DE2259332C2 - Circuit arrangement for the suppression of fixed characters in a pulse Doppler radar system having a flying platform - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Festzeichenunterdrückung bei einem eine fliegende Plattform aufweisenden Impuls-Dopplerradarsystem (AMTI-System), das einen während einer vorgegebenen Radarbeobachtungszeit mit einer Impulsfolge konstanter Impulsfolgefrequenz triggerbaren Sender und einen durch Cluttersignale gestörte Radarechosignale aufnehmenden und verarbeitenden Empfänger aufweist, der ein hinsichtlich seiner Bandbreite durch ein Steuersignal steuerbares Festzeichenunterdrückungsfilter (MTI-FiI-ter) umfaßt, welches Steuersignal von der Cluttersignal-Amplitude und -Frequenz abhängig ist.The invention relates to a circuit arrangement for fixed character suppression in a flying one Platform having pulse Doppler radar system (AMTI system), which provides a during a given Radar observation time with a pulse train of constant pulse train frequency triggerable transmitter and a has radar echo signals disturbed by clutter signals receiving and processing receiver, the a fixed-character suppression filter (MTI-FiI-ter) that can be controlled with regard to its bandwidth using a control signal includes which control signal is dependent on the clutter signal amplitude and frequency.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist bereits aus der US-Patentschrift 35 76 564 bekannt.Such a circuit arrangement is already known from US Pat. No. 3,576,564.

Gegenüber früheren AMTI-Systemen weist das aus der genannten US-Patentschrift bekannte System bereits insoweit Vorteile auf, als die Bandbreite (genauer gesagt, die obere Bandgrenze) eines Zeichenunterdrückungsfilters in Abhängigkeit vom Cluttersignal, insbesondere dessen Amplitude und Frequenz — und damit vom Clutterspektrum — veränderbar ist. Die bekannte Anordnung weist jedoch noch Nachteile auf, weil sich bei bestimmten Anwendungen, nämlich insbesondere bei Anwendung als Flugradar Bandeinschränkungen ergeben, die an sich nicht notwendig sind und zu ungewünschten Sichtbarkeitseinschränkungen von Flugzeilen führen.Compared to earlier AMTI systems, the system known from the aforementioned US patent already has advantages insofar as the bandwidth (more precisely, the upper band limit) of a character suppression filter depending on the clutter signal, especially its amplitude and frequency - and thus from the clutter spectrum - is changeable. However, the known arrangement still has disadvantages, because there are band restrictions in certain applications, in particular when used as flight radar which are not necessary per se and result in undesirable restrictions on visibility lead by flight lines.

Die Spektrumsbreite der periodischen Frequenz des Cluttersignals der Hauptkeule hängt in erster Linie von der Radarplattform-Geschwindigkeit V über Grund bzw. sonstigen Festzielen und dem Antennenschielwinkel φ ab. Die 6 dB-Bandbreite (B W) der Hauptkeule des Störanteils läßt sich durch die folgende Näherung ausdrücken:The spectrum width of the periodic frequency of the clutter signal of the main lobe depends primarily on the radar platform speed V above ground or other fixed targets and the antenna squint angle φ. The 6 dB bandwidth (BW) of the main lobe of the interference component can be expressed by the following approximation:

1515th

2020th

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a. die Wellenlänge der Sendefrequenz und β die Antennen-Azimuth-Strahlbreite ist a. is the wavelength of the transmission frequency and β is the antenna azimuth beam width

Ändert man die Sperrbereiche der Störsignalfilter in Abhängigkeit von der Breite des Störspektrums in Abhängigkeit von V ■ sin φ oder V ■ s.n ip//_r, wobei /_r die Impuls-Widerholungsfrequenz der ausgesandten Radarimpulse ist, läßt sich die Störaussiebung auf einen Wert in der Größenordnung von —60 dB unterhalb der Zielrücklauf-Signale konstant halten. Die Impuls-Wiederholungsfrequenz f_r wird deshalb manchmal berücksichtigt, weil die Kennlinie eines Kerbfilters von dieser Frequenz abhängig ist, bedingt durch die Tatsache, daß die Spektrallinie des ausgesandten Impulses und die zugehörigen Harmonischen sowie das Spektrum des Störsignals durch eine der Impuls-Wiederholungsfrequenz entsprechende Frequenz getrennt werden kann.If the blocking ranges of the interference signal filter are changed as a function of the width of the interference spectrum as a function of V ■ sin φ or V ■ sn ip // _r , where / _{r is} the pulse repetition frequency of the transmitted radar pulses, the interference filtering can be reduced to a value in Hold constant on the order of -60 dB below target return signals. The pulse repetition frequency f _r is sometimes taken into account because the characteristic of a notch filter is dependent on this frequency, due to the fact that the spectral line of the emitted pulse and the associated harmonics as well as the spectrum of the interference signal have a frequency corresponding to the pulse repetition frequency can be separated.

Aus »Skolnik: Radar Hand-Book, McGraw-Hill Book Company, Nr. 4 1970,« Seiten 18/2-18/5, siehe insbesondere die Seite 18/3, zweiter Absatz, ist an sich bereits bekannt, daß das Clutterspektrum eine Funktion des Schielwinkels ψ und der Plattform-Geschwindigkeit ist.From "Skolnik: Radar Hand-Book, McGraw-Hill Book Company, No. 4 1970," pages 18 / 2-18 / 5, see in particular page 18/3, second paragraph, it is already known per se that the clutter spectrum is a function the squint angle ψ and the platform speed.

Eine mathematische definierte Abhängigkeit geht aus der Druckschrift jedoch nicht hervor, diese ergibt sich erst aus der vorliegenden Erfindung, die darüber hinaus eine durch den Stand der Technik nicht nahegelegte Anwendung beschreibt.A mathematically defined dependency does not emerge from the document, however, this arises only from the present invention, which is also not suggested by the prior art Application describes.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, daß au^ der US-Patentschrift 35 76 564 bekannte Gerät dahingehend zu verbessern, daß das Bandbreitenkriterium für die Filter-Kennlinien-Steuerung nicht bzw. nicht nur aus dem Cluttersignal, wie beim Stand der Technik, sondern von systemimmanenten Größen abgeleitet wird.The object of the present invention is that au ^ the US Pat. No. 3,576,564 known device to the effect that the bandwidth criterion for the filter characteristic control not or not only from the clutter signal, as in the prior art, but is derived from system-immanent variables.

In dem systemimmanente Größen herangezogen werden, kann es nicht mehr oder nicht mehr so häufig vorkommen, daß an sich nicht störende Cluttersignale die Filter-Kennlinien derart beeinflussen, daß die Sichtbarkeit von Radarzielen beeinträchtigt wird. Insgesamt wird somit eine Verbesserung der Zielwiedergabe auf der Darstellungseinrichtung oder für eine sonstige Zielsignalverwendungsschaltung erreicht. Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch, daß das Steuersignal dadurch erzeugt wird, daß ein erstes, dem Cluttersignal-Rauschsignal-Verhältnis (CVN), einen zwischen 0 und 1 liegenden Faktor (K) darstellendes Signal gebildet und dieses mit einem zweiten Signal V · sin φ multipliziert wird, wobei V die Geschwindigkeit der Radarplattform in Radarblickrichtung bezüglich der Festzeichenziele (z. B. Grund) und ψ der Schielwinke] ist.When variables inherent to the system are used, it can no longer happen, or no longer so frequently, that clutter signals that are not intrinsically disruptive influence the filter characteristics in such a way that the visibility of radar targets is impaired. Overall, an improvement in the target reproduction on the display device or for another target signal usage circuit is thus achieved. This object is achieved according to the invention in that the control signal is generated by forming a first signal representing the clutter signal-to-noise ratio (CVN), a factor (K) between 0 and 1, and this with a second signal V · sin φ is multiplied, where V is the speed of the radar platform in the radar viewing direction with respect to the fixed-character targets (e.g. ground) and ψ is the squint angle].

Durch die Ableitung der Filter-Kennlinien-Steuerung von den systemimmanenten Größen V und ψ wird eine Filter-Kennlinien-Steuerung ermöglicht, die nicht mehr (bzw. nicht mehr allein) vom Vorhandensein oder Nichtvorhandensein eines Cluttersignals abhängig ist, wodurch sich in vielen Fällen eine deutliche Verbesserung der Sichtbarkeit von Radarzielen auf einer Darstellungseinrichtung ergibt bzw. ein breiteres Nutzsignalspektrum für eine Zielsignalverwendungsschaltung zur Verfügung steht.By deriving the filter characteristic control from the system-inherent variables V and ψ, a filter characteristic control is made possible that is no longer (or no longer solely) dependent on the presence or absence of a clutter signal, which in many cases results in a results in a significant improvement in the visibility of radar targets on a display device or a broader useful signal spectrum is available for a target signal usage circuit.

Gemäß einer vorzugsweisen Ausführungsform (Anspruch 3) wird das Festzeichenunterdrückungsfilter durch zwei Kerbfilter gebildet, von denen das eine das Radar-Videosignal selbst und das andere das um 90°According to a preferred embodiment (claim 3), the fixed-character suppression filter formed by two notch filters, one of which is the radar video signal itself and the other the one at 90 °

4040

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5555

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65 phasenverschobene Radar-Videosif^ial erhält Durch digitale Ansteuersignale kann für die Kerbfilter — und zwar mit Hilfe von in den Signal-Rückführungskreisen liegenden Verstärkern, deren Verstärkungsfaktor änderbar ist — selektiv jeweils die für die jeweilige Störsignal-Amplitude und Störsigiial-Bandbreite optimale Kennlinie erzeugt werden. Die Festzeichenunterdrückungsfiiter können dabei von digitalen Steuersignalen angesteuert werden, die aufgrund des digitalisierten Steuersignals K- V ■ sin φ von einem logischen Verknüpfungsschaltkreis erzeugt werden, dem ein Filter-Kennlinienspeicher zugeordnet ist (siehe Anspruch 2). Dem Steuereingang dieses Verknüpfungsschaltkreises kann gemäß einer noch anderen Ausführungsform (Anspruch 4) ein digitales Multiplizierglied vorgeschaltet sein, dessen einem Eingang das digitalisierte Produkt von Radarplattform-Geschwindigkeitssignal (V) und einem dem Sinus des Schielwinkels (ψ) entsprechenden Signal zugeführt und dessen anderem Eingang ein Digitalsignal (K) zugeführt wird, das einen Digitalwert des Verhältnisses von über der Radarbeobachtungszeit gemittelter CIuttersignal-Amplitude (CJzu dem Störrauschen des Empfängers ^darstellt 65 phase-shifted radar video signals can be generated for the notch filters - with the help of amplifiers in the signal feedback circuits, the amplification factor of which can be changed - selectively the optimum characteristic for the respective interference signal amplitude and interference signal bandwidth will. The fixed-character suppression filters can be controlled by digital control signals that are generated on the basis of the digitized control signal K- V ■ sin φ by a logic circuit to which a filter characteristic memory is assigned (see claim 2). According to yet another embodiment (claim 4), the control input of this logic circuit can be preceded by a digital multiplier, one input of which is supplied with the digitized product of the radar platform speed signal (V) and a signal corresponding to the sine of the squint angle (ψ) and the other input of which is a Digital signal (K) is fed, which represents a digital value of the ratio of the average over the radar observation time C mother signal amplitude (CJ to the interference noise of the receiver ^

Zur Erzeugung der zeitlichen Mittelung über die Radarbeobachtungszeit kann eine Integrator-Schaltung dienen (siehe Anspruch 5), wobei die Radarbeobachtungszeit die Zeitperiode ist, in der mit konstanter Impuls-Wiedeiholungsfrequenz gesendet wird. Durch Vergleich des Steuereingangssignals für den Verknüpfungsschaltkreis mit mehreren gespeicherten Schweliwertsignalen, die den jeweils gewünschten Kerbfilter-Kennlinien entsprechen, können Aktivierungssignale gewonnen werden, die die Signal -Rückführung und damit das Rückkopplungsverhalten ändern und so zu einer ganz bestimmten gewünschten Kerbfilter-Kennlinie führen, derart, daß die Einkerbung nur gerade so breit ist, daß die Störsignal-Bandbreite gerade gefaßt wird.An integrator circuit can be used to generate the time averaging over the radar observation time serve (see claim 5), wherein the radar observation time is the time period in which with constant Pulse repetition frequency is sent. By Comparison of the control input signal for the logic circuit with several stored threshold value signals, which correspond to the desired notch filter characteristics can be activation signals which change the signal feedback and thus the feedback behavior and so on lead a very specific desired notch filter characteristic, such that the notch is only just so is wide that the interference signal bandwidth is just taken.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert, das in den Zeichnungen dargestellt ist.
Es zeigtThe invention is explained in more detail below using an exemplary embodiment which is shown in the drawings.
It shows

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung;F i g. 1 is a block diagram of an embodiment of the invention;

F i g. 2 eine Darstellung des Frequenzspektrums des erfindungsgemäßen Systems, wobei mit gestrichelten Linien die Spektralgrenzen bei Verwendung unterschiedlicher Filterkennlinien dargestellt sind;F i g. 2 shows a representation of the frequency spectrum of the system according to the invention, with dashed lines Lines showing the spectral limits when using different filter characteristics are shown;

Fig.3 eine grafische Darstellung von Filterkennlinien, bei der die Clutter-Dämpfung eine Funktion der Clutter-Bandbreite ist; und3 shows a graphic representation of filter characteristics, where the clutter attenuation is a function of the clutter bandwidth; and

F i g. 4 eine grafische Darstellung zur Erläuterung der Clutter-Unterdrückungs-Kennlinien-Bestimmung gemäß der vorliegenden Erfindung.F i g. FIG. 4 is a graphic illustration for explaining the determination of the clutter suppression characteristic curve according to FIG of the present invention.

Im einzelnen ist in Fig. 1 ein allgemein mit der Bezugszahl 10 bezeichnetes kohärentes Impuls-Dopplerradarsystem zu erkennen, das mit Festzeichenunterdrückung arbeiten kann bzw. die Fähigkeit besitzt, sich bewegende Ziele anzuzeigen (Moving-Target-Indication = MTI). Wie dem einschlägigen Fachmann bekannt ist, sendet ein solches System kohärente Radarimpulse aus, d.h. impulse, die mit dem Bezugssignal im Empfänger in Phase sind. Derzeit im Einsatz befindliche Radarsysteme weisen einen Sender- und einen Empfängerteil 3uf, die die ausgesandten Radarimpulse erzeugen bzw. die Radarrücklaufsignale (Echosignale) digital verarbeiten. Die Erfindung bezieht sich auf den Radarempfängerteil am Ausgang des Video-Detektors,More particularly, in FIG. 1 is a coherent pulse Doppler radar system, indicated generally by the reference numeral 10 to recognize who can work with fixed-character suppression or has the ability to Display moving targets (Moving Target Indication = MTI). As known to those skilled in the art such a system sends out coherent radar pulses, i.e. pulses that are related to the reference signal im Recipients are in phase. Radar systems currently in use have a transmitter part and a receiver part 3uf, which generate the transmitted radar pulses or process the radar return signals (echo signals) digitally. The invention relates to the Radar receiver part at the output of the video detector,

■ der auf das Zwischenfrequenzsignal anspricht, das durch Mischen des Radiofrequenz-Rücklaufsignals mit dem Signal eines mikrowellenstabilisierten phasenstarren Oszillators und anschließende Analog-ZDigitalumwandlung gewonnen wird. Das in Phase liegenden und das um 90° phasenverschobene digitale Video-Signal / bzw. Q wird jeweils in Cluttersignal-Unterdrückungs-Kerbfiltern 12i und 122 eingespeist, deren Ausgänge mit der Zielsignalverwendungsschaltung (nicht dargestellt) verbunden sind.■ which responds to the intermediate frequency signal, which is obtained by mixing the radio frequency return signal with the signal of a microwave-stabilized phase-locked oscillator and subsequent analog-to-digital conversion. The in-phase and the 90 ° phase-shifted digital video signal / or Q is fed to clutter signal suppression notch filters 12i and 122, the outputs of which are connected to the target signal utilization circuit (not shown).

Die beiden Kerbfilter 12i und 122 sind identisch und weisen rekursive digitale Filter mit digitalen Multiplizierverstärkern 14, 16 und 18 auf, deren Verstärkungsfaktoren ATi, K2 bzw. K3 in Übereinstimmung "mit einer gewünschten Kerbfilter-Kennlinie gesteuert werden, weiche Faktoren durch Messung von Ciuttersignaibandbreite und mittlerer Amplitude der Cluttersignale festgelegt werden können. Die in F i g. 1 dargestellte Fliteranordnung 12 stellt eine besonders günstige Ausführungsform eines derartigen Kerbfilters dar.The two notch filters 12i and 122 are identical and have recursive digital filters with digital multiplier amplifiers 14, 16 and 18, whose gain factors ATi, K2 and K3 are controlled in accordance with a desired notch filter characteristic, soft factors by measuring Ciuttersignai bandwidth and The filter arrangement 12 shown in FIG. 1 represents a particularly favorable embodiment of such a notch filter.

Das Eingangssignal /, das die in Phase liegenden Anteile des Video-Signals der Radarecho-Abtastungen umfaßt, wird dem einen Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden Summiergliedes 20 zugeführt, dessen anderer Eingang mit dem Ausgang eines zweiten Summiergliedes 22 verkoppelt ist. Das Ausgangssignal des Summiergliedes 20 beaufschlagt sowohl den Eingang eines ersten Zeitverzögerungskreises 24 als auch den Eingang eines dritten Summiergliedes 26. Die durch den Zeitverzögerungskreis 24 hervorgerufene Zeitverzögerung ist im wesentlichen gleich dem Kehrwert der Impulswiederholungsfrequenz der ausgesandten Radarimpulse, MPRF. Das Ausgangssignal des Zeitverzögerungskreises 24 beaufschlagt sowohl den Eingang eines zweiten Zeitverzögerungskreises 28 wie auch die Eingänge von Multiplizierverstärkern 14 und 16. Das Ausgangssignal des Multiplizierverstärkers 14 speist das dritte Summierglied 26, dessen Ausgang an dem einen Eingang eines vierten Summiergliedes 30 liegt Der andere Eingang des Summiergliedes 30 liegt am Ausgang des zweiten Zeitverzögerungskreises 28. Der Ausgang des Zeitverzögerungskreises 28 liegt außerdem am Eingang des Multiplizierverstärkers 18, dessen Ausgang an dem anderen Eingang des Summiergliedes 22 angeschlossen ist Das Ausgangssignal des Filter 12| wird über den Ausgang des Summiergliedes 30 angenommen.The input signal /, which comprises the in-phase components of the video signal of the radar echo scans, is fed to one input of a summing element 20 having two inputs, the other input of which is coupled to the output of a second summing element 22. The output signal of the summing element 20 acts on both the input of a first time delay circuit 24 and the input of a third summing element 26. The time delay caused by the time delay circuit 24 is essentially equal to the reciprocal value of the pulse repetition frequency of the radar pulses emitted, MPRF. The output signal of the time delay circuit 24 acts on both the input of a second time delay circuit 28 and the inputs of multiplying amplifiers 14 and 16. The output signal of the multiplying amplifier 14 feeds the third summing element 26, the output of which is at one input of a fourth summing element 30. The other input of the summing element 30 is at the output of the second time delay circuit 28. The output of the time delay circuit 28 is also at the input of the multiplier 18, the output of which is connected to the other input of the summing element 22. The output signal of the filter 12 | is accepted via the output of the summing element 30.

Die Verstärkungsfaktoren der Multiplizierverstärker 14, 16, 18, K], Ki und Ki werden durch Aktivierungssignale gesteuert die den vorgegebenen Unterdrückungskennlinien angepaßt sind. Sie werden mit Hilfe einer Fiiierkenniinieii-AuSwähilögik 34 und einem Kenn'inien-Speicher 32 erzeugt Die Filterauswahllogik 34 vergleicht ein dem Wert K- V ■ sin ψ entsprechendes Eingangssignal mit einer vorgegebenen Anzahl von Schwellwerten und ändert nach jedem Vergleich des Eingangssignals mit einem der gespeicherten Schwellwerte bei Bedarf die Verstärkungsfaktoren Ku K2 und K3 entsprechend, so daß jeweils für die richtige Kennlinie des Kerbfflters gesorgt ist eoThe gain factors of the multiplier amplifiers 14, 16, 18, K], Ki and Ki are controlled by activation signals which are adapted to the predetermined suppression characteristics. They are generated with the help of a characteristic curve selection 34 and a characteristic memory 32. The filter selection logic 34 compares an input signal corresponding to the value K-V sin with a predetermined number of threshold values and changes after each comparison of the input signal with one of the stored ones Threshold values, if necessary, the gain factors Ku K2 and K3 accordingly, so that the correct characteristic of the notch filter is provided in each case eo

In Fig.2 ist das Frequenzspektrum eines Systems veranschaulicht das mit einer ausgewählten Impulsfolgefrequenz (Impulswiederholungsfrequenz PRF) und mehreren Filterkennlinien arbeitet die wahlweise wirksam gemacht werden können und mit den Bezeichnungen »Filter Ak, »Filter B« und »Filter C« bezeichnet sind und zu unterschiedlichen Spektraldurchlaßbandbreiten führen. Mit der Bezugszahl 36 ist die Spektrallinie des ausgesendeten Radarimpulses gekennzeichnet, während die unteren und oberen Harmonischen die Bezugszeichen 38 bzw. 40 tragen. Die z. B. durch Bodenunebenheiten entstehenden Echosignale stellen ein Cluttersignal dar, welches die mit dem Bezugszeichen 42 versehene Spektralverteilung aufweist, die im wesentlichen gleichmäßig zu beiden Seiten der Spektrallinie 36,38 bzw. 40 auftritt. Die Bandbereite (BWJdes Clutter-Echos wird durch die Punkte definiert, an denen die Amplitude der Spektraldichte um 6 db unter den Maximalwert abgefallen ist. Wie ersichtlich, kann durch selektives Verändern des Sperrbereiches im Verhältnis zum Durchlaßbereich eines Kerbfilters das durchgelassene Störsignalspektrum wesentlich verringert oder auch ganz eliminiert werden. Fig.2 zeigt beispielsweise die Kerbiiiier-Kennlinien für drei Filter A, B und C die durch selektive Änderungen der Verstärkungsfaktoren bzw. Rückkoppelungskonstanten Ku K2 und K3 erhalten werden.In Fig. 2 the frequency spectrum of a system is illustrated that works with a selected pulse repetition frequency (pulse repetition frequency PRF) and several filter characteristics that can be activated as desired and are designated with the designations "Filter Ak, " Filter B " and" Filter C " and to different spectral pass bandwidths lead. The spectral line of the transmitted radar pulse is identified by the reference number 36, while the lower and upper harmonics have the reference numbers 38 and 40, respectively. The z. E.g. echo signals resulting from uneven ground represent a clutter signal which has the spectral distribution denoted by the reference numeral 42, which occurs essentially uniformly on both sides of the spectral line 36, 38 and 40, respectively. The bandwidth (BWJ of the clutter echo is defined by the points at which the amplitude of the spectral density has dropped by 6 db below the maximum value. As can be seen, by selectively changing the stop band in relation to the pass band of a notch filter, the transmitted interference signal spectrum can be significantly reduced or even 2 shows, for example, the Kerbiiier characteristics for three filters A, B and C which are obtained by selective changes in the gain factors or feedback constants Ku K2 and K3 .

Wie bereits weiter oben ausgeführt wurde, läßt sich ein Clutter-Filter vom Amplitude und Bandbreite des Clutter-Signals steuern, vorzugsweise durch ein Signal, das eine Funktion der systemimmanenten Größen V und ψ ist, die durch die Gleichung V- sin φ miteinander verbunden sind.As already explained above, a clutter filter can be controlled by the amplitude and bandwidth of the clutter signal, preferably by a signal that is a function of the system-inherent variables V and ψ, which are linked by the equation V-sin φ .

F i g. 3 zeigt, wie ein derartiges System eine in Dezibel gemessene CIutter-Dämpfung (Zeitdomäne des Clutter-Signals) besitzt, die zum einen eine Funktion der Clutter-Bandbreite (Frequenzdomäne) Af ist, zum anderen aber auch der Filtercharakteristik, insbesondere der Kerbenbreite der Filterkennlinie. So zeigen die Kurven 46, 48 und 50 das Ansprechverhalten von drei Filtern mit zunehmender Bandbreite des gesperrten Spektralbandes (siehe beispielsweise in F i g. 2 die mit »Filter A«, »Filter Bv. und »Filter C« bezeichneten Filterkennlinien). Es ist günstig, die Breite der Filterkerbe, d. h. die Breite des gesperrten Spektralbandes nicht größer zu wählen, als es der Breite Af des Clutter-Signals entspricht weil dadurch das durchgelassene Spektralband so groß wie möglich bleibt und damit die Sichtbarkeit von Radarzielen verbessert wird. Es ist das Verdienst der vorliegenden Erfindung, erkannt zu haben, daß sich diese Clutter-Bandbreite auf einfache Weise durch systemimmanente Größen ableiten läßt, nämlich durch die Geschwindigkeit V des Radarsystems (Träger) bezüglich der Festziele (Grund) in Radarblickrichtung und dem Schielwinkel der Antenne gemäß der Formel V ■ sin ψ Diese Erkenntnis führt zu dem Erfindungsgegenstand, der die Auswahl der Filterkennlinie des Festzeichenunterdrückungsfilters derart vornimmt daß — neben der Clutter-Amplitude — auch die mittels dieser systemimmanenten Größer, ermittelter. Clutter-Bandbreite berücksichtigt istF i g. 3 shows how such a system has a CIutter attenuation (time domain of the clutter signal) measured in decibels, which is a function of the clutter bandwidth (frequency domain) Af on the one hand, but also of the filter characteristics, in particular the notch width of the filter characteristic, on the other . Curves 46, 48 and 50 show the response behavior of three filters with increasing bandwidth of the blocked spectral band (see, for example, in FIG. 2 the filter characteristics labeled "Filter A", "Filter Bv. And" Filter C "). It is advantageous not to choose the width of the filter notch, ie the width of the blocked spectral band, greater than the width Af of the clutter signal, because this keeps the spectral band allowed through as large as possible and thus improves the visibility of radar targets. It is the merit of the present invention to have recognized that this clutter bandwidth can be derived in a simple manner from system-inherent variables, namely from the speed V of the radar system (carrier) with respect to the fixed targets (ground) in the radar viewing direction and the squint angle of the antenna according to the formula V ■ sin ψ This knowledge leads to the subject of the invention, which selects the filter characteristic of the fixed-character suppression filter in such a way that - in addition to the clutter amplitude - also the value determined by means of this system-inherent magnitude. Clutter bandwidth is taken into account

Wenn das Signal V ■ sin ip, das die Clutter-Bandbreite repräsentiert mit einem Faktor K (0<K<\) multipliziert wird, der eine Funktion der Clutter-Amplitude ist und dann die Filterkennlinie aufgrund eines gemäß der Gleichung K- V ■ sin φ ermittelten Wertes ausgewählt wird, ergibt sich die gewünschte, an die tatsächlich vorhandene Clutter-Spezial-Bandbreite angepaßte und damit optimal enge Breite der Kerbfilterkerben und damit die verbesserte RadarzielsichtbarkeitIf the signal V ■ sin ip, which represents the clutter bandwidth, is multiplied by a factor K (0 <K <\) , which is a function of the clutter amplitude, and then the filter characteristic is based on a value according to the equation K- V ■ sin φ is selected, the desired width of the notch filter notches, which is matched to the actually existing special clutter bandwidth and is therefore optimally narrow, and thus the improved visibility of the radar target results

Znr Verwirklichung dieses Erfindungsgedankens wenden Signale |7| und \Q\, das sind die absoluten Werte des in Phase liegenden Radarecho-Videosignals bzw. des dazu um 90° verschobenen Signals, im Empfängerteil des Dopplerradarsystems 10 gebfldet und einem Summierglied 52 zugeführt, siehe Fig. 1, das ein demSignals | 7 | are used to implement this idea of the invention and \ Q \, which are the absolute values of the in-phase radar echo video signal or the signal shifted by 90 ° thereto, in the receiver part of the Doppler radar system 10 and fed to a summing element 52, see FIG

Ausgang eines Hülldetektors äquivalentes Ausgangssignal abgibt. Ein nachgeschalteter Integrator 54, der aus einem zweiten Summierglied 56 und einem Zeitverzögerungskreis 58 besteht, der in einer Rückführungsschaltung zwischen dem Ausgang und dem einen Eingang des Summiergliedes 56 liegt und dadurch die Integration bewirkt, liefert einen Mittelwert der Clutter-Amplitude. Dieses Mittelwertsignal wird dem einen Eingang eines Koinzidenz-Gatters zugeführt, das aus einem UND-Verknüpfungsglied 60 besteht, dessen zweiter Eingang mit einem CIutter-Gatter 62 verbunden ist, das auf ein Eingangssignal, wie beispielsweise das Zwischenfrequenz-Echosignal anspricht, um das UND-Gatter 60 derart zu aktivieren, daß A/-Austastsignale durchgelassen werden. Das CIutter-Gatter 62 kann beispielsweise einen rnonostabüen Multivibrator mit vorgegebener Umschaltzeit aufweisen, die das Intervall oder die Austastdauer der Clutter-Austastsignale bestimmt. Die am Ausgang der UND-Stufe 60 erscheinenden /V-Austastsignale werden einem Akkumulator 64 zugeführt, der die ausgewählten, um das Hauptantennenbündel-Clutter-Echostgnal zentrierten Austastsignale addiert und einen Wert K liefert, der proportional zum Cluttersignal-Rauschsignal-Verhältnis (C/N) der ausgetasteten Video-Signale ist Jer das Signal K führende Ausgang des Akkumulator, 64 speist einen Halte- und Unterdrückungskreis 66, der durch einen Beobachtungs-Sequenzer 68 gesteuert wird. Der Sequenzer 68 seinerseits wird durch einen Impulsfolgefrequenz-Auswahlkreis (nicht dargestellt) im Senderteil des Dopplerradarsystems 10 getriggert. Der Beobachtung;, Sequenzer dient zur Bestimmung des Intervalls, während dessen mit konstanter Impulsfolgefrequenz gesendet wird, und definiert damit die Radarbeobachtungszeit. Somit wird für jede Radarbeobachtungszeit ein Signal K bestimmt, das während der Aussendung mit der jeweiligen konstanten Impulsfolgefrequenz proportional zur CIuttersignal-Amplitude ist. Dieses Signal wird mit einem einem Multiplizierglied 70 zugeführten digitalen Signal multipliziert, das aus einem Analogsignal V- sin φ abgeleitet wird, das mittels eines Analog-/Digitalwandlers 72 digitalisiert wurde. Wie zuvor angemerkt, entspricht Vder Geschwindigkeit der Radarplattform, die beispielsweise ein Flugzeug sein kann, während φ der Schiel winkel der Antenne ist Einrichtungen zur Erzeugung des analogen Signals V- sin ψ sind allgemein bekannt und stellen keine Bestandteile der vorliegenden Erfindung dar.Output of an envelope detector emits an equivalent output signal. A downstream integrator 54, which consists of a second summing element 56 and a time delay circuit 58, which is located in a feedback circuit between the output and one input of the summing element 56 and thereby effects the integration, supplies a mean value of the clutter amplitude. This mean value signal is fed to one input of a coincidence gate, which consists of an AND gate 60, the second input of which is connected to a CIutter gate 62, which responds to an input signal, such as the intermediate frequency echo signal, to generate the AND Activate gate 60 so that A / blanking signals are passed. The clutter gate 62 can, for example, have a standard multivibrator with a predetermined switching time which determines the interval or the blanking duration of the clutter blanking signals. The / V blanking signals appearing at the output of AND stage 60 are fed to an accumulator 64 which adds the selected blanking signals centered around the main antenna bundle clutter echo signal and delivers a value K which is proportional to the clutter signal-to-noise ratio (C / N) of the blanked video signals is the output of the accumulator carrying the signal K , 64 feeds a hold and suppression circuit 66 which is controlled by an observation sequencer 68. The sequencer 68 in turn is triggered by a pulse repetition frequency selection circuit (not shown) in the transmitter part of the Doppler radar system 10. The observation; sequencer is used to determine the interval during which transmission is carried out with a constant pulse repetition frequency, and thus defines the radar observation time. Thus, for each radar observation time, a signal K is determined which is proportional to the C mother signal amplitude during the transmission with the respective constant pulse repetition frequency. This signal is multiplied by a digital signal fed to a multiplier 70, which is derived from an analog signal V- sin φ that has been digitized by means of an analog / digital converter 72. As previously noted, V corresponds to the speed of the radar platform, which can be an airplane, for example, while φ is the squint angle of the antenna. Devices for generating the analog signal V- sin ψ are generally known and do not constitute part of the present invention.

Das Ausgangssignal des Multipliziergliedes 70 entspricht somit einem Signal K- V ■ sin ψ, das bei Vergleich mit in dem Speicher 32 gespeicherten Kerbfilter-Kennlinien-Grenzwerten den Logikkreis 34 dahingehend aktiviert, daß die Kennlinie der Kerbfilter 12 eine entsprechende Änderung erfährt.The output signal of the multiplier 70 thus corresponds to a signal K- V ■ sin ψ which, when compared with the notch filter characteristic limit values stored in the memory 32, activates the logic circuit 34 to the effect that the characteristic of the notch filter 12 undergoes a corresponding change.

Beispielsweise könnten im Kennlinienspeicher 32 Daten derart gespeichert sein, daß sich die vier folgenden, in Tabelle 1 aufgeführten Kerbfilterkennlinienkerben für einen Faktor K= 1 ergeben:For example, data could be stored in the characteristic memory 32 in such a way that the following four notch filter characteristic notches listed in Table 1 result for a factor K = 1:

Tabelle 1Table 1

KK V sin ψ V sin ψ Gewählte
Unterdrückungs-
KerbeElected
Oppressive
score 1,0
1,0
1,0
1,01.0
1.0
1.0
1.0 AA.
BB.
CC.
DD. 0,02 bis 0,04
0,04 bis 0,06
0,06 bis 10.02 to 0.04
0.04 to 0.06
0.06 to 1

Fig.4 veranschaulicht zusätzlich grafisch, wie die Verhältnisse liegen, wenn der Faktor K nicht den Wert 1 besitzt. Die Kerbe für die Filterkennlinie Λ hat geringste Sperrbandbreite, gefolgt von B und C, siehe Fig.2, sowie von einer Filterkennlinie D, die die breiteste Sperrbandbreite aufweist. Falls das Verhältnis von Clutter-Signal zu Rausch-Signal wesentlich kleiner als 40 db ist, könnte ein K-Wert = 1/2 erzeugt werden. In einem solchen Falle würde dann für den BereichFig. 4 also graphically shows how the relationships are when the factor K does not have the value 1. The notch for the filter characteristic Λ has the smallest stopband bandwidth, followed by B and C, see Fig. 2, and a filter characteristic D, which has the widest stopband width. If the ratio of the clutter signal to the noise signal is significantly less than 40 db, a K value = 1/2 could be generated. In such a case it would apply to the area

0,02< Vsini/)<0,040.02 <Vsini /) <0.04

anstelle des Filters B der Filter A aktiviert werden. Dies ergibt zwar eine geringere, jedoch weiterhin ausreichende Clutter-Unterdrückung, gleichzeitig aber eine größere Sichtklarbeit. Noch kleinere Verhältnisse zwischen Clutter und Rauschen würden zu noch kleineren Werten von K führen. Infolge der erfindungsgemäß erreichbaren schmaleren Zurückweisungs-Bandbreiten für die Kerbfilter läßt sich somit im Ergebnis die Auswertbarkeit der Radarzielgeschwindigkeit verbessern. Instead of filter B, filter A can be activated. This results in a lower but still sufficient clutter suppression, but at the same time a greater visibility work. Even smaller ratios between clutter and noise would lead to even smaller values of K. As a result of the narrower rejection bandwidths for the notch filters that can be achieved according to the invention, the evaluability of the radar target speed can be improved as a result.

Die vorliegende Erfindung stellt somit ein Verfahren bzw. ein Gerät dar, mit dem die Sichtbarkeit von Impuls-Dopplerradarsystemen mit fliegender Plattform (AMTI-Radar) insbesondere bei verringertem Verhältnis von Clutter zu Rauschen verbessert wird, indem Festzeichenunterdrückungsfilter Verwendung finden, die nicht nur von der Clutter-Amplitude beeinflußt werden, sondern auch von der durch systemimmanente Größen bestimmten Clutter-Bandbreite.The present invention thus represents a method and a device with which the visibility of Impulse Doppler radar systems with a flying platform (AMTI radar), especially with a reduced ratio from clutter to noise is improved by using fixed-character suppression filters, which are not only influenced by the clutter amplitude, but also by that of the system Sizes specific clutter bandwidth.

Hierzu 2 Biaii ZeichnungenFor this 2 Biaii drawings

Claims (7)

Patentansprüche:Patent claims: 1. Schaltungsanordnung zur Festzeichenunterdrückung bei einem eine fliegende Plattform aufweisenden Impuls-Dopplerradarsystem (AMTl-System), das einen während einer vorgegebenen Radarbeobachtungszeit mit einer Impulsfolge konstanter Impulsfolgefrequenz triggerbaren Sender und einen durch Cluttersignale gestörte Radarechosignale aufnehmenden und verarbeitenden Empfänger aufweist, der ein hinsichtlich seiner Bandbreite durch ein Steuersignal steuerbares Festzeichenunterdrückungsfilter (MTl-Filter) umfaßt, welches Steuersignal von der Cluttersignal-Amplitude und -Frequenz abhängig ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal dadurch erzeugt wird, daß ein erstes, dem Cluttersignal-Rauschsignal-Verhältnis (CYN) proportionales, einen zwischen 0 und 1 liegenden Faktor (K) darstellendes Signal gebildet und dieses mit einem zweiten Signa) V- sin φ multipliziert wird, wobei V die Geschwindigkeit der Radarplattform in Radarblickrichtung bezüglich der Festzeichensignale (z. B. Grund) und ψ der Schielwinkel ist1. Circuit arrangement for fixed-character suppression in a pulse Doppler radar system (AMTl system) having a flying platform, which has a transmitter that can be triggered during a given radar observation time with a pulse train of constant pulse repetition frequency and a receiver which receives and processes radar echo signals disturbed by clutter signals, which has a receiver with regard to its bandwidth Fixed-character suppression filter (MTL filter) controllable by a control signal, which control signal is dependent on the clutter signal amplitude and frequency, characterized in that the control signal is generated in that a first, the clutter signal-to-noise ratio (CYN) proportional, a signal representing a factor (K) between 0 and 1 is formed and this is multiplied by a second signal V- sin φ, where V is the speed of the radar platform in the radar viewing direction with respect to the fixed-character signals (e.g. ground) and ψ de r is the squint angle 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Festzeichenunterdrükkungsfilter (12) von einem digitalen Steuersignal gesteuert wird, das in einem logischen Verknüpfungsschaltkreis (34), dem ein Filter-Kennlinienspeieher (32) zugeordnet ist, aufgrund des digitalisierten Steuersignals K- V ■ sin ψ erzeugt wird.2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the fixed-character suppression filter (12) is controlled by a digital control signal which is in a logic combination circuit (34) to which a filter characteristic curve memory (32) is assigned, due to the digitized control signal K- V ■ sin ψ is generated. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Festzeichenunterdrükkungsfilter (12) durch zwei Kerbfilter (12i, 12₂) gebildet ist, von denen dem einen (12i) des Radar-Videosignals (I) und dem anderen (12₂) das um 90° phasenverschobene Radar-Videosignals (Q) zugeführt ist, und jeder Kerbfilter in Signal-Rückführungskreisen liegende Verstärker (14, 16, 18) aufweist, die hinsichtlich ihres Verstärkungsfaktors (K], K₂, Kj) durch digitale Ansteuersignale veränderlich sind und dadurch eine bestimmte Filterkennlinie bewirken.3. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that the fixed-character suppression filter (12) is formed by two notch filters (12i, 12 ₂ ), one of which (12i) of the radar video signal (I) and the other (12 ₂ ) the 90 ° phase-shifted radar video signal (Q) is supplied, and each notch filter has amplifiers (14, 16, 18) located in signal feedback loops, the gain factors (K], K ₂ , Kj) being variable by digital control signals and thereby cause a certain filter characteristic. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß dem Steuereingang des Verknüpfungsschaltkreises (34) ein digitales Multiplizierglied (70) vorgeschaltet ist, dessen einem Eingang das digitalisierte (72) Produkt von Radar-Träger-Geschwindigkeitssignal (V) und einem dem Sinus des Schielwinkels (φ) entsprechendes Signal zugeführt und dessen anderem Eingang ein Digitalsignal (K) zugeführt ist, das einen Digitalwert des Verhältnisses von über der Radarbeobachtungszeit gemittelter Clutter-Amplitudfe (C) zu dem Störrausehen des Empfängers ^darstellt.4. Circuit arrangement according to claim 2 or 3, characterized in that the control input of the logic circuit (34) is preceded by a digital multiplier (70), one input of which is the digitized (72) product of the radar carrier speed signal (V) and one of the The signal corresponding to the sine of the squint angle (φ) is supplied and the other input is supplied with a digital signal (K) which represents a digital value of the ratio of the clutter amplitude (C) averaged over the radar observation time to the interference noise of the receiver ^. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß dem das Digitalsignal K aufnehmenden Eingang des Multipliziergliedes (70) ein Schaltkreis vorgeschaltet ist, der einen ersten Eingang für den Betrag des Radar-Videosignals (|/|), einen zweiten Eingang für den Betrag des um 90° verschobenenen Radar-Videosignals (|Q|), einen diesen Eingängen zugeführte Signale aufnehmenden und einen Hüllkurven-Detektor darstellenden Summierer (52), einen dem Summierer (52) nachgeschalteten Integrator (54) und einen dem Integrator mit einem Eingang nachgeschalteten, ein Koinzidenzglied darstellendes UND-Gatter (60), dessen anderer Eingang mit einem Torsteuer-Impulssignal fester Länge beaufschlagt ist, das vom Radarechosignal triggerbar ist, einen dem UND-Gatter (60) nachgeschalteten Akkumulator (64), einen diesem Akkumulator (64) nachgeschalteten Halte- und Löschkreis (66) und einen den einen den Halte- und Löschkreis (66) ansteuernden Beobachtungs-Sequenzer (68) zur Löschung der Radar-Videosignal-Impulse am Ende jeder Radarbeobachtungszeit umfaßt, dessen Ausgang dem Eingang des Multipliziergliedes (70) zugeführt ist5. Circuit arrangement according to claim 4, characterized in that the input of the multiplier (70) receiving the digital signal K is preceded by a circuit which has a first input for the amount of the radar video signal (| / |) and a second input for the amount of the radar video signal (| Q |) shifted by 90 °, an adder (52) which receives signals fed to these inputs and represents an envelope detector, an integrator (54) connected downstream of the adder (52) and an integrator (54) connected downstream of the integrator with an input , an AND gate (60) representing a coincidence element, the other input of which receives a gate control pulse signal of fixed length which can be triggered by the radar echo signal, an accumulator (64) connected downstream of the AND gate (60), an accumulator (64) downstream holding and extinguishing circuit (66) and one of the holding and extinguishing circuit (66) controlling observation sequencer (68) for extinguishing the radar Vi Deosignal pulses at the end of each radar observation time, the output of which is fed to the input of the multiplier (70) 6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator (54) von einem Summierglied (56) gebildet wird, dessen einer Eingang den Eingang des Integrators (54) und dessen Ausgang den Ausgang des Integrators (54) darstellt, wobei der zweite tingang des Summierglieds (56 mit dem Ausgang eines Verzögerungsgliedes (58) verbunden ist, dessen Eingang mit dem Ausgang des Summiergliedes (56) in Verbindung steht6. Apparatus according to claim 5, characterized in that the integrator (54) of one Summing element (56) is formed, one input of which is the input of the integrator (54) and its The output represents the output of the integrator (54), the second input of the summing element (56 with the output of a delay element (58) is connected, the input of which is connected to the output of the Summing member (56) is in communication 7. Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Torsteuer-Impuls dester Länge von einem monostabilen Multivibrator (62) geliefert wird.7. Apparatus according to claim 5 or 6, characterized in that the gate control pulse dester Length of a monostable multivibrator (62) is supplied.