-
mit verlustbehafteten Schaltelementen für die Messung und direkte
Anzeige von Impendanzen und Reflexionsfaktoren oder Induktivitäten und lapasitäten.
-
ordnung mit einer unabgeglichenen Brücke
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Messung und direkten Anzeige von komplexen
Reflexionsfaktoren und Impedanzen bei hohen Frequenzen oder Kapazitäten und Induktivitäten
mittels einer unabgeglichenen Meßbrücke. Für die Messung bei Frequenzen oberhalb
10 MHz gewinnt die Messung des komplexen Reflexionsfaktors grundlegende Bedeutung,
da die Messung des Verhältnisses von Spannung zu Strom durch die Transformation
derX Anschlußleitungen nicht mehr möglich ist. Reflexionsfaktoren lassen sich aber
ohne Rücksicht auf die Verbindungsleitungen definieren und messen, wenn dabei die
Anschlußle itungen be stimmten Bedingungen bezüglich des Wellenwiderstandes und
der Dämpfung genügen.
-
Zur Messung des Reflexionsfaktors auf einer Leitung, die hochfrequente
Signale führt, müssen aus der Leitung Spannungen ausgekoppelt werden, die proportional
zum Reflexionsfaktor sind. Dafür sind Richtkoppler und Brückenanordnungen bekannt0
Ältere Verfahren, wie Maßleitungen, sollen dabei außer Betracht bleiben, da die
Messungen unhandlich sind und zur Gewinnung des Meßwertes eine Auswertung erforderlich
ist. Komparatoren dienen zum direkten Bestimmen des
Strom-Spannungsverhältnisses
und sind zur Bestimmung des Reflexionsfaktors nicht ohne weiteres geeignet.
-
Bine breite Anwendung haben Richtkoppler aus Blindschaltelementen
gefunden. Diese Schaltelemente können durch Schleifen gebildet werden oder bei Hohlrohrleituben
die Form von geeignet gestalteten Löchern und Schlitzen haben. Vermöge dieser Koppelelemente
wird ein Teil der vorlaufenden Welle in die eine Seite einer zweiten Leitung gekoppelt,
während ein Teil der reflektierten Welle in die andere Seite der zweiten Leitung
gekoppelt wird. Das Verhältnis beider ausgekoppelten Spannungen stellt den Reflexionsfaktor
dar.
-
Da die Auskopplung durch Blindschaltelemente erwirkt wird, ist die
Arbeitsweise durch einen prinzipiellen Frequenzgang gekennzeichnet, der zwar gemildert
aber nicht beseitigt werden kann0 Zur Messung von impedanzen und Reaktanzen sind
abzugleichende Meßbrücken, Resonanzverfahren und direktzeigende Impedanzmesser,
die auf einer Strom-Spannungs messung beruhen, bekannt, Die abzugleichenden Meßbrücken
haben den Nachteil, daß sowohl der Blindanteil als auch der Realteil des Mei3objektes
abgeglichen werden rmrUo Dadurch kann die Messung sehr langwierig werden und es
können bei geringen Güten des Meßobjektes erhebliche Fehler durch nicht exakten
Abgleich des Realteiles entstehen, Resonanzverfahren erfordern ebenfalls einen Abgleich,
der aber einfacher als bei Meßbrücken auszuführen ist. Notwendig ist aber ein in
seiner Frequenz genau reproduzierbar einstellbarer Generator und ein Anzeigeverstärker.
Beide Einrichtungen atellen einen erheblichen Aufwand dar und eine direkte Anzeige
nist nicht möglich.
-
Bekannte direktzeigende Impedanzmesser bestimmen das Verhältnis zwischen
dem Betrag der Spannung am Meßobjekt und dem Betrag des Stromes durch das Meßobjekt.
-
Neben einem geeigneten Generator sind dazu zwei Gleichrichter notwendig,
mit denen die Beträge des Stromes und der Spannung gebildet werden. Bei transistorisierten
Meßgeräten sind aber die verfügbaren Spannungen vergleichbar mit den Kniespannungen
der verwendeten Gleichrichter. Die Beziehung zwischen dem gleichgerichteten Wert
und dem Betrag der Wechselspannung ist daher stark nichtlinear. Darüber hinaus ist
der Betrag des Stromes stark schwankend, denn er wird durch' das Meßobjekt bestimmt,
so daß schon bei kleinen Schwankungen der an das ließobjekt gelegten Spannung große
Fehler entstehen, Das ist der Grund, weswegen derartige Geräte keine breite Anwendung
gefunden haben Es ist zur Messung des Reflexionsfaktors eine Brückenanordnung bekannt,
die aus einem Symmetrierübertrager (Fig. 1), einem Vergleichswiderstand 2, dessen
Wert als Bezugswiderstand für den Reflexionsfaktor gilt, und dem Meßobjekt 3 bestehen.
In der unbelasteten Diagonale 4 wird eine Ausgangsspannung gewonnen, deren Verhältnis
zur Brückenspeisespannung im Diagonalzweig proportional zum Reflexionsfaktor des
angeschlossenen Msßob3ektes 3 ist, wenn über den Transformator 1 die Spannung des
Generators 6 so eingespeist ist, daß bei Anschluß eines reflexionsfreien Widerstandes
an den Klemmen 6 und 7 in der Briickendiagonale 4 die Spannung Null entsteht Das
Verhältnis bzw. der quotient zwischen der Ausgangsspannung der Brücke als Zählerspannung
und der Eingangsspannung der Brücke als Nennerspannung kann dem Betrage nach durch
Konstanthalten der Eingangsspannung und Anzeige der Ausgangsspannung bestimmt werden.
-
Um wesentlich ausgiebigere Informationen über das Meßobjekt, d. h.,
den komplexen Reflexionsfaktor zu erhalten, ist es notwendig, daß der komplexe Quotient
zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung gebildet wird. Schaltungen
dafür sind in Form von Summe-Differenz-Schaltungen oder ähnlichen Anordnungen bekannt0
Arbeitet der Quotientenmesser nicht bei der gewünschten Meßfrequenz, so ist es bekannt,
vor den Eingängen des Zählerkanals und des Nennerkanals des Quotientenmessers Je
einen Mischer zuzuschalten, der die meßfrequenten Spannungen unter Erhalt ihrer
Phasenbeziehung und ihres Anplitudenverhältnisses in eine solche Frequenz umsetzt,
die der Quotientenmesser verarbeiten kann0 Mit einer derartigen Anordnung wird der
Reflexionsfaktor nach Betrag und Phase oder nach Realteil und Blindteil gemessen
und es ist bekannt, über ein Smith-Dia8råmm den komplexen Widerstand des angeschlossenen
Meßobjektes zu ermitteln.
-
Für hohe Frequenzen ist es bekannt, den Transformator ~ La ig.: !
als zwei leitungskreise auszubilden, deren Länge etwa ein Viertel der Wellenlänge
der Betriebsfrequenz entspricht. Die Schmalbandigkeit derartiger Anordnungen kann
vermieden werden, wenn die Leitungskreise mit einem dämpfenden und/oder verkürzenden
Material ganz oder teilweise ausgefüllt sind0 Nachteilig bei diesen Brückenanordnungen
ist die Tatsache, daß die Diagonale nur hochohmig gegenüber dem Bezugswiderstand
2 des Reflexionsfaktors belastet werden darf. Bei Frequenzen oberhalb 100 MHz ist
es aber schwierig, Spannungsmessungen bzw Quotientenmessungen hochohmig vorzunehmen,
da schon der unbeabsichtigte kapazitive Nebenschluß des MeßgliedeR und seiner Zuführungen
die
zu messende Spannung erheblich belasten. Wird die Brückendiagonale belastet, so
entstehen bei der Messung eines Kurzschlusses und eines Leerlaufes unterschiedliche
Spannungen in der Diagonale , obwohl die Reflexionsfaktoren von Kurzschluß und Leerlauf
beide den Betrag 1 haben und sich nur im Vorzeichen unterscheiden. Dabei verursacht
bereits eine Diagonallast vom 10-facilen des Bezugqwiderstandes eine Abweichung
von 10 70 zwischen der Messung eines Kurzschlusses und der Messung eines Leerlaufes.
Dieser Abweichung geht voll als Me3fehler ein. Für irequenzen oberhalb 100 MHz sind
aber nur viel kleinere Widerstände, etwa in der Größenordnung des doppelten bis
dreifachen Bezugswiderstandes, möglich, so daß unvertretbar hohe Fehler entstehen.
Die Betrachtung des Unterschiedes zwischen der Leerlauf- una der Kurzschlußmessung
genügt für die Diskussion des Meßfehlers durch die Belastung der Brückendiagonalen
für den gesamten Meßbereich, da bei allen anderen Widerstandswerten der Fehler kleiner,
höchstens gleich dem Unterschied zwischen Leerlauf- und Kurzschlußmes,sung ist0
Ansätze, den durch die endliche Belastung der Brücke kendiagonalen hervorgerufenen
Fehler zu beseitigen, sind für niedrigere Frequenzen bekannt. Bei einer Brücke wird
durch einen bewußt gewählten Innenwiderstand des Generators erreicht, daß bei endlicher
Diagonallast kein Unterschied zwischen der Messung von Leerlauf und Kurzschluß mehr
vorhanden ist. Durch die Streuinduktivitäten des dort verwendeten Ubertragers ist
jedoch diese Methode nicht für Frequenzen oberhalb 100 MHz anwendbar, so daß dieser
Weg nicht ohne weiteres gangbar ist.r
Es ist weiterhin bekannt,
daß verlustfreie Anordnungen, die zum Beispiel Leitungskreise als Symmetrierglieder
enthalten, dann Kurzschluß und Leerlauf richtig messen, wenn der Eingangswiderstand
der Anordnung von den Anachlüssen des Meßobjektes her gemessen, gleich dem Bezugswiderstand
für den Reflexionsfaktor ist. Es wurde nun gefunden, daß dieses Verhalten allgemeiner
Natur ist und auch für Brücken mit verlustbehafteten Schaltelementen gilt.
-
Zweck der Erfindung ist es, den durch die endliche Belastung der Brickendiagonalen
mit einem Meßgerät hervorgerufenen Fehler zu beseitigen.
-
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, eine Anordnung mit einer
unabgeglichenen Brücke mit verlustbehafteten Schaltelementen für die Messung und
direkten Anzeige von Impedanzen und komplexen Reflexionsfaktoren bei hohen Frequenzen
oder Induktivitäten und Kapazitäten vorzuschlagen, die einen Bezugswiderstand und
ein Meßgerät, dessen Anzeige proportional den komplexen Elementen der Impedanz oder
des Reflexionsfaktors, bezogen auf den Bezugswiderstand, oder der Induktivität oder
Kapazität des angeschlossenen Meßobjektes ist, enthält und bei der eine Widerstandsmessung
zwischen den Meßobjektanschlüssen bei abgeschaltetem Meßobjekt einen Wert ergibt,
der gleich dem Bezugswiderstand ist.
-
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß der Bezugswiderstand
über einen Vierpol, der den Eingangswiderstand des Meßgaätes oder den Eingangswiderstand
eines dem Meßgerät vorgeschalteten Frequenzumsetzers beinhaltet, in dem weiterhin
die Speisespannung so eingekoppelt ist, daß bei Anschluß eines reflexionsfreien
MeßobJektes die Brückenausgangssannung Null ist und dessen Wellenwiderstand gleich
dem Bezugswiderstand
ist, mit den Meßklemmen verbunden ist.
-
Dabei ist vorgesehen, daß der Vierpol aus einer T-Schaltung besteht,
die aus reellen Widerständen aufgebaut ist, wobei der Eingangswiderstand des Meßgerätes
oder der des vorgeschalteten Frequenzumsetzers den Querwiderstand des -Gliedes bildet
und zwei gleiche Längswiderstände solche Werte haben, daß der Wellenwiderstand des
T-Gliedes gleich dem Bezugswiderstand ist und daß eine symmetrische Doppelspannung,
deren Mitte den Sternpunkt der T-Schaltung bildet, in die beiden Längswiderstände
eingekoppelt ist, wobei die Innenwiderstände der Spannungsquellen einen Teil der
Längswiderstände bilden.
-
Eine Kompensation eventueller Blindanteile des Eingangswiderstandes
des Meßgerätes bzw. des diesem vorgeschaltetem Frequenzumstzers erfolgt derart,
daß zusätzliche, untereinander gleiche Blindwiderstände in den Längszweigen des
T-Gliedes eingefügt sind, deren Größen so gewalt sind, daß der Wellenwiderstand
des T-Vierpols gleich dem Bezugswiderstand ist.
-
Vorteilhafterweise ist es auch möglich, daß der Vierpol mit einer
symmetrischen Doppelspannung, deren Mitte auf Erdpotentiai liegt, so gespeist ist,
daß die eine Seite der symmetrischen Spannung über einen Speisewider stand mit dem
Eingang des T-Gliedes und die. andere Seite der symmetrischen Spanntixig über einen
gleichen Speisewiderstand mit dem Ausgang des T-Gliedes verbunden ist und daß die
untereinander gleichen Längswiderstände des T-Gliedes Werte haben, durch die der
aus den Speisewider ständen, den Längswiderständen und dem Eingangswiderstand des
Meßgerät es bzw. des diesem vorgeschalteten Frequenzumsetzers gebildeten Vierpol
einen Wellenwiderstand erhält, der gleich dem Bezugswiderstand ist.
-
Dabei ist ebenfalls vorgesehen, daß durch Einfügen von Blindschaltelementen
in die Längszweige des T-Gliedes Blindanteile der Speisewiderstände und des Eingangswiderstandes
des Meßgerätes bzw. des diesem vorgeschalteten Frequenzumsetzers kompensiert sind
Zur Messung und direkten Anzeige des komplexen Reflexionsfaktors ist vorgesehen,
daß das Meßgerät ein Quotientenmesser ist, der mit seinem Zählereingang bzw.
-
vorgeschaltetem Frequenzumsetzer in den Querzweig des T-Vierpols und
mit seinem Nennereingang bzw, vorgeachaltetem Frequenzumsetzer an die Speisespannungsquelle
der Brücke geschaltet ist.
-
Zur Messung und direkten Anzeige von Impedanzen sieht die Erfindung
vor, daß das Meßgerät aus einem Quotientenmesser mit dem Zählereingang vorgeschalteter
Summierschaltung und dem Nennereingang vorgeschalteter Differenzschaltung, zur Bildung
der geometrischen Summe und Differenz aus Brückenspeisespannung und Brückenausgangsspannung
besteht, wobei je ein Eingang der Summier- und Differenz schaltung bzw. von vorgeschaltetem
Frequenzumsetzer in den Querzweig des T-Vierpols und an die Speisespannungsquelle
der Brücke geschaltet ist.
-
Zur Messung und direkten Anzeige von Induktivitäten und Kapazitäten
ist vorgesehen, daß das Meßgerät ein Phasenmesser ist, der mit einem Eingang bzw.
dem eines vorgeschalteten Frequenzumsetzers in den Querzweig des T-Vierpols und
mit dem anderen Eingang bzw. dem eines vorgeschalteten Frequenzumsetzers an ai e
Sp die Speisespannungsquelle der Brücke geschaltet ist und daß die Speisespannung
definierte feste oder umschaltbare Frequenzen besitzt, wobei die Frequenz der Speisespannungsquelle
in Jedem Umschaltbereich mit dem Bezugswiderstand in einem solchen Verhältnis steht,
daß eine 900,Anzeige des Phasenmessers einem runden Nennbereichswert auf einer Induktivitäts-
und/oder Sapazitätsskala entspricht.
-
Eine besonders zweckmäßige Bereichsumschaltung ergibt sich dadurch,
daß die Frequenz der Speisespannungsquelle und/oder der Wert des Bezugswiderstandes
in dekadischer Abstufung zusammen mit dem Wellenwiderstand des T-Vierpoles umschaltbar
ist, wobei vorzugsweise die Frequenz der Speisespannungsquelle die Werte $#159 #
10°...n Hz und der Bezugswiderstand die Werte 101...mOhm hat.
-
Um eine Frequenzabhängigkeit und einen Phasengang des Verhältnisses
zwischen Bräckenspeisespannung und Brückenausgangsspannung zu vermeiden, ist erfindungsgemäß
vorgesehen, daß zwei Brückenanordnungen von einem gemeinsamen Generator entkoppelt
gespeist sind, wobei an den Meßklemmen der ersten Anordnung das Meßobjekt und an
den Meßklemmen der zweiten Anordnung ein Blindsohaltelement, vorzugsweise ein kurzgeschlossenes
oder offenes Kabel bestimmter Länge und bestimmten Wellenwiderstandes angeschlossen
ist und der eine Eingang des Meßgerätes bzw. eines vorgeschalteten Frequenzumsetzers
in den Querzweig des T-Vierpols der ersten Anordnung und der andere Eingang des
Meßgerätes bzw. eines vorgeschalteten Frequenzumsetzers statt an die Brückenspeisespannungsquelle
in den Querzweig des T-Vierpols der zweiten Anordnung eingeschaltet ist.
-
Zweckmäßigerweise wählt man den Eingangswiderstand des Meßgerätes
gleich dem Wert des Bezugswiderstandes, damit zwischengeschaltete Kabel keine frequenzabhnngigen
Transformationen verursachen.
-
Zwecks Entkopplung bei einer Doppelbrückenanordnung wird der Wert
der Speisewiderstände, mit der die erdsymmetrische Doppelspannung in Jede Brücke
eingekoppelt wird, größer als der fünffache Wert des Bezugswiderstandes gewählt.
-
Nachfolgend soll die Erfindung in Ausfu1irngsbeispielen näher erläutert
werden. In den zugehörigen Zeichnungen zeigen: Fig. B: Brückenanordnung mit T-Vierpol
und symmetrischer Speisespannung Fig. 3: wie Fig. 2 mit Blindschaltelementen in
den Längs'- und Querzweigen
Fig.4 : Brückenanordnung mit Tr-Vierpol
Fig.5 : Bruckenanordnung mit erdsymmetrischer Speisespannung Fig.6 : Doppelbrückenanordnung
mit Quotientenmesser zur direkten Bestimmung von komplexen Reflexionsfaktoren, Fig.7
: Doppelbrückenanordnung zur direkten Bestimmung komplexer Widerstände Fig.8 : Br.ickenanordnuxlg
mit Phasenmesser zur direkten Bestimmung von Induktivitäten und Kapazitäten.
-
Alle Beispiele gehen von der Zwischenschaltung eines Vierpoles mit
einem Wellenwiderstand gleich dem Bezugswiderstand zwischen den Anschlußklemmen
für das Meßobjekt und dem Bezugswiderstand aus. Dieser Vierpol soll im folgenden
"Diagonalvierpol" genannt werden, da er die Diagonale der Brücke enthält, aus der
die Brf;ckenausgangsspannung entnommen wird.
-
Der Diagonalvierpol kann einmal die Form einer T-Schaltung annehmen,
die eine symmetrischer Speisespannung enthält (Fig.2 ). Eine Symmetrieranordnung,
die aus einem Transformator mit zwei symmetrischern Sekundärwicklungen aber auch
aus einer Topfkreisanordnung gebildet werden kann, koppelt zwei gleiche, entgegengesetzt
gerichtete Spannungen 11 und 12 in den Längszweig des Diagonalvierpoles.
-
Durch zusätzliche Längswiderstände 9;10, die je den Wert a haben sollen
dund die gleichzeitig den Innenwiderstand der SpeisespannLngsquelle enthalten, wird
die Kompensation des Einflusses des Querwiderstandes 22, der den Wert d haben soll,
erreicht, wenn zwischen diesen Widerständen und dem Bezugswiderstand 2 für den Reflexionsfaktor,
der den Wert z haben soll, die Beziehung gilt: z2 = a2 + 2ad.
-
In diesem Falle besitzt der Diagonalvierpol einen Wellenwiderstand,
der gleich dem Bezugswiderstand 2 ist. Geht der Querwiderstand d gegenoo , muß demnach
der Längswiderstand a gegen 0 gehen, damit ein endlicher Wellenwiderstand erreicht
wird. Dieses Verhalten entspricht völlig der bekannten unbelasteten Brücke. Diese
Beziehung legt der Größe d des Querwiderstandes 22 praktisch keinerlei Grenzen auf.
Lediglich die Größe der in dem Querzweig entstehenden Spannung gibt eine Grenze
tür den Wert d des Querwiderstandes 22. Es läßt sich zeigen, daß bei dieser Dimensionierung
keinerlei Fehler durch den Querwiderstand 22 erzeugt wird.
-
Bei hohen Frequenzen verhindert die Streuinduktivität des Symmetriertransformators,
daß der Diagonalvierpol einen erforderlichen reellen Wellenwiderstand besitzt.
-
Zwar liegt der Innenwiderstand der Speisequelle parallel zu den Sekundärwicklungen
des Transformators und läßt die Einwirkung der Wicklungsinduktivität weitgehend
verschwinden, aber die Streuinduktivität der Sekundärwicklungen liegt in Reihe dazu
und bleibt auch bei niederohmiger Spannungsquelle als induktive xon>onente bestehen.
Abhilfe kann hierbei eine kapazitive Belastung (21) des Querzweiges schaffen, durch
welche der Diagonalvierpol bis zu wesentlich höheren Frequenzen einen reellen Wellenwiderstand
des geforderten Wertes erhält (Fig. ). Die Bedingung, die für reelle Widerstände
a;d aufgestellt wurde, bleibt auch für diesen Fall gültig, wenn für den Längawiderstand
a Jetzt die Reihenschaltung der Streuinduktivität 18g19 und eines günstig gewählten
zusätzlichen realen Widerstands 17;20 gesetzt wird, sowie für den Querwiderstand
d die Parallelschaltung aus dem reellen Lastwiderstand 22 und einem Kondensator
21
genommen wird. So entsteht eine Gleichung mit reellem und imaginärem
Teil, die zu zwei Bedingungen für die Dimensionierung des zusätzlichen Längswiderstandes
17ß20 und des Wertes des Parallelkondensators 21 führt. Der Realteil der rechten
Seite muß gleich dem Quadrat des Wertes Z des Bezugswiderstandes 2 gemacht werden,
während der Imaginärteil der trechten Seite zum Verschwinden gebracht werden muß.
Dabei ist durchaus die Möglichkeit gegeben, den Abgleich der Parallelkapazität 21
experimentell unter Kontrolle des Widerstandes zwischen den Anschlußklemmen vorzunehmen.
-
In diesem Falle ist die Kapazität 21 dann richtig eingestellt, wenn
der Widerstand zwischen MeBklemmen gleich dem Wert des Bezugswiderstandes 2 ist.
-
Die kapazitive Belastung des Querzweiges kann auch dann von Nutzen
sein, wenn die Brückenspannung hochohmig gemessen wird, wie es bei niedrigeren Frequenzen
durchaus möglich ist. In diesem Falle wird die Streuinduktivität allein ausgeglichen
und der Frequenzbereich derartiger Meßbrücken damit erheblich erweitert.
-
Die einfache und die mit dem Ausgleich der Peellen Komponenten der
Brdekendiagonalen kombinierte Kompensation der Streuinduktivität kann natürlich
nur in einem bestimmten Frequenzbereich außgeführt werden. Allerdings läßt sich
die obere Frequenzgrenze durch Einfügen weiterer Blindelemente in den Eingang und
den Ausgang des Diagonalvierpoles noch ezwwitern, wofür die allgemeine Vierpoltheorie
Lösungen anbietet, Das Prinzip der Einschaltung eines den Lastwiderstand und die
Speisespannungsquelle enthaltenden Vierpols mit geforderten Wellenwiderstand zwischen
dem Bezugswiderstand und den MeßobJektklemmen, IBBt noch andere Lösungen zu. Anstelle
eines T-Gliedes kann z.B. auch ein E-Glied gewählt werden (Fig. ), bei dem die Spannung
über
den Widerstand 13 gemessen wird, bzw. der Strom durch diesen Widerstand und eine
Spannung über die Widerstände 14;15 eingespeist wird. Diese Schaltung entspricht
vollständig einer normalen, unsymmetrisch gespeisten Wheatstonebrücke. Bisher ist
aber eine zur Reflexionsfattormessung geeignete Dimensionierung der Widerstände
nicht bekannt geworden. Werden die Widerstände 13;14;15 wieder so dimensioniert,
daß der Wellenwiderstand des Diagonalvierpoles gleich dem Bezugswiderstand wird,
so ist das Verhältnis der Spannung über bzw. des Stromes durch den Widerstand 13
zur Spannung des Generators 16 proportional zum Reflexionsfaktor des an den Klemmen
6 und 7 angeschlossenen Meßobjektes, bezogen auf den Wert des Bezugswiderstandes
2.
-
Vorteilhaft dabei ist, daß die Speisespannung unsymmetrisch an die
Brücke herangebracht werden kann, dafür muß aber die Ausgangsspannung der Brücke
symmetrisch gemessen werden0 Besitzt bei der Tr-Schaltung der speisende Generator
einen endlichen Innenwiderstand, so entsteht ein überbrücktes T-Glied, dessen Wellenwiderstand
wieder gleich dem Bezugawiderstand des Reflexionsfaktors zu machen ist, Wird in
der T-Schaltung die SpannungseinlBpeisung, welche Nachteile bezüglich der kapazitiven
Kopplung über den Transformator mit sich bringt, durch eine Stromeinspeisung ersetzt,
so erhält man wiederum einen Vierpol, dessen Wellenwiderstand gleich dem Bezugswiderstand
für den Reflexionsfaktor gemacht werden kann (Fig. ). Der Diagonalvierpol enthält
die beiden Speisewiderstände 23g24, die Ausgleichswiderstände 9g10 sowie den QuerRiderstand
22, über den die Ausgangsspannung der Brücke gemessen wird.
-
Vorteilhaft bei dieser Schaltung ist, daß die Mitte der symmetrischen
Speisespannung und die eine Seite der Ausgangsspannung an einem gemeinsamen Potential
liegen. Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß bei gehügend hochohmigen Widerständen
23124 eine Änderung des Innenwiderstandes des Speisegenerators keinen Einfluß auf
den Wellenwiderstand des Diagonalvierpoles hat.
-
Grundsätzlich können bei allen Schaltungen Einspeisungs5 und Ausgangsspannungspunkte
vertauscht werden. So kann z. B. bei der letzterwähnten Schaltung (Fig. ) der Generator
in Reihe zu dem Querwiderstand 22 liegen und die Ausgangsspannung symmetrisch hinter
den beiden Widerständen 23;24 gemessen werden.
-
Bei Speisung zweier Brücken nach Fig. und über einen gemeinsamen Generator
11112 kann die eine Brücke zur Bestimmung einer Referenzphase bzw. -spannung benutzt
werden, indem ein entsprechender Blindwiderstand 25 vorzugsweise ein kurzgeschlossenes
oder offenes Kabel bestimmter Länge und bestimmten Wellenwiderstandes an die Meßklemmen
angeschaltet wird. Dadurch hat dieser Widerstand 25 einen Reflexionsfaktor vom Betrage
"Eins" und es kann die Ausgangsspannung dieser zweiten Brücke als Bezugsspannung
bei der Messung des an der ersten Brücke angeschlossenen MeßobJektes benutzt werden.
-
Fig. zeigt eine Doppelbruckenanordnung zur Messung des komplexen Reflexionsfaktors
des Meßobjektes 3 bezogen auf den Bezugswiderstand 2. Beide Brücken sind über Speisewiderstände
23;24, die zwecks Entkopplung größer als der fünffache Betrag des Bezugswiderstandes
sind, von einer erdsyimetrischen Doppelspannung des Generators 11;12 gespeist.
-
An den Meßklemmen 6;7 der ersten Brückenanordnung ist das MeßobJekt
3 und an die Klemmen der zweiten Brücke anordnung ein Blindwiderstand 25 mit dem
Reflexionsfaktor 'tEins" angeschlossen. An dem Sternpunkt A des T-Vierpols der ersten
Brückenanordnung ist der Zählereingang Zä eines Quotientenmessers 26 und an den
Sternpunkt B des T-Vierpols der zweiten Brückenanordnung ist der Nennereingang Ne
des Quotientenmessers 26 geschaltet. Der Quotientenmesser bildet den Quotienten
zwischen den beiden Brückenausgangsspannungen, welcher proportional dem Reflexionsfaktor
ist und bei besonderer Eichung der Skalen der beiden Instrumente 27;28 wird dieser
nach Betrag und Phase oder Real- und Imaginärteil angezeigt.
-
Zur direkten Bestimmung des komplexen widerstandes oder Leitwertes
des angeschlossenen Meßobjektes sind nach Fig. die Ausgangsspannungen der Brucken
einer Summierschaltung 29 und einer Differenzschaltung 30 zugeführt.
-
Die an dem Ausgang der Differenzschaltung 30 entstehende Differenz
wzwischen den beiden Bruckenausgangsspannungen wird an den Nennereingang Ne des
Quotientenmesser 26 gelegt und die Ausgangsspannung der Summierschaltung 29, die
gleich der Summe der beiden Brückenspannungen ist, wird an den Zählereingang Zä
des Quotientenmessers 26 gelegt, Am Ausgang des Quotientenmessers können dann an
den Instrumenten 27;28, welche besonders geeichte Skalen aufweisen, Betrag und Phase
oder Wirk- und Blindanteil des komplexen Widerstandes des angeschlossenen Meßobjektes
abgelesen werden. Zur Bestimmung des komplexen Leitwertes werden Zähler- und Nennereingang
des Quotientenmessers 26 vertauscht. Bei hohen Frequenzen macht sich ein zweikanaliger
Frequenzumsetzer notwendig, der die beiden Brückenspannungen amplituden- und phasentreu
auf eine Frequenz umsetzt, die von der Summenschaltung und Differenzschaltung bzw.
vom Quotientenmesser verarbeitet werden kann.
-
Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. wird auf Grund der verwendeten
tieferen Frequenz die Generatorspannung des Generators 8 über einen Differentialübertrager
1 in den Iängszweig mit den Längswiderständen 9;10 eingekoppelt. Die Schaltung dient
zur Direktanzeige der Kapazität oder Induktivität des an die Klemmen 6;7 angeschlossenen
Blindwiderstandes 33.
-
Die Sekundärwicklungen eines Differentialtransformators 1 sind mit
einem auf die Werte Z-100 Ohm; 1kOhmg 10 kOhm umschaltbaren Bezugswiderstand 2 und
über die Meßklemmen 6; 7 mit der zu messenden Induktivität oder Kapazität 3 zu einer
Brückenschaltung zusammengeschaitet0 Die Primärwicklung des Differentialtransformators
1 ist an den Generator 8 geschaltet, dessen Frequenz zwischen 159 Bz und 159 kHz
umschaltbarist, Die Brückendiagonale, das heißt die Mittenanzapfung der Sekundärwicklung
des Differentialtransformators und der geerdete
Verbindungspunkt
des Bezugswiderstandes mit dem zu messenden Blindwiderstand sind auf einen Eingang
eines Phasenmessers geschaltet0 Die Sekundärwicklung des Differentialtransformators
1 bildet mit dem Eingangswiderstand des Phasenmessers als Querglied und den beiden
Zusatzwiderständen 9; 10 als Längsglieder einen T-Vierpol, dessen Wellenwiderstand
übereinstimmend mit dem Bezugswiderstand , zum Beispiel durch Verändern der Zusatzwiderstände
9t 10 umgeschaltet wird, Der-andere Eingang des Phasenmessers liegt an dem die Brücke
speisenden Generator 80 In dem Phasenmesser wird die Phase zwischen der Diagonalspannung
und der Speisespannung im Bereich von 0° bis 1800 in eine Gleichspannung umgewandelt,
die an dem Instrument angezeigt wird. Für eine Induktivität L ist die Phase p durch
die Beziehung p r 2 ç arctan und für eine Kapazität ist die Phase p durch die Beziehung
p = -2 # arctan #### gegeben0 Da die Amplitude der Brückenausgangsspannung nicht
oder nur durch die Verluste des Meßobjektes 3 bedingt sehr wenig schwankt, kann
die Phase zwischen der Diagonalspannung und der Speisespannung sehr einfach gemessen
werden.
-
Die Phasenmessung selbst kann in Jeder beliebigen Weise erfolgen und
wird hier nicht weiter beschrieben, da Verfahren dazu weitgehend bekannt sind.
-
Der Bereich des anzuzeigenden Winkels umfaßt 0° bis +1800 bei Induktivitäten
und Oo bis 1800 bei Kapazitäten. Die größte relative Genauigkeit für Induktivitätten
und Eapazitäten bei einem konstanten Phasenfehler liegt bei 900, das heißt, bei
einem Wert für wL X 1 bzw0 1/ #c X z. FUr einen Phasenfehler von +0,60 nimmt der
relative Fehler an dieser Stelle den Wert #1% an. Der Verlauf des relativen Fehlers
bei bei der Messung einer Induktivität bezogen auf einen konstanten Phasenfehler
p wird durch die folgende Formel gegeben:
An der Stelle #L = 0,3 # z und #L = 3 # z entsteht für einen Phasenfehler
von +0,6° ein relativer Fehler an der Induktivität von etwa +1,7 %. An der Stelle
#L P IOz und = = 0,1z liegt bei dem gleichen Phasenfehler der relative Fehler an
der gemessenen Induktivität bei +5 %0 Der relative Fehler an der Induktivität hat
also in einem sehr weiten Bereich einen flachen Verlauf, so daß die vorgeschlagene
Meßanordnung eine für direkte Ablesung sehr vorteilhafte Skalenteilung zeigt.
-
Schrankrt man den auf der Skalenlänge des Meßinstrumentes angezeigten
Phasenbereich so ein, daß nur der Bereich von wL = 0,3z bia wL = 3z angezeigt wird,
so kann der Ablesefehler noch verbessert werden und man erhält selbst bei einer
groben dekadischen Bereichsumschaltung über den gesamten Meßbereich einen kleinen
relativen Fehler.
-
Bei Kapazitäten ist die Fehlerbetrachtung überinstimmend mit der für
Induktivitäten, es ist lediglich anstelle wL der Ausdruck 1/#C zu setzen.
-
Da der relative Fehler bei der Anzeige von 90° ein Minimum besitzt,
ist zweckmäßigerweise die diesem Winkel entsprechende Induktivität oder Kapazität
als Nennwert für den Meßbereich festgelegt.
-
Als Phasenmesser eignen sich daher besonders Einrichtungen, deren
höchste Genauigkeit bei einer Phase von 900 liegt. Es können auch Phasenmesser angewendet
werden, deren Ausgangsspannung bei 900 durch Null gehtO Dann muß ein Instrument
benutzt werden, dessen Nullpunkt in der Mitte seiner Skala liegt9 Günstig ist ein
Verfahren zur Phasenmessung, das für gleiche positive und negative Phasen die gleiche
Spannung einer Polarität liefert, wie es bei Koinzidenzschaltungen gegeben ist.
Dann ist die Anzeige unabhängig davon, ob eine Induktivität oder eine Kapazität
angeschlossen wird. In diesem Falle braucht zwischen der Messung von Induktivitäten
und von Kapazitäten nicht mehr umgeschaltet zu werden, das Inatrument muß allerdings
Je eine Skala für Induktivität und Kapazität besitzen.
-
Mit den angegebenen Umschaltungen sind dekadisch gestufte Nennwertbereiche
von 0,1 mH bis 10 H und von 0,1 nF bis 10 µF bei entsprechenden 90° Ausschlägen
zu überstreichen.
-
Da Werte vom 10-fachen und 0,1-fachen noch gut abgelasen werden können,
liegt der gesamte Meßbereichsumfang in den Grenzen von 10µH bis 100 H und 10 pF
bis 100µF. Bei gleichen Bereichswerten für Induktivität und Kapazität sind natürlich
auch andere Kombinationen von Frequenz und Wert des Bezugawiderstandes möglich.
Für kleinere Werte der Induktivitäten und Kapazitäten kann mit höheren Frequenzen
gemessen werden. Die Phase muß dann gegebenenfalls nach Frequenzumsetzung gemessen
werden0 Da die Messung nur bei einer oder wenigen Frequenzen ausgeführt wird und
der Amplitudengang unkritisch ißt, bietet die Umsetzung keine erheblichen Schwierigkeiten0