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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die Erfindung betrifft allgemein ein Mehrträger-QAM-System und einen QAM-Empfänger und außerdem ein Verfahren zum Empfangen und Demodulieren eines analogen Mehrträger-QAM-Signals in ein digitales Ausgangssignal, welches aus aufeinanderfolgenden Bits besteht. Insbesondere betrifft die Erfindung die Einstellung bzw. Anpassung einer Phase einer Abtastfrequenz auf der Empfängerseite des Mehrträger-QAM-Systems.
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Mehrträger-QAM-Systeme
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Mehrträger-QAM-Systeme werden in allgemeinen geschalteten Telefonnetzen, Zellularfunktechnologie und Übertragungen zwischen einzelnen Modems unter Verwendung von DMT oder OFTM (DMT: diskrete Mehrton-Modulation oder ”discrete multi-tone modulation”; OFTM: orthogonale Frequenzteilungs-Multiplexierung oder ”frequency division multiplexing”) weitläufig verwendet. Allgemein weist eine Übertragung mit einer Mehrträger-QAM Vorteile gegenüber einer Übertragung mit einem einzelnen Träger auf, z. B. daß ein Mehrträger-QAM-Signal in einem Empfänger mit wenig Rauschen oder einer geringen Störung; die z. B. durch eine lineare Angleichung (über einen Equalizer) eines Einzelträgersignals verursacht wird, verarbeitet werden kann und zweitens, daß die in der Mehrträger-QAM-Übertragung erzeugte lange Symbolzeit eine viel größere Unempfindlichkeit gegenüber Impulsrauschen und schnellen Schwundeffekten erzeugt.
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Andererseits muß die Zurückgewinnung der Abtastrate mit einer richtigen Phase und die Zurückgewinnung der Symbolrate und deren Startposition aus dem empfangenen analogen Mehrträger-QAM-Signal an dem Empfänger sehr genau sein, um nicht eine falsche Decodierung der Daten zu verursachen.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Der Hintergrund einer Mehrträger-Modulation/Demodulation von Daten wird zunächst unter Bezugnahme auf die beigefügten 1 bis 4 erläutert. Ein allgemeiner Übersichtsartikel, der derartige grundlengende Aspekte beschreibt und der sich auf den Oberbegriff der beigefügten Ansprüche 1, 16, 18 bezieht, ist in IEEE Communications Magazine, Mai 1990, Seiten 6 bis 14, ”Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come” von John A. C. Bingham veröffentlicht.
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Mehrträger-Modulation
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Wie in
1 gezeigt, werden Eingangsdaten T
x mit Mf
s Bits pro Sekunde in Blöcke von M Bits bei einer Block(”Symbol”)-Rate von f
s gruppiert. Wie in
3 gezeigt, können die Eingangsdaten T
x z. B. aus einem Videosignalcodierer
13, allgemein als Bits von einer Datenquelle erhalten werden. Die aufeinanderfolgenden Bits der Eingangsdaten T
x weisen eine bestimmte Bitrate auf, d. h. eine bestimmte Anzahl von Bits pro Sekunde. Wie in
3 gezeigt, entspricht ein Block von Bits M einem Symbol in der Mehrträger-Übertragungstechnologie. In einem serien-zu-parallel Wandler
1 werden die Eingangsdaten T
x in Gruppen von m
1 Bits, m
2 Bits ... m
n Bits gruppiert. In einem Modulator
2 werden m
n Bits für den Träger bei f
c,n verwendet, um N
c Träger zu modulieren, die über irgendein verwendbares Frequenzband in einem Abstand von Δf verteilt sind. Das heißt,
fc,n = nΔf für n = n1 to n2 (1) und
mit
Nc = n2 – n1 + 1, - Δf:
- Trägerabstand,
- n1:
- niedrigster Index der Träger,
- n2:
- höchster Index der Träger,
- Nc:
- Gesamtanzahl von betrachteten Trägern.
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Die Träger, die durch die einzelnen Bits moduliert worden sind, werden für eine Übertragung auf eine Übertragungsleitung TM summiert und müssen vor einer Demodulation im Prinzip in dem Empfänger getrennt werden. Wie im folgenen noch beschrieben wird, kann eine Trennung und Demodulation gleichzeitig unter Verwendung von einer FFT (schnellen Fourier-Transformation) durchgeführt werden.
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Mehrträger-Demodulation
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Herkömmlicherweise verwendete Mehrträger-Demodulationstechniken werden in dem vorangehend zitierten Dokument des Standes der Technik beschrieben. Heutzutage werden viele Systeme ein Demodulationverfahren verwenden, bei dem die Träger durch die Daten unter Verwendung der sogenannten Quadraturamplitudenumtastung (QAM oder ”quadrature amplitude shift keying”) ”umgetastet” werden. Die einzelnen Spektren sind nur sinc-Funktionen und nicht bandbegrenzt. Die Trennung wird dann durch eine Basisband-Bearbeitung und nicht durch eine Bandpassfilterung ausgeführt, was zu dem Vorteil führt, daß sowohl der Sender als auch der Empfänger unter Verwendung von effizienten Fast Fourier Transform (FFT oder schnelle Fourier-Transformation) Techniken implementiert werden können.
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QAM-System unter Verwendung von Fast Fourier Transforms
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2 zeigt ein grundlegendes Mehrträger-QAM-System unter Verwendung von Fast Fourier Transforms (schnellen Fourier Transformationen) in den Einrichtungen 4, 10 auf der Sender- und Empfängerseite. Eine Modulation wird für M Bits (Symbol oder Block) von Daten gleichzeitig ausgeführt – vorzugsweise unter Verwendung einer inversen FFT (FFT–1) – und Abtastwerte des gesendeten Signals auf der Übertragungsleitug TM (ein analoges Signal) werden bei der Abtastrate fsampT in dem Digital/Analog-Wandler 5 erzeugt. Für den besten Wirkungsgrad sollte fsampT gleich zu Δf multipliziert mit einer ganzzahligen Potenz von 2 sein.
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Wenn fsamp = 2·Ntot·Δf ist, dann sind zur Modulation Ntot Träger verfügbar, aber der Kanal wird gewöhnlicherweise derart sein, daß nur Nc (Nc < Ntot) Träger verwendet werden können. Wenn dies bei dem Frequenzen n1 Δf bis n2 Δf liegen, wie mit der obigen Gleichung (1) definiert, wird eine Modulation von insgesamt M Bits, mn gleichzeitig, am einfachsten dadurch erreicht, indem Nc komplexe Zahlen (die jeweils aus einer Konstellation mit 2m n Punkten gewählt werden) berechnet, sie mit n1 – 1 Nullen vorne und Ntot – n2 Nullen hinten ergänzt werden und eine FFT–1 unter Verwendung von Ntot Punkten ausgeführt wird. Somit ist die Modulation über eine FFT–1 äquivalent zu einer Mehrträger-QAM, bei der die grundlegende Basisbandimpulsform ein Rechteck ist.
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In dem Empfänger 7–12 wird das empfangene analoge Signal demoduliert, indem Ntot Abtastwerte in einen Block zusammengefaßt werden und eine reale-zu-komplexe FFT in der Einrichtung 10 ausgeführt wird. Dies ist äquivalent zu einer Demodulation jedes Nebenbands getrennt und dann einer Durchführung einer Integrations-und-Verwerfungsprozedur für jedes Produkt.
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Das heißt, nach der Serien-zu-Parallel-Umwandlung in dem Wandler 1 erzeugt der Codierer 3 eine Vielzahl von komplexen Werten, deren Anzahl der Anzahl von in dem Mehrträger-System verwendeten Trägern entspricht. Die Umtastung wird dann im wesentlichen durch die FFT–1 in der Einrichtung 4 ausgeführt, was zu einer Anzahl von getrennten realen Abtastwerten führt. Der Digital/Analog-Wandler 5 setzt diese digitalen Abtastwerte in das analoge Übertragungssignal zusammen, indem er eine vorgegebene Abtastrate oder Abtastfrequenz fsampT vewendet.
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Die Demodulation an dem Empfänger 7–12 ist vollständig analog zu der Modulation in dem Sender 1–6. Das analoge Signal wird unter Verwendung des Digital/Analog-Wandlers 8 unter Verwendung einer Abtastrate fsampR in digitale Abtastwerte umgewandelt. Die digitalen Abtastwerte werden dann an den Serien-zu-Parallel-Puffer 9 angelegt, der diese Werte an die FFT-Einrichtung 10 ausgibt, die die reale-zu-komplexe FFT-Transformation ausführt. In dem Ausgang der FFT 10 befinden sich NCR komplexe Werte, die idealerweise identisch zu denjenigen sein sollten, die von der FFT–1 Einrichtung 4 in dem Sender eingegeben werden. Der Decodierer 11 und der Parallel-zu-Seriell-Puffer 12 führen eine jeweilige inverse Operation wie die Teile 1, 3 in dem Sender aus, um ein digitales Ausgangssignal Rx zu erhalten, das aus aufeinanderfolgenden Bits besteht, die dem eingegebenen Bitstrom Tx entsprechen sollten.
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Decodieren der komplexen QAM-Datenwerte
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4 zeigt die komplexen QAM-Datenwerte Y00, Y01, Y10, Y11 des digitalen Frequenzbereichs-Mehrträger-QM-Signals, das von der FFT-Einrichtung 10 in dem Empfänger ausgegeben wird. Als ein Beispiel zeigt 4 die Situation unter Verwendung eines Trägers, der zwei Bits sendet. In 4 sind auch die komplexen vorgegebenen (d. h. erwarteten) QAM-Datenwerte C00, C01, C10, C11 gezeigt, die tatsächlich von dem Sender übertragen wurden. Wie sich ersehen läßt, stimmen die gesendeten Datensymbole Ck nicht notwendigerweise mit den empfangenen Datensymbolen Yk in der komplexen Ebene überein. Eine derartige Abweichung wird hauptsächlich durch die Tatsache verursacht, daß die Symbolrate und/oder die Abtastrate in dem Sender und dem Empfänger zueinander nicht vollständig synchronisiert sein können. Ferner gibt es Verzerrungen auf der Übertragungsleitung TM (d. h. dem Übertragungskanal).
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Jedoch können die gesendeten Datensymbole 00, 01, 10, 11 immer noch decodiert werden, weil der Decoder 11 als empfangenes Datensymbol das Trägerdatensymbol abschätzen oder wählen wird, welches am nächsten dazu in der komplexen Ebene liegt. Normalerweise werden quadratische Konstellationen dafür verwendet und die Real- und Imaginärteile von CK (die dem Empfänger als ideale Datensymbole bekannt sind) und diejenigen von Y (dem Ausgang von der FFT-Einrichtung 10) werden verglichen. Die Kreise in 4 zeigen schematisch diese Auswahl oder diesen Abschätzungsprozess an, so daß bestimmt wird, daß Y00 das Datensymbol 00 ist, Y01 das Datensymbol 01 ist, Y10 das Symbole 10 ist und Y11 das Symbol 11 ist. Wie sich ferner aus 4 entnehmen läßt, kann die Position der komplexen QAM-Datenwerte YK von der exakten in einer positiven oder negativen Richtung verschoben sein, nämlich als Folge der fehlenden Synchronisation zwischen dem Sender und dem Empfänger.
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Herkömmliche Zeitsteuerungs-Zurückgewinnung
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Wie bereits oben erläutert, wird die unrichtige Positionierung der komplexen QAM-Datenwerte in der komplexen Ebene in dem Ausgang von der FFT-Einrichtung 10 in dem Empfänger 7–12 durch die unrichtige Synchronisation der Abtastrate und der Symbolrate verursacht.
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Die Zeitsteuerungs-Zurückgewinnung kann in zwei Probleme aufgeteilt werden. Erstens muß die Abtastrate in dem Empfänger die gleiche wie diejenige in dem Sender sein. Das heißt, der Sender muß die gleiche Abtastdifferenz verwenden und deshalb muß der Empfänger die Abtastrate zurückgewinnen. Die Abtastfrequenz wird in einem numerisch-gesteuerten Oszillator NCO erzeugt, wie sich
5 entnehmen läßt. Gewöhnlicherweise ist der numerisch-gesteuerten Oszillator NCO
15 in einer phasenstarren Regelschleife PLL enthalten. Die Schaltung zur Zeitsteuerungs-Zurückgewinnung aus
5 liegt zwischen den Knoten
in
2.
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Das zweite Problem besteht darin, die Symbolposition zurückzugewinnen und dies muß nur einmal durchgeführt werden, wenn der Abtasttakt in der Phase eingerastet ist, weil eine bekannte Beziehung zwischen Abtastraten und Symbolraten besteht (z. B. ein Symbol kann aus 512 Abtastwerten bestehen und gemäß dem Nyquist-Theorem werden 256 Träger dafür verwendet; zusätzlich ist bekannt, daß die 512 Abtastwerte z. B. 1000 Bits modulieren, so daß der Zusammenhang zwischen der Abtastrate und der Symbolrate hergestellt ist). Nur die Symbolposition ist unbekannt.
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In 5 wird ein Zeitbereichs-Phasendetektor 14 zum Steuern des numerisch-gesteuerten Oszillators NCO verwendet, um die gewünschte Empfängerabtastfrequenz fsampR zu erzeugen, wenn die Schalter S1, S2 geöffnet sind. Da das Signal die FFT 10 noch nicht durchlaufen hat, kann nur eine Zeitbereichs-Phasendetektion ausgeführt werden, wobei die Schalter S1, S2 offen sind.
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Zeitbereichs-Abtastraten-Zurückgewinnung unter Verwendung eines Pilottons
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Eine Vorgehensweise zum Extrahieren der Abtastrate besteht darin, einen Pilotton (Testton) in dem Zeitbereich zu verwenden. Wenn in 5 die Schalter S1, S2 offen sind, wird die Abtastrate aus einem einzelnen Pilotton einer bekannten Frequenz und Phase zurückgewonnen, indem das empfangene Signal einmal pro Periode des bekannten Pilottons erneut abgetastet wird (Empfängertraining beim Starten unter Verwendung nur des Pilottons). Die Abtastwerte werden dann direkt verwendet, um die PLL zu steuern, die den numerisch-gesteuerten Oszillator 15 umfaßt, so daß die Abtastfrequenz selbst aus der Übertragung eines bekannten Pilottons zurückgewonnen werden kann.
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Frequenzbereichs-Phaseneinstellung unter Verwendung eines Pilottons
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Wenn die Schalter S1, S2 in
5 geschlossen sind, dann kann eine Phaseneinstellung mit einem Frequenzbereichs-Phasendetektor ausgeführt werden. Die Funktion dieses Frequenzbereichs-Phasedektors
16 unter Verwendung des Pilottons ist weiter in
6 dargestellt. Wiederum läßt sich
6 ansehen, daß sie die Teile zwischen den Knoten
bis
in
2 ersetzt.
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In 6 wird die Zeitsteuerungs-Zurückgewinnung geändert, um nur den FFT-Ausgang bezüglich des Pilottons, der ohne oder zusammen mit den Daten gesendet wird, zu verwenden. In 6 wird nur eine komplexe Zahl entsprechend der Frequenz des Pilottons extrahiert, wie in dem kleinen Diagramm in 6 gezeigt. Wenn diese Frequenz eine Phasenabweichung aufweist, dann kann die falsche Phase der Empfänger-Abtastrate bestimmt werden, indem nur der Realteil der empfangenen komplexen Zahl entsprechend dem Pilotton extrahiert wird (in 6 wird angenommen, daß der gesendete Pilotton eine Phase von +j aufweist). Das heißt, der Realteil zeigt die Phasenabweichung an und die Phase der Abtastrate fsampR des numerisch-gesteuerten Oszillators NCO kann in Abhängigkeit von diesem extrahierten Realteil gesteuert werden.
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Ferner und wie in 6 gezeigt, kann ein Equalizer 17 vorgesehen sein, um Phasen- und Amplitudenfehler zu kompensieren, die von der Leitung TM in dem Werten verursacht werden, die in dem Frequenzbereich von der FFT-Einrichtung 10 ausgegeben werden (d. h. der Equalizer EQ kann eine Drehung jedes von der FFT 10 ausgegebenen komplexen Werts ausführen oder er kann jeweils die komplexen Werte mit einer bestimmten Zahl multiplizieren). Somit führt der Equalizer EQ eine Ausgleichung oder Equalisation der einzelnen Träger getrennt. aus, indem er jeden komplexen QAM-Datenwert YK betrachtet. Der Equalizer kann somit die einzelnen komplexen QAM-Datenwerte drehen und/oder ihre Amplituden ändern. Tatsächlich stellt der Equalizer 17 eine Anzahl von Koeffizienten bereit, die mit dem Ausgang der FFT multipliziert werden sollen.
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Ein Mehrträger-QAM-System unter Verwendung einer derartigen abgeschätzten Pilotreferenz ist aus der
US 5,519,730 A bekannt. Ein anderes Verfahren zum Verbessern der Genauigkeit der empfangen digitalen Datensymbole ist aus der
US 5,497,398 A bekannt, die eine verbesserte Transformationstechnik für die Zeitbereichs-/Frequenzbereichs-Umwandlung in dem Sender und Empfänger verwendet.
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Die
EP 0 693 830 A2 beschreibt eine CDMA Mobilkommunikationssystem und ein Erfassungsverfahren, bei denen eine Übertragung durch Ausführen einer Quadraturmultiplexierung eines Pilotsignals und eines Datensignals mit I und Q-Komponenten, die über das Spektrum gestreut sind, ausgeführt wird. Der Empfänger enthält eine Entspreizungs-Schaltung zum Entspreizen der quadraturmultiplexierten Empfangssignale durch Verwenden von Entspreizungscodes für das Pilotsymbol und zum Entspreizen der Empfangssignale durch Verwenden von Entspreizungscodes für die Datensymbole.
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Die Druckschrift
EP 0 656 706 A2 beschreibt ebenfalls den Oberbegriff der Patentansprüche 1, 16, 18. Insbesondere offenbart diese Druckschrift ein Mehrträger-QAM-Kommunikationssystem, bei dem eine Einstellung der Phase der Abtastfrequenz auf der Empfängerseite durchgeführt wird, um Abweichungen der Abtastrate und/oder der Symbolrate zwischen der Sender- und Empfängerseite auszugleichen, so dass die decodierten Datensymbole in dem Empfänger mit dem von dem Sender gesendeten Datensymbolen übereinstimmen. Dies wird hier mit einem Konstellations-Analysator durchgeführt, der explizit die Phase für jeden empfangenen QAM-Wert berechnet, um zu bestimmen, in welchem Quadranten der komplexen Ebene die empfangenen Werte liegen. Der Konstellations-Analysator verwendet den expliziten Phasenwert mit Vorzeichen zum Einstellen des Träger-Phasen-Controllers. Dieses System erfordert jedoch zwangsläufig die explizite Berechnung von jedem Phasenwert.
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Die Druckschrift
DE 42 08 808 A1 betrifft ein Verfahren zur breitbandigen digitalen Signalübertragung von einer Feststation zu einer Mobilstation unter Verwendung von kohärenten Demodulatoren, die eine Trägerphasenregelung an einer Empfänger-Filterbank des jeweiligen Empfängers ausführen. Bei Verwendung von inkohärenten Demodulatoren wird der individuelle Phasenoffset (Phasenabweichung) ermittelt und der Empfänger-Filterbank zugeführt. Eine übergeordnete Trägerfrequenzregelung ist vorgesehen, um einen Frequenzfehler am Eingang der Empfänger-Filterdatenbank auszuregeln.
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Die
US 4 604 583 A betrifft eine Frequenzoffset-Korrekturschaltung, bei der eine erste Regelschleife eine statische Phasenverschiebung des Pilotkanalsignals korrigiert, während eine zweite Regelschleife einen abrupten Frequenzoffset davon korrigiert. Eine dritte Regelschleife ist zwischen der zweiten Regelschleife und dem Eingang des Demodulatorabschnitts vorgesehen und weist eine Charakteristik auf, mit der der statische oder sich langsam ändernde Frequenzoffset der Kanäle kompensiert werden kann.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Wie voranstehend erläutert, weisen die Zeitbereichs-Abtastraten-Zurückgewinnung und die Pilotton-Frequenzbereichs-Phaseneinstellung den Nachteil auf, daß die Phaseneinstellung der Abtastrate noch relativ ungenau ist, da der Equalizer 17 lediglich einen Pilotton zum Einstellen der komplexen QAM-Werte verwendet. Deshalb führt der Equlizer nur eine Anpassung der einzelnen komplexen Werte, die von der FFT-Einrichtung 10 ausgegeben werden, aus, während die Phase des numerisch-gesteuerten Oszillators (der phasenstarren Regelschleife PLL) nur auf der Basis des einzelnen Realteils des einzelnen Pilottons gesteuert werden kann. Dies ergibt noch keine genaue Phasenzurückgewinnung, da die Einstellung grundlegend auf einem einzelnen Pilotton basiert.
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Deshalb ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung die Bereitstellung eines Empfängers eines Mehrträger-QAM-Systems, eines Mehrträger-QAM-Systems und eines Verfahrens zum Demodulieren eines analogen Mehrträger-QAM-Signals in ein digitales Ausgangssignal, so daß die decodieren Datensymbole in dem Empfänger mit den gesendeten Datensymbolen von dem Sender sehr genau übereinstimmen.
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LÖSUNG DER AUFGABE
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Diese Aufgabe wird durch einen Empfänger eines Mehrträger-QAM-Systems gemäß Anspruch 1 gelöst.
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Diese Aufgabe wird auch durch ein Mehrträger-QAM-Kommunikationssystem gemäß Anspruch 16 gelöst.
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Die Aufgabe wird auch durch ein Verfahren in einem Mehrträger-QAM-System gemäß Anspruch 18 gelöst.
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Gemäß der Erfindung umfaßt die Zeitgaben- oder Zeitsteuerungs-Zurückgewinnungseinrichtung eine Phasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung und eine Durchschnittsphasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung. Anstelle den einzelnen Pilotton zu verwenden, schätzt die Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung eine Phasendrehrichtung jedes komplexen QAM-Datenwerts bezüglich eines entsprechenden komplexen Vorgaben-QAM-Datenwerts ab. Wie voranstehend erwähnt, kann die Drehrichtung in der komplexen Ebene in der Uhrzeigerrichtung oder in der Gegenuhrzeigerrichtung sein. Nur die allgemeine Richtung für jeden komplexen QAM-Datenwert muß bestimmt werden.
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Die Durchschnittsphasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung mittelt dann die jeweiligen Drehrichtungen von allen Datensymbolen in dem Ausgang der FFT-Einrichtung. Die durchschnittliche Drehrichtung, die auf einer Abschätzung aller Datensymbole basiert, wird dann zum Einstellen der Phasen in dem Empfängertakt, d. h. in dem numerisch-gesteuerten Oszillator in der phasenstarren Regelschleife verwendet. Somit ergibt die Durchschnittsbildung eine Gesamtabschätzung für die falsche Synchronisation der Abtastrate in dem Empfänger, anstelle daß lediglich die Phase auf Grundlage einer Drehung eines einzelnen Pilottons bekannter Phase eingestellt wird.
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In vorteilhafter Weise (siehe Anspruch 3 oder 20) kann das datengestützte oder datengeführte Verfahren unter Verwendung eines Durchschnittswerts von allen Phasendrehrichtungen von allen Datensymbolen zusammen mit dem Pilottonverfahren des Standes der Technik verwendet werden. Dann kann die Phasendrehung aufgrund der Pilotton-Auswertung und die durchschnittliche Phasendrehung der datengestützten Prozedur addiert werden, um zu einer Gesamtabschätzung zum Einstellen der Phase zu führen. Jedoch muß der Equalizer (Koeffizient) für den Pilottonträger festgelegt werden. Dies ist insbesondere vorteilhaft, da sich eine Situation ergeben kann – wenn der Equalizer getrennt verwendet wird –, daß der Equalizer die komplexen QAM-Datenwerte in eine Richtung dreht, während die Phasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung und die Durchschnittsphasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung die Datensymbole exakt in die entgegengesetzte Richtung drehen.
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Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform (siehe Anspruch 6 oder 22) der Erfindung ist es nicht explizit notwendig, den Phasendrehwinkel selbst zu bestimmen, um die Gesamtdrehrichtung zu bestimmen. Es ist nur erforderlich, das Vorzeichen der Real- und Imaginärteile des Fehlervektors zwischen dem empfangenen und gesendeten Datensymbol zu verarbeiten, um den Quadranten in der komplexen Ebene zu bestimmen, in dem der Fehlervektor liegt, und um die Richtung zu bestimmen, in die er weist.
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Gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung (siehe Anspruch 15 oder 27) können die einzelnen Phasendrehrichtungswerte jedes Trägers (komplexer QAM-Datenwert) mit einem Gewichtungsfaktor gewichtet werden, bevor derartige gewichtete Phasendrehrichtungswerte in der Durchschnittsphasedrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung gemittelt werden. Beispielsweise kann ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis für jeden Träger berechnet werden und der Gewichtungsfaktor kann von dem Signal-zu-Rausch-Verhältnis abhängig gemacht werden (deshalb kann der Rauschanteil auf jedem Träger, der zu einer möglichen Drehung beiträgt, eingebaut werden, um zu einem noch besseren gesamten Durchschnittsphasendrehrichtungswert zu gelangen).
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Weitere vorteilhafte Ausführungsformen und Verbesserungen der Erfindung sind in den abängigen Ansprüchen aufgeführt. Nachstehend wird die Erfindung weiter durch Beschreibung von spezifischen Ausführungsformen und durch Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen dargestellt, in denen gleiche oder ähnliche Bezugszeichen die gleichen oder ähnliche Teile bezeichnen.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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In den Figuren zeigen:
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1 das Prinzip eines Mehrträger-Senders zum Modulieren einer Anzahl von Trägern fc,n mit einer bestimmten Anzahl von mn Bits;
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2 ein grundlegendes Mehrträger-QAM-System, bei dem Fourier-Transformations-Einrichtungen für die Modulation/Demodulation verwendet werden;
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3 ein Diagramm, das die Symbolrate und die Bitrate erläutert;
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4 ein Beispiel einer Mehrträger-QAM-Demodulation unter Verwendung von vier Datensymbolen für einen Träger;
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5 die Anordnung eine Zeitgaben-Zurückgewinnungs-Schaltung, die in dem Mehrträger-QAM-System aus 1 verwendet wird;
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6 einen Mehrträger-QAM-Empfänger unter Verwendung einer Zeitbereichs-Phaseneinstellung, die einen einzelnen Pilotton PT verwendet, der von dem Sender gesendet wird;
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7 ein Prinzip-Blockschaltbild eines Mehrträger-QAM-Empfängers unter Verwendung eines datengestützten Phasenfehlerabschätzers zum Ermitteln eines durchschnittlichen Phasendrehrichtungswerts D;
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8 ein Diagramm, das die positiven Phasenfehler, die negativen Phasenfehler und die Nullphasenfehler zwischen den gesendeten CK und empfangenen Y komplexen QAM-Datenwerten in den vier Quadranten in der komplexen Ebene spezifiziert;
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9 eine Ausführungsform der Erfindung unter Verwendung einer Phasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung und einer Durschnittsphasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung;
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10 eine Ausführungsform der Phasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtungen 221–224 zusammen mit der Mittelungseinrichtung 219, die in 9 verwendet werden;
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11 ein Beispiel der Bestimmung der Phasendrehrichtung für ein Mehrträger-QAM-System unter Verwendung von vier Trägern mit jeweils vier möglichen Signalpunkten;
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12-1 bis 12-4 eine Tabelle der Fehlervektoren ek, die von dem Vorzeichenextrahierer 213 für die drei Fälle A, B, C in 11 ausgegeben werden, und die jeweiligen Werte in der Schaltung in 11;
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13 eine Ausführungsform der Erfindung, bei der die.
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Phaseneinstellung der Abtastrate unter Verwendung des Pilottons wie in 6 und die Phaseneinstellung der Abtastrate unter Verwendung der datengestützten Einstellung aus 7 kombiniert sind; und
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1, 4 eine Tabelle von Werten, wenn eine spezifische Binärcodierung des Real- und Imaginärteils von YK' und eK'' und von dK verwendet wird, insbesondere die Binärcodierung für die Fälle A, B und C in 11.
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Nachstehend werden Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Die Ausführungsformen der Erfindung werden in einem Mehrträger-QAM-System verwendet, so wie es allgemein in 2 dargestellt ist.
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Grundlegendes Prinzip der datengestützten Phaseneinstellung
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7 zeigt eine Ausführungsform eines Empfängers in einem Mehrträger-QAM-System unter Verwendung eines datengestützten Phasenfehlerabschätzers 21 zum erneuten Einstellen der Phase des numerisch-gesteuerten Oszillator 15, der die Empfängerabtastrate fsampR an die Analog/Digital-Umwandlungseinrichtung 8 ausgibt.
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Die Analog/Digital-Umwandlungseinrichtung 7, 8 wandelt das von der Übertragungsleitung TM emfpangene analoge Mehrträger-QAM-Signal in ein digitalen Zeitbereichs-Mehrträger-QAM-Signal unter Verwendung der vorgegebenen Abtastfrequenz von dem Empfängertaktgenerator NCO um. Wie in 2 wandelt die Zeitbereichs-/Frequenzbereichs-Umwandlungseinrichtung das digitale Zeitbereichs-Mehrträger-QAM-Signal DS in ein digitales Frequenzbereichs-Mehrträger-QAM-Signal YK um, das aus eine Vielzahl von komplexen QAM-Datenwerten Y00, Y01, Y10, Y11 besteht, so wie dies beispielsweise in 4 gezeigt ist. Wenn man die Funktion des Equalizers EQ 17 (wie unter Bezugnahme auf 6 erläutert) beiseite läßt, dann wird das digitale Frequenzbereichs-Mehrträger-QAM-Signal YK an die Decodiereinrichtung 11, 12 ausgegeben, die jeweils einen komplexen vorgegebenen oder idealen (gesendeten) QAM-Datenwert, der ein bekanntes digitales Datensymbol darstellt, auf der Basis der komplexen QAM-Datenwerte YK wählt und die komplexen vorgegebenen (gewählten) QAM-Datenwerte in das digitale Ausgangssignal Rx decodiert, das aus einer Anzahl von aufeinanderfolgenden Bits besteht, die den aufeinanderfolgenden Bits des Eingangsdatenstroms Tx entsprechen sollten (siehe 2). Das heißt, für jeden Träger wird ein komplexer QAM-Datenwert durch die FFT 10 bestimmt und es wird dann entschieden, welchem Bitsymbol er entspricht, indem er mit bekannten vorgegebenen Werten verglichen wird. Jeder Träger kann in Abhängigkeit von der Zuordnung, wie in 1 gezeigt, zum Decodieren der gleichen Anzahl von Bits oder tatsächlich einer unterschiedlichen Anzahl verwendet werden.
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Das heißt, für das Decodieren werden die komplexen Zahlen YK verwendet. Wie voranstehend erläutert, stellt die Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung 21, 20 die Phase des Empfängertaktgenerators NCO so ein, daß die Abtastzeitgabe in der Analog/Digital-Umwandlungseinrichtung 8 mit derjenigen übereinstimmt, die in dem Sender verwendet wird, der das analoge Mehrträgersignal erzeugt. Gemäß der Erfindung umfaßt die Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung 21, 20 einen datengestützten Phasenfehlerabschätzer, der mehrere (oder alle) komplexen Zahlen Y verwendet, die von der Zeitbereichs-/Frequenzbereichs-Umwandlungseinrichtung 10 ausgegeben werden. Das heißt, im Gegensatz zu dem Pilotton-Verfahren, das voranstehend erläutert wurde, werden mehrere (oder alle) komplexen Träger mit möglichen Phasendrehungen bezüglich der komplexen vorgegebenen QAM-Werte zusammen ausgewertet, um die Phase des Empfängertaktgenerators NCO neu einzustellen.
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Im wesentlichen bestimmt die Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung 21 eine Gesamtphasendrehrichtung durch Berücksichtigung von allen möglichen Phasendrehungen von allen komplexen QAM-Datenwerten Y bezüglich der jeweiligen vorgegebenen QAM-Datenwerte CK, die durch die Decodiereinrichtung 11, 12 zum Decodieren verwendet werden. Die Phase der Abtastfrequenz wird dann auf der Basis dieser insgesamten oder durchschnittlichen Phasendrehrichtung eingestellt, die von dem datengestützten Phasenfehlerabschätzer 21 ausgegeben wird. Das Schleifenfilter 20 gehört bereits zu der phasenstarren Regelschleife PLL des numerisch-gesteuerten Oszillator 15 und sein Tiefpassfilter integriert sukzessive durchschnittliche Phasendrehrichtungswerte (die jeweils einem Datensymbol entsprechen).
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Die Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung, die den datengestützten Phasenfehlerabschätzer umfaßt, berechnet nicht explizit die Phasendrehung, sondern sie muß nur die Richtung der Phasendrehung in jedem Quadranten bezüglich des komplexen QAM-Vorgabewerts, der von der Decodiereinrichtung 11, 12 decodiert wird, bestimmen.
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8 zeigt ein Diagramm der Definitionen eines positiven Phasenfehlers, eines negativen Phasenfehlers und keines Phasenfehlers. Wie in 8 ersichtlich, wird ein positives Vorzeichen ”+” verwendet, um anzuzeigen, daß der empfangene komplexe QAM-Datenwert YK in einer Gegenuhrzeigerrichtung gedreht ist, während ein negatives Vorzeichen ”–” verwendet wird, um eine Phasendrehrichtung in der Uhrzeigerrichtung anzuzeigen. Wenn natürlich nur eine Änderung in der Amplitude stattfindet, darin gibt es überhaupt keinen Phasenfehler und dies ist mit 0 in 8 angezeigt. Die Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung bestimmt die Phasendrehrichtung von allen komplexen Werten YK und bestimmt daraus einen durchschnittlichen Phasendrehrichtungswert durch Mitteln aller jeweiligen Drehrichtungen von allen Trägern.
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Wenn man 7 mit 5 vergleicht, wird offensichtlich, daß die datengestützten Phasenfehlerabschätzung unter Verwendung der erfindungsgemäßen Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung im wesentlichen den Frequenzbereichs-Phasendetektor 19, 20 verwendet, wenn die Schalter S1, S2 geschlossen sind. Das heißt, die Phaseneinstellung wird auf Grundlage einer Frequenzbereichsanalyse ausgeführt.
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Erste Ausführungsform
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9 zeigt eine Ausführungsform der Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung unter Verwendung einer Phasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung 221–224 für jeden Träger. Wie bezüglich 1 erläutert wurde, gibt es eine Anzahl n von Trägern und jede Phasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung 221–224 bestimmt jeweils eine Phasendrehrichtung von jedem empfangenen komplexen QAM-Datenwert YK bezüglich eines entsprechenden komplexen Vorgabe-QAM-Datenwerts, der als der korrekte Datenwert von dem Quantisierer/Decoder bestimmt wird.
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Somit geben die Phasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtungen 221–224 jeweils eine Phasendrehrichtungswert d1, d2 ... dn aus, der anzeigt, ob ein positiver Phasenfehler (+1), ein negativer Phasenfehler (–1) oder kein Phasenfehler (0) vorhanden ist.
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Die Durchschnittsphasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung
219 bestimmt einen durchschnittlichen Phasendrehrichtungswert d
K' durch Mitteln aller jeweiligen Phasendrehrichtungswerte d
1, d
2, d
3 ... d
n für alle Träger. Obwohl im Prinzip die Vielzahl von Phasendrehrichtungswerten d
1 ... d
n ein exaktes Maß der jeweiligen Phasendrehwinkel sein können, sind die Phasendrehrichtungswerte d
1 ... d
n nur Werte von –1 (negative Phasendrehung), +1 (positive Phasendrehung) und 0 (keine Phasendrehung). Der Durchschnittsphasendrehrichtungswert pro Kanal d
k' wird wie folgt bestimmt:
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Nc bezeichnet die Anzahl von Trägern, so daß der Durchschnittsphasendrehrichtungswert in einem Bereich von 0% (nur negative Phasendrehungen) und 100% (nur positive Phasendrehungen) ist. Wenn dK' 50% ist (dies wird wahrscheinlich durch Rauschen verursacht), dann wird eine Hälfte der Träger eine positive Phasendrehung aufweisen und eine Hälfte der Träger wird eine negative Phasendrehung aufweisen, so keine Phaseneinstellung ausgeführt wird.
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Der Durchschnittsphasendrehrichtungswert dK', der die Phasendrehrichtung gemittelt über mehrere (oder alle) komplexe QAM-Werte (Punkte der FFT) eines jeweiligen Datensymbols (siehe die Definitionen in 3) darstellt, wird dann der PLL Schleife 20 eingegeben, in der ein Tiefpassfilter davon eine sukzessive Integration von sukzessive ankommenden Werten dK' ausführt. Da jeder Wert dK' ein Maß für ein Datensymbol darstellt, führt das Tiefpassfilter somit eine Mittelung der Phasendrehrichtung über sukzessive Datensymbole aus. Somit wird die Phase der Abtastfrequenz fsampR über der Zeit auf Grundlage der durchschnittlichen Phasendrehrichtungswerte dK' eingestellt.
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Insbesondere sei darauf hingewiesen, daß der Wert dK' ein Maß für die Gesamtrichtung und nicht ein direktes Maß des Betrags der Phasendrehung anzeigt. Es ist nur erforderlich, die phasenstrarre Regelschleife PLL, die den numerisch-gesteuerten Oszillator NCO enthält, jedesmal dann in die richtige Richtung zu steuern, wenn der Wert dK' berechnet wird, so daß sich nach mehreren Auswertungen der Oszillator immer mehr in die richtige Richtung bewegen wird, bis die Phase der Abtastfrequenz mit derjenigen, die in dem Sender verwendet wird, übereinstimmt.
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Somit verwendet die erfindungsgemäße Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung die Phasenkomponente der Fehlervektoren zwischen YK, CK. Um eine gute Abschätzung des Phasenfehlers zu erreichen, wird ein durchschnittlicher Phasenrichtungswert dK' jeweils für mehrere (oder alle) Träger des Datensymbols berechnet. Um die Operationen zu vereinfachen, wird nur das Vorzeichen des Phasenfehlers verwendet. Das Vorzeichen des Phasenfehlers kann aus dem Vorzeichen des Real- und Imaginärteils der empfangenen oder decodierten Symbole kombiniert mit dem Vorzeichen des Real- und Imaginärteils der Fehler berechnet werden. Dieses Verfahren führt zu einem geringeren Rauschen in der Phasenabschätzung als bei der Verwendung des Pilottons, weil es eine Durchschnittsbildung von mehreren (oder allen) Trägern ist. Diese Berechnung unter Verwendung nur des Vorzeichens des Phasenfehlers wird bezüglich der Ausführungsform der Erfindung erläutert, die in der 10 gezeigt ist, die nachstehend erläutert werden soll.
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Zweite Ausführungsform der Erfindung
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Die Ausführungsform der Phasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtungen 221–224 und der Durchschnittsphasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtungen 219, 220 ist in 10 gezeigt. Ein Subtrahierer 211 berechnet einen komplexen Fehlerwert ek = eKR + jeKI durch Subtrahieren des komplexen QAM-Datenwerts Yk von dem entsprechenden komplexen idealen oder vorgegebenen QAM-Datenwert Yk.
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Ein erster komplexer Vorzeichenextrahierer 212 bildet einen ersten komplexen Vorzeichenwert YK' aus dem eingegebenen komplexen QAM-Datenwert Yk = YKR + jYKI. Wenn der Realteil YKR Positiv ist, dann ist der Realteil von YK' gleich +1. Wenn der Realteil YKR negativ ist, dann ist der Realteil von YK' –1. Wenn der Imaginärteil YKI positiv ist, dann gleicht genauso der Imaginärteil von YK' +1. Wenn der Imaginärteil YKI negativ ist, dann ist der Imaginärteil von YK' –1.
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Die Funktion des zweiten komplexen Vorzeichenextrahierers 213 ist äquivalent zu der Funktion des ersten komplexen Vorzeichenextrahierers 212, nur daß er den Phasenfehlervektor ek = eKR + jeKI verarbeitet. Das heißt, der erste komplexe Vorzeichenwert YK' und der zweite komplexe Vorzeichenwert ek' enthalten beide nur ±1 und ±j.
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Ein erster Multiplizierer 216 bildet einen dritten Vorzeichenwert ek'' einfach durch Multiplizieren des ersten komplexen Vorzeichenwerts YK' mit dem zweiten komplexen Vorzeichenwert ek'. Die Einrichtung 214 extrahiert den Real- und den Imaginärteil des ersten komplexen Vorzeichenwerts YK' und der zweite Multiplzierer 217 multipliziert den Realteil mit dem Imaginärteil, um einen Quadrantenbestimmungswert zu bestimmen, der +1, –1 oder 0 sein kann. Der Quadrantenbestimmungswert zeigt den Quadranten in der komplexen Ebene an, indem sich der komplexe QAM-Datenwert befindet.
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Die Einrichtung 215 betrachtet den Realteil des zweiten komplexen Vorzeichenwerts eK'' und setzt einen Wert von +1, wenn der Realteil positiv ist, setzt einen Wert von –1, wenn der Realteil negativ ist und setzt einen Wert von 0, wenn der Realteil 0 ist.
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Ein dritter Multiplizierer 218 bildet den Phasendrehrichtungswert dk durch Multiplizieren des Ausgangs von der Einrichtung 215 mit dem Ausgang von dem zweiten Multiplizierer 217. Da der Ausgang des Multiplizierers 217 genauso wie der Ausgang der Einrichtung 215 nur ganzzahlige Werte von +1, –1, 0 annehmen kann, kann auch der Phasendrehrichtungswert dk ganzzahlige Werte von +1, –1, 0 annehmen. dk wird deshalb einfach anzeigen, ob die Phasendrehung in der Gegenuhrzeigerrichtung (+1), in der Uhrzeigerrichtung (–1) ist oder ob überhaupt keine Phasendrehung (0) vorhanden ist.
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Wie voranstehend erläutert, umfaßt die Durchschnittsphasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung 219 einen Addierer 219, der als den durchschnittlichen Phasendrehrichtungswert dk' eine Summe von allen Phasendrehrichtungen d1, d2, ... dK geteilt durch die Anzahl von komplexen QAM-Datenwerten N ausgibt. Da wie erläutert dk' der durchschnittlichen Phasendrehung pro Datensymbol entspricht, kann ein Tiefpassfilter der PLL dann die Richtung durch eine sukzessive Integration über mehrere Datensymbole (dk'-Werte) mitteln.
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Beispiel einer Phasendrehrichtungseinstellung
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Die 11, 12 zeigen ein Beispiel der Phasendrehrichtungs-Bestimmungseinrichtung eines Mehrträger-QAM-Systems unter Verwendung von vier möglichen Signalpunkten auf jedem der Träger pro komplexem QAM-Datenwert. Wie in 11 gezeigt, sind die gesendeten komplexen vorgegebenen QAM-Datenwerte in dem Sender C00 = +1, C01 = +j, C10 = –1 und C11 = –j. Idealerweise sollten die Datenwerte Y in dem Empfänger identisch zu denjenigen CK sein, die von dem Sender gesendet werden. Jedoch stimmt in 11 nur das Symbol 01 mit dem denjenigen, das von dem Sender gesendet wird, überein, da keine Phasendrehung (φ01 = 0, C01 = Y01; e01 = 0) vorhanden ist.
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Im Fall A gibt es eine Phasendrehrichtung +1 in der Gegenuhrzeigerrichtung bezüglich des Winkels φ00, so daß der Fehlervektor φ00, der von dem Subtrahierer 211 ausgegeben wird, gebildet wird. Genauso gibt es eine negative Phasendrehrichtung –1 im Fall B, d. h. eine Phasendrehung in der Uhrzeigerrichtung. Ferner gibt es im Fall C eine Phasendrehung in der Uhrzeigerrichtung bezüglich des Winkels, φ11. Wie in 11 angezeigt, wird der Fehlervektor eK durch Subtrahieren von YK von CK gebildet.
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12-1 ist eine Tabelle, die die jeweiligen Werte des Fehlerwerts eK bezüglich CK, YK zeigt. In 12 sei angenommen, daß im Fall A exakt eine –π/2 Phasendrehung in der Gegenuhrzeigerrichtung vorhanden ist, während im Fall B ein beliebiger Winkel φ10 angenommen wird (der hier zu dem empfangenen Wert Y führt, der –0,1 + j 0,1 ist). Der Fall C betrifft einen Phasenwinkel φ11 = +π/2.
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In den 12-2, 12-3, 12-4 sind die jeweiligen Werte der Fälle A, B, C dargestellt. Die eingerahmten Zahlen bezeichnen jeweils die Werte, die von den Einrichtungen 211–218 berechnet werden. Wie sich diesen Figuren entnehmen läßt, zeigt der Ausgangswert dk richtig an, daß eine positive Phasendrehrichtung (+1) in die Gegenuhrzeigerrichtung im Fall A exisistiert und eine negative Phasendrehung (–1) im Fall B, Fall C auftritt.
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Dritte Ausführungsform
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In den 7 bis 12 sind die Phasendrehrichtungswerte d1 ... dn ganze Zahlen von +1, –1, 0, um die Phasendrehung in der Uhrzeigerrichtung und der Gegenuhrzeigerrichtung anzuzeigen, die dann von dem Addierer 219 gemittelt werden.
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Jedoch ist es gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung möglich, eine Gewichtung auf jeden Phasendrehrichtungswert dK anzuwenden. Das heißt, bevor der Addierer 219 alle einzelnen Phasendrehrichtungswerte mittelt, wird eine Gewichtung auf jeden Träger angewendet. Beispielsweise kann eine spezielle Einheit ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis für jeden Träger berechnen und einen Gewichtungsfaktor für jeden Träger in Abhängigkeit von dem Signal-zu-Rausch-Verhältnis bestimmen. In diesem Fall sind die Phasendrehrichtungswerte nicht reine ganze Zahlen von +1, –1, 0, sondern reale Werte in Abhängigkeit von dem Gewichtungsfaktor, der aus dem Signal-zu-Rausch-Verhältnis bestimmt wird. Das heißt, einige Träger können sehr rauschbehaftet sein, so daß sie einen geringeren Einfluß auf die Abschätzung haben sollten. Andererseits sind höhere Trägerfrequenzen gegenüber einer Änderung einer Abtastzeitgabe empfindlicher und deshalb kann die Gewichtung für höhere Trägerfrequenzen erhöht werden.
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Vierte Ausführungsform
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In 6 wurde bereits erwähnt, daß ein einzelner Pilotton von dem Equalizer 17 verwendet werden kann, um Modifikationen der Koeffizienten der komplexen Werte auszuführen, die von der Zeitbereich-/Frequenzbereichs-Umwandlungseinrichtung 10 ausgegeben werden. Wie in 13 gezeigt, kann jedoch die Pilotton-Phaseneinstellung zusammen mit der datengestützten Phasenfehlerabschätzung verwendet werden. Hier verwendet der datengestützten Phasenfehlerabschätzer 21 sämtliche komplexen QAM-Werte YK, wie bezüglich 7 erläutert wurde. Die Phase der Abtastfrequenz fsampR wird darin auf Grundlage einer Kombination. des durchschnittlichen Phasendrehrichtungswerts D2, der von der Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung 21 ausgegeben wird, und der Pilotton-Phasenrichtung D1, die von der Einrichtung 19 ausgegeben wird, eingestellt. Die Kombination kann die gewichtete Summe des durchschnittlichen Phasendrehrichtungswerts D2 und des Pilotton-Phasenrichtungwerts D1 sein.
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Es ist somit möglich, den Pilotton zu verwenden und den Equalizer 17 für diesen Ton einzufrieren (festzulegen), um zu verhindern, daß der Equalizer 17 und die Zeitgaben-Zurückgewinnungseinrichtung 21 in unterschiedliche Richtungen anpassen. Die Phasenfehlerabschätzung aus einer gewichteten Summe des Phasenfehlers von dem Pilotton und dem Phasenfehler aus den Daten gebildet werden.
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Deshalb kann der Equalizer 17 – auf Grundlage des extrahierten Realteils aus dem empfangenen Pilotton, wie unter Bezugnahme auf 6 erläutert – eine Modifikation des Ausgangs von der Einrichtung 10 ausführen und dann wird die Equalizereinstellung eingefroren (fixiert). Danach führt der datengestützten Phasenfehlerabschätzer eine Adaption der Phasen des numerisch-gesteuerten Oszillators 15 aus. Das Einfrieren des Equalizers 17 nach der Realteilextraktion und der Einstellung ist erforderlich um zu vermeiden, daß die Drehungen, die von dem Equalizer 17 und der Einrichtung 21 ausgeführt werden, sich gegenseitig kompensieren bzw. auslöschen.
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Fünfte Ausführungsform
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Die in
10 gzeigten einzelnen Signale können aus binärcodiert werden, wie in
14 gezeigt. In
14 werden die Signale in der folgenden Weise decodiert:
Realteil: | Binäre 0 = +1,0 |
| Binäre 1 = –1,0 |
Imaginärteil: | Binäre 0 = +j |
| Binäre 1 = –j |
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Die Richtungswerte dK können unter Verwendung eines 2-Bit-Binärwertcodes wie folgt codiert werden:
Binär 00 = 0,0
Binär 01 = +1,0
Binär 10 = nicht verwendet
Binär 11 = –1,0
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In 14 sind auch die voranstehend erwähnten Fälle A, B, C angedeutet.
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Der Binärwert für die durchschnittliche Richtung dk' pro Datensymbol wird dann zum Steuern des numerisch-gesteuerten Oszillators in einem positive oder eine negative Richtung verwendet Nachdem dies erfolgreich über viele Wert dk' über der Zeit (viele Datensymbole über der Zeit) ausgeführt worden ist, wird der numerisch-gesteuerten Oszillator die Phase in die richtige Richtung einstellen, bis sie auf die richtige Phase eingerastet ist.
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Gewerbliche Anwendbarkeit
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Wie voranstehend erwähnt, verwendet der Empfänger eines Mehrträger-QAM-Systems, das Mehrträger-QAM-System sowie das Verfahren für eine Phaseneinstellung eine Gesamtabschätzung der Phasendrehrichtung, die aus allen Positionen der Träger in der komplexen Ebene ermittelt wird. Somit umfaßt das Verfahren eine Abschätzung, die aus allen Trägern erhalten wird, anstelle daß lediglich ein getrennter Pilotton betrachtet wird, wie im Stand der Technik. Deshalb ist die Phaseneinstellung der Abtastrate verbessert und genauer decodierte Datensymbole für das Mehrträger-QAM-System können erhalten werden.
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Die Erfindung findet breite Anwendung in verschiedenen Bereichen von allgemeinen Schalttelefonnetzen, Zellularradios und Modemtechnologien, die höchstgenau decodierte Datensymbole erfordern.
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Die Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. Deshalb können andere Modifikationen und Änderungen innerhalb des Schutzumfangs der beigefügten Ansprüche durchgeführt werden. In den Ansprüchen dienen Bezugszeichen lediglich Illustrationszwecken und engen den Schutzumfang der Ansprüche nicht ein.