DE2015460A1 - - Google Patents

Description

DIPPING. H. MARSCH * Düsseldorf, DIPIvING. K. SPARING wnpbmannsthass*

Beschreibung
zum Patentgesuch

der Fa. Weston Instruments, Inc., 614 Frelinghuysen Avenue, Newark, New Jersey, TJ.S.A.

betreffend:
"Analog-Digital-Wandler"

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Wandler, also auf eine Anordnung für das Umwandeln einer Analogsignalhöhe in eine repräsentative meßbare Zeitintervallanzeige, fand insbesondere in einen repräsentativen Digitalausgang, wobei der Wandler gemäß der Erfindung inbesondere für preiwerte Digitalvoltmeter einsetzbar ist.

Für Analog-Digital-Wandler und insbesondere Digital-Voltmeter hat man viel Aufwand getrieben, um preiswerte Instrumte in raumsparender Ausführung zu schaffen, die jedoch eine gute Zuverlässigkeit besitzen sollen. Diese Ziele lassen sich eim allgemeinen am besten erreichen, wenn die Wandlungsfunktion mit einer Minimalzahl von Schaltungskomponen ten verwirklicht werden kann.

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Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Analog-Digital-Wandler zu schaffen, der ein Minimum an Schaltungsaufwand für das Umwandeln einer Analogsignalgröße in ein repräsentatives meßbares Zeitintervall benötigt, und insbesondere in ein^ePepräsentativen Digitalausgang, der decodiert und angezeigt werden kann.

Ausgehend von einem Analog-Digital-Wandler mit einem hochverstärkendem Verstärker, an dessen Eingang das Eingangssignal angelegt ist, mit einem nicht-regenerativ wirkenden Rückkopplungsschaltkresis für die Kopplung des Verstärkerausgangs auf den Verstärkereingang mit einer Speichereinrichtung in dem Rückkopplungsschaltkreis für das Anlegen des Eingangssignals an den Verstärker mindestens solange wie die Speichereinrichtung ein Signal öiner solchen Höhe speichert, die proportional der Höhe des Eingangssignals ist, mit einer Quelle für ein Bezugssignal, dessen Polarität der des Eingangssignals entgegengesetzt ist, und dessen Höhe für das Entladen der Speichereinrichtung mit konstanter Rate auf "einen vorgegebenen Pegel innerhalb eines Zeitintervalles geeignet ist, das demgemäß der Höhe des Eingangssignals entspricht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß ein Gegenkopplungswiderstandsnetz den Verstärkerausgang auf den Verstärkereingang koppelt und für den Betrieb des Verstärkers'als im wesentlichen gleichstromverstärkend ausgebildet ist, während die Speichereinrichtungen das Signal empfangen und speichern.

Die Verringerung der Anzahl von Schaltungskomponenten wird mithin dadurch ermöglicht, daß gemäß der Erfindung ein

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ORIGINAL INSPECTED

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Verstärker mit parallelem kapazitivem und Widerstands-Gegenkopplungsnetzwerk in zwei Betriebsarten arbeitet. In der einen Betriebsart arbeitet der Verstärker als empfindlicher und stabilen Gleichstromverstärker mit einer hohen Eingangs- und niedrigen Ausgangsimpedanz, wobei das Widerstandsnetzwerk den Verstärkerausgang auf den Verstärkereingang gegenkoppelt. In diesem Betriebsmodus lädt der Verstärkerausgang einen Kondensator, der in ähnlicher Weise den Veräärkerausgang auf den Verstärkereingang koppelt, und zwar auf ein Potential, das proportional ist der Höhe des Analogsignals. Im zweiten Betriebsmodus wird die Widerstandsgegenkopplung unterbrochen, derart, daß der Verstärker und der Kondensator einen Integrierschaltkreeis bilden. Ein Bezugssignal: bekannter Größe mit einer Polarität, die derjenigen des Analogeingangssignals entgegengesetzt ist, wird dem so ausgebildeten Integrierschaltkreis zugeführt, um den Kondensator^ zu entladen. Der Kondensator wird durch das Bezugssignal mit einer bekannten und im wesentlichen konstanten Rate entladen, um ein Ausgangspotential zu erzeugen, das sich einer vorbestimmten Bezugsspannung nähert, typischwerweise O Volt. Dieser Abfall besitzt dann eine Steilheit, die im wesentlichen konstant ist, und die Zeit, die erforderlich ist, daß das Potential den vorgegebenen Pegel erreicht, wird durch einen Zähler ausgetaktet, um so eine Digital-Anzeige der'Analog-Signalhöhe zu schaffen. Das Bezugssignal kann gleichzeitig mit dem analogen Eingangssignal dem Verstärkereingang zugeführt werden, wenn der Verstärker in dem zweiten Modus arbeitet, in welchem Fall es möglich ist, durch Betätigung eines einzigen Schalters selektiv das Bezugsiignal dem Verstärkereingang zuzuführen und gleichzeitig einen Integrierschaltkreis zu schaffen, welcher

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die abfallende Ausgangsflanke erzeugt. Alternativ kann das Eingangssignal von dem Verstärkereingang während des zweiten Betriebsmodus abgetrennt werden. Es werden Ausführungsbeispiele für beide Möglichkeiten beschreiben werden.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform$ des Erfindungsgegenstandes wird das Minimalzeitintervall, während dem der Kondensator geladen wird, bestimmt durch einen monostabilen Multivibrator mit vorgegebener Zeitkonstante. Der monostabile Multivibrator dient nicht nur der Festlegung des minimalen Zeitintervalls für das Laden des Kondensators, sondern wird auch dafür benutzt, den die abfallende Flanke austaktenden Zähler gegen Vorwärtsschalten zu halten, und bei einer Zählung zu stoppen, die äquivalent ist der Höhe des Analogsignals, das gemessen wird, für eine Zeitspanne, die lang genug ist, daß der Zähler sich stabilisiert und eine visuell wahrnehmbare Anzeige dieser Höhe liefert.

Die Erfindung soll nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert werden.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines Analog-Digital-Wandlers gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ist ein schematasches Diagramm einer anderen Ausführungsform des Wandlers gemäß der Erfindung zur Darstellung des Schalters, der für das selektive

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Anlegen des analogen Eingangssignals an den Wandlereingang vorgesehen ist«.

Fig. 3 und 4 sind schematische Darstellungen zweier

anderer Ausführüngsformen der vorliegenden Erfindung, welche dafür vorgesehen sein können, die Höhe des Fehlers herabzusetzen, welche durch Nichtlinear!tat des Wandlungsprozesses eingeführt werden,

Fig. 5 zeigt ein typisches Verhältnis zwischen dem Ausgang eines bistabilen Multivibrators, der für die vorliegende Erfindung Anwendung findet, und dem Schaltzustand eines Schalters, der-von dem bistabilen Multivibrator gesteuert wird, um selektiv einen Bezugsstrom an den Eingang eines Integrierverstärkers anzulegen *■ wobei ferner eine typische Wellenform: am Ausgang des Integrierverstärkers in Kurve B dargestellt ist, die in Verbindung mit Fig. 5, Teil A, das Verhältnis zwischen dem Verstärkerausgangspotential und dem Anlegen des Bezugs signal si an den Verstärkereingang zeigt.

Verschiedene Teile der Schaltungsanordnung, welche in Fig. 2, 3 und 4 gezeigt sind, entsprechen den verschiedenen Elementen von Fig* I und sind durch.die gleichen Bezugszeichen, wie in Fig* I gekennzeichnet.

ORlGiNALIMSPECTED

Der erfindungsgemäße Wandler, der teilweise schematisch und teilweise als Blockdiagraram in Fig. 1 dargestellt ist, umfaßt einen konventionellen, mit einem Eingang versehenen Verstärker Io, der typischerweise eine hohe Eingangsund eine niedrige Ausgangsimpedanz besitzt, sowie eine hohe negative Spannungsverstärkung, die mit -A bezeichnet ist. Spannungsverstärkungen in der Größenordnung von 5o ooo und größer werden typischerweise mit diesem Verstärkertyp erreicht. Ein analoges Signal unbekannter Größe wird der Eingangsklemme des Verstärkers zugeführt, und ein Bezugssignal größerer Höhe und entgegengesetzter Polarität wie das analoge Eingangssignal wird dem gleichen Eingangsanschluß zugeführt.

Das anzöge Eingangssignal, entweder ein Strom oder eine Spannung, ist typischwerweise Gleichspannung oder ein Signal, das sich relativ langsam verändert. Die vorliegende Erfindung findet insbesondere Anwendung bei Digital-Voltmetern,

•4*« MMtMf

bei denen das analajige Eingangssignal eine"E_IN ist mit einer Höhe, die in digitaler Form durch beispielsweise Ansteuern oder Aufleuchtenlassen eines Digital-Anzeigegerätes dargestellt werden soll.

Die Analogspannung E_ in Fig. 1 wird an der Wandlereingangsklemme 11 empfangen und in einen analogen Eingangsstrom I__N durch einen Eingangswiderstand R_„ gewandielt, der zwischen die Klemme 11 und einen Stromsummieranschluß 12 geschaltet ist. Der Wert des analogen Stromes I. ist gleich E_„/R und der Verbindungspunkt 12 ist verbunden mit dem Signalwandlereingang des Verstärkers lo.

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ORIGINAL INSPECTED

Die Verstärkerausgangsklemme 13,an der die verstärkte Ausgangsspannung E erscheint, ist mit dem Punkt 12 durch erste und zweite parallelgeschaltete Gegenkopplungsschaltkreise verbunden, die individuell einen hohen Gegenkopplungsfaktor bezüglich des Verstärkereingangs vorsehen und demgemäß am Punkt 12 im wesentlichen Massepotential aufrechterhalten. Der erste Rückkopplungsschaltkreis ist prinzipiell resistiver Natur und einfaßt in Reihe geschaltete Widerstände R, undR₂,während der zweite Rüekkppplungsschaltkreis prinzipiell kapazitiver Natur ist und einen Integrierkondensator Io umfaßt. Die Widerstände R₁, R^, besitzen einen Anzapfpunkt 14, an den eine Bezugsspannung E_ entgegengesetzter Polarität gegenüber der Eingangsspannung E_1n selektiv anlegbar 1st durch Schließen eines Schalters -'S., der zwischen die Bezugsspannungsquelle E_n und den Punkt 14 gekoppelt ist. Der entsprechende Bezugsstrom I_n = E_/R_r ist genügend groß, den Kondensator C auf einen vorgegebenen Pegel, typischer weise Null Volt, innerhalb eines vorgegebenen Zeitintervalles zu entladen, das ml ta Fig. 3 mit T bezeichnet ist; dieser Strom

wird an den Punkt 14 durch Schließen des Schalter S~ angelegt. Die Bezugsspannung E ist vorzugsweise eine Gleichspannung

κ .

mit einer genau einregulierten Höhe, für welche Zwecke an sich bekannte Mittel einsetzbar sind. Die Richtung des Bezugsstromes relativ zum Punkt 14 wird bestimmt durch die Polarität der Bezugsspannung, nämlich von dem Punkt 14 zur Bezugsspannungsquelle, wie durch den Pfeil angedeutet, wenn die Bezugsspannung negativ bezüglich Massepotential ist. Da der Kondensator C sich typischerweise während öiner längeren Zeit auflädt, als für das Entladen des Kondensators auf irgendein vorbestimmtes Potential vorgesehen ist, und da der von der Bezugsspannungsquelle gelieferte Strom für die Entladung des Kondensators verwendet wird, beträgt die Höhe des Stromes I_n

■ κ

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typischerweise ein Mehrfaches des gewünschten Zahlenendwerts des Analog-Eingangsströmes I _N« Für positive Werte von E__N ist die Polarität der Bezugsspannung E_ negativ und umge-

kehrt. Der Schalter S₁ kann, wie dargestellt, ein einfacher Umschalter sein, dessen Schaltstellung beispielsweise durch eine nicht dargestellte Armatur steuerbar isfc, welche in zwei Richtungen verschiebblich ist durch wahlweises Erregen einer den Schalter umschließenden Spule. In typischer Ausführung umfaßt jedoch der Schalter S. einen Festkörperschaltkreis, beispielsweise einen Transistor, der selektiv aus dem nichtleitenden (oder im wesentlichen geöffneten) λ Schaltzustand in den gesättigten (oder im wesentlichen geschlossenen) Schaltzustand durch Anlegen eines entsprechenden Schaltsignals gebracht werden kann, da der Festkörperschaltkreis einen Steuereingang aufweist. Die Steuerklemme kann den Gatteranschluß eines Feldeffekt-Transistors oder den Basisanschluß eines NPN- oder PNP-Transistors für positive bzw. negative Bezugsspannungen umfassen. Die Schaltsignale sind typischerweise scharfe oder steile Spannungsflanken von einem Gleichspannungspegel zu einem anderen genügender Höhe, um den Transistor in den nichtleitenden oder den gesättigten Schaltzustand zu steuern, abhängig von der Richtung des Spannungsüberganges.

P Ein bistabiler Multivibrator oder Flipflop 15 erzeugt

jeweils ins Positive oder ins Negative gehende Stufenspannungsübergänge genügender Höhe, um den Schaltzustand des Schalters S. zu ändern, wenn der Flipflop 15 für die Schaltzustandsänderung getriggert wird. Die Stufenspannungsüber-

0 0 9 8 k 2. t ι 6 Ll

ORIGINAL INSPECTED

■■.'■■ 2015^60

gänge werden über einen Leiter 16 zum Schalter S₁ übertragen. Der Flipflop 15nat zwei Eingangsleiter, die mit SET und RESET bezeichnet sind und den jeweiligen beiden stabilen Schaltzuständen zugeordnet sind. Bei Empfang eines entsprechenden Triggersignals von dem Detektor 18 über die RESET-Leitung ändert der Flipflop 15 seinen Schaltzustand vom SET- in den RESET-Zustand, woraufhin der Ausgang des Flipflops scharf auf einen Pegel geht, (beispielsweise einenm mehr negativen Pegel., Fig. 5A) bei dem der Schalter S₁ geöffnet wird.

Wenn der Flipflop zurück in den SET-Schaltzustand durch ein der SET-Beitung zugeführtes Triggersignal gesteuert wird, geht der Ausgang des Flipflops scharf in entgegengesetzte Richtung auf einen Pegel (beispielsweise einen mehr positiven Pegel, Fig. 5A), wodurch der Schalter S₁ geschlossen wird.

Aus nachfolgend noch näher erläuterten Gründen ist die Zeitdauer, während der der Flipflop 15 in dem SET-zustand bleibt und demgemäß die Dauer des Ausgangssignals, das vom Flipf lqp 15 während des entsprechenden Zeitintearvalls erzeugt wird, direkt proportional der Höhe des analogen Eingangssignals.

©er JDetektor XB kann einen konventionellen

VerstäriEerschÄltkreis umfassen mit einem vorgegebenen Schwelienpegei* Da es sehr gut möglieh ist, eine Null volt schwel Ie mit Be*artigen Schaltkreisen einrüste Ilen* indem ein .Eingang des KompaEators auf Massepotential gelegt wird, und um auch das Verständnis des Anmeldungsgegensfeandes zu erleichtern, soll nachfolgend «lie Ans^preelisehwelle des Detektors W bei i?ol1fe angenommen iwerdein,. Es ergibt sich jedoch nochjL,

ORIGINAL INSPECTED

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- Io -

daß der Detektor 18 so aufgebaut oder ausgelegt sein könnte, daß der Durchgang der Spannung E durch irgendeinen vorbestimmten Spannungspegel abweichend von Null Volt festgestellt wird. Der andere Eingang des Komparatorschaltkreises ist mit der Klemme 13 verbunden, so daß ein Amplitudenvergleich durchgeführt werden kann zwischen der Augenblicksausgangsspannung E und Null Volt.

Unabhängig von dem tatsächlich verwendeten Detektortyp sollte dieser jedenfalls in der Lage sein, ein Ausgangssignal genügender Amplitude und richtiger Polarität zu erzeugen, um koinzident den Flipflop 19 in seinen RESET-Schaltzustand zu triggern, wenn die Spannung E den voreingestellten Umschaltpegel übersteigt. Ein geringfügiger Spannungsüberschuß über den Umschaltpegel durch die erzeugte Rampenspannung tritt normalerweise wegen der Unmöglichkeit ein, daß das System augenblicklich auf den Null-Durchgang durch die erzeugte Rampenspannung anspricht. Der geringfügige Überschuß ist in Fig. 5A angedeutet, wenn die Rampe 41 und die Wellenform 42 sich treffen, und hat normalerweise eine Spiz£enspannungsform, die nach Verstärkung und gegebenenfialls Inversion als Multivibrator-Triggersignal vorteilhaft verwendet werden kann. Das Triggersignal vom Detektor 18 wird zueätzlieh zu seiner Aufgabe der Trig§erung des Flipflops 15 in dessen RESET-Schaltstellung koinzident dem Eingang 19 eines monostabilen Multivibrators 2o zugeführt, um diesen praktisch gleichzeitig in dien unstabilen Schaltzustand zu steuern. Alternativ kann der RESET-Ausgang des Flipflops 15 über den Leiter 16 dem Eingang 19 zugeführt werden, nachdem er

- Il -

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ORiGiNAL INSPECTED

mittels eines konventionellen Differenzierschaltkreises differenziert worden ist. Der differenzierte HBET-Ausgang besitzt eine Nadelform, die anstelle des Triggersignals vom Detektor ,18 verwendet werden kann, um den monostabilen Multivibrator in dessen unstabilen Schaltzustand zu steuern. Die Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators 2obestimmt die Zeitverzögerung zwischen dem automatischen Rücklauf des monostabilen Multivibrators in dessen vorherigen oder stabilen Schaltzustand von seinem zweiten oder unstabilen Schaltzustand, in den er getriggert worden war. Die Ausgangssignale, die von dem monostabilen Multivibrator 2o abgeleitet werden, wenn er in den unstabilen Schaltzustand gesteuert wird und wenn er in den stabilen Schaltzustand zurückkehrt, sind erste bzw.zweite, einander entgegengesetzt gepolte scharfe Spannungsübergänge mit einem Zeitabstand gleich der Zeitverzögerung.des monostabilen Multivibrators für die Rückkehr in den stabilen Schaltzustand. Das Bezugszeichen 21 kennzeichnet eine typische Spannungswellenform, die von dem monostabilen Multivibrator erzeugt wird. Die Dauer des mehr negativen Impulsanteils 21 der Wellenform wird bestimmt durch die Zeitverzögerung des monostabilen Multivibrators oder entsprechend das Zeitintervall,, während dem der monostabile Multivibrator In seinem unstabilen Schaltzustand verlbleibt» Diese Zeitverzögerung sollte mindestens* lang genug sein, daß der Kondensator C auf ein Potential aufgeladen ist proportional der Amplitude der Spannung E__N, Demgemäß ist die Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators 2o mindestens größer als diejenige des Ladekreises für den Kondensator C₁ bestimmt durch den' ' Wert des Widerstandes R_TM und des Kondensators C„"

Der Impuls 21 steuert den Schaltzustand eines Koinzidenzgatters 22 und demgemäß den Durchlaß eines Taktpulses von

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BAD ORIGINAL

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einem Taktgeber 23 an Zählstufen eines Pulszählers 24. Im einzelnen wird das Gatter 22 gesperrt und blockiert die Taktpulse gegenüber der Pulszähleinrichtung, wenn die Anstiegsflanke des Impulses 21 vom Gatter empfangen wird. Umgekehrt wird das Gatter 22 entsperrt durch die Abfallflanke des Pulses 21, so daß Taktimpulse der Zähleinrichtung zugeführt werden und das Gatter bleibt entsperrt, bis es wieder gesperrt wird durch die Anstiegsflanke des nächsten empfangenen Impulses 21. Da angenommen worden ist, daß die das Gatter sperrende Anstiegsflanke des Pulses 21 negativ gehend ist, kann das Gatter 22 ein UND-Gatter sein. Andererseits

ψ wäre bei einer Anstiegsflanke des Impulses 21, die ins Positive geht, ein invertierendes UND-Gatter (oder NICHT-UND-Gatter) geeigneter. Da die Anstiegsflanke des Impulses 21 praktisch kolnzident erzeugt wird mit dem Multivibrator-Triggersignal von dem Detektor 18, und da die Anstiegsflanke dieses letzteren Signals koinzident erzeugt wird mit dem Nulldurchgang des Rampenanteils von E , wird das Gatter 22 gesperrt, immer dann und im wesentlichen im gleichen Augenblick, in dem E durch Null Volt geht. Darüber hinaus bleibt, da das Gatter 22 eine vorgegebene Zeitspanne danach durch die Abfallflanke des Pulses 21 entsperrt wird, das Gatter gesperrt für ein Zeitintervall gleich der Zeitverzögerung des mono-

^ stabilen Multivibrators 2o.

Während das Gatter 22 gesperrt ist, können die Taktimpulse nicht in den Pulszähler 24 gelangen, so daß die Pulszähleinrichtung sich stabilisiert. Die Zeitverzögerung des monostabilen Multivibrators 2o kann, falls erforderlich, vergrößert werden, um die Ladezeitkonstante des Kondensators C zu verlängern, über jene Zeit hinaus, die erforderlich ist, um den Kondensator auf den stabilen Zustand aufzuladen, welche zusätzliche Zeit verwendet werden kann, um ein leicht ables-

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bares Anzeigesignal der analögen Eingangssignalamplitude sicherzustellen. Durch das Verhindern des Weiterschaltens der Zähleinrichtung 24 und Festhalten bei einer Zählstellung entsprechend der Amplitude des Analogsignals kann das Signal in äquivalenter Digitalform mit wahrnehmbarer Beständigkeit angezeigt werden, womit das Erfordernis für einen Pufferspeicherschaltkreis entfällt. Man kann die Anzeige innerhalb einer Zeitperiode von beispielsweise o,2 Sekunden erkennen, wenn der numerische Wert einer stabil angezeigten Zahl eine Auflösung von drei oder vier Digits besitzt. Demgemäß soll das Intervall, während dem der monostabile Multivibrator 2o im unstabilen Schaltzustand verbleibt, um das Gatter 22 zu sperren und die Zähleinrichtung 24 am Weiterschalten zu hindern, und einen nächsten Wandlungszyklus auszulösen, gleich der minimalen gewünschten Anzeigezeitdauer von o,2 Sekunden sein.

Die Zähleinrichtung 24 umfaßt eine Mehrzahl von binärcodierten Dezimalzählern oder Stufen, die in Tandemschaltung angeordnet sind. Die Zähler können Dekadenzähler sein. Die Anzahl der Zählstufen, die eingesetzt wird, ist gewöhnlich bestimmt durch die gewünschte Auflösung der Messung,und aus Gründen der Vereinfachung der vorliegenden Beschreibung soll der Wandler des Ausführungsbeispiels nur mit zwei Dekadenzählern oder Stufen 24A und 24B beschrieben werden. Die Takt*- pulse werden zunächst durch den Zähler 24A gezählt, der direkt mit dem Gatter 22 gekoppelt ist und den geringstwertigen oder einen binärcodierten Dezimalausgang liefert. Wenn der Zähler 24A mit seiner Gesamtkapazität vollgezählt ist, erzeugt er ein Übertragausgangssignal zum höchstbewerteten und in diesem Fall Zehnerdekadenzähler 24B, um diesen letzteren um eine Zählstellung weiterzuschalten. Die Anzahl von Schaltungen des Zehnerzällers hängt demgemäß ab von der Häufigkeit, mit der

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der Einerzähler während eines Wandlungszyklus voll durchlaufen wird.

Die binärcodierten Dezimalspannungssausgänge (BCD) der Zähler 24A und 24B können in Spannungen umgewandelt werden, die eine äquivalente Dezimalzahl durch Betätigung eines konventionellen BCD-Dezimaldecodierschaltkreises 2 5A, 25B repräsentieren. Die Spannungsausgänge der Decodierschaltkreise können verwendet werden, um Anzeigeeinrichtungen 26A, 26B anzusteuern, derart, daß die decodierten Zählerausgänge in der gewünschten Form repräsentiert und * angezeigt werden.

Die Anzeigeeinrichtung kann verschiedene Formen besitzen, beispielsweise DigitrotationsdruckeyKathoZdenstrahlröhren, elektrolumineszente Einrichtungen oder fotoleitende Einrichtungen, um nur einige zu nennen. Bei Digitalvoltmetern erfolgt die Anzeige häufig in Form konventioneller Gasanzeigeröhren, und deshalb soll dieser Typ der Anzeige kurz beschrieben werden. Jeweils eine Röhre ist einem Zähler oder einer Stufe zugeordnet, und jede Röhre weist zehn Kaltkathoden in Form von Dezimalziffern, o,l, ..., 9 auf. Eine allen Kathoden gemeinsam zugeordnete Anode wird mit einem fe Erregerpotential von einer Gleichstromspannungsquelle entsprechender Amplitude beaufschlagt. Eine Kathode in jeder Röhre wird gewählt, um ein Durchschaltsignal zu empfangen, was beispielsweise Massepotential sein kann und von einem entsprechenden Decodierschaltkreis stammt, wobei die ausgewählte Kathode diejenige Dezimalziffer repräsentiert, die in dem betreffenden Augenblick im zugeordneten Zähler in binärcodierter Dezimalform vorliegt.

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Als Beispiel sei angenommen, daß die beiden Zähler 24Ά und 24B Dekadenzähler sind? die bis zu voller Zählkapazität angesteuert sind, so wird die Pulszählung in den Zällern in binärcodierter Dezimalform augenblicklich decodiert durch die Schaltkreise 2 5A bzw. 25B und durch die Röhren 26A bzw. 26B als Dezimalzahl 99 dargestellt bzw. angezeigt. Der nächste vom Zähler 24A empfangene Taktimpuls veranlaßt, daß alle Stufen in beiden Zählern rückgestellt werden bzw. löschen und einen Übertragimpuls erzeugen vom höchstbewerteten Zähler 24B. Dieses Übertragsignal wird dem SET-Leiter zugeführt, um den Flipflop 15 in seinen SET-Schaltzustand ai triggern, woraufhin der Schalter S. schließt. Alle Ausgänge von den Zählern 24A und 24B sind dann Nullvoltausgänge entsprechend der angezeigten Dezimalzahl OO und bezüglich der Zeitverteilung Fig. 5B entsprechend den Augenblicken der Erzeugung (T = O) des Rampenanteils 41 und 44 der Spannung E . Die Zeit T ,erforderlich für einen entsprechenden Rampenanteil 41 oder 44, um durch Null Volt zu gehen, wird gezählt von den Zählein— richtungen, bis der Pegel, der von E durchlaufen wird, durch den Detektor 18 abgetastet wird.

Man erkennt, daß die Rate, mit der die Zähler 24A und 24B zählen, bestimmt wird durch die Frequenz der Taktimpulse, die vom Taktgeber 23 erzeugt werden. Wenn ein Zähler 23 mit einer relativ hohen Frequenz von beispielsweise o,5 Mega-Hz arbeitet, werden die Zähler 24Ά und 24B so schnell angesteuert, daß während der monostabile Multivibrator 2o in seinem stabilen Schaltzustand ist, die von den Anzeigeeinrichtungen 26A, 26B dargestellten Ziffern dem menschlichen Auge als Ziffern erscheinen, die so rasch sich ändern, daß sie nicht mehr wahrnehmbar sind. Wenn jedoch die Zähler sich stabilisieren dürfen,

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werden AusgangsSteuerspannungen den jeweils ausgewählten Kathoden der Anzeigeröhren zugeführt, die lange genug dauern, daß die angezeigte Zahl visuell wahrnehmbar ist. Vorrichtungen für das Eliminieren des Flackerns in einem angesteuerten Anzeiger, bei denen Einrichtungen für die Anwendung in Verbindung mit jeder Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben werden, um das Arizeigeflackern während des Rampenintervalls ohne Notwendigkeit teurer Speicherschaltkreise zu ermöglichen, sind bereits vorgeschlagen worden.

Wie oben diskutiert, bestimmen die Vollskalendurch-

h gänge der ZäÄler 24A und 24B mittels Triggern des Flipflops 15 in dessen SET-Schaltzustand den Augenblick des SchHeßens für den Schalter S. und das Anlegen der Bezugsspannung E_n

J. K

an den Punkt 14, um die Erzeugung der Rampenspannung E auszulösen. Da die Zähler das Zählen wieder einleiten, wenn das Gatter 22 durch Beendigung der Zeitverzögerung des monostabilen Multivibrators 2o wieder entsperrt wird, hängt das Zeitinkrement zwischen dem Sperren des Gatters 22 und dem Anlegen eines SET-Triggerimpulses an den Flipflop 15 von der Frequenz des Taktgebers 23 ab, der Anzahl der Stufen, die in Tandem geschaltet die Zähleinrichtung 24 bilden, und der Zählung, die vom Zähler im Augenblick der Gatterentsperrung 22 akkumuliert worden ist. Dieses mit 43 in Fig. 5B W bezeichnete Zeitinkrement addiertsich natürlich zu der Zeitverzögerung, die .von dem monostabilen Multivibrator 22 eingeführt wird. Da jedoch die Zähleinrichtung 24 sich bis zu ihrer Endkapazität mit einer solchen hohen Zählgeschwindigkeit auffüllt, ist das zusätzliche Zeitinkrement normeralerweise vernachlässigbar im Vergleich mit der Zeitverzögerung, die vom monostabilen Multivibrator 2o eingeführt wird.

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Dieses zusätzliche Zeitinkrement dient dazu, geringfügig das Anlegen des SET-Triggerimpulses zu verzögern und entsprechend die Länge der Zeit, während der der Schalter S₁ durch den Flipflop 15 offengehalten wird, und vergrößert deshalb nur geringfügig die Länge der Zeit, in der der Kondensator C in seinem stabilen geladenen Zustand verbleibt.

Wenn der Schalter S₁ offen ist, arbeitet der Wandler als ein Gleichspannungsverstärker mit einer Gleichspannungsverstärkung von -A proportional der Ausgangsspannung E dividiert durch die Eingangsspannung E . Ausgedrückt in Termen der Schaltungsparameter wird der Wandler als Gleichspannungsverstärker in diesem Fall mit einer Verstärkung von

(D

-A	-Eo	R1 -HR2
arbeiten.	" EIN	RIN

Unter stabilen Bedingungen wird der Kondensator C auf eine Entspannung geladen gleich E , da der Verbindungspunkt 12 im wesentlichen auf Massepotential gehalten wird, und das Verhältnis zwischen der Ausgangsspannung E und der Eingangsspannung E so ist, daß

-E_1n (R₁ +Rl
*_o = ¹Rj_n- - I_1n <*_x + H₂) (2)

Dieser stabile Zustand ist in Fig. 5B dargestellt als gerade Linie 4q, die sich im wesentlichen parallel zum Bezugsspannungspegel von Null Volt erstreckt ^und um einen

Q Q 9 8 4 2/1S 4 2

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- 18 Abstand -Ij_n (R₁ + R₂) von dieser entfernt liegt.

Wenn der Schalter S. durch ein Triggersignal geschlossen wird, das an den Flipflop 15 angelegt wird, so erscheint der Widerstand R₂ bloß als eine Impedanz, die an den Verstärkerausgang angeschlossen ist und vom Verstärkereingang isoliert ist. Dies ist deshalb der Fall, weil der Schalter S. als eine niedrige Impedanz angenommen wird und insoweit als die Quelle E ein praktisch konstantes Potential aufweist,

wird jeder merkbare Stromfluß im Widerstand R₂ in die Quelle

E₀ nebengeschlossen und wird nicht dem Verbindungspunkt 12 κ

tk zufließen. Demgemäß erscheint die Widerstandsrückkopplungsschleife nun als offen, so daß der Verstärker Io und der Kondensator C al-s Integrierschaltkreis arbeiten und insbesondere als ein Rampenspannungsgenerator. Der Rampenanteil 41, Fig. 5B, der Wellenform E₀ wird koinzident ausgelöst mit dem Schließen des Schalters S., Fig. 5A, weil nunmehr

ein Bezugsstrom I_n = R entgegengesetzter Richtung und

ρ—
größerer Amplitude 1 als der Eingangsstrom I_1n nunmehr durch den Widerstand R. vom Verbindungspunkt 12 her fließt und damit eine lineare Verringerung der Ladung auf dem Kondensator C bewirkt.

In der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform sind P das analoge Eingangssignal und das Bezugssignal als gleichzeitig an dem Punkt 12 angelegt dargestellt. In einem solchen Fall wird das Zeitintegral T , Fig. 5B, das erforder-

Ji

lieh ist, um den Kondensator auf Null Volt zu entladen, gleich

-E_n (t)C
°

T =

x <I_R - I_IN) (3)

- 19 -

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ORIGINAL INSPECTED

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Da der Ausgangswert von E (t) oben durch die Gleichung (2) ausgedrückt wurde, ergibt die Substitution dieses Wertes für E₀Cf)' in Gleichung (3) ·

Τ_χ = ¹IN [C(R₁ +

C 4)

Wenn angenommen wird, daß die Amplitude von I_D r v±e- -öa I_1n, so ergibt sich

x — i =-^- (5)

Unter der Annahme, daß die interessierenden Parameter von C, R , R₉ und I konstant sind, ist der Wert proportional der Höhe des analogen Eingangssignals, weil dann die Gleichung (5) oben zu dem Ausdruck führt

^Tx ^{= K}l ¹IN ^{= K}2 ^EIN ⁽⁶⁾'

worin die Konstante K_ = R_n K .

Man erkennt, daß durch Auszählen des gesamten Zeitintervals Γ mit inipräzisem Abstand aufeinander folgenden Taktimpulsen für eine Rampenspannung von bekannter, konstanter Steigung, bis zum Erreichen eines vorgegebenen Potentialpegels von einem Potentialpegel proportional der Höhe des Analogsignal, die Anzahl derTaKTimpulse, die während des Intervalls T gezählt wird, eine Digitaldarstellung der Analogsignalhohe ist, und damit als äquivalente Dezimalzahl dargestellt werden kann.

- 2o -

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- 2o -

Der Schwellenpegel des Detektors 17 kann geringfügigen Variationen, beispielsweise infolge Änderungen der Umgebungstemperatur , unterworfen sein. Fehler, die auf derartige Änderungen zurückzuführen sind, können herabgesetzt werden.durch Ansteigenlassen der Spannung E von einem Ausgangspegel, der merkbar oberhalb des Schwellendetektbnspegels liegt. Demgemäß steigt der Pegel der Kurve 14, Fig. 5B, von einer Höhe aus an, die wesentlich außerhalb des angenommenen Nullvoltschwellenpegels liegt. Um dieses Resultat zu erzielen, kann der Widerstand R₂ größer gemacht werden als der Widerstand R. insoweit, als es das Verhältnis von R, zu R., welches die Verstärkung des Wandlers in dem gleichstromverstärkenden Modus bestimmt und demgemäß das Verhältnis, das oben durch Gleichung (2) wiedergegeben wurde. Das Verhältnis von R. zu R_1n bei geöffnetem Schalter S. bestimmt das Verhältnis von Ej zu E (oder I zu I_R) und, wie man der obigen Gleichung (4) entnimmt, wird die Länge des Intervalls T bestimmt durch das Verhältnis von E_n zu E_TM. Das Intervall T soll lang genug sein, daß eine genaue Messung der Analogsignalhöhe erzielt wird unter Berücksichtigung der maximal zulässigen Zeit für jeden Konversionszyklus, bestimmt hauptsächlich durch die Frequenz des Taktgenerators 23 und den Teilungsfaktor für die Taktfrequenz im Zähler 24. Da die Auslösung der dargestellten Zahl bestimmt wird durch die r Aneahl der Zähler, aus denen die Zähleinrichtung 24 aufgebaut ist, bestimmt häufig die gewünschte Meßgenauigkeit oder Meßauflösung die minimale Taktfrequenz.

Wenn der Wandler gemäß der Erfindung kontinuierlich ein- oder mehrmals nacheinander folgend betrieben wird,

- 21 -

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■2015-f60

kann er möglicherweise nicht genug Zeit für die Stabilisierung haben, um eine stetige Ausgangsspannung E unmittelbar vor der Erzeugung der zu messenden Rampe oder des zu messenden Sägezahnes zu erzeugen. Andere Faktoren, wie die Verstärkung des Verstärkers Io und die Werte des Kondensators C und des Widerstandes R_1n/ gehen in die Gleichungen ein, welche das Verhältnis E (t) und E_1n während der Ladung des Kondensators C bestimmen. Während des nichtstetigen Status der Kondensatorladung ist dieses Verhältnis zwischen E (t) und E₁ durch den nichtlinearen Abschnitt 42 der Wellenform E in Fig. 5B dargestellt. Die Gleichung, welche den Verlauf des Abschnittes 42 bestimmt, ist

E_o (t) = -I_1n (R₁ + R₂) "JL - exp (-t/ACR_IN)J .(7)

Der Exponent!alanteil der Gleichung (7), nämlich (-t/ACR_IN) definiert die charakteristische Zeitkonstante des Kondensators C, wenn er mit dem analogen Eingangsstrom I_TM geladen wird. Die gewünschte Proportionalität zwischen E_Q und Ijvtf wie sie oben durch Gleichung (1) ausgedrückt wurde, in dem Augenblick der Auslösung der Rampenspannung E , wird erzielt, indem man dem Kondensator C Zeit läßt, sich auf ein ständiges Potential proportional der Höhe des angelegten Signals mindestens für ein relativ kurzes Zeitinkrement zu la^$en, das in Fig. 5B mit 43 bezeichnet ist, bevor der Schalter S₁ geschlossen ist. Infolgedessen ist, wenn der Schalter S₁ geschlossen wird, wie in Fig. 5A, die Ausgangsspannung E konstant und gleich -I_1n(R. + R₂)* Das Zeitinkrement 43 ist entsprechend als gerade Linie dargestellt, die parallel zur Linie 4o verläuft und um eine

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201 5'.6C

gleiche konstante Spannung von der angenommenen Nullvoltbezugsachse entfernt ist. Wie oben auseinandergesetzt, läßt man den Kondensator C diesen stabilen Zustand dadurch erreichen, daß man eine bestimmte Zeitverzögerung einführt, um den monostabilen Multivibrator 2o in seinen stabilen Schaltzustand zurückzuführen.

Bezugszeichen 44 in Fig. 5B bezeichnet die zweite wesentliche lineare Rampe, die erzeugt wird, wenn der Schalter S, geschlossen wird, und der Kondensator C₁ sich entlädt, indem der Bezugsstrom I_R von dem Schaltungspunkt 12 abgetrennt (f wird. Dajrf die Rampe 44 ausgelöst wird von einem Pegel, der ebenfalls proportional der Höhe des analogen Eingangssignals ist, repräsentiert das zweite Zeitintegral T entsprechend der Länge der Zeit, die erforderlich fet, daß die Rampe 44 die Nullvolt durchsetzt, die Höhe des analogen Signals.

Bei Ailegen der Eingangsspannung E₁ dauernd an den Punkt 12 während eines gesamten Wandlungs- oder Konversionszyklus reflektiert die Größe (I_R - I™) in Gleichung (4) oben die algebraische Summe von Bezugs- und Eingangsstrom amPunkt 12 während des Intervalls Τ_χ. Bei Annahme des Bezugsstromes I_n mit einer wesentlich höheren Amplitude als I_TXT,

K XlM

fei siehe obige Gleichung (5) ergibt sich, daß das Verhältnis zwischen T und I__M (oder E) praktisch linear ist. Das

j\ J· IM J> IM

folgende ist eine Analyse der Fehlergröße, die zurückzuführen ist auf Nichtlinearitäten in diesem Verhältnis und ausgeht von der Annahme in Gleichung (5) oben, daß das Vorhandensein von I_TM während des Intervalls T vernachlässigt werden kann,

wenn I_R!»I_IN ist, d.h. falls ^IN <£.< 1 ist.

¹R

- 23 -

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ORIGINAL INSPECTED

- 23 Da I_R = KI_fs, (8)

worin K eine Konstante größer als 1 ist und I_fs der Strom für Skalenendwert und I_TM » XI- _# (9)

XN fs

worin X eine Proportionalitätskonstante bedeutet, die kleiner oder gleich 1 ist, entsprechend dem Verhältnis von Eingangsstrom zu Skalenendwertstrom, ergibt das Substituieren von Gleichungen (8) und (9) in Gleichung (4) und Auflösung nach

Für I__N = I^ folgt aus Gleichung (lo)

_m C(R +R)
^Tfs - CIl)

worin T~ der Skalenendwert für das Zeitintegral T ist«

XS X

Die Nichtlinearität einer erzeugten Rampen- oder Sägezahnspannung und demgemäß des vorliegenden Wandlers kann ausgedrückt werden als ein Bruchteil des Fehlers bei SkalenendwerteingangsgröBe. Der Bruchteilsfehler beträgt

T-XT
* fs

_Ψ (12)

^Tfs

Nach Substitution der Gleichungen (lo) und (11) in Gleichung (12) folgt:

- 24 009842/1642

ORIGINAL INSPECTED

2 01 5 'f 6

- 24 -

Bruchteilsfehler = X(X-I) und (13)

K-X

Prozentualer Fehler = loo (X) (X-I) (14)

K-X

Nur beispielshalber soll nachfolgend tabellarisch die Wandler-Nichtlinear^ität für das beschriebene Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Wandlers angegeben werden für verschiedene Verhältnisse von I_TM . χ ^ und spezifisch für einen

■*-" · fs

beispielshalber gewählten Wert von K = 5o. K = 5o ergibt sich beispielsweise für I_fg * Io Micro A und I_R = 5oo Micro A.

^X_IN ο χ % Fehler (_fjJ = loo (X) (X-I)

fs

O O

.1 0.I80

.2 o.321

.3 o.422

.4 o.484

.5 o.5o5

.6 o.486

.7 o.426

.8 o.325

.9 o.183 l.o ο

Falls der prozentuale Fehler oder die Nichtlinearität über den X-Werten aufgezeichnet wird, folgt die Kurve nahezu einem parabolischen oder quadratischen Verlauf.

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Nachfolgend sollen einige Zusätze zum Erfindungsgegenstand erläutert werden.

Um die Nichtlinearität der Wandlung herabzusetzen, die sich daraus ergibt, daß das Eingangssignal kontinuierlich am Punkt 12 während jedes Wandlungszyklus anliegt, und insbesondere während jener Zeitintervalle, während denen der Bezugsstrom an Punkt 12 anliegt, kann eine Schaltanordnung verwendet werden, um die Analog-Signalquelle vom Punkt 12 zu entkoppeln, während das Bezugssignal an den Punkt angelegt ist.

Die Anordnung gemäß Fig. 2 zeigt eine Eingangsschalteranordnung für selektives Anlegen des analogen Eingangssignals an den Punkt 12, wobei die Anordnung einen Eingangsschalter S_ umfaßt, der identisch mit dem Schalter S sein kann, doch I8o phasenverschoben mit dem letzteren Schalter arbeitet, was durch dem Fachmann an sich bekannte Maßnahmen erzielbar ist. Wenn der Schalter S. offen ist, ist der Schalter S geschlossen, um das Eingangssignal an Punkt 12 anzulegen. Umgekehrt ist bei geschlossenem Schalter S..der Schalter S geöffnet, um das analoge Eingangssignal vom Punkt 12 abzutrennen, so daß der Kondensator C nur durch den Bezugsstrom I_n entladen wird.

Zwar^wdie Ausführungsform gemäß Fig. 2 den Vorteil, daß die Nichtlinearität der Wandlung herabgesetzt wird, doch besitzt sie den Nachteil, daß ein zusätzlicher Schalter S_ vorgesehen sein muß und möglicherweise ein zusätzlicher Eingangsverstärker, der dem Integrierverstärker Io vorgeschaltet

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wird für die Verstärkung des Eingangssignals, so daß eine solche Ausführungsform des erfindungsgemäßen Wandlers etwas komplizierter und teurer wird als die Ausführungsform gemäß Fig. 1.

Es ist möglich, die Genauigkeit der Wandlung gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 1 zu verbessern, ohne daß ein Eingangsschalter vorgesehen wird, indem das Eingangsende des Wandlers gemäß Fig. 3 ausgeführt wird. In dieser Ausführungsform ist der Rückkopplungswiderstand R- parallel dem Kondensator C geschialtet, doch sind die beiden Enden des Widerstands R₂ jeweils direkt mit dem Stromsummierpunkt 12 und der Ausgangsklemme 13 verbunden. Der Widerstand R., anstatt mit dem Widerstand R in Reihe geschaltet zu sein, ist einerseits direkt an den Verbindungspunkt 12 angeschlossen, so daß dieses Ende des Widerstandes R. gleichzeitig mit dem Punkt 12 und dem verstärkereingangsseitigen Ende des Widerstandes R-verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandes R. ist verbunden mit einer Klemme 45, an die die Bezugsspannung -E_R durch Schließen des Schalters S. in der oben erläuterten Weise anlegbar ist.

Obwohl die Ausführungsform gemäß Fig. 3 die gleiche Zahl von Komponenten enthält wie die nach Fig. 1, wird hier der prozentuale , auf Nichtlinearitäten zurückzuführende Fehler der Wandlung gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 1 durch einjn Faktor von etwa 5o % herabgesetzt, so daß ein Digitalvoltmeter gemäß Fig. 3 eine Genauigkeit von etwa einem Viertel % erwarten läßt. Die folgenden Gleichungen sollen erläutern, warum dies der Fall ist.

Bei offenem Schalter S ist

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- 27 -

ORIGINAL INSPECTED

im

(15)

Bei geschlossenem Schalter S. ist

Z ^K

IN

- fra ,. -7" V^ dt (16) ^{;t R}IN^C t4 ^R2^C

Die Zeit Τ_χ, die erforderlich ist, daß E₀(t) durch Null geht, kann bestimmt wernden durch Setzen von E (t) = O, so daß Gleichung (16) zu dem Ausdruck führt:

= 2

IN

τ χ

τ ° T
X" 2R₂ C χ

(17)

Wenn man für die E in Gleichung (1.7) den abhängigen Teil von Gleichung {15) einführt, so ergibt sich

5l. t

R₁C ¹X

τ ■+ 2 ^jN

¹X ⁺ 2 R₂ C

(18)

Auf-lösung nach T ergibt

T =
X

^etm ^Ri R₂C I JEä 1

² ' ^RIN ^ER

^JIN R.

-^RIN ^ER

R-C , IN

ι - ιΙΪ

2 ¹R

(19)

Unter der Annahme, daß I

1, folgt

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- 28 -

ORIGINAL JNSPECTED

2015 ,60

Und da I_R = KI_f , ergibt sich

(21)

^R4

4 i

Der Skalenendwertstrom I_1n = I_fg und entsprechend das Skalenendzeitintervall T = T_ . Demgemäß ergibt sich aus Gleichung (21)

τ = ^Δ i+_JL_ 1 (22)

^{fS K} L 2K 1 ^{( }}

ti**\ Auflösung nach dem Bruchteilsfehler durch Substitution der Parameter T und T₄. in Gleichung (12) durch den abhängen Teil der Gleichungen (21) bzw.(22) ergibt sich der Bruchteilsfeh lar =

^R2° ¹IN Il + flN \ - X R₉C 'I₁₊I. ^K ^s L ^2KIf_SJ —ψ- L ^2K

κ r 2K

¹IN

^{2 KI}fs J L 2K

ι + ι

2K

Da I_T _ _YT aus Gleichung (9), wird derBruchteils-

IN - Al,

teilerfehler =

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2015 ϊ 6 0

xjxl-χΠι J '

L^{1 +} 2Κ -JL^{1 +} ^ KJ =

2Κ -J L^{1 +} ^ KJ = X (X-I) (24)

1+1 2Κ + 1

2Κ

und damit der prozentuale Fehler

loo (X) (X-I) .(25)

2K+1

Gleichung (25) kann nun verglichen werden mit Gleichung (14) oben. Für Werte von X zwischen O und 1 und für den
gleichen angenommenen Wert von K (K=5o) zeigt eine Tabelle von X und dem entsprechenden prozentualen Fehler ähnlich
der mit Gleichung (14) oben angelegten Tabelle, daß Gleichung (25) ebenfalls nahezu einer parabolischen Kurve folgt, daß jedoch der maximale prozentuale Fehler nur etwa die Hälfte
desjenigen Beträgt, der gemäß Gleichung (14) erhalten wird und in der Größenordnung von σ,25 % liegt. Unter der Annahme, daß alle anderen wirksamen Faktoren dieselben sind, gestattet die Ausführungsform gemäß Figur 3 trotz gleicher Anzahl von Bauelementen im entsprechenden Eingangsteil der Anordnung, einen Wandler gemäß der Erfindung zu schaffen, der eine
noch genauere Wandlung ermöglicht.

Durch Verwendung zusätzlicher Bauelemente kann die
Linearität des erfindungsgemäßen Wandlers weiter gesteigert werden.

Fig. 4 zeigt eine andere Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes mit weiter gesteigerter Linearität. y&£ In dieser Ausführungsform bildet der Widerstand R eine Dreieckschaltung mit zwei Widerständen R gleichen Wertes.

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Das Netzwerk kann auch als äquivalentes Pi-Netzwerk aasgebildet sein. Einer der Widerstände R und der Widerstand R. sind an einer Klemme 46 mit-einander verbunden, an die

Bezugsspannung -E₀ durch Schließen des Schalters S₁ angelt X

legt wird. Die beiden Widerstände R sind an einer Klemme

JC

48 miteinander verbunden, die an einen Belag eines Kondensators C_x angeschlossen ist. Der andere Belag des Kondensators C ist auf Massepotential gelegt.

JC

Gemäß einer Analyse ähnlich der die oben in Bezug auf Fig. 3 durchgeführt wurde, kann man zeigen, daß unter der Bedingung

C R₁ R₂ = C_x R_x ² (26)

T - ^Rl ^R2 ^{C E}IN _ ρ c flN (27)

ν ~~ R 9 T

^{X R}IN E_R ^{2 1}R

^Tf_S = ^R2 ^C (28)

Infolgedessen ist der Bruchteilsfehler nahezu Null, was in der Praxis bedeutet, daß die Michtlinearität des Wandlers relativ unbedeutend ist und, falls vorhanden, Fehler höherer Ordnung zugeschlagen werden kann.

Die Wirkungsweise der Anordnung gemäß der Erfindung soll nachstehend noch einmal zusammengefaßt werden.

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ORiGiNAL INSPECTED

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Es sei angenommen, daß der Rampenanteil 41 der Wellenform E gerade durch Null Volt gegangen ist und der Detektor 18 diesen Nulldurchgang festgestellt hat und in Abhängigkeit davon ein Ausgangssignal erzeugt, das den monostabilen Multivibrator2o in dessen unstabilen Schaltzustand triggert und gleichzeitig den Flipflop 15 rückstellt. Wenn der monostabile Multivibrator 2o in seinen unstabilen Schaltzustand geschaltet wird, wird ein scharfer Spannungssprung erzeugt am Ausgang des monostabilen Multivibrators wodurch das Gatter 22 gesperrt wird, wonach dieses als

Blockierung für die Weiterleitung von Impulsen vom Taktgeber 23 zur Zähleinrichtung 24 wirkt. Die Zähleinrichtung 24 stabilisiert sich und steuert die Anzeigeeinrichtung 26A, 26B so an, daß der Dezimalwert des Eingangssignals, das gemessen wird, angezeigt wird. Wenn der Flipflop 15 rückgestellt wird (RESET),ergibt sich ein scharfer Ausgangsspannungssprung, welcher den Schalter S öffnet und damit die Ladung des Kondensators C auf ein Potential proportional der Analogsignalhöhe gestattet; dieser Potentialpegel ist beispielsweise der Endpegel 4o in Fig„ 5-, falls sich zwischenzeitlich keine Änderung in der Höhe des analogen Eingangssignals zwischen Konversionszyklen ergeben hat.

In seinem unstabilen Schaltzustand verhindert der monostabile Multivibrator 2o das. Schließen des Schalters S., sofern nicht eine stabile Spannung am Kondensator G erscheint, die direkt proportional dem Analogsignal ist. Während dieser Zeit und während der monostabile Multivibrator in seinem unstabilen Schaltzustand ist, liefert die Anzeigeeinrichtung 26 A, 26 B dank des nun stabilisierten

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Zustande der Zähleinrichtung 24 eine dauerhafte und gut ablesbare Anzeige der Höhe des zuvor gemessenen Anilogeingangssignals.

Nach zeitverzögerter Rückkehr des monostabilen Multivibrators 2o in seinen stabilen Schaltzustand, wird das Gatter 23 durch eine scharfe, sprunghafte Änderung der Ausgangsspannung des monostabilen Multivibrators geöffnet, so daß nunmehr Impulse von dem Taktgeber 23 in die Zähleinrichtung 24 gelangen. Die Zähleinrichtung 24 wird fortgeschaltet, bis ein Übertragssignal erzeugt wird, das dem Flipflop 15 über dessen SET-Leitung zugeführt wird und damit den'Flipflop 15 so triggert, daß er von seinem REST- in seinen SET-Zustand schaltet.

Wenn der Flipflop 15 in seinenSET-Zustand geschaltet ist, wird der Spannungssprung, der als entgegengerichtete Spannung an dem Ausgang des Flipflops erscheint, über den Leiter 16 dem Schalter S. zugeführt und veranlaßt, daß der Schalter SjSich schließt und damit eine im wesentlichen konstante Entladung des Kondensators C auslöst, koinzident mit einer vorgegebenen Zählstellung der Zähleinrichtung 24, typischerweise Zählstellung Null. Die konstante Entladung des Kondensators C durch einen Bezugsstrom E_R erzeugt den Rampenanteil 44 der Spannung E , Fig. 5B, am Ausgang des Verstärkers 13. Da der Flipflop 15 typischerweise in seinen SET-Zustand während eines Rezirkulationsüberganges der Zähleinrichtung getriggert wird, wird die koinzidente,vorgegebene,binärcodierte Dezimalzahl typischerweise repräsentiert durch eine Dezimalzahl, die ein oder mehr Nulidigits umfaßt,abhängig von

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der erforderlichen Auflösung der angezeigten Zahl und entsprechend der Anzahl von Dekadenzählern, aus denen die Zähleinrichtung 24 aufgebaut ist. Die Zähleinrichtung 24 zählt dann die Gesamtzahl der Taktimpulse, die von dem Taktgeber 23 während des Zeitintervalles angeliefert werden, das für die Entladung des Kondensators C auf Null Volt erforderlich . ist. Die Anzahl der gezählten Impulse bis zum Nulldurchgang der erzeugten Rampe bewirkt eine Digitalanzeige des Analogsignals, das dann gemessen wird.

Die beschriebene Anordnung arbeitet kontinuierlich, um eine Analogsignal in ein entsprechendes Zeitintervall T zu vandeln oder eine Pulsdauer, bestimmt durch den Pulsausgang des Flipflops 15, und insbesondere in einen repräsentativen Digitalausgang. Die Anordnung kann auch selektiv in Gang gesetzt werden durch Mittel, die dem erfahrenen Fachmann bekannt sind. Beispielsweise kann eine Spannung selektiv einer hierfür geeigneten Klemme, des monostabilen Multivibrators 2o zugeführt werden, die den Multivibrator im unstabilen Schaltzustand hält, bis es gewünscht wird, eirien Konversionszyklus zu starten, worauf die Sperrspannung abgetrennt werden würde, und der monostabile Multivibrator in einen stabilen Schaltzustand zurückkehren könnte und damit den rampenerzeugenden Anteil eines Konversionszyklus in Gang setzen könnte. Es ist auch möglich, die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Wandlers zu steuern, indem der Schaltzustand des Gatters 22 gesteuert wird und damit der Durchlaß von Taktpulsen in die Zähleinrichtung. Es sei angedeutet, da'ß das Gatter 22 durch selektives Anlegen einer entsprechenden Sperrspannung gesperrt werden könnte, um den Konversionszyklus zu unterbrechen,

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und dann entsperrt werden könnte durch Abtrennen dieser Spannung, womit wieder einer oder auch mehrere Wandlungsoder Konversionszyklen ausgelöst werden könnten. Andere Abwandlungen stehen im Ermessen des Fachmannes.

- Patentansprüche -

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Claims (2)

1. Patent ans prüche

   Quasi-analog-Digital-Wandler mit einem hochverstärkende« Verstärker, an dessen Eingang das Eingangssignal angelegt ist, mit einem nicht-regenerativ wirkenden Rückkopplungeschaltkreis für die Kopplung des Verstärkerausgangs auf den Verstärkereingang, mit einer Speichereinrichtung in dem Rückkopplungsschaltkreis für das Anlegen des Eingangesignals an den Verstärker mindestens solange, wie die Speichereinrichtung ein Signal einer solchen Höhe speichert, die proportional der Höhe des Eingangssignals ist, mit einer Quelle für ein Bezugssignal, dessen Polarität der des Eingangssignals entgegengesetzt ist, und dessen Höhe für das Entladen der Speichereinrichtung mit konstanter Rate auf einen vorgegebenen Pegel innerhalb eines Zeitintervalles geeignet ist, das demgemäß der Höhe des Eingangssignals entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß ein Gegenkopplungswiderstandsnetzwerk den Verstärkerausgang auf den Verstärkereingang koppelt und für den Betrieb des Verstärkers als im wesentlichen gleichstromverstärkend ausgebildet ist, während die Speichereinrichtungen das Signal empfangen und speichern.
2. 2. Anordnung nach Anspruch !,gekennzeichnet durch eine einen Widerstand für das Anlegen des Bezugssignals an die Speichereinrichtung aufweisenden Schaltkreis derart, daß der Verstärker mit den Speichereinrichtungen als Iriegrierschaltung arbeitet, während die Speichereinrichtung sich entlädt.

   3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis für das Anlegen des Bezugssignals

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   an die Speichereinrichtung als Schalter ausgebildet ist, der zwischen die Bezugssignalsquelle und den Verstärkereingang geschaltet ist zum Anlegen des Bezugssignals an den Eingang, wenn der Schalter geschlossen ist, und für das Abtrennen des Bezugssignals von dem Eingang, wenn der Schalter geöffnet ist, und durch einen Schaltkresis, der mit dem Schalter gekoppelt ist für das Auslösen des Schalterschließens, wobei das Bezugssignal an den Eingang angelegt wird.

   4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis für das Auslösen des Schalterschließens eine

   P mit dem Schalter gekoppelte und einen stabilen und einen unstabilen Schaltzustand aufweisende Einrichtung ist, die auf den stabilen Schaltzustand einen vorgegebenen Zeitraum nach der Einnahme des unstabilen Zustands zurückkehrt, welche Einrichtung das Schließen des Schalters bei der Rückkehr in den stabilen Schaltzustand auslöst.

   5. Anordnung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine mit dem Verstärkerausgang gekoppelte und auf das Entladen der Speichereinrichtung auf dem vorgegebenen Pegel ansprechend ausgebildete Schaltungseinrichtung für die überführung der EinAchtung in den unstabilen Schaltzustand.

   6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand direkt mit dem Verstärker-eingangsrnde des Widerstandsnetzwerkes gekoppelt ist.

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   — 4$ —

   7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, chß der Widerstand in Reihe mit dem Widerstandsnetzwerk geschaltet ist, und daß das Bezugssignal an einen Punkt angelegt ist, der dem Widerstand und dem Widerstandsnetzwerk gemeinsam ist. .. . -

   8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk einen zweiten, mit einem Ende an den Verbindungspunkt angekoppelten Widerstand aufweist, dessen anderes Ende mit dem Verstärkerausgang gekoppelt ist,

   9. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnfetj

   daß das Widerstandsnetz mindestens drei miteinander verbundene Widerstände aufweist, sowie einen Kondensator, der mit einem zwei der Widerstände gemeinsamen Schaltungspunkt sowie einer Bezugspotentialquelle verbunden ist.

   10. Anordnungrach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen Pulszähler für die Messung des Zeitintervalls während der Entladung der Speichereinrichtung und für das Bewirken einer Digitalanzeige der Eingangssignalshöhe und durch eine mit dem Pulszähler und der Einrichtung gekoppelte und auf den Schaltzustand der Einrichtung ansprechende Zählurferbrechungsschaltung für die Beendigung des PulszäBilens durch den Pulszähler, wenn sich die Einrichtung im unstabilen Schaltzustand befindet.

   11. Anordnung nach Anspruch Io, gekennzeichnet durch eine Anzeigeeinrichtung, die mit dem Pulszähler gekoppelt ist zur Anzeige einer Zahl, die die Zällung in dem Pülszähler re-

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   BAD ORIGINAL

   2 015 r G 0

   präsentiert, wobei das vorgegebene Zeitintervall der Einrichtung so gewählt ist, daß bei Beendigung des Zählvorgangs durch den Pulszähler die von der Anzeigeeinrichtung angezeigte Zahl lang genug stehen bleibt, daß sie visuell wahrgenommen werden kann.

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