DE2106172C3

DE2106172C3 - Digitales Synchronmodem

Info

Publication number: DE2106172C3
Application number: DE2106172A
Authority: DE
Inventors: Guenter Dipl.-Ing. Ochel; Juergen Dipl.-Ing. Schroeder
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1971-02-10
Filing date: 1971-02-10
Publication date: 1979-03-15
Also published as: DE2106172A1; NL7201533A; AU3876172A; CA979082A; SE368130C; AU458562B2; DE2106172B2; FR2126834A5; BE779100A; US3764913A; GB1363981A; SE368130B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein digitales Synchronmodem zur synchronen Übertragung binärcodierter Daten mittels FSK-Modulation über betriebsinterne Telefonleitungen oder Ortskabel mit in Stufen wählbaren Übertragungsgeschwindigkeiten, die durch Untersetzungen aus einer Frequenz gewonnen werden, wobei die abgeleiteten Frequenzen mit den Kennfrequenzen der FSK-Modulation verkoppelt werden.

Für die Übertragung binärcodierter Informationen über Fernsprechstromwege wird von sogenannten Modems Gebrauch gemacht, die das binäre Datensignal so modulieren, daß das übertragene Signal hinsichtlich Frequenz- und Phasenverhalten möglichst optimal der Charakteristik des Übertragungskanals angepaßt ist. Bei der Verwendung üblicher Telefonkanäle steht eine Bandbreite von ca. 3,1 kHz zur Verfügung. Die tatsächlich nutzbare Bandbreite wird aber einmal durch ungünstigen Amplitudengang, zum anderen durch starke Nichtlinearität des Phasengangs — zumal in der Nähe der Bandgrenzen, bedingt durch die Eigenschaften der Kanalfilter bei trägerfrequenter Übertragung reduziert. Eine Erhöhung der Übertragungsgeschwindigkeit (größer als 1200 bit/sec) ist daher sowohl senderals auch empfangsseitig nur mit erheblichem Aufwand zu erzielen. Es werden daher besondere Modulationstechniken angewendet. Zur optimalen Ausnutzung der zur Verfügung stehenden Bandbreite muß das Sendespektrum entsprechend begrenzt werden, z. B. mittels Einseitenbandübertragung. Die meisten dieser Verfahren erfordern auf der Empfangsseite eine kohärente Demodulation, d. h. die Empfangssignale müssen mittels eines in Phase und Frequenz dem Träger entsprechenden Signals in das Basisband zurückgebracht werden. Dabei muß der Träger aus dem Empfangsspektrum bei Restseitenbandübertragung bzw. aus den sendeseitig zugefügten Pilotsignalen gewonnen werden.

Mit dem Einsatz von Datenverarbeitungsanlagen in Wirtschaft und Verwaltung gewinnt immer mehr die Datenübertragung über innerbetriebliche bzw. Ortsleitungen an Bedeutung. Dies ist insbesondere bedingt durch viele Datenstationen im engen Umkreis (z. B. Fabrik, Gebäude, Zweigstelle). Bei diesen Übertragungsleitungen handelt es sich in der Regel um fest

durchgeschaltete Fernmeldeleitungen, die ausschließlich zum Zwecke der Datenübertragung verwendet werden und die galvanisch zu Mehrpunktnetzen (Multipointnetworks) geschaltet sein können. Die für die Datenübertragung auf diesen innerbetrieblichen Leitungsnetzen erforderliche Bandbreite wird nicht durch Filter begrenzt Die Übertragungseigenschaften werden allein durch die charakteristischen Größen der jeweils verwendeten Kabel bestimmt, im Gegensatz zu den Fernsprechstromwegen des öffentlichen Fernsprechnetzes. Der Phasengang von Kabelleitungen weist allerdings in der Nähe der Frequenz 0 Hz starke Nichtlinearität auf, weshalb es zweckmäßig ist zur Verringerung von Signalverzerrungen das Datensignal zu modulieren und dadurch von Spektralkomponenten in diesem Frequenzbereich zu befreien. Der Einsatz von herkömmlichen Modems mit höherer Übertragungsgeschwindigkeit wie sie zur Überbrückung größerer Entfernungen im öffentlichen Fernmeldenetz verwendet werden, ist in diesen Fällen nicht gerechtfertigt

Relativ kurze Leitungsverbindungen lassen auch die Übertragung von Datensignalen im Basisband zu. Es ist eine Einrichtung zur Datenübertragung bekannt die nach dem in der Telegraphentechnik üblichen Doppelstromverfahren arbeitet und im Gegensatz zu den in der Fernschreibtechnik erzielten Übertragungsgeschwindigkeiten die Übertragung von Daten bis zu einigen kbit/sec zuläßt

Die modernen Dateneingabe- und Ausgabestation^n arbeiten mit wachsenden Übertragungsgeschwindigkeiten, was eine synchrone Datenübertragung zweckmäßig macht. Diese wiederum bedarf zusätzlicher Schaltungen in der Datenübertragungseinrichtung zur Gewährleistung des Gleichlaufs zwischen Sender und Empfänger. Bei asynchronen Modems und der obenerwähnten Gleichstromübertragungseinrichtung, bei denen die Synchronisation des Empfangsschrittaktgenerators nicht über dem Sendespektrum zugesetzte Pilotsignale, bzw. aus dem Sendespektrum selbst, gewonnen werden kann, sondern mittels der Nuüdurchgänge des demodulierten Datensignals bei asynchronen Modems, bzw. den Nulldurchgängen des Empfangsdatensignals bei Gleichstromübertragungsverfahren, erfordert die Synchronisation des Schrittaktgenerators bestimmte Synchronisierzeichen. Außerdem gestattet die niedrige Senderimpedanz des Gleichstromübertragungssystems nicht das Anschalten mehrerer Sender an eine Übertragungsleitung.

Es sind ferner Modems bekannt, die das kohärente FM-Übertragungsverfahren verwenden und auch weitgehend mit digitalen Schaltungen aufgebaut sind. Bei der Übertragung bitsynchroner Datensignale sind im Sender (Modulator) und Empfänger (Demodulator) spezielle Synchronisierschaltungen notwendig, um das auf die Übertragungsleitung zu gebende modulierte Signal bzw. das empfangsseitig demodulierte Signal synchron zu einem vorgegebenen Schrittakt zu halten. Hierbei kann der die Übertragungsgeschwindigkeit (Bitfrequenz) und Phasenlage bestimmende Sendeschrittakt einerseits im Modem selbst erzeugt, andererseits dem Modem von der angeschlossenen Datenverarbeitungseinrichtung zugeführt werden, je nach Anwendung des Modems muß es über verschiedene Synchronisiereinrichtungen verfügen.

Aus der Literaturstelle IEEE Transactions on Communication Technology, VoI.Com-17, No. 4, August 1969, Seiten 469 bis 474, ist ein Modem der eingangs genannten Art bekannt, das jedoch bei relativ niedrigen Übertragungsgeschwindigkeiten arbeitet wie sie bei normalen Postleitungen noch möglich sind. Es verwendet eine HF-Träger-Modulationsfrequenz, drei Kennfrequenzen und einen Frequenzgenerator, aus dem durch Frequenzuntersetzung die Übertragungsgeschwindigkeiten abgeleitet werden, wobei die der niedrigsten Übertragungsgeschwindigkeit entsprechende Frequenz im Modulator mit der entsprechend untersetzten und mit den Kennfrequenzen gekoppelten

ίο HF-Träger-Modulationsfrequenz gemischt wird. Dazu werden fünf voneinander unabhängige Frequenzgeneratoren verwendet so daß für die unumgängliche Einhaltung der Phasenbeziehungen ein erheblicher Aufwand notwendig ist

Die bisher bekannten Synchronmodems enthalten unabhängig von ihrer Anwendung die im Höchstfall erforderlichen Synchronsignalerzeugungsschaltungen, was für viele Anwendungsfälle dieser Modems einen zu hohen Schaltungsaufwand bedeutet um die Geräte ökonomisch zu nutzen.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein auch für höhere Übertragungsgeschwindigkeiten die Synchronisiergenauigkeit beibehaltendes und im Aufbau einfacheres Modem zu schaffen.

Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, daß zur Abgabe identischer Sende- und Empfangsschrittakte nur im Sendeteil ein Generator mit einer Hauptfrequenz vorgesehen ist aus der die Kennfrequenzen und über einen Phasendetektor mittels eines stufenweise gesteuerten Synchronuntersetzers im Gleichlauf mit den Empfangssignal-Nulldurchgängen Taktimpulse zur Steuerung des aus logischen Verknüpfungsgattern und bistabilen Kippstufen bestehenden Modulators und Demodulators abgeleitet werden, die außerdem über einen stufenweise einstellbaren Schrittaktuntersetzer die die Datenübertragungsgeschwindigkeit bestimmenden Sende- und Empfangsschrittakte liefern.

Wenn der Sender durch einen extern zugeführten Schrittakt gesteuert wird, können im Sendeteil mittels eines zusätzlichen über den durch diesen Sendeschrittakt gesteuerten Phasendetektor stufenweise einstellbaren Synchronisieruntersetzers die für den Modulator erforderlichen Steuertakte im Gleichlauf zu dem extern zugeführten Sendeschrittakl aus einer Hauptfrequenz erzeugt werden.

Bei der Abgabe modemseitig voneinander unabhängiger Sende- und Empfangsschrittakte kann an die Stelle des phasendetektorgesteuerten Synchronisieruntersetzers ein Taktuntersetzer treten, der die für den Modulator notwendigen Steuertakte liefert, aus denen über einen weiteren, je nach gewünschter Datenübertragungsgeschwindigkeit stufenweise einstellbaren Schrittaktuntersetzer der Sendeschrittakt abgeleitet wird.

Im Prinzip kann das Modem mit jeder für die Datenübertragung anwendbaren Übertragungsgeschwindigkeit arbeiten, da zur Realisierung des Modulations- und Demodulationsverfahrens ausschließlich digitale Schaltungen verwendet werden und die

Übertragungsgeschwindigkeit außer durch die Wahl eines bestimmten Teilverhältnisses der Binäruntersetzer durch Wahl der Hauptfrequenz geändert werden kann.

Der Vorteil des Synchronmodems nach der Erfindung besteht darin, daß nur durch eine einfache digital arbeitende Synchronisier-Zusatzschaltung oder einen zusätzlichen Taktuntersetzer eine optimale Anpassung an die verschiedenen Anwendungsfälle durchgeführt werden kann. Ferner ist das Anschalten vieler Modems

und damit Datenstationen über eine gemeinsame Telefonleitiiing (Multidrop-Anordnung) möglich.

Wegen der synchronen Datenübertragungen und der einfachen Wahl der die Kennzustände des Datensignals darstellenden Frequenzen ist im Empfänger des Modems «ine einfache kohärente Demodulation ;i;ög!ich. Die Gewinnung des zur Demodulation erforderlichen synchronen Steuertaktes und des daraus hergeleiteten Empfangsschrittakts ist mit geringem Aufwand möglich. Die Synchronisation des Schritt- itakterzeugers erfordert keine Übertragung spezieller Synchronisierzeichen. Die Sendedaten werden mittels eines im Modem erzeugten Schrittaktsignals von der Datenquelle abgerufen, Daneben besteht die Möglichkeit der externen Synchronisation des Sendeteils über ein Schrittaktsignal, das gemeinsam mit dem Datensignal dem Modem von der Datenquelle zugeführt wird.

Die Zeichnung stellt Ausführungsbeispiele dar. Es zeigt

F i g. 1 eine Schaltung des digitalen FM-Modulators, F i g. 2 das dazugehörige Impulsdiagramm,

F i g. 3 eine Schaltung des digitalen FM-Demodulators,

F i g. 4 das dazugehörige Impulsdiagramm,

F i g. 5 eine Schaltung des digitalen Teiles des Empfängers,

F i g. 6 ein Impulsdiagramm für den Flankendetektor,

F i g. 7 und 8 ein Impulsdiagramm für den Phasenkorrektor,

Fig.9 ein Diagramm über die zeitliche Zuordnung des Empfangssignals und des synchronen Taktsignals.

Fi g. 10 eine zeitliche Zuordnung des demodulierten Datensignals, den Empfangdaten und des Empfangsschrittaktes,

F i g. 11 eine Schaltung des Taktuntersetzers für den Modulator in der dritten Anwendungsart des Modems,

F i g. 12 ein Blockschaltbild des Modems für die erste Anwendjngsart,

F i g. 13 ein Schaltbild der Sendestufe des Modems,

Fig. 14 ein Blockschaltbild des Modems für die zweite Anwendungsart,

F i g. 15 ein Blockschaltbild des Modems für die dritte Anwendungsart

In der Praxis sind drei verschiedene Fälle hinsichtlich des verwendeten Sendeschrittaktes zu unterscheiden.

a) Erste Anwendungsart

Sende- und Empfangsteil arbeiten mit nur einem Schrittakt ST nämlich dem Empfangsschrittakt RST, dessen Erzeugung in allen Versionen des Modems mittels der gleichen Schalteinheit auf gleicher Weise erfolgt. Diese einfachste Ausführungsform des Modems kommt bei DV-Einrichtungen zum Einsatz, die nach dem »Slave«-Prinzip synchrone Datensignale senden bzw. empfangen.

b) Zweite Anwendungsart

Sender und Empfänger arbeiten mit voneinander unabhängigen Schrittaktsignalen. Der Empfangsschrittakt RST wird im Modem erzeugt und über die Nulldurchgänge des modulierten Empfangssignals ÄS synchronisiert. Der Sendeschrittakt TST wird dem Modem von der DV-Einrichtung zugeführt

Im DV-Modulator erfolgt eine Synchronisation der Sendesignale auf den von der Endeinrichtung angebotenen Sendeschrittakt TST.

c) Dritte Anwendungsart

Sende- und Empfangsschrittakt RST und TST sind unabhängig voneinander, wie in der unter b) beschriebenen Modem version, jedoch abweichend hiervon werden Sendedaten von der DV-Einrichtung mittels des intern im Modem erzeugten Sendeschrittaktes TSTabgerufen. Die Erzeugung des Empfangsschrittaktes RST geschieht auf dieselbe Weise wie unter a) und b). Als ein möglicher Einsatzfall kommt die Anwendung dieser Version auf der rechnerseitigen Steuereinheit in Betracht, die die Daten in ein Datenübertragungssystem abgibt und aus diesem aufnimmt.

Im folgenden werden ztjnächst das Modulationsverfahren anhand der Modulationsschaltung, d'e Demodulation anhand der Demodulationsschaltung sowie die Erzeugung der zu dem Datensignal synchronen Schrittakte beschrieben.

Als Modulationsart wird binäre Frequenzmodulation mit kontinuierlicher Phase angewendet (FSK). Den beiden möglichen Zuständen des modulierenden Datensignals wird jeweils eine Kennfrequenz f\ bzw. f-_t zugeordnet, wobei die hohe Kennfreqnuenz f\ den Binärwert »0«, die tiefe Kennfrequenz /2 den Binärwert »1« des Datensignals darstellt.

Zwecks einfacher Demodulation des empfangenen modulierten Datensignals RS wird ein Umschalten der einzelnen Kennfrequenzen (f\ bzw. Z₂) in Abhängigkeit der Zustandsänderung des Datensignals »0« bzw. »1« nur bei 0° oder 180° Phasenlage der Kennfrequenzen durchgeführt.

Um diese Forderung zu gewährleisten, sind bestimmte Voraussetzungen hinsichtlich des zahlenmäßigen Verhältnisses der Kennfrequenzen /j bzw. /2 zueinander und zum Kennwert des Bitintervalls Tbei der höchsten Übertragungsgeschwindigkeit W/zu erfüllen:

m= 1,2,3...

T = — Bitintervall

vü

2. /2 · T = η

45 ρ = 2,3...

In bezug auf das im folgenden Abschnitt beschriebene Demodulationsverfahren und die hierzu erforderliche Gewinnung eines synchronen Taktsignals CS der Frequenz f_s aus den Nulldurchgängen des modulierten Empfangssignals RS ist das Verhältnis /1/Z₂=P geradzahlig; im vorliegenden Fall wurde ρ = 2 gewählt Wenn mindestens eine Signalperiode der hohen Kennfrequenz f\ auf ein Bitintervall Γ entfällt (m = 1), so ergibt sich für TZ₂ = π = 0,5, also eine Halbperiode der niedrigen Frequenz Z₂ je Bitintervall T.

Mit obigen Werten werden z. B. bei vü = 9600 bit/sec /i = 9,6 kHz und f₂ = 4,8 kHz; Λ = 19,2 kHz.

Beide Kennfrequenzen /i und /2 sowie alle zur Realisierung des Modems verwendeten Frequenzen werden mittels Binäruntersetzerstufen aus einer Hauptfrequenz f₀ (z. B. /„ = 614,4 kHz), eines Generators hergeleitet wodurch eine starre Phasenverkopplung der die Kennzustände des Datensignals darstellenden Signals der Frequenz f\ und /2 sichergestellt wird.

Fig. 1 zeigt das Schaltbild des FM-Modulators, Fig. 2 gibt das zugehörige Impiilsdiagramm wieder. Basissignale für die Erzeugung eines FSK-Signals sind CS bzw. CS* und ET bzw. £T\ die beide dieselbe Frequenz /_s haben. Dabei besteht zwischen f_s und der maximalen Übertragungsgeschwindigkeit va_max folgende Beziehung: fJHi = 2 Vümnx/bMscc- Die Signalform von CS bzw. CS* und ET bzw. ET* ist aus dem Impulsdiagramm Fi g. 2 ersichtlich. Die Erzeugung der Signale CS bzw. CS* und ET bzw. ET* erfolgt je nach Ausführung des Modems in verschiedenen Synchronuntersetzern ZG, FFA, FFB oder FFC (s. Fig. 11, F i g. 12, F i g. 14 und F i g. 15), wie noch näher erläutert wird. Wichtig für einwandfreies Arbeiten des Modulators ist, daß die Signale CS bzw. CS* und £Tbzw. ET* synchron sind zu dem modulierenden Datensignal TD (Sendedaten). Zu diesem Zweck werden die Sendedatensignale TD mit der Impulsfolge aus Gatter G 2 (halbe Frequenz des Taktsignals CS bzw. CS*) abgefragt und in dem aus AFi und GI aufgebauten Auffangflipflop zwischengespeichert. Wie aus F i g. 2 hervorgeht, fallen die Übergänge des Datensignals TD am Ausgang des Auffangflipflops AFt mit den Impulsflanken von CS bzw. CS* zusammen, wodurch eine starre Phasenkopplung gewährleistet wird. Das Signal FM 1 wird durch Frequenzteilung um den Faktor 2 in der gleichnamigen Binäruntersetzerstufe gewonnen. Das synchronisierte Datensignal von AFi bzw. AFX steuert im Gegentakt den als FM-Modulator fungierenden Umschalter, der aus den Gattern (alle Gatter sind NAND's) G 4, G5 und G 6 sowie der nachgeschalteten Untersetzerstufe FM 2 gebildet wird. Eei Binärwert »t« des Datensignals TD wird über AFX das Gatter G 4 geöffnet für die Frequenz 2 · h (h niedrige Kennfrequenz). Das negierte Datensignal von AFX sperrt Gatter G5 für die Frequenz 2 f\ = f_s (f\ hohe Kennfrequenz). Die jeweils durchgeschaltete Frequenz 2 £ bzw. 2 /j gelangt aus den zu einem »wired Or« verknüpften Ausgängen der Gatter G 4 und G 5 über den Inverter G 6 auf die Bedingungseingänge des /K-Flipflops FM 2, an dessen Ausgang das modulierte Datensignal TS erscheint (s. Fig. 2).

Den Aufbau der Sendestufe, die zwischen dem digitalen Modulationsteil (Fig. 1) und der Übertragungsleitung liegt, zeigt F i g. 13. Das digitale modulierte Sendesignal TS (FM 2) gelangt über den Diodenbegrenzer, bestehend aus R 2, DX und D 2 sowie den Spannungsteiler R 3, R 4 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ICi, der mit der RC-Kombination (R6/C3) in der Gegenkopplung als aktives Tiefpaßfilter arbeitet. Der Tiefpaß beseitigt die unerwünschten Oberwellen des digitalen modulierten Sendesignals TS. Die Besonderheit der Sendestufe besteht in dem elektronischen Schalter, der durch die Parallelschaltung der beiden Leistungsfeldeffekttransistoren TX und T2 sowie der Schaltung zur Ansteuerung der Feldeffekttransistoren gebildet aus den Schaltelementen Γ3, Γ4, R10 bis R13 und C4 und C5 realisiert wird. Der elektronische Schalter wird durch das Steuersignal SA (Sendeteil anschalten) von der mit dem Modem verbundenen Datenverarbeitungseinrichtung gesteuert Im Zustand »1« des Steuersignals SA wird der Ausgang des Verstärkers über die durchgeschalteten Feldeffekttransistoren niederohmig mit dem Leitungsüberträger Tr verbunden, so daß, von der Übertragungsleitung gesehen, der Sendeteil mit der niedrigen Impedanz des Sendeverstärkers erscheint Der Sendeverstärker wird über die gesperrten Feldeffekttransistoren von der Leitung getrennt, wenn das Steuersignal SA im »O«-Zustand ist, und die Übertragungsleitung wird praktisch nur durch die Eingangsimpedanz des leerlaufenden Übertragers belastet. Diese Eigenschaft des Sendeteils ist wichtig für den Aufbau sogenannter Multipoint-Übertragungsnetze, bei denen die Empfangsteile der Modems der Datenstationen über ein und dieselbe Zweidrahtleitung mit dem Sendeteil des rechnerseitigen Modems und die Sendeteile der

ίο Datenstationsmodems über eine getrennte Zweidrahtleitung mit dem Empfangsteil des rechnerseitigen Modems verbunden sind.

Da die Ausgangsimpedanz des Modems im aktiven Zustand der angeschalteten Datenstationsmodems

niedrig ist, müssen alle anderen an derselben Übertragungsleitung liegenden Datenstationen ihre Modemsendeteile in den hochohmigen Zustand bringen, um unzulässig hohe Dämpfung des übertragenen Signals zu vermeiden.

Zur Demodulation gelangt das modulierte Sendesignal über die Übertragungsleitung in eine im Schaltbild F i g. 3 nicht gezeichnete Eingangsstufe des Empfängers, wo das Empfangssignal RS über Begrenzerstufen amplitudenmäßig regeneriert wird. Zur genauen zeitlichen Regenerierung und für die anschließende Demodulation des Empfahgssignals RS ist ein synchroner Takt erforderlich. Dieser Takt wird in einem rein digital arbeitenden Synchronisieruntersetzer FFA aus dem Taktsignal CL des Generators HG (Fig.5) (z.B.

f_o = 614,4 kHz, quarzstabilisiert) gewonnen, wobei die Phasenlage des synchronen Taktes CSentsprechend der zeitlichen Lage der Nulldurchgänge des modulierten Empfangssignals RS eingestellt wird. Das regenerierte Empfangssignal ÄS gelangt auf den Demodulator, wo es

beim Übergang des Synchronsignals CS (z. B. f_s = 19,2 kHz) abgetastet und im Flipflop AF2 zwischengespeichert wird.

Mit dem nachgeschalteten zweistufigen Schieberegister SFl und SF2 wird es um zwei Taktzeiten 2 Ts = 2/f_s verzögert Durch Verknüpfung der Signale AF2 und SF1 in einer Exklusiv-Oderschaltung G 8, G 9, G10 wird das ursprünglich gesendete Datensignal TD am Ausgang AF3 als Signal ED wiedergewonnen. Den zeitlichen Verlauf bei der Rückgewinnung des Signals zeigt Fig.4. Die einzelnen Signale RS, CS, AF2, SFX, G 10, AF3 (Signal ED in F i g. 5,12,14,15) liegen an den Ausgängen der entsprechend bezeichneten Schaltglieder in der Schaltung nach F i g. 3 bzw. F i g. 5, F i g. 12, Fig. 14 bzw. F ig. 15.

Das demodulierte Datensignal wird im Rhythmus des Empfangsschrittaktes ÄS7"mit Hilfe des Taktsignals am Ausgang von G 40 entsprechend der Bitübertragungsrate abgefragt und für die Dauer eines Bitintervalls in AF3 zwischengespeichert Der Empfangsschrittakt RST sowie das Taktsignal G 40 werden mittels eines Schrittaktuntersetzers EFA stufenweise über Schalter oder Brücken L an EAS bis EES einstellbar aus dem synchronen Takt CS für die kohärente Demodulation gewonnen, wobei das Teilverhältnis des Untersetzers entsprechend der jeweiligen Übertragungsgeschwindigkeit zu wählen ist (Bei z. B. v„ = 9600 bit/sec ist das Teilverhältnis 2 :1 Brücke an £4Sgeschlossen.)

Wie beschrieben, wird für die kohärente Demodulation der aufbereiteten Empfangssignale ein synchroner Takt CS der Frequenz /_s (z. B. 19,2 kHz) benötigt Die Synchronisation des Steuertakts in bezug auf die Phasenlage (Nulldurchgänge) des Empfangssignals ÄS erfolgt in einer digital arbeitenden Synchronisierein-

richtung, deren wesentliche Bestandteile ein in seinem Teilerverhältnis variabler Teiler (Synchronisieruntersetzer FFA), ein Flankendetektor FLD(Nulldurchgangsdetektor) und eine Vergleichsschaltung PK zur Ermittlung der Phasenabweichung (beides zusammen ergibt den Phasendetektor PHD) zwischen dem Empfangssignal RS und dem mittels des variablen Teilers aus der Hauptfrequenz (z. B. f_o = 614,4 kHz) des Generators hergeleiteten Steuertaktes CS sind. Zur Korrektur der Phase des Steuertaktes werden Regelschritte eingeführt, die der in einer Vergleichsschaltung ermittelten Phasenabweichung entgegenwirken. Der Regelschritt

beträgt — ts (ts = MfS) je Periodendauer des Schiebetaktes. Da der Steuertakt, bezogen auf das Empfangssignal RS, ungünstigenfalls 50% außer Phase sein kann — unverzerrtes Empfangssignal vorausgesetzt — sind für

die Anfangssynchronisation ^ Regelschritte erforderlich, d. h.y Übergänge des Empfangssignals /?5bis zum Erreichen des synchronen Zustandes, je größer μ. ist, desto langer wird die Anfangssynchronisation dauern,

und zwar y fs bei Empfang der hohen Kennfrequenz f\ und μ ts bei Empfang der niedrigen Kennfrequenz /j. Es ist nun wünschenswert, die erforderliche Zeit für die Anfangssyiichronisation möglichst klein zu halten. Das bedeutet, den Wert für μ klein zu wählen, also in bezug auf das Taktintervall ts große Regelschritte auszuführen. Das wiederum führt zu ungünstigem Verhalten der Synchronisiereinrichtung nach abgeschlossener Anfangssynchronisation, wenn z. B. lediglich geringe Frequenzabweichungen zwischen den Oszillatoren des entfernten Senders und des Empfängers ausgeglichen werden müssen. Störungen auf der Übertragungsstrekke rufen »falsche« Nulldurchgänge beim Empfangssignal hervor, die außerhalb des durch den Steuertakt gekennzeichneten Zeitrasters liegen, wodurch der Synchronismus gestört werden kann, umso eher, je größer die Regelschritte sind. Eine Möglichkeit, diese widersprüchlichen Anforderungen an die Synchronisiereinrichtung zu erfüllen, besteht darin, den Synchronisierprozeß in zwei Schritten durchzuführen. Während der Anfangssynchronisations werden große Regelschritte ausgeführt; oder im Extremfall wird das Einphasen in einem Sprung erreicht, das Nachsynchronisieren dagegen wird in sehr kleinen Schritten vollzogen, wodurch die Gefahr des Außertrittfallens bei gestörtem Empfangssignal stark vermindert (Schwungrad-Effekt) wird. Bei einer anderen Lösung macht man keinen Unterschied zwischen Anfangs- und Nachsynchronisationsphase. Die Wahl der Größe des Regelschritts ergibt sich dabei als Kompromiß aus den beiden sich widersprechenden Forderungen. Diese Lösung wird hier gewählt Der Regelschritt wird hier z. B. als ein 32ster Teil des Schiebetaktintervalls ts, ±h. μ = 32, gewählt, hieraus erhält man einen guten Kompromiß zwischen den beiden Forderungen. Mit μ ist der Zusammenhang zwischen der Hauptfrequenz des Generators /_o und der Frequenz f_s des synchronen Steuertaktes CShergestellt:

F₀ = μ ■ f_a

für z. B. fs = 19,2 kHz und μ = 32 wird

/„ = 32 · 19,2 kHz = 614,4 kHz.

Fig.5 zeigt die Schaltung des Empfängers mit Demodulator DEM (rechts oben), dem Teiler EFA zur Erzeugung des Empfangsschrittaktes (links unten) und der Synchronisiereinrichtung (linker oberer Teil der Figur) bestehend aus dem Synchronisieruntersetzer FFA und dem Phasendetektor.

Die Flipflops FD1 bis FD 3 und die Gatter C 12 und G 13 bilden den Flankendetektor FLD. Jede Flanke des digitalisierten Empfangssignals RS kippt eines der beiden Flipflops FD 1 und FD 2 und bereitet damit FD3 über C 12 vor, das mit dem nächsten Taktimpuls aus

ίο G 26 über G13 (Impulsfolgefrequenz gleich halbe Hauptfrequenz z. B. >h f_a = 307,2 kHz) kippt. Mit der Rückflanke des Taktimpulses wird FD3 wieder zurückgestellt. Es entsteht also bei jeder Flanke des Empfangssignals RS ein Impuls, der in das durch den Takt CL des Generators HG vorgegebene Zeitraster fällt (s. Fig.6). Mit jedem Impuls am Ausgang des Flankendetektors FD 3 werden FD1 und FD 2 über die Rückstelleingänge in ihre Ausgangsstellungen gebracht. Gleichzeitig wird FD4 vorbereitet, das mit dem nächstfolgenden zentralen Generator-Taktimpuls CL in den Ruhezustand »0« fällt und das Schaltglied G 14 sperrt. FD4 wird periodisch mittels des invertierten Steuertaktes über Schaltglied G 29 in den »1 «-Zustand gebracht, wodurch der Flankendetektor wieder aktiv wird. Auf diese Weise wird verhindert, daß in dem durch die Periodendauer ts des Steuertaktes vorgegebene Intervall mehr als ein Regelschritt ausgeführt werden kann. Die für die Phasenkorrektur zugelassenen Impulse des Flankendetektors werden über die Schaltglieder G14 und G15 den Vorbereitungseingängen der Flipflops Fl und F2 zugeführt. Diese bilden zusammen mit den Schaltgliedern G 16, G 17, G 18 und G 19 die Phasenkorrekturschaltung PK der Synchronisiereinrichtung. Die Flipflops FF\A bis FFiA mit den Gattern G 22, G 23, G 24 und G 25 bilden den binären Synchronisieruntersetzer FFA mit dem Teilerverhältnis 1 :32, dessen Zykluszeit ts über eine Änderung des Untersetzerverhältnisses mittels der Phasenkorrektur-Schaltung PK um den Betrag fs/32 verlängert bzw. verkürzt werden kann, abhängig davon, welchen Binärwert das Ausgangssignal ETi des Synchronunlersetzers FFA zum Zeitpunkt eines Korrekturimpuises bzw. einer Flanke des Eingangssignals ÄS hat. Trifft z. B. ein Korrekturimpuls vom Flankendetektor FLD ein, während ET= »0« ist, so kann F2 auf den nächsten Taktimpuls CL nicht kippen. Fl ändert seinen Zustand und schaltet die Phase des Taktsignals für den Binäruntersetzer FFA, bestehend aus den Stufen FF2A bis FFiA um, wodurch eine Verkürzung des Teilerzyklus bewirkt wird, was zeitmäßig in F i g. 7 dargestellt ist. Eine Verlängerung des Zyklus entsteht, wenn FFiA im Zustand »1« ist (ET= »1«) bei Eintreffen eines Korrekturimpulses (s. F i g. 8). In diesem Fall nimmt F2 für die Dauer einer Periode des Generatortaktes CL einen anderen Zustand an und blockiert Schaltglied G18 für einen Impuls.

Nach erfolgter Anfangssynchronisation ergibt sich die in Fig.9 dargestellte zeitliche Zuordnung des digitalen Empfangssignals RS zu dem am Ausgang des Gatters G 30 erscheinenden synchronen Steuertakt CS. Im synchronen Zustand der Einrichtung fallen die zur Abtastung des Empfangssignals RS verwendeten Impulse des synchronen Steuertaktes CS jeweils in die Mitte einer Halbperiode des Empfangssignals RS bei Empfang der hohen Kennfrequenz f\ und zwei Abtastimpulse in jede Halbperiode bei Empfang der tiefen Kennfrequenz /j. Dabei ist der Spielraum, d. h. der zeitliche Abstand des Abtastimpulses zu den Flanken

des Empfangssignals, jeweils '/2 ts bei unverzen lern Empfangssignal. Das Signal aus G 20 · G 21 sperrt während der Zeit ?m, symmetrisch nur »0« -► »1« — Flanke des Signals ET, das Gatter G 14, so daß Flanken des Empfangssignals RS, die in diesem Zeitbereich auftreten, keine Änderung der Phase des synchronen Steuertaktes bewirken können. Das führt zu einer Verminderung des Phasenjitters im synchronen Zustand. Lediglich die natürlichen Frequenzabweichungen im Sender und Empfänger werden ausgeglichen.

Die Demodulation des Empfangssignals RS erfolgt, wie beschrieben, in der aus den /K-Flipflops 4F2, 5Fl und SF2 sowie den Gattern G8, G9 und GlO aufgebauten Schaltung (F i g. 3 und 5). Am Ausgang des Gatters G10 liegt das demodulierte Datensignal vor, das periodisch im Rhythmus des Empfangsschrittakts RST abgefragt und für die Dauer eines Bitintervalls in dem /AT-Flipflop AFZ zwischengespeichert wird. Der Empfangsschrittakt RST wird in dem aus den Stufen £45 bis EES gebildeten Binäruntersetzer aus dem zur Demodulations erforderlichen synchronen Steuertakt 65(Gatter G32) hergeleitet. In Gatter G 39 werden die zur zeitlichen Regeneration des demodulierten Empfangssignals im Auffangflipflop AFZ benötigten Impulse (Ausgang G40) auscodiert. Die Impulsfolgefrequenz ist mittels Lötbrücken i-im Empfangsschrittakterzeuger EFA in Übereinstimmung mit der Frequenz des Empfangsschrittaktes R57entsprechend der gewählten Übertragungsgeschwindigkeit einzustellen. Der »0«-» »1 «-Flanke des Empfangsschrittaktes RST ist jeweils die aktive Flanke eines Abtastimpulses am Takteingang des Auffangflipflops AFZ zugeordnet, so daß die »1«-» »0«-Flanke des Schrittakts RST die zeitliche Mitte eines Signalelementes ED(Empfangsdaten) am Ausgang von AFZ kennzeichnet (Fig. 10).

In der ersten Anwendungsart des Modems (s. F i g. 12) werden die identischen Sende- und Empfangsschrittakte TST und RST mit demselben Schrittakterzeuger EFA gewonnen.

Der zusätzliche Synchronuntersetzer FFB mit dem Phasendetektor PHD2 für die zweite Anwendungsart (vgl. F i g. 14) oder der zusätzliche Taktuntersetzer ZG, erläutert anhand von Fig. 11, für die dritte Anwendungsart (vgl. Fig. 15) entfallen hier. Die Steuerung des Modulators MOD wird vom Synchronisieruntersetzer FFA mit dem Phasendetektor PHDl zusätzlich zur Steuerung des Demodulators DEM übernommen.
Bei der externen Zuführung des Sendeschritlaktes entsprechend der zweiten Anwendungsari des Modems werden dem Modulator die Sendedaten TD und der zugehörige Schrittakt TST von der angeschlossenen DV-Einrichtung angeboten (Fig. 14). Da die Kennfrequeiizen /Ί und /> der Frequenzumtastung intern im Modem aus der Hauptfrequenz f_a des Generators HG hergeleitet werden, besteht in diesem Fall die Notwendigkeit zur Synchronisation des für die Modulation erforderlichen Steuertaktsignals CS* mit der Frequenz z. B. f_M = 19,2 kHz auf den extern zugeführten Sendeschriitakt TST. Die für diesen Zweck zusätzlich benötigte Synchronisiereinrichtung bestehend aus Synchronisieruntersetzer FFD und Phasendetektor PHD2 ist schaltungsmäßig mit der für die Erzeugung des zur kohärenten Demodulation verwendeten Steueriaktes CSidentisch, wie bereits anhand von Fig. 5 und 12 erläutert wurde. Anstelle des Empfangssignals RS wird in diesem Fall dem Flankendetektor FLD des Phasendetektors PHD2 das Schrittaktsignal r57zugeführt.

Bei interner Erzeugung des Sendeschrittakts TST entsprechend der dritten Anwendungsart des Modems (s. Fig. 15) arbeitet das Modem mit unabhängigem Sende- und Empfangsschrittakt. Im Gegensatz zur

jo zweiten Anwendungsart wird hier der Sendeschrittakt TST intern erzeugt in einem zusätzlichen Taktuntersetzer ZG(s. Fig. 11). ZGbesteht aus dem Binäruntersetzer TFi - TF5 zur Erzeugung der Steuersignale CS* bzw. ET* aus der Hauptfrequenz f_o des Generators HG

is für den Modulator und einem zweiten Binäruntersetzer TF6 - TFiO, der den Sendeschrittakt TSriiefert. Die Sendedaten TD werden mittels des Sendeschrittakts TST von der DV-Einrichtung abgefragt Die Frequenz des Sendeschrittakts TST kann stufenweise mittels Lötbrücken (a... f) entsprechend der gewünschten

Übertragungsgeschwindigkeit
(s. F ig. 11).

eingestellt werden

Hierzu 11 Blatt Zcichnuimcn

Claims

Patentansprüche:

_ 1. Digitales Synchronmodem zur synchronen Übertragung binärcodierter Daten mittels FSK-Modulation über betriebsinterne Telefonleitungen oder Ortskabel mit in Stufen wählbaren Übertragungsgeschwindigkeiten, die durch Untersetzungen aus einer Frequenz gewonnen werden, wobei die abgeleiteten Frequenzen mit den Kennfrequenzen der FSK-Modulation verkoppelt werden, dadurch gekennzeichnet, daß zur Abgabe identischer Sende- und Empfangsschrittakte nur im Sendeteil ein Generator (HG) mit einer Hauptfrequenz vorgesehen ist, aus der die Kennfrequenzen und über einen Phasendetektor (PHD) mittels eines stufenweise gesteuerten Synchronuntersetzers (FFA) im Gleichlauf mit den Empfangssignal-Nulldurchgängen (RS) Taktimpulse (CS) zur Steuerung des aus logischen Verknüpfungsgattern und bistabilen Kippstufen bestehenden Modulators (MOD) und Demodulators (DEM) abgeleitet werden, die außerdem über einen stufenweise einstellbaren Schrittaktuntersetzer (EFA) die die Datenübertragungsgeschwindigkeit bestimmenden Sende- und Empfangsschrittakte (TST, RST) liefern.
2. Digitales Synchronmodem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß durch einen extern zugeführten Sendeschrittakt im Sendeteil mittels eines zusätzlichen über diesen Sendeschrittakt gesteuerten Phasendetektors (PHD2) ein stufenweise einstellbarer Synchronuntersetzer (FFB) die für den Modulator (MOD) erforderlichen Steuertakte im Gleichlauf zum Sendeschrittakt aus dem Generator (HG) erzeugt.
3. Digitales Synchronmodem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß unabhängig vom Empfangsschrittakt ein Sendeschrittakt erzeugt ist, indem über einen zusätzlichen Taktuntersetzer (ZG) aus dem Generator (HG) die für den Modulator (MOD) notwendigen Steuertakte erzeugt werden, aus denen über einen weiteren, je nach gewünschter Datenübertragungsgeschwindigkeit stufenweise einstellbaren Schrittaktuntersetzer (FFA, EAS...) der Sendeschrittakt abgeleitet wird.
4. Digitales Synchronmodem nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator (DEM) von dem aus Kippstufenteilern (EAS, EES) bestehenden Schrittakterzeuger (EFA), der vom Synchronuntersetzer (FFA) angesteuert wird, mitgesteuert wird.
5. Digitales Synchronmodem nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor (PHD 1 bzw. PHD2) aus einem aus Kippstufen (FD) und Verknüpfungsgattern (G 12, G13) aufgebauten Flankendetektor (FLD) und einem aus Kippstufen (Fi, F₂) und Verknüpfungsgattern (G 14, G21) aufgebauten Phasenkorrektor (PK) besteht, der mit den Ausgängen des Synchronuntersetzers (FFA bzw. FFD) und des Flankendetektors (FLD) gekoppelt ist.
6. Digitales Synchronmodem nach Anspruch 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktuntersetzer (ZG) aus gattergekoppelten Kippstufen (FF,...FF10) besteht.
7. Digitales Synchronmodem nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator (MOujaus einer AufFangkippstufe (AFi) und einem vorgeschalteten Gatter (Gl) sowie einer über Gatter (G 3) mit ihr verknüpften Kippstufe (FMi) besteht und die Ausgänge der Kippstufe (AFl) über Gatter mit den Eingängen einer Ausgangskippstufe (FM 2) verbunden sind.
8. Digitales Synchronmodem nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator aus hintereinandergeschalteten Kippstufen (AF% SF2 und SFl) besteht und die Ausgänge der 1. Kippstufe (AF2) und der letzten Kippstufe (5Fl) über Gatter mit den Eingängen einer Ausgangskippstufe (AF3) verbunden sind.
9. Digitales Synchronmodem nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendestufe des Modulators (MOD) aus einem aktiven Tiefpaßfilter besteht, an dessen Eingang Begrenzerglieder (D 1, D 2) und dessen Ausgang über paraillelgeschaltete Schaltertransistoren (Ti, T2), an die eine steuernde Transistorstufe (T3 bzw. Γ4) angeschlossen ist, mit dem Leitungsübertrager (Tr) verbunden ist.