DE19849019A1

DE19849019A1 - Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung

Info

Publication number: DE19849019A1
Application number: DE19849019A
Authority: DE
Inventors: Kouichi Ueki
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1997-10-27
Filing date: 1998-10-23
Publication date: 1999-04-29
Also published as: JPH11196569A; US6021054A; TW434986B

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine eine Kombination aus einer Drossel und einem Kondensa tor enthaltende Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung, die zum Laden einer Batterie verwendet wird.

Einige Glättungsschaltungen dieser Art sind für den Betrieb mit hoher Schaltfrequenz ausgelegt und verwenden einen Filmkondensator oder einen Keramikkondensator anstelle eines Aluminium elektrolytkondensators, um die Lebensdauer der Schaltung zu erhöhen und ihre Größe zu verringern. Fig. 10 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Gleichstromwandlerteiles (Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer) einer herkömmlichen Schaltstromversorgung. In dieser Figur bezeichnen 1 einen Transformator, 2 ein Schaltelement, 3 und 4 Dioden, 5 eine Drossel, 6 einen Kondensator und 7 einen Widerstand. Eine Steuer- oder Regelschaltung zur Ansteuerung des Schaltelements 2 ist nicht dargestellt. Wenn ein Filmkondensator oder ein Keramikkondensator als Kondensator 6 verwendet wird, wird das Steuer- oder Regelsystem für den Gleichstrom wandlerteil infolge des geringen Ersatz- oder Verlustwiderstands dieses Kondensators instabil. Daher wird der Widerstand 7 mit einem kleinen Widerstandswert zur Stabilisierung des Systems mit dem Kondensator 6 in Reihe geschaltet.

Fig. 11 zeigt Signalverläufe von Signalen, die in der Schaltung von Fig. 10 auftreten. Ein dreieckförmiger Welligkeitsstrom mit einem Spitze-Spitze-Wert ΔI, wie er in Fig. 11 gezeigt ist, fließt durch die Drossel 5 und durch den Kondensator 6 und erzeugt an den beiden Enden des Widerstands 7, dessen Widerstandswert mit R7 bezeichnet sei, eine dreieckförmige Welligkeits spannung mit einem Spitze-Spitze-Wert ΔI × R7, die die Welligkeit oder den Brumm der Aus gangsspannung, d. h. eine der Ausgangsgleichspannung überlagerte Wechselspannung, darstellt.

Da diese Welligkeitsspannung dreieckförmig ist, enthält sie einen relativ hohen Anteil harmoni scher Komponenten relativ hoher Frequenz, was zu elektromagnetischen Störungen im Bereich von AM-Frequenzen in mit den Ausgangsanschlüssen der Schaltstromversorgung verbundenen Kabeln führt und Funkstörungen verursacht.

Zur Beseitigung dieser Störungen kann an die Ausgangsanschlüsse ein LC-Filter angeschlossen werden. Hierdurch können zwar die Störungen verringert werden, der Betrieb des Steuer- oder Regelsystems für den Gleichstromwandlerteil kann jedoch instabil werden.

Zur Beseitigung solcher Störungen sind auch Welligkeitsdämpfungsmodule im Handel erhältlich. Fig. 12 zeigt das Prinzip der Arbeitsweise eines im Handel erhältlichen Welligkeitsdämpfungsmo duls. In Fig. 12 bezeichnen 40 und 41 Gleichstromblockschaltungen, 42 und 45 Differenzver stärker, 43 einen MOSFET und 44 eine Referenzspannungsquelle. Welligkeitsstörungen von den Gleichstromblockschaltungen 40 und 41 werden unter Verwendung des Differenzverstärkers 42 und des MOSFETs 43 gesteuert, während Gleichströme unter Verwendung des Differenzverstär kers 45 und des MOSFETs 43 gesteuert werden, und zwar in einer solchen Weise, daß die Spannung V_DS zwischen Drain und Source des MOSFETs 43 0,36 V wird. Hierdurch werden Störungen am Ausgang verringert. Dabei tritt jedoch unvermeidlich ein Verlust in der Höhe des Produkts aus Ausgangsstrom und 0,36 V auf, so daß der Wirkungsgrad um 10% oder mehr abnimmt, wenn die Ausgangsspannung 3 V beträgt. Wenn der Ausgangsstrom etwa 100 A beträgt, ergibt sich ein Verlust von 100 A × 0,36 V = 36 W. Ein derartiger Verlust erfordert entsprechend große Kühlkörper. Darüber hinaus kann eine Frequenz von 1 MHz oder mehr nicht abgeschwächt werden, weshalb zum Schutz von AM Radios oder Funkgeräten vor Funkstörun gen, die von den Ausgangskabeln ausgehen könnten, diese Kabel abgeschirmt sein müssen.

Angesichts dieser Probleme ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Glättungsschal tung der eingangs angegebenen Art zu schaffen, bei der einerseits Ausgangsstörungen verringert oder beseitigt sind und die andererseits ohne Verringerung des Wirkungsgrads stabil arbeitet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Glättungsschaltung gemäß Patentanspruch 1, 2, 3, 4, 5, 6 bzw. 8 gelöst. Anspruch 7 enthält eine vorteilhafte Weiterbildung der Lösung gemäß Anspruch 6.

Bei jeder der Glättungsschaltungen gemäß den Ansprüchen 1 bis 5 wird die Wellenform der Welligkeitsspannung von einer Dreieckform zu bzw. in Richtung auf eine Sinusform geändert, wodurch der enthaltene Anteil harmonischer Komponenten reduziert wird.

Die Lösung gemäß Anspruch 6 beschränkt eine Zunahme der in der Ausgangswelligkeit enthalte nen harmonischen Komponenten bei einer Zunahme der Durchlaßspannung der Schottky-Dioden, die mit einer Abnahme der Umgebungstemperatur verbunden ist.

Bei der Lösung gemäß Anspruch 8 wird verhindert, daß die Wirkung der Verringerung der harmonischen Komponenten in der Ausgangswelligkeit aufgrund von Schwankungen der Umgebungstemperatur variiert.

Weitere Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 1,

Fig. 3 bis 6 jeweils ein Schaltbild eines zweiten bis fünften Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,

Fig. 7 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 6,

Fig. 8 und 9 jeweils ein Schaltbild eines sechsten bzw. eines siebten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung,

Fig. 10 ein Schaltbild eines Gleichstromwandlerteiles einer herkömmlichen Schaltstromversor gung,

Fig. 11 ein Zeitdiagramm mit Signalverläufen in Fig. 10 und

Fig. 12 ein schematisches Schaltbild zur Erläuterung der Arbeitsweise eines herkömmlichen Welligkeitsdämpfungsmoduls.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung. In dieser Figur bezeichnen 8 einen MOSFET, 20 eine Steuerschaltung, 21 und 22 schnelle Komparatoren, 23 und 24 Widerstände, 25 einen Trennverstärker und 26 und 27 Referenzspannungsquellen. Die anderen Komponenten sind die gleichen wie in Fig. 10 und sind mit denselben Bezugszeichen wie dort versehen. Eine Steuer- oder Regelschaltung zur Ansteuerung des Schaltelements 2 ist nicht dargestellt. Fig. 2 zeigt ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung in Fig. 1. (A) in Fig. 2 zeigt die Welligkeitsspannung V₇ ohne Änderung durch den MOSFET 8 als Wechselspannung sowie die Referenzspannungen V26 und V27 der Referenzspannungsquellen 26 bzw. 27. (B) zeigt das Ausgangssignal des Trennverstärkers, d. h. die gezeigten Rechteckim pulse stellen die Durchlaßphasen des MOSFETs 8 dar. (C) zeigt schließlich die Welligkeitsspan nung V₇, wie sie sich in erfindungsgemäßer Weise aufgrund der Wirkung des MOSFETs 8 ergibt.

Die Arbeitsweise wird unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben. Die Referenzspannungen V₂₆ und V₂₇ der Referenzspannungsquellen 26 bzw. 27 sind kleiner als der Spitzenwert der Wellig keitsspannung V₇ über dem Widerstand 7 eingestellt (betrachtet man die Welligkeitsspannung V₇ als Wechselspannung, sind V₂₆ und V₂₇ eine positive bzw. eine negative Spannung, deren Absolutwerte kleiner sind als die des positiven bzw. des negativen Spitzenwerts von V₇). Wenn V₇ ansteigt und die Referenzspannung V₂₆ der Referenzspannungsquelle 26 erreicht, wird der schnelle Komparator 21 eingeschaltet und schaltet seinerseits den MOSFET 8 über den Trenn verstärker 25 ein, wodurch der Durchlaßwiderstand des MOSFETs 8 zum Widerstand 7 parallel geschaltet wird und der Spitzenwert von V₇ gesenkt wird. Wenn V₇ gleich der Referenzspannung V₂₇ der Referenzspannungsquelle 27 wird, wird der schnelle Komparator 22 eingeschaltet und schaltet seinerseits den MOSFET 8 über den Trennverstärker 25 ein, wodurch ebenfalls der Durchlaßwiderstand des MOSFETs 8 zum Widerstand 7 parallel geschaltet wird und den Spitzenwert von V₇ verringert. Auf diese Weise wird die Wellenform der Spannung V₇ von der Dreiecksform zu einer sinusartigen Form geändert, wie aus Fig. 2 deutlich erkennbar. Die Rechteckimpulse in der Mitte in Fig. 2 repräsentieren die Durchlaßphasen des MOSFETs 8. Die Änderung der Spannung V₇ über dem Widerstand 7 in Richtung auf eine sinusförmige Spannung setzt voraus, daß der Durchlaßwiderstand des MOSFETs 8 größer ist als der Widerstandswert des Widerstands 7. Wenn deshalb der Durchlaßwiderstand des MOSFETs 8 kleiner ist als der Widerstandswert des Widerstands 7, muß ein zusätzlicher Widerstand mit dem MOSFET 8 in Reihe geschaltet werden, damit diese Reihenschaltung einen Widerstandswert ergibt, der über dem des Widerstands 7 liegt. Auf die beschriebene Weise läßt sich der Anteil harmonischer Komponenten in der Ausgangswelligkeitsspannung um ein Zehntel oder mehr verringern.

Fig. 3 ist ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung. In dieser Figur sind mit 10 und 11 Schottky-Dioden bezeichnet. Die anderen Komponenten sind die gleichen wie in Fig. 10 und sind mit denselben Bezugszeichen wie dort versehen. Die Antiparallelschaltung der Schottky-Dioden 10 und 11, deren Durchlaßspannung kleiner als der Spitzenwert der Wellig keitsspannung über dem Widerstand 7 ist, ist mit dem Widerstand 7 parallel geschaltet. Wenn die Schottky-Dioden 10 und 11 (jeweils eine) eingeschaltet werden, liegt ihr Durchlaßwiderstand parallel zum Widerstand 7, was den Spitzenwert der Welligkeitsspannung verringert und in ähnlicher Weise wie voranstehend anhand von Fig. 2 erläutert die Wellenform der Welligkeits spannung in Richtung auf eine sinusförmige Spannung ändert. Hierdurch wird der Anteil harmonischer Komponenten in der Ausgangswelligkeitsspannung verringert.

Fig. 4 ist ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Dieses Ausführungsbei spiel unterscheidet sich von dem zweiten Ausführungsbeispiel dadurch, daß die Antiparallelschal tung der Schottky-Dioden 10 und 11 mit dem Widerstand 7 in Reihe statt parallel zu ihnen geschaltet ist. Wenn die Schottky-Dioden 10 und 11 einen kleinen Durchlaßwiderstand aufwei sen und das Steuer- oder Regelsystem für den Gleichstromwandler instabil wird, wenn sie mit dem Widerstand 7 parallel geschaltet werden, können sie gemäß Darstellung in Fig. 4 mit dem Widerstand 7 in Reihe geschaltet werden. Dadurch kann verhindert werden, daß das Steuersy stem instabil wird. Die Linearität des Durchlaßwiderstands der Schottky-Dioden 10 und 11 dient zur Verringerung des Spitzenwerts der Welligkeitsspannung und zur Änderung der Wellenform zu einer sinusartigen Form. Wie bei den vorhergehenden Ausführungsbeispielen kann auch mit diesem der Anteil harmonischer Komponenten in der Ausgangswelligkeitsspannung verringert werden.

Fig. 5 ist ein Schaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels der Erfindung. In dieser Figur bezeichnen 8 einen MOSFET und 12 einen Widerstand. Die anderen Komponenten sind die gleichen wie bei Fig. 4 und sind mit denselben Bezugszeichen versehen. Fig. 5 unterscheidet sich von Fig. 4 darin, daß anstelle des Widerstands 7 der MOSFET 8 mit dem Kondensator 6 und der Antiparallelschaltung der Schottky-Dioden 10 und 11 in Reihe geschaltet ist. Wenn ein Alumi niumelektrolytkondensator mit großer Kapazität als Kondensator 6 verwendet wird, nehmen bei zunehmender Umgebungstemperatur sowohl der Ersatzinnenwiderstand des Aluminiumelektro lytkondensators als auch der Durchlaßwiderstand der Schottky-Dioden ab. Zur Kompensation dieser Abnahme wird ein MOSFET mit einem Durchlaßwiderstand verwendet, der bei zu nehmen der Umgebungstemperatur zunimmt. Dadurch kann der Betrieb des Steuer- oder Regelsystems stabilisiert werden.

Fig. 6 zeigt ein Schaltbild eines fünften Ausführungsbeispiels der Erfindung. In dieser Figur bezeichnen 9 einen MOSFET, 30 eine Steuerschaltung, 31 und 32 schnelle Komparatoren, 33 und 34 Widerstände, 35 einen Trennverstärker und 36 und 37 Referenzspannungsquellen. Die anderen Komponenten sind die gleichen wie in Fig. 1 und sind mit denselben Bezugszeichen versehen. Fig. 6 unterscheidet sich von Fig. 1 darin, daß die beiden MOSFETs 8 und 9 und die beiden Steuerschaltungen 20 und 30 mit dem Widerstand 7 verbunden sind. Im Vergleich zu Fig. 1 ist sind also praktisch die dortige Schaltung 20 und der MOSFET 8 als Schaltung 30 bzw. MOSFET 9 verdoppelt. Die Referenzspannungen V₂₆, V₂₇der Referenzspannungsquellen 26 bzw. 27 entsprechen im wesentlichen denen in den Fig. 1 und 2, während die Absolutwerte der Referenzspannungen V₃₆ und V₃₇ der Referenzspannungsquellen 36 bzw. 37 größer sind als die der Referenzspannungen V₂₆, V₂₇ aber kleiner als die des positiven bzw. des negativen Spitzen werts der Welligkeitsspannung V₇ über dem Widerstand 7. Fig. 7 ist ein Zeitdiagramm, daß die Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 6 verdeutlicht. (A), (B) und (D) in Fig. 7 sind Darstellungen, die den Darstellungen (A), (B) bzw. (C) in Fig. 2 entsprechen, wobei die Referenzspannungen V₃₆ und V₃₇ in (A) zusätzlich eingezeichnet sind. (C) in Fig. 7 stellt das Ausgangssignal des Trennver stärkers 35 bzw. die Durchlaßphasen des MOSFETs 9 dar.

Wenn V₇ ansteigt und die Referenzspannung V₂₆ erreicht oder überschreitet oder abfällt und die Referenzspannung V₂₇ erreicht oder unterschreitet, wird der MOSFET 8 eingeschaltet. Wenn V₇ weiter ansteigt und die Referenzspannung V₃₆ erreicht oder überschreitet oder weiter abfällt und die Referenzspannung V₃₇ erreicht oder unterschreitet, wird auch noch der MOSFET 9 einge schaltet. Auf diese Weise wird die Wellenform der Spannung V₇ durch die sukzessive Zuschal tung der Durchlaßwiderstände der MOSFETs 8 und 9 noch genauer an eine Sinusform angenä hert, wodurch der Anteil harmonischer Komponenten in der Ausgangswelligkeitsspannung noch stärker verringert wird.

Fig. 8 ist ein Schaltbild eines sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung. In dieser Figur ist mit 13 ein Kaltleiter, d. h. ein Widerstand mit positivem Temperaturkoeffizienten bezeichnet. Die anderen Komponenten sind die gleichen wie in Fig. 4 und sind mit denselben Bezugszeichen versehen. Der Kaltleiter 13 ist nahe den Schottky-Dioden 10 und 11 angeordnet, um diese aufzuwärmen. Wenn die Umgebungstemperatur abnimmt, steigt die Durchlaßspannung der Schottky-Dioden 10 und 11, womit die Welligkeitsspannung und damit die darin enthaltenen harmonischen Komponenten zunehmen. Bei dem Kaltleiter 13 führt eine Temperaturverringerung zur Verkleinerung von dessen Widerstandswert, wodurch mehr Wärme erzeugt wird, was wiederum eine Zunahme der Durchlaßspannung der Schottky-Dioden 10 und 11 wirksam beschränkt oder verhindert.

Fig. 9 ist ein Schaltbild eines siebten Ausführungsbeispiels der Erfindung. In dieser Figur bezeichnen 8 einen MOSFET und 14 eine Spannungssteuer- oder Regelschaltung. Die anderen Komponenten sind die gleichen wie in Fig. 8 und sind mit denselben Bezugszeichen versehen. Die Spannungssteuerschaltung 14 erzeugt Rechteck-Ausgangsimpulse deren Impulsbreite mit zunehmender Eingangsspannung abnimmt. Wenn die Umgebungstemperatur abfällt und damit die Durchlaßspannung der Schottky-Dioden 10 und 11 ansteigt, dient die Impulsausgangsspan nung der Spannungssteuerschaltung 14 zur Verringerung der Einschaltdauer des MOSFETs 8 und somit zur Verringerung des Welligkeitsstroms durch den MOSFET 8 als Nebenschluß. Damit steigt der Welligkeitsstrom durch die Schottky-Dioden 10 und 11 an, was die Chiptemperatur der Schottky-Dioden 10 und 11 erhöht und deren Durchlaßwiderstand absenkt. Wenn andererseits die Umgebungstemperatur mit der Folge einer Verringerung der Durchlaßspannung der Schottky- Dioden 10 und 11 ansteigt, wirkt die Impulsausgangsspannung der Steuerschaltung 14 zur Vergrößerung der Einschaltdauer des MOSFETs 8, was den im Nebenschluß durch den MOSFET 8 fließenden Welligkeitsstrom erhöht. Der Welligkeitsstrom durch die Schottky-Dioden 10 und 11 wird entsprechend geringer, was die Chiptemperatur der Schottky-Dioden 10 und 11 reduziert und deren Durchlaßwiderstand erhöht. Auf diese Weise kann die Durchlaßspannung der Schottky-Dioden 10 und 11 unabhängig von Änderungen der Umgebungstemperatur nahezu konstant gehalten werden.

Die vorliegende Erfindung ermöglicht es, harmonische Störungen zu verringern und Kosten im Vergleich zu herkömmlichen Welligkeitsdämpfungsmodulen um eine Größenordnung zu verrin gern, ohne daß die Steuerung oder Regelung des Gleichstromwandlers instabil würde oder der Wirkungsgrad verringert würde. Außerdem schafft die Erfindung eine Schaltung, die von Änderungen der Umgebungstemperatur im wesentlichen unbeeinflußt bleibt.

Claims

1. Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung, die eine Kombination aus einer Drossel (5) und einem Kondensator (6) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Kondensa tor (6) ein Widerstand (7) in Reihe geschaltet ist, ein MOSFET (8) mit dem Widerstand (7) parallel geschaltet ist und eine Schaltung (20) vorgesehen ist, durch die der MOSFET (8) nur dann einschaltbar ist, wenn die Spannung an beiden Enden des Widerstands (7) eine positive oder eine negative Referenzspannung (V₂₆, V₂₇) über- bzw. unterschreitet.

2. Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung, die eine Kombination aus einer Drossel (5) und einem Kondensator (6) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (7) mit dem Kondensator (6) in Reihe geschaltet ist und eine Antiparallelschaltung von Schottky- Dioden (10, 11) mit dem Widerstand (7) parallel geschaltet ist.

3. Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung, die eine Kombination aus einer Drossel (5) und einem Kondensator (6) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (7) mit dem Kondensator (6) in Reihe geschaltet ist und eine Antiparallelschaltung von Schottky- Dioden (10, 11) mit dem Widerstand (7) in Reihe geschaltet ist.

4. Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung, die eine Kombination aus einer Drossel (5) und einem Kondensator (6) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß eine Antiparallel schaltung von Schottky-Dioden (10, 11) und ein MOSFET (8) mit dem Kondensator (6) in Reihe geschaltet sind, wobei der MOSFET (8) von der Ausgangsspannung der Glättungsschaltung im Einschaltzustand haltbar ist.

5. Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung, die eine Kombination aus einer Drossel (5) und einem Kondensator (6) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Kondensa tor (6) ein Widerstand (7) in Reihe geschaltet ist und mehrere MOSFETs (8, 9) zu dem Wider stand (7) parallel geschaltet sind, und daß mehrere Schaltungen (20, 30) vorgesehen sind, um einen jeweiligen der MOSFETs (8, 9) nur dann einzuschalten, wenn die Spannung an den beiden Enden des Widerstands (7) eine bzw. eine jeweilige positive oder negative Referenzspannung (V₂₆, V₃₆, V₂₇, V₃₇) überschreitet bzw. unterschreitet.

6. Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung, die eine Kombination aus einer Drossel (5) und einem Kondensator (6) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß eine Antiparallel schaltung von Schottky-Dioden (10, 11) mit dem Kondensator (6) in Reihe geschaltet ist und eine Heizeinrichtung (13) zum Heizen der Schottky-Dioden vorgesehen ist.

7. Glättungsschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (13) mit positivem Temperaturkoeffizienten als die Heizung verwendet wird.

8. Glättungsschaltung für eine Schaltstromversorgung, die eine Kombination aus einer Drossel (5) und einem Kondensator (6) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß eine Antiparallel schaltung aus Schottky-Dioden (10, 11) mit dem Kondensator (6) in Reihe geschaltet ist, daß ein MOSFET (8) mit der Antiparallelschaltung der Schottky-Dioden parallel geschaltet ist, und daß eine Spannungssteuerschaltung (14) zur Steuerung des MOSFETs in der Weise vorgesehen ist, daß die Spannung über den Schottky-Dioden konstant bleibt.