DE2225837C1

DE2225837C1 - Empfangseinrichtung für halbaktive Radar-Lenksysteme mit frequenzgeregeltem Überlagerungsoszillator

Info

Publication number: DE2225837C1
Application number: DE2225837A
Authority: DE
Inventors: Jun William Michael Murphy; Eugene John Gentuso
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1972-05-27
Filing date: 1972-05-27
Publication date: 1999-07-08
Anticipated expiration: 1992-05-28

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Empfangseinrichtung für halbaktive Radar-Lenksysteme, bei welchen ein Flugkörper, z. B. ein Geschoß, abhängig von unmittelbar von einem Radarsender empfangenen Radarsignalen und von den von einem Zielobjekt reflektierten Radarsignalen im Sinne eines Abfangens oder Treffens des Zielobjektes lenkbar ist, mit einer Frontantenne und einer Rückenantenne, die im Flugkörper angeordnet sind und zum Empfang der vom Zielobjekt reflektierten Echosignale bzw. der Radarsignale des Senders dienen, ferner mit von einem frequenzsteuerbaren Überlagerungsoszillator und den genannten Antennen gespeisten Mischeinrichtungen, die ausgangsseitig mit Filtern verbunden sind, und mit einer vom Filterausgang gespeisten, auf dessen Frequenz ansprechenden Steuereinrichtung zur Frequenzregelung des Überlagerungsoszillators.

Eine aus der US-Patentschrift 3 221 327 bekannte Empfangseinrichtung dieser Art weist einen mit der Frontantenne und der Rückenantenne verbundenen Mischer und einen unmittelbar daran angeschlossenen Verstärker auf, in welchem aufgrund von Rauschechosignalen und Störsignalen eine Sättigung auftreten kann, welche zu Störungen im Lenksystem führt, da die Rauschechosignale und die Störsignale zusammen mit den auszuwertenden Echosignalen aufgrund des Zielobjektes verarbeitet werden. Die Sättigung beeinflußt die Linearität der Empfangseinrichtung, wodurch nicht mehr korrigierbare Fehler oder eine Verschlechterung der Qualität der gemessenen Richtungsinformationen verursacht werden, welche nach Azimutwinkel, Höhenwinkel und deren Änderungsgeschwindigkeit sowie der Annäherungsgeschwindigkeit ermittelt werden.

Durch die Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, eine Empfangseinrichtung der eingangs beschriebenen Art so auszugestalten, daß der Sättigungseffekt beim Vorhandensein großer Anteile von Rauschecho oder Störsignalen, welche an der Empfangseinrichtung eintreffen, in vollkommenerem Maße verhindert wird, als dies bisher möglich war.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß jeweils gesonderte Front- bzw. Rücken-Überlagerungs-Empfangskanäle mit je einer an die zugehörige Antenne angeschlossenen Mischeinrichtung und je einem davon gespeisten Zwischenfrequenzverstärker vorgesehen sind, der jeweils den von der Front- bzw. der Rückenantenne empfangenen Radarsignalen entsprechende Zwischenfrequenzsignale abgibt, wobei der Überlagerungsoszillator mit beiden Mischeinrichtungen verbunden ist, daß der eine Zwischenfrequenzkanal eine Frequenzumsetzungsschaltung zum Gleichmachen der Frequenzen der Signale aus den beiden Überlagerungsempfangskanälen enthält und daß die Steuereinrichtung für den Überlagerungsoszillator einen Phasendiskriminator enthält, der auf den Phasenunterschied zwischen den beiden Zwischenfrequenzsignalen der beiden Überlagerungs-Empfangskanäle anspricht.

Die Aufteilung in jeweils gesonderte Front- bzw. Rücken-Überlagerungs- Empfangskanäle mit jeweils gesonderten Mischeinrichtungen hat den Vorteil, daß der starke Störsignalgehalt der vom Zielobjekt her eintreffenden, von der Frontantenne empfangenen Echosignale gegenüber den unmittelbar vom Radarsender her an der Rückenantenne eintreffenden Signale berücksichtigt werden kann, indem im Front-Überlagerungs-Empfangskanal eine besonders schmalbandige Filterung vorgenommen wird, so daß hier eine fehlerhafte Verstärkung aufgrund des Sättigungseffektes sicher vermieden werden kann, während der Rücken-Überlagerungs-Empfangskanal breitbandiger arbeitet und von großen Geschwindigkeitsänderungen des Flugkörpers verursachte, hohe Dopplerfrequenzen auszuwerten ermöglicht.

Außerdem ist auf den Vorteil hinzuweisen, daß durch die Aufteilung von Front- und Rücken-Überlagerungs-Empfangskanal unmittelbar hinter den jeweils zugehörigen Antennen die Möglichkeit gegeben ist, nur in dem Front-Überlagerungs-Empfangskanal, in welchem die schwachen, vom Zielobjekt reflektierten Echosignale verarbeitet werden, eine größere Verstärkung vorzunehmen, so daß nicht die gesamte Schaltung mit großer Verstärkung betrieben zu werden braucht.

Zweckmäßige Ausgestaltungen der hier vorgeschlagenen Empfangseinrichtung bilden Gegenstand der anliegenden Unteransprüche 2 und 3. Im folgenden werden Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die anliegende Zeichnung erläutert. Es stellen dar:

Fig. 1 die Anwendung einer erfindungsgemäßen Empfangseinrichtung auf ein halbaktives Radar-Lenksystem für Geschosse,

Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Teils der Empfangseinrichtung nach Fig. 1 und

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Einrichtung in der Anwendung auf ein kontinuierliches ("CW"-)Phasen-"Monopuls"-Radarsystem unter Verwendung einer Kodierung durch Amplitudenmodulation.

In Fig. 1 ist schematisch ein halbaktives Radar-Lenksystem für Geschosse oder ähnliche Flugkörper dargestellt. Das System enthält einen zur Bestrahlung des Zielobjektes dienenden Radarsender 10, welcher entweder ein Impuls-Radarsender, ein kontinuierlich strahlender Radarsender oder ein Impuls-Doppler-Radarsender sein kann, was nicht im einzelnen ausgeführt ist, ferner ein reflektierendes Zielobjekt 11 und einen Flugkörper bzw. ein Geschoß 12, welche eine bestimmte relative Lage zueinander haben, etwa, wie sie zu einem Abfangen oder Treffen führt. Das Geschoß bzw. der Flugkörper 12 enthält eine zur Verfolgung des Zielobjektes dienende Antenne 13, welche sowohl von dem bestrahlten Zielobjekt 11 reflektierte Energie als auch Rauschecho und/oder Störsignale (nicht eingezeichnet) aufzunehmen vermag, ferner eine Bezugsfrequenzantenne 14, welche unmittelbar von dem das Zielobjekt bestrahlenden Radarsender 10 ausgehende Energie aufzunehmen vermag, sowie einen Empfänger 15, welcher die von den Antennen 13 und 14 empfangenen Signale oder Energien in solcher Weise verarbeitet, daß Steuersignale für das Lenksystem 16 bereitgestellt werden. Letzteres kann an sich bekannter Bauart sein und bedarf hier keiner näheren Beschreibung. Die Lenksignale stellen im allgemeinen den Azimutwinkel und den Höhenwinkel oder die Änderungsgeschwindkeiten derselben zwischen dem Zielobjekt 11 und der Ziellinie der zur Verfolgung des Zielobjekt dienenden Antenne 13 sowie die Annäherungsgeschwindigkeit zwischen dem Zielobjekt 11 und dem Geschoß bzw. Flugkörper 12 dar, wie sich aus den entsprechenden Dopplerverschiebungen ergibt. Die Lenkeinrichtung 16 liefert Eingangssignale an ein nicht dargestelltes Servo- Steuersystem für die das Zielobjekt verfolgende Antenne 13 und für ebenfalls nicht dargestellte aerodynamische Steuereinrichtungen für den Flugkörper bzw. das Geschoß 12, so daß das Zielobjekt 11 in dem Gesichtsfeld der Antenne gehalten wird und das Geschoß 12 auf Abfangkurs oder Kollisionskurs mit dem Zielobjekt 11 bleibt.

Aus den Fig. 1 und 2 ist zu erkennen, daß ein Teil der von dem zur Bestrahlung des Zielobjektes dienenden Radarsender 10 nach Fig. 1 abgestrahlten Hochfrequenzenergie von der Bezugsfrequenzantenne 14 des Geschosses bzw. des Flugkörpers empfangen wird und dort als ein Signal mit der Frequenz f₁ auftritt. Die Frequenz f₁ ist der ausgesendeten Frequenz f₀ des Radarsenders unter Berücksichtigung einer Änderung um den Betrag f₀ V_IM/c entsprechend dem Dopplerprinzip gleich, wobei c die Lichtgeschwindigkeit und V_IM die Relativgeschwindigkeit zwischen dem das Zielobjekt bestrahlenden Radarsender 10 und dem Geschoß bzw. Flugkörper 12 bedeuten. Im dargestellten Falle gilt:

f₁ = f₀ (1 - V_IM/c).

Die von dem bestrahlten Zielobjekt 11 reflektierte Hochfrequenzenergie wird von der zur Verfolgung des Zielobjektes dienenden Antenne 13 empfangen und erscheint als ein Signal mit der Frequenz f₂. Die Frequenz f₂ ist der vom Radarsender 10 abgestrahlten Frequenz f₀, verschoben um einen dem Dopplereffekt entsprechenden Betrag f₀ (V_IT + V_MT)/c gleich, worin V_IT die Relativgeschwindigkeit zwischen dem Radarsender und dem Zielobjekt und V_MT die Relativgeschwindigkeit zwischen dem Geschoß bzw. Flugkörper 12 und dem Zielobjekt 11 bedeuten. Im dargestellten Falle gilt also:

f₂ = f₀[1 +(V_IT + V_MT)/c] = f₁ + f₀V_D/c

worin V_D = V_IM + V_IT + V_MT.

Das bedeutet mit anderen Worten, daß die Frequenz der vom bestrahlten Zielobjekt 11 reflektierten Signale in der Form, wie sie von der zur Verfolgung des Zielobjektes dienenden Antenne 13 empfangen werden, eine Funktion der Sendefrequenz f₀, der Relativgeschwindigkeit V_IT zwischen dem das Zielobjekt bestrahlenden Radarsender 10 und dem bestrahlten Zielobjekt 11 sowie der Relativgeschwindigkeit V_MT zwischen dem Zielobjekt und dem Flugkörper bzw. Geschoß 12 ist. In entsprechender Weise ist die Frequenz der Signale vom Radarsender 10 in der Form, wie sie von der Bezugsfrequenzantenne 14 empfangen werden, eine Funktion der Sendefrequenz f₀ und der Relativgeschwindigkeit V_IM zwischen dem das Zielobjekt bestrahlenden Radarsender 10 und dem Flugkörper bzw. Geschoß 12. Hieraus folgt, daß dann, wenn Zwischenfrequenzsignale mit schmalem Frequenzband und einer bestimmten Mittenfrequenz f_A durch Heterodynüberlagerung der von der Antenne 13 empfangenen Signale abgeleitet werden sollen, bei Änderungen der soeben erwähnten, unabhängigen Parameter, d. h., f₀, V_IT, V_MT und V_IM, die Frequenz eines Überlagerungsoszillators, hier des Mikrowellen-Lokaloszillators 19, entsprechend den Frequenzänderungen durch diese Parameter verändert werden muß, hier also:

f₃ = f_A + f₁ + f₀ V_D/c.

Im vorliegenden Falle bewirken diese Frequenzveränderungen eine Betätigung einer ersten und einer zweiten Regelschleife, welche nachfolgend als Bezugsfrequenz-Regelschleife 17 bzw. als Dopplerfrequenz-Nachführungsschleife 18 bezeichnet werden.

Bei Betrachtung von Fig. 2 ist zu erkennen, daß die Eingangssignale für die Dopplerfrequenz-Nachführungsschleife 18 tatsächlich Zwischenfrequenzsignale sind, welche von den an der Antenne 13 empfangenen Signalen durch übliche Heterodyn- Überlagerung in einem Gegentaktmischer 20 und Filterung in einem schmalbandigen Filter 21 abgeleitet werden. Das zuletzt genannte Bauteil ist zweckmäßig ein Zwischenfrequenzverstärker mit einer Mittenfrequenz f_A und einer Bandbreite, die kleiner als die Differenz der Frequenz des Mikrowellen-Überlagerungsoszillators 19 und der Frequenz der an der Antenne 13 empfangenen Signale ist.

Die Ausgangssignale des schmalbandigen Filters 21 dienen zur Steuerung der Dopplerfrequenz-Nachführungsschleife 18 mittels eines Diskriminators 22. Letzterer besitzt als Mittenfrequenz wieder die Frequenz f_A und dient zur Steuerung eines spannungsgesteuerten Oszillators 23, der Signale mit einer Nennfrequenz von f₆ = f_B + f₀ V_D/c abgibt, worin f_B eine bekannte, feststehende Frequenz ist. Die von dem Mikrowellen-Überlagerungs-Oszillator 19 abgegebenen Signale werden außerdem in einen Gegentaktmischer 24 mit den an der Bezugsfrequenzantenne 14 empfangenen Signalen heterodyn-überlagert. Die resultierenden Signale enthalten eine Frequenz f₅ = f_A + f₀ V_D/c. Diese Signale werden in einem breitbandigen Verstärker 27 gefiltert, dessen Durchlaßband als Mittenfrequenz die Frequenz f_A hat und dessen Bandbreite größer als 2 f_0(max) V_D(max)/c ist, worin V_D(max) die größte zu erwartende Annäherungsgeschwindigkeit und f_0(max) die höchste zu erwartende Sendefrequenz ist, welche aber weniger als 2 f₀ beträgt. Die resultierenden Ausgangssignale des Verstärkers 27 werden einem Phasenvergleicher 26 zugeführt. Die von dem spannungsgesteuerten Oszillator 23 erzeugten Signale werden in ihrer Frequenz um einen Betrag f_C vermittels des Überlagerungs-Oszillators 28 und des Gegentaktmischers 25 übersetzt, so daß sich Signale einer Frequenz f₇ ergeben, für welche gilt: f₇ = f_B + f_C + f₀ V_D/c. Die Frequenzen f_B und f_C sind so gewählt, daß f_B + f_C = f_A. Die von dem Gegentaktmischer 25 abgegebenen Signale befinden sich daher auf derselben Frequenz wie die von dem Verstärker 27 verarbeiteten Signale, nämlich f_A + f₀ V_D/c. Die von dem Phasenvergleicher 26 in Zusammenwirkung mit einer Signalumformungsschaltung 29 abgegebenen Signale werden zur Steuerung des Mikrowellen-Überlagerungsoszillators 19 verwendet. Die zuletzt genannte Schaltung kann zweckmäßig ein Detektor mit integrierenden Eigenschaften sein.

Wenn also im Empfänger eine Nachführung bezüglich der Dopplerfrequenz mit Bezug auf das Zielobjekt, f₀ V_D/c, und der Sendefrequenz f₀ erfolgt, so erhält der Phasenvergleicher 26 zwei miteinander in Phasenbeziehung stehende Eingangssignale.

In diesem Zustand der Nachführung erzeugt daher der Mikrowellen- Überlagerungsoszillator 19 ein Signal mit einer Frequenz gleich seiner Nennfrequenz f_A + (f₁ + f₀ V_D/c) und der spannungsgesteuerte Oszillator 23 erzeugt ebenfalls ein Signal mit einer Frequenz entsprechend seiner Nennfrequenz f_B + f₀ V_D/c. Nachdem f_B eine konstante, feststehende Frequenz ist, kann V_D durch die Frequenz des Signales bestimmt werden, welches von dem spannungsgesteuerten Oszillator 23 erzeugt wird. Wenn entweder die Sendefrequenz f₀ oder die Dopplerfrequenz f₀ V_D/c eine Änderung erfährt, so bildet sich an den Signalen f₅ und f₇ eine relative Phasenänderung aus, welche ein Spannungs-Steuersignal für den Mikrowellen- Überlagerungsoszillator 19 zur Folge hat, so daß die aufgetretenen Änderungen berücksichtigt werden und eine ständige Nachführung des Systemes bezüglich der Sendefrequenz und der Dopplerfrequenzen durchgeführt wird.

Wie oben bereits beschrieben, wird erfindungsgemäß die von der zur Verfolgung des Zielobjektes dienenden Antenne 13 empfangene Hochfrequenzenergie so verarbeitet, daß das die Informationen enthaltende Signal an der ersten Zwischenfrequenzstufe eine feste Frequenz f_A behält. Auf diese Weise ist eine sehr scharfe Filterung der die Verfolgung des Zielobjektes durch das Geschoß oder den Flugkörper ermöglichenden Daten ermöglicht, wodurch der Anteil empfangener Rauschechos, von Kopplungssignalen oder anderen Störsignalen vermindert wird, welche zu den weiteren Bauteilen der Schaltung gelangen könnten.

Zwar erkennt man, daß die Bandbreite des Bezugsfrequenz- Nachführungskanals groß ist, um Änderungen der Dopplerfrequenz aufnehmen zu können, doch ist das von der Bezugsfrequenzantenne 14 empfangene Signal ohnedies verhältnismäßig störungsfrei im Vergleich zu dem Signal, das an der das Zielobjekt verfolgenden Antenne 13 empfangen wird. Das von der Bezugsfrequenzantenne 14 empfangene Signal wird im wesentlichen nur durch das Rauschen oder Störungen am Sender und durch Streueffekte aufgrund der Wirkung des Flugkörpermotors beeinflußt, doch sind diese Einflüsse im Vergleich zu den Rauschstörungen am Zielobjekt, den Kopplungsstörungen und dem Rauschecho gering, welche charakteristischerweise das an der Antenne 13 empfangene Signal beeinflussen.

Bekanntlich erzeugt der Mikrowellen-Überlagerungsoszillator 19 zusätzlich zu dem Signal mit der Frequenz f_A + f₁ + f₀ V_D/c noch Frequenzmodulations-Störseitenbänder. Es ist wünschenswert, diese Frequenzmodulations-Störseitenbänder zu unterdrücken, wenn das Signal in einer Kopplungs-Rauschechoumgebung auftritt. Die Unterdrückung erfolgt mittels der Bezugsfrequenz- Nachführungsschleife 17, in welcher eine Bandbreite vorgesehen ist, die ausreichend groß ist, um einmal den Einfluß der Frequenzmodulations-Seitenbänder auf einen Pegel zu vermindern, der gleich oder kleiner als das Dopplerecho ist, und zum anderen die Frequenzmodulations-Störungseigenschaften des Senders wiederzugeben.

In Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer Einrichtung nach der Erfindung in Anwendung auf ein kontinuierliches ("CW"-) Monopuls-Radarsystem gezeigt, bei welchem eine Amplitudenmodulationskodierung verwendet wird. Die Einrichtung enthält einen Mikrowellen-Antennenabschnitt 33, einen Filterabschnitt 34, in welchem die Zwischenfrequenzsignale, welche von dem Antennenabschnitt 33 erzeugt werden, in einem schmalen Frequenzband gefiltert werden, ferner einen Amplitudenmodulationsabschnitt 35, in welchem das Azimut-Differenzsignal Δ_AZ und das Höhenwinkel-Differenzsignal Δ_EL zueinander elektrisch senkrecht stehend als Seitenbandsignale dem Summensignal Σ übertragen werden, weiter einen Empfänger-Verstärkungsgradregelungsabschnitt 36, in welchem der Verstärkungsgrad des Empfängers durch das Signal Σ auf einen Nennwert eingestellt wird, weiterhin einen Amplitudenmodulations- Detektorabschnitt 37, in welchem die Seitenbänder, welche die Signale Δ_AZ und Δ_EL darstellen, bestimmt werden, des ferneren einen auf die 90°-Phasenverschiebung ansprechenden Detektorabschnitt 38, in welchem die dem Höhenwinkel entsprechende Information ϕ_p und die dem Azimutwinkel entsprechende Information ϕ_y abgeleitet werden und schließlich einen die Nachführungsschleife bezüglich der Dopplerfrequenz und der Sendefrequenz bzw. Bezugsfrequenz enthaltenden Abschnitt 39, in welchem die Nachführung hinsichtlich der Dopplerfrequenz und der Sendefrequenz durchgeführt wird.

Die zur Verfolgung des Zielobjektes dienende Antenne 13 des Mikrowellen-Antennenabschnittes 33 enhält vier Empfangselemente 40 in einer Anordnung, wie sie einer Beschreibung einer Phasen-"Monopuls"-Antenne z. B. in Microwave Journal, Oktober/November 1959, Seite 28, Figur 1, entnehmbar ist.

Die "Monopuls"-Additions- und Subtraktionsvorgänge werden in der Monopuls-Recheneinheit 41 in üblicher Weise mittels Mikrowellenbauteilen ausgeführt, wie dies in dem Buch "Introduction to Radar Systems" von Merril I. Skolnik, McGraw-Hill Book Company 1962, Seite 176, beschrieben ist. Die resultierenden Hochfrequenzsignale lassen sich folgendermaßen ausdrücken:

Hierin bedeuten:
V₁₀₂ das Summensignal
V₁₀₃ das Azimut-Differenzsignal und
V₁₀₄ das Höhenwinkel-Differenzsignal.

Es ist also:
a(t) die Umhüllende des Bezugssignales,
ϕ_p eine dem Höhenwinkel entsprechende Größe und ϕ_y eine dem Azimutwinkel entsprechende Größe.

Eine entsprechende kurze Beschreibung findet sich in der vorstehend genannten Literaturstelle auf Seite 181 unter Einschluß der dort mit 5.31 bezeichneten Gleichung.

Das von der Bezugsfrequenzantenne 14 empfangene Signal kann folgendermaßen ausgedrückt werden:

worin a₂₁ (t) eine Größe ist, welche der Umhüllenden der Bezugsfrequenz entspricht. Der Mikrowellen-Lokaloszillator, der hier mit 43 bezeichnet ist, kann charakteristischerweise ein Festkörperoszillator oder ein Klystron sein und erzeugt ein Nennsignal, das folgendermaßen ausgedrückt werden kann:

Dieses Signal wird in die Mischeinrichtung 20 bildenden Gegentaktmischern 44, 45 und 46 mit den Signalen heterodynüberlagert, welche von dem Monopuls- Rechenabschnitt 41 erzeugt werden. Vor der Heterodynüberlagerung mit dem Summensignal V₁₀₂ des Gegentaktmischers 44 wird jedoch das Ausgangssignal V₁₀₅ des Mikrowellen-Überlagerungsoszillators 19 von dem Phasenverschiebungsgenerator 48 um 90° phasenverschoben, so daß ein Signal V₁₀₆ gebildet wird, das folgendermaßen ausgedrückt werden kann:

Das Ausgangssignal V₁₀₅ des Mikrowellen-Überlagerungsoszillators 19 wird außerdem in dem Gegentaktmischer 24 mit dem Signal der Bezugsfrequenzantenne heterodyn überlagert. Die von dem Mikrowellen- Antennenabschnitt 33 erzeugten Signale können also folgendermaßen ausgedrückt werden:

V₁₀₇ = K a(t) [cos 2πf_At]
V₁₀₈ = K ϕ_y a(t) [cos 2πf_At]
V₁₀₉ = K ϕ_p a(t) [cos 2πf_At]
V₁₁₀ = K a₂₁(t) [sin 2πf_At]

K bedeutet hierin eine Konstante, die durch den Mischvorgang eingeführt ist. Es sei bemerkt, daß die Gegentaktmischer außerdem noch harmonische Frequenzen zu denjenigen Frequenzen erzeugen, die für die Signale V₁₀₇, V₁₀₈, V₁₀₉ und V₁₁₀ angegeben sind. Man erkennt jedoch, daß diese Harmonischen ausgefiltert werden und daher vernachlässigt werden können.

Die vom Mikrowellen-Antennenabschnitt 33 erzeugten Signale werden in dem ein schmales Durchlaßband besitzenden Filterabschnitt 34 weiterverarbeitet. Der Filterabschnitt enthält Vorverstärker 49, 50 und 51 sowie schmale Durchlaßbänder besitzende, die Filteranordnung 21 bildende Filterelemente 52, 53 und 54. Letztere sind vorzugsweise Kristallfilter. Die Filterelemente 52, 53 und 54 haben als Mittenfrequenz die Frequenz f_A und besitzen eine Bandbreite, welche weniger als 1 kHz beträgt und jedenfalls viel kleiner als 2f₁ ist. Die durch den Filterabschnitt 34 gelangenden Signale lassen sich also folgendermaßen anschreiben:

V₁₁₁ = K a(t) cos 2πf_At
V₁₁₂ = Kϕ_y a(t) cos 2πf_At
V₁₁₃ = Kϕ_p a(t) cos 2πf_At

Eine Weiterverarbeitung der von dem Filterabschnitt 34 abgegebenen Signale erfolgt in dem Amplitudenmodulations- Kodierungsabschnitt 35. Die Signale V₁₁₁, V₁₁₂ und V₁₁₃ werden hier bei der Kodierung in ein einziges Signal V₁₁₉ zusammengefaßt, in welchem die dem Azimutwinkel und dem Höhenwinkel entsprechenden Signale V₁₁₂ und V₁₁₃ aufeinander elektrisch senkrecht stehen und als Seitenbandsignale zu dem Summensignal V₁₁₁ erscheinen. Diese Kodierung wird im einzelnen folgendermaßen durchgeführt:

1) Das von einem Oszillator 55 erzeugte Signal V₁₁₄ = cos2πf_Et wird in dem Gegentaktmodulator 57 mit dem Höhenwinkel- Differenzsignal V₁₁₃ gemischt;
2) Das von dem Oszillator 55 erzeugte Signal V₁₁₄ wird mittels des Phasenverschiebungsgenerators 56 um 90° phasenverschoben, so daß ein Signal V₁₁₅ = sin 2πf_Et entsteht;
3) In dem Gegentaktmischer 58 wird das Signal V₁₁₅ mit dem Azimutwinkel-Differenzsignal V₁₁₂ gemischt;
4) Die in den Gegentaktmischern oder Gegentaktmodulatoren 57 und 58 erzeugten Signale V₁₁₇ und V₁₁₈ werden in Additionsschaltungen 59 und 60 mit dem Summensignal V₁₁₁ addiert, so daß sich das amplitudenmodulierte Signal V₁₁₉ ergibt. Die von den Gegentaktmodulatoren oder Gegentaktmischern 57 und 58 und von den Additionsschaltungen 59 und 60 erzeugten Signale lassen sich folgendermaßen ausdrücken:
Hierin ist K₁ eine durch die Modulations- oder Mischungsvorgänge eingeführte Konstante. Die von den Gegentaktmodulatoren oder -mischern 57 und 58 erzeugten Harmonischen höherer Frequenz können vernachlässigt werden, da sie von den verschiedenen Schaltungsbauteilen, beispielsweise den Additionsschaltungen 59 und 60 ausgefiltert werden.

Es ist von Vorteil, wenn die Frequenz f_E der von dem Oszillator 55 erzeugten Schwingung höher liegt als das Durchlaßband der mit geringer Bandbreite arbeitenden Filterelemente 52, 53 und 54, so daß Störsignale, die von der das Zielobjekt verfolgenden Antenne 13 empfangen werden und welche im Frequenzbereich der Frequenz f_E auftreten würden, von den mit schmalem Durchlaßband arbeitenden Filterelementen 52, 53 und 54 gesperrt werden und die kodierte Winkelinformation nicht unmittelbar beeinflussen oder stören können.

Das von dem Amplitudenmodulationsabschnitt 35 gebildete Signal V₁₁₉ wird in dem Empfänger-Verstärkungsgrad- Regulierungsabschnitt 36 weiterverarbeitet, in welchem dafür Sorge getragen wird, daß die Azimutwinkel-Differenzsignale und Höhenwinkel- Differenzsignale in dem dynamischen Bereich der Signale in einem konstanten Verhältnis zum Summensignal gehalten werden.

Der Verstärkungsgrad eines Zwischenfrequenzverstärkers 61 wird durch den Ausgang eines Verstärkers 62 mit automatischer Verstärkungsgradregelung gesteuert. Die solchermaßen aufgebaute Regelschleife 63 zur automatischen Verstärkungsgradregelung soll nur auf dem Niveau der Umhüllenden K₁ a(t) des Summensignales, d. h. auf das Trägersignal V₁₁₁ für kleine Abweichungswinkel der Ziellinie der das Zielobjekt verfolgenden Antenne ansprechen. Dieses Zeitverhalten der Regelschleife 63 für die automatische Verstärkungsgradregelung kann durch richtige Frequenzauslegung der Regelschleife erzielt werden. Eine Frequenzumsetzung des vom Zwischenfrequenzverstärker 61 erzeugten Signales, nämlich des Signales

V₁₂₀ = cos 2πf_At [1 + E sin(2πf_Et + ψ)]

wird durch Heterodynüberlagerung dieses Signales mit dem Ausgangssignal V₁₂₂ = cos 2πf_Ft eines Oszillators 64 in dem Gegentaktmischer 65 erreicht, wodurch ein Signal V₁₂₁ entsteht, das folgendermaßen ausgedrückt werden kann:

V₁₂₁ = cos 2π (f_A ± f_F)t [1 + E sin(2πf_Et + ψ)]

Der Oszillator 64 ist zweckmäßig ein kristall- oder quarzgesteuerter Oszillator. Eine Weiterverarbeitung des Signales V₁₂₁ erfolgt in einem Zwischenfrequenzverstärker 66, dessen Durchlaßband eine Mittenfrequenz von f_A - f_F und solche Bandbreite aufweist, daß Frequenzen im Bereich von f_A + f_F im wesentlichen ausgefiltert werden. Der Zwischenfrequenzverstärker 66 erzeugt also ein Signal V₁₂₃, das folgendermaßen anzuschreiben ist:

V₁₂₃ = cos 2π (f_A - f_F)t [1 + E sin(2πf_Et + ψ)]

Das Ausgangssignal des Empfänger-Verstärkungsgrad- Regulierungsabschnittes 36, also das Signal V₁₂₃, wird dann von dem Amplitudendetektorabschnitt 37 aufgenommen. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel spielen sich hier folgende Vorgänge ab:

1) In einem Filter 67 wird das Signal V₁₂₃ mit schmalem Durchlaßband gefiltert, so daß ein Signal V₁₂₄ entsteht, das folgendermaßen ausgedrückt werden kann:
V₁₂₄ = cos 2π (f_A - f_E)t
2) Das Signal V₁₂₄ wird in dem Gegentaktmischer 68 mit dem Signal V₁₂₃ heterodyn überlagert und in dem Tiefpaßfilter 69 gefiltert, so daß ein Signal V₁₂₆ entsteht, das folgendermaßen ausgedrückt werden kann:
V₁₂₆ = 1 + E sin(2πf_Et + ψ)

Der auf die 90°-Phasenlage ansprechende Detektorabschnitt 38 behandelt dann das Signal V₁₂₆ in der Weise weiter, daß die dem Azimutwinkel entsprechende Information und die dem Höhenwinkel entsprechende Information für die Verwendung im Lenksystem abgeleitet werden. Der Detektorabschnitt arbeitet hierbei folgendermaßen:

Das Signal V₁₂₆ wird in einem Gegentaktmischer 70 dem von dem Oszillator 55 erzeugten Signal V₁₁₄ heterodyn überlagert, so daß ein Signal V₁₂₇ folgender Gestalt entsteht:

V₁₂₇ = cos 2πf_Et + K₂E[sin 4πf_Et + sin ψ]

Hierin ist K₂ eine sich aus dem Mischvorgang ergebende Konstante. Das Signal V₁₂₆ wird außerdem mit dem Signal des 90°-Phasenverschiebungsgenerators 56, also dem Signal V₁₁₅ in dem Gegentaktmischer 71 heterodyn überlagert, so daß ein Signal V₁₂₈ entsteht, das folgendermaßen ausgedrückt werden kann:

V₁₂₈ = sin 2πf_Et + K₂E[cos ψ - cos 4πf_Et]

K₂ ist wieder die durch den Mischvorgang eingeführte Konstante. Die Signale V₁₂₇ und V₁₂₈ werden in den Verstärkern 72 und 73 weiterverarbeitet, welche jeweils einen Verstärkungsgrad von 1/K₂ und eine Bandbreite aufweisen, durch welche Frequenzen der Größe f_E und darüber geschwächt werden. Die von dem 90°-Phasenverschiebungs- Detektorabschnitt 38 abgegebenen Signale V₁₂₉ und V₁₃₀ lassen sich daher folgendermaßen angeben:

V₁₂₉ = E sin ψ = ϕ_p
V₁₃₀= E cos ψ = ϕ_y

Der Abschnitt 39 mit den Nachführungsschleifen für die Dopplerfrequenzen und für die Bezugsfrequenz bewirkt eine Nachführung der Dopplerverschiebungsfrequenz f₀ V_D/c und der Sendefrequenz, f₀, wie im wesentlichen zuvor anhand von Fig. 2 beschrieben wurde. Die Frequenz des Signals V₁₂₄ wird durch den Regeldiskriminator 22 ermittelt. Das Ausgangssignal des Diskriminators 22 dient als Frequenzsteuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator 23. Das von dem Oszillator 23 erzeugte Nennsignal V₁₃₁ kann, wenn der Diskriminator 22 in der oben beschriebenen Weise auf seiner Mittenfrequenz arbeitet, folgendermaßen ausgedrückt werden:

V₁₃₁ = sin 2π (f_B + f_cV_D/c)

Aus den im Zusammenhang mit der Erläuterung von Fig. 2 angegebenen Gründen erfolgt eine Frequenzübersetzung des Signales V₁₃₁ vermittels des Oszillators 28 und des Gegentaktmischers 25. Das von dem Oszillator 28 erzeugte Signal V₁₃₅ kann folgendermaßen ausgedrückt werden:

V₁₃₅ = cos 2πf_Gt

Das von dem Gegentaktmischer 25 abgegebene Signal V₁₃₃ kann demgemäß in der nachfolgenden Weise angeschrieben werden:

V₁₃₃ = K₄[sin 2π (f_B + f_G + f₀V_D/c)t + sin 2π (f_B - f_G + f₀V_D/c)t]

Hierin ist K₄ eine durch den Mischvorgang eingeführte Konstante. Das Signal V₁₃₃ wird in dem Zwischenfrequenzverstärker 77 verarbeitet, um unerwünschte Harmonische auszufiltern, so daß sich ein Signal V₁₃₄ folgender Gestalt ergibt:

V₁₃₄ = K₄ sin 2π (f_B + f_G + f₀V_D/c)

Aus den sogleich deutlich werdenden Gründen werden f_B und f_G so gewählt, daß f_A = f_B + f_G gilt.

Das Ausgangssignal V₁₁₀ des Mikrowellen-Antennenabschnittes 33 wird außerdem von dem Zwischenfrequenzverstärker 27 der Doppler- und Bezugsfrequenz-Nachführungsschleife des Abschnittes 39 weiter verarbeitet. Der Zwischenfrequenzverstärker 27, der ein Durchlaßband mit der Mittenfrequenz f_A und eine Bandbreite aufweist, die größer als 2 f_0(max) V_D(max)/c ist, wie oben im Zusammenhang mit Fig. 2 beschrieben wurde, erfährt eine automatische Verstärkungsgradregelung durch den Verstärker 79, so daß ein Signal folgender Gestalt entsteht:

V₁₃₂ = sin 2π (f_A + f₀V_D/c)

Das Signal V₁₃₂ wird in dem Phasenvergleicher 26 und der Signalumformungsschaltung 29 in der im Zusammenhang mit Fig. 2 beschriebenen Weise mit dem Signal V₁₃₄ phasenverglichen, so daß ein Spannungssteuersignal für den Mikrowellen-Überlagerungsoszillator 19 gebildet werden kann.

Wie schon oben angegeben, kann das Signal V₁₃₁ als Maß für die relative Annäherungsgeschwindigkeit zwischen Geschoß oder Flugkörper und Zielobjekt dienen. Das Signal V₁₃₁ kann daher durch den Ausdruck

sin 2π (f_B + f₀V_D/c)

dargestellt werden, und wenn dieses Signal mit einem Signal der Frequenz f_B heterodyn überlagert wird, kann man den Wert V_D bestimmen, der zur Auswertung in dem Lenksystem 16 verwendbar ist.

Die Frequenzmodulations-Rauschseitenbänder, welche von dem Mikrowellen-Überlagerungsoszillator 19 ausgehen, werden in ausreichendem Maße durch die Bezugsfrequenz-Nachführungsschleife 17, wie unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben, unterdrückt.

Es bieten sich auch andere Verfahren zur Kodierung von Monopuls- Informationen zur Weiterleitung auf einem einzigen Kanal an, beispielsweise die Addition getrennter Frequenzen für die Azimutwinkelinformation und für die Höhenwinkelinformation auf einem Trägersignal, welches die Signalstärken-Bezugsinformation darstellt, oder Zeit-Multiplexverfahren bei Impuls- Radarsystemen, bei welchen eine Verzögerung der Azimutwinkelinformation, der Höhenwinkelinformation und der Signalstärken- Information stattfindet. Ferner kann anstelle des Phasen-Monopuls- Radarsystemes auch ein sogenanntes konisches Abtastsystem mit den erfindungsgemäßen Einrichtungen zur Frequenzbeeinflussung ausgestattet werden. Ist die für die Verfolgung des Zielobjektes vorgesehene Antenne für den Amplituden- Monopuls-Empfang geeignet, so kann die Erfindung auch auf ein entsprechendes Radarsystem angewendet werden.

Claims

1. Empfangseinrichtung für halbaktive Radar-Lenksysteme, bei welchen ein Flugkörper, z. B. Geschoß, abhängig von unmittelbar von einem Radarsender empfangenen Radarsignalen und von den von einem Zielobjekt reflektierten Radarsignalen im Sinne eines Abfangens oder Treffens des Zielobjektes lenkbar ist, mit einer Frontantenne und einer Rückenantenne, die im Flugkörper angeordnet sind und zum Empfang der vom Zielobjekt reflektierten Echosignale bzw. der Radarsignale des Senders dienen, ferner mit von einem frequenzsteuerbaren Überlagerungsoszillator und den genannten Antennen gespeisten Mischeinrichtungen, die ausgangsseitig mit Filtern verbunden sind, und mit einer vom Filterausgang gespeisten, auf dessen Frequenz ansprechenden Steuereinrichtung zur Frequenzregelung des Überlagerungsoszillators, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils gesonderte Front- bzw. Rücken-Überlagerungs-Empfangskanäle (20, 21 und 24, 27) mit je einer an die zugehörige Antenne (13, 14) angeschlossenen Mischeinrichtung (20, 24) und je einem davon gespeisten Zwischenfrequenzverstärker (21, 27) vorgesehen sind, der jeweils den von der Front- bzw. der Rückenantenne empfangenen Radarsignalen entsprechende Zwischenfrequenzsignale abgibt, wobei der Überlagerungsoszillator (19) mit beiden Mischeinrichtungen verbunden ist, daß der eine Zwischenfrequenzkanal eine Frequenzumsetzungsschaltung (23, 25, 28) zum Gleichmachen der Frequenzen der Signale aus den beiden Überlagerungs-Empfangskanälen enthält und daß die Steuereinrichtung für den Überlagerungsoszillator einen Phasendiskriminator (26) enthält, der auf den Phasenunterschied zwischen den beiden Zwischenfrequenzsignalen der beiden Überlagerungs-Empfangskanäle anspricht.

2. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzumsetzungsschaltung einen auf die Zwischenfrequenzsignale des mit der Frontantenne (13) verbundenen Überlagerungs- Empfangskanales ansprechenden, spannungsgesteuerten Oszillator (23) zur Erzeugung von Signalen, deren Frequenz sich in Abhängigkeit von den Zwischenfrequenzsignalen dieses Empfangskanales ändert, ferner einen Bezugsschwingungsoszillator (28) und einen dritten Mischer (25) enthält, welcher auf die Signale des spannungsgesteuerten Oszillators und des Bezugsschwingungsoszillators anspricht und Signale abgibt, die frequenzgleich mit den Zwischenfrequenzsignalen aus dem mit der Rückenantenne (14) verbundenen Überlagerungs-Empfangskanal sind und welche zusammen mit diesen Signalen aus dem letztgenannten Empfangskanal dem Phasendiskriminator (26) zuführbar sind.

3. Empfangseinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frontantenne (13) nach Art einer Monopulsantenne ausgebildet ist (40, 41) und der Front-Überlagerungs-Empfangskanal als Mischeinrichtung (20) drei Mischer (44, 45, 46) enthält, die ein Summensignal, ein Höhenwinkelsignal und ein Azimutwinkelsignal an jeweils an die Mischer angeschlossene, schmalbandige Filter (52, 53, 54) abgeben, daß ferner in an sich bekannter Weise eine Kodierungsstufe (35) vorgesehen ist, in welcher dem Summensignal das Höhenwinkelsignal und das Azimutwinkelsignal als elektrisch aufeinander senkrecht stehende Seitenbandsignale hinzuaddiert werden, wobei vom Ausgang dieser Kodierungsstufe das eine, dem Phasendiskriminator (26) zugeführte Zwischenfrequenzsignal abgeleitet ist, und daß das Überlagerungsoszillatorsignal dem das Summensignal abgebenden Mischer (44) um 90° phasenverschoben (48) zugeführt wird.