DE2057531C3 - Schaltungsanordnung zur Störaustastung bei einem Informationssignal - Google Patents

Description

is Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Störaustastung bei einem Informationssignal, bei welchem den in einem vorgebbaren Amplitudenbereich liegenden Nutzsignalkomponenten diesen Bereich übersteigende Störsignalkomponenten überlagert sein können, wobei eine Schwellenwertstufe vorhanden ist, welche auf die Störsignalkomponenten anspricht und zu den Störsignaikomponenten komplementäre Kompensationssignale erzeugt welche dem Informationssignal überlagert werden.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der US-Patentschrift 35 24 021 bekannt. Diese bekannte Schaltungsanordnung weist jedoch den wesentlichen Nachteil auf, daß im Bereich der Vorderflanke eines Rauschimpulses noch gewisse Restscörungen übrig bleiben, die nicht vollständig kompensiert werden, da die Einrichtung zur Störaustastung zwangsläufig eine besteimmte Ansprechzeit aufweist, bis sie voll wirksam wird. Somit werden die in der Anlaufphase zur Störaustastung auftretenden Impulsanteile nicht vollständig kompensiert und wirken sich somit noch störend aus. Außerdem ist bei dieser bekannten Einrichtung nicht gewährleistet, daß solche Komponenten eines Störsignals oder Rauschsignals ohne störende Auswirkung bleiben, welche einen Pegel haben, der unter dem normalerweise für das Ansprechen der Einrichtung zur Störaustastung verwendeten Rauschschwelisnwert liegt. Es kann nämlich der Fall eintreten, daß bei einem Störsignal, welches leicht unter dem Schwellenwert für das Ansprechen der Störaustastung liegt, die Schaltung praktisch einrastet, d. h., daß der gesamte Betrieb der Schaltung auf diese Weise unterbrochen wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Störaustastung der eingangs näher genannten Art 2u schaffen, durch welche eine

so besonders exakte Austastung eines Störsignals gewährleistet ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung vor, daß eine Verzögerungsstufe vorgesehen ist, in welcher das Informationssignal gegenüber den Kompensations-

Signalen vor der Überlagerung verzögert wird, und daß die Dauer der Störaustastung durch die Entladung eines die Schwellenwertstufe bildenden Ladungsspeichers steuerbar ist, der auf ein vorgebbares Schwellenpotential aufladbar ist.

Vorteilhafte Weiterbildungen und bevorzugte Ausführungsformen des Erfindungsgegenstandes ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Gemäß der Erfindung ist der wesentliche Vorteil erreichbar, daß auch bei Störimpulsen mit außerordent-

ιλ Hch steiler Anstiegsflanke und darüber hinaus auch bei beliebigen Störsignalen praktisch eine vollständige und einwandfreie Störaustastung gewährleistet ist. Gemäß der Erfindung werden nämlich auch die zeitlich

frühesten Anteile im Bereich der Anstiegsflanke eines Störimpulses bereits wirksam unterdrückt. Gemäß der Erfindung wird nämlich das Informationssignal in bezug auf das zur Kompensation von Störsignalen erzeugte Kompensationssignal so lange verzögert, bis die Zuordnung zwischen dem Informationssignal und dem Kompensationssignal derart gewählt ist, daß auch die zeitlich frühesten Anteile eines Störimpulses mit Sicherheit etwas später auftreten als die Vorderflanke eines entsprechenden Kompensationsimpulses. I ο

Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung kann jedoch nicht nur der Beginn eines Kompensationssignals in gewünschter Weise gesteuert werden, sondern es kann auch die Dauer des Kompensationssignals in optimaler Weise gewählt werden, so daß ein Einrasten der Korrekturschaltung auf einen Signalpegel verhindert wird, welcher die gesamte Schaltungsanordnung in ihrer Funktion stören würde. Indem nämlich durch die Entladungszeit des Ladungsspeichers eine maximale Zeit für die Austastung vorgegeben werden kann, ist sichergestellt, daß nach dem Verstreichen dieser Zeit die Schaltungsanordnung zur Störaustastung zunächst einmal wieder abgeschaltet wird.

Ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt

F i g. 1 ein Blockdiagramm eines Fernsehempfängers mit dem erfindungsgemäßen Rauschgatter,

F i g. 2 ein detailliertes Schaltbild des Rauschgatters mit der Rauschinversionsstufe gemäß der Erfindung.

Der in F i g. 1 dargestellte Fernsehempfänger besitzt eine Antenne 10, von der aus die ankommenden Signale einer HF-Verstärker- und Frequenzumsetzerstufe 14 zugeführt werden. In dieser Stufe werden die Signale verstärkt und auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt. Diese ZF-Signale werden dann in einer Reihe von Video-ZF-Verstärkern 16 und 22 weiter verstärkt. Das Ausgangssignal des zweiten Video-ZF-Verstärkers wird in einem Videodetektor 24 gleichgerichtet, der das zusammengesetzte Videosignal liefert, das mit seinen Helligkeitskomponenten und Synchronisationskomponenten in einer Video-Verstärkerstufe 26 weiter verstärkt und auch an das auf die Farbsignalkoniponenten ansprechende Farbsignal-Verarbeitungssystem 36 angelegt wird.

Die verstärkten Komponenten des Helligkeits- und Synchronisationssignals werden nach der Verstärkung im Videoverstärker 26 in einer Verzögerungsstufe 28 verzögert und anschließend in einem weiteren Videoverstärker 30 vor dem Anlegen an einen Demodulator 34 weiter verstärkt. Die zusammengesetzten Farbsignalkomponenten werden nach der Verarbeitung in der Stufe 36 ebenfalls an den Demoudlator 34 angelegt, der an den drei mit den verschiedenen Kathoden der Bildröhre 38 verbundenen Ausgängen das rote, blaue v> und grüne Farbsignal liefert.

Neben der Helligkeitskomponente des Farbsignals für den Demodulator 34 legt der zweite Videoverstärker 30 auch das zusammengesetzte Videosignal an ein Rauschgatter 39 an, das eine Störaustastung 39a und f>o eine Verzögerungsstufe 396 umfaßt. Dieses Rauschgatter beseitigt die Rauschkomponenten, die die Synchronisationskomponenten im zusammengesetzten Farbsignal übersteigen, so daß rauschfreie Videosignale am Ausgang der Verzögerungsstufe 396 im Rauschgatter 39 ·>·· zur Verfugung stehen, die einer Trennstufe für die Synchronisationssignale 40 zugeführt werden. Diese Trennstufe liefert die horizontalen und vertikalen Komponenten des Synchronisationssignals für die horizontale und vertikale Ablenkstufe 42 bzw, 44, Diese Ablenkstufen 42 und 44 erzeugen in den auf dem Hals der Bildröhre 38 angeordneten horizontalen und vertikalen Ablenkspulen 46 bzw. 48 wirksame horizontale und vertikale Ablenkspannung. Das rauschfreie Videosignal wird auch an eine getastete automatische Verstärkungsregelung 50 (AVR) angelegt, die vom horizontalen Rücklaufimpuls zur Erzeugung eines Regelsignals während des getasteten Zeitintervalls augesteuert wird. Das Regelsignal erscheint auf der Leitung 52 und ändert die Amplitude entsprechend der Spitzenamplitude des Synchronisationsimpulses, der während des getasteten Zeitintervalls anliegt. Die Amplitude des Synchronisationsimpulses hängt seinerseits wiederum von der Amplitude des von der Antenne 10 empfangenen Eingangssignals ab, so daß die auf der Leitung 52 anliegende Spannung repräsentativ für die Signalstärke des Eingangssignals ist. Entsprechend dem Aufbau der verwendeten automatischen Verstärkungsregelung 50 wirkt die Regelspannung t-.i der Leitung 52 entweder im Sinne einer Anhebung der Verstärkung oder einer Verringerung der Verstärkung. Diese Regelspannung wird einerseits an den ersten Video-ZF-Verstärker 16 und andererseits nach einer Verzögerung in der Ver^ögerungsstufe 54 an die HF-Verstärker- und Frequenzumsetzerstufe 14 angelegt. Damit wird in bekannter Weise in diesen Stufen die gewünschte Verstärkung eingestellt.

In Fig.2 ist ein detailliertes Schaltbild eines Rauschgatters mit einer Rauschinversionsstufe 39a und einer Verzögerungsstufe 39b dargestellt, wie sie für den Fernsehempfänger gemäß Fig. 1 Verwendung finden können. Die innerhalb der gestrichelten Linie dargestellten Komponenten können auf einem einzigen integrierten Halbleiterplättchen angeordnet werden, wobei sie Teil einer größeren, auf diesem Halbleiterplättchen vorgesehenen integrierten Schaltung sein können.

An die Eingangsklemme 60 wird ein positives Betriebspotential angelegt, das von einer geeigneten Spanuungsquelle im Fernsehempfänger abgeleitet wird. Die vom Videoverstärker 30 gelieferten Eingangssignale bestehen aus dem zusammengesetzten Videosignal 61 und werden an die Eingangsklemme 63 des Rauschgatters 39 angelegt. Der am meisten negativ verlaufende Teil dieses zusammengesetzten Videosignals ist die Synchronisationskomponente, die um die Spannung Av über Masse liegt. Die im Videosignal enthaltene restliche Information liegt um die Spannung Bv über dem negativsten Wert des Synchronisationssignals. Dieses zusammengesetzte Signal kann unerwünschte Rauschimpulse oder Rauschspif.en .inihallen, die über die negativste Spannung Av des Synchronisationssignals hinaus verlaufen. Derartige Rauschimpulse sind im Videosignal 61 mit 64 bezeichnet.

Das zusammengesetzte Videosignal einschließlich der unerwünschten Rauschimpulse wird über die Eingangsklemme 63 der basis eines NPN-Transistors 65 zugeführt, der als Emitterfolger geschaltet ist. Der Emitter dieses Transistors ist über einen ge^igrteten Widerstand 66 mit Masse verbunden, wogegen der Kollektor des Transistors an der mit dem positiven Spannungspotential verbundenen Eingangsklemme 60 liegt. Die am Emitter des Transistors 65 erscheinenden Signale haben denselben Signalverlauf wie das Videosignal 61, jedoch sind sie um den Betrag des

Basis-Emitter-Spannungsabfalls Φ des Transistors 65 nach unten verschoben.

Diese am Emitter des Transistors 65 auftretenden Signale werden dann an den Eingang der Verzögerungsleitung 396 angelegt, die aus RC-Gliedern aufgebaut ist ■> und eine Vielzahl in Serie geschalteter Widerstände 68 aufweist. Die Verbindungspunkte der einzelnen Widerstände sind mit den Kathoden von jeweils einer in Sperrichtung vorgespannten Zenerdiode 69 verbunden. Diese Zenerdioden 69 werden als Kondensatoren in betrieben, wobei ihre Anode mit einem Vorspannungspotential beaufschlagt wird, das vom l-lmitter eines Transistors 71 im Vorspannungsnetzwerk aus angelegt wird. Die Basis dieses Transistors ist mit einem geeigneten Abgriff eines Spannungsteilers 73 verbim- ' '< den. der seinerseits /wischen der Eingangsklemme 60 fur die Betriebsspannung und Masse angeordnet ist. Der Kollektor des Transistors 71 ist ebenfalls mit der Eingangsklemme 60 für die positive Betriebsspannung verbunden, so dall die Zenerdioden 69 für die : ■ negativ, ston Teile des Emgangssignals. das vom Emitter ties in Emitterfolgerschaltung betriebenen Transistors 65 aus angelegt wird, von einer nahe bei 0 liegenden \ Urspannung beaufschlagt werden.

Die mehrstufige Verzögerungsleitung 38ft verzögert .·". diL' angelegten Videosignale und überträgt diese verzögerten Signale an die Basis eines ausgangsseiligen M¹N Transistors 76 \m Emitter dieses Transistors ist das zusammengesetzte und verzogene Videosignal in l-iirm eines nicht invertierten Signals mit dem t» kur'.ci'verlauf 78 abgreifbar und wird \on hier aus an du- ,!!ituriiatische Verstärkungsregelung 50 übertragen. Die Vorspannung der Zenerdioden 69 ist der.im gewählt, daß Rauschimpulse, die einen bestimmten Pegel übersteigen, beim Spannungspegel Cl'. wie in der π Si.nwingungsform 78 dargestellt, gekappt werden, w"d-ir<.h tier Einfluß derartiger Rauschimpuls·· auf die get.!Stete automatische Verstärkungsregelung 50 auf ein M ' mijm reduziert wird.

De" l'cirel. be; welchem eine Begrenzung der Kt! >> himpulse du'ch die Verzögerungsleitung 39A •jr|,, -.-τ. rnuiJ rotwerJigerweise auf einem negativeren Ρ'.Ί-τ!:.!! liegen .ils de' negativste Teil der .Synchronisa· •..>■-vMgn.ile. so dj't d.i^ arr Emitter des Transistors 76 ,!■ι''τ-jteride Sisina! riKht fur da¹- Anlegen an die -". Γ~rr,r^u.iir 40 f;:r da*· Svnchronisa'Onssignal geeignet -' I "". die Κ^'ί-..'·".:"¹^¹:!'.·;· 64 .ms den an die T'ennMufc 40 .lr-iTeiegten i.gr.iien /■■. eliminieren, wird da*· / ;s.::r.r?-.er:i?ese'z:e. .:■■>- Emitter des Transistors 65 .: :!'"'j'ende Signa: ebenfalls an di·. Basis eines als Gatter uirkcrJe^ri PNP-Transistors 80 eingelegt. Der Emitter die'.e«· Transistors 80 w ird mit einem Schwellwertpoten- !m! beaufschlagt, das von einem auf die Schwelwert-"■pjnnung aufgeladenen Kondensator 82 geliefert wird. der ZW !sehen den Emitter des Transistors 80 und Masse Vi ijoschaiiet ist. Die Ladestrecke dieses Kondensators ve":a:jft '-on einem Abgriff am Spannungsteiler 73 über den Emitter eines NPN-Transistors 84 und einen mn eiern Emitter des Transistors 80 verbundenen Widerstandes.

Zur Einstellung des Schweliwerts wird die Ladung am Kondensator 82 festgelegt, wofür ein veränderlicher Widerstand 86 vorgesehen sein kann, der parallel zum

L·- J „. O-i !:-.„. Γ\.~.^_ .--,^A^-'i.'.Ur* U/lHnrrMn/i

[\i!UUL!nö;';: Oi ιιίκι wivai * ei c ι iut.i neiiv t-iuvuionv 86 ;st jedoch nicht notwendig, wenn eine bestimmte festliegende Ladung am Kondensator 82 fur alle Betriebsbedingungen gewünscht ist. wobei diese bestimmte Laduni? dann von der Einstellung des mit der Basis des Transistors 84 verbundenen Abgriffes am Spannungsteiler 73 abhängt. Der Widerstand 85 steuert in Abhängigkeit von seinem Widerstandswert in diesem Fall die Aufladung des Kondensators 82.

Unabhängig von der Ladung des Kondensators 82 wird der Transistor 80 von an dessen Basis angelegten Signalen nur dann leitend gemacht, wenn diese Signale einen ausreichend großen negativen Wert aufweisen, um die Basis-Emitterstrecke dieses Transistors in Durchlaßrichtung vorzuspannen. Daher muß der durch die Ladung des Kondensators 82 festgelegte Schwellwert genügend weit unter den negativsten Teil der .Synchronisationskomponente im zusammengesetzten Signal 61 gelegt werden, damit der Transistor 80 nicht auf diese Synchronisationskomponente anspricht.

Wenn die Amplitude des Rauschimpulscs 64 aus reicht, um den Transistor 80 in den leitenden Zustand zu steuern, wird eine hntladungsstrecke für den Kondensator 82 über die Emitter Kollektorstrecke des Transistors 80 und einen Widerstand 87 nach Masse aufgebaut. Die bei der Entladung des Kondensators am Widerstand 87 sich aufbauende Spannung reicht aus. um einen NPN-Transistor 90 leitend zu machen. Der leitende Transistor 90 legt somit den Ausgang eines NPN-Dar lington-Verstärkers 93 über den Kollektor- und Emitterwiderstand 91 bzw. 92 an Masse. Am Eingang des Daiiington-Verstärkers liegt eine stabilisierte Gleichspannung, welche sich an der Zenerdiode 95 aufbaut. Dor über diese Strecke fließende Strom macht den PNP Transistor 97 im Ausgang des Rauschgatters leitend, wobei dieser als Emitterfolger geschaltete Transistor über einen Emitter 98 an der positiven, über die Klemme 60 angelegten Versorgungsspannung liegt. Die am Emitter des Transistors 97 sich ausbildende Spannung ergibt sich aufgrund des an der Zenerdiode 95 sich ausbildenden Spannungsabfalls und ist derart ausgewählt, daß das Potential ar> Emitter des Transistors 97 auf einem verhältnismäßig positiven Pegel festgehalten wird, der innerhalb des normalen Potentialbereichs der Videoinformation im eingangsseitigen Videosignal 61 liegt.

Dieses Klemmpotcntial. da*· vom Emitter des Transistors 97 geliefert wird, liegt auch am Kollektor des ausgangsseitigen Transistors 76. an welchem das über die Verzögerungsleitung 39fr übertragene Videosignal 78 invertiert wird. Die Verzögerung durch die Verzögerungsleitung 396 ist derart ausgewählt, daß der Transistor 97 im wesentlichen gleichzeitig mit dem Anfangsteil der Vorderkante des unerwünschten Rauschimpulses 64 leitend wird. Die die Transistoren 90 und 97 umfassende Schaltung arbeitet derart, daß sie den ausgangsseitigen Impuls vom Gattertransistor 80 dehnt, womit der Transistor 97 für eine Zeitdauer leitend ist. die größer ist als die Basislänge eines durchschnittlichen, im System auftretenden Rauschimpu'ses.

Das am Kollektor des Transistors 76 und am Emitter des T-ansistors 97 zur Verfügung stehende zusammengesetzte Signal wird an die Basis eines aus NPN-Transistoren aufgebauten Darlington-Verstärkers 100 angelegt, welcher das mit 101 bezeichnete Videosignal an die Trennstufe 40 für das Synchronisationssignal übertrag;. Der Darlington-Verstärker 100 wird über einen Transistor 103 mit Strom versorgt. Da die Transistoren 80 und 90 eine doppelte Inversion des an die Basis des Transistors 97 angelegten Rauschimpulses bewirke.1. und da ferner der Transistor 76 nur eine einfache Inversion des zusammengesetzten Videosignals be-

wirkt, ist der getastete Kauschimpuls am Emitter des Transistors 97 entgegengesetzt polarisiert, wie das am Kollektor des Transistors 76 auftretende Videosignal. Da ferner der getastete Rauschimpuls mit demjenigen Teil des Videosignals zeitlich übereinstimmt, in welchem der Rauschimpuls 64 auftritt, wird das Signal durch den leitenH«;n Transistor 97 auf einem solchen Potentialwert festgehalten, daß sich im Videosignal 101 der invertierte Rauschsignalteil 102 ergibt. Dieser Signalteil 102 erscheint an der Stelle, an welcher der Rai'schimpuls 64 beim eingangsseitigen Videosignal 61 auftritt. Dieser Signalteil 102 wird auf einem Pcgelwert festgehalten, bei welchem eindeutig die Trennstufe 40 für das Synchronisationssignal nicht mehr arbeitet, d. h. auf diesen Signalpegel nicht mehr anspricht, da er weit genug unter den nunmehr positiven Signalspitzen des in dem Videosignal 101 enthaltenen Synchronisationssignals liegt.

Rauschimpulse wie der Rauschimpuls 64 sind normalerweise sehr kurz, so daß der Transistor 80 unmittelbar nach dem Aufhören des Rauschimpulses nicht leitend wird. Damit beginnt der den Schwellwert festlegende Kondensator 82. sich sofort wieder auf seinen in vorausstehend beschriebener Weise festlegbaren Schwellwertpegel aufzuladen. Wenn jedoch das Signal aus irgendeinem Grund unter den durch die Ladung des Kondensators 82 festgelegten Rausch-Schwellwertpegel absinkt und auf diesem Pegelwert für eine ausreichend lange Zeit verbleibt, so daß der Kondensator 82 sich über den leitenden Transistor 80 vollkommen entladen könnte, dann wird durch die Auswahl der relativen Werte der Widerstände 85 und 87 dafür Sorge getragen, daß die Verstärkung des

Transistors 80 nicht ausreicht, um den Transistor 90 einzuschalten. Damit wird der Transistor 90 wieder nichtleitend, unabhängig von der Tatsache, daß der Signalpegel unterhalb des Rausch-Schwellwertpegels liegt, der normalerweise den Transistor 80 leitend macht.

Wenn derartige Signalverhältnisse existieren, ist die Rauschunterdrückungsschaltung unwirksam, da der Transistor 97 ebenfalls nichtleitend wird. Damit werden die einzigen an den Eingang des Darlington-Verstärkers 100 angelegten Signale vom Kollektor des Transistors 76 geliefert. Daraus folgt, daß die Entladezeit des Kondensators 82, welche bestimmt ist durch die anfänglich gespeicherte Ladung und den Wert des Widerstandes 87, die maximale Dauer eines Rauschimpulses festgelegt wird, bis zu welcher die Störaustastung noch wirksam ist. Dadurch wird verhindert, daß das Rauschgattcr aufgrund von bestimmten Signalbedingungen, wie s-ie bei einer Videoübersteuerung od. dgl. ausgelöst sein können, in einem unerwünschten Betriebszustand festgehalten wird.

Die hohe dynamische Impedanz am Kollektor des Transistors 76 im Verhältnis zum Widerstand 98 ermöglicht auch eine Rauschinversion für Signale, welche am Kollektor des Transistors 76 auftreten, ohne daß die an dessen Emitter abgreifbaren Signale davon beeinflußt werden. Wenn es jedoch erwünscht ist. rauschfreie Signale oder die rauschinvertierten Signale an den Eingang der getasteten automatischen Verstärkungsregelung 50 anzulegen, dann könnten diese Signale auch am Ausgang des Darlington-Verstärkers 100 abgegriffen werden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche: 20 57 53t

1. Schaltungsanordnung zur Störaustastung bei einem Informationssignal, bei welchem den in einem vorgebbaren Amplitudenbereich liegenden Nutzsignalkomponenten diesen Bereich übersteigende Störsignalkomponenten überlagert sein können, wobei eine Schwellenwertstufe vorhanden ist, welche auf die Störsignalkomponenten anspricht und zu den Störsignalkomponenten komplementäre Kompensationssignale erzeugt, welche dem Informationssignal überlagert werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine Verzögerungsstufe (390^ vorgesehen ist, in welcher das Informationssignal (61) gegenüber den Kompensationssignalen vor der Oberlagerung verzögert wird, und daß die Dauer der Störaustastung durch die Entladung eines die Schwellenwertstufe bildenden Ladungsspeichers (82) steuerbar ist, der auf ein vorgebbares Schwellenpotential aufladbar ist

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsstufe {39b) eine Steuereinrichtung (90,97) aufweist, mit welcher die Dauer ausgangsseitiger Impulse verlängerbar ist

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenwertstufe (39a) einen ersten Schalter (8θ) und eine erste Impedanzeinrichtung (87) umfaßt, die mit dem Ladungsspeicher (82) verbunden sind und über welche der Ladungsspeicher (82) entladbar ist, und daß der erste Schalter (80) in Abhängigkeit von dem bestimmten Verhältnis der an den ersten und zweiten Eingang angelegten Poten'ialamplituden in den geöffneten Zustand steuerbar ist, wodurch die erste Impedanzeinrichtung (87) die ff'die Entladung des Ladungsspeichers (82) von einem bestimmten Schwellenwertpotential auf ein Bezugspotential erforderliche Zeit festlegt und wodurch diese Entladezeit die maximale Dauer des Ausgangsimpulses steuert

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Impedanzeinrichtung (85) vorhanden ist, über welche der Ladungsspeicher (82) mit einer Gleichstrompotentialquelle in einem ersten Verbindungspunkt gekoppelt ist, daß der erste Schalter aus einem ersten Transistor (80) besteht, dessen Emitter-Kollektorstrecke zwischen dem ersten Verbindungspunkt und dem einen Ende der ersten Impedanzeinrichtung liegt, und daß das zusammengesetzte Signal an die Basis des ersten Transistors (80) anlegbar ist, dessen Kollektor mit der Steuereinrichtung (90,97) in Verbindung steht.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (90, 97) einen zweiten Transistor (97) aufweist, dessen Kollcktor-Emitterstrecke mit dem Ausgang der Verzögerungsstufe (39b) gekoppelt ist, und daß der Kollektor des ersten Transistors (80) mit der Basis des zweiten Transistors (97) verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Transistor (80,97) von einem ersten Leitfähigkeitstyp sind, daß der Kollektor des ersten Transistors (80) in einem zweiten Verbindungspunkt mit dem einen Ende der ersten Impedanzeinrichtung (87) verbunden ist und daß der Ladungsspeicher aus einem Kondensator (82) besteht, der zwischen dem Emitter des ersten

Transistors (80) und dein Bezugspotentia! liegt

7, Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter Transistor (90) von entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp mit seinem Kollektor mit der Basis des zweiten Transistors (97) verbunden ist, daß der Emitter des dritten Transistors (90) am Bezugspotential liegt und daß die Basis des dritten Transistors (90) mit dem zweiten Verbindungspunkt verbunden ist