DE19707773A1 - Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen der Phasendifferenz zwischen interferierenden Strahlen - Google Patents
Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen der Phasendifferenz zwischen interferierenden StrahlenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Meßvorrichtung und ein
Meßverfahren zum Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz
von interferierenden Strahlen. Mit einer derartigen
Meßvorrichtung und einem derartigen Meßverfahren können
optoelektronische Meßsysteme realisiert werden, die so
aufgebaut sind, daß die zu messende Größe, beispielsweise
eine Abstands-, Brechzahl-, Temperatur- oder Druckänderung
eines Meßobjekts, eine Phasendifferenzänderung zwischen zwei
interferierenden Strahlen bewirkt. Die Bestimmung der
Phasendifferenz zwischen den interferierenden Strahlen
liefert also indirekt das Meßergebnis über die eigentliche
physikalische Meßgröße. Ein typisches Beispiel ist die
Messung der Abstandsänderung eines reflektierenden
Meßobjekts, auf das ein Meßstrahl einfällt und der
reflektierte Strahl mit einem Referenzstrahl zur Interferenz
gebracht wird. Die Erfindung ist auf sämtliche Meßsysteme
anwendbar, bei denen für den Meßvorgang zwei elektro
magnetische Wellen zur Interferenz gebracht werden und die
Phasendifferenz zwischen beiden Wellen ausgewertet werden
muß. Gegenstand der Erfindung ist ein spezielles Prinzip zur
Bestimmung der Phasendifferenz.
Nachstehend werden einige herkömmliche Meßsysteme
beschrieben, bei denen eine Änderung der Meßgröße eine
Änderung der Phasendifferenz zwischen interferierenden
Meßstrahlen bewirkt und diese Phasenänderung ausgewertet
wird. Dies wird beispielhaft anhand von Abstandsänderungs-
Meßsystemen beschrieben.
Interferometrische Abstandsänderungsmeßsysteme mit einer
Michelson-Anordnung, die auf dem Zählen der Interferenzmaxima
und -minima basieren, wurden bereits kurz nach der Einführung
des Lasers beschrieben. Eine Verbesserung der Signalgewinnung
und -auswertung konnte mit dem Doppler-Heterodyn-Verfahren
erzielt werden, das u. a. eine Steigerung der Auflösung und
eine Erkennung der Bewegungsrichtung erlaubt, wie z. B. in US 4688940
beschrieben. Seither sind diese Doppler-Heterodyn-
Verfahren weit verbreitet. Sie erfordern Laserquellen, die
gleichzeitig auf zwei, um einige MHz benachbarten Frequenzen
mit orthogonal zueinander stehender linearer Polarisation
emittieren. Dies wird durch eine Zeeman-Aufspaltung oder den
Einsatz eines akustooptischen Modulators (AOM) erreicht, wie
dies beispielhaft in Fig. 10 dargestellt ist.
Der akusto-optische Modulator AOM, der mit einem elektrischen
Signal der Frequenz Ω angeregt wird, erzeugt eine
Aufspaltung des Laserstrahls in zwei Anteile mit den
optischen Frequenzen ω1, ω2, wobei gilt ω2-ω1 = Ω. Deren
lineare Polarisationsebenen stehen orthogonal zueinander,
wodurch ein polarisierender Strahlteiler PBS eine räumliche
Aufteilung beider Frequenzanteile in den Referenz- und
Meßzweig dieser Michelson-Anordnung durchführt. Nach
Reflexion an dem Referenzreflektor bzw. dem Meßobjekt werden
beide Strahlen durch den Strahlteiler PBS wieder überlagert
und an dem Polarisator werden beide Polarisationsebenen auf
eine gemeinsame Ebene projiziert. Die interferierenden
Strahlen werden mit dem Photodetektor PD erfaßt und erzeugen
ein Schwebungssignal der Frequenz ω2-ω1. Führt nun das
Meßobjekt eine Abstandsänderung durch, so bewirkt dies eine
Doppler-Verschiebung der Frequenz des reflektierten Strahles
auf die Frequenz ω'2, die dann auf die Schwebungsfrequenz
ω'2-ω1 übertragen wird und durch eine konventionelle
elektronische Phasenmessung von dem Phasenmesser PV erfaßt
werden kann.
Der Nachteil eines derartigen Meßsystems besteht jedoch
darin, daß der Aufbau viele aufwendige optische
Einzelkomponenten benötigt, beispielsweise einen akusto
optischen Modulator oder einen Zeeman-aufgespaltenen HeNe-
Laser in Kombination mit einem polarisierenden Strahlteiler.
Derartige Meßsysteme sind groß und unhandlich und erfordern
insbesondere eine aufwendige Justierung, was zu hohen
Systempreisen führt.
Außer dem Doppler-Heterodyn-Verfahren, bei dem zwei Strahlen
mit unterschiedlichen optischen Frequenzen mit orthogonal zu
einander stehenden Polarisationsebenen erzeugt werden müssen,
existieren ferner kompakte Laserinterferometer zur
Abstandsmessung mit Halbleiterlasern, die zur Detektion der
Phase der interferierenden Welle mehrere Detektoren
verwenden, wie in Boehnel, H.-J., Höfler, H.,
"Miniaturisiertes Halbleiterlaser-Interferometer für die
industrielle Wegmessung"; Technisches Messen, Vol. 52, No. 9,
Seiten 321-326 (1985); und in Ulbers, G., "Integriert-
optische Sensoren für die Weg-, Kraft- und
Brechungsindexmessung auf der Basis von Silizium",
Technisches Messen, Vol. 58, No. 4, Seiten 141-151 (1991)
beschrieben ist. Die Detektoren sind dabei so angeordnet, daß
sie die interferierenden Wellen mit einem festen
Gangunterschied, z. B. von der halben Wellenlänge, erfassen.
Der Nachteil hierbei besteht jedoch darin, daß diese
Verfahren aufgrund der Gleichstrom-gekoppelten
Intensitätsmessung sehr anfällig für Drifterscheinungen sind,
beispielsweise bei einer Änderung der Aufteilung der
optischen Leistung auf beide Detektoren aufgrund einer
Änderung der Systemjustage.
Um die Driftproblematik und die Stabilitätsprobleme teilweise
zu umgehen, existieren Homodyn-Verfahren, bei denen eine
Frequenzmodulation des ausgesendeten Laserlichts eingesetzt
wird. Das Signal der auf den Photodetektor auftreffenden
interferierenden Strahlen besteht dann aus einem Spektrum von
Frequenzen, die die fundamentale Grundfrequenz und deren
Harmonische umfaßt. Durch parallele Filterung von zwei
verschiedenen Harmonischen wird die Phasendifferenz zwischen
den interferierenden Wellen bestimmt, wie in Dandridge A.
Tveten, A., B., und Giallorenzi, Th., G., "Homodyne
demodulation scheme for fiber optic sensors using phase
generated carrier", IEEE Journal of Quantum Electronics, Vol.
QE-18, No. 10, Seiten 1647-1653 (1982), beschrieben ist. In
diesem Fall können die Detektorsignale zwar kapazitiv
gekoppelt werden, jedoch verbleibt trotz der Modulation die
Driftproblematik, da beispielsweise eine Änderung des
Verstärkungsfaktors in einem der parallelen Verstärkungs- und
Mischkanäle für einen der beiden Harmonischen, ebenfalls zu
einer falschen Phasenauswertung führen kann.
Darüberhinaus erfordert die Extraktion und Verarbeitung der
beiden Harmonischen einen komplizierten und kostenaufwendigen
Aufbau.
Fig. 11 zeigt das Schema eines anderen Interferometertyps,
basierend auf dem Self-Mixing-Interference-Effekt (SMI) am
Beispiel eines Diodenlasers, es ist aber allgemein für jeden
Lasertyp gültig. In Fig. 11 wird ein Teil der im
Laserresonator befindlichen Strahlung aus der Laserdiode LD
als Meßstrahl M emittiert und erreicht über den Weg L das
Meßobjekt. Von dessen Oberfläche reflektiert, gelangt die
Strahlung als Empfangsstrahl E über den gleichen Weg zurück
in den Laserresonator, in dem sie sich kohärent mit dem
anderen Teil des Strahlungsfelds, das direkt von der
Endfläche der Laserdiode reflektiert wurde und hier als
Referenzstrahl R dient, überlagert. Es wurde bereits
beobachtet und beschrieben (z. B. in Dandridge, A., Miles,
R.O., Giallorenzi, T.G., "Diode laser sensor", Electronic
Letters, Bd. 16, Nr. 25, 948-949 (1980); W.M. Wang, W.J.O.
Boyle, K.T.V. Grattan und A.W. Palmer: "Self-mixing
interference in a diode laser: experimental observations and
theoretical analysis", Applied Optics, Bd. 32, Nr. 9, 1551-1558
(1993)), daß eine Phasenänderung Δϕext des
rückgekoppelten Lichtes, beispielsweise durch eine
Abstandsänderung des Meßobjektes um ΔL, eine Änderung der
Leistung bewirkt, die mit einem Detektor PD beobachtet werden
kann, der einen Teil Laser-Ausgangsleistung erfaßt. Dieses
Meßprinzip wird als "Laser-Selbstüberlagerung" (Self Mixing
Interference) bezeichnet.
Der Einfluß der Interferenz auf den Arbeitspunkt des Lasers
kann bei der mathematischen Beschreibung der Laserbedingungen
so betrachtet werden, daß die Reflektivität r2 (bezogen auf
die Amplitude) des betreffenden Endspiegels der Laserkavität
durch eine effektive Reflektivität r2 eff des Systems
"Endfläche der Laserdiode + Meßobjekt" ersetzt wird, wobei
nun r2 eff von der Phasendifferenz ϕext zwischen dem
Empfangsstrahl E und dem Referenzstrahl R am Punkte der
Überlagerung abhängig ist. Dabei gilt,
ϕext = ωτ = 2ω L/c = 2π 2L/λ (1).
Hierbei bezeichnet ω die Emissionsfrequenz des Lasers, λ die
Wellenlänge der Laserstrahlung, c die Lichtgeschwindigkeit
und τ = 2 L/c die Umlaufzeit des Lichts außerhalb des
Laserresonators.
Da die Reflektivität r2 eff, sowohl die Lasergüte als auch die
Phasenbedingung für das Lasing bestimmt, hängen die
Ausgangsleistung P, die Emissionsfrequenz ω und die spektrale
Linienbreite δω ebenfalls von der Phasendifferenz ϕext ab.
Diese ändert sich jedoch bei der Bewegung des Meßobjekts, so
daß letztlich eine Abstandsänderung ΔL von der halben
Wellenlänge λ/2 einer ganzen Periode der Phasenänderung von
2π entspricht.
Infolge dessen zeigt also die Änderung der Laserparameter,
insbesondere die mit einem Photodetektor PD am einfachsten zu
messenden Laserintensität, eine gleiche Periodizität. Der
Photodetektor erfaßt bei einem Self-Mixing-Interferometer
somit nicht die interferierenden Strahlen selbst, vielmehr
erfaßt er eine Auswirkung der Interferenz auf die
Lasereigenschaften. In der Literatur ist beschrieben (W.M.
Wang, K.T.V. Grattan, A.W. Palmer, and W.J.O. Boyle, IEEE J.
Lighwave Tech. 12, 1577-1587 (1994)), daß die beobachtete
Laserintensitätsänderung in Abhängigkeit von ϕext annähernd die
Form eines Sägezahnes besitzt. Werden die
Intensitätsänderungen, z. B. mit Hilfe einer Monitor-
Photodiode PD, elektrisch ausgewertet und anschließend durch
das Zählen der Intensitätsspitzen bearbeitet, so kann dadurch
die Abstandsänderung ΔL bestimmt werden.
Obwohl sich die in Fig. 11 gezeigte SMI-Anordnung natürlich
durch einen kompakten, einfachen und kostengünstigen Aufbau
auszeichnet, bestehen auch bei diesem Aufbau Nachteile. Ein
wichtiger Nachteil ist der, daß die am Photodetektor
beobachtete Änderung der Laserleistung unabhängig von der
Richtung der Abstandsänderung (auf die Laserdiode LD hin oder
davon weg) das gleiche Vorzeichen aufweisen kann, so daß die
Bewegungsrichtung daraus nicht erkannt werden kann.
Darüberhinaus ist bekannt, daß eine optische Rückkopplung in
einen Laser, je nach der Stärke der Rückkopplung, die
spektralen Eigenschaften des Lasers, wie z. B. die Anzahl der
aktiven Lasermoden, beeinflußt und zu Instabilitäten führt
(K. Petermann, "External Optical Feedback Phenomena in
Semiconductor Lasers" IEEE Journal of Selected Topics in
Quantum Electronics, Bd. 1, 480-489, (1995)). Ist dies der
Fall, so ist das System für eine interferometrische
Meßanwendung unbrauchbar. Daher muß die Stärke der
Rückkopplung stets unter einer gewissen Grenze gehalten
werden. Diese Grenze ist dadurch gegeben, daß die
Einmodigkeit des Diodenlasers durch die optische Rückkopplung
nicht zerstört werden darf. In K. Petermann, "Laser diode
modulation and noise", Kluwer, 1991, ist beschrieben, unter
welchen Bedingungen die Einmodigkeit des Diodenlasers trotz
der optischen Rückkopplung bewahrt bleibt.
In den bisher beschriebenen Untersuchungen zur Laser-
Selbstüberlagerung war die durch die Interferenz
hervorgerufene Intensitätsänderung klein, bezogen auf die
Gesamtintensität. Daher ist das SMI-Signal sehr empfindlich
gegenüber Drifterscheinungen der Laserintensität.
Aus der DE 39 17 388 C1 ist neben der Ausnutzung der
Sägezahnform der Laserintensitätsänderung ein Meßverfahren
bekannt, bei dem der Diodenstrom eines Halbleiterlasers mit
einem Dreiecksignal moduliert wird und somit eine
Vorzeichenerkennung bei einer Abstandsänderung ermöglicht
wird. Dieses Verfahren benötigt jedoch eine sehr komplizierte
Signalverarbeitung, da es während einer Flanke der
Dreiecksmodulation eine aufgrund der Interferenz erzeugten
Leistungsänderung des Halbleiterlasers erkennen und zählen
muß, wobei aufgrund der Modulation selbst eine Änderung der
Laserintensität hervorgerufen wird.
Obwohl hier eine Vorzeichenerkennung
(Bewegungsrichtungserkennung) ermöglicht wird, besteht jedoch
der wesentliche Nachteil darin, daß natürlich die durch die
Interferenz erzeugte Leistungsänderung von einer durch die
Dreiecksmodulation hervorgerufenen Leistungsänderung sicher
unterschieden und registriert werden muß.
Aufgabe der Erfindung ist es somit,
- - eine Meßvorrichtung und ein Meßverfahren bereitzustellen, mit denen die Änderung der Phasendifferenz ϕext zwischen interferierenden Meßstrahlen mit einem einfachen, miniaturisierbaren und kostengünstigen Aufbau, z. B. als Mikrosystem, bestimmt werden kann, wobei gleichzeitig eine hohe Meßstabilität und Meßgenauigkeit bereitgestellt wird.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Vorrichtung zum
Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext von
Interferierenden Strahlen umfassend:
- - eine Sendeeinrichtung (16) zum Erzeugen eines Meßstrahls (M) und eines Referenzstrahls (R), und zum Aussenden des Meßstrahls;
- - eine Überlagerungseinrichtung (16) zum Überlagern eines Empfangsstrahls (E), der aus dem Meßstrahl durch eine von außen beeinflußte Verschiebung der Phase um einen Phasenbetrag Δϕ hervorgeht, mit dem Referenzstrahl;
- - eine Detektoreinrichtung zur Erfassung der Interferenz zwischen Meß- und Referenzstrahl und zum Ausgeben eines elektrischen Detektorsignals, das eine Auswirkung dieser Interferenz anzeigt;
- - eine Modulationseinrichtung (16), mit der die Frequenz von mindestens einem der Strahlen Meßstrahl, Referenzstrahl, Empfangsstrahl moduliert werden kann, mit einem Modulationsspektrum, daß durch ein von außen vorgegebenes elektrisches Modulationssignal (MS) bestimmt wird;
- - einen Modulationssignalgenerator (6) zur Erzeugung des Modulationssignals (MS) mit einem Modulationssignalspektrum, das aus mindestens zwei voneinander verschiedenen Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k) besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine natürliche Zahl ungleich null ist, einer Bezugsgrundfrequenz Ω sind und an diese phasenstarr gekoppelt sind;
- - eine Filtereinrichtung (8), welche das elektrische Detektorsignal filtert, und eine Spektralkomponente IΩF bei einer Frequenz ΩF = nΩ, wobei n eine natürliche Zahl ungleich null ist, extrahiert,
- - wobei n und die Frequenzen (Ωi = niΩ) der mindestens zwei
Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt
werden, daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag A ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und - - eine Phasenbestimmungseinrichtung (10) zum Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext der interferierenden Meßstrahlen durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext zwischen der von der Filtereinrichtung gelieferten Spektralkomponente (IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩF.
Ferner wird diese Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zum
Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext von
interferierenden Strahlen, umfassend die folgenden Schritte:
- - Erzeugen eines Meßstrahls (M) und eines Referenzstrahls (R), und Aussenden des Meßstrahls mittels einer Sendeeinrichtung (16);
- - Überlagern eines Empfangsstrahls (E), der aus dem Meßstrahl durch eine von außen beeinflußte Verschiebung der Phase um einen Phasenbetrag (Δϕ) hervorgeht, mit dem Referenzstrahl (R) mittels einer Überlagerungseinrichtung (16);
- - Erfassen der Interferenz zwischen Meß- und Referenzstrahl, und Ausgeben eines elektrischen Detektorsignals (IS), das eine Auswirkung dieser Interferenz anzeigt, mittels einer Detektoreinrichtung (16);
- - Modulieren der Frequenz von mindestens einem der Strahlen Meßstrahl, Referenzstrahl, Empfangsstrahl (M, E, R) mit einem Modulationssignal mit einem Spektrum, das aus mindestens zwei voneinander verschiedenen Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k) besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine natürliche Zahl ungleich null ist, einer Bezugsgrundfrequenz Ω sind und phasenstarr zueinander gekoppelt sind, mittels einer Modulationseinrichtung (16);
- - Filtern des elektrischen Detektorsignals (IS), und Extrahieren einer Spektralkomponente IΩF bei einer Frequenz ΩF = nΩ, wobei n eine natürliche Zahl ungleich null ist, mittels einer Filtereinrichtung (8);
- - wobei n und die Frequenzen Ωi der mindestens zwei
Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt
werden, daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag von A ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und - - Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz (ϕext) der interferierenden Strahlen durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz (ϕext) zwischen der von der Filtereinrichtung (8) gelieferten Spektralkomponente (IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩF, mittels einer Phasenbestimmungseinrichtung (10).
Die Aufgabe wird auch gelöst durch eine Vorrichtung zum
Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext von
interferierenden Strahlen umfassend:
- - eine Sendeeinrichtung (16) zum Erzeugen eines Meßstrahls (M) und eines Referenzstrahls (R), und zum Aussenden des Meßstrahls;
- - eine Überlagerungseinrichtung (16) zum Überlagern eines Empfangsstrahls (E), der aus dem Meßstrahl durch eine von außen beeinflußte Verschiebung der Phase um einen Phasenbetrag (Δϕ) hervorgeht, mit dem Referenzstrahl;
- - eine Detektoreinrichtung (16) zur Erfassung der Interferenz zwischen Meß- und Referenzstrahl, und zum Ausgeben eines elektrischen Detektorsignals (IS), das eine Auswirkung dieser Interferenz anzeigt;
- - eine Modulationseinrichtung (16-1), mit der Phase von mindestens einem der Strahlen Meßstrahl, Referenzstrahl, Empfangsstrahl (M, E, R) moduliert werden kann, mit einem Modulationsspektrum, das durch ein von außen vorgegebenes elektrisches Modulationssignal (MS) bestimmt wird;
- - einen Modulationssignalgenerator (6) zur Erzeugung des Modulationssignals (MS) mit einem Modulationssignalspektrum, das aus mindestens zwei voneinander verschiedenen Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k) besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine natürliche Zahl ungleich null ist, einer Bezugsgrundfrequenz Ω sind und an diese phasenstarr gekoppelt sind;
- - eine Filtereinrichtung (8), welche das elektrische Detektorsignal filtert, und eine Spektralkomponente IΩF bei einer Frequenz ΩF = nΩ, die ungleich einer der Modulationsfrequenzen Ωi, und ungleich einer der Obertöne der Modulationsfrequenzen ist, extrahiert,
- - wobei n und die Frequenzen (Ωi = niΩ) der mindestens zwei
Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt
werden, daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag A ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und - - eine Phasenbestimmungseinrichtung (10) zum Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext der interferierenden Meßstrahlen durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext zwischen der von der Filtereinrichtung gelieferten Spektralkomponente (IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩF.
Die Aufgabe wird auch gelöst durch ein Verfahren zum
Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext von
interferierenden Strahlen, umfassend die folgenden Schritte:
- - Erzeugen eines Meßstrahls (M) und eines Referenzstrahls (R), und Aussenden des Meßstrahls mittels einer Sendeeinrichtung (16);
- - Überlagern eines Empfangsstrahls, der aus dem Meßstrahl durch eine von außen beeinflußte Verschiebung der Phase um einen Phasenbetrag (Δϕ) hervorgeht, mit dem Referenzstrahl mittels einer Überlagerungseinrichtung (16);
- - Erfassen der Interferenz zwischen Meß- und Referenzstrahl und Ausgeben eines elektrischen Detektorsignals (IS), das eine Auswirkung dieser Interferenz anzeigt mittels einer Detektoreinrichtung (16);
- - Modulieren der Phase von mindestens einem der Strahlen Meßstrahl, Referenzstrahl, Empfangsstrahl (M, E, F) mit einem Modulationssignal mit einem Spektrum, daß aus mindestens zwei voneinander verschiedenen Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k) besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine natürliche Zahl ist, einer Bezugsgrundfrequenz Ω sind, und zueinander phasenstarr gekoppelt sind, mittels einer Modulationseinrichtung (16);
- - Filtern des elektrischen Detektorsignals (IS) und Extrahieren einer Spektralkomponente IΩF bei einer Frequenz ΩF = nΩ, die ungleich einer der Modulationsfrequenzen Ωi und ungleich einer der Obertöne der Modulationsfrequenzen ist, mittels einer Filtereinrichtung (8);
- - wobei n und die Frequenzen (Ωi) der mindestens zwei
Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt
sind, daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag A ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und - - Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext der interferierenden Meßstrahlen durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext zwischen der von der Filtereinrichtung (8) gelieferten Spektralkomponente (IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩFmittels einer Phasenbestimmungseinrichtung (10).
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen und Verbesserungen der
Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1-1 das Grundprinzip der vorliegenden Erfindung;
Fig. 1-2 eine Ausführungsform der Meßvorrichtung unter
Verwendung eines Halbleiterlasers;
Fig. 2 ein beispielhaftes Spektrum im Ausgangssignal
IS der Photodiode PD in Fig. 1-2; bei der
Parameterzahl Ω1 = 2 Ω, Ω2 = 3Ω, ΩF = Ω.
Fig. 3 den Verlauf des Betrags der Amplituden der
Mischprodukte des Spektrums von IS bei der
extrahierten Frequenz Ω, aufgetragen als
Funktion des Phasenmodulationshubs m1 für vier
verschiedene Verhältnisse der
Phasenmodulationshübe m1 : m2;
Fig. 4 eine Tabelle, die die Wahl der
Modulationsfrequenzen Ω1, Ω2 und die
geeignete Wahl der Phasenmodulationshübe m1,
m2 beider Modulationsfrequenzen zeigt;
Fig. 5 ein Beispiel einer Ausführungsform der
Meßvorrichtung unter Verwendung eines
Halbleiterlasers mit einer Michelson-
Interferometer-Anordnung;
Fig. 6 ein Beispiel einer Ausführungsform der
Meßvorrichtung unter Verwendung der Laser-
Selbstüberlagerung und eines
Halbleiterlasermoduls mit integrierter
Photodiode;
Fig. 7 eine Ausführungsform der Meßvorrichtung unter
Verwendung eines akustooptischen Modulators
(AOM) und eines Michelson-Interferometers;
Fig. 8 eine Ausführungsform der Meßvorrichtung, bei
der die Phasenbestimmungseinrichtung 10 aus
Fig. 1-1, 1-2 mit einer phasenstarren
Regelschleife PLL und Zählern Z1, Z2 aufgebaut
ist;
Fig. 9-1, 9-2 Anwendungsbeispiele der erfindungsgemäßen
Meßvorrichtung;
Fig. 10 ein Beispiel einer herkömmlichen
Meßvorrichtung mit einem Michelson-
Interferometer und dem Doppler-Heterodyn-
Verfahren, die zur Messung zwei Meßstrahlen
ω1, ω2 zur Überlagerung bringt;
Fig. 11 ein Diagramm zur Erläuterung des herkömmlichen
Laser-Selbstüberlagerungsprinzips.
Überall in den Zeichnungen bezeichnen gleiche oder ähnliche
Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Komponenten.
Nachstehend wird die Erfindung anhand ihrer Ausführungsformen
unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert, wobei
Fig. 1-1 zunächst das der Erfindung zugrundeliegende
Meßprinzip erläutert.
Eine Meßvorrichtung in Fig. 1-1 zum Bestimmen der Änderung
der Phasendifferenz ϕext von zwei interferierenden Strahlen E,
R, umfaßt: eine Sendeeinrichtung (16) zum Erzeugen eines
Meßstrahls (M) und eines Referenzstrahls (R), und zum
Aussenden des Meßstrahls; eine Überlagerungseinrichtung (16)
zum Überlagern eines Empfangsstrahls (E), der aus dem
Meßstrahl durch eine von außen beeinflußte Verschiebung der
Phase um einen Phasenbetrag Δϕ hervorgeht, mit dem
Referenzstrahl; eine Detektoreinrichtung (16) zur Erfassung
der Interferenz zwischen Meß- und Referenzstrahl und zum
Ausgeben eines elektrischen Detektorsignals, das eine
Auswirkung dieser Interferenz anzeigt; eine
Modulationseinrichtung (16-1), mit der die Frequenz von
mindestens einem der Strahlen Meßstrahl, Referenzstrahl,
Empfangsstrahl (N, E, R) moduliert werden kann, mit einem
Modulationsspektrum, daß durch ein von außen vorgegebenes
elektrisches Modulationssignal (MS) bestimmt wird; einen
Modulationssignalgenerator (6) zur Erzeugung des
Modulationssignals (MS) mit einem Modulationssignalspektrum,
das aus mindestens zwei voneinander verschiedenen
Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k)
besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine
natürliche Zahl ungleich null ist, einer Bezugsgrundfrequenz
Ωsind und an diese phasenstarr gekoppelt sind; eine
Filtereinrichtung (8), welche das elektrische Detektorsignal
filtert, und eine Spektralkomponente IΩF bei einer Frequenz
ΩF = nΩ, wobei n eine natürliche Zahl ungleich null ist,
extrahiert, wobei n und die Frequenzen Ωi der mindestens zwei
Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt werden,
daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des
Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag
von A ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und eine
Phasenbestimmungseinrichtung (10) zum Bestimmen der Änderung
der Phasendifferenz ϕext der interferierenden Meßstrahlen
durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz zwischen der
von der Filtereinrichtung (8) gelieferten Spektralkomponente
(IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr
verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩF.
Erfindungsgemäß wird also gemäß Fig. 1-1 ein kohärenter
Meßstrahl M verwendet, der von einer Sende- und
Empfangseinheit erzeugt wird und als Empfangsstrahl E wieder
in die Detektionseinheit gelangt. Innerhalb dieser Einheit
wird der Strahl mit einem Referenzstrahl R, der zu den
Strahlen M und E kohärent ist, zur Interferenz gebracht. Die
erfindungsgemäße Vorrichtung und das Verfahren sind nicht auf
einen speziellen Typ eines Interferometers begrenzt, vielmehr
kann die Vorrichtung und das Verfahren auf alle
Interferometertypen (z. B. Michelson-, Mach-Zehnder-, SMI-Inter
ferometer) angewandt werden. ϕext bezeichnet die
Phasendifferenz zwischen dem Empfangsstrahl E und dem
Referenzstrahl R an dem Punkt der Überlagerung beider
Strahlen. Durch eine Änderung der zu messenden Größe, z. B.
der geometrischen Länge des Strahles oder des
Brechungsindexes eines Mediums, durch das der Meßstrahl
geführt wird, erfährt der Strahl eine Verschiebung seiner
Phase um Δϕ, was sich somit auch auf die Phasendifferenz ϕext
auswirkt Δϕext = Δϕ. Durch eine Messung der Änderung von ϕext
kann somit eine Änderung der Meßgröße erfaßt werden.
Erfindungsgemäß enthält die Sende- und Empfangseinrichtung
eine Modulationsvorrichtung 16-1, mit der die Phase oder die
Frequenz von mindestens einem der Strahlen (Meß-, Empfangs- bzw.
Referenzstrahl) durch ein Modulationssignal MS, das über
einen Modulationseingang von einem Modulationssignalgenerator
6 bereitgestellt wird, moduliert wird. Die genannte
Modulation bewirkt eine Modulation der Phasendifferenz
zwischen den interferierenden Strahlen. Die Phasendifferenz
mit Modulation wird nun mit ϕ'ext(t) bezeichnet und enthält
einen modulationsunabhängigen Anteil ϕext, der nach wie vor
die zu bestimmende Größe darstellt, und einen durch die
Modulation hervorgerufenen Wechselanteil (ext(t), d. h.
ϕ'ext(t) = ϕext + ext(t).
Das Spektrum des Modulationssignals (im weiteren als
Modulationsspektrum bezeichnet) wird so gewählt, daß das
Spektrum von ϕ'ext(t) mindestens zwei Spektralkomponenten
aufweist, die zueinander verschiedene Modulationsfrequenzen
aufweisen und die jeweils das Vielfache einer
Bezugsgrundfrequenz Ω sind und an diese ohne
Phasenverschiebung phasenstarr gekoppelt sind. Das
Modulationssignal mit dem Spektrum wird durch einen
Signalgenerator 6 erzeugt, der zusätzlich an einem zweiten
Ausgang ein elektrisches Referenzsignal der Form cos(ΩFt + ϕ'0)
bereitstellt, dessen Frequenz ΩF ebenfalls ein
Vielfaches der Bezugsgrundfrequenz Ω darstellt und an diese
phasenstarr gekoppelt ist (ϕ'0 = konstant)
Ein Photodetektor PD, der ebenfalls Bestandteil der Sende- und
Empfangseinheit 16 ist und der die interferierten
Strahlen oder eine Auswirkung der Interferenz detektiert,
liefert ein elektrisches Signal, das Interferenzsignal IS,
das ein Spektrum besitzt, welches im folgenden als
Interferenzsignalspektrum bezeichnet wird. Eine
Filtereinrichtung 8 extrahiert aus dem
Interferenzsignalspektrum eine Spektralkomponente mit einer
Frequenz ΩF, die ein Vielfaches der Bezugsgrundfrequenz Ω
oder die Bezugsgrundfrequenz selbst ist. Die Amplituden des
Modulationsspektrums von ϕ'ext(t) können, wie nachstehend noch
beschrieben, so gewählt werden, daß bei der extrahierten
Frequenz ΩF im Interferenzsignalspektrum erfindungsgemäß ein
elektronisches Wechselspannungssignal IΩF entsteht, dessen
Phasendifferenz ϕIS zu dem Referenzsignal am Referenzausgang
des Signalgenerators 6 mit der über eine Modulationsperiode
gemittelten Phasendifferenz zwischen den beiden
interferierenden Meßstrahlen, ϕext, bis auf eine Konstante
identisch ist. Es gilt somit ϕext = ± ϕIS + ϕ''0 (ϕ''0 = kon
stant). Die Phasendifferenz der elektrischen Signale kann
auf einfache Weise z. B. mit einem Phasenmesser, ausgewertet
werden. Somit ist die Phasendifferenz der beiden
interferierenden Strahlen auf eine Phasendifferenz zwischen
zwei elektrischen Signalen übertragen und mit einfachen und
bekannten Mitteln meßtechnisch zugänglich.
Während also bei dem erfindungsgemäß vorgeschlagenen Prinzip
mit der Modulation mit mindestens zwei Modulationsfrequenzen
eine Spektrallinie in einem elektrischen Signal erzeugt und
ausgewertet wird, deren Phasendifferenz zu einem elektrischen
Referenzsignal der zu bestimmenden Phasendifferenz ϕext
entspricht, müssen bei einem Homodyn- oder Einton-
Modulationsverfahren immer zwei Quadraturkomponenten
extrahiert werden, deren Frequenzen jeweils gerade und
ungerade Vielfache der Modulationsfrequenz sind, so daß immer
kostenaufwendige Lock-in-Verstärker oder Hochfrequenzmischer
verwendet werden müssen.
Ein weiteres Prinzip der Erfindung basiert auf einer
Phasenmodulation, wobei die Meßvorrichtung umfaßt: eine
Sendeeinrichtung (16) zum Erzeugen eines Meßstrahls (M) und
eines Referenzstrahls (R), und zum Aussenden des Meßstrahls;
eine Überlagerungseinrichtung (16) zum Überlagern eines
Empfangsstrahls (E), der aus dem Meßstrahl durch eine von
außen beeinflußte Verschiebung der Phase um einen
Phasenbetrag (Δϕ) hervorgeht, mit dem Referenzstrahl; eine
Detektoreinrichtung (16) zur Erfassung der Interferenz
zwischen Meß- und Referenzstrahl, und zum Ausgeben eines
elektrischen Detektorsignals (IS), das eine Auswirkung dieser
Interferenz anzeigt; eine Modulationseinrichtung (16-1), mit
der Phase von mindestens einem der Strahlen Meßstrahl,
Referenzstrahl, Empfangsstrahl (M, E, R) moduliert werden
kann, mit einem Modulationsspektrum, das durch ein von außen
vorgegebenes elektrisches Modulationssignal (MS) bestimmt
wird; einen Modulationssignalgenerator (6) zur Erzeugung des
Modulationssignals (MS) mit einem Modulationssignalspektrum,
das aus mindestens zwei voneinander verschiedenen
Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k)
besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine
natürliche Zahl ungleich null ist, einer Bezugsgrundfrequenz
Ωsind und an diese phasenstarr gekoppelt sind; eine
Filtereinrichtung (8), welche das elektrische Detektorsignal
(IS) filtert, und eine Spektralkomponente IΩF bei einer
Frequenz ΩF = nΩ, die ungleich einer der Modulationsfrequenzen
Ωi, und ungleich einer der Obertöne der Modulationsfrequenzen
ist, extrahiert, wobei n und die Frequenzen (Ωi = niΩ) der
mindestens zwei Komponenten des Modulationssignalspektrums so
gewählt werden, daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt
als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des
Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag A
ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und eine
Phasenbestimmungseinrichtung (10) zum Bestimmen der Änderung
der Phasendifferenz ϕext der interferierenden Meßstrahlen
durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz zwischen der
von der Filtereinrichtung gelieferten Spektralkomponente
(IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr
verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩF.
Der Vorteil einer derartigen Meßvorrichtung besteht darin,
daß bei Phasenmodulation für alle Gangunterschiede zwischen
Empfangs- und Referenzstrahl die Phasenmodulationsamplituden
konstant gewählt werden können. Darüber hinaus ist das Signal
IΩF zusätzlich frei von Verzerrungen, die bei
Nichtlinearitäten in der Modulationseinrichtung bei den
Modulationsfrequenzen und deren Obertönen auftreten können.
Fig. 1-2 zeigt ein Grundprinzip der erfindungsgemäßen
Meßvorrichtung und des Meßverfahrens unter Verwendung eines
Diodenlasers. Als Messung wird ein Beispiel einer
Abstandsänderungsmessung des reflektierenden Objektes 4
behandelt. Jedoch ist die Erfindung allgemein auf Meßsysteme
anwendbar, bei der eine Meßgrößenänderung die Phasendifferenz
zwischen interferierenden Meßstrahlen beeinflußt.
Die Sende- und Empfangseinheit 16 enthält einen Diodenlaser
LD, der als Quelle für den Meß- (M) und Referenzstrahl R
dient. Die Sende- und Empfangseinheit 16 emittiert den
Meßstrahl M, der von einem Objekt 4 in die Sende- und
Empfangseinheit 16 zurück reflektiert wird (Empfangsstrahl
E). In dieser wird der Strahl E mit einem Referenzstrahl R,
der kohärent zu den anderen Strahlen ist und in der Sende- und
Empfangseinheit 16 enthalten ist, zur Interferenz
gebracht. ϕext ist die Phasendifferenz zwischen Empfangs- und
Referenzstrahl am Überlagerungspunkt zwischen Empfangs- und
Referenzstrahl. Im Zuge des Meßvorganges, beispielsweise hier
eine Abstandsänderung des Spiegels 4 um ΔL, ist diese
Phasendifferenz ϕext einer Phasenänderung um Δϕ, unterworfen,
wobei gilt,
Δϕ = 2π 2ΔL/λ (3a)
und λ die Wellenlänge des Meßstrahls bedeutet.
Unter Verwendung eines Diodenlasers kann bevorzugt durch
Modulation des Injektionsstromes unter Verwendung eines
Modulationsspektrumsgenerators 6 eine Frequenzmodulation des
Laserlichtes erfolgen, da bei einem Diodenlaser bekanntlich
eine Änderung des Injektionsstromes eine Änderung der
Frequenz des emittierten Laserlichtes zur Folge hat. Der
Signalgenerator 6 enthält einen Funktionsgenerator FG, der
eine Bezugsgrundfrequenz Ω erzeugt, die in einem
Frequenzvervielfacher FV vervielfacht wird, so daß am Eingang
der Sende- und Empfangseinheit ein Strom MS mit einem
Modulationsspektrum zur Verfügung steht, welches aus
mindestens zwei Modulationskomponenten mit zueinander
verschiedenen Modulationsfrequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k)
besteht, die eine feste Phasenbeziehung zur Grundfrequenz Ω
haben und die verschiedene Vielfache der Grundfrequenz Ω
sind. Der Modulationsstrom kann innerhalb von 16 mit einem
Gleichstrom-Anteil des Injektionsstromes zu einem Gesamt-
Injektionsstrom addiert werden. Eine Modulationsamplituden-
Einstelleinrichtung MAEE stellt die
Strommodulationsamplituden ΔIi und damit die
Frequenzmodulationshübe Δωi der Modulationskomponenten ein.
Für den Frequenzmodulationshub Δωi der einzelnen
Modulationsfrequenzen gilt,
Δωi = ΔIi dω/dI (3b),
wobei dω/dI die Strom-Abstimmrate der Laser-Emissionsfrequenz
ist. Wenn der optische Wegunterschied zwischen dem
empfangenen Strahl und dem Referenzstrahl ungleich Null ist,
findet durch die Modulation gleichzeitig (selbst wenn die
Entfernung des Meßobjekts konstant ist) eine Modulation der
Phasendifferenz an deren Überlagerungspunkt zwischen
Empfangs- und Referenzstrahl statt. Es ergibt sich somit eine
modulierte, zeitabhängige Phasendifferenz ϕ'ext(t),
ϕ'ext(t) = ϕext + Σ mi sin(Ωit) (3c),
wobei m1,2 die Phasenmodulationshübe und ϕext die über eine
Modulationsperiode gemittelte Phasendifferenz von Referenz- und
Empfangsstrahl am Überlagerungspunkt bedeutet. Nach wie
vor ist ϕext die zu bestimmende Größe. Ohne Einschränkung der
Allgemeinheit kann angenommen werden, daß der optische
Wegunterschied gleich 2L ist, d. h. innerhalb der Sende- und
Empfangseinheit 16 ist die Länge von Referenzstrahl und die
Summe von Sende- und Empfangsstrahl gleich lang oder gleich
Null gewählt. Dann betragen die Phasenmodulationshübe
mi = Δωi 2 L/c (3d)
(c ist die Lichtgeschwindigkeit). Die überlagerten Strahlen
oder eine Auswirkung der Interferenz dieser Strahlen wird von
einem in der Sende- und Empfangseinheit 16 enthaltenen
Photodetektor PD erfaßt und in Form eines Interferenzsignals
IS zur weiteren Auswertung bereitgestellt. Eine
Filtereinrichtung 8 extrahiert aus dem Spektrum des
Interferenzsignals IS eine Spektrallinie bei der Frequenz
ΩF = n . Ω (3e),
die ein Vielfaches der Bezugsgrundfrequenz Ω oder die
Bezugsgrundfrequenz Ω selbst ist. Wie aus Fig. 1-2
ersichtlich und weiter unten dargestellt, besitzt die
extrahierte Spektrallinie eine Abhängigkeit A . cos(ΩFt-ϕIS),
so daß die Phasenbestimmungseinrichtung 10 die Phase ϕIS
ermitteln kann. Als Referenz hierzu dient ein Signal der Form
cos(ΩFt + ϕ'0), das durch den Frequenzvervielfacher 17 aus
der Bezugsgrundfrequenz mit fester Phasenlage erzeugt wird
und ebenfalls von dem Modulationsspektrumgenerator (6)
bereitgestellt wird. Wie im folgenden dargelegt wird, können
mit der Modulationsamplituden-Einstelleinrichtung MAEE die
Modulationsamplituden der Frequenzkomponenten des
Modulationsspektrums so eingestellt werden, daß bei der zu
extrahierenden Frequenz ΩF die Phase ϕIS des Ausgangssignals
der Filtereinrichtung 8 bis auf eine Konstante eine Identität
mit der zu bestimmenden Phasendifferenz ϕext bildet, d. h.
ϕIS = ϕext + ϕ''0 oder
ϕIS = ϕext + ϕ''0 (ϕ''0 = konstant) (3f).
ϕIS = ϕext + ϕ''0 (ϕ''0 = konstant) (3f).
Vorzugsweise wird mit sinusförmigen Modulationssignalen
moduliert, es ist jedoch auch möglich, andere Signalformen,
z. B. dreiecksförmige oder rechteckförmige Modulationssignale
zu verwenden, wobei dann natürlich noch zusätzliche
Spektralkomponenten im Interferenzspektrum entstehen, da sich
jedes derartige Modulationssignal wieder in einzelne
sinusförmige Schwingungen zerlegen läßt, die dann getrennt
behandelt werden müssen. In jedem Fall besitzt aber die Phase
ϕIS der von der Filtereinrichtung 8 extrahierten
Spektralkomponente ΩF eine Identität zu der zu bestimmenden
Phase ϕext.
Im folgenden wird gezeigt, wie die Faktoren n, n1, n2, . . ., nk
des Frequenzvervielfachers FV aus Fig. 1-2 sowie die Funktion
der Modulationsamplituden-Einstelleinrichtung MAEE
erfindungsgemäß eingestellt sind, damit die Gleichungen 3f
erfüllt ist.
Das Signal IS der Photodiode hat folgende Form:
IS(t) = IS0((1 + a ΔI(t)) + (1 + a ΔI(t)) b cos(ϕ'ext(t))) (3g),
hierbei beschreibt IS0 das Signal, wenn keine Interferenz und
keine Modulation vorhanden ist (DC-Pegel der Photodiode). Des
weiteren sind die Koeffizienten a und b so definiert, daß (a
ΔI(t) IS0) die Signaländerung aufgrund der ebenfalls
vorhandenen Amplitudenmodulation des Diodenlasers und (b
IS0(1 + a ΔI(t))) die Amplitude der Signaländerung aufgrund
des Interferenzvorganges (Interferometer-Kontrast)
beschreibt.
Die Amplitudenmodulation des Diodenlasers erzeugt im Spektrum
von IS nur Spektralkomponenten bei den verwendeten
Modulationsfrequenzen Ωi (falls Nichtlinearitäten in der
Diodenlaser-Kennlinie nicht vernachlässigt werden auch bei
den Obertönen der Ωi). Zur Vereinfachung der Darstellung wird
die Amplitudenmodulation des Diodenlasers zunächst
vernachlässigt, d. h. a = 0 gesetzt. Gleichung 3g vereinfacht
sich dann zu
IS(t) = IS0 (1 + b cos(ϕ'ext(t))).
Die relative Signaländerung (rel. Wechselstromanteile) von IS
ergibt sich dann zu
ΔIS/IS0(t) = b cos(ϕ'ext(t)) (3h).
Gleichung (3h) stellt somit eine trigonometrische Funktion
dar, die als Argument ϕext und eine Summe von
trigonometrischen Funktionen, deren Frequenzen Vielfache
einer Bezugsgrundfrequenz (Ωi = niΩ) sind, enthält (s. Gl.
3c). Daraus folgt für die Struktur des Spektrums des IS-Signals,
daß darin nicht nur die Oberharmonischen l Ωi (l natür
liche Zahl incl. 0) der Modulationsfrequenzen, sondern
auch alle möglichen Mischterme wie ± l1Ω1 ± l2Ω2 ± . . . ± lkΩk
(lk natürliche Zahlen incl. 0) auftreten. Da die
Modulationsfrequenzen Ωi alle als Vielfache einer
Bezugsgrundfrequenz Ω gewählt sind, sind auch alle
Mischterme Vielfache oder gleich der Bezugsgrundfrequenz Ω.
Dabei treten auch Mischterme mit verschiedenen (l1, . . ., lk)-Wer
ten auf, die die gleiche Frequenz besitzen, d. h. eine
Spektrallinie des Spektrums des IS-Signals kann eine
Überlagerung von mehreren Mischanteilen sein. Einige dieser
Spektrallinien sind aus Mischanteilen entstanden, die sowohl
eine cos ϕext als auch eine sin ϕext-Abhängigkeit besitzen.
D. h., es gibt eine natürliche Zahl n ohne null, so daß das
Signal IΩF von einer Spektrallinie bei der Frequenz nΩ = ΩF im
Spektrum von IS die Form
IΩF = A(m1, . . ., mk) cos(ϕext) cos(ΩFt)
+B(m1, . . ., mk) sin(ϕext) sin(ΩFt) (3i),
+B(m1, . . ., mk) sin(ϕext) sin(ΩFt) (3i),
besitzt. Die Faktoren A und B sind Funktionen der
Phasenmodulationshübe m1, . . ., mk. Die Modulationsamplituden-
Einstelleinrichtung MAEE ermöglicht über die Einstellung von
ΔIi und die Gleichungen 3b, 3c und 3d bei einem vorgegebenen
Abstand L eine unabhängige Wahl der mi. Dies kann genutzt
werden, um die Bedingung
A(m1, . . ., mk) = +B(m1,. . ., mk) oder
A(m1, . . ., mj) = -B(m1,. . ., mk) (3j)
A(m1, . . ., mj) = -B(m1,. . ., mk) (3j)
zu erfüllen. Dann kann Gleichung 3i in der Form
IΩF = A(m1, . . ., mk) cos(ΩFt - ϕext) bzw.
= A(m1, . . ., mk) cos(ΩF + ϕext) (3k)
= A(m1, . . ., mk) cos(ΩF + ϕext) (3k)
geschrieben werden. Damit ist die optische Phasendifferenz
ϕext, die hier die zu bestimmende Größe darstellt, auf die
Phase ϕIS einer Spektrallinie im Spektrum des elektrischen
Signals IS übertragen, ϕIS = ϕext + ϕ0 bzw. ϕIS = - ϕext + ϕ0
(ϕ0 =.konstant). Da die Phase eine mit Vorzeichen behaftete
Größe ist, ist auch die Erkennung der Bewegungsrichtung
gelöst (bei einer spezifischen Wahl von n, n1, . . ., nk, ist das
Vorzeichen in der Gleichung (3j) und damit auch in der
Gleichung (3k) eindeutig bestimmt).
Da die Phasenhübe mi jedoch bei konstanter
Strommodulationsamplitude proportional zur Entfernung L sind
(s. Gl. 3d), kann die Bedingung A(m1, . . ., mk) = B(m1, . . ., mk) im
ganzen Meßbereich nur eingehalten werden, wenn die
Strommodulationsamplituden ΔIi angepaßt werden. Deshalb nimmt
die Einstelleinrichtung MAEE vorzugsweise eine dynamische
Regelung der Strom-Modulationsamplituden ΔIi vor. Da sich die
gesamte Abstandsänderung des Meßobjekts aus dem Sensorausgang
(an der Phasenänderung) entnehmen läßt, wenn die anfängliche
Entfernung des Sensors bekannt ist, kann die absolute
Entfernung L zu jedem Zeitpunkt berechnet werden. Bei
Bewegung des Meßobjekts stellt MAEE die Modulationsamplituden
dann umgekehrt proportional zu L ein, so daß die Bedingung
von Gleichung 3j über den ganzen Meßbereich erfüllt ist.
Wenn die Phasenmodulationsamplituden m1, . . ., mk nur annähernd
genau gewählt sind, z. B. wenn auf das dynamische
Einstellverhalten von MAEE verzichtet wird, ist Gleichung 3j
auch nur annähernd erfüllt. Das führt zu einem Phasenfehler
Ψ bei der Umsetzung der optischen Phase ϕext in der Phase
ϕIS des Signals IΩF, so daß ϕIS = ϕext + Ψ + ϕ0 bzw.
ϕIS = - ϕext + Ψ + ϕ0 wird (ϕ0 ist eine Konstante). Bei
verschiedenen Anwendungen kann dies ausreichend sein, wenn
nur eine geringere Auflösung der Phasenbestimmung notwendig
ist, z. B. wenn ϕext nur in Vielfachen von π gezählt wird.
Für die obige Darstellung wurde zur Vereinfachung angenommen,
daß keine Amplitudenmodulation des Diodenlasers vorliegt
(Annahme a = 0). Da die Diodenlaser bei Modulation des
Injektionsstromes sowohl Frequenz- als auch
Amplitudenmodulation zeigen, überlagern sich im Spektrum von
IS bei den Frequenzen Ωi zusätzlich die Spektralkomponenten
des durch die Amplitudenmodulation verursachten Signals (bei
Berücksichtigung von Nichtlinearitäten auch bei den
Harmonischen und Mischprodukten von Ωi). Daher ergibt sich
eine zusätzliche Bedingung für die Wahl von ΩF, nämlich
ΩF ≠ Ωi (3l),
(bzw. ΩF ≠ Ωs, mit Ωs = l1 Ω1 + l2 Ω2+ . . .; l = 0, ± 1, ± 2; jedoch
Σ|li| ≦ 3, wenn Nichtlinearitäten der Diodenlaser-Kennlinie
bis zur 3. Ordnung nicht vernachlässigt werden sollen).
Zusammenfassend ist aus Gleichung (3k) ersichtlich, daß die
optische Phasendifferenz ϕext auf die Phase eines
elektrischen Signals mit der Frequenz ΩF übertragen wird.
Damit wird jedoch die gestellte Aufgabe der Erfindung gelöst:
die Phase des elektrischen Signals kann elektronisch mit der
konventionellen Technik, z. B. mittels des Phasenregelkreises
(PLL) und eines Zählers ausgewertet werden, wodurch die
Verwendung von zwei Lock-in-Verstärkern oder von
Hochfrequenz-Mischbauteilen, wie sie beim Homodyn-Verfahren
benötigt werden, überflüssig wird. Es ist noch zu bemerken,
daß die Meßsignalform aus Gleichung (3k) auch beim Doppler-
Heterodyn-Verfahren erzeugt wird. Bei dem erfindungsgemäßen
Verfahren jedoch werden die teuren optischen Komponenten, wie
AOM und PBS (s. Fig. 9) nicht mehr nötig.
Bei Verwendung von genau zwei Modulationsfrequenzen Ω1 und Ω2
wird das Verfahren als Zwei-Ton-Modulation bezeichnet. Da Ω1
und Ω2 Vielfache einer BezugsgrundfrequenzΩ sind, gibt es
dann natürliche Zahlen p und q so daß gilt,
Ω1 = p Ω und Ω2 = q Ω.
Gleichung 3c läßt sich schreiben als
ϕ'ext(t) = ϕext + m1 sin(Ω1t) + m2 sin(Ω2t) (4a)
Die relative Signaländerung (rel. Wechselstromanteile) von IS
ergibt sich dann zu
ΔIS/IS0(t) = b cos(ϕ'ext(t)t)
= b cos(ϕext + m1 sin(Ω1t) + m2 sin(Ω2t)) (4b)
= b cos(ϕext + m1 sin(Ω1t) + m2 sin(Ω2t)) (4b)
mit l1, l2 = natürliche Zahlen mit Null und
wobei Jl die Bessel-Funktion der Ordnung 1 bedeutet.
Wenn die Summe von n1 + n2 eine ungerade Zahl ist, treten im
Spektrum von IS Terme auf, die sowohl proportional zu
cos(ϕext) als auch zu sin(ϕext) entsprechend Gleichung 4c sind.
Als Beispiel einer besonders geeigneten Wahl von Ω1 und Ω2
sei nun n1 = 2, n2 = 3 und n = 1 (gemäß Gl. 3e) gewählt.
Fig. 2 zeigt das Spektrum im Ausgangssignal IS der
Photodiode PD in Fig. 1-2 für diese Parameterwahl Ω1 = 2Ω,
Ω2 = 3Ω, ΩF = Ω. Damit ist die Nachweisfrequenz kleiner als
die Modulationsfrequenzen, ΩF = Ω < Ω1, Ω2, wodurch sich die
elektronische Filtervorrichtung 8 einfacher realisieren läßt.
Beispielsweise kann die Filtervorrichtung 8 als ein
Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz Ωc, mit Ω < Ωc < Ω1,
Ω2, ausgeführt sein. Zu dem Signal IΩF bei der
Spektralkomponente Ω im Spektrum von IS mischen somit alle
Terme von Gleichung 3i, für die gilt,
l1 n1 - l2 n2 = ± 1 oder 2l1 - 3l2 = ± 1.
Dies sind somit die Terme mit den Zahlenpaaren {(l1; l2)} =
{(1; 1), (2; 1), (4; 3), (5; 3), (7; 5), (8; 5). . .}. Dann hat
Gleichung 3i unter Beachtung von Gleichungen 4c bis 4f die
Form,
IΩF = A(m1,m2) cos(ϕext) cos(Ωt)
+B(m1,m2) sin(ϕext) sin(Ωt) (4g),
+B(m1,m2) sin(ϕext) sin(Ωt) (4g),
mit
A(m1, m2) = -2b {J1(m1)J1(m2) + J5(m1)J3(m2) + J7(m1)J5(m2)+. . .}
B(m1, m2) = 2b {J2(m1)J1(m2)-J4(m1)J3(m2)+J8(m1)J5(m2)-. . .}.
B(m1, m2) = 2b {J2(m1)J1(m2)-J4(m1)J3(m2)+J8(m1)J5(m2)-. . .}.
Aufgrund der mathematischen Eigenschaften der
Besselfunktionen konvergieren diese Reihen. Die Funktionen
A(m1, m2) und B(m1, m2) sind in Fig. 3 für einige fixierte
Werte des Verhältnisses m1 : m2 in Abhängigkeit von m1 gezeigt.
Wie die Abbildungen zeigen, ist die Bedingung A(m1, m2) = ± B(m1 . m2)
bei bestimmten Werten von m1 und m2 erfüllt. Zum
Beispiel, für m1 : m2 = 0,6 muß m1 = 2,5 sein, was für einen
typischen Wert dω/dl = 2π × 500 MHz/mA und eine Entfernung L =
10 cm, die Modulationsamplituden ΔI1,2 = m1,2/(dω/dI 2L/c)
von jeweils 1,2 mA und 0,72 mA ergibt.
Die Erfindung ist nicht auf die spezielle Wahl von k = 2,
1 = 3 beschränkt, wie sich Fig. 4 entnehmen läßt.
Frequenzkombinationen Ω1 = 2Ω, Ω2 = 5Ω, ΩF = Ω bzw. Ω1 =
5Ω, Ω2 = 8Ω, ΩF = Ω können vorzugsweise verwendet werden,
da das ausgefilterte Signal dann nicht nur von den
Modulationsfrequenzen und deren Oberwellen, sondern auch von
den Störsignalen mit den Frequenzen Ω2 ± Ω1 bzw. 2Ω2 ± Ω1 und
2Ω1 ± Ω2, die in Folge der nicht-linearen Verzerrung der
zweiten bzw. dritten Ordnung erzeugt werden, frei sind, wie
in Fig. 4 angegeben. Darüberhinaus sind in Fig. 4 für die
jeweiligen Frequenzkombinationen die zu wählenden
Phasenmodulationsamplituden m1 und m2 angegeben, damit
Gleichung (3j) erfüllt wird.
Fig. 5 zeigt einen Aufbau untere Verwendung eines
Halbleiterlasers 11 mit einer Michelson-
Interferometeranordnung. Das aus 11 divergent austretende
Licht wird durch eine Linse 2 kollimiert und durch einen
Strahlteiler 12 in zwei Strahlen aufgeteilt. Einer der beiden
Strahlen trifft auf den Referenzspiegel 13, der das Licht in
sich zurück reflektiert, so daß ein Teil auf den
Photodetektor 15 trifft. Der zweite Strahl trifft auf einen
beweglichen Reflektor 4, der das Licht in sich zurück
reflektiert. Die Bewegung von 4 stellt die zu messende Größe
dar. Ein Teil des an 4 reflektierten Lichtes gelangt nach
Reflexion an 12 auf den Photodetektor 15.
Dem Injektionsstrom aus einer Gleichstromquelle 5 wird ein
Modulationsstrom aus einer Modulationsstromquelle 6 über ein
Bias-T 7 überlagert. Das Frequenzspektrum des
Modulationsstromes enthält zwei Frequenzanteile, bei 2Ω und
3Ω (z. B. 910 kHz und 1365 kHz), wobei die
Modulationsamplituden beider Frequenzanteile unabhängig
voneinander einstellbar sind, so daß die Bedingung (3j) unter
Beachtung von Gleichung (3b und 3d) nahezu erfüllt wird.
Dieser Modulationsstrom kann beispielsweise mit einem
programmierbaren Funktionssynthesizer (z. B. SRS DS 345)
erzeugt werden.
Aus dem Signal der Photodiode 15 wird durch ein
schmalbandiges Filter 8 ein Frequenzband in der Nähe der
Bezugsgrundfrequenz Ω (z. B. 455 kHz, hierfür sind besonders
preiswerte Filterbausteine kommerziell erhältlich)
herausgefiltert und anschließend durch einen Verstärker 9
verstärkt. Der elektronische Phasenmesser 10 bestimmt die
Phase zwischen dem Referenz-Modulationssignal mit der
Bezugsgrundfrequenz Ω und dem Signal am Ausgang des
Verstärkers 9.
Eine im Phasenmesser 10 gemessene Phasenänderung um x . 2π
entspricht wiederum einer Bewegung des Reflektors 4 um eine
Strecke von x . λ/2, wobei λ für die Wellenlänge des
Laserlichtes in dem durchstrahlten Medium steht. Fig. 8 zeigt
eine Ausführungsform der Phasenbestimmungseinrichtung (10),
die ein Messen der Phase mit hoher Genauigkeit erlaubt, was
nachstehend noch näher erläutert wird.
Fig. 6 zeigt eine Ausführungsform unter Verwendung der Laser-
Selbstüberlagerung (SMI) und eines Halbleiterlasermoduls mit
integrierter Photodiode 1 (z. B. SHARP LTO22MDO). Das aus 1
divergent austretende Licht wird durch eine Linse 2
kollimiert und durch einen Abschwächer 3 abgeschwächt, bevor
es auf einen beweglichen Reflektor 4 (das Meßobjekt) trifft,
der das Licht in sich zurück reflektiert. Nach Durchgang
durch 3 und 2 gelangt ein Teil des emittierten Lichtes wieder
zurück in den Laser. Die Bewegung des Meßobjektes 4 stellt
die zu messende Größe dar. Dem Injektionsstrom aus einer
Gleichstromquelle 5 wird ein Modulationsstrom aus einer
Modulationsstromquelle 6 über ein Bias-T 7 überlagert. Das
Frequenzspektrum des Modulationsstromes enthält in dieser
Ausführungsform beide Frequenzanteile, deren Amplituden ΔI1,
ΔI2 unabhängig voneinander einstellbar sind, so daß die
Gleichung (3j) unter Beachtung von Gleichung (3b und 3d)
nahezu erfüllt wird. Dieser Modulationsstrom kann
beispielsweise mit einem programmierbaren
Funktionssynthesizer (z. B. SRS DS345) erzeugt werden.
Bisher wurde bei den Untersuchungen zum SMI-Effekt stets eine
sägezahnförmige Abhängigkeit der Leistungsänderung des
Diodenlasers von der Phasendifferenz ϕext beobachtet. Bei sehr
geringer Rückkoppelstärke, beispielsweise durch Einfügen
eines Neutralfilters 3 mit der optischen Dichte D = 1,7 in
die Meß- und Empfangsstrahlen (M und E), erhält man bezogen
auf ϕext eine sinusförmige Änderung der Laserleistung.
Allerdings hat dies auch zur Folge, daß die relative
Intensitätsänderung, d. h. die durch SMI verursachte
Intensitätsänderung, bezogen auf die Gesamtintensität der
Laserdiode, auch weiter abnimmt.
Das Halbleiterlasermodul 1 hat neben dem elektrischen Eingang
für den Injektionsstrom des Halbleiterlasers einen Ausgang
von der im Modul integrierten Monitor-Photodiode PD, die für
die Signalgewinnung genutzt wird. Im Grenzfall der sehr
geringen Rückkopplung verhält sich das Signal am Ausgang der
Monitor-Photodiode wie das Ausgangssignal eines
konventionellen Interferometers (z. B. eines Michelson-
Interferometers), d. h. es hat also eine cosinusförmige
Abhängigkeit von ϕext mit allerdings einem extrem geringen
Interferometer-Kontrast. Das Signal der Photodiode IS(t) hat
somit für den Grenzfall der geringen Rückkopplung auch bei
einem Self-Mixing-Interferometer die in Gleichung (3g)
angegebene Form, wobei gilt b << 1.
Aus dem Signal der Monitor-Photodiode wird durch ein
schmalbandiges Filter 8 ein Frequenzband in der Nähe der
Bezugsgrundfrequenz Ω (z. B. 455 kHz) herausgefiltert und
anschließend durch einen Verstärker 9 verstärkt. Ein
elektronischer Phasenmesser 10 (Phasenbestimmungseinrichtung)
bestimmt die Phase zwischen dem Modulationssignal und dem
Signal am Ausgang des Verstärkers 9. Eine in 10 gemessene
Phasenänderung um 2π entspricht einer Bewegung des Reflektors
4 um eine Strecke von λ/2, wobei λ für die Wellenlänge des
Laserlichtes in dem durchstrahlten Medium steht.
Hierbei kommt der wichtige Vorteil des erfindungsgemäßen
Verfahrens und der Anordnung zum tragen, daß auch bei einem
sehr kleinen Interferometer-Kontrast b ein stabiles Signal
IΩF und eine hohe Auflösung bei der Bestimmung von ϕext mit
einem sehr kleinen Fehler Ψ erzielt werden kann. Darüber
hinaus stellt ein SMI-Interferometer eine Interferometer-
Konfiguration dar, die mit einer minimalen Anzahl an
optischen Komponenten realisiert werden kann. Selbst auf die
in Fig. 6 gezeigten optischen Elemente, wie Linse 2 und
Abschwächer 3 kann verzichtet werden, wenn sichergestellt
wird, daß z. B. von einem diffusen Reflektor 4 eine
Rückkopplung verursacht wird, die genügend schwach ist, so
daß das Signal IS(t) die Form von Gleichung (3g) besitzt.
Damit kann durch das erfindungsgemäße Verfahren und die
Vorrichtung ein miniaturisiertes, kostengünstiges
Interferometersystem realisiert werden.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung und das Verfahren sind nicht
an die Verwendung von Halbleiterlasern gebunden. Für
verschiedene Anwendungen ist es vorteilhaft, auf die einfache
Modulierbarkeit der Diodenlaser zu verzichten zugunsten
beispielsweise einer besseren absoluten Stabilität der
Laserwellenlänge λ, wie sie bei HeNe-Lasern vorliegt. Dazu
ist es lediglich notwendig, eine Vorrichtung zu verwenden,
die eine Phasen- oder Frequenzmodulation von mindestens einem
der Strahlen M, E, R, bewirkt. Hierzu sind verschiedene
Verfahren bekannt, beispielsweise kann ein Endspiegel des
Laserresonators über einen piezoelektrischen Aktuator bewegt
werden, bei Verwendung eines diodenlasergepumpten
Festkörperlasers kann die Pumplichtintensität über den
Injektionsstrom des Diodenlasers moduliert werden oder die
Phase kann mit einem elektro-optischen Modulator moduliert
werden.
Darüber hinaus kann auch der bereits erwähnte akustooptische
Modulator eingesetzt werden, wie in Fig. 7 in Kombination
mit einem Michelson-Interferometer beispielhaft gezeigt ist.
Dazu wird der Ausgang des Lasers durch einen akustooptischen
Modulator AOM geführt, der von dem Signalgenerator 6 mit
einem Signal, das ein Spektrum IS mit den Frequenzen Ω1 = 2Ω
und Ω2 = 3Ω enthält, angeregt wird. Dies führt zu einer
Frequenzmodulation des Laserlichtes mit den
Frequenzmodulationshüben Δω1 und Δω2, die durch die
Amplituden der Spektralkomponenten von MS bestimmt sind.
Beispielhaft ist in Fig. 12 ein Michelson-Interferometer mit
einem Strahlteiler 12 gezeigt.
Im Gegensatz zur Fig. 10, wo zur Beschreibung des Standes
der Technik ein Michelson-Interferometer gezeigt ist, mit
einem polarisierenden Strahlteiler, der eine Aufspaltung der
jeweils linear polarisierten Strahlanteile bewirkt, genügt
erfindungsgemäß lediglich ein einfacher Strahlteiler, ohne
Beachtung der Polarisation der Laserstrahlung. Ohne
Einschränkung der Allgemeinheit kann angenommen werden, daß
der optische Wegunterschied zwischen dem empfangenen Strahl E
und dem Referenzstrahl R gleich 2L (und ungleich Null) ist,
d. h. innerhalb der Sende- und Empfangseinheit (16) ist die
Länge von Referenzstrahl und die Summe von Sende- und
Empfangsstrahl gleich lang gewählt. Dann hat die
Phasendifferenz ϕ'ext(t) die Form
ϕ'ext(t) = ϕext + m1 cos(Ω1t) + m2 cos(Ω2t)
mit
mi = Δωi 2 L/c, (i = 1 oder 2).
Diese Gleichungen sind identisch mit den Gleichungen 4a und
3d; man kann also die gleiche Modulation der Differenzphase
wie in Gleichung 4a erzeugen. Die überlagerten Strahlen
werden von dem Photodetektor 15 erfaßt und in Form eines
Interferenzsignals IS, daß durch Gleichung (3g) beschrieben
werden kann, zur weiteren Auswertung bereitgestellt.
Eine Filtereinrichtung 8 extrahiert aus dem Spektrum des
Interferenzsignals IS eine Spektrallinie bei der Frequenz Ω,
die anschließend durch einen Verstärker 9 verstärkt wird. Der
elektronische Phasenmesser 10 bestimmt die Phase zwischen dem
Referenz-Modulationssignal mit der Bezugsgrundfrequenz Ω und
dem Signal am Ausgang der Filtereinrichtung 8.
Im Gegensatz zu dem oben beschriebenen Doppler-Heterodyn-
Verfahren führt der erfindungsgemäße Einsatz eines einfachen
Strahlteilers und eines unpolarisierten Laserstrahles statt
eines Laserstrahles mit zwei Anteilen, die sich durch ihre
Frequenz und die Lage der Ebenen der linearen Polarisation
unterscheiden, sowie die Verwendung eines
Polarisationsstrahlteilers und Polarisators erfordern, zu
einer kostengünstigeren Lösung der Meßaufgabe.
In der Ausführungsform in Fig. 8 erzeugt der
Funktionsgenerator FG eine Bezugsgrundfrequenz Ω, die von
den Multiplizierern (jeweils als X2 und X3 bezeichnet) in
zwei Modulationssignale mit den Frequenzen Ω1 = 2Ω und Ω2 =
3Ω umgesetzt wird. Nach der Einstellung der
Modulationsamplituden mit den Reglern R1, R2 über die
Einstelleinrichtung MAEE werden die beiden Signale auf den
Modulationseingang der Sende- und Empfangseinheit 16
übergeben, wodurch die Laserdiode LD der Zweiton-Modulation
ausgesetzt wird.
Das in der Photodiode PD erzeugte Interferenzsignal wird in
der Filtereinrichtung 8 bis zu einem ausreichenden Pegel im
Verstärker 9 verstärkt und anschließend durch einen
Tiefpaßfilter mit der Grenzfrequenz Ω < Ωc < Ω1, Ω2
gefiltert.
Die Phasenmesser 10 kann beispielhaft als Phasenregelkreis
mit Differenzzähler ausgeführt werden. Dazu enthält der
Phasenregelkreis PLL einen spannungsgesteuerten Oszillator
VCO, der auf der Frequenz Ω und die Phase ϕext des
Meßsignals einrastet. Dadurch werden die Schwingungen bei
anderen Frequenzen, die nach der ersten Filterung noch nicht
vollständig beseitigt wurden, sowie die Schwankungen des
Signals infolge eines Intensitätsrauschens noch weiter
unterdrückt. Am Ausgang erzeugt der PLL ein "sauberes"
Meßsignal cos(Ωt + ϕext), das durch das Zählen von cos-Spitzen
mittels des Zählers Z1 ausgewertet wird. Während der Meßzeit
Δt wird die Zähleranzeige durch die Argumentenzunahme von
cos-Funktion bestimmt: ΔNS = (ΩΔt + Δϕext)/2π. Sie wird im
Subtrahierer mit der Referenzanzeige ΔNR = ΩΔt/2π
verglichen, die durch direkte Bearbeitung des ursprünglichen
Signals cos(Ωt) von einem anderen Zähler Z2 erzeugt wird.
Die Verschiebung Δϕext der Phase des Meßstrahles (z. B. durch
eine Längenänderung 2ΔL verursacht) während der Meßzeit Δt
ergibt sich nun aus der Differenz von beiden Zähleranzeigen:
ΔN = ΔNS - ΔNR = Δϕext/2π = 2ΔL/λ. Daraus kann Δϕext, bzw. ΔL,
bestimmt werden. Unter Berücksichtigung der Meßzeit Δt kann
daraus auch die Geschwindigkeit ΔL/Δt ermittelt werden.
Da die kleinste Differenz der Zähleranzeigen δN = 1 einer
Abstandsänderung von δL = λ/2 entspricht, ist die Auflösung
dieses Verfahrens auf die halbierte Wellenlänge begrenzt. Sie
kann jedoch vielfach erhöht werden, wenn ein Frequenzteiler
1 : k FT und ein Multiplizierer x . k mit wie in Fig. 7
eingesetzt werden. In diesem Fall oszilliert der VCO k-fach
schneller, so daß eine Phasenänderung auf dem Eingang des
PLL's einer n-fachen Phasenänderung auf seinem Ausgang
entspricht. Die Differenz der Zähleranzeigen ist nun durch ΔN
= k Δϕext/2π = k 2ΔL/λ gegeben, weshalb sich die Auflösung δL
= λ/2n um n-mal erhöhen läßt. Mit k = 100 und λ = 670 um
erhält man z. B. 3,34 nm, was eine sehr hohe Interpolation
ermöglicht.
Wie eingangs erwähnt, ist die erfindungsgemäße Meßvorrichtung
und das Meßverfahren auf sämtliche Meßsysteme anwendbar, bei
denen die Änderung einer Meßgröße, eine Änderung der
Phasendifferenz zweier interferierender Meßstrahlen bewirkt.
Das Verfahren und die Anordnung ist nicht an einen speziellen
Interferometertyp gebunden, sie können vielmehr bei
verschiedenen Interferometern, wie u. a. Michelson-, Mach-
Zehnder, SMI-Interferometer, eingesetzt werden. Daüberhinaus
kann der optische 04546 00070 552 001000280000000200012000285910443500040 0002019707773 00004 04427Aufbau auch als integrierte Optik
realisiert sein. Erfindungsgemäß wird eine Modulation der
Phasendifferenz mit mindestens zwei Modulationsfrequenzen
durchgeführt. Im Hinblick auf eine einfache und
kostengünstige Realisierung der Modulation kann eine
Frequenzmodulation des aus dem Laser emittierten Strahles
erfolgen, z. B. bei Verwendung eines Diodenlasers kann dessen
Injektionsstrom moduliert werden. Das Verfahren ermöglicht es
auch, ein Interferenzsignal mit einem sehr kleinen
Interferometerkontrast, wie er beispielsweise bei einem SMI-In
terferometer vorliegt, zu nutzen, bei gleichzeitiger
Fähigkeit der Detektion auch von kleinen
Phasendifferenzänderungen. Die Meßvorrichtung beinhaltet nur
wenige und preiswerte Komponenten und kommt beispielsweise
ohne Lock-in-Verstärker aus.
In Fig. 9 sind schließlich zur Abstandsänderungsmessung
mehrere Alternativen zur Messung von charakteristischen
Eigenschaften von Meßobjekten gezeigt, die mit der
erfindungsgemäßen Meßvorrichtung und dem erfindungsgemäßen
Meßverfahren ermittelt werden können. Beispielsweise sind
dies neben den Abstandsänderungen mit Richtungserkennung
(Fig. 9a), Vibrationen (Fig. 9b), sowie Oberflächenrauhigkeit
und Filmdicke (Fig. 9c). Bei einer der Modulation
überlagerten, kontinuierlichen Änderung der Laserwellenlänge
von λ1 nach λ2 und der Messung der Phasendifferenzänderung
ϕext können auch Absolutabstände bestimmt werden (Fig. 9d).
Kraft, Beschleunigung, Druck, Schall können gemessen werden,
indem sie auf eine Abstandsänderung zurückgeführt werden
(Fig. 9e). Bei einem festen Abstand L kann eine
Brechungsindexänderung des durchströmten Mediums bestimmt
werden wodurch z. B. auch der Druck oder die Gaskonzentration
(Fig. 9f) gemessen werden kann. Außerdem ist es vorstellbar,
das erfindungsgemäße Prinzip auf die optische Kommunikation,
die eine kohärente Phasenmodulation beinhaltet, anzuwenden,
wie in Fig. 9g gezeigt. Dabei wird der Meßstrahl in eine
optische Lichtleitfaser eingekoppelt, an deren Ende sich z. B.
ein Phasenmodulator und ein Reflexionsspiegel befindet.
Der Sender der Information steuert den Phasenschieber an,
dessen Phasenverschiebung von der erfindungsgemäßen Anordnung
und dem Verfahren bestimmt wird; wodurch die Information
empfangen werden kann. In Fig. 9h ist eine Anwendung als
Fiber- oder Laser-Gyroskop skizziert.
Das erfindungsgemäße Verfahren und die Anordnung stellen eine
miniaturisierbare, kostengünstige interferometrische
Abstandsänderungsbestimmung zur Verfügung, die auch zum
Auslesen einer neuartigen interferometrischen
Informationsspeicherplatte mit hoher Speicherdichte benutzt
werden kann (Fig. 9i). Da derzeit die Informationsdichte
einer Compact-Disk im wesentlichen durch den minimalen
Fokusdurchmesser eines Diodenlasers für eine 1 oder 0-
Information, die durch eine hohe oder niedrige Reflektion an
dem betreffenden Punkt gegeben ist, begrenzt ist, kann eine
erhebliche Steigerung der Informationsdichte erzielt werden,
wenn der Abstand zum Reflektor als Informationsgröße genutzt
wird, der über das erfindungsgemäße Verfahren und die
Vorrichtung bestimmt wird. Zur Vereinfachung können neben
jedem Informationspunkt Referenzpunkte vorhanden sein, so daß
die Abstandsdifferenz zwischen dem Referenzpunkt und dem
Informationspunkt den Informationsinhalt trägt. Werden M
Abstandsdifferenzen aufgelöst, so kann die Informationsdichte
um den Faktor M/2 gesteigert werden.
Weitere kommerzielle Anwendungen der erfindungsgemäßen
Vorrichtung und des Verfahrens stellen im allgemeinen
Meßsysteme dar, bei denen Interferenzeffekte ausgenutzt
werden, wie z. B. bei sog. Wavemetern, die die Wellenlänge
von Laserstrahlung bestimmen oder bei interferenziellen
Glasmaßstäben, wo mit Hilfe der Interferenz die
Phasenabhängigkeit der an einem Gitter gebeugten Strahlen zur
Längenbestimmung genutzt wird.
Bezugszeichen in den Ansprüchen engen den Umfang der
Erfindung nicht ein und Modifikationen und Änderungen der
Erfindung sind im Umfang der beigefügten Ansprüche möglich.
Diese Anmeldung wurde vom Bundesministerium für Forschung und
Technologie unter dem Förderkennzeichen FKZ 16SV266/5
gefördert.
Claims (34)
1. Vorrichtung zum Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz
(ϕext) von interferierenden Strahlen (E, R), umfassend:
- - eine Sendeeinrichtung (16) zum Erzeugen eines Meßstrahls (M) und eines Referenzstrahls (R), und zum Aussenden des Meßstrahls;
- - eine Überlagerungseinrichtung (16) zum Überlagern eines Empfangsstrahls (E), der aus dem Meßstrahl durch eine von außen beeinflußte Verschiebung der Phase um einen Phasenbetrag Δϕ hervorgeht, mit dem Referenzstrahl;
- - eine Detektoreinrichtung (16) zur Erfassung der Interferenz zwischen Meß- und Referenzstrahl und zum Ausgeben eines elektrischen Detektorsignals, das eine Auswirkung dieser Interferenz anzeigt;
- - eine Modulationseinrichtung (16-1), mit der die Frequenz von mindestens einem der Strahlen Meßstrahl, Referenzstrahl, Empfangsstrahl (M, E, R) moduliert werden kann, mit einem Modulationsspektrum, daß durch ein von außen vorgegebenes elektrisches Modulationssignal (MS) bestimmt wird;
- - einen Modulationssignalgenerator (6) zur Erzeugung des Modulationssignals (MS) mit einem Modulationssignalspektrum, das aus mindestens zwei voneinander verschiedenen Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k) besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine natürliche Zahl ungleich null ist, einer Bezugsgrundfrequenz Ω sind und an diese phasenstarr gekoppelt sind;
- - eine Filtereinrichtung (8), welche das elektrische Detektorsignal filtert, und eine Spektralkomponente IΩF bei einer Frequenz ΩF = nΩ, wobei n eine natürliche Zahl ungleich null ist, extrahiert,
- - wobei n und die Frequenzen Ωi der mindestens zwei
Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt
werden, daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag von A ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und - - eine Phasenbestimmungseinrichtung (10) zum Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext der interferierenden Meßstrahlen durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz zwischen der von der Filtereinrichtung (8) gelieferten Spektralkomponente (IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩF.
2. Meßvorrichtung zum Bestimmen der Änderung der
Phasendifferenz (ϕext) von interferierenden Strahlen (E,
R), umfassend:
- - eine Sendeeinrichtung (16) zum Erzeugen eines Meßstrahls (M) und eines Referenzstrahls (R), und zum Aussenden des Meßstrahls;
- - eine Überlagerungseinrichtung (16) zum Überlagern eines Empfangsstrahls (E), der aus dem Meßstrahl durch eine von außen beeinflußte Verschiebung der Phase um einen Phasenbetrag (Δϕ) hervorgeht, mit dem Referenzstrahl;
- - eine Detektoreinrichtung (16) zur Erfassung der Interferenz zwischen Meß- und Referenzstrahl, und zum Ausgeben eines elektrischen Detektorsignals (IS), das eine Auswirkung dieser Interferenz anzeigt;
- - eine Modulationseinrichtung (16-1), mit der Phase von mindestens einem der Strahlen Meßstrahl, Referenzstrahl, Empfangsstrahl (M, E, R) moduliert werden kann, mit einem Modulationsspektrum, das durch ein von außen vorgegebenes elektrisches Modulationssignal (MS) bestimmt wird;
- - einen Modulationssignalgenerator (6) zur Erzeugung des Modulationssignals (MS) mit einem Modulationssignalspektrum, das aus mindestens zwei voneinander verschiedenen Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k) besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine natürliche Zahl ungleich null ist, einer Bezugsgrundfrequenz Ω sind und an diese phasenstarr gekoppelt sind;
- - eine Filtereinrichtung (8), welche das elektrische Detektorsignal (IS) filtert, und eine Spektralkomponente IΩF bei einer Frequenz ΩF = nΩ, die ungleich einer der Modulationsfrequenzen Ωi, und ungleich einer der Obertöne der Modulationsfrequenzen ist, extrahiert,
- - wobei n und die Frequenzen (Ωi = niΩ) der mindestens zwei
Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt
werden, daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag A ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und - - eine Phasenbestimmungseinrichtung (10) zum Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext der interferierenden Meßstrahlen durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz zwischen der von der Filtereinrichtung gelieferten Spektralkomponente (IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩF.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Spektrum des vom Modulationssignalgenerator (6)
erzeugten Modulationssignals MS aus nur zwei
Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ω1 und Ω2 besteht,
die ganzzählige Vielfache der Bezugsgrundfrequenz Ω sind,
mit den ganzen Zahlen n1 und n2, wobei gilt Ω1 = n1 Ω, Ω2
= n2 Ω und n1 + n2 eine ungerade Zahl ist.
4. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß
gilt;
ΩF < Ω1 und
ΩF < Ω2.
ΩF < Ω1 und
ΩF < Ω2.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet, daß
die von der Filtereinrichtung (8) aus dem Spektrum von IS
gefilterte Frequenz die Bezugsgrundfrequenz Ω ist, d. h.
ΩF = Ω, und n1, n2 die Werte
n1 = 2, n2 = 3 oder
n1 = 3, n2 = 4 oder
n1 = 2, n2 = 5 oder
n1 = 2, n2 = 7 oder
n1 = 5, n2 = 8 annimmt.
n1 = 2, n2 = 3 oder
n1 = 3, n2 = 4 oder
n1 = 2, n2 = 5 oder
n1 = 2, n2 = 7 oder
n1 = 5, n2 = 8 annimmt.
6. Vorrichtung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Amplituden der beiden Spektralkomponenten im Spektrum
MS so gewählt sind, daß aufgrund der Modulation die
Amplituden der Phasenmodulationshübe m1,2 der beiden
Spektralkomponenten in dem erzeugten Spektrum der
Phasendifferenz (ϕ'ext(t)) zwischen den Strahlen E und R an
deren Überlagerungspunkt die Werte
m1 = 2,6; m2 = 1,3 bei n1 = 2, n2 = 3 oder
m1 = 3,0; m2 = 2,7 bei n1 = 3, n2 = 4 oder
m1 = 3,8; m2 = 1,9 bei n1 = 2, n2 = 5 oder
m1 = 4,8; m2 = 1,9 bei n1 = 2, n2 = 7 oder
m1 = 5,0; m2 = 4,0 bei n1 = 5, n2 = 8 annimmt.
m1 = 2,6; m2 = 1,3 bei n1 = 2, n2 = 3 oder
m1 = 3,0; m2 = 2,7 bei n1 = 3, n2 = 4 oder
m1 = 3,8; m2 = 1,9 bei n1 = 2, n2 = 5 oder
m1 = 4,8; m2 = 1,9 bei n1 = 2, n2 = 7 oder
m1 = 5,0; m2 = 4,0 bei n1 = 5, n2 = 8 annimmt.
7. Vorrichtung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß
n1 = 2, n2 = 3 gewählt ist und eine Modulationsamplituden-
Einstelleinrichtung (MAEE) des Modulationssignalgenerators
(6) die Phasenmodulationshübe m1,2 der zwei
Modulationskomponenten so einstellt, daß die folgende
Gleichung erfüllt ist:
|J1(m1)J1(m2) + J5(m1)J3(m2)
+ J7(m1)J5(m2) + J11(m1)J7(m2)+ . . .| =
|J2(m1)J1(m2) - J4(m1)J3(m2)
+ J8(m1)J5(m2) - J10(m1)J7(m2)+. . .|,
wobei Jn die n-te Besselfunktion ist, und m1,2 die Phasenmodulationshübe der beiden Komponenten im Spektrum der Modulation der Phasendifferenz ϕ'ext(t).
|J1(m1)J1(m2) + J5(m1)J3(m2)
+ J7(m1)J5(m2) + J11(m1)J7(m2)+ . . .| =
|J2(m1)J1(m2) - J4(m1)J3(m2)
+ J8(m1)J5(m2) - J10(m1)J7(m2)+. . .|,
wobei Jn die n-te Besselfunktion ist, und m1,2 die Phasenmodulationshübe der beiden Komponenten im Spektrum der Modulation der Phasendifferenz ϕ'ext(t).
8. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Modulationssignal (MS) aus mehreren Komponenten von
rechteckigen oder sinusförmigen Signalen mit den
jeweiligen Frequenzen Ωi zusammengesetzt ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Sendeeinrichtung (16) mindestens ein Halbleiterlaser
(DL) umfaßt, der mindestens einen der beiden
Laserstrahlen (M, R) erzeugt und die
Modulationseinrichtung (16-1) eine Frequenzmodulation
durch Modulation des Injektionsstromes herbeiführt.
10. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
die beiden Strahlen (E, R) einen optischen Wegunterschied
2L aufweisen und die Modulationseinrichtung (16-1) die
Modulation der Phasendifferenz ϕext durch eine
Frequenzmodulation von mindestens einem der Strahlen M
oder R mit einem Spektrum der Frequenzmodulation
durchführt, so daß mindestes zwei Komponenten bei den
Frequenzen Ωi mit den Frequenzmodulationshüben Δωi
auftreten, und die daraus folgenden Phasenmodulationshübe
bei den Komponenten Ωi des Phasenmodulationsspektrums
durch die Formel
mi = Δωi 2L/c
gegeben sind, wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist.
mi = Δωi 2L/c
gegeben sind, wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist.
11. Vorrichtung nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet, daß
eine Modulationsamplituden-Einstelleinrichtung (MAEE) des
Signalgenerators (6) die Frequenzmodulationshübe Δωi bei
einer Änderung des Gangunterschieds (2L) der beiden
interferierenden Meßstrahlen (E, R) während einer Messung
umgekehrt proportional zur Gangunterschiedsänderung
einstellt.
12. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
die von außen beeinflußte Verschiebung der Phase Δϕ durch
eine Abstandsänderung ΔL eines Reflektors (4)
hervorgerufen wird und die Phasenbestimmungseinrichtung (10)
ferner aus der Bestimmung der Änderung von ϕext die
Abstandsänderung ΔL bestimmt.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Phasenbestimmungseinrichtung (10) ferner aus der
Ableitung der Abstandsänderung nach der Zeit,
die Geschwindigkeit des Reflektors (4) und aus der Abstandsänderung als Funktion der Zeit (ΔL(t)) das Vibrationsspektrum des Reflektors bestimmt.
die Geschwindigkeit des Reflektors (4) und aus der Abstandsänderung als Funktion der Zeit (ΔL(t)) das Vibrationsspektrum des Reflektors bestimmt.
14. Vorrichtung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Abstand L des Reflektors (4) konstant ist, aber die
Wellenlänge der Strahlen E und R kontinuierlich von dem
bekannten Wert λ1 zu dem bekannten Wert λ2 abgestimmt wird
und die Phasenbestimmungseinrichtung (10) ferner aus der
dabei beobachteten Änderung von ϕext der Abstand L des
Reflektors (4) bestimmt.
15. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Meßstrahl E durch ein Meßvolumen geführt wird, das ein
Medium mit einem Brechungsindex n enthält, der sich als
Folge einer Änderung des Druckes, der Zusammensetzung des
Mediums oder der Temperatur ändert und die
Phasenbestimmungseinrichtung (10) durch die Bestimmung der
Änderung von ϕext auch die Änderung von n, und damit auch
des Druckes, der Zusammensetzung des Mediums oder der
Temperatur, bestimmt.
16. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
die zwei Strahlen (E, R) durch eine Michelson-
Interferometer-Anordnung (MIC) oder eine Mach-Zehnder-
Interferometer-Anordnung (MZ) zur Interferenz gebracht
werden.
17. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
die gesamte oder Teile der Sende- und Empfangseinheit (16)
sowie die Strahlen E und M als integrierte Optik oder
durch Lichtleitfasern realisiert sind.
18. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Detektionseinrichtung eine Photodiode (PD) ist, die
Sendeeinrichtung (1) ein Laser ist, ein Teil des von dem
Laser ausgesendeten Laserstrahls nach Durchlaufen einer
Strecke (2L), in der die äußere Beeinflussung der Phase um
Δϕ als Folge der Änderung der Meßgröße stattfindet, in den
Laser zurückgeführt wird und ein Photodetektor (PD) eine
Änderung der Laserleistung aufgrund der Interferenz des
zurückgeführten Laserstrahls und des im Laserresonator
befindlichen Laserstrahles erfaßt und das
Interferenzsignal IS auf Grundlage davon ausgibt.
19. Verfahren zum Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz
(ϕext) von interferierenden Strahlen umfassen die folgenden
Schritte:
- - Erzeugen eines Meßstrahls (M) und eines Referenzstrahls (R), und Aussenden des Meßstrahls mittels einer Sendeeinrichtung (16);
- - Überlagern eines Empfangsstrahls (E), der aus dem Meßstrahl durch eine von außen beeinflußte Verschiebung der Phase um einen Phasenbetrag (Δϕ) hervorgeht, mit dem Referenzstrahl (R) mittels einer Überlagerungsrichtung (16);
- - Erfassen der Interferenz zwischen Meß- und Referenzstrahl, und Ausgeben eines elektrischen Detektorsignals (IS), das eine Auswirkung dieser Interferenz anzeigt, mittels einer Detektoreinrichtung (16);
- - Modulieren der Frequenz von mindestens einem der Strahlen Meßstrahl, Referenzstrahl, Empfangsstrahl (M, E, R) mit einem Modulationssignal mit einem Spektrum, das aus mindestens zwei voneinander verschiedenen Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k) besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine natürliche Zahl ungleich null ist, einer Bezugsgrundfrequenz Ω sind und phasenstarr zueinander gekoppelt sind, mittels einer Modulationseinrichtung (16);
- - Filtern des elektrischen Detektorsignals (IS), und Extrahieren einer Spektralkomponente IΩF bei einer Frequenz ΩF = nΩ, wobei n eine natürliche Zahl ungleich null ist, mittels einer Filtereinrichtung (8);
- - wobei n und die Frequenzen Ωi der mindestens zwei
Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt
werden, daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag von A ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und - - Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext der interferierenden Strahlen durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz zwischen der von der Filtereinrichtung (8) gelieferten Spektralkomponente (IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩF, mittels einer Phasenbestimmungseinrichtung (10).
20. Verfahren zum Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz
ϕext von interferierenden Strahlen umfassend die folgenden
Schritte:
- - Erzeugen eines Meßstrahls (M) und eines Referenzstrahls (R), und Aussenden des Meßstrahls mittels einer Sendeeinrichtung (16);
- - Überlagern eines Empfangsstrahls, der aus dem Meßstrahl durch eine von außen beeinflußte Verschiebung der Phase um einen Phasenbetrag (Δϕ) hervorgeht, mit dem Referenzstrahl mittels einer Überlagerungseinrichtung (16);
- - Erfassen der Interferenz zwischen Meß- und Referenzstrahl und Ausgeben eines elektrischen Detektorsignals (IS), das eine Auswirkung dieser Interferenz anzeigt mittels einer Detektoreinrichtung (16);
- - Modulieren der Phase von mindestens einem der Strahlen Meßstrahl, Referenzstrahl, Empfangsstrahl (M, E, R) mit einem Modulationssignal mit einem Spektrum, das aus mindestens zwei voneinander verschiedenen Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ωi (i = 1,2, . . . k) besteht, die jeweils Vielfache Ωi = niΩ, wobei ni eine natürliche Zahl ungleich null ist, einer Bezugsgrundfrequenz Ω sind, und zueinander phasenstarr gekoppelt sind, mittels einer Modulationseinrichtung (16);
- - Filtern des elektrischen Detektorsignals (IS) und Extrahieren einer Spektralkomponente IΩF bei einer Frequenz ΩF = nΩ, die ungleich einer der Modulationsfrequenzen Ωi und ungleich einer der Obertöne der Modulationsfrequenzen ist, mittels einer Filtereinrichtung (8);
- - wobei n und die Frequenzen (Ωi) der mindestens zwei
Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt
sind, daß sich die Spektralkomponente IΩF ergibt als
IΩF = A cos(ΩFt) cos(ϕext)
+B sin(ΩFt) sin(ϕext),
und die Amplituden der mindestens zwei Komponenten des Modulationssignalspektrums so gewählt sind, daß der Betrag A ungefähr gleich dem Betrag von B ist; und - - Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz ϕext der interferierenden Meßstrahlen durch Bestimmen der Änderung der Phasendifferenz zwischen der von der Filtereinrichtung (8) gelieferten Spektralkomponente (IΩF) und einem mit der Bezugsfrequenz Ω phasenstarr verkoppelten Referenzsignal mit der Frequenz ΩF mittels einer Phasenbestimmungseinrichtung (10).
21. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Spektrum der Frequenz- oder Phasenmodulation aus nur
zwei Spektralkomponenten mit den Frequenzen Ω1 und Ω2
besteht, die ganzzahlige Vielfache der Bezugsgrundfrequenz
Ωsind, mit den ganzen Zahlen n1 und n2, wobei gilt Ω1 = n1
Ω, Ω2 = n2 Ω und n1 + n2 eine ungerade Zahl ist.
22. Verfahren nach den Ansprüchen 19, 20, oder 21
dadurch gekennzeichnet, daß
gilt,
ΩF < Ω1 und
ΩF < Ω2 ist.
ΩF < Ω1 und
ΩF < Ω2 ist.
23. Verfahren nach Anspruch 21,
dadurch gekennzeichnet, daß
die aus dem Spektrum von IS gefilterte Frequenz ΩF die
Bezugsgrundfrequenz ist, also ΩF = Ω gilt, und für n1 und
n2 die Werte
n1 = 2, n2 = 3 oder
n1 = 3, n2 = 4 oder
n1 = 2, n2 = 5 oder
n1 = 2, n2 = 7 oder
n1 = 5, n2 = 8 gewählt werden.
n1 = 2, n2 = 3 oder
n1 = 3, n2 = 4 oder
n1 = 2, n2 = 5 oder
n1 = 2, n2 = 7 oder
n1 = 5, n2 = 8 gewählt werden.
24. Verfahren nach Anspruch 23,
dadurch gekennzeichnet, daß
für die Amplituden der Phasenmodulationshübe m1,2 der
beiden Spektralkomponenten in dem durch die Modulation
erzeugten Spektrum der Phasendifferenz (ϕ'ext(t)) zwischen
den Strahlen E und R an deren Überlagerungspunkt die Werte
m1 = 2,6; m2 = 1,3 bei n1 = 2, n2 = 3 oder
m1 = 3,0; m2 = 2,7 bei n1 = 3, n2 = 4 oder
m1 = 3,8; m2 = 1,9 bei n1 = 2, n2 = 5 oder
m1 = 4,8; m2 = 1,9 bei n1 = 2, n2 = 7 oder
m1 = 5,0; m2 = 4,0 bei n1 = 5, n2 = 8 gewählt werden.
m1 = 2,6; m2 = 1,3 bei n1 = 2, n2 = 3 oder
m1 = 3,0; m2 = 2,7 bei n1 = 3, n2 = 4 oder
m1 = 3,8; m2 = 1,9 bei n1 = 2, n2 = 5 oder
m1 = 4,8; m2 = 1,9 bei n1 = 2, n2 = 7 oder
m1 = 5,0; m2 = 4,0 bei n1 = 5, n2 = 8 gewählt werden.
25. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20,
dadurch gekennzeichnet, daß
n1 = 2, n2 = 3 gewählt wird und die Phasenmodulationshübe
m1,2 so gewählt werden, daß die folgende Gleichung erfüllt
ist:
|J1(m1)J1(m2) + J5(m1)J3(m2)
+ J7(m1)J5(m2) + J11(m1)J7(m2)+. . .| =
|J2(m1)J1(m2) - J4(m1)J3(m2)
+ J8(m1)J5(m2) - J10(m1)J7(m2)+. . .|,
wobei Jn die n-te Besselfunktion ist.
|J1(m1)J1(m2) + J5(m1)J3(m2)
+ J7(m1)J5(m2) + J11(m1)J7(m2)+. . .| =
|J2(m1)J1(m2) - J4(m1)J3(m2)
+ J8(m1)J5(m2) - J10(m1)J7(m2)+. . .|,
wobei Jn die n-te Besselfunktion ist.
26. Verfahren nach Anspruch 19,
dadurch gekennzeichnet, daß
mindestens ein Halbleiterlaser (DL) mindestens einen der
beiden Laserstrahlen (M, R) erzeugt und eine
Frequenzmodulation durch Modulation des Injektionsstromes
herbeigeführt wird.
27. Verfahren nach Anspruch 19,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Strahlen einen optischen Wegunterschied von 2L
aufweisen und das Spektrum der Frequenzmodulation
mindestes zwei Komponenten bei den Frequenzen Ωi mit den
Frequenzmodulationshüben Δωi aufweist und die daraus
folgenden Phasenmodulationshübe bei den Komponenten Ωi des
Phasenmodulationsspektrums durch die Formel
mi = Δωi 2L/c
gegeben sind, wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist.
mi = Δωi 2L/c
gegeben sind, wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist.
28. Verfahren nach Anspruch 27,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Phasenmodulationshübe mi bei einer Änderung des
Gangunterschieds (2L) der beiden interferierenden
Meßstrahlen (E, R) während einer Messung umgekehrt
proportional zur Gangunterschiedsänderung einstellt
werden.
29. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20,
dadurch gekennzeichnet, daß
die von außen beeinflußte Verschiebung der Phase Δϕ durch
eine Abstandsänderung ΔL eines Reflektors hervorgerufen
wird und aus der Bestimmung der Änderung von ϕext die
Abstandsänderung ΔL bestimmt wird.
30. Verfahren nach Anspruch 29,
dadurch gekennzeichnet, daß
durch die Ableitung der Phasenänderung nach der Zeit
die Geschwindigkeit des Reflektors und aus der Abstandsänderung als Funktion der Zeit ΔL(t) das Vibrationsspektrum des Reflektors bestimmt wird.
die Geschwindigkeit des Reflektors und aus der Abstandsänderung als Funktion der Zeit ΔL(t) das Vibrationsspektrum des Reflektors bestimmt wird.
31. Verfahren nach Anspruch 27 oder 29,
dadurch gekennzeichnet, daß
daß der Abstand L des Reflektors (4) konstant bleibt, aber
die Wellenlänge der Meß- und Referenzstrahlen (M und R)
kontinuierlich von dem bekannten Wert λ1 zu dem bekannten
Wert λ2 abgestimmt wird und aus der dabei beobachteten
Änderung von ϕext der Abstand L des Reflektors bestimmt
wird.
32. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Meßstrahl (M) durch ein Meßvolumen geführt wird, das
ein Medium mit einem Brechungsindex n enthält, der sich in
folge einer Änderung des Druckes oder der Zusammensetzung
des Mediums oder der Temperatur ändert und durch die
Bestimmung der Änderung von ϕext auch die Änderung von n,
und damit auch des Druckes, der Zusammensetzung des
Mediums und der Temperatur, bestimmt wird.
33. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20,
dadurch gekennzeichnet, daß
die zwei Strahlen (E, R) durch eine Michelson-
Interferometer-Anordnung (MIC) oder eine Mach-Zehnder-
Interferometer-Anordnung (MZ) zur Interferenz gebracht
werden.
34. Verfahren nach Anspruch 19,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Detektionseinrichtung eine Photodiode (PD) ist,
die Sendeeinrichtung ein Laser ist, ein Teil des von dem
Laser ausgesendeten Laserstrahls M nach Durchlaufen einer
Strecke (2L) als Empfangsstrahl E in den Laser
zurückgeführt wird und von einem Photodetektor (PD) eine
Änderung der Laserleistung aufgrund der Interferenz des
zurückgeführten Laserstrahls und des im Laserresonator
befindlichen Laserstrahles erfaßt wird und als
Interferenzsignal IS ausgibt.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE1997107773 DE19707773C2 (de) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen der Phasendifferenz zwischen interferierenden Strahlen |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE1997107773 Expired - Fee Related DE19707773C2 (de) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | Vorrichtung und Verfahren zum Bestimmen der Phasendifferenz zwischen interferierenden Strahlen |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US6470753B2 (en) | 2000-03-13 | 2002-10-29 | Suzuki Motor Company | Vibration measuring apparatus and method |
CN113671516A (zh) * | 2021-08-05 | 2021-11-19 | 湖南大学 | 一种车灯测距装置及其方法 |
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1997
- 1997-02-26 DE DE1997107773 patent/DE19707773C2/de not_active Expired - Fee Related
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DE19707773C2 (de) | 2000-05-25 |
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