DE2222531C2 - Rauschunterdrückungskompander - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf einen Rauschunterdrückungskompander zur Minimierung der Rauschwirkung einer rauschenden Anordnung auf ein in dieser verarbeitetes Tonfrequenzsignal, mit einem Verzerrer zum Verzerren von bestimmten Teilen des Frequenzbereichs des in den Kompander eingespeisten Tonfrequenzsignals, einer Kompressionseinrichtung, die das partiell verzerrte Tonfrequenzsignal in Abhängigkeit von einem ersten Steuersignal komprimiert, einem ersten Steuersignalgenerator, der abhängig vom Ausgangssignal der Kompressionseinrichtung das Steuersignal erzeugt, wobei das Steuersignal als Funktion des Ausgangssignals zu- und abnimmt, einer Expansionseinrichtung, die das komprimierte Signal nach der Wiedergewinnung aus der rauschenden Anordnung in Abhängigkeit von einem zweiten Steuersignal dehnt, einem zweiten Steuersignalgenerator mit einer derjenigen des ersten Signalgenerators entsprechenden Ausbildung zur Erzeugung des zweiten Steuersignals aus dem aus der rauschenden Anordnung wiedergewonnenen, komprimierten Signal und mit einem der Expansionseinrichtung nachgeschalteten Entzerrer, welcher eine solche Frequenzantwortcharakteristik hat, daß die Frequenzkomponenten des dem Verzerrer eingespeisten Tonfrequenzsignals wiederherstellbar sind.

Die Qualität und Wiedergabegüte der meisten tonfrequenten Bauelemente haben heute eine solche Perfektion erreicht, daß ihr Rauschen und ihre Verzerrung bei der Tonwiedergabe vernachlässigbar sind. Einige Komponenten, so insbesondere frequenzmodulierte Sende- und Empfangskanäle und Bandaufzeichnungs- und -Wiedergabekanäle leisten einen merklichen Rauschbeitrag bei Verwendung als Teil eines Tonwiedergabesystems. Die maximale Lautstärke, bei der tonfrequente Signale durch einen Frequenzmodulations- oder Bandaufzeichnungskanai übertragen werden können, ist jedoch beispielsweise durch die Sendeleistung bei FM-Sendungen und durch Bandsätti- eo gungscharakteristiken bei Bandaufzeichnungsgeräten begrenzt. Bei einer oberen Grenze der Kanallautstärke können tonfrequente Übertragungen einer wesentlich geringeren Lautstärke bzw. Amplitude das Kanalrauschen nicht mehr durch Übertönen abdecken. Das Rauschen von FM- und Bandaufzeichnungskanälen wird daher bei niedrigen Amplituden bzw, Lautstärken zu einem stark störenden Faktor, und zwar insbesondere in höheren und niedrigeren Frequenzbereichen 3es Tonfrequenzspektrums.

Da die maximalen Lautstärken- bzw. Amplitudengrenzen und der dynamische Bereich des tonfrequenten Signals bei dessen Durchlauf durch einen rauschenden Kanal dafür ursächlich sind, daß tonfrequente Signale bei niedrigem Pegel das Kanalrauschen nicht ausreichend abdecken können, besteht eine übliche Methode zur Verringerung des Effekts der Verringerung des Kanalrauschens in der Verringerung des dynamischen Bereichs des tonfrequenten Signals vor dessen Durchlauf durch den rauschenden Kanal. Diese Methode wird als Kompansion bezeichnet und wird in einem Rauschunterdrückungskompander der eingangs genannten Art verwendet, der aus der DE-OS 14 87 281 bekannt ist. Derartige bekannte Rauschunterdrückungskompander können nur dann wirksam eingesetzt werden, wenn das von ihnen selbst aufgrund der nichtlinearen Signalverarbeitung eingeführte Rauschen kleine und vernachlässigbare Größen im Vergleich zum Gesamtrauschen des tonfrequensten Wiedergabesystems darstellt. Die frequenzabhängige, nicht-lineare Kompression des tonfrequenten Eingangssignals wird bei dem bekannten Kompander am Ausgang der rauschenden Anordnung durch eine Expansion, also genau umgekehrte Verarbeitung über eine Signalgeneratorschleife kompensiert, um das tonfrequente Eingangssignal bzw. dessen Dynamikbereich möglichst getreu wiederherzustellen. Dies bedingt aber zur Vermeidung von Frequenzverzerrungen eine sorgfältige Einstellung der aus der rauschenden Anordnung wiedergewonnenen Signalpegel.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Rauschunterdrückungskompander der eingangs genannten Art anzugeben, der einen besonders großen Rauschabstand ermöglicht und auch dann merkliche Frequenzverzerrungen vermeidet, wenn der aus der rauschenden Anordnung wiedergewonnene Signalpegel nicht sorgfältig auf den Eingangssignalpegel der rauschenden Anordnung abgestimmt ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zwischen dem Ausgang der Kompressionseinrichtung und dem Eingang des ersten Steuersignalgenerators eine Dämpfungsschaltung angeordnet ist, welche bestimmte Teile des Frequenzbereichs des Ausgangssignals der Kompressionseinrichtung bedämpft, so daß das Steuersignal von diesen Teilen weniger stark beeinflußt wird, daß im Signalübertragungsweg zur rauschenden Anordnung ein Amplitudenbegrenzer für eine Amplitudenbegrenzung der höherfrequenten Komponenten des Ausgangssignals der Kompressionseinrichtung vorgesehen ist und daß der Verzerrer so ausgebildet ist, daß er die hohen und niedrigen Frequenzen des eingespeisten Tonfrequenzsignals anhebt und der Entzerrer so ausgebildet ist, daß er die angehobenen Teile des Frequenzbereichs zur Wiederherstellung der Frequenzkomponenten des eingespeisten Signals entsprechend dämpft.

Mit diesem erfindungsgemäßen Rauschunterdrükkungskompander kann beispielsweise ein Dynamikbereich von 90 Dezibel eines tonfrequenten Eingangssignals auf einen Bereich von 30 Dezibel komprimiert und im "ixpansionsteil auf die ursprünglichen 90 Dezibel expandiert werden. Dadurch ergibt sich ein entsprechend erhöhter Rauschabstand. Da sowohl die Kompression im Kompressionsabschnitt als auch die Expansion im Expansionsabschnitt vor bzw. hinter der rauschenden Anordnung identisch und linear über den

gesamten Tonfrequenzbereich gesteuert sind, besteht keine Notwendigkeit, die Signalpegel am Eingang der rauschenden Anordnung und die aus dieser wiedergewonnenen Signalpegel exakt aufeinander abzustimmen. Der Änderungsbereich des Steuersignals kann begrenzt werden, um Kompressions- und Expansionsfunktionen zu erzielen, die den besonderen Kanaleigenschaften und unterschiedlichen Bandgeschwindigkeiten angepaßt sind. Um besondere Ergebnisse zu erzielen, können sowohl die Kompression als auch die Expansion bei verschiedenen Frequenzen innerhalb des Frequenzspektrums unterschiedlich stark vorgesehen sein.

Bei den meisten Bandaufzeichnungs- und Frequenzmodulationskanälen tritt das stärkste Rauschen in den relativ hohen und niedrigen Komponenten des Tonfrequenzspektrums auf. Dementsprechend wird vor der Kompression in der Kompressionseinrichtung eine verstärkte Verzerrung der hohen und niedrigen Frequenzen des eingespeisten Tonfrequenzsignals vorgenommen. Nach der Expansion erfolgt eine entsprechende Entzerrung. Das komprimierte Signal wird zur Verhinderung von zu Kanalüberlastungen führenden Verzerrungseffekten begrenzt.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand von in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild des Kompressionsteils der Signale, die in eine rauschende Anordnung eingespeist werden;

Fig.2 einen Signalexpansionsteil der komplementär zu dem in der F i g. 1 dargestellten Kompressionsteil auf von der rauschenden Anordnung wiedergewonnene Signale einwirkt;

Fig. 3A—3C angenäherte Frequenzantwortdiagramme zur Erläuterung der Erfindung;

F i g. 4 ein Schaltbild der Anordnung zur Entwicklung der Steuersignale, die den Kompressions- und Expansionsgrad in den in den Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungen bestimmen;

F i g. 5 ein Schaltbild einer Signalkompressionsanord- to nung, die versetzte Signalverschiebungen während einer Steuersignalveränderung verhindert; und

F i g. 6 ein Blockschaltbild eines Rauschunterdrückungskompanders mit zwei Kanälen, der eine Entwicklung eines gemeinsamen Steuersignals für beide Kanäle ermöglicht

In F i g. 1 ist ein Blockschaltbild des Kompressionsteils des Rauschunterdrückungskompanders dargestellt. Ein tonfrequentes Eingangssignal, das über einen rauschenden Kanal zu übertragen ist, wird auf einer Leitung 12 in einen Verzerrer 14 eingespeist der die hohen und niedrigen Komponenten des Frequenzbereichs entsprechend dem angenäherten Frequenzgangdiagramm der F i g. 3A anhebt Das Ausgangssignal des Verzerrers 14 wird in den Zähler- oder Z-Eingang einer als Dividierer ausgebildeten Kompressionseinrichtung eingespeist Das Ausgangssigr.al des Dividierers 16 wird in eine Kompensationsschaltung mit einem Niederfrequenz-Dämpfungsglied 18 und einem Hochfrequenz-Amplitudenbegrenzer 20 eingespeist Das Ausgangssignal des Hochfrequenz-Amplitudenbegrenzers wird über eine Leitung 22 in den Eingang der rauschenden Anordnung 24 eingespeist was kennzeichnend ist für ein Bandgerät bei der Aufnahme. Das Niederfrequenz-Dämpfungsglied 18 hat einen Frequenzgang, der eine Dämpfung des niederfrequenten Signals unter 50 Hz bewirkt um die Wirkung der Gleichstromübergänge vom Dividierer 16 zu verringern. Wegen der anfänglichen Verzerrung der Frequenzkomponenten unter 50 Hz durch den Verzerrer 14 (F i g. 3A) ist die Frequenzantwort flach. Der Amplitudenbegrenzer 20 dient der Amplitudenbegrenzung höherer Frequenzen und damit als Überlastschutz zur Vermeidung einer Überlastung, wie beispielsweise einer magnetischen Bandsättigung der rauschenden Anordnung durch höherfrequente Signale, bevor der Dividierer 16 eine Verringerung der Verstärkung von derartigen höherfrequenten Signalen bewirkt hat.

Das Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers 20, das in das Bandgerät oder eine andere rauschende Anordnung 24 eingespeist wird, wird auch zu einer Dämpfungsschaltung 26 geleitet, die eine Frequenzantwortcharakteristik erzeugt, wie sie in der Fig.3B dargestellt ist, um beispielsweise ungefähr 5 db Verstärkung bei ungefähr 9 kHz für jeweilige Bandgeschwindigkeiten von 15,7,5 und 3,75 (oder eine Frequenzmodulations-Rundfunkübertragung) zu erzeugen. Damit wird eine Verzerrung der rauschenden Anordnung kompensiert sowie eine Überlastung der rauschenden Anordnungverhindert

Die Dämpfungsschaltung 26 bewirkt eine Dämpfung unter bzw. über den Grenzen von 80 Hz und 9 kHz, um zu verhindern, daß durch ein Rauschen jenseits dieser Grenzen eine Kompression bewirkt wird, und damit das Bandgerät bei diesen niedrigen und hohen Frequenzkomponenten den Signalen genau folgen kann. Das Ausgangssignal der Dämpfungsschaltung 26 wird in einen Spitzenwertgleichrichter 28 eingespeist, der ein Ausgangssignal mit einem Pegel erzeugt der den neuen Spitzenwertamplituden des in die rauschende Anordnung 24 eingespeisten Signals nach Dämpfung durch die Dämpfungsschaltung 26 entspricht Das in seinem Spitzenwert gleichgerichtete Signal wird in einen Rechteckumformer 30 eingespeist, der ein Steuersignal in den Nenner- oder V-Eingang des Dividierers 16 einspeist und der sich entsprechend dem Quadrat des in seinem Spitzenwert gleichgerichteten Signalpegels verändert.

Mathematisch verändert sich das in das Aufnahmegerät 24 eingespeiste Signal in einem dynamischen Bereich, der im wesentlichen die Kubikwurzel des dynamischen Bereiches des tonfrequenten Eingangssignals auf der Leitung 12 darstellt Dies wird verständlich, wenn der Dividierer 16 als veränderbarer Verstärker betrachtet wird, mit einem Verstärkungsfaktor, der sich umgekehrt zum Steuersignal verändert Da sich das Steuersignal mit dem Quadrat des Ausgangssignals des Dividierers verändert, ist das Ausgangssignal des Dividierers proportional zum Z-Eingang des Dividierers, geteilt durch das Quadrat seines Ausgangssignals. Das Ausgangssignal des Dividierers ist daher die Kubikwurzel seines Eingangssignals. Dies bedeutet daß für einen tonfrequenten Eingangssignalbereich von 90 db sich das in die rauschende Anordnung 24 eingespeiste Signal in einem Bereich von 30 db verändert

Die Spitzenamplitude des in die rauschende Anordnung 24 eingespeisten tonfrequenten Signals ist dadurch begrenzt daß sie von der Anordnung ohne Abschneiden oder Sättigung übertragen werden kann. Ohne eine Kompressionsanordnung wurden die Signale mit den niedrigsten Pegeln des 90 db Tonfrequenzbereichs entsprechend bei einem Pegel von 90 db unter dieser maximalen Grenze aufgezeichnet Mit der oben angegebenen Kompressionsanordnung jedoch sind diese tonfrequenten Eingangssignale mit einem niedri-

gen Pegel nur 30 db unter dem maximalen Signalpegel, der in die rauschende Anordnung 24 eingespeist werden kann. Sie haben demgemäß eine Anhebung von 60 db gegenüber dem Rauschpegel des Aufnahmegeräts bzw. gegenüber Signalen des niedrigsten tonfrequenten Pegels ohne Kompression erreicht. Die sich ergebende Verbesserung um 60 db im Signal-Rauschverhältnis des Kompressionsteils verringert das durch moderne Bandgeräte oder durch Frequenzmodulations-Rundfunkübertragungs- und Empfangseinrichtungen (rauschende Anordnungen) hervorgerufene Rauschen auf einen unbedeutenden Wert.

Es ist möglich, das komprimierte Signal von einem Bandgerät oder einer anderen rauschenden Anordnung 24 wiederzugewinnen und es direkt auf hörbare Pegel zu verstärken. Normalerweise wird ein komplementärer Expansionsteil, wie er in der F i g. 2 dargestellt ist, dazu verwendet, den dynamischen Bereich des ursprünglichen tonfrequenten Signals wiederzugewinnen. Der Wiedergabeausgang das Bandgeräts 24 ist über eine Leitung 32 an einen Multiplikand- oder X-Eingang einer eine Expanionseinrichtung bildenden Multiplizierschaltung 34 angeschlossen. Das Produkt-Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 34 wird in einen Entzerrer 36 eingespeist, der die in der F i g. 3C dargestellte Frequenzantwortcharakteristik aufweist, welche komplementär zu denjenigen des Verzerrers 14 und des Dämpfungsglieds 18 ist, um die Wirkung der durch den Verzerrer 14 erzeugten Anhebung zu kompensieren. Das Ausgangssignal des Entzerrers 36 wird als Ausgangssignal des Rauschunterdrückungskompanders zur direkten Verstärkung und zur Verwendung durch beispielsweise einen Lautsprecher benutzt.

Das Wiedergabesignal auf der Leitung 32 wird auch in eine Dämpfungsschaltung 38 eingespeist, welche die in F i g. 3B dargestellte Charakteristik aufweist und identisch ist mit der Dämpfungsschaltung 26 der F i g. 1. Das Ausgangssignal der Dämpfungsschaltung 38 wird in einen Spitzenwertgleichrichter 40 eingesetzt, der über seinen Ausgang mit einem Rechteckumformer 42 verbunden ist, und gemeinsam mit diesem einen zweiten Steuersignalgenerator bildet. Das Ausgangssignal des Rechteckumformers 42 wird als Steuersignal in den K-Eingang der Multiplizierschaltung 34 eingespeist Das Ausgangssignal des Rechteckumformers 42 ist dementsprechend direkt proportional zum Ausgangssignal des ersten Steuersignalgenerators, bestehend aus Spitzenwertgleichrichter 28 und Rechteckumformer 30 der Fig. 1. Es ist abhängig von demjenigen Signal erzeugt, das vom Wiedergabegerät 24 (der rauschenden Anordnung) wiedergewonnen wird. Um den ursprünglichen dynamischen Bereich und die relative Lautstärke des tonfrequenten Eingangssignals am Ausgang des Entzerrers 36 wiederzugeben, wird das in die Multiplizierschaltung 34 am Multipliziereingang Y eingespeiste zweite Steuersignal aus dem Wiedergabesignal auf der Leitung 32 in derselben Weise abgeleitet wie das in den Nennereingang des Dividierers 16 eingespeiste erste Steuersignal, das seinerseits aus dem in die rauschende Anordnung 24 eingespeisten S'gnal abgeleitet ist

Das für die weitere Verarbeitung gewonnene Ausgangssignal des Entzerrers 36 weist über dem gesamten tonfrequenten Bereich eine flache Frequenzantwortcharakteristik auf. Die Kompressions- und Expansionsteile der Fig. 1 und 2 gewährleisten eine außergewöhnlich niedrige Verzerrung und hohe Kompressionscharakteristiken. Es ergibt sich damit eine sehr bedeutende 60-db-Verringerung in wahrnehmbarem Rauschen, das durch die rauschende Anordnung 24 eingeführt wird, ohne eine nennenswerte Änderung in dem vom Entzerrer 36 wiedergegebenen Signal.

Die Steuersignale für den Dividierer 16 und für die Multiplizierschaltung 34 tragen wesentlich zur Wiedergabequalität bei. Ein Beispiel eines Präzisionsgleichrichters zur Entwicklung eines Steuersignals ist in der F i g. 4 dargestellt. Das Signal der Dämpfungsschaltung 26 oder 38 liegt über eine Leitung 44 an einem aktiven Vollweggleichrichter 46. Der Gleichrichter 46 richtet das Signal des Entzerrers gleich. Er kann eine aktive Schaltung haben, die verstärkend arbeitet, um einen Potentialwechsel der zugeordneten Gleichrichter in einer ähnlichen Weise, wie weiter unten anhand der

is F i g. 4 beschrieben, zu überwinden. Das Ausgangssignal des aktiven Vollweggleichrichter 46 wird in einen Spitzenwertgleichrichter 48 eingespeist, der zwischen dem Ausgang des Gleichrichters 46 und einem Operationsverstärker 52 einen Widerstand 50 aufweist.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 52 wird über eine Gleichrichterdiode 54 in den Eingang eines Pufferverstärkers 56 eingespeist. Der Ausgang des Pufferverstärkers 56, der Spitzenwertgleichrichter-Ausgang, ist über einen eine Gegenkopplungsschleife bildenden Widerstand 58 zum Eingang des Operationsverstärkers 52 rückgekoppelt. Der Eingang des Operationsverstärkers 52 ist auch über eine Gleichrichterdiode 60 in der positiven Stromrichtung mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 52 verbunden. Vom Eingang des Pufferverstärkers 56 führt ein Widerstand zur Masse, und ein Kondensator 64 führt zurück zum Eingang des Operationsverstärkers 52.

Im Betrieb liefert der Spitzenwertgleichrichter 48 als Ausgangssignal ein Signal, das schnell und genau auf ein Anwachsen der Spitzenwertgrößen vom aktiven Vollweggleichrichter 46 antwortet, das aber relativ viel langsamer wiedergewonnen wird, da es tatsächlich den Pegel des letzten Spitzenwerts des Gleichrichters 46 speichert. Bei einem speziellen Betrieb hält der Operationsverstärker 52 seinen Eingang auf einer virtuellen Erde. Um diese Bedingung aufrechtzuerhalten, wird der Strom durch den Widerstand 50 durch einen Strom abgeglichen, der durch drei Quellen eingespeist wird; durch den Kondensator 64, durch die Diode 60 und/oder durch den Widerstand 58. Die Diode arbeitet als eine Klemmdiode, um negative Potentiale am Ausgang des Operationsverstärkers 52 zu verhindern. In anderen Zeitpunkten ist eine Rückkopplung vom Pufferverstärker 56 über den Widerstand 58

so wirksam, um den Strom durch den Widerstand 50 vom Gleichrichter 46 abzugleichen. Wenn der Widerstand 58 einen zu großen Strom einspeist da die Ladung auf dem Kondensator 64 zu groß ist dann gewährleistet die Diode 60 ein Abklemmen des Ausgangs des Verstärkers 52, um einen negativen Hub zu verhindern, oder um tatsächlich den Strom durch den Widerstand 58 teilweise zu absorbieren. Wenn der durch den Widerstand 58 fließende Strom nicht ausreicht, um den durch den Widerstand 50 fließenden Strom abzugleichen, dann wächst die Ladung auf dem Kondensator 64 durch den Rückkopplungsstrom um den Operationsverstärker 52 durch die Diode 54, um so die Rückkopplung des Widerstands 58 zu ergänzen sowie den durch den Widerstand 50 fließenden Eingangsstrom abzugleichen.

Indem zwischen den Verstärkern 52 und 56 die Diode 54 vorgesehen ist, schließt die hohe Verstärkung des Verstärkers 52 Verzögerungen durch die Diode 54 bei der Aufladung des Kondensators 64 aus, um eine genaue

Spitzenwert-Gleichrichtung zu ermöglichen. Die Aufladezeit für den Kondensator 64 wird durch die Werte des Kondensators 64 und des Widerstandes 58 bestimmt, und sie weist vorzugsweise eine Zeitkonstante von 0,3 ms auf, um eine schnelle Antwort auf Signaländerungen und eine weitgehende Unempfindlichkeit gegenüber kurzen Rauschimpulsen zu ermöglichen. Eine Entladung des Kondensators 64 durch den Widerstand 62 erzeugt eine langsame, schrittweise Wiedergewinnung für den Spitzenwertgleichrichter von dem im Kondensator 64 gespeicherten Spitzenwertsignalpegel. Das durch den Kondensator 64 gespeicherte Signal ist über den Pufferverstärker 56 als ein Ausgangssignal für den Spitzenwertgleichrichter 48 vorgesehen.

Das Ausgangssignal des Spitzenwertgleichrichters 48 wird als ein Eingangssignal in ein nicht-lineares Filter 66 eingespeist. Das nicht-lineare Filter 66 empfängt dieses Signal und speist es über einen Widerstand 68 in ein Tiefpaßfilter aus einem Shuntkondensator 70, gefolgt durch einen Serienwiderstand 72 und einen weiteren Shuntkondensator 74, ein. Die positive Seite des Kondensators 74 ist über einen Pufferverstärker 76 mit einem Ausgang des nicht-linearen Filters 66 verbunden. Der Ausgang des Pufferverstärkers 76 kann auch mit negativer Seite des Kondensators 70 verbunden sein, anstatt daß dieser Anschluß des Kondensators 70 mit der Erde verbunden ist. Die negative Seite des weiteren Kondensators 74 ist jedoch mit Erde verbunden. Der Eingang in das nicht-lineare Filter 66 ist auch mit einem Spannungsteiler aus einem Widerstand 78 und einem Widerstand 80 verbunden. Der mittlere Spannungspunkt liegt an einem nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 82. Ein anderer nicht-invertierender Eingang des Differenzverstärkers 82 wird vom Ausgangssignal des Pufferverstärkers 76 gespeist. Am Ausgang des Differenzverstärkers 82 ist eine Gleichrichterdiode 83 vorgesehen, die in der positiven Richtung zum Eingang des Verstärkers 76 leitend ist.

Im Betrieb gewährleistet das nicht-lineare Filter 66 eine Glättung der relativ zackenförmigen Spitzenwerte der Signale des Spitzenwertgleichrichter 48, während zur gleichen Zeit einerseits die schnelle Ansprechzeit zunimmt und andererseits eine langsame Wiedergewinnungscharakteristik des Signals vom Spitzenwertgleichrichter gegeben ist. Im einzelnen erzeugen dann, wenn das Eingangssignal für das nicht-lineare Filter über einen vorbestimmten Prozentsatz hinaus, der durch die Widerstände 78 und 80 eingestellt wird, anwächst die Ausgangssignale des P,ufferverstärkers 76 und des Differenzverstärkers 82 ein Signal durch die Diode 83 zum Eingang des Pufferverstärkers 76, wodurch der Kondensator 74 aufgeladen wird und wodurch das Ausgangssignal des Pufferverstärkers 76 anwächst, bis dieser vorbestimmte Prozentsatz nicht weiter durch das Eingangssignal überschritten wird. Der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 82 schließt die Wirkung des Einschaltpotentials der Diode 83 aus, so daß diese als eine ideale Diode arbeitet und ein augenblickliches Eingangssignal an den Pufferverstärker 76 anlegt, wenn das Eingangssignal in das nicht-lineare Filter den vorbestimmten Prozentsatz überschreitet Die Rückkopplung des Ausganges des Pufferverstärkers 76 zu der negativen Seite des Kondensators 70 ermöglicht es dem π-Filter, schneller auf anwachsende Signale am Eingang des nicht-linearen Filters 66 anzusprechen. In dem Fall, wenn das Eingangssignal in das nicht-lineare Filter nicht dessen Ausgangssignal um einen vorbestimmten Prozentsatz überschreitet dann erzeugt das w-Filter eine Glättung der Spitzenwerte vom Gleichrichter 48. Lediglich wenn ein relativ breit anwachsender Signalpegel in das nicht-lineare Filter eingespeist wird, antwortet dieses schnell.

Das Ausgangssignal des nicht-linearen Filters 66 wird in einen Gleichstromverstärker 84 und dann wieder in die Rechteckumformer 30 oder 42 eingespeist. Durch einen Nebenschluß des Eingangs in den Gleichstromverstärker 84 entsteht eine Klemmschaltung 86 für den

ίο maximalen und minimalen Signalpegel, die den Bereich der Signalpegel am Ausgang des nicht-linearen Filters 66 auf die vorbestimmten maximalen und minimalen Pegel in bekannter Art einschränkt.

Eine Kompressionseinrichtung, wie der in der F i g. 1 zur Signalkompression verwendete Dividierer 16, hat normalerweise die Tendenz, an seinem Ausgang eine Gleichstrompegelverschiebung abhängig von einem schnellen Pegelwechsel des als ein Nennereingangssignal eingespeisten Steuersignals zu erzeugen. Ein derartiges Verhalten erzeugt in dem zuletzt wiedergegebenen tonfrequenten Signal bemerkenswerte Störungen, besonders wenn keine Expansion vorhanden ist. In der Fig.4 ist ein Dividierer mit einer zusätzlichen Schaltung dargestellt, die abhängig von Veränderungen des Steuersignals die Verschiebungen des Gleichstromausgangspegels möglichst klein macht. Das tonfrequente Eingangssignal wird in eine Summierschaltung 88 und von der Summierschaltung 88 in eine Dividierschaltung 90 eingespeist. Im Dividierer 90 empfängt ein Verstärker 92 an seinem einen Eingang das Ausgangssignal der Summierschaltung 88 und an seinem zweiten Eingang das Ausgangssignal einer Multiplizierschaltung 94. Das Ausgangssignal des Verstärkers 92 kehrt über ein Tiefpaß-jr-Filter 96 zu einem weiteren Eingang der Summierschaltung 88 zurück. Der Ausgang des Verstärkers 92 ist weiterhin mit einem Eingang einer Summierschaltung 98 verbunden, deren Ausgangssignal in den multiplizierenden Eingang der Multiplizierschaltung 94 eingespeist wird. Ein weiterer summierender Eingang der Summierschaltung 98 ist über einen Schalter 99 geerdet. In der anderen Schalterstellung leitet der Schalter 99 weitere Eingangssignale über den Schalter 99 von einem Integrierverstärker 100, der einen Rückkopplungskondensator 102 und einen dazu parallelen Widerstand 104 aufweist Der Verstärker 100 empfängt als Eingangssignal das Ausgangssignal des Verstärkers 92 über einen Widerstand 105. Das multiplizierende Eingangssignal zur Multiplizierschaltung 94 wird durch das Steuersignal vom Rechteckumformer 30 eingespeist

im Betrieb hält das Tiefpaßfilter 96 die Gleichstrompegel am Eingang und Ausgang des Verstärkers 92 durch eine Gleichstrom-Gegenkopplung auf demselben Pegel. Mit dem in der Anordnung vorgesehenen alternativen Verstärker 100 wird eine leichte Gleichstromversetzung, die insbesondere dann auftreten kann, wenn der Dividierer 90 auf einem niedrigen Verstärkungspegel arbeitet durch eine Rückkopplungsgleichstromstabilisierung möglichst klein gemacht die durch den Integrierverstärker 100 und die Summierschaltung 98 erzeugt wird. Wenn daher das Steuersignal plötzlich abfällt und der Verstärkungsfaktor des Dividierers anwächst dann wird die Tendenz der anderweitig vorhandenen kleinen Gleichstromversetzung dazu, größer zu werden und am Ausgang des Dividierers 90 einen merkbaren Sprung des Gleichstrompegels zu erzeugen, verringert Die Verschiebung des Gleichstrompegels, die noch auftritt wird durch das Dämp-

fungsglied 18 der F i g. 1 verringert.

Der Pegelbereich des Eingangssignals, über welchem eine Kompression und eine resultierende Expansion erreicht werden, wird durch eine Klemmschaltung 86 für die maximalen und minimalen Signalpegel begrenzt, die mit dem Ausgang des Filters 66 verbunden ist.

Viele tonfrequente Systeme weisen heute zwei oder mehr tonfrequente Signalkanäle auf, um einen Raumoder Stereoeffekt zu erzielen. Wenn eine Kompansion bei einem Mehrkanalsystem verwendet wird, dann wird bevorzugt die Art der Entwicklung Steuersignale geändert (F i g. 6). Getrennte tonfrequente Signalkanäle A und B sind vorgesehen, die jeweils Kompressionseinrichtungen bildende Dividierer 106 und 108, rauschende Anordnung 110 und 112 und Expansionseinrichtungen bildende Multiplizierschaltungcn 114 und 116 aufweisen. Einer Steuerschaltung 118 werden die beiden Ausgangssignale der Dividierer 106 und 108 zugeführt, und das von der Steuerschaltung entwickelte Ausgangssignal wird als gemeinsames Steuersignal an die Nennereingänge der Dividierer 106 und 108 angelegt. Die Steuerschaltung 118 enthält einer. Spitzenwertgleichrichter, einen Rechteckumformer und eine Dämpfungsschaltung, wie in den Fig. 1 und 2 für einen Ein-Kanal Kompander gezeigt ist. Zusätzlich ist der Steuerschaltung 118 ein Summierer 119 vorgeschaltet, um die Ausgangssignale der beiden Dividierer zu summieren oder um das höhere der Ausgangssignale der Dividierer 106 und 108 auszuwählen. In jedem Fall wird ein einziges Steuersignal entwickelt, das identische Kompressionscharakteristiken für die beiden Dividierer gewährleistet.

Auf ähnliche Weise ist auf der Expansionsseite eine einzige Steuerschaltung 120 vorgesehen, die als Eingangssignale die von den rauschenden Anordnungen 110 und 112 (A und B) über einen Summierer 122, der identisch ist zum Summierer 119, wiedergewonnenen Signale empfängt. Ein einziges Steuersignal wird durch die Steuerschaltung 120 entwickelt und als Multipliziereingangssignal in die Multiplizierschaltungen 114 und 116 eingespeist. Die Steuerschaltung 120 verarbeitet die aus den rauschenden Anordnungen 110 und 112 (A und B) wiedergewonnenen Signale in derselben Weise wie die Steuerschaltung 118 die komprimierten Eingangssignale.

Die Ableitung eines einzigen Steuersignals für ein tonfrequentes Mehrkanalsystem, wie in der Fig.6 aufgezeigt, ist vorteilhaft, und zwar nicht nur wegen der Einsparung an Bauelementen, sondern auch wegen der Symmetrierung der Kanäle insbesondere beim Abhören ohne Expansion.

Der Grad der Verzerrung der hoch- und niederfrequenten Komponenten kann durch die Dämpfungsschaltungen 26 und 38 (F i g. 1 und 2) eingestellt werden, so daß der Bereich des Signalpegels, über welchem eine Kompression auftritt, relativ zwischen den hoch- und niederfrequenten Teilen des empfangenen tonfrequenten Spektrums geändert werden kann. Da nur ein Steuersignal für die Kompression und Expansion abgeleitet wird, besteht keine Möglichkeit einer Frequenzantwortverzerrung, wenn das Wiedergabegerät oder eine andere rauschende Anordnung eine Verstärkungscharakteristik aufweist, die bewirkt, daß das wiedergewonnene Signa! eine andere Amplitude hat als das in die rauschende Anordnung eingespeiste Signal.

Durch Änderung der Steuersignale für die Kompression und Expansion kann ein verstärkter Krescendoeffekt hervorgerufen werden. Durch eine gegenüber der Wirkung Kompressionsdämpfungsschaltung 26 stärkere Verzerrung der hoch- und niederfrequenten Komponenten in der Expansionsdämpfungsschaltung 38 kann die Signalexpansion für anwachsende Ausgangssignale während Krescendopassagen verstärkt werden, die normalerweise einen im wesentlichen hoch- und niederfrequenten Inhalt besitzen. Eine anwachsende Antwort auf Hoch- und Niederfrequenzen kann alternativ in der rauschenden Anordnung erzeugt werden.

Das Filter 96 (F i g. 5) kann einen Dämpfungswiderstand mit einem Kondensator zur Unterdrückung der Schwingungen durch die Gleichstromrückkopplung aufweisen. Ebenso beruhen die Multiplizierschaltung 94 (F i g. 5) mit oder ohne Verringerung der Gleichstromverschiebung und die Multiplizierschaltung 34 (F i g. 2) vorzugsweise auf Konstruktionen, wie sie in dem Buch »Fairchild Semiconductor Linear Integrated Circuits

to Application Handbook«, Fig. 10, pp 151 bis 153 angegeben sind, ausgestattet mit μ Α 715 Verstärkern, einer Diodenlinearisierung und einer Temperaturkompensation am Eingang des Paares differenzierender Bauelemente. Wenn ein kleinerer dynamischer Bereich erforderlich ist, dann können andere, vorzugsweise Zwei-Quadrant-Multiplizierschaltungen verwendet werden.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Rauschunterdrückungskompander zur Minimierung der Rauschwirkung einer rauschenden Anordnung auf ein in dieser verarbeitetes Tonfrequenzsignal, mit einem Verzerrer zum Verzerren von bestimmten Teilen des Frequenzbereichs des in den Kompander eingespeisten Tonfrequenzsignals, einer Kompressionseinrichtung, die das partiell verzerrte Tonfrequenzsignal in Abhängigkeit von einem ersten Steuersignal komprimiert, einem ersten Steuersignalgenerator, der abhängig vom Ausgangssignal der Kompressionseinrichtung das Steuersignal erzeugt, wobei das Steuersignal als Funktion des Ausgangssignals zu- und abnimmt, einer Expansionseinrichtung, die das komprimierte Signal nach der Wiedergewinnung aus der rauschenden Anordnung in Abhängigkeit von einem zweiten Steuersignal dehnt, einem zweiten Steuersignalgenerator mit einer derjenigen des ersten Signalgenerators entsprechenden Ausbildung zur Erzeugung des zweiten Steuersignals aus dem aus der rauschenden Anordnung wiedergewonnenen, komprimierten Signal und mit einem der Expansionseinrichtung nachgeschalteten Entzerrer, welcher eine solche Frequenzantwortcharakteristik hat, daß die Frequenzkomponenten des dem Verzerrer eingespeisten Tonfrequenzsignals wiederherstellbar sind, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang der Kompressionseinrichtung und dem Eingang des ersten Steuersignalgenerators (28, 30) eine Dämpfungsschaltung (26) angeordnet ist, welche bestimmte Teile des Frequenzbereichs des Ausgangssignals der Kompressionseinrichtung bedämpft, so daß das Steuersignal von diesen Teilen weniger stark beeinflußt wird, daß im Signalübertragungsweg (22) zur rauschenden Anordnung (24) ein Amplitudenbegrenzer (20) für eine Amplitudenbegrenzung der höherfrequenten Komponenten des Ausgangssignals der Kompressionseinrichtung vorgesehen ist, und daß der Verzerrer (14) so ausgebildet ist, daß er die hohen und niedrigen Frequenzen des eingespeisten Tonfrequenzsignals anhebt (F i g. 3A) und der Entzerrer (36) so ausgebildet ist, daß er die angehobenen Teile des Frequenzbereichs zur Wiederherstellung der Frequenzkomponenten des eingespeisten Signals entsprechend bedämpft (F i g. 3C).

2. Kompander nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Dämpfungsschaltung (26) so ausgebildet ist, daß sie den Einfluß der niedrigen und hohen Frequenzen von Tonfrequenzsignalen auf die Erzeugung des ersten Steuersignals schwächt.

3. Kompander nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Steuersignalgenerator (28,30 und 40,42) jeweils aufweisen:

einen Spitzenwertgleiclirichter (48), der auf ein dem komprimierten Ausgangssignal der Kompressionseinrichtung entsprechendes Signal anspricht, ein nicht-lineares Filter (66) zur Filterung des gleichgerichteten Signals, an dessen Ausgang das erste bzw. zweite Steuersignal mit einer steil ansteigenden Vorderflanke und einer langsam abfallenden Rückflanke gebildet wird, wobei das nicht-lineare Filter (66) einen Verstärker (82) enthält, der das Filter-Ausgangssignal mit einem einem vorgegebenen prozentualen Anteil des gleichgerichteten Signals entsprechenden Vergleichssignal vergleicht und das Filter-Ausgangssignal rasch erhöht wenn es unter das vorgegebene Vergleichssignal abfällt

4. Kompander nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet daß der Amplitudenbegrenzer (20) als Oberlastschutz der rauschenden Anordnung wirksam ist bevor die Signalamplitude des die Kompressionseinrichtung durchlaufenden Tonfrequenzsignals von dem ersten Steuersignal reduzierbar ist

5. Kompander nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet daß mehrere Signalkanäle (A, B) mit jeweils einer rauschenden Anordnung (110,112), einer Kompressionseinrichtung (106, 108) und einer Expansionseinrichtung (114, 116) vorgesehen sind, wobei die beiden Kompressionseinrichtungen (106 und 108) in Abhängigkeit von demselben ersten Steuersignal gesteuert sind und wobei die beiden Expansionseinrichtungen (114,116) in Abhängigkeit von demselben zweiten Steuersignal arbeiten, und daß die beiden komprimierten Ausgangssignale der Kompressionseinrichtungen (106, 108) in einem ersten Summierer (119) zur Entwicklung des gemeinsamen ersten Steuersignals kombiniert sind und die aus den beiden rauschenden Anordnungen (110,112) wiedergewonnenen komprimierten Signale einem zweiten Summierer (122) zugeführt sind, um das zweite Steuersignal zur Steuerung der Expansionseinrichtungen (114,116) zu entwickeln (F i g. 6).

6. Kompander nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Ausgang des Filters (66) eine Klemmschaltung (86) verbunden ist, die den Amplitudenbereich des Steuersignals auf Signalpegel zwischen oberen und unteren Amplitudengrenzen beschränkt, um die Kompression auf einen vorgegebenen Signalpegelbereich zu beschränken (F i g. 4).

7. Kompander nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzenwertgleichrichter (48) aufweist:

einen Operationsverstärker (52), dem das komprimierte Signal zugeführt wird,
einen ersten Pufferverstärker (56),
einen ersten Gleichrichter (54), der zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers (52) und dem Pufferverstärker (56) angeordnet ist,
einen zweiten Gleichrichter (60), der zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers (52) liegt, wobei die ersten und zweiten Gleichrichter (54 und 60) mit entgegengesetzten Elektroden zusammengeschaltet sind, einen Kondensator (64), der in eine Verbindung zwischen dem Eingang des Pufferverstärkers (56) und dem Eingang des Operationsverstärkers (52) eingeschaltet ist und eine langsame Entladungscharakteristik hat,
eine Gegenkopplungsschleife (58) zwischen dem Ausgang des Pufferverstärkers (56) und dem Eingang des Operationsverstärkers (52); und daß das

nicht-lineare Filter (66) aufweist:
ein Tiefpaßfilter (68, 70, 72) das das Ausgangssignal des Pufferverstärkers (56) einer parallelen Tiefpaßfilterung unterzieht und um einen vorgegebenen Prozentsatz bedämpft, einen zweiten Pufferverstärker (76), der in Abhängigkeit von dem Tiefpaß-gefilterten Signal das Steuersignal als Ausgangssignal entwickelt,

einen Differenzverstärker (82), der die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des ersten Pufferverstärkers (56) nach Bedämpfung um einen vorgegebenen Prozentsatz und dem Ausgangssignal des zweiten Pufferverstärkers (76) verstärkt, und einen Gleichrichter (83), der das Ausgangssignal des Differenzverstärkers (82) nach Gleichrichtung an den Eingang des zweiten Pufferverstärkers (76) anlegt, wenn die Amplitude des auf einen vorgegebenen Prozentsatz bedämpften Signals die Amplitude des Ausgangssignals des zweiten Pufferverstärkers (76) übersteigt (F ig. 4).

8. Kompander nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Rückkopplungsschleife zwischen dem Ausgang des Pufferverstärkers (76) und dem Tiefpaßfilter (68, 70, 72) vorgesehen ist, welche das Ansprechen des Tiefpaßfilters beschleunigt (F i g. 4).