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Steuerschaltung für Schalttransistoren An die Steuerschaltungen für
als Schalter arbeitende Transistoren, insbesondere Beistungs-transistoren, müssen
umso höhere Anforderungen gestellt erden, je wirksamer die Umschaltverluste in den
Schalttransistoren verringert werden sollen. Von der Größe der Urnschaltverlus-te
hängen in hohem Maße die Kosten, der Wirkungsgrad sowie Gewicht und Volumen von
Schaltungen ab, die als wesentlichen Bestandteil Schalttransistoren- benutzen.
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Da alle diese Faktoren eine Funktion der Frequenz sind, mit der die
Transistoren unter Berücksichtigung der Verlustleistung maximal betrieben werden
können,tkommt der Steuerung dieser Transistoren besondere Bedeutung zu.O Es ist
bereits bekannt, die Einschaltverluste von Schalttransistoren durch Verkürzung der
Einschaltzeiten zu verringern, indem die Schalttransistoren im Umsohaltbereich übersteuert
werden0 Eine starke Übersteuerung hat dagegen zur Folge, daß sich die Speieberzeit
der Transistoren nachteilig auswirkt und die Ausschaltzeiten verlängert, wodurch
die Ausschaltverluste erheblich ansteigen können.
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Es sind auch Maßnahmen bekannt, die Ausschaltverluste in Schalttransistoren
dadurch zu verringern, daß im Querzweig der Regelschaltung eine Serienschaltung
aus einem Kondensator und einer Diode vorgesehen is-t, wobei- die Diode füdie Eingangsspannung
in Sperrichtung gepolt und durch einen Widers-tand überbrückt ist. Bei hohen Arbeitsfrequenzen
wirk-t sich hier ungünstig aus, daß bei
jeder Wiederaufladung des
Kondensators die Hälf-Le der Energie im Vorwiderstand verlorengeht.
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Zur Verminderung der Einschaltverluste in Schaltreglern wurde bereits
vorgeschlagen, der im Querzweig angeordne-ten Freilaufdiode eine Zusatzinduktivität
in Reihe zu schalten, Aus einer weiteren Schaltung ist es bekannt, den Aufwand für
die Steuerschaltung von Schalttransistoren in Schaltreglern dadurch zu verringern,
daf3 ein Teil der Steuerleisung über eine positive Rückkopplung aus dem Leistungskreis
gedeckt wird. Dazu wird der im Basis-Emitterkreis des Schalttransistors verwendete
Steuertransformator mit einer dritten Wicklung versehen, die im Lasts-tromkrcis
mit der Emitter-Kollektorstrecke in Reihe geschaltet ist.
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Da diese Schaltung mit Sättigungssteuerung arbeitet, hat sie den Nachteil,
daß der Schalttransistor relativ träge arbeitet und die Schaltung somit für hohe
Schaltfrequenzen nicht geeignet ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung anzugeben,
die es nicht nur ges-tattet, die Steuerleistung für die Schalttransistoren aus dem
Leistungskreis zu dekken, sondern gleichzeitig die Umschaltverluste in den Transistoren
erheblich zu verringern. Die Erfindung geht dabei von einer Schaltung aus, die mit
einem aus einem 'í'aktgenerator gespeisten Steuertransformator arbeitet und bei
der eine mit der Kollel.-tor-Emi-tterstrecke in Reihe geschaltete dritte Transforma-orwi.cklung
eine positive 2ückkopplung auf den Steuerkreis bewirkt.
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Gemäß der Erfindung ist die Steuerschaltung so ausgebildet, daß die
rechteckförmige Steuerspannung des Taktgenerators einen Hilfstransistor steuert,
über dessen Kollektor
-bmitterstrecke eLne Reihenschaltung, bestehend
aus der Primärwicklung des 5 .t euertransformators und einem RC-Glied, während der
Sperrphase des Schalttransistors an eine Gleichspannungsquelle geschaltet ist.
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Das RC-Glied wird so bemessen, daß die während der Durchlaßphase des
Hilfstransistors im Steuertransformator gespeichelte mag::etische Energie ausreichend
groß ist für die Durchsteuerung des Schalttransistors während der folgenden Sperrphase
des Hilfstransistors.
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Die Schaltung ermöglicht sehr kurze Ein- und Ausschaltzeiten, wodurch
die Steuerbefehle ohne Verzögerung im Stellglied (Schalttransistor) vollzogen werden.
Das wirkt sich sowohl für die Phasenanschnittsteuerung bei Schal-treglern als auch
für die Erfüllung der Symme-trleforderung bei Wechselrichtern vorteilhaft aus. Die
Höhe der Schaltfrequenz ist hierbei nicht mehr durch die Wirkung der Sättigungssteuerung
beschränkt, da die Steuerschaltung über den Kondensator des RC-Gliedes auch ein
Abschaltsignal aus einer niederohmigen Quelle liefert. Darüber hinaus können die
Schaltzeiten noch durch zusätzliche Maßnahmen auf der Primär- und Sekundärseite
des Steuertransformators weiter verkürzt werden.
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Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird zu diesem
Zweck der Reihenschaltung aus Primärwicklung des Steuertransformators und RC-Glied
ein Schaltungszweig, bestehend aus einer Reihenschaltung mit einer Drossel, einem
Widerstand und einer für die Gleichspannung in Durchlaßrichtung gepolten Diode,
parallelgeschaltet. Außerdem kann der Sekundärwicklung des Steuertransformators
im Basis-Emitterkreis des Schalttransistors ein RC-Glied in Reihe geschaltet und
der Basis-Emitterstrecke ein Widerstand parallelgeschaltet werden.
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Mit Hilfe des parallelen Schaltungszweiges auf der Primärseite des
Steuertransformators, der auch nur aus einem Widerstand und einer für die Hilfsspannung
in Durchlaßrichtung gepolten Diode bes-tehen kann, wird eine Verkürzung der Abschaltzeit
des Hilfstransistors und damit ein beschleunigtes Einschalten des Leistungstransistors
erreicht.
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Weitere Einzelheiten der Erfindung werden anhand der in der Fig. 1
dargestellten Steuers chaltung für Leistungs transistoren und dem in Fig.2 im Prinzip
wiedergegebenen Spannungsverlauf im Steuerkreis des Schalttransistors näher beschrieben.
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Der im Schaltbetrieb arbeitende Transistor Ts1 kann bei entsprechender
Ausbildung des Beistungsteiles das Stellglied eines Schaltreglers, eines Wechselrichters
oder einer anderen Schaltung sein. Der nur im Prinzip angedeutete Leistungskreis
besteht aus der Be-triebsspanllungsquelle UB, der Emitter-Kollektorstrecke des Schalttransistors
'l's1, der Wicklung III eines Steuertransformators W und einer beispielsweise veränderbaren
Last 3, die in Reihe geschaltet sind.
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Die Steuerung des Stellgliedes Tsl erfolgt über den Steuertransformator
W, der ein wesentlicher Schaltungs-teil der Steuerschaltung ist0 Die rechteckförmige
Taktspannung, die das Tastverhältnis der Schaltperiode des Stellglicdes bestimmt,
gelangt nicht direkt vom Taktgenerator T an die Primärwicklung des Steuertransforinators,
sondern steuert einen Hilfskreis mit einer Gleichspannungsquelle Ug und einem Hilfstransistor
Ts2. Im Hilfskreis sind die Gleichspannungsquelle Ug, die auch die Betriebsspannungsquelle
UB sein kann, die RC-Schaltung R2, Cl, die Primärwicklung I und die Kollektor-Emitterstrecke
des Hilfstransistors Ts2
in Reihe geschaltet. In einem parallelen
Schaltungszweig Zur Primärwicklung I und dem RO-Glied sind die Drossel lt, der Widerstand
R1 und die für die Gleichspannung Ug in Durchlaßrichtung gepolze Diode D in Reihe
geschaltet. Im Basis-Emitterkreis des Schalttransistors Ts1 sind die Sekundärwicklung
II und die R-Schaltung R3, C2 hintereinander angeordnet. Parallel zur Emitter-Basisstrecke
ist ein Widerstand R4 geschaltet.
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Die Wirkungsweise der Schaltung ist folgende: Der schnell schaltende
Hilfstransistor Ts2 wird entsprechend dem Steuersignal des Taktgebers T ein- und
ausgeschaltet. Bei eingeschaltetem Hilfstransistor fließt aus der Gleichspannungsquelle
Ug über die Kollektor-Emitterestrecke des Hilfstransistors Ts2 ein Strom, der sich
in zwei Teilströme JI und JL aufteilt. Der entsprechend der Zeitkonstante RT.C1
abklingende Teilstrom JI fließt vom positiven Pol über den Kondensator C1 bzw. den
Widerstand R2, die Primärwicklung I des Steuertransformators W und die Kollecktor-Emitterstrecke
des Hilfstransistors. Der fiktive Widerstand RT errechnet sich aus dem Widerstand
R2 und den in die Primärwicklung I transformierten Lastwiderstand der Wicklung II
(R3, R4, C2).
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Der über die Drossel t, den. Widerstand Rl, die Diode D und die Kollektor-Emitterstrecke
des Hilfstransistors fließende Teilstrom JL steigt entsprechend der Zeitkonstante
L/R1. Im Schaltungszweig, der die Primärwicklung I und den Kondensator CI bzw. Widerstand
R2 enthält, fließt während der ganzen Durchlaßphase des Hilfstransistors ein entsprechend
der Zeitkonstante RT.C1 abnehmender Strom über die Primärwicklung I, dessen Minimalwert
durch die Reihenschaltung von Widerstand R2 und den in die Primarwicklung I transformierten
Widerstad des Sekundärkreises II fixiert ist. In der Sekundärwicklung II hat dieser
Strom
eine entsprechende Spannung zur Folge, die bei entsprechender Polung der Transformatorwicklungen
den Schalttransistor Ts1 sperrt. Während der Durchlaßphase des Hilfstransistors
Ts2 nimmt der mit einem £ufL-spr'lt versehene streu- und kapazitätsarm gewickeltc
Steuertransformator W, der als Stromwandler ausgelegt ist, und ebenso die Drossel
L magnetische Energie auf. Zur gleichen Zeit ist der Schalt-transistor Ts1 sehr
hochohmig.
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Wechselt danach der Hilfstransis-tor Ts2 entsprechend dem Steuersignal
in den gesperrten Zustand über, so kann der durch die Primärwicklung I fließende
Strom JI nicht mehr über die Emmiter-Kollektorstrecke zum negativen Pol der Gleichspannungsquelle
weiterfließen. Der Wandlerken fällt in seine Remanenzlage zurück und gibt dabei
seine magnetische Energie auf deJ: Sekundärseite des Steuertransformators ab. Die
dabei in der Wicklung II auftretende Spannung hat eine solche Polarität, daß der
Schalttransistor Ts1 in den leitenden Zustand gesteuert wird. Dieser Umschal-tvorgang
wird durch cie Wirkung des Drosselstromes JL unterstützt, der auch nicht mehr über
den Hilfs'transistor Ts2 wei-terfließen kann. Da ihn die Drossel L jedoch solange
aufrechterhält, bis hre magnetische Energie abgebaut ist, kann er nur über die Wicklung
I des Steuertransformators, über den Kondensator C1 bzw. den Widerstand R2 zur Drossel
L zurückfließen. Hierbei werden der Kondensator C1 ieder entladen und in der Wicklung
II eine zusätzliche Spannung induziert. Der Spannungsanstieg in der Sekundärwicklung
II erfolgt sehr steil, da der Strom JL durch die Primärwicklung I zunächst praktisch
eingeprägt ist Die Schaltung ist so dimensioniert, daß die gespeicherte magne-tische
Energie gerade ausreicht, den Schalt-transis-tor Tsi schnell durchzusteuern und
den leitenden Zustand während der gesamten Durchlaßphase mit kleinem Basisstrom
aufrecht
zu erhalten Wenn der Laststrom JIII während der Durchlaßphase
zu fließen beginnt, se-tzt augenblicklich die positive Rückkopplung ein und liefert
über die Wicklung III/II bis zur Beendigung der Durchlaßphasc des Schalttransistors
die dann notwendige große Steuerenergie aus dem Leistungskreis mit der Betriebsspannungsquelle
UB Das Übersetzungsverhältnis der Wicklung III zu II ist so gewählt, daß der Laststrom
JIII einen Strom JII in der Sekundärwicklung II zur Folge hat, der ausreicht, den
Leistungstransistor gerade noch in Sättigung zu steuern. Die Diode D verhindert
einen Stromfluß in der Primärwicklung I und damit eine Veriälschung der Ansteuerung
des Schalttransistors Tsi.
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Während der Durchlaßphase des Schalttransistors Tsl nimmt der Steuer't;ransformator
X erneut magnetische Energie, jedoch im negativen Sinne auf,0 Ihre Größe ist ebenso
wie die Höhe der Spannung am Kondensator C2 durch die Größe des Laststromes JIII
bestimmt Schaltet der Hilfstransistor Ts2 in der folgenden Periode der Taktspannung
wieder ein, so liegt die volle Gleichspannung,Ug über den spannungslosen Kondensator
C1 an der Primärwicklung I des Steuertransformators W und induziert eine Sperrspannung
in die Sekundärwicklung II, die durch die in Reihe- liegende Spannung am Kondensator
C2 noch erhöht wird. Gleichzeitig gibt der Steuertransformator W seine magnetische
Energie wieder ab, die ebenfalls die Umschaltung des Schalttransistors Ts1 in den
gesperrte Zustand fördert, so daß sich ein großer Ausräumstrom für den Schalttransformator
ergib-t, der auch eine Entladung des Kondensators C2 zur Folge hato Ohne die Wirkungsweise
der Schaltung grundsätzlich zu beeinflussen, können sowohl der parallele Schaltungszweig
auf
der Primärseite des Steuertransformators W, der die Drossel
X, den Widerstand R1 und die Diode D enthält, als auch das RC-Glied R3, C2 auf der
Sekundärseite sowie der Widerstand R4 entfallen.
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Fig.2 2 zeigt im Prinzip den Verlauf der Steuerspannung im Steuerkreis
des Schalttransistors Tsl 0 . Zum Zeitpunkt te wird die Primärwicklung I des Steuertransformators
W über den Hilfstransistor Ts2 an die Spannung Ug geschaltet.
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In der Wicklung II wird eine steil ansteigende Spannung erzeugt, die
den Schalttransistor Ts1 sperrt und die bis zur Beendigung der Durchlaßphase des
Hilfstransistors Ts2 bis auf einen kleinen Wert abgesunken ist Wenn zur Zeit t1
der Transistor Ts2 sperrt, liefert die Wicklung II aufgrund der magnetischen Energie
des Transformatorkerns eine entgegengesetzt gepol-te Spannung, die den Schalttransistor
Tsl in Durchlaßrichtung ansteuert Diesc Spannung ist während der gesamten Durchlaßphase
(bis -t2) des Schalttransistors wirksam. Sobald in der Zeit zwischen ti und t2 ein
Kollektorstrom zu fließen beginnt, setzt über die Viticklungen III/II die Rückkopplung
ein, die eine zusätzliche Steuerspannung in den Basis-Emitterkreis induziert.
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6 Patentansprüche 2 Figuren