DE19936860A1

DE19936860A1 - Loss-free voltage converter has triangular wave generator containing rectangular wave generator that drives push-pull end stage connected to a conversion low pass filter

Info

Publication number: DE19936860A1
Application number: DE1999136860
Authority: DE
Inventors: Stefan Schaefer; Friedrich Lenhard
Original assignee: Vacuumschmelze GmbH and Co KG
Current assignee: Vacuumschmelze GmbH and Co KG
Priority date: 1999-08-05
Filing date: 1999-08-05
Publication date: 2001-02-15

Abstract

The voltage converter has a triangular voltage generator that feeds an input of a comparator whose other output receives the fed back output from an amplifier and a smoother connected after the comparator. The triangular wave generator contains a rectangular wave generator (11,12) that drives a push-pull end stage made up of FETs (13,14) and supplied by a reference voltage (URef) derived from the input voltage and that is connected to a conversion low pass filter (16,17) for converting the rectangular wave signal to a triangular wave signal.

Description

Die Erfindung betrifft Spannungswandler zum Erzeugen einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung mit einem Drei ecksgenerator, der einen Eingang eines Komparatormittels be aufschlagt, an dessen anderen Eingang die Ausgangsspannung rückgekoppelt ist, die von einer dem Komparatormittel nachge schalteten Verstärkeranordnung und einem Glättungsmittel er zeugt ist.The invention relates to voltage converters for generating a Output voltage from an input voltage with a three Corner generator, which is an input of a comparator means opens the output voltage at its other input is fed back, the one of the comparator means switched amplifier arrangement and a smoothing agent he is witnessed.

Aus der US-A-5,519,599 ist ein derartiger Spannungswandler bekannt. Ein Komparator vergleicht die rückgekoppelte Aus gangsspannung mit dem vom Dreiecksgenerator gelieferten Span nungssignal und liefert am Ausgang ein Rechtecksignal, dessen Dauer der Zeitdauer entspricht, während der die Dreiecksspan nung über der Ausgangsspannung liegt. Das vom Komparator ge lieferte Ausgangssignal steuert ein im Primärkreis eines Transformators angeordneten ersten MOSFET und einem sekundär seitig parallel zum Transformator geschalteten zweiten MOSFET. Zur Regelung der Ausgangsspannung wird die Ausgangs spannung an ein Steuerglied gelegt, das mit stärker werdender Ausgangsspannung eine sinkende Vergleichsspannung an den er sten Eingang des Komparators liegt. Dadurch wird die Dauer der vom Komparator erzeugten Rechteckimpulse verkürzt und die Ausgangsspannung zu kleineren Werten zurückgestellt. Durch den bekannten Spannungswandler sind Gleichspannungen nahezu verlustfrei wandelbar.Such a voltage converter is known from US-A-5,519,599 known. A comparator compares the feedback off output voltage with the span supplied by the triangular generator voltage signal and delivers a square wave signal at the output, whose Duration corresponds to the length of time during which the triangular chip voltage is above the output voltage. That from the comparator The delivered output signal controls one in the primary circuit Transformer arranged first MOSFET and a secondary side connected in parallel to the transformer MOSFET. To regulate the output voltage, the output voltage applied to a control element, which with increasing Output voltage a falling reference voltage to which he most input of the comparator is. This will increase the duration the rectangular pulses generated by the comparator are shortened and the Output voltage reset to smaller values. By the known voltage converters are almost DC voltages lossless convertible.

Ein Nachteil der bekannten Schaltung ist die fehlende Präzi sion des Verhältnisses von Eingangsspannung zu Ausgangsspan nung. Die bekannte Schaltung ist daher nicht zur Umwandlung von Referenzspannungen in Meßschaltungen geeignet.A disadvantage of the known circuit is the lack of precision sion of the ratio of input voltage to output voltage nung. The known circuit is therefore not for conversion of reference voltages in measuring circuits.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen für Meßschaltungen geeigneten Spannungswandler zu schaffen, der mit großer Genauigkeit aus einer vorgegebenen Eingangsspannung eine vorgegebene Aus gangsspannung erzeugt.The invention is based on this prior art based on the task of a suitable for measuring circuits To create voltage converters that are made with great accuracy a given input voltage a given off output voltage generated.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Dreiecksgenerator einen Rechteckgenerator umfaßt, der eine von Feldeffekttransistoren gebildete Gegentaktendstufe an steuert, die von einer aus der Eingangsspannung abgeleitetem Referenzspannung versorgt ist und der zur Umwandlung des Rechtecksignals in ein Dreieckssignal ein Wandeltiefpaßfilter nachgeschaltet ist.This object is achieved in that the Triangle generator includes a rectangle generator that one push-pull output stage formed by field effect transistors controls that of a derived from the input voltage Reference voltage is supplied and that for converting the Square-wave signal into a triangular signal using a convertible low-pass filter is connected downstream.

Ein derartiger Dreiecksgenerator erzeugt eine Dreiecksspan nung mit hoher Symmetrie und kleinen Driften. Demnach ist auch die Pulsdauer der vom Komparator erzeugten Pulse mit großer Genauigkeit konstant. Dies wiederum bedeutet, daß die Ausgangsspannung mit großer Genauigkeit bezüglich der Ein gangsspannung konstant gehalten wird. Die Schaltung eignet sich somit insbesondere zum Erzeugen von Referenzspannungen in Meßschaltungen.Such a triangular generator produces a triangular chip with high symmetry and small drifts. So is also the pulse duration of the pulses generated by the comparator great accuracy constant. This in turn means that the Output voltage with great accuracy regarding the on output voltage is kept constant. The circuit is suitable thus in particular for generating reference voltages in measuring circuits.

Weitere zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegen stand der abhängigen Ansprüche.Further expedient refinements of the invention are counter the dependent claims.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnung erläutert. Es zeigen:An exemplary embodiment of the invention is described below the attached drawing explained. Show it:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines Kompensationsstromsen sors; Fig. 1 is a schematic diagram of a Kompensationsstromsen sensor;

Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel eines für den Kompen sationstromsensor aus Fig. 1 verwendbaren Spannungs wandlers; und Fig. 2 shows a first embodiment of a voltage converter usable for the compensation current sensor from Fig. 1; and

Fig. 3 die Schaltung eines weiteren Ausführungsbeispiels ei nes im Kompensationsstromsensor aus Fig. 1 verwend baren Spannungswandlers. Fig. 3 shows the circuit of another embodiment egg nes in the compensation current sensor of Fig. 1 usable voltage converter.

In Fig. 1 ist ein Kompensationsstromsensor 1 dargestellt, der dazu dient, den durch eine Primärwicklung 2 fließenden Strom zu bestimmen. Zu diesem Zweck ist im Bereich eines Mag netkerns 3 eine Magnetfeldsonde 4 vorgesehen, die den magne tischen Fluß im Magnetkern 3 erfaßt. Die Magnetfeldsonde 4 beaufschlagt eine Sensorschaltung 5, die eine pulsweitenmodu lierende Treiberendstufe 6 steuert. Die pulsweitenmodulierten Pulse der Treiberendstufe 6 regen in einer Sekundärwicklung 7 einen Sekundärstrom an, durch den der vom Primärstrom erzeug te magnetische Fluß im Magnetkern 3 zu Null kompensiert wird. Um bei dem Kompensationsstromsensor 1 Primärströme unabhängig von der Richtung messen zu können, muß man in der Sekundär wicklung 7 in beide Richtung fließende Kompensationsströme treiben können. Bei einem nicht dargestellten Kompensations stromsensor ist dies dadurch bewerkstelligt, daß die Treibe rendstufe als symmetrische H-Brücke ausgeführt ist. Eine sym metrische H-Brücke hat jedoch den Nachteil, daß der Meßwider stand zum Messen des Kompensationsstromes als schwimmende Bürde ausgeführt sein muß. Ferner ist ein Differenzverstärker erforderlich, um den Spannungsabfall über dem Meßwiderstand erfassen zu können. Der Differenzverstärker kann jedoch ein gespart werden, wenn der Kompensationstrom von der Treibe rendstufe 6 bereitgestellt wird und ein Meßwiderstand 8 mit einer Referenzspannungsquelle 9 verschaltet ist, die an ihrem Ausgang die halbe Versorgungsspannung liefert. An einem Meß ausgang 10 liegt dann eine Ausgangsspannung an, deren Wert Information über Amplitude und Richtung des Stroms durch die Primärwicklung 2 enthält. Üblicherweise wird der Meßausgang 10 an einen Analog-Digital-Wandler angeschlossen. Man er reicht dann einen Gleichlauf von Kompensationsstromsensor 1 und Analog-Digital-Wandler, indem der Maximalwert des Primär stroms gleich der Referenzspannung U_ref und der Nullwert des Primärstroms gleich der halben Referenzspannung gesetzt wird.In Fig. 1, a compensation current sensor 1 is shown, which serves to determine the current flowing through a primary winding 2 . For this purpose, a Mag is provided netkerns 3 is a magnetic field probe 4 in the region, which detects the magnetic flux in the magnetic core tables. 3 The magnetic field probe 4 acts on a sensor circuit 5 , which controls a pulse width modulating driver output stage 6 . The pulse-width modulated pulses of the driver amplifier 6 rain in a secondary winding 7 at a secondary current, through which the primary current is from erzeug te magnetic flux in the magnetic core 3 compensated to zero. In order to be able to measure primary currents regardless of the direction in the compensation current sensor 1 , one must be able to drive compensation currents flowing in both directions in the secondary winding 7 . In a compensation current sensor, not shown, this is accomplished in that the driver output stage is designed as a symmetrical H-bridge. A sym metric H-bridge has the disadvantage, however, that the measuring resistor had to be designed as a floating burden for measuring the compensation current. A differential amplifier is also required in order to be able to detect the voltage drop across the measuring resistor. However, the differential amplifier can be saved if the compensation current from the driver output stage 6 is provided and a measuring resistor 8 is connected to a reference voltage source 9 , which provides half the supply voltage at its output. At a measuring output 10 there is then an output voltage, the value of which contains information about the amplitude and direction of the current through the primary winding 2 . The measurement output 10 is usually connected to an analog-digital converter. One then reaches a synchronism of compensation current sensor 1 and analog-to-digital converter by setting the maximum value of the primary current equal to the reference voltage U _ref and the zero value of the primary current equal to half the reference voltage.

In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel der Referenzspannungs quelle 9 dargestellt. Dabei ist daran gedacht, den von der gestrichelten Linie umrandeten Teil der Schaltung in einen ASIC zu integrieren. Die in Fig. 2 dargestellte Refernzspan nungsquelle 9 umfaßt einen Pulsgenerator 11, der mit hoher Frequenz, typischerweise 1 MHz, ein T-Flip-Flop 12 taktet. Dieses T-Flip-Flop 12 schaltet seinen Ausgang zum Zeitpunkt der positiven Flanke des vom Pulsgenerators 11 gelieferten Rechtecksignals. Am Ausgang des T-Flip-Flops 12 erhält man somit ein Rechtecksignal mit einem Tastgrad von exakt 0,5. Das T-Flip-Flop 12 steuert eine von Feldeffekttransistoren 13 und 14 gebildete Gegentaktendstufe, die ein Rechtecksignal mit der Amplitude der an einem Eingang 15 anliegenden Refe renzspannung U_ref über ein von einem Ohmschen Widerstand 16 und einem Kondensator 17 gebildeten RC-Tiefpaß schickt. Der Wert des Ohmschen Widerstandes 16 ist wesentlich größer als die Innenwiderstände der Feldeffekttransistoren 13 und 14 im leitenden Zustand gewählt. Dadurch ergibt sich für das Laden und Entladen des Kondensators 17 nahezu die gleiche Zeitkon stante. Somit liegt an einem ersten nicht invertierenden Ein gang eines dem RC-Tiefpaß nachgeschalteten Komparators 18 ei ne Spannung an, deren Gleichspannungsanteil genau bei U_ref/2 liegt und die einen dreiecksförmigen Wechselspannungsanteil mit einer Amplitude im Bereich wenigen µV aufweist. Der Kom parator 18 treibt schließlich einen Verstärker 19, dem ein von einer Drossel 20 und einem Kondensator 21 gebildeter LC- Tiefpaß nachgeschaltet ist. Der LC-Tiefpaßfilter siebt den Gleichspannungsanteil aus dem vom Verstärker 19 gelieferten Rechtecksignal heraus und glättet die an einem Ausgang 22 an liegende Ausgangsspannung. Die Ausgangsspannung ist über ein von Ohmschen Widerständen 23 und 24 sowie Kondensatoren 25 und 26 gebildetes Rückkopplungsnetzwerk auf den invertieren den Eingang des Komparators 18 zurückgekoppelt. Das von den Ohmschen Widerständen 23 und 24 sowie den Kondensatoren 25 und 26 gebildete Rückkopplungsnetzwerk dient dazu, den Ampli tuden- und Phasengang zu korrigieren und auf diese Weise für eine ausreichende Phasenreserve zu sorgen. In Fig. 2 an embodiment of the reference voltage source 9 is shown. The intention is to integrate the part of the circuit surrounded by the dashed line into an ASIC. The reference voltage source 9 shown in FIG. 2 comprises a pulse generator 11 which clocks a T-flip-flop 12 at a high frequency, typically 1 MHz. This T flip-flop 12 switches its output at the time of the positive edge of the square wave signal supplied by the pulse generator 11 . A square-wave signal with a duty cycle of exactly 0.5 is thus obtained at the output of the T flip-flop 12 . The T flip-flop 12 controls a push-pull output stage formed by field effect transistors 13 and 14 , which sends a square-wave signal with the amplitude of the reference voltage applied to an input 15 reference voltage U _ref via an RC low-pass filter formed by an ohmic resistor 16 and a capacitor 17 . The value of the ohmic resistor 16 is selected to be substantially greater than the internal resistances of the field effect transistors 13 and 14 in the conductive state. This results in almost the same constant constant for charging and discharging the capacitor 17 . Thus, at a first non-inverting input of a comparator 18 connected to the RC low-pass filter, there is a voltage whose DC voltage component is exactly at U _ref / 2 and which has a triangular AC voltage component with an amplitude in the range of a few μV. The comparator 18 finally drives an amplifier 19 which is followed by an LC low-pass filter formed by a choke 20 and a capacitor 21 . The LC low-pass filter sifts the DC voltage component from the square-wave signal supplied by the amplifier 19 and smoothes the output voltage at an output 22 . The output voltage is fed back via a feedback network formed by ohmic resistors 23 and 24 and capacitors 25 and 26 to the inverting input of the comparator 18 . The feedback network formed by the ohmic resistors 23 and 24 and the capacitors 25 and 26 serves to correct the amplitude and phase response and in this way to ensure an adequate phase reserve.

Im Gleichspannungsfall ist die Spannung am invertierenden Eingang des Komparators 18 gleich der Ausgangsspannung. Wenn nun der Ausgang 22 belastet wird, ändert sich der am inver tierenden Eingang des Komparators 18 anliegende Ist-Wert, so daß sich am Ausgang des Komparators 18 ein Puls-Pausen- Verhältnis einstellt, das über den Verstärker 19 verstärkt wird und den Laststrom ausgleicht.In the case of direct voltage, the voltage at the inverting input of the comparator 18 is equal to the output voltage. If the output 22 is now loaded, the actual value present at the inverting input of the comparator 18 changes, so that a pulse-pause ratio is set at the output of the comparator 18 , which is amplified via the amplifier 19 and compensates for the load current .

Somit stellt sich am Ausgang 22 der Referenzspannungsquelle ein Spannungswert ein, der mit großer Genauigkeit dem halben Wert der Referenzspannung U_ref entspricht. Dies ist insbeson dere dann gewährleistet, wenn die Innenwiderstände der Feld effekttransistoren 13 und 14 wesentlich kleiner als der Wert des Ohmschen Widerstands 16 sind.A voltage value thus arises at the output 22 of the reference voltage source, which corresponds with great accuracy to half the value of the reference voltage U _ref . This is ensured in particular when the internal resistances of the field effect transistors 13 and 14 are substantially smaller than the value of the ohmic resistor 16 .

Fig. 3 zeigt die Schaltung eines Spannungsreglers 27, der aus einer Versorgungsspannung U_E eine Ausgangsspannung U_A er zeugt. Bei der Eingangsspannung U_E kann es sich beispielswei se um eine Spannung von + 15 V handeln, die zur Energieversor gung des Kompensationsstromsensors 1 zur Verfügung steht. Der Spannungsregler 27 wandelt dann die Eingangsspannung U_E in eine Ausgangsspannung U_A von beispielsweise + 5 V um, wobei die Ausgangsspannung U_A selbst zur Spannungsversorgung des Spannungsreglers 27 herangezogen werden kann. Fig. 3 shows the circuit of a voltage regulator 27 , which _generates an output voltage U _A from a supply voltage U _E. The input voltage U _E can be, for example, a voltage of + 15 V, which is available for the energy supply of the compensation current sensor 1 . The voltage regulator 27 then converts the input voltage U _E into an output voltage U _A of, for example, + 5 V, the output voltage U _A itself being able to be used to supply the voltage regulator 27 with voltage.

Der Spannungsregler 27 weist wie die in Fig. 2 dargestellte Referenzspannungsquelle 9 einen Dreiecksgenerator auf, der aus dem Pulsgenerator 11, dem T-Flip-Flop 12, den Feldeffekt transistoren 13 und 14 sowie dem vom Ohmschen Widerstand 16 und dem Kondensator 17 gebildeten RC-Tiefpaß besteht. Das Ausgangssignal des Dreiecksgenerators liegt am nicht inver tierenden Eingang des Komparators 18 an, dem im Unterschied zu der Schaltung aus Fig. 2 ein invertierender Verstärker 28 nachgeschaltet ist. Diese Bestandteile der Schaltung können sich innerhalb eines durch die gestrichelte Linie in Fig. 3 angedeuteten ASIC-Bausteins befinden. Derartige ASIC- Bausteine weisen üblicherweise an ihrem Ausgang eine in Fig. 3 durch die Dioden 29 und 30 angedeutete Schutzschaltung auf. An den Ausgang des ASIC-Bausteins ist eine von einem bipola ren Transistor 31 und einem Ohmschen Widerstand 32 gebildete Schaltung von der Art einer Konstantstromquelle angeschlos sen. Diese Konstantstromquelle ist von einem Beschleunigungs kondensator 33 überbrückt und steuert die Basis eines weite ren bipolaren Transistors 34 an. Der Kollektor des bipolaren Transistors 34 ist über einen in Reihe mit einem Kondensator 35 geschalteten Ohmschen Widerstand 36 mit Masse verbunden. Dieses RC-Glied verhindert ein Schwingen beim Ausschalten des bipolaren Transistors 34. Eine parallel zu diesen RC-Glied geschaltete Freilaufdiode 37 schützt den bipolaren Transistor 34 vor Spannungsspitzen, die durch einen LC-Tiefpaß aus einer Drossel 38 und einem Kondensator 39 erzeugt werden. Der LC- Tiefpaß dient dazu, die Ausgangsspannung zu glätten. Die Aus gangsspannung am Ausgang 22 ist schließlich über ein von Ohm schen Widerständen 40 und 41 sowie einen Kondensator 42 ge bildetes Rückkopplungsnetzwerk auf den invertierenden Eingang des Komparators 18 zurückgekoppelt. Um die an der Gegentak tendstufe und der Basis des bipolaren Transistors 31 anlie gende Spannung auf den Wert der Ausgangsspannung zu reduzie ren, ist dem Eingang 15 ein von einem Ohmschen Widerstand 43 und einem Begrenzungsmittel 44 gebildeter Spannungsteiler nachgeschaltet.Like the reference voltage source 9 shown in FIG. 2, the voltage regulator 27 has a triangular generator which consists of the pulse generator 11 , the T flip-flop 12 , the field effect transistors 13 and 14 and the RC formed by the ohmic resistor 16 and the capacitor 17 . Low pass exists. The output signal of the triangular generator is present at the non-inverting input of the comparator 18 , which, in contrast to the circuit from FIG. 2, is followed by an inverting amplifier 28 . These components of the circuit can be located within an ASIC component indicated by the dashed line in FIG. 3. Such ASIC components usually have at their output a protective circuit indicated by diodes 29 and 30 in FIG. 3. At the output of the ASIC device is a circuit formed by a bipolar transistor 31 and an ohmic resistor 32 circuit of the type of a constant current source is ruled out. This constant current source is bridged by an acceleration capacitor 33 and controls the base of a wide ren bipolar transistor 34 . The collector of the bipolar transistor 34 is connected to ground via an ohmic resistor 36 connected in series with a capacitor 35 . This RC element prevents oscillation when the bipolar transistor 34 is switched off . A freewheeling diode 37 connected in parallel with this RC element protects the bipolar transistor 34 against voltage peaks which are generated by an LC low-pass filter from a choke 38 and a capacitor 39 . The LC low pass is used to smooth the output voltage. From the output voltage at the output 22 is finally fed back via a ge of ohmic resistors 40 and 41 and a capacitor 42 formed feedback network to the inverting input of the comparator 18 . In order to reduce the voltage at the push-pull stage and the base of the bipolar transistor 31 to the value of the output voltage, the input 15 is followed by a voltage divider formed by an ohmic resistor 43 and a limiting means 44 .

Im Gleichspannungsfall ist die Spannung am invertierenden Eingang des Komparators 18 gleich der Ausgangsspannung multi pliziert mit dem Teilerverhältnis des von dem Ohmschen Wider ständen 40 und 41 gebildeten Spannungsteilers. Über das Ver hältnis der Werte der Ohmschen Widerstände 40 und 41 läßt sich somit die Höhe der Ausgangsspannung U_A am Ausgang 22 einstellen. Der Kondensator 42 sorgt durch eine Polstelle im Regelkreis für Stabilität. Wird der Ausgang 22 belastet so sinkt die Ausgangsspannung U_A an dem Kondensator 39 und der Ist-Wert am invertierenden Eingang des Komparators 18 wird kleiner. Am Ausgang des Komparators 18 stellt sich ein stabi les Puls-Pausen-Verhältnis ein, das über den invertierenden Verstärker 28, über den Beschleunigungskondensator 33 und über die vom Ohmschen Widerstand 32 und dem bipolaren Transi stor 31 gebildete Konstantstromquelle den bipolaren Transi stor 34 kurzzeitig durchschaltet. Damit stellt sich am Kol lektor des bipolaren Transistors 34 ein größerer Gleichspan nungsanteil ein, der den Spannungseinbruch an dem Kondensator 39 ausregelt. Der Beschleunigungskondensator 33 dient dazu, die beim Ausschalten des Transistors 34 am Ausgang des ASIC- Bauteils anliegende Spannung sofort an die Basis des Transi stors 34 weiterzugeben und für ein rasches Ausschalten des Transistors 34 zu sorgen. Da die mit der Basis des Transi stors 34 verbundene Elektrode des Beschleunigungskondensators 33 im eingeschalteten Zustand des Transistors 34 auf etwa 13,5 V liegt, kann beim Ausschalten die Spannung an der Basis des Transistors 34 kurzzeitig auf Werte um 18 V steigen. Da jedoch Ladung über den Kollektor des Transistors 31 abfließen kann, sinkt diese Spannung nachfolgend auf Werte um 13 V so daß der Transistor 34 ebenso rasch eingeschaltet wird, wenn der Ausgang des ASIC-Bauteils auf 0 V wechselt. Während der übrigen Zeit wird die Basis des Transistors 34 von der Kon stantstromquelle aus dem Transistor 31 und dem Ohmschen Wi derstand 32 auf dem gewünschten Potential gehalten.In the DC voltage case, the voltage at the inverting input of the comparator 18 is equal to the output voltage multi-multiplied with the divider ratio of the resistors 40 and 41 formed by the ohmic resistors. Via the ratio of the values of the ohmic resistors 40 and 41 , the level of the output voltage U _A at the output 22 can thus be set. The capacitor 42 provides stability through a pole in the control loop. If the output 22 is loaded, the output voltage U _A at the capacitor 39 drops and the actual value at the inverting input of the comparator 18 becomes smaller. At the output of the comparator 18, a stable les pulse-pause ratio is one that stor through the inverting amplifier 28 via the speed-up capacitor 33 and by the ohmic resistor 32 and the bipolar Transistor 31 constant current source formed stor bipolar Transistor 34 turns on for a short time . This sets a larger DC voltage component at the collector of the bipolar transistor 34 , which regulates the voltage drop across the capacitor 39 . The speed-up capacitor 33 is used, which immediately pass when turning off the transistor 34 at the output of the ASIC component voltage applied to the base of the Transistor stors 34 and to provide for rapid switching off of the transistor 34th Since the base of the Transistor 34 stors electrode connected to the speed-up capacitor 33 in the switched-on state of the transistor 34 is at about 13.5 V, when switching off the voltage at the base of the transistor 34 may be briefly increase to around 18 V. However, since charge can flow through the collector of transistor 31 , this voltage subsequently drops to values around 13 V, so that transistor 34 is switched on just as quickly when the output of the ASIC component changes to 0 V. During the rest of the time, the base of the transistor 34 is held by the constant current source from the transistor 31 and the ohmic resistor 32 at the desired potential.

Beim Ausschalten des Transistors 34 fließt der Strom durch die Drossel 38 zunächst über die Freilaufdiode 37 weiter. Die Spannung an der Kathode der Freilaufdiode 37 wechselt dann auf negative Werte. Da am Ausgang nach wie vor eine Spannung von +5 V anliegt, fließt der Strom somit gegen die Spannung. Nachdem das Magentfeld in der Drossel 38 abgebaut ist, fließt darum ein kleiner Strom in entgegengesetzte Richtung in die Sperrkapazität der Freilaufdiode 37, was einen Schwingungs vorgang beim Ausschalten anregt. Um diesen Schwingungsvorgang zu unterbinden, ist der Ohmsche Widerstand 36 und der Konden sator 35 vorhanden. Durch diese Maßnahme wird eine besonders glatte Ausgangsspannung U_A erzielt. Allerdings führen der Ohmschen Widerstand 36 und die Kapazität 35 auch zu Verlu sten. Falls eine weniger glatte Ausgangsspannung U_A in Kauf genommen wird, kann daher auf den Ohmschen Widerstand 36 und den Kondensator 35 verzichtet werden.When transistor 34 is switched off , the current continues to flow through inductor 38 via free-wheeling diode 37 . The voltage at the cathode of the freewheeling diode 37 then changes to negative values. Since there is still a voltage of +5 V at the output, the current flows against the voltage. After the magnetic field is reduced in the choke 38 , therefore, a small current flows in the opposite direction in the blocking capacitance of the freewheeling diode 37 , which stimulates an oscillation process when switching off. In order to prevent this oscillation process, the ohmic resistor 36 and the capacitor 35 are present. This measure results in a particularly smooth output voltage U _A. However, the ohmic resistor 36 and the capacitance 35 also lead to losses. If a less smooth output voltage U _A is accepted, the ohmic resistor 36 and the capacitor 35 can therefore be dispensed with.

Daneben gewährleistet die Konstantstromquelle auch ein siche res Einschalten des Spannungsreglers 27. Im Einschaltmoment hat das ASIC-Bauteil keine Versorgungsspannung, da am Ausgang 22 des Spannungsreglers 27 0 V anliegen. Die Eingangsspannung U_E ist jedoch unabhängig von der Versorgungsspannung U_A und ist nach dem Einschalten sofort vorhanden. Die Eingangsspan nung U_E ist mit der Basis des Transistors 31 verbunden. Somit fließt ein kleiner Basisstrom über den Ohmschen Widerstand 32 und die interne Schutzdiode 30. Dadurch wird der Transistor 31 leitend und öffnet mit seinem Kollektorstrom den Transi stor 34. Wenn die Versorgungsspannung von +5 V am Ausgang 22 erreicht ist, wird die Regelung vom ASIC-Bauteil übernommen.In addition, the constant current source also ensures a safe switching on of the voltage regulator 27 . When it is switched on, the ASIC component has no supply voltage since 27 0 V are present at output 22 of the voltage regulator. However, the input voltage U _E is independent of the supply voltage U _A and is available immediately after switching on. The input clamping voltage U _E is connected to the base of transistor 31st A small base current thus flows through the ohmic resistor 32 and the internal protective diode 30 . As a result, the transistor 31 becomes conductive and opens the transistor 34 with its collector current. When the supply voltage of +5 V at output 22 is reached, the control is taken over by the ASIC component.

Durch den in Fig. 3 dargestellten Spannungsregler 27 wird die Ausgangsspannung U_A nahezu verlustfrei aus der Eingangs spannung U_E erzeugt. Weiter ist hervorzuheben, daß die Span nungsversorgung des Spannungsreglers 27 über die eigene Aus gangsspannung U_A erfolgt. Außerdem ist ein sicheres Hochlau fen der Schaltung beim Start gewährleistet.By the voltage regulator 27 shown in Fig. 3, the output voltage U _{A is} generated almost loss-free from the input voltage U _E. It should also be emphasized that the voltage supply to the voltage regulator 27 takes place via its own output voltage U _A. In addition, a safe ramp up of the circuit is guaranteed at the start.

Claims

1. Spannungswandler zum Erzeugen einer Ausgangsspannung aus einer Eingangsspannung mit einem Dreiecksgenerator, der einen Eingang eines Komparatormittel (18) beaufschlagt, an dessen anderen Eingang die Ausgangsspannung rückgekoppelt ist, die von einer dem Komparatormittel (18) nachgeschal teten Verstärkeranordnung (19, 28) und einem Glättungsmit tel (20, 21, 38, 39) erzeugt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Dreiecksgenerator einen Rechteckgenerator (11, 12) umfaßt, der eine von Feldeffekttransistoren (13, 14) ge bildete Gegentaktendstufe ansteuert, die von einer aus der Eingangsspannung (U_E) abgeleiteten Referenzspannung (U_Ref) versorgt ist und der zur Umwandlung des Rechtecksignals in ein Dreiecksignal ein Wandeltiefpaßfilter (16, 17) nachge schaltet ist.1. Voltage converter for generating an output voltage from an input voltage with a delta generator which acts on one input of a comparator means ( 18 ), at the other input of which the output voltage is fed back, which is followed by a comparator means ( 18 ) downstream amplifier arrangement ( 19 , 28 ) and a smoothing medium ( 20 , 21 , 38 , 39 ) is generated, characterized in that the triangular generator comprises a rectangular generator ( 11 , 12 ) which drives a push-pull output stage formed by field effect transistors ( 13 , 14 ), which is driven by one of the input voltage (U _E ) derived reference voltage (U _Ref ) is supplied and a converting low-pass filter ( 16 , 17 ) is connected to convert the square wave signal into a triangular signal.

2. Spannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechteckgenerator einen Pulsgenerator (11) umfaßt, dem ein bistabiles Flip-Flop (12) nachgeschaltet ist.2. Voltage converter according to claim 1, characterized in that the rectangular generator comprises a pulse generator ( 11 ), which is followed by a bistable flip-flop ( 12 ).

3. Spannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Wandeltiefpaßfilter von Ohmschen Widerständen (16) und Kapazitäten (17) gebildet ist.3. Voltage converter according to claim 1 or 2, characterized in that the low-pass filter is formed by ohmic resistors ( 16 ) and capacitors ( 17 ).

4. Spannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangstiefpaßfilter von Induktivitäten (20, 38) und Kapazitäten (21, 39) gebildet ist.4. Voltage converter according to one of claims 1 to 3, characterized in that the output low-pass filter of inductors ( 20 , 38 ) and capacitors ( 21 , 39 ) is formed.

5. Spannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß im Rückkopplungskreis ein Spannungsteiler (40, 41) an geordnet ist. 5. Voltage converter according to one of claims 1 to 4, characterized in that a voltage divider ( 40 , 41 ) is arranged in the feedback circuit.

6. Spannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß im Rückkopplungskreis phasenschiebende Bauelemente (42, 25, 26) vorhanden sind.6. Voltage converter according to one of claims 1 to 5, characterized in that phase-shifting components ( 42 , 25 , 26 ) are present in the feedback circuit.

7. Spannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Komparators (18) den Strom einer Kon stantstromquelle (31, 32) zieht, die den Basisstrom eines Ausgangstransistors (34) steuert.7. Voltage converter according to one of claims 1 to 6, characterized in that the output of the comparator ( 18 ) draws the current of a constant current source ( 31 , 32 ) which controls the base current of an output transistor ( 34 ).

8. Spannungswandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle (31, 32) von einem Beschleuni gungskondensator (33) überbrückt ist.8. Voltage converter according to claim 7, characterized in that the constant current source ( 31 , 32 ) is bridged by an acceleration supply capacitor ( 33 ).

9. Spannungswandler nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung (U_A) die Versorgungsspannung der für den Spannungswandler verwendeten aktiven Bauelemente (11, 12, 13, 14, 18, 19, 28) ist.9. Voltage converter according to claim 7 or 8, characterized in that the output voltage (U _A ) is the supply voltage of the active components used for the voltage converter ( 11 , 12 , 13 , 14 , 18 , 19 , 28 ).