DE19741279A1 - Vorrichtung zum Aufladen von Akkumulatoren in einem elektrischen Gerät - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Aufladen von Akkumulatoren in einem mobilen elektrischen Gerät, wie beispielsweise einem Mobilfunkgerät, einem schnurlosen Telefon oder ähnliches, bei der die Energie von einem Ladeteil zum mobilen Gerät mit einem magnetischen Wechselfeld induktiv übertragen wird. Die Vorrichtung erkennt, wenn auf der Sekundärseite keine Energie zum Laden entnommen wird oder wenn anstelle des mobilen elektrischen Gerätes ein Fremdkörper dem magnetischen Wechselfeld Energie entnimmt und schaltet dann selbsttätig in einen leistungsarmen Wartebetrieb zurück.

Die fortschreitende Entwicklung auf dem Gebiet der Mobilfunktechnik führte zu besonders kompakten und leichten Mobilfunkgeräten, sogenannten "Handys", und schnurlosen Telefonen, die von Akkumulatoren mit hoher Energiedichte betrieben werden. Im Interesse einer hohen Mobilität und einer kontinuierlichen Nutzung müssen derartige Akkumulatoren eine hohe Kapazität aufweisen und in kürzester Zeit mittels Netzenergie oder der Bordspannung eines Fahrzeuges regenerierbar sein. Da die Akkumulatoren bereits nach kurzer Ladezeit auch ausreichend Energie für den Sendebetrieb haben sollen, ist eine extrem leichte und kompakte Ladeeinheit nötigt, welche für sogenannte Schnelladungen relativ viel Lade­ energie in das mobile Gerät speist. Wegen der Kompaktheit der Mobilfunkgeräte muß die Ladeenergie möglichst verlustfrei und mit einem Minimum an Steuer- und Kontrollmitteln im Gerät zum Akkumulator geführt werden, d. h., die Ladeeinheit muß zumindest eine Strombegrenzung aufweisen. Im Interesse der Zuverlässig­ keit und des Komforts ist das mobile Gerät vorteilhaft ohne elektrische Kontakte an die Ladeeinheit zu koppeln. Für eine ständige Erreichbarkeit muß außerdem das Gerät auch während der Ladung empfangsbereit sein. Die Ladeeinheit darf die Funktion des angeschlossenen Mobilfunkgerätes nicht beeinflussen, wie das beispielsweise durch elektromagnetische Störstrahlung von den Oberwellen der Schaltimpulse möglich ist und bei üblichen Schaltwandlern nur durch aufwendiges Filtern und Schirmen vermieden wird.

Die genannten Erfordernisse erfüllen Ladegeräte, welche einen mit Resonanz­ kreisen beschalteten Gleichstromwandler enthalten, besonders gut, da sich diese Wandler durch geringe Störemission im hochfrequenten Bereich und eine geringe Verlustleistung auszeichnen. Außerdem verursachen Resonanzwandler im Vergleich zu anderen Schaltwandlern keine schnellen Strom- und Spannungs­ änderungen und können deshalb bei höheren Schaltfrequenzen betrieben werden, wodurch insbesondere Wandlerübertrager mit sehr geringem Volumen und Gewicht einsetzbar sind.

Im allgemeinen bilden bei derartigen Wandlern mindestens der Primärteil des Wandlerübertragers mit einer Kreiskapazität einen Schwingkreis, den in Gegentaktwandlern zwei Schalter periodisch mit einer Eingangsgleichspannung verbinden, so daß zwischen Kreiskapazität und Primärteil periodisch ein Umladen stattfindet und der Obertrager Ladeenergie zum Sekundärkreis überträgt.

Ein bekanntes Problem besteht bei Resonanzwandlern jedoch darin, daß die Resonanzfrequenz nicht nur von der Induktivität der Primärwicklung des Wandlerübertragers und der Kreiskapazität sondern auch von der sekundärseitigen Belastung abhängen. Mit zunehmender sekundärseitiger Leistungsentnahme erhöht sich bei bekannten Resonanzwandlern die Resonanzfrequenz des primärseitigen Schwingkreises. Damit stimmt die Resonanzfrequenz nur in einem engen Lastbereich mit der zugeführten Ansteuerfrequenz überein. Arbeitet der Resonanzwandler außerhalb dieses Bereichs, reißt entweder der Resonanzstrom vorzeitig ab oder die Schalter werden infolge der zeitlich falschen Ansteuerung stark belastet. Auch beim Umschalten können starke Energieverluste auftreten wenn, beispielsweise infolge von parasitären Speicherkapazitäten, an den Steuerelektroden der Schalter kurzzeitig beide leitend sind. Um die genannten Nachteile zu vermeiden, werden zusätzliche Steuermittel und/oder Schutzmaßnahmen wie Schutzdioden benötigt. Letztere führen zu zusätzlichen Energieverlusten und erhöhen die Störemission im hochfrequenten Bereich.

Zum Vermeiden dieses Nachteils sind verschiedene Lösungen bekannt.

So sind beispielsweise aus der Druckschrift EP 0 293 874 B1 ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Zustandsteuerung für einen Schwingkreis in einem Resonanzwandler bekannt. Eine aufwendige Steuerschaltung überwacht das Strom- und oder Spannungsverhalten im Resonanzkreis mittels eines in Serie zur Primärwicklung liegenden induktiven Stromspannungswandlers und erzeugt für die Schalter eine Ansteuerfrequenz, die kontinuierlich an die sich ändernde Eigenfrequenz angepaßt wird. Die Resonanzbedingung bleibt damit über einen großen Lastbereich erhalten.

Aus den Druckschriften EP 0 589 911 B1 und EP 0 589 912 B1 sind Schaltregler bekannt, welche einen als Resonanzwandler ausgebildeten Gegentaktwandler enthalten, der von einen mit einem pulsbreitenmodulierten Signal getasteten Vorregler gespeist wird. Der Vorregler mindert eine stark schwankende Eingangs­ spannung und enthält zwei Einzelinduktivitäten zum entkoppelten Einspeisen der Eingangsströme in die Gegentaktzweige. Die zwei galvanisch von einander getrennten Primärwicklungen eines Gegentaktübertragers bilden mit separaten Kreiskapazitäten je einen sekundärseitigen Resonanzkreis. Dabei liegen die Kreiskapazitäten jeweils an den Eingängen zum Einspeisen geregelter Betriebsströme und weisen Gleichspannungspotential auf. Zwei Schalter schalten die Primärwicklungen der Gegentaktzweige abwechselnd gegen Masse. Zwischen jedem Schaltwechsel sind beide Schalter während einer sogenannten Lückzeit stromlos. Gemäß der Beschreibung soll die Lückzeit ein Umschwingen des Gegentaktwandlers unter Einbeziehung von parasitären Wicklungskapazitäten oder Kapazitäten von nicht näher ausgeführten Gleichrichtern ermöglichen. Eine Steuereinrichtung erregt offensichtlich die Schalter lastunabhängig. Als Steuer­ kriterien für die Pulsbreitenmodulation dienen die in einem Summiernetzwerk addierten Spannungen an den Kreiskapazitäten sowie der Eingangsstrom des Vorreglers. Diesen erfaßt ein induktiver Stromwandler.

Es sind auch induktive Ladevorrichtungen für mobile Funktelefone bekannt. Diese übertragen jedoch trotz voluminöser Primär- und Sekundärwicklungen nur eine geringe elektrische Ladeleistung das Mobiltelefon, welche für Schnelladungen unzureichend ist. Außerdem haben diese bekannten Ladevorrichtungen im Verhältnis zur übertragenen Leistung einen hohen Eigenverbrauch und eine starke magnetische Störemission und schalten nicht in einen leistungsarmen Wartebetrieb.

Letzteres ist ein Problem für die Betriebssicherheit beim Erhöhen der Übertragungsleistung. Auch im Leerlauf, also wenn eine Ladesteuerung im mobilen Gerät den Ladevorgang beendet hat bzw. wenn das mobile elektrische Gerät von der Ladeeinheit entfernt wurde, benötigt die Ladevorrichtung eine beachtliche Menge an Leistung, so daß im Dauerbetriebe zusätzliche Maßnahmen für eine kontinuierliche sichere Leistungsabfuhr nötig sind. Darüber hinaus können zufällig in das Wechselfeld gelangte Fremdkörper mit elektrischer und/oder magnetischer Leitfähigkeit, wie beispielsweise Münzen, metallische Bürogegenstände u.ä., dem Wechselfeld viel Energie entziehen, sich durch induktiv generierte Kurzschlußströme und Wirbelströme stark erhitzen und für die Umgebung eine Gefahr darstellen. Auch ein Mobiltelefon oder ein anderes elektronisches Gerät, das nicht für die induktive Energieübertragung ausgerüstet ist, kann versehentlich in den Bereich des Wechselfeldes gelangen und möglicher Weise infolge einer lang anhaltenden induktiven Erwärmung sogar Schaden nehmen. Andererseits können die Fremdkörper durch Verlagerung der Resonanzbedingung den Eigenverbrauch der Ladevorrichtung erheblich steigern, so daß diese bei mangelnder Wärmeabfuhr zerstört wird.

Bekannte Resonanzwandler besitzen aufwendige Steuerschaltungen mit zusätzlichen induktiven Bauelementen, um im Lastbereich von Leerlauf bis zur Vollast die Schalter exakt anzusteuern. Darüber hinaus sind die bekannten Resonanzwandler nur unzureichend mit Steuermitteln ausgestattet, die ein primärseitiges Erfassen von und Reagieren auf Änderungen der Belastung durch die Sekundärseite ermöglichen, wie z. B. das Entfernen des mobilen elektrischen Gerätes nach erfolgtem Aufladen der Akkumulatoren.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Ladevorrichtung der eingangs beschriebenen Art mit extrem kompakten Aufbau zu schaffen, bei der ein mit einfachen Mitteln aufgebauter Gleichstromwandler in einem Lastbereich von Leerlauf bis Vollast minimale Energieverluste und minimale elektromagnetische Störemission aufweist. Darüber hinaus soll sich die Ladeeinheit im Falle des Leerlaufs oder wenn ein Fremdkörper das magnetische Wechselfeld beeinflußt, in einen leistungsarmen Wartebetrieb zurückschalten.

Zur Lösung der Aufgabe geht die Erfindung von einer Ladevorrichtung aus, bei der eine Ladeeinheit Leistung zu einem mobilen Gerät mit einem magnetischen Wechselfeld überträgt. Entsprechend der Erfindung wird das magnetische Wechselfeld von den Primärwicklungen eines selbstschwingenden Gegentaktoszillators mit separaten Resonanzkreisen in jedem Gegentaktzweig erzeugt. In den Gegentaktzweigen sind Schalter angeordnet, welche über eine Mitkopplung vom gegenüberliegenden Gegentaktzweig angesteuert werden.

Jeder Resonanzkreis enthält neben der Kreiskapazität die Induktivität einer Primärwicklung W1 bzw. W2, welche bei angenähertem mobilen Gerät MU mit einem Kopplungsfaktor k an die jeweils gegenüberliegende Sekundärwicklung W3 bzw. W4 angekoppelt ist, wobei vorzugsweise gilt: 0,2 ≦ k ≦ 0,6. Gemäß der Erfindung sind die Primärwicklungen in der Ladeeinheit zwar auf einem gemeinsamen Kern jedoch räumlich von einander getrennt angeordnet, so daß jede in einem anderen Raumbereich ein magnetisches Wechselfeld erzeugt, welches separat beeinflußbar ist. Ein solcher selbstschwingender Wandler hat gegenüber fremderregten den Vorteil, daß zum einen ohne aufwendige Steuermittel die Ein- und Ausschaltpunkte der Schalter genau von der lastabhängigen Eigenfrequenz der primärseitigen Resonanzkreise bestimmt werden. Zum anderen reagieren die Schwingkreise der Gegentaktzweige, die infolge der getrennt von einander angeordneten Primärwicklungen eine geringe magnetische Kopplung aufweisen, unabhängig von einander auf ungleiche Belastungen der Raumbereiche des magnetischen Wechselfeldes. Dieses hat den Vorteil, daß in der Schaltung gemäß der Erfindung elektrische Betriebswerte vorliegen, die in den Gegentaktzweigen belastungsabhängig verschieden sein können. Diese Werte sind insbesondere die Spannung über den Schaltern und der Betriebsstrom jedes Gegentaktzweiges. An Hand dieser Betriebswerte können in der Ladeeinheit die Belastungsarten im sekundärseitigen Teil des magnetischen Wechselfeldes, wie Vollast, Leerlauf und Fehllast durch einen Fremdkörper, erkannt werden und selbsttätig entsprechende Maßnahmen, wie die Reduktion oder Abschaltung der Energiezufuhr ausgelöst werden.

Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel erläutert werden. Die entsprechenden Zeichnungen zeigen im Einzelnen:

Fig. 1 das Prinzip zum Übertragen von Ladeleistung nach der Erfindung von einer Ladeeinheit zu einem Funktelefon,

Fig. 2 die Primärschaltung des Resonanzwandlers in der Ladeeinheit und die Sekundärseite der Ladevorrichtung im Funktelefon,

Fig. 3 die Primärschaltung des Resonanzwandlers in der Ladeeinheit verbunden mit einer Steuerschaltung zum Erkennen von Leerlauf und ungleichen Belastungen des sekundären Teils des magnetischen Wechselfeldes,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel für einen ersten Komparator zum Erkennen von ungleicher Belastung der primären Resonanzkreise in der Ladeeinheit,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel für einen zweiten Komparator zum Erkennen einer ungleichen Belastung der primären Resonanzkreise in der Ladeeinheit.

Fig. 1 zeigt eine Ladeeinheit CU zum Aufladen einer Akkumulatorbatterie B in einem mobilen elektrischen Gerät MU, welches im vorliegenden Beispiel ein Mobiltelefon ist. In der Ladeeinheit CU stellt eine Stromversorgung PS eine Eingangsgleichspannung U_IN für einen Gegentaktoszillator mit je einer Serienschaltung aus einer Primärwicklung W1 bzw. W2 und Schaltern Q1 und Q2 in den Gegentaktzweigen bereit. Eine Steuerschaltung SC, welche zum einen die Spannungen U_D1, U_D2 über den Schaltern Q1, Q2 und zum anderen betriebsstromabhängige Spannungsabfälle an Impedanzen R1, R2 in jedem der Gegentaktzweige auswertet, erzeugt eine Steuerspannung U_c für die Stromversorgung PS.

Für eine netzbetriebene Ladeeinheit CU ist beispielsweise die Stromversorgung PS ein konventioneller AC/DC-Schaltkonverter, welcher die Netzwechsel­ spannung AC in eine Eingangsgleichspannung U_IN formt und einen Eingang CIN zum Abschalten der Eingangsgleichspannung U_IN aufweist. Der Eingang CIN liegt vorteilhaft in einem konventionellen Schaltkreis zum Ansteuern des Schaltkonverters.

Ist die Ladeeinheit CU zur Verwendung in einem Kraftfahrzeug vorgesehen, so wird der AC/DC-Schaltkonverter durch einen einfachen elektronischen Ein/Ausschalter zum Unterbrechen der Betriebsstromzufuhr ersetzt.

Nach einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann die Steuerspannung U_c auch zum Stummtasten des Gegentaktoszillators benutzt werden.

Die Primärwicklungen W1, W2 erzeugen das für die Energieübertragung benötigte magnetische Wechselfeld und sind vorteilhaft auf die Schenkelenden eines U-förmigen Ferritkerns F1 angebracht, welcher dicht unter der Oberfläche des Gehäuses der Ladeeinheit CU liegt.

Im Gehäuse des mobilen Gerätes MU, sind neben dem herkömmlichen Mobil­ telefonteil RT und der Akkumulatorenbatterie B zusätzlich für jeden Gegentaktzweig eine Sekundärwicklung W3, W4, welche im vorliegenden Fall parallel zu einer weiteren Kreiskapazität C8 liegen und mit dieser einen dritten Resonanzkreis bilden. Die Sekundärwicklungen W3, W4 können jedoch auch in Serie geschaltet sein. Die Resonanzfrequenz des dritten Resonanzkreises C8, W3, W4 soll im Interesse einer maximalen Energieübertragung zum mobilen Gerät MU nahe der Schwingfrequenz des Gegentaktwandlers liegen. Wobei bei einem großen Kopplungsfaktor k die sekundärseitige Resonanz auf die Leistungsübertragung nur einen geringen Einfluß hat. Es ist in diesen Fällen vorteilhaft, die Kreiskapazität C8 hinsichtlich der Unterdrückung von HF- Störungen, die am Gleichrichter D3 entstehen, zu optimieren.

Im anderen Fall ist es vorteilhaft zum Vermeiden einer hohen sekundären Leerlaufspannung, den Wert der Kreiskapazität C8 kleiner zu wählen, als für die Resonanzbedingung notwendig ist. Dadurch wird sekundärseitig einerseits bei geringer Last eine Spannungsbegrenzung erzielt, während bei hoher Last und im Kurzschlußfall in Verbindung mit der genannten Kopplung Strombegrenzung auftritt.

Die Sekundärwicklungen W3, W4 befinden sich analog zu den Primärwicklungen W1, W2 vorteilhaft auf den Schenkelenden eines zweiten U-förmigen Ferritkerns F2, welcher dicht unter der Oberfläche des Gehäuses des mobilen Gerätes MU liegt. Wichtig für die Funktion der Vorrichtung ist, daß die Sekundärwicklungen W3, W4 die Primärwicklungen W1, W2 gleichmäßig belasten. Ein mittlerer Kopplungsfaktor k bis etwa 0,40 ermöglicht gemeinsam mit der Bemessung des Resonanzkreises eine gute sekundärseitige Strombegrenzung, so daß dafür im mobilen Gerät MU keine Leistung umgesetzt werden muß.

Um eine korrekte Annäherung des mobilen Gerätes MU an die Ladeeinheit CU und damit eine optimale magnetische Kopplung zu unterstützten, weist das Gehäuse der Ladeeinheit CU eine mechanische Führung FK und/oder Halterung auf, welche an die Form des mobilen Geräts MU angepaßt ist. Die Anordnung der Wicklungen auf den Schenkelenden von U-förmigen Ferritkernen F1, F2 hat einerseits den Vorteil, daß zur effektiven Leistungsübertragung die rückseitigen magnetischen Flüsse der Primärwicklungen W1, W2 und die Sekundärwicklungen W3, W4 geschlossenen sind. Dabei unterstützen die U-förmigen Ferritkerne einen extrem flachen Aufbau des Mobiltelefons. Andererseits bedingt die lokale Trennung der Primärwicklungen W1, W2, daß nur ein mobiles Gerät MU, welches einen entsprechenden Resonanzkreis C8, W3, W4 mit Sekundärwicklungen W3, W4 in der gleichen Anordnung wie die Ladeeinheit CU aufweist, die volle Energiemenge dem Wechselfeld entnehmen kann. Im anderen Fall ändern sich sekundärseitig die Resonanzbedingungen der Kreise in den Gegentaktzweigen, welches Einfluß auf die Spannung über den Schaltern und den Betriebsstrom jedes Gegentaktzweiges hat.

Die Ankopplung der Last an den sekundärseitigen Resonanzkreis C8, W3, W4 erfolgt über einen Brückengleichrichter D3. Dieser stellt über einen Ladekondensator C9 die Ladeausgangsspannung U_out für die Akkumulatoren­ batterie B bereit. Zwischen den Anschlüssen des Ladekondensator C9 und der Akkumulatorenbatterie B kann eine Ladesteuerschaltung CC geschaltet sein, welche die Stromzufuhr zur Akkumulatorenbatterie B unterbricht, wenn diese vollständig geladen ist. Damit wird der Gegentaktoszillator auch ohne Entfernen des mobile Geräts MU vom Vollastbetrieb in den Leerlaufbetrieb gesetzt.

Die Schaltung des Gleichstromwandlers geht von einem an sich bekannten selbstschwingenden Gegentaktoszillator aus, bei dem im vorliegenden Beispiel die Schalter Q1, Q2 über kapazitive Spannungsteiler C1, C3 bzw. C2, C4 vom gegenüberliegenden Gegentaktzweig mitgekoppelt sind. Die Schaltung entsprechend der Erfindung zeigt Fig. 2. Grundsätzlich kann die Mitkopplung jedoch auch induktiv erfolgen, beispielsweise durch je eine Koppelwicklung, die auf dem Schenkelende des gegenüberliegenden Gegentaktzweiges angebracht sind. Im Gegensatz zu bekannten selbstschwingenden Gegentaktoszillatoren mit einem Parallelschwingkreis, der aus einer Kreiskapazität und einer Kreisinduktivität mit einer Mittelanzapfung besteht, enthält der in der Erfindung benutzte Gegentaktoszillator zwei separate über die Eingangsgleichspannung U_IN liegende Serienschwingkreise W1, C1, C3 und W2, C2, C4. Die Kreiskapazitäten der Gegentaktzweige sind jeweils als kapazitive Spannungsteiler C1, C3 bzw. C2, C4 ausgebildet und liegen parallel zum Schalter Q1 bzw. Q2. Dazu in Serie liegt die Kreisinduktivität, die wegen des großen Luftspaltes überwiegend von der Induktivität der Primärwicklung W1 bzw. W2 gebildet wird. In Serie zu den Primärwicklung W1 bzw. W2, im vorliegenden Beispiel an der Eingangsgleichspannung U_IN liegen die Impedanzen R1 bzw. R2, die vorteilhaft Wirkwiderstände sind, mit Widerstandswerten von bis zu einigen Ohm. An diese sind zur Siebung und insbesondere Entlastung der Stromversorgung PS von Hochfrequenzströmen die Kondensatoren C5 und C6 angeschlossen, deren Kapazität sehr viel größer als die effektive Kapazität des kapazitiven Spannungsteilers C1, C3 bzw. C2, C4 ist und die deshalb auf das Resonanzverhalten der primären Resonanzkreise nur sehr geringen Einfluß haben.

Die Schalter Q1, Q2 sind im vorliegenden Beispiel MOS-FET vom Anreicherungstyp, die zum Einschalten eine Gate-Source-Schwellspannung von etwa 4 V benötigen. Damit können auf einfache Weise, nämlich mittels Dimensionierung der kapazitiven Spannungsteiler C1, C3 bzw. C2, C4 und der Widerstände R3 bis R6 die Arbeitspunkte an den Schaltern Q1, Q2 so eingestellt werden, daß nach dem Ausschalten eines Schalters erst über diesen durch die Kreisinduktivität eine Spannung U_D1, U_D2 aufgebaut sein muß, bevor der gegenüberliegende Schalter einschaltet. Das heißt, nach dem Öffnen eines ersten Schalters, schließt der zweite erst, wenn die Spannung am Ausgang des kapazitiven Spannungsteilers über dem ersten die Gate-Source-Schwellspannung überschreitet. Damit wird in allen Belastungsfällen mit Sicherheit vermieden, daß beim Umschalten beide Schalter leitend sind.

Auf der anderen Seite bleibt jeder Schalter solange geschlossen, wie die Spannung am Ausgang des kapazitiven Spannungsteilers vom anderen Gegentaktzweig die Gate-Source-Schwellspannung überschreitet. Verkürzen sich beispielsweise infolge einer Zunahme der Last auf der Sekundärseite und der damit verbundenen Erhöhung der Resonanzfrequenz die Umladezeiten am geöffneten Schalter, so bleibt der andere entsprechend kürzer geschlossen. Auf diese Weise werden selbst bei ungleicher Belastung der Primärwicklungen W1, W2 die Schaltzeiten der Schalter stets in Abhängigkeit von den Lastverhältnissen exakt eingestellt.

Dieses ist besonders wichtig, da gegenüber von Resonanzwandlern mit herkömmlichen Übertragern größere Frequenzänderungen auftreten. Ist das mobile Gerät MU vollständig entfernt, so ist die Resonanzfrequenz am größten, da der Einfluß vom sekundären Teil des magnetischen Kreises fehlt. Die Resonanzfrequenz ist am kleinsten, wenn das mobile Gerät MU angekoppelt ist, und die Akkumulatorenbatterie B geladen ist. Bei ungeladener Akkumulatorenbatterie B liegt die Resonanzfrequenz dazwischen.

Wenn die Stromversorgung PS eine niedrige Eigenimpedanz aufweist und bei entsprechender Dimensionierung der Kreiskomponenten, so daß ein schnelles Aufladen des kapazitiven Spannungsteilers C1, C3 bzw. C2, C4 und damit ein sicheres Anschwingen der Oszillatorschaltung erfolgt, können in der Praxis die Widerstände R3 und R4 auch entfallen.

Da der selbstschwingende Gegentaktoszillator gemäß der Erfindung keinerlei zusätzliche Treiberschaltungen zum Ansteuern der Schalter Q1, Q2 benötigt und die parasitären Kapazitäten insbesondere die relativ große Gate-Source- Kapazität der Schalter Q1, Q2 parallel zu den Kondensatoren C1, C3 bzw. C2, C4 der Kreiskapazitäten liegen, können diese gegenüber bekannten Lösungen, bei denen eine Steuerung über Wirkimpedanzen erfolgt, ohne Wirkverluste umgeladen werden.

Der Gegentaktoszillator entsprechend der Erfindung hat daher nur einen sehr geringe Eigenverluste und kann ohne weiteres mit einer Schaltfrequenz von über 500 kHz eine Hochfrequenzleistung von mehreren Watt zum Laden des mobilen Geräts MU übertragen.

Eine weitere besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung zeigt Fig. 3. Entsprechend dem Ausbau der Erfindung ist die Primärschaltung des Resonanzwandlers in der Ladeeinheit CU mit der Steuerschaltung SC verbunden. Diese soll an Hand der Belastung erkennen, ob entweder das mobile Gerät MU nicht angekoppelt bzw. die Akkumulatorenbatterie B geladen ist oder eine ungleicher Belastung des magnetischen Wechselfeldes durch Fremdkörper vorliegt. Dabei wird davon ausgegangen, daß Fremdkörper im allgemeinen die Raumbereiche der Primärwicklungen W1, W2 ungleich beeinflussen. Um dieses zu unterstützen, kann die Oberfläche der Ladeeinheit CU entsprechend ausgeformt werden. Eine ungleiche Beeinflussung kann einerseits die Länge der Umladezeiten an den jeweils geöffneten Schaltern Q1, Q2 aus dem Gleichgewicht bringen. In diesem Fall sind die Amplituden der Spannungen U_D1, U_D2 an den geöffneten Schaltern Q1, Q2 ungleich. Andererseits bedingen Unterschiede in der Leistungsentnahme aus den primären Resonanzkreisen auch auswertbare Abweichungen der Betriebsströme I1, I2 in den Gegentaktzweigen.

Deshalb enthält die Steuerschaltung SC zum Vergleichen der Spitzenwerte von den Schaltspannungen U_D1, U_D2 einen Komparator COMP 1. Da die Schaltspannungen U_D1, U_D2 im Gegentakt auftreten, ist ein Vergleich nur möglich, wenn die Pegelspitzen von Spitzenwertbildnern PV1, PV2 oder ähnlichen Speichereinrichtungen gehalten werden. Der Komparator COMP1 ist ein Differenzverstärker dessen Ausgangskreis so ausgeführt ist, daß das Vergleichsergebnis stets als Absolutwert erscheint. Dieses wird beispielsweise mit einer in Fig. 4 gezeigten Schaltung erreicht. Die Spitzenwertbildner PV1, PV2 enthalten Ladekondensatoren, die über Dioden D6, D7 aufgeladen werden. Infolge der Induktionsspannung liegen die Spitzenwerte oberhalb der Eingangsgleichspannung U_IN, im vorliegenden Beispiel bei etwa 40 V. Das Vergleichen erfolgt mit den Transistoren Q3, Q4, welche mit den Emitterwiderständen R9, R10 und dem gemeinsamen Kollektorwiderstand R11 einen Differenzverstärker bilden, der bei Ungleichheit der Spitzenwerte eine Gleichspannung U_A1 am Kollektorwiderstand R11 erzeugt. Zum Vermeiden von Überspannungen an den Transistorelektroden können die Emitterwiderstände R9, R10 mit weiteren Widerständen, die gestrichelt eingezeichnet sind, als Basisspannungsteiler ausgeführt sein. Die Transistoren Q3, Q4 sind kreuzweise gegengekoppelt, so daß beide Transistoren gesperrt sind und die Ausgangsspannung U_A1 = 0, wenn die Spitzenwerte gleich sind bzw. sich nur geringfügig von einander unterscheiden. Sind die Spitzenwerte jedoch ungleich, was bei ungleicher Belastung durch einen Fremdkörper an den Primärspulen W1, W2 geschieht, wird einer der Transistoren Q3, Q4 leitend und am Kollektorwiderstand 13 ist die Ausgangsspannung U_A1 < O. Überschreitet die Ausgangsspannung U_A1 einen Referenzwert U_REF2, so schließt ein über eine Entkopplungsdiode D5 angeschlossener selbsthaltender Kippschalter LA. Dieser schaltet die Eingangsgleichspannung U_IN für eine Verriegelungsdauer T1 mittels des Eingangs CIN an der Stromversorgung PS ab.

Nach Ablauf der Verriegelungsdauer T1, welche vom Energievorrat des Verriegelungsschalter LA abhängt, den eine interne Kapazität speichert, öffnet der Schalter LA und die Stromversorgung PS schaltet die Eingangsgleichspannung U_IN wieder ein. Dabei, beginnt der Gegentaktoszillator zu schwingen.

Wurde die Ungleichheit der Belastung nicht zwischenzeitlich aufgehoben, so erzeugt der Komparator COMP1 erneut eine Ausgangsspannung U_A1 < O und Eingang CIN schaltet nach einer Dauer T2 die Eingangsgleichspannung U_IN erneut ab.

Wenn die Steuerschaltung derart dimensioniert wird daß T1 < T2, dann ist mit einfachen Mitteln ein leistungsarmer Wartebetrieb realisiert.

Die Steuerschaltung SC weist zum Auswerten von Unterschieden in der Leistungsentnahme einen Komparator COMP2 auf. Dieser mißt, wie Fig. 3 zeigt, die Spannungen, welche die Betriebsströme Il, I2 der Gegentaktzweige an den Impedanzen R1, R2 verursachen und ist ebenfalls ein Differenzverstärker. Der Ausgangskreis ist auch so ausgeführt, daß das Vergleichsergebnis stets als Absolutwert erscheint. Eine mögliche Ausführung für den Komparator zeigt Fig. 5. Die Schaltung ist der von Fig. 4 ähnlich. Im Unterschied zum Komparator COMP1 ist neben der beschriebenen Differenzstufe mit den Transistoren Q5, Q6 und den Emitterwiderständen R14, R15 eine zusätzliche Differenzverstärkerstufe zum Anpassen der Komparatoreingänge an die Spannungen an den Impedanzen R1, R2 vorhanden.

Vorteilhaft wird die relativ hohe Spannung an den Spitzenwertbildner PV1, PV2 mit Widerständen R12, R13 und einem Ladekondensator gemittelt und als Betriebsspannung für die Differenzstufen vom Komparator COMP2 genutzt. Der Ausgang von Komparator COMP2 ist wie der von COMP1 am Kollektorwiderstand R11 angeschlossen. Damit wird im Ausführungsbeispiel der in Fig. 3 gezeigte Signaladdierer ADD realisiert, so daß die Ausgangsspannung U_A1 sowohl von Ungleichheiten der Schaltspannungen U_D1, U_D2 als auch der Betriebsströme I1, I2 abhängen.

Zum Erfassen des Leerlauf werden ausschließlich die Betriebsströme I1, I2 ausgewertet, da diese im Leerlauf ein Minimum aufweisen. Die Widerstände R7 und R8 bilden mit einer nicht dargestellten Kapazität den Mittelwert der Spannungsabfälle an den Impedanzen R1, R2. Ein an sich bekannter Komparator COMP3 vergleicht diesen Mittelwert mit einer Referenzspannung UREF1 und erzeugt eine Ausgangsspannung UA2, die den Gegentaktoszillator < 0 in den leistungsarmen Wartebetrieb zurückgeschaltet, wenn die Betriebsströme I1, I2 infolge eines Leerlaufs oder einer geringen Last unter einem Mindestwert liegen. In periodischen Zeitabständen T1 wird geprüft, ob zwischenzeitlich eine gleichmäßige Belastung der Primärwicklungen erfolgt.

Claims (10)

1. Vorrichtung zum Aufladen von Akkumulatoren in einem mobilen elektrischen Gerät (MU), bei der eine Ladeeinheit (CU) elektrische Leistung mittels eines magnetischen Wechselfeldes von mindestens einer Primärwicklung (W1, W2) zu mindestens einer Sekundärwicklung (W3, W4) im mobilen Gerät (MU) induktiv überträgt, dadurch gekennzeichnet, daß das magnetische Wechselfeld ein selbstschwingender Gegentaktoszillator erzeugt, welcher gegenseitig mitgekoppelte Schalter (Q1, Q2) und in jedem Gegentaktzweig einen Resonanzkreis mit der effektiven Induktivität mindestens einer Primärwicklung (W1 oder W2) und mit einer Kreiskapazität (C1, C3 oder C2, C4) enthält, wobei die Primärwicklungen (W1 und W2) in der Ladeeinheit (CU) räumlich von einander getrennt angeordnet sind, so daß jede in einem anderen Raumbereich ein magnetisches Wechselfeld erzeugt und die Sekundärwicklungen (W3, W4) im mobilen Gerät so angeordnet sind, daß jeder Raumbereich gleich belastet wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (Q1, Q2) jeweils über die Kreiskapazität des gegenüberliegenden Gegentaktzweiges, die als kapazitiver Spannungsteiler (C1, C3 bzw. C2, C4) ausgebildet ist, mitgekoppelt werden.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erkennen eines Leerlaufs der Ladeeinheit (CU) in den Gegentaktzweigen Impedanzen (R1, R2) enthalten sind, an denen abhängig von der übertragenen Leistung Steuerspannungen für Steuermittel (R7, R8, COMP3, LA) abfallen, welche mindestens den Gegentaktoszillator in einen leistungsarmen Wartebetrieb schalten, wenn der Mittelwert der Steuerspannungen, welche Betriebsströmen (I1, I2) in den Gegentaktzweigen des Gegentaktoszillators entsprechen, unterhalb eines Mindestwertes (U_REF) liegt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erkennen von ungleichen Belastungen des magnetische Wechselfeldes durch Fremdkörper eine Steuerschaltung (SC) Ungleichheiten von elektrischen Betriebswerten (I1, I2, U_D1, U_D2) in den Gegentaktzweigen ermittelt und mindestens den Gegentaktoszillator in einen leistungsarmen Wartebetrieb schalten.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Komparator (COMP1) Spitzenwerte, welche Spitzenwertbildner (PV1, PV2) von den über die Schalter (Q1, Q2) liegenden Schaltspannungen (U_D1, U_D2) bilden, mit einander vergleicht und daß die Steuerschaltung (SC) mindestens den Gegentaktoszillator in den leistungsarmen Wartebetrieb schaltet, sofern eine Ungleichheit der Spitzenwerte vorliegt.

6. Vorrichtung nach Anspruch 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Komparator (COMP2) die von den Betriebsströmen (I1, I2) an den Impedanzen (R1, R2) verursachten Spannungsabfälle vergleicht und daß die Steuerschaltung (SC) mindestens den Gegentaktoszillator in den leistungsarmen Wartebetrieb schaltet, sofern eine Ungleichheit vorliegt.

7. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Oberflächen der Ladeeinheit (CU) und des mobilen Geräts (MU) im Bereich des magnetischen Wechselfeldes so ausgeformt sind, daß nur ein entsprechend gestaltetes an die Ladeeinheit (CU) angenähertes mobiles Gerät (MU) beide Raumbereiche des magnetischen Wechselfeldes gleich belastet.

8. Vorrichtung nach Ansprüche 3 und/oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der leistungsarme Wartebetrieb durch eine getastete Zufuhr des Betriebsstroms (I_IN = I1 + I2) und/oder Eingangsgleichspannung (U_IN) mindestens zum Gegentaktwandler eingestellt wird.

9. Vorrichtung nach Ansprüche 3 und/oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der leistungsarme Wartebetrieb durch ein Stummtasten des Gegentaktoszillators eingestellt wird.

10. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß während des Leerlaufbetriebs des Gegentaktoszillators und/oder Betriebes mit geringer Last oder wenn ein Fremdkörper das magnetische Wechselfeld mindestens in einem Raumbereich beeinflußt, ein selbsthaltender Kippschalter (LA) die getastete Zufuhr des Betriebsstroms (I_IN = I1 + I2) mindestens zum Gegentaktoszillator bewirkt, so daß dieser periodisch für eine Zeitdauer (T) eingeschaltet wird, um ein Ankoppeln des mobilen elektrischen Gerätes (MU) zum Entnehmen von Ladeenergie zu prüfen.