DE19625054A1 - Verfahren und System zur Übertragung von Mehrträger-Signalen mit einem reduzierten Spitzen-/Mittelwertverhältnis - Google Patents
Verfahren und System zur Übertragung von Mehrträger-Signalen mit einem reduzierten Spitzen-/MittelwertverhältnisInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Übertragung
von Mehrträgersignalen mit einem reduzierten Spitzen-
/Mittelwert-Verhältnis nach Anspruch 1 sowie ein Mehrträger-
Übertragungssystem zur Durchführung des Verfahrens nach
Anspruch 7.
Auf dem Gebiet der digitalen Signalverarbeitung sind
Systeme bekannt, die eine hochratige digitale Nachrichten
übertragung ermöglichen. Eine Technik, die in jüngster Zeit
immer mehr an Bedeutung gewinnt, ist die Mehrträger
übertragung, die auch als "Discrete Multitone" (DMT) oder
"Orthogonal Frequency Division Multiplex" (OFDM) bekannt
ist. Bei der Mehrträgerübertragung wird der zu übertragende
Datenstrom in viele parallele Teilströme zerlegt, welche im
Frequenzmultiplex unabhängig voneinander übertragen werden.
Eine wichtige Kenngröße der Mehrträgerübertragung ist die
Länge eines Rahmens, in dem ein Mehrträgersignal übermittelt
wird. Die Rahmenlänge legt die Anzahl sowohl der
modulierbaren Träger als auch der daraus entstehenden
Abtastproben im Zeitbereich fest. Falls das Mehrträger-
Signal aus einer Inversen Diskreten Fouriertransformation
hervorgeht, wird der Rahmen eines Mehrträgersignals im
Frequenzbereich auch DFT-(Diskrete Fourier-Transformation)
-Rahmen genannt. Da bei der Mehrträger-Übertragung viele
Träger (beispielsweise 256 Träger) überlagert werden, zeigt
das Zeitsignal gemäß dem Gesetz der großen Zahlen eine
nahezu Gauß-förmige Häufigkeitsverteilung der Amplituden.
Mit anderen Worten können relativ zur mittleren
Signalleistung sehr hohe Spitzenleistungen auftreten, für
die analoge Schaltungskomponenten, Analog-
Digital- und Digital/Analog-Wandler ausgelegt werden müssen
(hohe Dynamik). Es wird daher angestrebt, die
Spitzenleistungen des Zeitsignals zu begrenzen. Eine
einfache Methode besteht darin, die Spitzenwerte
abzuschneiden. Jede Amplitudenbegrenzung eines Zeitsignals
führt jedoch zu einer Verschlechterung des Störabstandes.
S. Narahashi et al. beschreibt in einem Aufsatz
"Minimizing Peak-to-Average Power Ratio of Multitone Signals
Using Steepest Descent Method", erschienen in Electronics
Letters, 31. August 1995, Band 31, Nr. 18, Seiten 1552-1553,
ein Verfahren zur Reduktion von Spitzenwerten bei
unmodulierten Trägern. Dies bedeutet, daß keine
Nutzinformation übertragbar ist, was natürlich praktisch
ohne Bedeutung ist.
In dem Aufsatz "Block Coding Scheme for Reduction of
Peak to Mean Envelope Power Ratio of Multicarrier
Transmission Schemes", erschienen in Electronics Letters, 8.
Dezember 1994, Band 30, Nr. 25, beschreibt A. E. Jones et
al. eine Methode zur Verringerung von Spitzenleistungen
basierend auf BPSK-modulierten Trägern. Diese Methode ist
allerdings nur auf DFT-Rahmen mit sehr geringen Trägerzahlen
(etwa 8 Träger) anwendbar, so daß sie aus praktischen
Gesichtspunkten, d. h. für sinnvolle Trägerzahlen in der
Größenordnung von 256, nicht einsetzbar ist.
In dem Aufsatz "Trellis Shaping", erschienen in IEEE
Trans. on Information Theory, Band 38, Nr. 2, März 1992,
Seiten 281-300, hat G. D. Forney eine Methode, das
sogenannte Trellis Shaping, zur Verringerung von
Spitzenleistungen in Zeitsignalen für Einträger-
Übertragungssysteme beschrieben. Die von Forney beschriebene
Methode basiert auf einer Verdopplung eines benutzten
Modulationsalphabets (z. B. ein PAM- oder QAM-Alphabet) mit
Hilfe eines inversen Syndromformers. Ein Viterbi-Decoder
beeinflußt unter Benutzung einer bestimmten Trellisstruktur
die Auftrittshäufigkeit der Symbole des
Modulationsalphabets, derart, daß die mittlere Leistung des
Einträgersignals im Zeitbereich verringert werden kann. Eine
ausführliche Beschreibung des sogenannten "Trellis Shaping"
bei Einträger-Übertragungen kann aus dem obengenannten
Aufsatz entnommen werden.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein
Verfahren sowie ein System verfügbar zu machen, mit denen
Spitzenleistungen in Mehrträgersignalen verringert werden
können.
Dieses technische Problem löst die Erfindung mit den
Verfahrensschritten des Anspruchs 1 sowie den Merkmalen des
Anspruchs 7.
Der Grundgedanke der Erfindung ist darin zu sehen,
die Symbole (dargestellt z. B. durch eine Bitfolge) eines
Modulationsalphabets, auch Symbolmenge genannt, mit denen
die einzelnen Träger eines Mehrträgersignals moduliert
werden, auf der Grundlage der günstigsten Pfadsuche in einer
vorbestimmten Trellis-Struktur derart zu modifizieren, daß
die Spitzenleistung des resultierenden Zeitsignals minimiert
wird.
Dazu werden zunächst die einem Mehrträgersignal
zugeordneten Träger (in der Praxis bilden beispielsweise 256
Träger einen DFT-Rahmen) auf mehrere Blöcke gleicher Länge l
verteilt. Jedem Symbol einer ein- oder zweidimensionalen
Symbolmenge (PAM, QAM), mit dem jeweils ein Träger des
Mehrträgersignals moduliert wird, wird eine vorbestimmte
m-stellige Nummer zugeordnet. Vorzugsweise entspricht die
Anzahl m der Ziffern jeder Nummer der Anzahl Bits, durch die
die Symbole dargestellt werden. Auf diese Weise wird jedem
Träger die Symbolnummer zugewiesen, die der Bit folge
entspricht, mit der der jeweilige Träger zu modulieren ist.
Die den Trägern eines Mehrträgersignals zugeordneten
Symbolnummern werden blockweise jeweils in eine m×l-Speicher-Matrix
geschrieben, wobei wenigstens eine
Leerstelle in jeder Matrix erzeugt wird. Auf diese Weise
wird gewährleistet, daß jeder 1 Träger enthaltende Block auf
eine entsprechende Matrix abgebildet wird. Jede Leerstellen
behaftete Zeile einer Matrix wird mit Hilfe eines inversen
Syndromformers vervollständigt. Der inverse Syndromformer
führt in die Leerstellen-behaftete Zeile einer Matrix eine
Orthogonalität zu den zulässigen Sequenzen eines Trellis
ein, mit der es möglich ist, empfängerseitig die
vervollständigten Zeilen zu decodieren. Durch eine Pfadsuche
in einer vorbestimmten Trellis-Struktur werden mehrere
zulässige Folgen von Formungs- oder Codewörtern der Länge l
erzeugt und anschließend in einem Pfadspeicher
abgespeichert. Als Metrik für die Auswahl der zulässigen
Folgen von Formungswörtern wird die Spitzenleistung des
Mehrträgersignals im Zeitbereich oder eine vordefinierte
Übergangsmetrik zwischen Blockpaaren im Frequenz- oder
DFT-Bereich benutzt. Die günstigste Folge von Formungswörtern
der Länge l, die den entsprechenden, vervollständigten
Zeilen jeder Matrix additiv überlagert wird, wird auf der
Grundlage der vorbestimmten Trellis-Struktur derart
ausgewählt, daß die resultierende Spitzenleistung des
Mehrträgersignals im Zeitbereich bezogen auf die mittlere
Signalleistung minimiert wird. Die derart modifizierten
Symbole werden den Trägern aufmoduliert. Die modulierten
Träger werden einer inversen diskreten Fourier-
Transformation (IDFT) unterworfen, und das resultierende
IDFT-Mehrträgersignal wird ausgesendet. Das empfangene
Mehrträgersignal wird einer diskreten Fourier-Transformation
unterworfen. Empfangseitig wird ein Syndrom-Former
eingesetzt, der infolge der Orthogonalität, die vom inversen
Syndromformer sendeseitig in die Leerstellen-behaftete Zeile
jeder Matrix eingeführt worden ist, lediglich die
überlagerten Formungswörter entfernt. Unter dem Begriff
"Formungswort" wird im weitesten Sinne ein Codewort als
Bestandteil einer Sequenz verstanden, das beispielsweise in
einem Viterbi-Decoder erzeugt wird. Bildlich gesprochen
dienen die Formungswörter dazu, den zeitlichen Verlauf des
Mehrträgersignals derart zu prägen, daß Spitzenwerte im
wahrsten Sinne des Wortes abgeschnitten werden. Man spricht
daher auch vom Mehrträger-Trellis-Shaping.
Zum Auffinden der günstigsten Folge von
Formungswörtern (das ist die Folge, mit der die
Spitzenleistung des Mehrträgersignals minimiert wird) kann
eine Pfadentscheidung in der vorbestimmten Trellisstruktur
unter Berücksichtigung der resultierenden Spitzenleistung im
Zeitbereich getroffen werden. Auf der Grundlage zulässiger
Zustandsübergänge in der vorbestimmten Trellisstruktur
werden zunächst die zulässigen Formungswörter für jeden
Block oder jede Matrix, die das Mehrträgersignal im
Frequenzbereich darstellen, ausgewählt und der, mittels des
inversen Syndromformers vervollständigten Matrixzeile der
entsprechenden Matrix additiv überlagert. Die mit den
jeweiligen Formungswörtern codierten Symbole jeder Matrix
werden den jeweiligen Trägern aufmoduliert und blockweise
einer inversen diskreten Fourier-Transformation unterworfen
und im Zeitbereich abgespeichert. Alle Blöcke oder Matrizen
werden im Zeitbereich unter Berücksichtigung der
vorbestimmten Trellisstruktur iterativ berechnet. Mit
anderen Worten wird die Spitzenleistung des
Mehrträgersignals im Zeitbereich iterativ berechnet, indem
der Einfluß der Träger eines neuen Blocks auf alle
Zeitbereichswerte der vorher berechneten Blöcke ermittelt
wird. Schließlich wird die günstigste Blockfolge und somit
die günstigste Folge von Formungswörtern ausgewählt, für die
das Mehrträgersignal das minimale Spitzen-Mittelwert-Verhältnis
im Zeitbereich besitzt. Das oben beschriebene
Verfahren bietet sich insbesondere für Rundfunksysteme, wie
z. B. DAB-(Digital Audio Broadcasting)-Systeme, an, da der
notwendige Schaltungsaufwand im Sender, d. h. nur einmal
anfällt, wohingegen sich die Komplexität der Empfangsgeräte
verringert.
Ein alternatives Verfahren, bei dem nicht jeder Block
des Mehrträgersignals einzeln einer inversen diskreten
Fourier-Transformation unterworfen werden muß, besteht
darin, die Metrikbildung und Pfadentscheidung in der
Trellisstruktur zum Auffinden der günstigsten Folge von
Formungswörtern im Frequenzbereich selbst auszuführen.
Wiederum werden auf der Grundlage zulässiger Pfade oder
Zustandübergänge in der vorbestimmten Trellisstruktur
zulässige Formungswörter für jede Matrix ausgewählt und der
vervollständigten Zeile der entsprechenden Matrix additiv
überlagert. Für jeden ursprünglichen Block (Matrix) gibt es
daher mehrere mit den jeweiligen Formungswörtern
modifizierte, d. h. geformte Blöcke (geformte Matrizen). Die
eigentlich auf diese Weise modifizierten Symbole jedes
geformten Blocks werden abgespeichert. Die zulässige
Mehrträgersignale darstellenden, geformten Blöcke werden
paarweise zusammengefaßt. Für jedes aufeinanderfolgende
Blockpaar oder alternativ für alle möglichen
Blockpaarbildungen innerhalb eines DFT-Rahmens müssen
entsprechende Übergangsmetriken im Vorfeld ermittelt und
abgespeichert werden. Eine solche Übergangsmetrik erlaubt
eine recht gute Aussage über den Einfluß des zugehörigen
Blockübergangs auf die resultierende Spitzenleistung im
Zeitbereich. Bei der Ermittlung einer Übergangsmetrik
zwischen zwei aufeinanderfolgenden Blöcken werden
beispielsweise alle nicht berücksichtigten Blöcke des
DFT-Rahmens auf Null gesetzt. Alternativ wäre es denkbar, allen
nicht berücksichtigten Blöcken einen Zufallswert zuzuordnen.
Auf der Grundlage zulässiger Pfade in der vorbestimmten
Trellisstruktur werden nunmehr die Übergangsmetriken der
einen möglichen DFT-Rahmen bildenden geformten Blöcke
summiert. Es wird die Blockfolge und damit die Folge von
Formungswörtern im Frequenzbereich ausgewählt, die die
minimale Summenmetrik liefert. Die so ausgewählte
Blockfolge, die einem Mehrträger-Signal mit verringertem
Spitzen-/Mittelwert-Verhältnis im Zeitbereich entspricht,
wird anschließend einer inversen diskreten Fourier-
Transformation unterworfen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der
Ausführungsbeispiele in Verbindung mit den beiliegenden
Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 die erfindungsgemäße Mehrträger-Trellis-Shaping-Stufe
eines Mehrträger-Senders, die eine Metrik im
Zeitbereich benutzt,
Fig. 2 eine alternative erfindungsgemäße Mehrträger-
Trellis-Shaping-Stufe eines Mehrträger-Senders, die
eine Metrik im Frequenzbereich benutzt,
Fig. 3a ein prinzipielles Blockschaltbild einer Einrichtung
zur Erzeugung zulässiger Folgen von Formungswörtern
der Länge 3, die in der Mehrträger-Trellis-Shaping-
Stufe nach Fig. 1 oder 2 implementiert ist,
Fig. 3b ein prinzipielles Blockschaltbild eines Syndrom
formers entsprechend einer Prüfmatrix, der
Bestandteil eines Mehrträger-Empfängers ist,
Fig. 3c ein prinzipielles Blockschaltbild eines inversen
Syndromformers entsprechend einer inversen
Prüfmatrix, der Bestandteil der Mehrträger-Trellis-
Shaping-Stufe nach Fig. 1 oder 2 ist,
Fig. 4a einen DFT-Rahmen, bestehend aus fünf einzelnen
Blöcken mit jeweils drei Trägern und einer
Leerstelle,
Fig. 4b einen mit Hilfe des inversen Syndromformers nach
Fig. 3c aufgefüllten DFT-Rahmen nach Fig. 4a,
Fig. 5 ein Trellis-Diagramm, in das der "günstigste" Pfad
für den DFT-Rahmen nach Fig. 4b eingetragen ist,
Fig. 6a-6c ein binäres Partitionierungsschema für eine
zweidimensionale 16-QAM-Symbolmenge,
Fig. 7 eine grafische Darstellung des Einflusses der in Fig.
1 gezeigten Mehrträger-Trellis-Shaping-Stufe mit
einer Metrik im Zeitbereich auf Mehrträgersignale und
Fig. 8 eine grafische Darstellung des Einflusses der in Fig.
2 gezeigten Mehrträger-Trellis-Shaping-Stufe mit
einer Übergangsmetrik im Frequenzbereich auf
Mehrträgersignale.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie ein
Mehrträger-Übertragungssystem zur Übertragung von
Mehrträgersignalen mit einem reduzierten Spitzen-/
Mittelwert-Verhältnis. Bei der Mehrträgerübertragung werden
die innerhalb eines Datensignals zu übertragenden Bits
mehreren Trägern aufmoduliert. Die dem Datensignal
zugeordneten Träger werden zu einem Rahmen, nachfolgend
DFT-(Diskrete Fourier-Transformation)Rahmen bezeichnet,
zusammengefaßt. In der Praxis werden beispielsweise
DFT-Rahmen mit 256 Trägern benutzt. Zum leichteren Verständnis
und der besseren Anschaulichkeit halber wird ein DFT-Rahmen
mit der Länge von 32 Trägern gewählt. Obwohl die einzelnen
Träger mit den Symbolen beliebiger ein- oder
zweidimensionaler Symbolmengen moduliert werden können, wird
für die weitere Betrachtung eine 16-QAM-(Quadratur-
Amplituden-Modulation)-Symbolmenge zugrunde gelegt. Ferner
sei das hier behandelte Mehrträger-Übertragungssystem ein
Basisbandsystem, in dem nur reelle Zeitsignale verarbeitet
werden. Daher müssen die Trägersignale einer
Konjugiertheitsbedingung genügen. Bei N Trägern mit den
Spektren Fi muß gelten
FN-i = F*i, i=0, . . . , [N/2].
Da darüber hinaus systemtechnisch bedingt der nullte und
fünfzehnte Träger nicht belegt werden sollen, können bei dem
hier betrachteten Ausführungsbeispiel lediglich fünfzehn
Träger mit Nutzsignalen moduliert werden. Die fünfzehn
Nutzträger des DFT-Rahmens werden in fünf Blöcke mit jeweils
drei Trägern unterteilt. Ein vollständiger DFT-Rahmen umfaßt
somit fünf Blöcke, wie dies in den Fig. 4a und 4b
dargestellt ist.
Wir nehmen weiter an, daß die fünfzehn Träger des
vollständigen DFT-Rahmens mit je einem vier Bit umfassenden
Symbol einer 16-QAM-Symbolmenge belegt werden. Jedem Symbol
der 16-QAM-Symbolmenge ist eine vierstellige Nummer
zugeordnet. Die Anzahl der Ziffern einer Nummer entspricht
dabei der Anzahl der Bits. Jede Ziffer nimmt den Wert 0 oder
1 an, der dem logischen Bitzustand entspricht. Wie in Fig.
6a dargestellt ist, können die Symbole in einer
zweidimensionalen Struktur angeordnet sein. Jeder Punkt in
der 16-QAM-Anordnung repräsentiert ein Symbol, mit dem ein
Träger moduliert wird. Bei der Zuordnung von Nummern zu
jedem Symbol, d. h. bei der Abbildung von jeweils vier
Informationsbits auf die sechzehn Symbole des Alphabets, gibt
es verschiedene Codierungsstrategien, die ganz
unterschiedliche Zuordnungen bewirken. Beispielsweise kann
man die Zuordnung nach der Entfernung der einzelnen Symbole
zueinander optimieren, indem die 16-QAM-Symbolmenge nach
Fig. 6a in vier Schritten in mehrere Untermengen aufgeteilt
werden. Die Aufteilung der Symbole wird derart vorgenommen,
daß in den Untermengen jeweils ein maximaler Abstand
(Euklidische Distanz) erreicht wird. Dieses
Verteilungsschema ist auch als "Set Partitioning" bekannt.
Eine ausführliche Beschreibung dieser Zuordnungsvorschrift
von binären Zahlen zu den einzelnen Symbolen einer
Symbolmenge ist in dem Aufsatz "Channel Coding with
Multilevel/Phase Signals" von G. Ungerböck in IEEE Trans. on
Information Theory, Band IT28, Nr. 1, Januar 1982, Seiten 55
ff., beschrieben worden. Wie in Fig. 6b dargestellt ist,
unterteilt man bei einer binären Partitionierung zunächst
die 16-QAM-Untermenge in zwei 8-QAM-Untermengen, die sich
nur durch eine Rotation unterscheiden. Jeder Untermenge wird
eine binäre Ziffer 0 bzw. 1 zugeordnet. Jede 8-QAM-Untermenge
wird wiederum in zwei 4-QAM-Untermengen zerlegt,
die sich nur durch eine Translation/Drehung unterscheiden
(s. Fig. 6c). Jeder 4-QAM-Untermenge wird eine binäre Ziffer
zugeordnet. Jede 4-QAM-Untermenge kann man im dritten
Schritt in je zwei 2-QAM-Untermengen und jede 2-QAM-Untermenge
kann man im vierten und letzten Schritt in
jeweils zwei 1-QAM-Untermengen unterteilen (nicht mehr
dargestellt). Insgesamt sind vier Schritte notwendig, um
eine 16-QAM-Symbolmenge zu unterteilen. Da in jedem
Unterteilungsschritt den hinzukommenden Untermengen eine
binäre Ziffer zugeordnet wird, ist es möglich, jedem Punkt
der 16-QAM-Anordnung eine vierstellige Partitionsnummer
zuzuordnen. Vereinbarungsgemäß werden die Partitionsnummern
von rechts nach links gelesen. Es ist offensichtlich, daß je
nach Systemanforderung die Symbole der 16-QAM-Symbolmenge in
unterschiedlicher Weise codiert werden können.
Jeder Träger des DFT-Rahmens wird nunmehr mit einem
QAM-Symbol belegt, das durch die entsprechende vierstellige
Partitionsnummer gekennzeichnet ist. Würde man nunmehr die
modulierten Träger sofort einer inversen diskreten Fourier-
Transformation (IDFT) unterwerfen, enthielte das Zeitsignal
eventuell große Spitzenwerte. Dies folgt daraus, daß nach
dem Gesetz der großen Zahlen eine Überlagerung vieler Träger
zu einer nahezu Gauß-förmigen Häufigkeitsverteilung des
Zeitsignals führt. Anhand zweier Ausführungsbeispiele zeigt
die Erfindung, wie das Spitzen-/Mittelwert-Verhältnis von
Mehrträger-Signalen im Zeitbereich reduziert werden kann.
Der Grundgedanke besteht darin, die den Trägern des
DFT-Rahmens aufzumodulierenden Symbole derart zu
modifizieren und den Trägern aufzumodulieren, daß nach einer
inversen diskreten Fourier-Transformation das
Mehrträgersignal ein reduziertes Spitzen-/Mittelwert-
Verhältnis besitzt.
In Fig. 1 ist ein Mehrträger-Sender dargestellt, der
eine sogenannte Mehrträger-Trellis-Shaping-Stufe mit einer
Metrik im Zeitbereich aufweist. Die Mehrträger-Trellis-
Shaping-Stufe weist eine Speichereinrichtung 10 auf, die in
fünf Speicherabschnitte zur Aufnahme der Symbole jeweils
eines Blocks des DFT-Rahmens unterteilt sein kann. Jeder
Speicherabschnitt der Speichereinrichtung 10 besitzt die
Größe m×l, wobei m gleich vier ist und der Anzahl der
Bits, die ein Symbol des 16-QAM-Symbolalphabets darstellen,
entspricht und l gleich drei ist und der Anzahl der Träger
pro Block entspricht. Auf diese Weise werden die Symbole
jedes Blocks des DFT-Rahmens über ihre zugehörende
Partitionsnummer auf eine 4×3-Matrix abgebildet. Die drei
Träger des ersten Blocks des DFT-Rahmens stehen in dem
ersten Speicherabschnitt der Speichereinrichtung 10, wobei
die rechte Matrixstelle der letzten letzten Zeile leer
bleibt, wie dies in Fig. 1 dargestellt ist. Das Einschreiben
des ersten Blocks in den ersten Speicherabschnitt erfolgt
beispielsweise derart, daß die Partitionsnummer des
entsprechenden Symbols in der 16-QAM-Anordnung nach Fig. 6
von rechts nach links ausgelesen und von oben nach unten in
eine Spalte des ersten Speicherabschnitts eingelesen wird.
Auf die gleiche Art und Weise werden die weiteren vier
Blöcke des DFT-Rahmens in die entsprechenden
Speicherabschnitte eingelesen. Die in der
Speichereinrichtung 10 abgespeicherte Blockfolge des
DFT-Rahmens ist in Fig. 4a gezeigt. Die letzte, Leerstellen
behaftete Zeile jeder der fünf abgespeicherten Blöcke wird
mit Hilfe eines inversen Syndromformers 20 vervollständigt.
Wie noch gezeigt wird, genügt jede vervollständigte Zeile
einer Orthogonalitätsbeziehung, die empfängerseitig eine
Rückgewinnung des ursprünglichen Mehrträger-Signals
ermöglicht. Jede vervollständigte Matrix kann in eine
separate Speichereinrichtung 30 überschrieben werden.
Zweckmäßigerweise kann auch dieselbe Speichereinrichtung 10
benutzt werden.
Auf der Grundlage einer vorbestimmten, in einem
Speicher 45 abgelegten Trellisstruktur, wie sie z. B. in
Fig. 5 dargestellt ist, werden zulässige Folgen von
Formungswörtern der Länge 3 beispielsweise in einem Viterbi-
Decoder 40 erzeugt und in einem nicht dargestellten Speicher
abgelegt. Eine beispielhafte Generatormatrix, mit der
zulässige Folgen von Formungswörtern erzeugt werden können,
lautet beispielsweise:
G = (1 + D² 1 + D + D² 1 + D + D²)
Der Faktor D bedeutet, daß ein Bit um einen Takt, und der
Ausdruck D² zeigt an, daß ein Bit um zwei. Takte verzögert
worden ist. Ein Generator zur Erzeugung der obigen
Generatormatrix auf der Grundlage eines Faltungscodes der
Rate 1/3 ist in Form eines Schieberegisters in Fig. 3a
dargestellt.
Für das vorliegende Beispiel wird ein Trellis-
Diagramm mit vier Zuständen und fünf Übergängen entsprechend
der Anzahl der Blöcke des in Fig. 4a oder 4b gezeigten
DFT-Rahmens benutzt. Auf eine ausführliche Erläuterung von
Trellis-Diagrammen wird verzichtet, da sie allgemein bekannt
sind. Die in Fig. 5 gezeigte Trellisstruktur soll nur
insoweit beschrieben werden, als es für die Erfindung
wesentlich ist. In das Trellis-Diagramm sind der
Übersichtlichkeit halber nur die gültigen Pfade für den
Ausgangszustand 00 eingezeichnet. Als Metrik für die
Pfadentscheidung sucht man den Spitzenwert
(Amplitudenquadrat des Zeitsignals) aus den
Zeitabtastewerten, die iterativ aus den fünf Blöcken des
DFT-Rahmens berechnet werden. Diese Werte sind an den Knoten
des Trellis-Diagramms angeschrieben. Außerdem sind für die
beiden gültigen Pfade vom Ausgangszustand 00 zu den ersten
beiden Übergangszuständen 00 und 10 die vom Viterbi-Decoder
40 erzeugten Formungswörter 000 bzw. 111 eingetragen. Für
jeden zulässigen Pfad durch das Trellis-Diagramm wird eine
entsprechende Folge von Formungswörtern generiert.
Um empfangsseitig den Einfluß der durch die Generatormatrix
erzeugten Formungswörter auf das Mehrträgersignal wieder
beseitigen zu können, muß das Empfangssignal einer
Prüfmatrix unterworfen werden, die mit der Generatormatrix
über die Gleichung G×HT = 0 verknüpft ist. Die
transponierte Prüfmatrix HT ergibt sich bei der oben
gegebenen Generatormatrix beispielsweise zu:
In Fig. 3b ist ein sogenannter Syndromformer als
Schieberegisteranordnung verwirklicht, mit welcher die
Prüfmatrix realisiert wird.
Wie bereits erwähnt, sorgt der inverse Syndromformer
20 für eine Orthogonalität zwischen vervollständigten Zeilen
und zulässigen Trellissequenzen bzw. Folgen von
Formungswörtern, wodurch es empfangsseitig möglich ist, die
Folgen von Formungswörtern mit Hilfe des Syndromformers zu
entfernen. Dazu kann der inverse Syndromformer 20 die
inverse Prüfmatrix
auf jede Leerstellen-behaftete Zeile einer Matrix anwenden.
Wir kehren wieder zu Fig. 1 zurück. Es sei
angenommen, daß die Leerstellen-behafteten Zeilen der fünf
Blöcke des DFT-Rahmens nach Fig. 4a in dem inversen
Syndromformer 20 vervollständigt worden sind. In den fünf
Speicherabschnitten der Speichereinrichtung 10 sind die
entsprechenden Blöcke des in Fig. 4b gezeigten DFT-Rahmens
abgelegt. Mit Hilfe des Viterbi-Decoders 40 werden jetzt
gültige Formungswörter erzeugt und in einem Speicher 45
abgelegt. Der Einfachheit wegen wird der Zustand 00 als
Anfangszustand angenommen. Die beiden ersten Formungswörter
000 und 111 für die beiden zulässigen Pfade vom
Anfangszustand 00 zum Übergangszustand 00 bzw. vom
Anfangszustand 00 zum Übergangszustand 10 sind in das
Trellis-Diagramm nach Fig. 5 eingetragen. In einem Addierer
50 wird zunächst die letzte Zeile des ersten Blocks des
DFT-Rahmens nach Fig. 4b, die die Bitfolge 001 enthält, mit dem
zulässigen Formungswort 000 und 111 Modulo 2 addiert. Man
erhält auf diese Weise für den ersten Block des DFT-Rahmens
auf der Grundlage des in Fig. 5 gezeigten Trellis-Diagramms
zwei modifizierte Blöcke, die nachfolgend als geformte
Blöcke bezeichnet werden. Genaugenommen werden die
Partitionsnummern und somit die Symbole des entsprechenden
geformten Blocks verändert. Mit den modifizierten Symbolen
der beiden geformten Blöcke werden jeweils die ersten drei
Träger des DFT-Rahmens moduliert. Danach werden jeweils die
drei Träger in einer Einrichtung 60 einer inversen,
diskreten Fouriertransformation (IDFT) unterworfen. Als
Ergebnis erhält man für jeden geformten Block mehrere
Zeitabtastwerte, die in einen Pfadspeicher 70 abgelegt
werden. Als Metrik für die günstigste Pfadentscheidung
ermittelt man anschließend mit Hilfe einer Pfadvergleichs-
Einrichtung 80 die Spitzenleistung (das Amplitudenquadrat)
aus den berechneten Zeitwerten jedes geformten Blocks. Für
den Pfad von 00 nach 00 beträgt die Metrik 260,4 und für den
Pfad von 00 nach 10 ergibt sich eine Metrik von 259,5 (s.
Fig. 5). Die weiteren Blöcke 2, 3, 4 und 5 des DFT-Rahmens
werden auf die gleiche Weise verarbeitet: Den mit Hilfe des
inversen Syndromformers 20 vervollständigten Zeilen werden
wiederum Formungswörter der erlaubten Pfade in dem Trellis-
Diagramm überlagert. Der Einfluß im Zeitbereich der so
gewonnenen geformten Blöcke auf die vorhergehenden geformten
Blöcke wird iterativ nach der folgenden Gleichung ermittelt:
wobei u die Anzahl der iterativ verwendeten Blöcke eines
DFT-Rahmens,
fk der k-te Zeitabtastwert des u-ten geformten Blocks,
F₁ die Sektralkomponente im DFT-Bereich,
F₁* die konjugierte komplexe Komponente zu F₁ und
n die Anzahl der Träger pro Block ist.
fk der k-te Zeitabtastwert des u-ten geformten Blocks,
F₁ die Sektralkomponente im DFT-Bereich,
F₁* die konjugierte komplexe Komponente zu F₁ und
n die Anzahl der Träger pro Block ist.
Nach jedem iterativen Schritt sucht man als Metrik
für den günstigsten Pfad wiederum den Spitzenwert der
Leistung aus den errechneten Zeitabtastwerten fk der bis
dahin betrachteten geformten Blöcke. Führen beispielsweise
mehrere gültige Pfade in denselben Zustand, wird derjenige
Pfad mit der kleinsten Metrik weiterverfolgt. Nach dem oben
beschriebenen erfindungsgemäßen Verfahren werden also für
jeden Block gemäß den zulässigen Pfaden in dem Trellis-
Diagramm erlaubte, alternative geformte Blöcke gesucht und
die dazugehörenden Zeitabtastwerte berechnet, um dann in
jedem Trellis-Zustand den günstigsten Pfad auswählen zu
können. Ist der letzte geformte Block des DFT-Rahmens
berechnet, stehen alle zulässigen Pfade im Pfadspeicher 70
und es kann diejenige zulässige Folge von geformten Blöcken
ausgewählt werden, die ein Mehrträgerzeitsignal mit
ininimiertem Spitzen-/Mittelwert-Verhältnis im Zeitbereich
hervorruft. Die dazugehörenden Zeitabtastwerte, die
tatsächlich im Pfadspeicher 70 gespeichert sind, brauchen
nur noch übertragen zu werden. Am Ende der Berechnung aller
geformten Blöcke stehen somit so viele modifizierte zeitliche
DFT-Rahmen im Pfadspeicher 70 wie Trellis-Zustände
existieren. Es wird aber nur derjenige mit dem kleinsten
Spitzen-/Mittelwert-Verhältnis übertragen. Im vorliegenden
Beispiel ist dies der in dem Trellis-Diagramm nach Fig. 5
schwarz hervorgehobene Pfad, der im Zustand 01 endet.
Der Ausdruck "Mehrträger-Trellis-Shaping" ist im
Lichte des oben beschriebenen Systems so zu verstehen, daß
der zeitliche Verlauf eines Mehrträger-Signals derart
vorgeformt wird, daß das Spitzen-/Mittelwert-Verhältnis
verringert ist. Dazu bedient man sich der Hilfe einer
Pfadsuche in einem Trellis, wobei als Metrik die
Spitzenleistung des Mehrträgersignals im Zeitbereich gewählt
worden ist.
Die oben beschriebene Mehrträger-Trellis-Shaping-
Stufe 5 benötigt eine relativ lange Verarbeitungszeit, da
jeder einzelne Block bzw. die geformten Blöcke einer
inversen diskreten Fourier-Transformation unterworfen werden
müssen. Eine Verringerung der Verarbeitungszeit läßt sich
dadurch erreichen, daß bei der Pfadsuche im Trellis die
Metrikberechnung und Pfadauswahl im Frequenzbereich erfolgt.
Ein Ausführungsbeispiel ist in Fig. 2 dargestellt.
Komponenten, die den in Fig. 1 gezeigten Komponenten
entsprechen oder ähnlich sind erhalten die gleichen
Bezugszeichen. Dies sind eine Speichereinrichtung 10 zur
Aufnahme wenigstens eines Blocks eines DFT-Rahmens, ein
inverser Syndromformer 20, gegebenenfalls eine zweite
Speichereinrichtung 30, ein Addierer 50 und eine Einrichtung
40, die einen Viterbi-Decoder und einen Formungswörter-
Speicher umfaßt. Es sei wiederum angenommen, daß die fünf
Blöcke, d. h. die darin enthaltenen, mit Hilfe des inversen
Syndromformers vorverarbeiteten Symbole des 16-QAM-
Modulationsalphabets, in den jeweiligen Speicherabschnitten
der Speichereinrichtung 10 abgelegt sind.
Der Viterbi-Decoder 40 erzeugt zulässige Folgen von
Formungswörtern der Länge 3, die gemäß einem gewählten
Trellis jeder vervollständigten Zeilen des jeweiligen Blocks
in dem Addierer überlagert werden. Für jeden, die
Modulationssymbole enthaltenden Block werden somit zulässige
geformte Blöcke ermittelt, deren modifizierte
Modulationssymbole in einen Pfadspeicher 75 abgelegt werden.
In einem weiteren Schritt muß eine Metrik gebildet werden,
die aus den modulierten Trägern jedes geformten Blocks
Rückschlüsse auf den höchsten Spitzenwert im Zeitbereich
zuläßt. Dazu wird in einem Vorverarbeitungsschritt die
auftretende Spitzenleistung für alle möglichen Übergänge
zweier aufeinanderfolgender geformter Blöcke innerhalb eines
DFT-Rahmens ermittelt und in einer Tabelle 90 abgelegt.
Diese Übergangsmetrik wird für alle möglichen geformten
Blockpaare innerhalb eines DFT-Rahmens berechnet und in der
Tabelle 90 abgespeichert. Mit Hilfe der im Speicher 90
abgelegten Übergangsmetriken werden unter den zulässigen
Folgen geformter Blöcke für den DFT-Rahmen diejenigen
ermittelt, für die aus der gewählten Metrik geringe
Spitzenwerte bzw. Spitzen-/Mittelwert-Verhältnisse
resultieren. Dabei werden die Übergangsmetriken für jedes
neu hinzukommende Formungsblockpaar addiert. Am Ende der
Berechnung liegen Summenmetriken vor, die einen Rückschluß
auf die tatsächliche Spitzenleistung des zu übertragenden
Mehrträgersignals ermöglichen.
In Fig. 7 ist das Ergebnis einer Simulation gezeigt,
bei der ein DFT-Rahmen 512 Träger umfaßt und jeder Block
jeweils 3 Träger enthält. Die Kurve 1 zeigt ein
Mehrträgersignal, das keine erfindungsgemäße Mehrträger-
Trellis-Shaping-Stufe durchlaufen hat. Es zeigt daher eine
Gauß-förmige Amplitudenverteilung und somit starke
Spitzenwerte. Die Kurve 2 zeigt ein Mehrträgersignal, das in
einer erfindungsgemäßen Mehrträger-Trellis-Shaping-Stufe mit
einer Metrik im Zeitbereich verarbeitet worden ist. Hier ist
die oben geschilderte Verringerung der Spitzenwerte deutlich
zu erkennen.
In Fig. 8 ist das Ergebnis einer Simulation gezeigt,
die jeweils drei Träger pro Block und insgesamt 32 Träger
pro DFT-Rahmen verwendet. Es sind drei verschiedene
Kurvenläufe dargestellt. Die Kurve 1 entspricht einer nicht
vorgeformten Kurve, die Kurve 2 einer Kurve, bei der
Übergangsmetriken direkt benachbarter Blockübergänge
berücksichtigt worden sind, und die Kurve 3 entspricht einer
Kurve, bei der Übergangsmetriken zwischen allen möglichen
Blockkombinationen einbezogen worden sind. Das dargestellte
Diagramm zeigt, daß man beim "Shaping" mit der
Übergangsmetrik im Frequenzbereich den Spitzenwert deutlich
senken kann. Da der Mittelwert nahezu erhalten bleibt,
verbessert sich, wie gefordert, auch das Spitzen-
/Mittelwert-Verhältnis. Das in Fig. 8 dargestellte Diagramm
wurde für eine 4-QAM-Symbolmenge simuliert.
Dank der Erfindung ist es möglich, das Spitzen-/
Mittelwert -Verhältnis eines Mehrträgersignals im Zeitbereich
dadurch zu verringern, daß die Symbole, mit denen die
einzelnen Träger des Mehrträgersignals zu modulieren sind,
auf geeignete Weise im Sender vorverarbeitet und
anschließend modifiziert (das Modifizieren ist als Trellis-
Shaping bekannt) werden. Durch eine Vorverarbeitung der
Symbole wird eine Orthogonalität eingeführt, die es
ermöglicht, daß die modifizierten Symbole empfangsseitig
wieder in den ursprünglichen Zustand überführt werden
können.
Claims (7)
1. Verfahren zur Übertragung von Mehrträger(DMT)-Signalen
mit einem reduzierten Spitzen-/Mittelwert-Verhältnis,
gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:
- a) die einem Mehrträgersignal zugeordneten Träger werden auf mehrere Blöcke gleicher Länge l verteilt,
- b) jedem Symbol einer ein- oder zweidimensionalen Symbolmenge (QAM), mit dem jeweils ein Träger des Mehrträgersignals moduliert wird, wird eine vorbestimmte m-stellige (binäre) Nummer zugeordnet,
- c) die den Trägern des Mehrträgersignals zugeordneten Symbolnummern werden blockweise jeweils in eine m×l-Matrix geschrieben, wobei wenigstens eine Leerstelle in jeder Matrix erzeugt wird,
- e) jede Leerstellen-behaftete Zeile jeder Matrix wird mit Hilfe eines inversen Syndrom-Formers vervollständigt,
- f) eine zulässige Folge von Formungswörtern der Länge l, die den entsprechenden, in Schritt e) vervollständigten Zeilen jeder Matrix additiv überlagert werden, wird auf der Grundlage einer vorbestimmten Trellisstruktur derart ausgewählt, daß die Spitzenleistung des Mehrträgersignals im Zeitbereich bezogen auf die mittlere Signalleistung minimiert wird,
- g) die Träger des Mehrträgersignals werden mit den codierten Symbolen, die den in Schritt f) modifizierten Symbolnummern entsprechen, moduliert und einer inversen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) unterworfen und das IDFT-Mehrträgersignal wird ausgesendet, und
- i) aus dem empfangenen Mehrträgersignal werden empfangseitig mit Hilfe eines Syndrom-Formers die überlagerten Formungswörter entfernt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
Schritt f) folgende Schritte umfaßt:
- - auf der Grundlage der vorbestimmten Trellisstruktur werden zulässige Coderwörter blockweise ausgewählt und der vervollständigten Matrixzeile der entsprechenden Matrix additiv überlagert,
- - die mit den codierten Symbolen modulierte Träger werden blockweise einer inversen diskreten Fouriertransformation unterworfen und im Zeitbereich abgespeichert,
- - alle Blöcke werden im Zeitbereich unter Berücksichtigung der vorbestimmten Trellisstruktur iterativ berechnet, und
- - es wird die zulässige Blockfolge für das Mehrträgersignal mit dem minimalen Spitzen- /Mittelwert-Verhältnis ausgewählt.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die zulässige Folge von
Formungswörtern nach der vorbestimmten Trellis-Struktur
mit dem Viterbi-Algorithmus ausgewählt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
Schritt f) folgende Schritte umfaßt:
- - auf der Grundlage der vorbestimmten Trellisstruktur werden zulässige Formungswörter blockweise ausgewählt und der vervollständigten Zeile der entsprechenden Matrix additiv überlagert,
- - jeder modifizierte Block wird im Frequenzbereich abgespeichert,
- - die modifizierten Blöcke werden paarweise zusammengefaßt und für jedes Blockpaar wird eine Übergangsmetrik abgespeichert, die im wesentlichen der Spitzenleistung des entsprechenden Blockpaares im Zeitbereich entspricht,
- - auf der Grundlage der vorbestimmten Trellisstruktur werden die Übergangsmetriken jeder zulässigen Folge von Blockpaaren summiert,
- - es wird die zulässige Blockfolge des Mehrträgersignals im Frequenzbereich ausgewählt, die die miniale Summenmetrik liefert,
- - die ausgewählte Blockfolge wird einer inversen diskreten Fouriertransformation unterworfen.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß
bei der Ermittlung der Metrik für jedes Blockpaar die
übrigen Blöcke auf Null gesetzt werden.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch
gekennzeichnet, daß Übergangsmetriken nur für
unmittelbar benachbarte Blöcke ermittelt werden.
7. Mehrträger-Übertragungssystem zur Durchführung des
Verfahrens nach den Ansprüchen 1 bis 5, wobei die einem
Mehrträgersignal zugeordneten Träger auf mehrere Blöcke
gleicher Länge l verteilt sind, mit folgenden Merkmalen:
- - wenigstens ein erster Speicher (10) zur matrixartigen Aufnahme von jeweils 1 Symbolen einer ein- oder zweidimensionalen Symbolmenge der Bitlänge m,
- - einen inversen Syndrom-Former (20) zur Vervollständigung einer Leerstellen-behafteten Zeile des ersten Speichers (10),
- - ein zweiter Speicher (45), in dem eine zulässige Folge von Formungswörtern der Länge l auf der Grundlage einer Trellis-Struktur abgelegt ist,
- - ein Addierer (50), der blockweise die vervollständigte Zeile mit einem entsprechenden Teil der Formungswörterfolge addiert,
- - eine Einrichtung (60; 65) zur inversen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) jedes codierten Blocks,
- - ein Pfad-Speicher (70; 75), der mit der IDFT-Einrichtung (60; 65) verbunden ist,
- - eine Einrichtung (80; 90) zur Auswahl einer zulässigen Blockfolge für das Mehrträgersignal aus dem Pfad-Speicher (70; 75) auf der Grundlage der vorbestimmten Trellisstruktur derart, daß das Spitzen-/Mittelwert-Verhältnis des Mehrträgersignals im Zeitbereich minimiert ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19625054A DE19625054B4 (de) | 1996-06-22 | 1996-06-22 | Verfahren und System zur Übertragung von Mehrträger-Signalen mit einem reduzierten Spitzen-/Mittelwertverhältnis |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19625054A DE19625054B4 (de) | 1996-06-22 | 1996-06-22 | Verfahren und System zur Übertragung von Mehrträger-Signalen mit einem reduzierten Spitzen-/Mittelwertverhältnis |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19625054A1 true DE19625054A1 (de) | 1998-01-02 |
DE19625054B4 DE19625054B4 (de) | 2005-04-14 |
Family
ID=7797737
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19625054A Expired - Fee Related DE19625054B4 (de) | 1996-06-22 | 1996-06-22 | Verfahren und System zur Übertragung von Mehrträger-Signalen mit einem reduzierten Spitzen-/Mittelwertverhältnis |
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Country | Link |
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