einer Rampenspannung, die sich während jeder Halbperiode fortschreitend ändert, eine Einrichtung zum Vergleichen der Rampenspannung mit der Sockelspannung und zum Triggern der Phasensteuerung bei Änderung des. Vorzeichens der Differenz enthält. Ferner kann eine Einrichtung vorgesehen sein, die für einen anfänglichen schnellen Anstieg der Sockelspannung sorgt, bis der Batterieladestrom zu fließen beginnt, und die danach die Anstiegsgeschwindigkeit der Sockelspannung und folglich des Batterieladestroms begrenzt (beispielsweise so, daß ein Maximalwert in ungefähr 3 Minuten erreicht wird).

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Beschreibung eines speziellen Ausführungsbeispiels sowie der Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Figur 1 das Blocksehaltschema eines Ladegerätes, das hauptsächlich für das Laden der Batterien eines batteriegetriebenen Elektrobusses gedacht ist; und Figur 2 bis 8 Sehaltschemata, die Schaltungseinzelheiten der Blöcke in Figur 1 wiedergeben, und zwar:

Figur 2 die Ladeeinrichtung;

Figur 3 die Thyristorzündschaltung; Figur 4 den Sockelspannungsgenerator;

Figur 5 die Spannungssteuerung mit voreingestelltem Anstieg;

Figur 6 den Minimalstromdetektor; Figur 7 das Schaltwerk für Phase 2; und Figur 8 den Energieversorgungsteil.

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Bestimmte Elemente erscheinen jeweis in zwei Figuren, um die Beziehung dieser Elemente zu den übrigen Elementen der betreffenden Geräteteile zu veranschaulichen.

Das Ladegerät arbeitet als erstes im Hauptladungsbetrieb, bezeichnet als "Phase 1", wo der Ladestrom automatisch so gesteuert wird, daß die Batterie so schnell wie möglich in einen voll aufgeladenen Zustand gebracht wird. Während des ersten Teils dieser Phase bleibt der Ladestrom normalerweise im wesent liehen konstant auf dem Wert des Maximalstromes, den das Ladegerät zu liefern vermag. Wenn die Spannung einen gegebenen Wert erreicht, beginnt der Ladestrom automatisch abzusinken, so daß die Batteriespannung im Gleichmaß mit einer fortschreitend ansteigenden Bezugsspannung gehalten wird, und diese Steuerungsweise dauert an, bis die Batterie voll geladen ist. Bei erreichen der Yolladung, angezeigt durch einen Minimalstromdetektor, der darauf anspricht, daß der Ladestrom wieder anzusteigen versucht (wie er es müßte, um die Spannung einer bereits voll geladenen Batterie anzuheben), schaltet das Gerät auf "Phase 2" um, nämlich auf eine Nachladung mit einem mittleren Ladestromwert, die ohne Beschädigung der Batterie auf unbestimmte Zeit andauern kann.

Es werden jetzt die Eigenschaften und der Aufbau des Ladegerätes im ainselnea erläutsrt.

Ladung Phase 1

Am Beginn des Ladevorgange steigtder Strom in 3 Minuten langsam von Hull auf ©in Maximum an.

Die Ladung geht bei maximalem Strom ohne Regelung weiter, bis die Batteriespannung öas Äquivalent von 2,36 V/Z (Volt pro Zelle) erreicht. Ton da an wird der Ladestrom so geregelt, daß die Anstiegsgeschwindigkeit der Batteriespannung auf 0,1 V/Z pro Stunde begrenzt wird.

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Bei in diesem Stadium der Ladung, d.h. nach Einsetzen der Gasung, einsetzender Regelung im obigen Sinne sinkt der Ladestrom allmählich ab. Diese Ladestromverringerung dauert an, bis die Batterie ihre normale Ladungsspitzenspannung erreicht. Von da an beginnt der Ladestrom anzusteigen, um die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung von 0,1 V/Z pro Stunde aufrechtzuerhalten.

Die Änderung der Ladestromcharakteristik, d.h. der Durchgang durch ein Minimum, wo der Strom abzufallen aufhört und wieder anzusteigen beginnt, wird wahrgenommen, und die Phase 1 der Ladung wird beendet. Phase 2 der Ladung folgt unmittelbar.

Manchmal kann es vorkommen, daß die Batterie sehr groß im Vergleich zur Ausgangsleistung des Ladegerätes ist, so daß der verfügbare Ladestrom u.U. nicht ausreicht, um den Spannungsanstieg von 0,1 V/Z pro Stunde aufrechtzuerhalten. In einem solchen Pail bleibt der Ladestrom während desgesamten Ladung auf einem Maximalwert, und kein Minimum tritt auf. Um einem solchen Fall Rechnung zu tragen, ist für die Ladungsphase 1 eine maximale Zeitgrenze oder Höchstdauer vorgesehen, nach welcher die Phase 1 unabhängig vom Batteriezustand beendet wird. Diese Höchstdauer, z.B. 20 Stunden* beginnt mit dem Zeitpunkt, wo die Batteriespannung 2,36 V/Z erreicht.

Für die mittleren Fälle, wo die Batterie ein© solch© Größe hat, daß das Ladegerät einen Anstieg vom Q_S1 Y/Z über einen Teil der Ladung aufrechterhalten kann, verringert sich die Höchstdauer der Phase 1 um einen Betrag, der von der Länge derjenigen Zeit abhängt, über die der Anstieg von 0,1 V/Z aufrechterhalten werden konnte.

Ladung Phase 2

Die Batterie empfängt Ladung stoßweise, d.h. in Impulsen» Die einzelnen Impulse setzen jeweils ein, wenn die Batteriespannung auf das Äquivalent von 2,18 V/Z abfällt. Am Beginn des Impulses steigt der Ladestrom langsam von Null auf einen Maximalwert an, wobei die Anstiegsgeschwindigkeit so bemessen

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ist, daß der maximale Ausgangsetrom des Ladegerätes nach ungefähr 3 Minuten erreicht sein würde.

Der Stromimpuls wird beendet, wenn entweder:

a) die Batteriespannung den am Ende der Ladungsphase 1 erreichten Wert erreicht, oder

b) eine Zeit von 4 Minuten verstrichen ist.

S chaltungs funkti onen

An Hand des Blockschaltbildes nach Figur 1 werden die erforderlichen Hauptschaltungsfunktionen und die Methode ihrer Realisierung jetzt kurz erläutert, bevor an Hand der Figuren 2 bis 8 die verschiedenen Schaltungsteile im einzelnen erläutert werden. Jeder Schaltungsteil ist mit einer römischen Zahl versehen, die der Zahl der Figur entspricht, in der weitere Einzelheiten dieses Schaltungsteils dargestellt sind.

Ladeschaltung II

Die Ladeschaltung II enthält einen Transformator und eine halbgesteuerte Thyristor/Dioden-Gleichrichterbrücke/mit den üblichen Sicherungen und Stoßunterdrückungsnetzwerken. Als Ballast oder für die Stabilisation sind zwischen den Sekundärwicklungsausgängen des Transformators und dem Gleichrichter Wechselstrom-Drosseln vorgesehen. Die Werte der Transformator-Sekundär spannungen und der Drosselinduktivitäten sind so gewählt, daß der Ladestrom eine ziemlich flach zulaufende Charakteristik erhält.

Stromfühlwiderstände sind als Amperemeter-Nebenschlüsse angeordnet, so daß der Ladestrom überwacht werden kann. Zwei solche Nebenschlüsse sind in Reihe vorgesehen, um das Spannungen signal zu erhöhen.

Der Ladestrom wird durch Verändern des Zündwinkels der Thyristoren, d.h. durch Phasensteuerung, geregelt.

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Thyristorzündsohaltung III

Der Zündwinkel der Thyristoren wird mittels der Rampen- und Sockelmethode verändert, wobei die Höhe des Spannungssockels durch die logischen Schaltkreise gesteuert wird.

Eine netzsynchronisierte Halbperioden-Sägezahnschwingung mit einer negativ gerichteten Rampenspannung wird dem Umkehreingang eines Operationsverstärkers zugeleitet. Dem Direkteingang wird eine Sockelspannung (Steuer- oder Regelgleichspannung) zugeleitet. Der Verstärkerausgang ändert seinen Zustand und erregt einen Impulstransformior, wenn die Rampenspannung auf den Wert der Sockelspannung abfällt. Somit steuert die Sockelspannung denjenigen Punkt in der Netzspannungs-Halbperiode, wo ein Impulstransformator einen Ausgangsimpuls liefert.

Die Impulstransformatoren sind an Nebenthyristoren angekoppelt, welche die Gleichrichter-Hauptthyristoren mit Steuerspannung von einer Stromyersorgungseinrichtung mit Hilfstransformator beaufschlagen.

Sockelspannungsgenerator IY

Das endgültige Regelsignal, das von den Logik-Schaltwerksteilen erhalten wird, hat die Form einer PoIge von Impulsen mit fester Amplitude, jedoch eich ändernder Impulsdauer (EIN/ ATJS-Verhältnis). Diese Impulsfolge muß in den äquivalenten Gleichstromwert umgesetzt werden, bevor sie der Thyristorzündschaltung zugeleitet werden kann. Diese Umsetzung geschieht durch den Sockelspannungsgenerator.

Der Sockelspannungsgenerator enthält ein RC-Integrierglied, das an einen Feldeffekttransistor in Emitterfolgerschaltung angekoppelt ist. Das Integrationsglied hat eine"lange Zeitkonstante, z.B. 3 Minuten, so daß die Ausgangsgleichspannung am Emitterfolgerwiderstand nicht schneller als mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit ansteigen kann. Dies ergibt die erforderliche Beschränkung der Anstiegsgeschwindigkeit des Stromes am Beginn der Ladung. Außerdem ergibt sich eine glatte

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Regelung des Stromes während des gesamten Ladevorgangs, indem unabhängig von der Inderungsgeschwindigkeit des Eingangssignals ein allmähliches Ansprechen mit fester Geschwindigkeit erfolgt. Dieser letztere Effekt ist wichtig, indem eine symmetrische oder ausgeglichene Belastung des Ladegerätes über die Phasen des speisenden Netzes aufrechterhalten wird, da eine willkürliche Zündung der Thyristoren verhindert wird.

Der Sockelspannungsgenerator enthält außerdem eine zweite Regelschaltung, die dazu dient, die unnötige Verzögerung zu beheben, wenn am Beginn des Ladevorgangs bei voll verzögerten Thyristorzündimpulsen überhaupt kein Ladestrom vorhanden ist. Diese Verzögerung tritt auf, da eine Stromleitung erst dann einsetzen kann, wenn die Zündimpulse bis zu demjenigen Punkt vorangeschritten sind, wo die Transformatorausgangsspannung die Batteriespannung übersteigt. Die zweite Hegelschaltung enthält eine besondere Ladequelle für die Kondensatoren der Integrationsschaltung, so daß die Sockelsteuerspannung sehr rasch angehoben werden kann. Sobald ein kleiner Ladestrom in die Batterie fließt, wird diese zusätzliche Ladequelle ausgeschaltet, und die Sockelspannung steigt dann mit der normalen langsamen Geschwindigkeit weiter an.

Regelschaltung; für yoreingestellten Spannungsanstieg V

Ein Spannraggv©rgl@ieh@p 503 vergleicht die Batteriespannung pro Zeil© mit einer langsam ansteigenden Bezugsspannung. Er liefert ein Ausgangssignal, das, wenn die Batteriespannung unterhalb der Bezugsspa&nung liegt, eine Erhöhung, und wenn die Batteriespanmmg über &©r Bezugsspannung liegt, eine Erniedrigung &®8 Ladestromes bewirkt„ Auf diese Weise wird dafür gesorgtp daß die Batteriespannung der ansteigenden Bezugsspannimg

Μ© ansteigend© 3@gugsspaimung wird durch Analogwandlung

ä@T Ausgangsgrößen @in®e τοη einem programmierten Oszillator gesteuert©!! Binärsälilsre 501 ©rhalt@Bo übt Oszillator wird erst daim wirkganip w®na als Battt^Iespaimraag das Äquivalent von 2 j, 36 V/Z erreicht.

Die Analogwandlung der Zählerausgangsgrößen erfolgt mittels einer herkömmlichen R-2E-Widerstandskette 502, die direkt an die Zählerausgänge angeschlossen ist. Der Anfangswert der Ausgangsspannung der Kettenschaltung, bei Nullwert sämtlicher Zählerausgänge, ist auf 2,36 V eingestellt. Somit tritt das erste Signal vom Spannungsvergleicher auf, wenn die Batteriespannung das Äquivalent von 2,36 V/Z erreicht. Dadurch wird eine Schaltstufe getriggert, die bewirkt, daß der Oszillator den Binärzähler für die gesamte restliche Dauer der Ladungsphase 1 mit einer voreingestellten Mindestrate oder -frequenz impulssteuert. Außerdem bewirkt jedesmal, wenn die Batteriespannung pro Zelle die Bezugsspannung übersteigt, das Ausgangssignal des Spannungsvergleichers, daß der Oszillator beschleunigt wird (durch eine Schaltung 505), so daß er den Binärzähler mit einer voreingestellten Maximal- oder Höchstfrequenz impulssteuert.

Somit hat von 2,36 V/Z an die Bezugsspannung zwei Anstiegsgeschwindigkeiten: erstens eine Minimalgeschwindigkeit, die von der Batteriespannung unabhängig ist, und zweitens eine Maximalgeschwindigkeit, die auftritt, wenn die Ausgangsleistung des Ladegerätes ausreicht, um den Anstieg der Batteriespannung pro Zelle auf dem Wert dieser schnelleren Geschwindigkeit zu halten. Bs betragen beispielsweise die MinimalgescSiwinciigkeit 0,025 V pro Stunde und die Maximalgeschwisiäigkeit 0,1V pro Stunde.

Die maximale Zeitgrense (Höchstdauer) für die Ladephase wird dadurch erhalten, daß die Eingabe eines gegebenen Zählwertes in den Spannungsanstiegs-Zähler erfaßt oder wahrgenommen wird. Da dieser Zähler mit einer voreingestellten Minimalfrequenz impulsgesteuert wird, wird für das Erreichen eines gegebenen Zählwertes eine bekannte Maximalzeit benötigt.

Der Zählwertdetektor enthält ein mit seinen Eingängen an die benötigten Zählerausgänge angeschaltetes SAHD-Glied mit mehreren Eingängen. Wenn diese Zählerausgänge sich sämtlich

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im 1-Zustand befinden, erzeugt das NAND-Glied ein Ausgangssignal, durch das die Phase 1 beendet wird. Der für "die Beendigung der Phase 1 gewählte Zählwert entspricht einer Analogspannung, die höher ist als die normalerweise von der Batterie während des Ladevorgangs erreichte Spannung, beispielsweise 2,90 V/Z.

Der Spannungsanstieg-Zähler kann mit der schnelleren Frequenz für eine Dauer impulsgesteuert werden, die durch die Fähigkeit des !Ladegerätes bestimmt ist, die schnellere Anstiegs geschwindigkeit der Batteriespannung auf dem Äquivalentwert von 0,1 V/Z pro Stunde zu halten. In diesem Fall ist klar, daß das oben erwähnte NAND-Glied früher wirksam wird und die Phase 1 beendet. Somit wird die Maximaldauer der Phase 1 um einen Betrag verringert, der durch die Dauer bestimmt ist, für welche der Zähler mit der schnelleren Frequenz impulsgesteuert wurde.

Ein weiterer Detektor, der bei Zählwerten über 2,40 V anspricht, ist im nächsten Abschnitt beschrieben.

Minimalstromdetektor VI

Dieser Detektor besteht aus zwei Hauptteilen: einem Strom-Frequenz-Wandler 601 und einem speziell programmierten Aufwärts/Abwärts-Binärzähler 602.

Mit Hilfe von Stromftihlwiderständen wird ein dem pulsierenden Ladestrom entsprechendes Spannungssignal gewonnen. Dieses Signal wird zunächst mittels eines RC-Gliedes auf eine mittlere Gleichspannung geglättet und dann einer herkömmlichen Integrationsschaltung zugeleitet, die einen Kondensator-Bückstellkreis enthält. Letzterer ist einfach ein über den Integrationskondensator geschalteter spannungsempfindlicher Triggerkreis, der bei Erreichen einer voreingestellten Spannung den Kondensator rasch entlädt. Das Ausgangssignal der Integrationsschaltung wird durch eine Differenzierschaltung geleitet, die jedesmal, wenn der Integrationskondensator entladen' wird, einen Ausgangsimpuls liefert. Somit ist die Folgefrequenz dieser Ausgangsimpulse dem Batterieladestrom direkt

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proportional.

Der Aufwärts/Abwärts-Zähler ist so programmiert, daß er wirksam wird, wenn die ansteigende Bezugsspannung 2,40 V erreicht. Grundsätzlich schaltet der Zähler dann auf einen Voreinstellzyklus, wo er während einer kurzen Tastperiode am Anfang und Ende eines gegebenen Zeitintervalls Impulse vom Strom-Frequenz-VTandler empfängt. Dieses gegebene Zeitintervall kann beispielsweise 16 Minuten betragen. Am Beginn dieses Intervalls wird der Zähler auf Aufwärtszählen geschaltet, wobei er für z.B. 2 Minuten Impulse empfangen kann. Der während dieser ersten Tastperiode erreichte Zählwert wird dann für z.B. 12 Minuten im Zähler gespeichert. Am Ende dieses Zeitraums wird der Zähler auf Abwärtszählen geschaltet, und die zweite Tastperiode wird eingeleitet. In diesem Fall ist jedoch die Dauer, während welcher der Zähler Impulse empfängt, um z.B. 5 % kürzer ale die der ersten Tastperiode, d.h. sie beträgt z.B. 1,9 Minuten. Es wird also der Zähler nur dann auf Null zurückgestellt, wenn der Strom während der zweiten Tastperiode um mindestens 5 % größer ist als der Strom während der ersten Tastperiode. Ein Zähler-Nullwertdetektor 605 erzeugt, wenn dies der Fall ist, ein Ausgangssignal, durch das die Ladungsphase 1 beendet wird.

Somit muß über ein gegebenes Zeitintervall von z.B. 16 Minuten der Strom um mindestens 5 # ansteigen, ehe der Minimalstromdetektor ein Signal liefert. Ein konstanter oder ein abnehmender Strom hat zur Folge, daß der Zähler während der betreffenden Tastperiode nicht den Nullwert erreicht, in welchem Falle kein Signal auftritt. Der Zähler wird dann für den Beginn eines weiteren Zyklus wie oben zurückgestellt.

Logik-Schaltwerk für Phase 2 YII

Durch ein Signal vom Minimalstromdetektor oder vom Maximalzeitdetektor für Phase 1 wird der Zustand der Ausgänge einer bistabilen Kippschaltung verändert. Durch diese Kippschaltung werden die Thyristor-Steueretufen mit den logik-■uetanden oder -werten für dl· Pka·· 2 beaufschlagt und wir*

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außerdem der Spannungsanstiegs-Zähler gegen den Empfang weiterer Taktimpulse gesperrt. Die ansteigende Bezugsspannung behält folglich denjenigen Endwert bei, den sie unmittelbar vor dem Umschalten auf die Phase 2 erreicht hat.

Bei Vorhandensein der Logikzustände für die Phase 2 schaltet eine weitere bistabile Kippschaltung den Sockelspannungsgenerator entsprechend den Signalen, die sie von zwei die Batteriespannung erfassenden Spannungsvergleichern empfängt, an bzw. ab. Mr den größten Teil der Dauer der Phase 2 ist der Sockelspannungsgenerator abgeschaltet. Somit ist der Ladestrom ITuIl, und der Batteriestromkreis ist praktisch unterbrochen. Der erste Spannungsvergleioher überwacht die Leerlauf-Batteriespannung, und sobald diese auf das Äquivalent von 2,18 V/Z abfällt, schaltet er den Ausgang der bistabilen Kippschaltung in einer solchen Richtung um, daß der Sockelspannungsgenerator eingeschaltet wird.

Daraufhin baut sich mit ansteigender Sockelspannung der Ladestrom langsam auf, ähnlich wie beim Einsetzen der Ladungsphase 1.

Sobald der Ladestrom zu fließen anfängt, beginnt die Batteriespannung anzusteigen. Die Batteriespannung wird jetzt vom zweiten Spannungsvergleicher überwacht, der mit seinem einen Eingang über ©in Dämpfungsglied an die Batterie und mit seinem anderen Eingang an die ansteigende Bezugsspannung (die jetzt auf ihrem letzten Wert dar Phase 1 konstant gehalten wird) angeschlossen ieto Sobald die Batteriespannung denjenigen Endwert erreicht, den sie in der Phase 1 angenommen hat, schaltet der Spannungsvergleicher den Ausgang der bistabilen Kippschaltung auf den Leerlaufzustand zurück. Der Sockelspannungsgenerator wird abgeschaltet, und der Ladestrom geht auf Hull zurück. Der oben beschriebene Zyklus wiederholt sich dann auf unbestimmte Zeit.

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Wie in der Phase 1 wird für den Stromimpuls eine maximale Zeitgrenze oder Höchstdauer festgesetzt, um solchen Fällen Rechnung zu tragen, wo die Batterie groß im Vergleich zum Ladegerät ist und dessen Ausgangsenergie nicht ausreicht, um die Batteriespannung auf den erforderlichen Abschaltpegel anzuheben. (Dies wäre der Fall, wenn die Phase 1 durch die maximale Zeitbegrenzung beendet worden wäre, in welchem Falle die Bezugsspannung auf dem hohen Wert von z.B. 2,90 V/Z stehengeblieben wäre.) In der Phase 2 wird die maximale Zeitgrenze oder Höchstdauer von z.B. 4 Minuten mittels eines Binärzählers erhalten, der an eine Torschaltung angekoppelt ist. Der Zähler wird mit einer festen Frequenz impulsgesteuert, so daß nach z.B. 4 Minuten die Torschaltung ein Ausgangssignal an die bistabile Steuerschaltung liefert, durch das der Ladestrom" unabhängig von der Batteriespannung auf Null zurückgeschaltet wird.

Schaltungseinzelheiten

Die Schaltungsanordnung wird jetzt an Hand der Figuren 2 bis 8 im einzelnen beschrieben. Diese Figuren veranschaulichen die Erfindung in Anwendung auf ein Dreiphasen-Ladegerät als Ausführungsbeispiel. Die digitalen Schaltwerke sind durch integrierte C/MOS-Schaltungen vom ROA-Standardtyp realisiert. Für die Spannungsvergleicher werden integrierte Verstärkerschaltungen verwendet.

Ladeschaltung II (Figur 2)

Die Ladeschaltung ist eine herkömmliche Anordnung für ein Dreiphasen-Ladegerät mit halbgesteuertem Brückengleichrichter 201. Die gesteuerten Bauelemente sind die Thyristoren Th4, Th.5 und Th6, die von der Thyristorzündschaltung (Figur 3) Auftast- oder Zündimpulse empfangen und den. Ladestrom entsprechend einem Spannungssignal, hier als Sockelspannung bezeichnet, verändern.

Die Thyristoren sind gegen Spannungsstöße durch RC-Glieder R98, R99 und R100, 023, 024 und 025 sowie durch nichtlineare Spannungselemente SS1 bis SS4 geschütz^. Gegen Stromüberlastung

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schützen Sicherungen F1 bis F4. Durch Drosseln CH1 bis CH3 erhält die Ladeschaltung die gewünschte Ladestrom-Verlaufscharakteristik.

In Reihe mit der Batterie liegende Widerstände R96 und R97 liefern ein dem Ladestrom proportionales Spannungssignal. Dieses Spannungssignal wird über eine Leitung 51 dem Strom-Frequenz-Wandler der Regelschaltung für den voreingestellten Spannungsanstieg (Figur 5) zugeleitet. Der negative Pol der Batterie stellt den gemeinsamen Schaltungspunkt oder Nullspannungsleiter (Masseanschluß) dar, wobei die Schaltungsverbindungen nach diesem Punkt im allgemeinen nicht beschrieben werden.

ThyristorzündscHaltung III (Figur 3)

Dieser Schaltungsteil enthält drei gleichartige Impulsschaltungen, und zwar je eine für jede Phase. Es wird daher nur eine dieser Schaltungen, und zwar die linke Schaltung in der Figur, beschrieben.

Eine Sekundärwicklung T2/2 eines Hilfstransformators T2 beliefert jede Impulsschaltung in zyklischer Stromphasenfolge mit phasensynchronisierenden Sinusspannungssignalen. Zu einem bestimmten Zeitpunkt in der dreiphasigen Folge wird ein Thyristor Tr11 für die Dauer der Hälfte eines Hauptzyklus geschaltet, da ein Strom durch eine Diode D12 und einen Widerstand R79 der Basis dieses Transistors zugeführt wird. Wenn dies eintritt, wird ein Kondensator C20 durch einen Widerstand R77 und den Transistor TR11 aufgeladen. Die Spannung an seinem unteren Belag oder Anschluß fällt daher exponentiell ab. Am Ende des synchronisierenden Halb-zyklus wird der Kondensator durch eine einen Widerstand R78 und eine Diode D15 enthaltende Entladungsstrecke rasch zurückgesetzt.

Ein Spannungsvergleicher IC H ist mit seinem Umkehreingang an die untere Elektrode des Kondensators C20 und mit seinem Direkteingang an «in« Regelgleichepannung, näelich die sogenannte Sockelspannung angeschlossen, die von einem Sockel-

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spannungsgenerator (Figur 4) in die Leitung 56 geliefert wird. Der Wert der Sockelspannung ändert sich entsprechend den Ladestromerfordernissen der Batterie. Wenn die fallende Spannung an der unteren Elektrode des Kondensators C20 mit der Sockelspannung zusammenfällt, schaltet die Ausgangsspannung des Spannungsvergleichers IC 14· von Null auf einen positiven Wert. Ein Stromstoß gelangt über einen Widerstand E76 zu einem Impulstransformator T3. Das daraufhin in der Sekundärwicklung des Impulstransformators erzeugte Impulssignal gelangt zur Steuerelektrode des Neben-Thyristors Th3.

Die Neben-Thyristoren Th1, Th2 und Th3 schalten Zünd- oder Steuerenergie auf die Haupt-Thyristoren Th4, Th5 und Th6 in der richtigen Phasenfolge. Diese Steuerenergie wird von der Sekundärwicklung T2/2 des Hilfstransformators T2 über die an die Steuerelektroden der Haupt-Thyristoren Th4, Th5 und Th6 angeschlossenen Leitungen 52, 53 und 54 angeliefert, wobei die Haupt-Thyristoren mit ihren Kathoden über eine Leitung 55 an den Neutralpunkt der Wicklung T2/2 angeschlossen sind.

Sockelspannung3generator IY (Figur 4)

Die Sockelspannung für die Regelung der Thyristorzündschaltung wird vom Emitterwiderrtand R58 eines Feldeffekttransistors Tr6 in die Leitung 56 geliefert. Der Feldeffekttransistor ist als herkömmlicher Emitterfolger geschaltet, wobei die Spannung am Emitter der Spannung an der Steuerelektrode folgt, Die Steuerelektrode ist über Kondensatoren C9 und C10 geschaltet, die über einen Widerstand R55 aufgeladen und entladen werden. Die Sockelspannung nimmt also beim Aufladen oder Entladen der Kondensatoren C9 und C10 zu bzw. ab. Ein an den Kollektor des Feldeffekttransistors angeschalteter Widerstand R57 begrenzt den Wert, auf den die Sockelspannung ansteigen kann. Dieser Widerstand R57 ist über eine Leitung 57 an den Ausgang eines NAND-Gliedes IC 19/3 angeschaltet, der während der Ladungsphase 1 auf einer konstanten Spannung +V3 gehalten wird, wie im Zusammenhang mit Figur 7 beschrieben.

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Die Kondensatoren 09 und 010 werden von einer Konstantspannungs-Gleichstromquelle +V2 (Figur 8) mit verhältnismäßig hohem Innenwiderstand aufgeladen. Ein NOR-Glied IC 22/3 liefert Logiksignale (Binärsignale) an einen Transistor TR5, der durch diese Signale so geschaltet wird, daß er einen entweder geschlossenen oder geöffneten Schalter parallel zur Gleichstromquelle +V2 bildet. Wenn dieser Schalter Tr5 geöffnet ist, werden die Kondensatoren 09 und 010 durch die Spannung +V2 aufgeladen, und die Sockelspannung steigt an, so daß der Batterieladestrom sich erhöht. Wenn der Schalter Tr5 geschlossen ist, so fällt die Spannung +V2 auf Null ab, und die Kondensatoren 09 und 010 entladen sich über R55 und Tr5. Dadurch fällt die Sockelspannung ab, und der Batterieladestrom nimmt ab.

Die Zeitkonstante des RC-Gliedes R55, 09, 010 ist so gewählt, daß bei geöffnetem Schalter Tr5, d.h. bei fehlendem Eingangssignal, die Sockelspannung ungefähr 3 Minuten braucht, um von ihrem Minimalwert auf ihren Maximalwert anzusteigen. Da sie stets von ihrem Minimalwert ausgehen muß, beginnen die Thyristorzündimpulse von einer voll verzögerten Lage aus, wenn die Ladung der Batterie eingeschaltet wird. Mit ansteigender Sockelspannung wird der Zündpunkt langsam vorgerückt, und der Batterieladestrom steigt langsam an. Die Thyristorzündimpulse werden voll vorgerückt, und der Batterieladestrom erreicht ein Maximum nach ungefähr 3 Minuten, vorausgesetzt, daß während dieser Zeit dem Transistor Tr5 keine Logiksignale zugeleitet werden.

Wird der Transistor Tr5 mit Logiksignalen beaufschlagt, so wird dadurch die Sockelspannung langsam erhöht und erniedrigt. Die Thyristorzündimpulse werden langsam und ziemlich glatt vorgerückt und verzögert, so daß der Batterieladestrom einer glatten Regelung unterzogen wird. Durch diese Regelmethode wird die Strombelastimg gleichmäßig über die Phasendes Stromnetzes verteilt. Die Strompegel werden in sämtlichen Phasen gleich verändert, und die Tendenz zum Einrasten auf eine Phase unter Lieferung eines bestimmten minimalen Batteriestromes

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wird unterbunden.

Um die unnötig lange Verzögerung vor dem Einsetzen des Batterieladestromes am Beginn des Ladevorgangs zu beheben, werden die Thyristorzündimpulse verhältnismäßig schnell vorgerückt oder beschleunigt, bis ein bestimmter Mindeststrom fließt. Zu diesem Zweck wird an die Kondensatoren 09 und C10 ein zusätzlicher Ladestrom vom Q-Ausgang einer bistabilen Kippschaltung IC 6/2 über einen Widerstand R56 und eine Diode D7 geliefert. Sobald ein bestimmter minimaler Batterieladestrom zu fließen beginnt, wird durch ein NOR-Glied IO 23/2 der Q-Ausgang der bistabilen Kippschaltung auf "niedrig" oder "0" geschaltet, und die Kondensatoren 09 und 010 werden weiter mit der normalen Rate, d.h. über lediglich den Widerstand R55, aufgeladen.

Die bistabile Kippschaltung IC 6/2 ist anfänglich durch den Einfluß eines an ihren Rücksetzeingang R angeschalteten NAND-Gliedes IC 19/4 rückgesetzt, wobei ihr Ausgang "hoch" oder "1" ist. Der eine Eingang des NAND-Gliedes ist an die leitung 57 vom Schaltwerk für Phase 2 angeschlossen und bleibt während der gesamten Ladungsphase 1 im "hohen" oder 1-Zustand. Der andere Eingang des NAND-Gliedes ist an den Kondensator 08 einer Anfangs-Rücksteilschaltung angeschlossen. Der Kondensator 08 wird über einen Widerstand R53 aufgeladen, sobald die Stromversorgung von der Spannungsquelle +V3 (die von der Batterie abgeleitet wird, wie nachstehend beschrieben) einsetzt. Die Rückstellschaltung enthält ein Inversionsglied IC 22/4, das an den Kondensator 08 angeschlossen ist, so daß in einer Leitung 58 ein Anfangs-RücksteIlsignal bereitgestellt wird, das mit dem Binärwert "1" beginnt und dann, nach ungefähr 1 Sekunde, auf "Ο" abfällt, wenn die Eingangs spannung über den Schaltschwellenpegel des Inversionsgliedes ansteigt. Dadurch werden eine Anzahl von bistabilen Kippschaltungen und anderen Zählern gesteuert (wie später im Zusammenhang mit Figur 7 beschrieben) .

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Wenn die Batterie erstmals angeschlossen wird und die Speisespannung +V3 eingeschaltet ist, befindet sich der Ausgang des NAND-Gliedes IC 19/4 im 1-Zustand, da die Spannung am Kondensator C8 anfänglich Null ist. Durch diesen 1-Wert wird der Q-Ausgang der bistabilen Kippschaltung IC 6/2 auf "1" rüekgesetzt, und die Kondensatoren C9 und C10 werden rasch aufgeladen.

Sobald ein bestimmter Mindest-Batterieladestrom, z.B. 2 Ampere, fließt, wird der Strom-Frequenz-Wandler (im Minimalstromdetektor nach Figur 6) aktiviert, und ein Impulssignal gelangt (über die Leitung 66) zum einen Eingang des NOR-Gliedes IC 23/2, das mit seinem Ausgang an den Setzeingang S der bistabilen Kippschaltung IC 6/2 angeschlossen ist. Dadurch wird der Setzeingang S mit einer "1" beaufschlagt und der Q-Ausgang auf "0" geschaltet. Der andere Eingang des NOR-Gliedes IC 23/2 ist über ein Inversionsglied IC 23/1 an die leitung 57 vom Schaltwerk für Phase 2 (Figur 7) angeschlossen, das während der gesamten Ladungsphase 1 im 1-Zustand bleibt. Dies hat keinen Einfluß auf das Arbeiten der bistabilen Kippschaltung, bis die Phase 2 beginnt.

Kegelschalfa^flg V für voreingeatellten SnannuTigflflnflt|eg ^Ifly^X ^

Zur Herstellung einer fortschreitend ansteigenden VoreinsteH-Bezugsspannung ist an einen Zähler IC1 (501) ein herkömmkichee binäres R-2R-Ketten-Widerstandsnetzwerk/mit den Widerständen E3 bis R26 angeschlossen. Sämtliche Serien- oder Längswiderstände und sämtliche Parallel- oder Querwiderstände haben jeweils den gleichen Wert, und zwar die einzelnen Parallelwiderstände Jeweils den doppelten Wert eines Serienwiderstands (daher der Ausdruck R-2R-Kette). Die Kette ist über den Widerstand RI5 an die Versorgungsspannung +V3 angeschlossen. Das Ausgangssignal, nämlich die ansteigende Bezugsspannung, wird am Verbindungspunkt 59 von R15 und dem übrigen Teil des Kettennetzwerks abgenommen.

Die Ausgangsspannung des Kettennetzwerks liegt bei einem Minimum, wenn die unteren Enden der Widerstände R3 bis RH

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an den Nullspannungsleiter angeschlossen sind. Bei einem R-2R-Kettennetzwerk ist der Wert dieser Mindestspannung gleich der halben Speisespannung, d.h. gleich dem halben Wert der Spannung +V3. Jedoch kann mit Hilfe eines zusätzlichen über den Ausgang geschalteten Widerstands die Mindestspannung auf einen beliebigen gewünschten Wert voreingestellt werden. Zu diesem Zweck sind der Widerstand R27 und das Potentiometer VR1 über den Kettenausgang geschaltet. Auf diese Weise kann die Mindestausgangsspannung auf den gewünschtenWert, beispielsweise 2,36 V, voreingestellt werden.

Wie bei allen R-2R-Kettennetzwerken steigt, wenn die unteren Enden der Widerstände R4 bis RH in binärer Folge, von links nach rechte an den positiven Spannungsleiter und dann an den Uullspannungsleiter angeschaltet werden, die Ausgangsspannung in gleichen Schritten auf einen Maximalwert an. Ohne die zusätzlichen Widerstände R27 und YR1 würde dieser Maximalwert gleich 2/3 der positiven Speisespannung sein. Dadurch, daß R27 und YR1 über den Kettenausgang geschaltet sind, wird der Maximalwert herabgesetzt.

Im vorliegenden Fall werden die unteren Enden der Widerstände R4 bis R12 dadurch in binärer Folge zwischen der positiven Speisespannung +V3 und der Nullspannung geschaltet,daß sie an die Ausgänge eines 14-stufigen Binärzählers IC1 (in Form einer integrierten C/MOS-Schaltung) angeschaltet sind. Die Widerstände R13 und RH bleiben an den Nullspannungsleiter angeschaltet, da der erforderliche Spannungsbereich ohne die Verwendung dieser Widerstände in der Schaltanordnung erhältlich ist. Die Widerstände R4 bis R12 sind in entsprechender Reihenfolge an die Zählerausgänge Q6 bis Q14 angeschlossen. Die Zählerausgänge sind vom sogenannten Totempol-Typ, wobei eine niederohmige Verbindung entweder zum positiven oder zum Nullleiter hergestellt wird, je nachdem, ob die betreffende Ausgangsgröße "1" oder "0ⁿ ist. Ein Kondensator C1 siebt oder glättet die Schaltübergänge am Kettenausgang aus.

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Der Binärzähler wird anfänglich durch einen positiven Impuls, der vom Rückstellglied IO 22/4 (Figur 4) über die Leitung 58 zum Rückstelleingang R gelangt, auf den Zählwert Null zurückgestellt. Die Ausgangsspannung der R-2R-Kette wird dann am Beginn der Ladungsphase 1. auf beispielsweise 2,36 V eingestellt. Dies ist der Ausgangspunkt für die ansteigende Bezugsspannung.

Die Batteriespannung wird mit der Bezugsspannung am Kettenausgang durch einen Spannungsvergleicher 104 verglichen. Die Bezugsspannung in der Leitung 59 wird auf den Direkteingang von 104 geschaltet. Der positive Batteriepol ist über einen Spannungsteiler R1, R28 durch eine Leitung 60 (Figur 2) an den Umkehreingang von IO 4 angeschlossen. Sin Kondensator 02 ist über den Batterieeingang des Vergleichers geschaltet, um die Spannungswelligkeiten, die sich aus dem pulsierenden Verlauf des Batterieladestromes ergeben, auszuglätten. Die Schaltwirkung des Vergleichers wird durch einen kleinen Betrag an positiver Rückkopplung verbessert, die mittels eines zwischen den Ausgang und den Direkteingang geschalteten Widerstands R29 erhalten wird. Das Ausgangssignal des Vergleichers wird über ein RG-Filter R31, 03, das zackenförmig Störimpulse unterdrückt, abgenommen und den entsprechenden Schaltungen über eine Leitung 61 zugeleitet.

Am Beginn der Ladungsphase 1 ist die Batterieeingangsspannung des Vergleichers niedriger als die Bezugsspannung von 2,36 V, so daß die Ausgangsgröße des Vergleichers "hoch" oder "1" ist. Die Ausgangsgröße des Vergleichers in der Leitung 61 gelangt zum einen Eingang des NOR-Gliedes IO 22/3, das den Sockelspannungsausgang steuert(Figur 4). Der Ausgang dieses NOR-Gliedes wird daher auf ¹¹O" geschaltet, der Transistorschalter Tr5 wird geöffnet, und der Ladestrom steigt auf ein Maximum an und verbleibt dort.

Außerdem steuert der Vergleicherausgang 61 den Oszillator, der die Taktimpulse für den 14-stufigen Binärzähler 101 erzeugt. Bei diesem Oszillator handelt es sich um die herkömmliche An-

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Ordnung für eine Impulsgeberschaltung mit programmierbarer Doppelbasisdiode, wobei PUT 2 die programmierbare Doppelbasisdiode ist. Eine Diode D5 sorgt für Temperaturstabilisierung. Die Impulsfolgefrequenz wird durch Widerstände E47 und R48 bestimmt, die den Ladestrom für einen Kondensator C7 liefern. Am Verbindungspunkt der Widerstände R44 und R45 erscheinen negativ gerichtete Rechteckimpulse, die nach Durchlaufen eines NOR-Gliedes IC 21/3 als positiv gerichtete Impulse zum Takteingangdes Bezugsspannungszählers IC1 gelangen. Der andere Eingang des NOR-Gliedes IO 21/3 ist (über eine Leitung 62) an das Schaltwerk für Phase 2 (Figur 7) angeschlossen und wird während der Phase 1 im 0-Zustand gehalten, so daß die Taktimpulse hindurchgeleitet werden.

Der Oszillator 504 enthält einen Zeitwiderstand R48, der vom Q-Ausgang einer bistabilen Kippschaltung IC 8/2 der Schaltung 505 gespeist wird. Diese wird durch Beaufschlagung ihres Rücksetzeingangs R vom Anfangs-Rückstellglied IC 22/4 (Figur 4) über die Leitung 58 mit einem positiven Impuls anfänglich in den O-Zustand rückgesetzt. Somit gelangt am Beginn der Ladungsphase 1 kein Ladestrom über R48 nach C7.

Der Oszillator-Zeitwiderstand R47 wird vom Ausgang eines Inversionsgliedes IC 22/2 gespeist, das außerdem an den Setzeingang S der bistabilen Kippschaltung IC 8/2 angeschlossen ist. Der Eingang dieses Inversionsgliedes ist über die Leitung mit dem Filterausgang des Spannungsvergleichers IC4 in der Spannungsvergleicherschaltung 503 verbunden. Somit sind bei im 1-Zustand befindlichem Vergleicherausgang der Widerstand R47 und der Setzeingang S der bistabilen Kippschaltung IC 8/2 mit ^H0" beaufschlagt, so daß der Kondensator C7 des Oszillators weder von R47 noch von R48 mit Ladestrom beliefert wird. Der Oszillator wird daher stillgesetzt, und dem Bezugsspannungszähler IC1 werden keine Taktimpulse angeliefert. Die Bezugsspannung bleibt auf dem Anfangswert von z.B. 2,36 V.

In diesem Zustand bleibt der Batterieladestrom auf dem

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Maximalwert, und die Logikzustände bleiben solange unverändert, bis die Batteriespannung das Äquivalent von 2,36 V/Z erreicht. Die Batteriespannungsteiler-Widerstände R1 und R28 sind so bemessen, daß die dem Umkehreingang des Vergleichers IC4 über die Leitung 60 zugeführte Spannung gleich ist der Batteriespannung, geteilt durch die Anzahl der Zellen in der Batterie. Wenn somit die Batteriespannung 2,36 V/Z erreicht, erscheint am Umkehreingang des Vergleichers eine Spannung von 2,36 V. Dadurch wird der Vergleicherausgang von "1" auf "O" umgeschaltet.

Der Ausgang des NOR-Gliedes IC 22/3 (Figur 4) schaltet jetst auf ^M1", und der Transistorschalter Tr5 wird geschlossen, so daß die Sockelspannung und damit der Batterieladestrom langsam absinken.

Außerdem schaltet der Ausgang des Inversionsgliedes IC 22/2 auf "1". Dadurch wird der Q-Ausgang der bistabilen Kippschaltung IC 8/2 auf "1" geschaltet, und ein Ladestrom schließt über R48 nach C7. Dieser Zustand hält an, bis die Batterie vom Ladegerät abgeschaltet wird. Der Widerstand R48 liefert einen verhältnismäßig niedrigen Ladestrom an 07, so daß sich eine minimale Impulsfolgefrequenz ergibt, die für den restlichen Teil der Ladungsphase 1 dem Bezugsspannungszähler IC1 zugeleitet wird. Aufgrund des 1-Zustandes am Ausgang des Inversionsgliedes IC 22/2.kann auch ein verhältnismäßig hoher Ladestrom über den Widerstand R47 nach C7 fließen. Dies hat zur Folge, daß der Oszillator den Bezugsspannungszähler mit einer schnelleren Folgefrequenz impulssteuert.

Sobald der Oszillator den Bezugsspannungszähler mit Taktsignalen zu beliefern anfängt, beginnen die Ausgänge des Bezugsspannungszählers in binärer Folge sich zu ändern und beginnt die Bezugsspannung am Ausgang des R-2R-Kettennetzwerks in kleinen Schritten anzusteigen. Die minimale Taktfrequenz, bestimmt durch R48, reicht aus, um zu bewirken, daß die Bezugsspannung mit einer Geschwindigkeit von z.B. O,O25V pro Stunde ansteigt. Die maximale Taktfrequenz, bestimmt durch R47, das

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parallelzu R48 liegt, reicht aus, um zu bewirken, daß die Bezugsspannung mit einer Geschwindigkeit von z.B. O,1V pro Stunde ansteigt.

Wenn die Bezugsspannung um einen kleinen Betrag angestiegen ist, überschreitet sie die Eingangsspannung der Batterie, die sich von dem Wert von 2,56 V nicht weit entfernt hat. Der Vergleicherausgang schaltet daher auf den 1-Zustand zurück. Der Ausgang des NOR-Gliedes IC 22/3 (Figur 4) wird "Ο", und der Batterieladestrom beginnt wieder langsam anzusteigen. Ferner schaltet der Ausgang des Inversionsgliedes IC 22/2 auf "0", so daß der zusätzliche Ladestromfluß über R47 nach 07 aufhört. Der Oszillator stellt sich auf die Impulssteuerung des Bezugsspannungszählers IC1 mit der minimalen Frequenz ein.

Hach einer gewissen Zeit übersteigt normalerweise die Batteriespannung wieder die Bezugsspannung. Der oben beschriebene Vorgang der Erniedrigung des Batterieladestromes und der Beschleunigung des Oszillators wiederholt sich, bis die Bezugsspannung wieder die Batteriespannung übersteigt. Auf diese Weise schreitet die Ladungsphase 1 voran, wobei die Batteriespannung und die ansteigende Bezugsspannung in Wechselwirkung miteinander den Ladestrom steuern und den Oszillator beschleunigen. Dies hat zur Folge, daß der Batteriespannungsanstieg auf eine maximale Rate oder Geschwindigkeit von 0,1 V/Z pro Stunde beschränkt wird.

Da der Bezugsspannungzähler IC1 nach Erreichen von 2,36 V/Z fortlaufend mit einer minimalen Folgefrequenz impulsgesteuert wird, tritt von diesem Punkt an ein gegebener Zählwert des Bezugsspannungszählers innerhalb einer bekannten maximalen Zeitspanne auf. Der jeweilige Zeitpunkt des Auftretens eines gegebenen Zählwerts hängt von der Anzahl der bei der schnellen Geschwindigkeit oder Frequenz empfangenen Taktimpulse ab. So schaltet der Ausgang eines an bestimmte Zählerausgänge angeschalteten NAND-Gliedes nach einer bekannten maximalen Zeitspanne um. Zu diesem Zweck ist ein 4-eingänglges NAND-Glied

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IC 18/1 (507) mit seinen Eingängen an die Zählerausgänge Q11 bis QI4 angeschlossen. Wenn alle diese Ausgänge auf ¹¹I" umschalten, so schaltet der Ausgang des NAND-Gliedes von ¹M" auf ⁿ0ⁿ um. Das entsprechende Signal in der Leitung 63 setzt die erforderliche maximale Zeitgrenze oder Höchstdauer für die Ladungsphase 1 fest. Bei den gewählten Zeitwerten liegt diese maximale Zeitgrenze ungefähr 22 Stunden nach dem Zeitpunkt, wo die Batteriespannung 2,36 V/Z erreicht hat.

Die Ausgangsgrößen des Bezugsspannungszählers bilden einen digitalen Binärcode für jeden Wert der Bezugsspannung. Ein gegebener Wert der Bezugsspannung kann also einfach mit Hilfe eines Logik-Schaltgliedes, das an die entsprechenden Zählerausgänge angeschlossen ist, erfaßt werden. Zu diesem Zweck ist ein 4-eingängiges NOR-Glied IC 17/1 (506) mit seinen Eingängen an die Zählerausgänge Q11 bis QH angeschlossen. Wenn einer oder mehrere dieser Ausgänge auf "1" umschalten, so schaltet der Ausgang des NOR-Gliedes von "1" auf ¹¹O" um. Das entsprechende Signal wird in einem Inversionsglied IC 21/1 umgekehrt, so daß der Ausgang dieses Inversionsgliedes in der Leitung 64 von ^B0ⁿ auf "1" umschaltet. Der oben genannte Digitalcode ist so gewählt, daß sich ein Dauersignal bei einer Bezugsspannung von 2,40 V und allen Werten darüber ergibt. Das resultierende Signal "1" am Ausgang des Inversionsgliedes IC 21/1 wird dem Minimalstromdetektor-Schaltwerk zugeleitet, um dessen Ablaufprogramm in Gang zu setzen.¹

Minimalstromdetektor VI (Figur 6)

Der Minimalstromdetektor enthält drei Schaltungsteile: einen Strom-Prequenz-Wandler 601, einen Aufwärts/Abwärts-Zähler 602 und das Programmierungsschaltwerk 604 ( unten, in der Mitte bzw. oben in der Figur).

601
Der Strom-Frequenz-Wandler/enthält einen Rückstell-Inte-

grator. Der Integrationsverstärker IC 13 empfängt über die Leitung 51 ein Spannungssignal von den Batterieladestrom-üihl-

widerständen R96 und fi97. Die sich aufgrund der pulsierenden

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Beschaffenheit des Batterieladestromes ergebende Welligkeit in der Spannung wird zunächst durch ein RC-Filter R74, C19 ausgemittelt und dann dem Integrationsverstärker zugeleitet. Der den Nullspannungs-Bezugspunkt darstellende negative Batteriepol ist über einen Integrations-Eingangswiderstand R73 an den Umkehreingang des Verstärkers angeschlossen. Das negative Ende 51 der Stromfühlwiderstände ist an den Direkteingang angeschlossen. Der Integrationskondensator C17 ist zwischen den Umkehreingang und den Ausgang des Verstärkers geschaltet.

Die Rücka telLschaltung ist über den Integrationskondensator C17 geschaltet und schließt den Kondensator kurz, wenn die Spannung an ihm einen bestimmten Wert erreicht. Im Betrieb fällt die Ausgangsspannung des Verstärkers, und damit die Spannung an der linken Elektrode des Kondensators, linear in negativer Richtung mit einer dem mittleren Batterieladestrom proportionalen Geschwindigkeit ab. Dadurch wird die rechte Elektrode des Kondensators C17 positiv gegenüber der linien Elektrode. Diese positive Spannung gelangt zum Emitter-Basisübergang eines Transistors Tr8, wodurch sich an diesem eine Sperrspannung aufbaut. Da Tr8 ein Siliciumtransistor ist, bricht der Emitter-Basisübergang durch, wenn die Sperrspannung ungefähr 9V erreicht. Wenn dies geschieht, fließt der Sperrstrom, der durch einen Widerstand R72 begrenzt wird, durch den durchlaßgespannten Emitter-Basisübergang eines Transistors Tr9. Dieser leitet und wird durch den im Sperrstrombetrieb arbeitenden Transistor Tr8 im Leitungszustand gehalten. Im Sperrstromoder Umkehrbetrieb des Transistors Tr8 arbeiten der Emitter als Kollektor und der Kollektor als Emitter. Die Umschaltung auf den Umkehrbetrieb von Tr8 wird durch den Kondensator C16 erleichtert, der einen kurzzeitigen niederohmigen Weg für den Strom durch Tr8 bildet.

Sobald sich der Umkehrbetrieb von Tr8 eingestellt hat, fließt über den Emitter-Basisübergang von Tr9 und die umgekehrte oder vertauschte Anordnung von Tr8 ein erheblicher Basisstrom in den Transistor Tr10. Der Transistor Tr10 wird

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in den Leitungszustand gesteuert, so daß sich C17 sehr rasch entlädt. Die Entladung schreitet fort, bis die Spannung an C17 auf einen niedrigen Pegel abgefallen ist. Die Rückstellschaltung schaltet dann in ihren nichtleitenden Zustand zurück, und der Kondensator 17 beginnt sich wieder aufzuladen.

Durch das Arbeiten der Rückstellschaltung ergibt sich am Ausgang 65 des Verstärkers eine Sägezahnschwingung. Da die Rampenneigung der Sägezahnschwingung dem mittleren Batteriestrom proportional ist und da der Spitzenwert der Rampenspannung konstant ist, ist die Folgefrequenz der Sägezähne der Sägezahns chwingung dem mittleren Batteriestrom proportional.

Das Ausgangssignal des Verstärkers gelangt über einen Kondensator 015 und einen Widerstand R68 zur Basis eines Transistors Tr7. Jedesmal, wenn der Integrationskondensator 017 zurückgestellt wird, gelangt zur Basis von Tr7 ein Stromimpuls, der am Kollektor von Tr7 bzw. am dazugehörigen Kollektorwiderstand R67 einen negativ gerichteten Rechteckimpuls erzeugt. Die Folgefrequenz dieses Impulses ist dem Batterieladestrom proportional. Der Impuls gelangt über eine Leitung 66 zum Sockelspannungsgenerator (Figur 4) und zeigt den Einsatz des Ladestromes an. Der Impuls gelangt ferner über ein NOR-Glied IG 23/3 zum Takteingang eines 12-stufigen Aufwärts/Abwärts-Binärzählers.

Der 12-stufige Aufwärts/Abwärts-(d.h. in beiden Richtungen zählende) Binärzähler 602 ist aus drei in Kaskade geschalteten 4-stufigen Zählern 109, 1010 und."ΙΟΊ 1 aufgebaut. Für die Zähler werden im vorliegenden Fall C/MOS-Digitalschaltungen der RCA-Serie verwendet, und die gezeigten T£rschaltungen gelten lediglich für diesen Zähleraufbau. Bei anderen Zählerausführungen können sich gewisse Unterschiede in den Verschaltungen ergeben; jedoch ist das G-esamtresultat, d.h. die Realisierung eines 12-stufigen Aufwärts/Abwärts-Zählers, das gleiche. Das Einstellen auf Aufwärts- oder Abwärtszählen erfolgt durch Beaufschlagen der Aufwärts/Abwärts-Eingänge (U.D.) mit einer ⁿ1" bzw. einer ¹¹O" von einem Inversionsglied IC 20/2. Die Rückstellung auf

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Null erfolgt durch Beaufschlagen der Voreinstelleingänge (P.E.) mit einer "1" von einem NOR-Glied IC 20/3. Die Taktimpulse werden den Takteingängen CIi vom NOR-Glied IC 23/3 zugeleitet, das von einem Inversionsglied IC 20/4 aufgetastet wird. Beim Abwärtszählen wird der Nullzustand mit Hilfe eines 4-eingängigen NOR-Gliedes IC 17/2 (605) erfaßt, das mit drei Eingängen an die Ausgabeausgänge (CO.) der einzelnen Zähler und mit seinem restlichen Eingang an die Aufwärts/Abwärts-Signalschleuse IC 20/2 angeschlossen ist. Der Ausgang 70 von IC 17/2 schaltet nur dann auf "1", wenn alle drei Zähler beim Abwärtszählen den Nullzustand erreichen, woraufhin ein Signal erzeugt wird, durch das die Hauptphase 1 beendet und auf die Phase 2 umgeschaltet wird.

Der Operationszyklus für den Aufwärts/Abwärts-Zähler wird durch einen 7-stufigen Binärzähl er IC5 (604) programmiert. Der Zustand der Ausgänge Q6 und Q7 dieses letzteren Zählers bestimmt die jeweilige Arbeitsweise des Aufwärts/Abwärts-Zählers. Der Zustand der Ausgänge Q6 und Q7 beeinflußt außerdem die Geschwindigkeit eines Oszillators, der Taktimpulse für den 7-stufigen Zähler erzeugt, so daß dessen Taktfrequenz sich während eines vollständigen Ablaufzyklus mehrere Male ändert.

Der die Taktsignale für den 7-stufigen Zähler IC5 erzeugende Oszillator 603 ist eine herkömmliche Anordnung mit einer programmierbaren Doppelbasisdiode PÜT1. Am Verbindungspunkt der Widerstände R42 und R43 treten negativ gerichtete Rechteckimpulse auf, die über ein Inversionsglied IC 2O/1 zum Takteingang CL des Zählers IC 5 gelangen. Der Oszillator enthält einen Zeitkondensator 06, der von verschiedenen Logikausgängen über drei Widerstände R38, R39 und R40 gespeist wird, so daß sich drei verschiedene Taktfrequenzen ergeben.

Die niedrigste Taktfrequenz wird durch einen Strom über die Leitung 64 und den Widerstand R38 eingestellt, wenn der Ausgang des 2,40V Detektorgliedes IC 17/1 (Figur 5) auf ⁸¹O" schaltet. Wenn dieses letztere Signal auftritt, bleibt die

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Stromspeisung über R38 für den gesamten restlichen Teil des Ladevorgangs, einschließlich der Ladungsphase 2 (obwohl der letztere Effekt unwichtig ist), erhalten.

Die beiden anderen Taktfrequenzen sind jede um mehrere Male höher oder schneller als die niedrigste Frequenz und weichen voneinander nur um einige wenige Prozent, beispielsweise 5 $, ab. Die Beschleunigung oder Frequenzerhöhung ergibt sich durch einen höheren Speisestrom, der zum Kondensator 06 über den Widerstand R39 vom Q6- oder einem Q7-Ausgang des 7-stufigen Zählers IC5 fließt. Der Q7-Ausgang stellt die Umkehrung oder das Komplement des Q7-Ausgangs dar und wird mittels des an den Q7-Ausgang des Zählers angeschalteten Inversionsgliedes IG 20/2 erhalten. Die beiden Dioden D1 und D2 erfüllen eine ODER-Punktion, so daß, wenn entweder Q6 oder Q7 auf "1" schaltet, die Taktfrequenz um ein Mehrfaches erhöht wird.

Die eine der beiden hohen Taktfrequenzen wird dadurch etwas, beispielsweise um 5 #, höher gemacht als die andere, daß dem Kondensator 06 immer dann ein geringer Zusatzstrom zugeleitet wird, wenn der invertierte Ausgang $7 ^des 7-stufigen Zählers auf "1" umschaltet. Dieser Strom wird dem Kondensator 06 über eine Sperrdiode D3 und den Widerstand R4-0, der einen hohen Widerstandswert hat, zugeleitet. Da der Q7-Ausgang die Zählrichtung des Aufwärts/Abwärts-Zählers über das Inversionsglied IC 20/2 bestimmt, tritt.die Erhöhung der Taktfrequenz um 5 % immer dann auf, wenn der Abwärtszählbetrieb gewählt wird.

Die .änderung der Taktfrequenz für den 7-stufigen Zähler ergibt -unterschiedliche Zeitintervalle für die verschiedenen Zustände d@r Q6- und Q7-Ausgänge. Der Widerstand E38 ist so bemessen, daß das längste Intervall, das auftritt, wenn Q6 und Q7beide "0" sind, ungefähr 12 Minuten umfaßt. Der Widerstand E39 ist so Tb©m®@s@2i_y daß das kurze Intervall, das auftritt, wenn Q6 rad Q7 beide "1^W sind₉ ungefähr 2 Minuten umfaßt. Der Widerstand H40 ist so bemessen, daß das kurze Intervall, das

auftritt, wenn q6 und Q7 den Wert ⁿ1ⁿ (Q7 den Wert "Ο") haben, ungefähr 1,9 Minuten umfaßt.

Somit wird entsprechend den oben beschriebenen Logikzuständen der Aufwärts/Abwärts-Zähler von dem Zeitpunkt an, wo die ansteigende Bezugsspannung 2,40V erreicht, aufeinanderfolgenden Arbeitszyklen unterworfen. Jeder Zyklus umfaßt vier Intervalle oder Perioden, bestimmt durch den Zustand der Ausgänge der Schaltglieder IC 20/2, IC 20/3 und IC 20/4.

Beginnt man mit dem Zeitpunkt, wo die Q6- und Q7-Ausgänge des 7-stufigen Zählers IC5 beide "0" sind, so ist der Aufwärts/ Abwärts-Zähler auf Aufwärts geschaltet, wird jedoch im auf Null rückgestellten Zustand gehalten, und die Taktschleuse IC 23/3 ist gesperrt. Ein Strom wird über Q7 und R39 zugeleitet, so daß nach 2 Minuten Q6 auf "1" umschaltet. Dadurch wird das Rückstellsignal entfernt und die Taktschleuse aufgetastet, so daß der Aufwärts/Abwärts-Zähler impulsgesteuert wird. Mit einer dem Batterieladestrom proportionalen Folgefrequenz werden die Aufwärtszählimpulse eingegeben.

Nach weiteren 2 Minuten wird das Aufwärts zählen abgebrochen, da der Q6-Ausgang auf ⁿ0" zurückschaltet und der Q7-Ausgang auf "1" umehaltet(<?7 = 0). Dieser Zustand ergibt das lange Intervall von 12 Minuten, während welcher Zeit der Aufwärts zählwert im Aufwärts/Abwärts-Zähler festgehalten wird, letzterer wird im Abwärtszählbetrieb bereitgehalten, da <57 im 0-Zustand ist.

Nach der Warteperiode von 12 Minuten schaltet der Q6-Ausgang wieder auf "1", so daß die Taktschleuse aufgetastet wird, und das Abwärtszählen schreitet voran. Da jedoch Q7 jetzt im 1-Zustand ist, wird die AbwärtsZählzeit durch den Kondensator-Zusatzladestrom über E40 etwas verkürzt. Das Abwärtszählintervall dauert somit nur ungefähr 1,9 Minuten. Wegen dieser Intervallverkürzung wird der Zählwert Hull nur dann erreicht, wenn der Batterieladestrom sich um 5 ί> gegenüber desjenigen

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Wert erhöht hat, den er beim Aufwärtszählen hatte.

Wenn der Aufwärts/Abwärts-Zähler nicht den Zählwert Null erreicht, so wird nach dem Absatzzählintervall von 1,9 Minuten, wenn Q6 und Q7 beide wieder auf ¹¹O" zurückschalten, der Zähler für den Wiederbeginn des Zyklus auf Null zurückgestellt.

Wenn der Aufwärts/Abwärts-Zähler während des Abwärtszählintervalls den Zählwert Null erreicht, so liefert das Nulldetektorglied IC 17/2 ein Signal "1" über die Leitung 70 zum Schaltwerk für die Phase 2, wodurch die Ladungsphase 1 beendet wird. Die Ladungsphase 2 schließt sich dann unmittelbar an.

Logik-Schaltwerk für Phase 2 VII (Figur 7)

Die Logikzustände der Phase 2 werden durch die Zustandsänderung der Ausgänge Q und φ einer bistabilen Kippschaltung IG 8/1 eines Schaltkreises 706 für den Einsatz der Impulsladung bestimmt. Diese Ausgänge sind ursprünglich durch Beaufschlagung des Rücksetzeinganges R vom Rückstellglied IC 22/4 (Figur 4) über die Leitung 58 mit einer "1" auf "0" bzw. "1" rückgesetzt. Durch Beaufschlagung des Setzeinganges S mit einem Signal "1" werden der Q-Ausgang auf "1" und der ^-Ausgang auf "0" umgeschaltet und dadurch die Logikzustände für die Phase 2 hergestellt. Die Ausgänge Q und 13 von IC 8/1 bleiben dann für die Dauer der Ladungsphase 2 auf "1" bzw. "0".

Das Signal "1" am Setzeingang S der bistabilen Kippschaltung IC 8/1 wird entweder vom ScMStglied IC 17/2 des Minimalstromdetektors (Figur 6) über die Leitung 70 und ein Inversionsglied IC 21/2 oder vom Höchstdauer-Schaltglied IC 18/1 (Figur5) über die Leitung 63 erhalten. Die Ausgangssignale dieser beiden Schaltglieöer werden in ein NAND-Glied IC 18/2 gegeben, dessen Ausgangssignal dem S-Eingang der bistabilen Kippschaltung zugeleitet wird,, Ein Signal "1" vom Schaltglied IC 17/2 des Minimalstromdetektors oder ein Signal ^M0^i! vom Höchstdauer-Schaltglied IC 18/1 beuirkt die Beaufschlagung des S-Eingangs der bistabilen Kippsclia: ^:-ung mit einer "1", wodurch die Ladungsphase 2 eingeleitet

Die bistabile Kippschaltung IC 8/1 steuert die Lampenschaltanordnung. Die Kippschaltungsausgänge Q und Q sind aufdie Basen je eines Transistorpaares in Darlington-Schaltung Tr1, Tr2 bzw. Tr3, Tr4 geschaltet, so daß_f wenn Q den Wert "1" hat, die Lampe für die Phase 1 (gelb), und wenn Q den Wert "1" hat, die Lampe für die Phase 2 (grün) eingeschaltet wird.

Das Q-Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung für die Phase 2 wird nur dem Anzeigelampenteil zugeleitet. Das Q-Ausgangssignal wird ebenfalls dem Anzeigelampenteil, jedoch außerdem über die Leitung 62 den NOR-Gliedern IO 21/3 (Figur 5) und IC 22/3 (Figur 4) sowie dem NAND-Glied IC 19/3 zugeleitet. Es sperrt, die NOR-Glieder und öffnet das NAND-Glied. Während der Phase 1 sind, wenn das Q-Ausgangssignal "O¹¹ ist, die HOR-Glieder geöffnet und das NAND-Glied gesperrt. Während der Phase 2, wenn das Q-Ausgangssignal auf "1" umschaltet, sind umgekehrt die NOR-Glieder gesperrt und das NAND-Glied geöffnet.

Bei gesperrtem NOR-Glied IC 21/3 (Figur 5) gelangen keine weiteren Taktimpulse zum Zähler IC 1. Ferner hat bei gesperrtem NOR-Glied IC 21/3 der Spannungsvergleicher IC4 keinen Regeleinfluß mehr auf den Batterieladestrom. Der Transistor Tr5 (Figur 4) bleibt während der gesamten Phase 2 nichtleitend.

In der Phase 2 wird der Sockelspannungsgenerator vom Ausgangssignal des NAND-Gliedes IC 19/3 betätigt, das seinerseits vom Q-Ausgangssignal einer bistabilen Kippschaltung IC 6/1 gesteuert wird. Letztere empfängt über entsprechende Schaltoder Verknüpfungsglieder drei Eingangssignale.

Das erste Eingangssignal gelangt von einem Spannungsvergleicher IC2 einer Spannuiigsver^JiT&ic^^u^^^/^^&K setzeingang R. Dieser Spannungsvergleicher vergleicht die Leerlauf-Batteriespannung pro Zelle mit einer mittels eines Spannungs teuere R32, R33 und Vr2 (702) erhaltenen Bezugsspannung von 2,18V. Das Ausgangesignal des Spannungsvergleichers gelangt über ein RC-Störfilter R35_f 04 zum Inversionsglied IC 22/1. Wenn die Leerlauf -Batteriespannung pro Zelle unter 2,18V ab-

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fällt, schaltet der Vergleicherausgang von. "1" auf "O" um. Daraufhin gelangt ein Signal "1^tt über das Inversionsglied zum Bäcksetzeingang R der bistabilen Kippschaltung, und deren Q-Ausgang schaltet von "1" auf ⁿO^ff um. Dadurch wird der Ausgang des HAHD-Sliedes IG 19/3 von ⁿO^tt auf ^B1^B umgeschaltet, was zur Folge hat, daß der Sockelspannungsgenerator in der gleichen Weise zu arbeiten anfängt wie am Beginn der Ladungsphase 1. Bas heißt, die Sockelspannung steigt zunächst bis zum Einsatz des Batterieladestromes rasch an und baut sich dann, aufgrund der Umschaltung des ^-Ausgangs der bistabilen Kippschaltung IG 6/2 h&i Stromfluß, verhältnismäßig langsam weiter auf· Der Batterieladestrom baut sich somit am Beginn eines Stromimpulses der Ladungsphase 2 langsam auf.

Die Sockelspannungsgenerator-Kippsohaltung IC 6/2 der Anordnung 705 ist beim Einsetzen eines Stromimpulses der Phase 2 zunächst rückgesetzt (Q =. 1) und wird dann gesetzt (Q = 0), sobald der Strom zu fließen beginnt. Der Seideffekttransistor Tr6 kann die Sockelspannung nur dann, liefern, wenn das Ausgangssignal des MAHB-GIiedes IO 19/5 äen Wert «1« hat. Sobald das Ausgangssignal dieses BAHB-Grliedes auf "0ⁿ umschaltet, wird die Sockelspannung sehr rasch abgeschaltet und der Batterieladestrom schnell auf Hull heruntergedrückt.

beiden anderen EingangaBLgnale der bistabilen Kippschaltung IG 6/1 beaufschlagen den Setzeingang S, so daß der Batterieladestrom schnell wieder auf Hull gebracht wird. Durch Beaufschlagung des Setzeingangs S mit einer "1" wird der Q-Ausgang auf "1" geschaltet, wodurch das Ausgangssignal des HAHB-SOLiedes IG 19/5 in der !leitung 57 von "1" auf ¹¹O* umgeschaltet wird, so daß die Sockelspannung rasch abgeschaltet wird. Außerdem wird der eine Eingang des HAHB-Sliedes IG 19/4 (ELgur 4) mit einer ¹¹O* beaufschlagt wodurch der ^-Ausgang der bistabilen Kippschaltung IG 6/2 auf ¹¹I" rückgesetzt wird, so daß die Anordnung für den Einsatz des nächsten. Stromimpulses der Phase 2 bereit ist. Der Setzeingang S von IG 6/2 ist durch die Beaufschlagung des Inversionsgliedes IG 23/1 mit einer "Ο", wodurch

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am einen Eingang des HOR-Gliedes IC 23/2 &ϊββ "1" festgehalten wird, auf den G-Zustand eingerastet.

Die beiden auf den Setzeingang S der bistabilen Kippschaltung IG 6/1 einwirkenden Eingangssignale steuern due Bauer eines Stromimpulses der Phase 2. Ton diesen beiden Eingangssignalen beeinflußt das eine die Batteriespannimg und das andere die Zeitdauer. Beide Eingangssignale gelangen über ein BAHD-Glied IC 19/1 zum Setzeingang S von IO 6/1. Bas Batteriespannungssignal wird vom Spannungsvergleicher IC3 einer Spannungsvergleicherschaltung 701 über ein RO-Störfliter R37» 05 erhalten. Die Batteriespannung pro Zelle wird mit der Bezugsspannung in der Leitung 59 verglichen, die schließlich amAusgang des R-2R-Kettennetzwerkes (Figur 5) erreicht wird. Wenn die Batteriespannung pro Zelle während eines Stromimpulses der Phase 2 den Endwert der Bezugsspannung erreicht, so schaltet der Ausgang des Spannungsvergleichers von "1" auf "0* um, so daß am Ausgang des HAHB-Gliedes IC 19/1 ein Signal *1" auftritt»

Das Zeitdauersignal wird vom Ausgang eines BEHEB-Gliedes IC 19/2 erhalten, -das Eingangssignale von den Ausgängen Q4 und Q6 eines 7-stufigen Zahlers 107 der Schaltung 704 empfängt. Dieser Zähler empfängt Taktimpulse über die !Leitung 67 vom Oszillator für die ansteigende Bezüge spannung (figur 5) über ein Inversionsglied IC 21/4· Während eines Stromimpulses der Phase 2 liefert dieser Oszillator Taktimpulse an 107 mit der niedrigen folgefrequenz der Phase 1. Diese Folgefrequens ist so bemessen, daß die Ausgänge Q4 und Q6 nach ungefähr 4 Minuten von ⁿ0ⁿ auf ^K1" umschalten. Somit schaltet 4 Minuten nach dem Einsatz eines Stromimpulses der Phase 2 der Ausgang des HiBD-Crlie&es IC 19/2 von "1^K auf ^N0* um. Durch Beaufschlagen seines Rückstelleingangs R vom Q-Ausgang der bistabilen Kippschaltung IC 6/1 mit einem Signal "1* wird der Zähler 167 während eines LeerlaufIntervalls außer Betrieb gehalten«

Ein Stromimpuls der Ladungsphase 2 wird somit beendet, wenn entweder die Batteriespannung pro Zelle den. Endwert der

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Bezugsspannung erreicht oder eine Zeit von 4 Minuten- verstrichen ist.

Die entsprechenden bistabilen Kippschaltungen und Zählereinheiten werden durch ein Signal von der Anfangs-Rückstellschaltung (Figur 4·) auf ihre richtigen Anfangs zustände zurückgestellt. Dieses Signal tritt nur dann auf, wenn die Batterie erstmals an das Ladegerät angeschaltet wird, und es dauert ungefähr 1 Sekunde.

Die Anfangs-Rückstellsignale werden den beiden Zählern IC1 (Figur 5) und 105 (Figur 6) sowie den drei bistabilen Kippschaltungen IC 8/1 (Figur 7), IC 8/2 (Figur 5) und IC 6/2 (Figur 4) zugeleitet. Das Signal für die letztgenannte dieser Schaltungen kommt vom Kondensator C8 über das NAND-Glied IC 19/4 (wie bereits beschrieben). Die übrigen Signale werden vom Ausgang des Inversionsgliedes IC 22/4 direkt den Rücksetzeingängen R zugeleitet.

Die Anfangszustände der keine Anfangs-Rückstellsignale empfangenden Zähler und bistabilen Kippschaltungen sind aufgrund der anliegenden Logikwerte richtig eingestellt.

Stromversorgungsteil VIII (Figur 8)

Mit Ausnahme der Speisespannung +73 werden sämtliche Speisespannungen von der Sekundärwicklung T2/3 des Hilfetransformators T2 abgenommen. Die Speisespannung +73, die den größten Teil der Logikschaltungen speist, wird von der Batterie abgenommen, so daß bei Netzausfällen die Schaltabläufe nicht gestört werden und insbesondere der Zustand der Ladungsphase 2 auch bei Netzausfällen erhalten bleibt.

Die Speisespannungen +71 und +V2 werden durch Dioden D9, D10 und D11 gleichgerichtet. Die Speisespannung +71 wird nicht geglättet oder stabilisiert und speist lediglich die Anzeigelampen. Die Speisespannung +72 wird durch Widerstände R63 und R64, einen Kondensator C13 und eine Zenerdiode ZD2 geglättet und stabilisiert. Sie liefert einen kleinen Energiebetrag für

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die Auf ladling der Sockelspannungs-Kondensatoren C9 und 010 sowie für die positive Betriebsspannung des Verstärkers IO 13 im Strom-Frequenz-Wandler.

Die negative Betriebsspannung für den Verstärker 1013 des Strom-Frequenz-Wandlers wird durch die Speisespannung -V2 geliefert, die den gleichen Wert, jedoch, die umgekehrte Polarität wie die Speisespannung +V2 hat. Die Speisespannung -V2 wird durch eine Diode D8 gleichgerichtet und durch Widerstände R65 und R66, einen Kondensator 014 und eine Zenerdiode ZD3 geglättet und stabilüsiert.

Die Speisespannung +V3, die den restlichen Teil der logikschaltungen speist, wird von der Batterie über einen Spannungsabfallwiderstand R2, dessen Wert von der Anzahl der Zellen der Batterie abhängt, erhalten. Eine in Reihe mit dem Widerstand R2 liegende Diode D18 verhindert den Betrieb des Ladegerätes bei in falscher Polung angeschlossener Batterie. Die Batteriespannung wird dann an einen integrierten Spannungsregler IC gelegt, über dessen Eingang eine Zenerdiode ZD1 geschaltet ist, welche die Höchstspannung am Heglereingang begrenzt.

Die gezeigten Regleranschlüsse gelten lediglich für den hier verwendeten speziellen Typ IM 723 CN. Andere Typen können anders verschaltet sein; jedoch ist das Gesamtresultat, d.h. die Bereitstellung einer stabilisierten Ausgangsspannung, das gleiche. Die Ausgangsspannung wird im vorliegenden Fall durch die relativen Werte von Widerständen R59 und R60 eingestellt. Ein Widerstand R61 begrenzt den Maximalstrom, den der Regler liefern kann, auf ungefähr 60 mA. Im Hinblick auf Stromstöße, die während des Schaltens der C/MOS-Logikschaltungen auftreten, ist über die Speisespannungsquelle +V3 ein Kondensator 011 geschaltet, der verhindert, daß diese Stromstöße in der Spannung +V3 negative Zacken oder Spitzen erzeugen.

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Claims (22)

1. Patentansprüche

   / 1. !Automatisches Ladegerät für elektrische Batterien mit einer-Sinrichtung zum Herstellen einer Bezugsspannung, mit einem Vergleicher zum Vergleichen der Batteriespannung mit der Bezugsspannung, mit einer Einrichtung, die während mindestens einer Phase der Ladung automatisch den Ladestrom im Sinne einer Angleichung der Batteriespannung an die Bezugsspannung verstellt, und mit einer Einrichtung zum fortschreitenden Erhöhen der Bezugsspannung, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erhöhen der Bezugsspannung einen Impulsgenerator, einen Binärzähler zum Zählen der Impulse und einen Digital-Analog-Wandter zum Umsetzen des Zählwertes des Zählers in ein der Bezugsspannung entsprechendes Analogsignal enthält.
2. 2. Ladegerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Digital-Analog-Wandler ein R-2R-Kettennetzwerk ist.
3. 3. Ladegerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung am Beginn des Ladevorgange konstant gehalten wird, bis die Batteriespannung einen vorbestimmten Wert (z.B. 2,36 V/Z im falle einer Blei-Säure-Batterie) erreicht.
4. 4. Ladegerät nach einem der vorhergehenden Anspruch·, gekennzeichnet durch eine Rampenstrom-Steueranordnung, die im eingeschalteten Zustand den Ladestrom auf einen sich allmählich ändernden Wert beschränkt, durch den die Änderungsgeschwindigkeit des Batterieladestromes so beschränkt wird, daß dieser, wenn die Batteriespannung unter der fortschreitend ansteigenden Bezugsspannung liegt, allmählich ansteigt, und wenn die Batteriespannung über der fortschreitend ansteigenden Bezugsspannung liegt, allmählich abfällt.

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5. 5. Ladegerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erhöhen der Bezugsspannung diese mit zwei verschiedenen Geschwindigkeiten erhöht und vom Vergleicher so gesteuert wird, daß, wenn die Batteriespannung die Bezugsspannung übersteigt, auf die höhere Geschwindigkeit, und wenn die Batteriespannung die Bezugsspannung unterschreitet, auf die niedrigere Geschwindigkeit eingestellt wird.
6. 6. Ladegerät nach Anspruch 5, dadurch geke nnzeichnet, daß der Impulsgenerator ein an eine programmierte Doppelbasisdiode angeschaltetes RC-Netzwerk enthält und daß eine vom Vergleicher gesteuerte Anordnung den Effektivwert des Widerstands dieses Netzwerkes in Abhängigkeit davon verändert, ob die Batteriespannung die Bezugsspannung über- oder unterschreitet.
7. 7· Ladegerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Minimalstromdetektor, der anspricht, wenn der Ladestrom gegen das Ende des Ladevorgangs anzusteigen beginnt, und der daraufhin den ladevorgang oder eine Phase desselben beendet.
8. 8. Ladegerät nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch einen Maximalspannungs detektor, der den Ladevorgang oder eine Phase desselben beendet, wenn die Bezugsspannung einen vorbestimmten Maximalwert (z.B. 2,90 V/Z im Palle einer Blei-Säure-Batterie) übersteigt.
9. 9. Ladegerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die auf eine Maximalspannung ansprechende Anordnung ein an die entsprechenden Stufen des Bezugsspannungs-Binärzählers angeschaltetes UND-Glied enthält, das ein Signal abgibt, wenn der Zählwert im Binärzähler den entsprechenden Wert erreicht.

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10. 10. Ladegerät nach einem der Ansprüche 7 bis 9,* d a durch gekennzeichnet, daß der Minimalstromdetektor einen Impulsgenerator, dessen frequenz dem Ladestrom proportional ist, einen Programmierzähler sowie einen von diesem gesteuerten, die Impulse zählenden Aufwärts/Abwärts-Zähler, der über eine Aufwärtsperiode (z.B. 2 Minuten) nach aufwärts zählt, dann über ein erstes Intervall (z.B.12 Minuten) den 'erreichten Zählwert speichert und anschließend über eine Abwärtsperiode, die etwas kurzer ist als die Aufwärtsperiode, nach abwärts zählt, und eine Nulldetektoranordnung enthält, die den Ladevorgang oder eine Phase desselben nur dann beendet, wenn der Aufwärts/Abwärts-Zähler auf Mull zurückzählt, d.h. wenn die dem Aufwärts/Abwärts-Zähler zugeleitete Frequenz, die dem Wert des Ladestromes entspricht, in der Abwärtsperiode größer ist als in der Aufwärtsperiode.
11. 11." Ladegerät nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Nulldetektoranordnung ein an die entsprechenden Stufen des Binärzählers angeschitetes ODER-Glied enthält, das ein Signal abgibt, wenn der Zählwert im Binärzähler Null erreicht.
12. 12. Ladegerät nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet , daß der Programmierzähler von einem Taktimpulsgeber gespeist wird und letzteren so einstellt, daß dessen Frequenz während der Abwärtsperiode auf einen höheren Wert als während der Aufwärtsperiode erhöht wird, derart, daß der gleiche Zählwert in kürzerer Zeit erreicht wird.
13. 13. Ladegerät nach einem der Ansprüche 7 bis 12, g e kennzeichnet durch eine Anordnung, die den Minimalstromdetektor nur dann wirksam werden läßt, wenn die Bezugsspannung einen gegebenen Zwischenwert übersteigt, um zu verhindern, daß der Minimalstromdetektor anspricht, wenn der Ladestrom im Anfangsstadium des Ladevorgangs anzmsteigen beginnt.

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14. 14· Ladegerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung, die den Minimalstromdetektor in Betrieb setzt, ein an die entsprechenden Stufen des Bezugsepannungs-BinärzäHers angeschaltetes ODER-Glied enthält, das, wenn die Bezugsspannung den Zwischenwert (z.B. 2,40 V/Z im Falle einer Blei-Säure-Batterie) erreicht, ein Signal abgibt und bei höheren Werten der Bezugsspannung weiter ein Signal abgibt.
15. 15· Ladegerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Anordnung, die eine Hauptladungsphase für die Batterie einstellt und diese unter Umschalten auf eine Nachladephase beendet, während welcher, wenn die Leerlaufspannung der Batterie einen vorbestimmten niedrigeren Wert erreicht, ein Ladestrom eingeschaltet, und wenn die Leerlauf spannung über einen vorbestimmten höheren Wert ansteigt, der-Ladestrom wieder ausgeschaltet wird.
16. 16. Ladegerät nach Anspruch 15 sowie einem der Ansprüche 7 bis 12, gekennzeichnet durch eine Anordnung, die den beim Minimalstrom während der ersten Ladephase erreichten Wert der Bezugsspannung speichert, um den vorbestimmten höheren Wert zu liefern.
17. 17· Ladegerät nach Anspruch 15 oder 16, gekennzeichnet durch einen Maximalzeitgeber, der den Batterieladestrom, nachdem er über ein vorbestimmtes Zeitintervall eingeschaltet gewesen ist, ausschaltet, wenn die Batteriespannung den vorbestimmten höheren Wert nicht erreicht hat.
18. 18. Ladegerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Anordnung, die während mindestens einer Phase des Ladevorgangs automatisch den Ladestrom intermittierend ein- und ausschaltet, wobei das Einschalten des Ladestromes automatisch durch eine auf die Batteriespannung ansprechende Anordnung so gesteuert wird,

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    daß eingeschaltet wird, wenn die Leerlaufspannung der Batterie auf einen gegebenen niedrigeren Wert (z.B. 2,18V/Z im Falle einer Blei-Säure-Batterie) abfällt, und wobei eine Rampenstrom-Steueranordnung den Ladestrom, wenn er eingeschaltet ist, auf einen allmählich ansteigenden Wert beschränkt, derart, daß die Batteriespannung Zeit hat, um auf den Ladestrom anzusprechen.
19. 19. Ladegerät nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Rampenstrom-Steueranordnung den Ladestrom so beschränkt, daß er von Hull auf seinen Maximalwert in nicht weniger als einigen Minuten, z.B. 3 Minuten, ansteigt.
20. 20. Ladegerät nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Rampenstrom-Steueranordnung ein RC-Netzwerk, das an einen Feldeffekttransistor in Emitterfolgerschaltung angeschlossen ist, enthält.
21. 21. Ladegerät nach einem der Ansprüche 1-20, d a d u r ch gekennzeichnet, daß der Batterieladestrom unter Phasensteuerung, beispielsweise Thyristorsteuerung, steht und daß eine Anordnung zum Einstellen einer Sockelspannung, eine Anordnung zum Bereitstellen einer Rampenspannung, die sich während jeder Halbperiode fortschreitend ändert, sowie eine Anordnung zum Vergleichen der Rampenspannung mit der Sockelspannung und zum Auslösen der Phasensteuerung, wenn die Spannungsdifferenz ihr Vorzeichen ändert, vorgesehen sind.
22. 22. Ladegerät nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch eine Anordnung, die einen anfänglichen schnellen Anstieg der Sockelspannung solange, bis der Batterieladestrom zu fließenscfängt, bewirkt und anschließend die Anstiegsgescheindigkeit der Sockelspannung und damit des Batterieladestromes begrenzt (z.B. derart, daß ein Maximalwert in ungefähr 3 Minuten erreicht wird).

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