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Die Erfindung bezieht sich auf eine
Schaltung zum Sperren einer Halbleiterschaltvorrichtung bei Überstrom,
wobei die Halbleiterschaltvorrichtung wenigstens einen stetig durchsteuerbaren
Halbleiterschalter aufweist, mit einer Treiberschaltung, die pro Halbleiterschalter
eine Treiberstufe aufweist, mit einem Steuerimpulsgenerator zum
Erzeugen von Steuerimpulsen, die einem Steuereingang der Halbleiterschaltvorrichtung über die
Treiberschaltung zuführbar
sind, und mit einer Überwachungseinrichtung,
die den über
die Halbleiterschaltvorrichtung fließenden Strom mißt und beim
Auftreten eines Überstroms
ein Fehlersignal erzeugt, das die Sperrung der Halbleiterschaltvorrichtung
auslöst.
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Bei der Halbleiterschaltvorrichtung
handelt es sich in der Regel um einen Wechselrichter, der mehrere
Leistungs-Schalttransistoren als Halbleiterschalter aufweist.
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Bei einer bekannten Schaltung dieser
Art (
EP 0 521 260 B1 )
sind zu jedem Halbleiterschalter Freilaufdioden antiparallel geschaltet,
um beim Ausschalten (Sperren) eines Halbleiterschalters im normalen
Betrieb durch induktive Widerstände,
wie Drosselspulen, induktive Verbraucher oder Leitungsinduktivitäten, im
Stromkreis der Halbleiterschalter bedingte Überspannungen an den Halbleiterschaltern
zu vermeiden. Bei einem über
die Halbleiterschalter fließenden Überstrom,
z.B. einem Kurzschlußstrom,
können
jedoch noch höhere Überspannungen
auftreten. Diese sollen durch die bekannte Schaltung dadurch vermindert
werden, daß von
den gleichzeitig einen Überstrom
führenden,
in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern einer gesperrt wird, ohne
den Beschaltungsaufwand durch Kondensatoren zu steigern. Dessen
ungeachtet sind weiterhin Freilaufdioden erforderlich. Auch wenn
diese vorgesehen sind, kann beim Sperren eines einen sehr hohen Überstrom,
wie einen Kurzschlußstrom,
führenden
Halbleiterschalters, in dessen Stromkreis ein hoher induktiver Widerstand
liegt, weiterhin eine sehr hohe Überspannung
an dem gesperrten Halbleiterschalter auftreten.
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Aus der
EP 0 748 045 A2 ist eine
Sanft-Abschaltschaltung für
IGBT's bekannt,
wobei die Gate-Spannung der IGBT's
beim Auftreten eines Überstroms
kontinuierlich bis zum Abschalten verringert wird.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Schaltung der eingangs genannten Art anzugeben, die mit geringem
Aufwand eine weitere Verringerung einer Überspannung an der Halbleiterschaltvorrichtung
bei deren Sperrung aufgrund eines Überstroms ermöglicht.
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Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß die Betriebsspannung
der Treiberschaltung durch das Fehlersignal kurzzeitig auf einen
kleineren, einem niedrigeren Strom durch die Halbleiterschaltvorrichtung
entsprechenden Zwischenwert umschaltbar und danach, innerhalb der
höchstzulässigen Belastungsdauer
der Halbleiterschaltvorrichtung durch einen Überstrom, vollständig abschaltbar
ist.
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Bei dieser Lösung wird mithin der Überstrom stufenweise
bis auf Null verringert. Pro Abschaltstufe ist mithin auch der Betrag
geringer, um den der durch die Halbleiterschaltvorrichtung fließende Strom
abnimmt. Infolgedessen ist auch die Änderungsgeschwindigkeit des
Stroms (di/dt) pro Abschaltstufe und mithin auch die in dem induktiven
Widerstand im Stromkreis der Halbleiterschaltvorrichtung durch die Änderung
des Stroms induzierte Spannung (Ldi/dt) entsprechend geringer. Da
sich die induzierte Spannung beim Sperren der Halbleiterschaltvorrichtung zur
Betriebsspannung der Halbleiterschaltvorrichtung addiert, ist auch
die insgesamt an der Halbleiterschaltvorrichtung beim Sperren anliegende Überspannung
geringer. Die Halbleiterschaltung wird mithin nicht übermäßig belastet
und benötigt
keine zusätzliche
Beschaltung zur Reduzierung einer Überspannung bei einer Sperrung.
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Vorzugsweise ist dafür gesorgt,
daß bei
Verwendung mehrerer Halbleiterschalter, die gemeinsam aus einer
Betriebsspannungsquelle versorgt werden, der durch die Halbleiterschalter
fließende Strom
in einer allen Halbleiterschaltern gemeinsamen Versorgungsleitung
durch die Überwachungseinrichtung
gemessen wird. Hierbei kommt man mit einer einzigen Meßeinrichtung
in der Überwachungseinrichtung
für alle
Halbleiterschalter aus.
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Sodann kann dafür gesorgt sein, daß bei Verwendung
mehrerer Halbleiterschalter deren Treiberstufen alle aus einer gemeinsamen
Betriebsspannungsquelle versorgt werden, die von den Treiberstufen
galvanisch getrennt und in Abhängigkeit
von dem Fehlersignal auf den Zwischenwert umschaltbar und abschaltbar
ist. Hierbei entfällt
bei einem Überstrom in
einem Halbleiterschalter die Feststellung, um welchen Halbleiterschalter
es sich handelt. Entsprechend geringer ist der Aufwand in der Überwachungseinrichtung.
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Eine vorteilhafte Ausgestaltung der
Schaltung kann darin bestehen; daß die Betriebsspannungsquelle
der Treiberschaltung eine Gleichspannungsquelle ist, die über einen
durch ein pulsierendes Schaltsignal gesteuerten Zerhacker, einen Transformator,
der pro Treiberstufe eine Sekundärwicklung
aufweist, und über
einen an der Sekundärwicklung
angeschlossenen Gleichrichtkreis mit (je) einer Treiberstufe verbunden
ist, und daß das
den Zerhacker steuernde Schaltsignal in Abhängigkeit von dem Fehlersignal
frequenz- oder impulsdauermoduliert ist. Bei dieser Ausbildung wird
die Verringerung der Betriebsspannung der Treiberschaltung beim
Auftreten eines Überstroms
durch deren Umwandlung in eine pulsierende Spannung und anschließende Frequenz-
oder Pulsdauermodulation der pulsierenden Spannung bewirkt.
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Die Steuerimpulse des Steuerimpulsgenerators
können
in herkömmlicher
Weise einem Steuereingang der Treiberschaltung zugeführt werden.
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Vorzugsweise ist dafür gesorgt,
daß für jede Treiberstufe
die Steuerimpulse und die Betriebsspannung durch ein hochfrequentes
Trägersignal
eines allen Treiberstufen gemeinsamen Oszillators über dieselbe
galvanische Trennstufe übertragen
werden. Hierbei ist eine galvanische Trennung zwischen der gegebenenfalls
mit Hochspan nung betriebenen Schaltvorrichtung und den ihre Treiberstufe(n)
steuernden, mit Niederspannung betriebenen Schaltkreisen mit geringem
Trennstufen-Aufwand möglich.
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Eine einfache Ausgestaltung kann
darin bestehen, die Steuerimpulse des Steuerimpulsgenerators – bei Anwendung
der Frequenz- oder Impulsdauermodulation einer mittels Zerhacker
in eine pulsierende Zwischenkreisspannung umgesetzten Betriebsgleichspannung
der Treiberschaltung – mit
dem den Zerhacker steuernden Schaltsignal durch eine UND-Schaltung
zu verknüpfen,
um die Steuerimpulse und die Betriebsspannung unter galvanischer Trennung
auf die Treiberstufen zu übertragen.
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Eine weitere alternative Ausbildung
der Betriebsspannungsquelle der Treiberschaltung kann darin bestehen,
daß sie
einen Ausgang für
einen hohen Normalwert und einen Ausgang für den niedrigen Zwischenwert
aufweist, von denen jeweils ein Ausgang in Abhängigkeit von dem Fehlersignal
zur Abgabe der Betriebsspannung wählbar ist.
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Hierbei können die Ausgänge durch
eine ODER-Schaltung verbunden sein.
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Sodann kann dafür gesorgt sein, daß der eine
Ausgang über
eine Diode mit dem einen Ende der Schaltstrecke eines steuerbaren
Schalters, der andere Ausgang über
eine Diode mit dem anderen Ende der Schaltstrecke und mit der Treiberschaltung verbunden
und der Schalter in Abhängigkeit
von dem Fehlersignal schaltbar ist.
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Die Erfindung und ihre Weiterbildungen
werden nachstehend anhand von Zeichnungen bevorzugter Ausführungsbeispiele
näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltung,
angewendet bei einem Wechselrichter,
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2 Diagramme
zur Erläuterung
des Grundgedankens der Erfindung,
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3 eine
Abwandlung der Schaltung nach 1 und
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4 eine
weitere Abwandlung der Schaltung nach 1.
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Nach 1 ist
an einer Betriebsspannungsquelle 1, hier einer Gleichspannungsquelle,
bestehend aus einem Dreiphasen-Brückengleichrichter 2, einer
Glättungsspule 3 und
einem Glättungskondensator 4, über Versorgungsleitungen 5 und 6 eine Halbleiterschaltvorrichtung 7 in
Form eines Wechselrichters für
dreiphasigen Wechselstrom zur Versorgung eines Wechselstromverbrauchers 8,
hier eines Dreiphasen-Wechselstrommotors, angeschlossen. Die Halbleiterschaltvorrichtung 7 enthält drei
parallel an den Versorgungsleitungen 5, 6 angeschlossene Reihenschaltungen
aus jeweils zwei stetig durchsteuerbaren Halbleiterschaltern 9,
deren Verbindungspunkte jeweils mit einer Phase des Wechselstromverbrauchers 8 verbunden
sind. Bei den Halbleiterschaltern 9 handelt es sich um
Schalttransistoren, insbesondere Feldeffekttransistoren und IGBT's (INSULATED GATE
BIPOLAR TRANSISTORS), d.h. Bipolartransistoren mit isoliertem Gate,
für hohe
Leistungen.
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Den Steueranschlüssen der Halbleiterschalter 9 werden
durch einen Steuerimpulsgenerator 10 entsprechend der gewünschten
Schaltfolge phasenverschobene Steuerimpulse P1 bis
P6 mit der gewünschten Betriebsfrequenz des
Wechselstromverbrauchers 8 über eine Treiberschaltung 11 zugeführt, die
für jeden
Halbleiterschalter 9 jeweils eine ausgangsseitig mit dem
Steueranschluß eines
der Halbleiterschalter 9 verbundene Treiberstufe 12 aufweist. Die
Steuereingänge
der Treiberstufen 12 sind jeweils mit einem Steuerimpulsausgang
des Steuerimpulsgenerators 10 verbunden, wie es für die eine
Treiberstufe 12 dargestellt ist.
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Die Treiberschaltung 11 erhält eine
Betriebsgleichspannung aus einer Stromversorgungseinrichtung, die
wie folgt ausgebildet ist: Zwischen den Versorgungsleitungen 5 und 6 bzw.
an der Betriebsspannungsquelle 1 liegen die Primärwicklung 13 eines Transformators 14 und
ein Schalttransistor 15 in Reihe. An den Enden einer Sekundärwicklung 16 des Transformators 14,
der mit weiteren Sekundärwicklungen 17 und 18 versehen
ist, ist die Reihenschaltung einer der Gleichrichtung dienenden
Diode 19 und eines Glättungskondensators 20 angeschlossen. Zwischen
einer Mittelanzapfung der Sekundärwicklung 16 und
dem einen Ende der Sekundärwicklung 16 ist
eine weitere Reihenschaltung aus einer der Gleichrichtung dienenden
Diode 21 und einem Glättungskondensator 22 angeschlossen.
Am Glättungskondensator 20 liegt
die Reihenschaltung eines Schalttransistors 23 und eines
Zerhackers in Form eines Wechselrichters aus vier Schalttransistoren 24, 24', 25, 25' in Brückenschaltung
und zu den Schalttransistoren 24, 24', 25, 25' parallelgeschalteten
Freilaufdioden und am Glättungskondensator 22 nur
der Wechselrichter. Im Brücken-Nullzweig
liegt die Reihenschaltung eines Kondensators 26 und einer
Primärwicklung 27 eines
Transformators 28. Der Transformator 28 hat für jede Treiberstufe 12 eine
Sekundärwicklung 29,
von denen nur zwei dargestellt sind. An jeder Sekundärwicklung 29 liegt
jeweils die Reihenschaltung einer der Gleichrichtung dienenden Diode 30 und
eines Glättungskondensators 31,
von denen zur Vereinfachung der Darstellung nur eine Reihenschaltung
dargestellt ist. An jedem Kondensator 31 sind die Stromversorgungsanschlüsse jeweils
einer der Treiberstufen 12 angeschlossen.
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Der Schalttransistor 15,
bei dem es sich ebenfalls um einen Feldeffekttransistor handelt,
wird durch einen Spannungsregler 32, der die Ausgangsspannung
der Spannungsquelle 1 erfaßt und mit einem Sollwert vergleicht, über einen
in der Frequenz steuerbaren Oszillator 33, dessen Frequenz
in Abhängigkeit
von der durch den Spannungsregler 32 ermittelten Regelabweichung
bestimmt wird, periodisch mit der Frequenz des Oszillators 33 ein-
und ausgeschaltet. Die Schaltfrequenz des Schalttransistors 15 bestimmt
den induktiven Widerstand der Primärwicklung 13 des Transformators 14 und
damit den Spannungsabfall an der Primärwicklung 13, von dem
wiederum die Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung 16 abhängt. Der
Spannungsregler 32 sorgt mithin dafür, daß die Ausgangsspannung an der
Sekundärwicklung 16 unabhängig von
Schwankungen der Ausgangsspannung der Betriebsspannungsquelle 1 weitgehend
konstant ist. Dementsprechend sind auch die an den Glättungskondensatoren 20 und 22 auftretenden
Gleichspannungen weitgehend unabhängig von Schwankungen der Ausgangsspannung
der Betriebsspannungsquelle 1. Die Sekundärwicklungen 17 und 18 dienen
der Stromversorgung von Baueinheiten der Schaltung, z.B. des Spannungsreglers 32 und
des Oszillators 33.
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Eine Überwachungseinrichtung 34 enthält einen
Stromfühler 35,
der zentral den durch die Halbleiterschaltvorrichtung 7 bzw.
alle Halbleiterschalter 9 in der Versorgungsleitung 6 fließenden Strom
mißt, und
eine Steuereinrichtung 36, deren Betriebsspannung am Glättungskondensator 20 abgenommen wird
und die den durch den Stromfühler 35 gemessenen
Strom mit einem Bezugswert vergleicht und bei einem Überstrom,
wie einem Kurzschlußstrom,
dem Steueranschluß des
Schalttransistors
23 über
eine Leitung 38 ein Fehlersignal E und einem Oszillator 37 über eine
Leitung 39 das Fehlersignal verzögert zuführt. Der Oszillator 37 erzeugt
an zwei Ausgängen gegensinnige
Impulse, die er einerseits den Steueranschlüssen der Schalttransistoren 24, 25' und andererseits
den Steueranschlüssen
der Schalttransistoren 24', 25 zuführt.
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Nachstehend wird die Wirkungsweise
der in 1 dargestellten
Anordnung unter Bezugnahme auf 2 näher beschrieben.
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In 2a ist
der Verlauf der Betriebsspannung U an den Treiberstufen 12,
in 2b der Verlauf des
durch die Halbleiterschaltervorrichtung 7 fließenden Stroms
I und in 2c der Verlauf
der Spannung US an einem Halbleiterschalter 9 dargestellt.
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Solange die Überwachungseinrichtung 34 keinen Überstrom
feststellt, wird dem Schalttransistor 23 kein Fehlersignal
E zugeführt,
so daß er
durchgesteuert bleibt und an den Reihenschaltungen der Schalttransistoren 24, 25 und 24', 25', bei denen
es sich ebenfalls um Feldeffekttransistoren handelt, die am Glättungskondensator 20 auftretende
Gleichspannung anliegt. Der Oszillator 37 ist ebenfalls
bis zum Feststellen eines Überstroms
ständig
in Betrieb und schaltet die Reihenschaltungen der Schalttransistoren 24 und 25 bzw. 24', 25' im Gegentakt,
d.h. abwechselnd, über
seine Ausgangsleitungen durch. Die im Brücken-Nullzweig der Schalttransistoren 24, 25, 24', 25' dabei auftretende
Rechteck-Wechselspannung wird über
die Reihenschaltung aus Kondensator 26 und Primärwicklung 27,
die als Spannungsteiler wirkt, entsprechend der Frequenz des Oszillators 37 bzw.
der Rechteck-Wechselspannung heruntergeteilt und entsprechend dem Übersetzungsverhältnis des
Transformators 28 in dessen Sekundärwicklungen 29 induziert.
Die induzierte Spannung wird durch die Diode 30 gleichgerichtet
und durch den Kondensator 31 geglättet und als Betriebsspannung
U an die jeweilige Treiberstufe 12 angelegt. Die Treiberstufe 12 bleibt
dadurch in Betrieb und überträgt die ihr
durch den Steuerimpulsgenerator 10 zugeführten Impulse
an den Steueranschluß des
jeweiligen Halbleiterschalters 9.
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Im Zeitpunkt t1 nach 2b tritt ein Überstrom
auf, der im Zeitpunkt t2 durch die Überwachungseinrichtung 34 (aufgrund
ihrer Ansprechverzögerung)
etwas verzögert
festgestellt wird. Die Steuereinrichtung 36 erzeugt dabei
das Fehlersignal E, das den Schalttransistor 23 sperrt.
Während
die Betriebsspannung U der Treiberstufen 12 vom Zeitpunkt
t0 bis zum Zeitpunkt t2 ihren
hohen Nennwert beibehielt, erfolgt im Zeitpunkt t2 eine
Umschaltung der Spannung an dem durch die Schalttransistoren 24, 25, 24', 25' gebildeten
Wechselrichter auf die niedrigere, am Glättungskondensator 22 anstehende Gleichspannung.
Dadurch verringert sich im Zeitpunkt t2 auch
die Betriebsspannung U an den Treiberstufen 12, wie es
in 2a dargestellt ist,
und gleichzeitig auch der Ausgangsstrom der Treiberstufen 12, so
daß der
durch die Halbleiterschaltvorrichtung 7 fließende Strom
I, durch eine teilweise Sperrung der Halbleiterschalter 9,
im Zeitpunkt t2 verringert wird, wie es
in 2b dargestellt ist.
Da die Sekundärwicklung 16 des
Transformators 14 etwa in der Mitte angezapft ist, liegt
am Glättungskondensator 22 auch nur
die Hälfte
der Spannung, die am Glättungskondensator 20 anliegt.
Dementsprechend verringert sich die Betriebsspannung U an den Treiberstufen 12 bei
der Feststellung des Überstroms
im Zeitpunkt t2 etwa auf die Hälfte. Auch
der Strom I wird im Zeitpunkt t2 dementsprechend
auf die Hälfte
verringert. Im Zeitpunkt t3 führt die
Steuereinrichtung 36 dem Oszillator 37 das Fehlersignal über die
Leitung 39 verzögert
als Sperrsignal zu, so daß der
Betrieb des Oszillators 37 unterbrochen und mithin die
Schalttransistoren 24, 25 und 24', 25' nicht weiter
abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden. An der Primärwicklung 27 tritt
mithin keine Spannung mehr auf, so daß der Transformator 28 keine
Spannung überträgt und mithin
die Betriebsspannung U im Zeitpunkt t3 gemäß 2a ebenfalls ausgeschaltet
wird. Dementsprechend wird auch der Strom I im Zeitpunkt t3 gemäß 2b unterbrochen. Die Zeit
vom Auftreten des Überstroms
im Zeitpunkt t, bis zur Abschaltung der Halbleiterschaltvorrichtung 7 im
Zeitpunkt t3 ist so bemessen, daß sie kleiner
als die höchstzulässige Belastungsdauer
der Halbleiterschaltvorrichtung 7 durch einen Überstrom
ist. Bei der Abschaltung des Stroms I im Zeitpunkt t3 tritt
nur eine geringfügige Überspannung
Uso (2c)
an dem den Überstrom führenden
Halbleiterschalter 9 auf. Im Gegensatz dazu würde bei
einer vollständigen
Abschaltung der Halbleiterschaltvorrichtung 7 im Zeitpunkt
t2, in dem ein Überstrom festgestellt wird,
eine sehr viel höhere Überspannung
an dem betreffenden Halbleiterschalter 9 auftreten, wie
sie durch die gestrichelte Linie in 2c dargestellt
ist. Dies erklärt
sich dadurch, daß bei
der erfindungsgemäßen stufenweisen
Sperrung des den Überstrom
führenden
Halbleiterschalters 9 die Änderungsgeschwindigkeit di/dt
des Stroms I in den Zeitpunkten t2 und t3 nur etwa halb so groß wie bei vollständiger Sperrung
im Zeitpunkt t2 ist und damit sich auch
die in einem induktiven Widerstand, z.B. der Glättungsspule 3 und/oder
einer Spule im Wechselstromverbraucher 3 und/oder einer
Leitungsinduktivität
induzierte Spannung, die sich beim Sperren des jeweiligen Halbleiterschalters 9 zu
seiner normalen Betriebsgleichspannung addiert, gemäß der Beziehung
Ldi/dt verringert, da di abnimmt, wobei L die Induktivität des induktiven
Widerstands ist. Eine zusätzliche
Beschaltung der Halbleiterschalter 9, zur Verminderung
einer solchen Überspannung beim
Sperren eines der Halbleiterschalter 9 kann daher entfallen.
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3 stellt
einen Teil der Anordnung nach 1 dar,
der gegenüber
der Anordnung nach 1 abgewandelt
ist. Danach sind gegenüber
der Anordnung nach 1 die
Mittelanzapfung der Sekundärwicklung 16 des
Transformators 14, die Diode 21, der Kondensator 22 und
die Schalttransistoren 23, 24', 25, 25' entfallen.
Statt dieser Schalttransistoren liegt nur noch der Schalttransistor 24 in
Reihe mit dem Kondensator 26 und der Primärwicklung 27.
Ferner ist anstelle des Oszillators 37 ein steuerbarer
Oszillator 40 vorgesehen, dessen einziger Ausgang mit dem Steuereingang
des Schalttransistors 24 verbunden ist und der beim Auftreten
des Fehlersignals im Zeitpunkt t2 nach 2 zunächst auf eine niedrigere Frequenz
umgeschaltet wird, so daß sich
eine niedrigere Betriebsspannung U ergibt, und dann im Zeitpunkt
t3 gesperrt oder ausgeschaltet wird. Der
Schalttransistor 24 wirkt daher ebenfalls wie im Fall der 1 als Zerhacker, dessen
Schaltfrequenz durch das als Schaltsignal wirkende pulsierende Ausgangssignal des
Oszillators 40 in Abhängigkeit
von dem Fehlersignal E frequenzmoduliert wird. Die niedrigere Schaltfrequenz
des Zerhackers bzw. seiner Ausgangsimpulse führt zu einer Zunahme des Blindwiderstands des
Kondensators 26 und zu einer Abnahme des Blindwiderstands
der Primärwicklung 27 und
ihres Spannungsabfalls und damit auch zu einer Abnahme der Betriebsspannung
U sowie des Stroms I. Es ist aber auch möglich, den Oszillator 40 so
auszubilden, daß das
von ihm erzeugte pulsierende Schaltsignal in Abhängigkeit von dem Fehlersignal
E impulsdauermoduliert wird, und zwar in der Weise, daß im Zeitpunkt
t2 die Dauer der Impulse des Schaltsignals
verringert und schließlich
im Zeitpunkt t3 zu Null gemacht wird .
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Ergänzend sei darauf hingewiesen,
daß die Frequenz
der Oszillatoren 37 und 40, einschließlich des
niedrigeren Werts der Frequenz des Oszillators 40, sehr
viel höher
als die Pulsfrequenz des Impulsgenerators 10 ist.
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Die Anordnung nach 4 unterscheidet sich von der nach 3 im wesentlichen nur dadurch,
daß die
Schaltsignale des Oszillators 40 dem einen Eingang jeweils
einer UND-Schaltung 41 pro Schalttransistor 9 und
dem anderen Eingang der UND-Schaltungen 41 Steuerimpulse
P1 bis P6 vom jeweiligen
Ausgang des Steuerimpulsgenerators 10 zugeführt werden.
Der Ausgang der UND-Schaltungen 41 ist
mit dem Steueranschluß jeweils
eines Schalttransistors 24 pro Schalttransistor 9 verbunden.
Insbesondere wirkt das hochfrequente Schaltsignal des Oszillators 40 als
Trägersignal
für die
jeweiligen, niederfrequenten Steuerimpulse P1 bis
P6. Auf der Sekundärseite jedes Transformators 28 wird
das durch die betreffenden Steuerimpulse P1 bis
P6 in der jeweiligen UND-Schaltung 41 amplitudenmoudlierte Trägersignal
durch die mittels der Diode 30 und des Kondensators 31 bewirkte
Gleichrichtung und Glättung
demoduliert. Dabei wird das Trägersignal
unterdrückt,
so daß der
Verlauf der Betriebsspannung U weitgehend dem der Steuerimpulse
entspricht. Die Betriebsspannung U wird gleichzeitig dem in 4 nicht dargestellten Steueranschluß der betreffenden Treiberstufe 12 zugeführt, wobei
diese weiterhin so ausgebildet ist, daß sie dem nachgeschalteten Schalttransistor 9 den
ihr zugeführten
Betriebsspannungs- und Steuerimpulsen entsprechende Steuerimpulse
(Zündimpulse)
zuführt.
Hierbei wird die Betriebsspannung U der betreffenden Treiberstufe 12 in Abhängigkeit
von dem Fehlersignal E über
den Oszillator 40 durch Frequenzmodulation oder Impulsdauermodulation
stufenweise verringert und schließlich ausgeschaltet und die
betreffende Treiberstufe 12 durch die Betriebsspannungsimpulse
und die betreffenden Steuerimpulse P1 bis
P6 vor dem völligen Abschalten abwechselnd
ein- und ausgeschaltet. Die Bauteile 12, 24, 26 bis 31 und 41 sind
für jeden
Halbleiterschalter 9 separat vorgesehen, um nicht nur die Oszillatorimpulse,
sondern auch die Steuerimpulse P1 bis P6 galvanisch auf die mit Hochspannung betriebene
Schaltvorrichtung 7 zu übertragen,
so daß die übrigen,
die Primärseite
der galvanischen Trennstufen, hier der Transformatoren 28,
steuernden Schaltkreise mit Niederspannung betreibbar sind und man
dennoch für
die Übertragung
der Steuerimpulse P1 bis P6 keine
zusätzlichen
galvanischen Trennstufen benötigt.
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Abwandlungen der dargestellten Ausführungsbeispiele
können
beispielsweise darin bestehen, daß anstelle des Transformators
oder der Transformatoren 28 zur galvanischen Trennung andere galvanische
Trennstufen, z.B. Optokoppler, vorgesehen werden. Ferner kann auf
der Sekundärseite
des Transformators bzw. der Transformatoren 28 ein Zweiweg-Gleichrichter
vorgesehen sein. Auch ist es möglich,
bei der Ausführungsform
nach 3 den Spannungsregler 32,
die Diode 19, den Kondensator 20, den als Zerhacker
arbeitenden Schalttransistor 24 den Kondensator 26 und
den Transformator 28 wegzulassen und die Diode 30 und
den Kondensator 31 unmittelbar mit der Sekundärwicklung 16 des Transformators 14 zu
verbinden und dann den Schalttransistor 15 unmittelbar
durch den Oszillator 40 in Abhängigkeit von dem Fehlersignal
E zu steuern, wenn keine galvanische Trennung zwischen Hoch- und Niederspannungsseite
erforderlich oder erwünscht
ist. Statt mit nur einem Schalttransistor 24 pro Zerhacker
können
der oder die Zerhacker nach 3 bzw. 4 auch mit im Gegentakt
arbeitenden Schalttransistoren, wie den Schalttransistoren 24, 25, 24', 25' nach 1 versehen sein. Ein im
Gegentakt arbeitender Zerhacker (mit den Schalttransistoren 24-25' gemäß 1) hat den Vorteil, daß die Primärwicklung 27 des
Transformators bzw. der Transformatoren 28 mit Wechsel strom
betrieben und dadurch die Welligkeit und mithin der Glättungsaufwand auf
der Transformator-Sekundärseite
vermindert wird. Schließlich
ist die Erfindung nicht nur bei einer Halbleiterschaltvorrichtung 7 mit
mehreren Halbleiterschaltern 9, wie einem Wechselrichter,
sondern auch bei einer Halbleiterschaltvorrichtung mit nur einem
Halbleiterschalter 9 anwendbar.