DE19543226C2 - Inverter power source - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Inverterstromquelle, die für die verschiedensten Anwendungen der Energieumformung eingesetzt werden kann (US 51 57 592). Beispiele sind etwa Stromversorgungen, Akkuladegeräte, elektrische Schweißmaschinen. Inverterstromquellen werden bevorzugt deshalb eingesetzt, weil sie eine wesentliche Baugrößen- und Gewichtsreduzierung des Haupttransformators erlauben, der meist mit Frequenzen über dem menschlichen Hörbereich betrieben wird. Es sind Ausführungen mit primärer Vollbrückenschaltung und Halbbrückenschaltung üblich; bei der Halbbrückenschaltung wird hier nur die symmetrische Art betrachtet; die mehr verbreitete asymmetrische Halbbrücke wird von der Erfindung nicht betroffen.The invention relates to an inverter power source, which for a wide variety of applications Energy conversion can be used (US 51 57 592). Examples include power supplies, Battery chargers, electric welding machines. Inverter power sources are preferred used because they are a significant reduction in size and weight of the Main transformers allow, mostly with frequencies above the human hearing range is operated. There are versions with primary full bridge circuit and Half-bridge circuit common; with the half-bridge circuit, only the symmetrical type is used here considered; the more widespread asymmetrical half-bridge is not from the invention affected.
Bei der primären Vollbrückenschaltung werden vier elektronische Schaltelemente in zwei Gruppen angeordnet. In jeder Gruppe sind zwei dieser Schalter in Reihe zwischen dem Plus- und dem Minuspol einer mit bekannten Mitteln bereitgestellten Gleichspannung angeschlossen. Je nach Bedarf sind parallel zu den Schaltern noch Freilaufdioden vorgesehen, um die Schalter vor inversen Strömen zu schützen. Bei den bisher bekannten Inverterschaltungen liegt nun zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken die Primärwicklung des Haupttransformators optional in Reihe mit einem Kondensator und/oder einer Drossel. Dieser Kondensator verhindert eine Gleichstrom-Vormagnetisierung des Trafos, kann aber entfallen, wenn diese Vormagnetisierung durch andere Maßnahmen verhindert werden kann.In the primary full-bridge circuit, four electronic switching elements become two Groups arranged. In each group, two of these switches are in series between the plus and connected to the negative pole of a DC voltage provided by known means. Depending on requirements, free-wheeling diodes are provided in parallel to the switches protect against inverse currents. The previously known inverter circuits now lie between the two midpoints of the half bridges the primary winding of the Main transformers optionally in series with a capacitor and / or a choke. This Capacitor prevents DC biasing of the transformer, but can be omitted, if this premagnetization can be prevented by other measures.
Bei anderen bekannten Anordnungen, den sogenannten resonanten Schaltungen hat dieser Kondensator eine wesentliche Funktion als Teil eines Serienresonanzkreises. Bei diesen Schaltungen liegt in den meisten Fällen noch eine Drossel oder eine Sättigungsdrossel in Reihe zu der Primärwicklung des Haupttransformators. Diese resonanten Schaltungen werden angewandt, um das Schalten der elektronischen Schalter nahezu verlustfrei zu gestalten, da der Schalter dann eingeschaltet wird, wenn er stromlos oder spannungslos ist oder beides gleichzeitig (Zero-Voltage-Switching und Zero-Current-Switching). In other known arrangements, the so-called resonant circuits, this has Capacitor an essential function as part of a series resonant circuit. With these In most cases, circuits are still a choke or a saturation choke in series to the primary winding of the main transformer. These resonant circuits will be applied to make the switching of the electronic switches almost lossless, because the switch is turned on when it is de-energized or de-energized or both simultaneously (zero voltage switching and zero current switching).
Es ist weiterhin bekannt, zu diesem Zweck Entlastungskondensatoren parallel zu den Schaltern anzuordnen, die dann bei deren Ausschalten die Ausschaltverluste stark reduzieren. Auf der Sekundärseite des Transformators ist normalerweise eine Gleichrichterschaltung entweder mit zwei Gleichrichtern und Mittelanzapfung des Trafos oder mit vier Gleichrichtern in Vollbrückenschaltung üblich. Je nach Anwendungsfall der Inverterstromquelle ist hinter dem Gleichrichter noch eine Glättungsdrossel und nötigenfalls ein Glättungskondensator vorhanden. Bei der primären Halbbrückenschaltung existiert nur eine solche Halbbrücke, der Gegenpol für den Trafoanschluß bildet ein kapazitiver Spannungsteiler, der auch eine Anzapfung der Gleichspannungsquelle bei halber Spannung sein kann. Auch hier können optional noch Drosseln oder Sättigungsdrosseln in Reihe zum Trafo vorhanden sein. Bei im Trafokreis resonanten Schaltungen in symmetrischer Halbbrückenschaltung wird der kapazitive Mittelpunkt meist durch den aufgeteilten Resonanzkondensator gebildet.It is also known for this purpose, relief capacitors in parallel with the Arrange switches that then greatly reduce the turn-off losses when they are switched off. There is usually a rectifier circuit on the secondary side of the transformer either with two rectifiers and central tapping of the transformer or with four rectifiers in Full bridge switching is common. Depending on the application, the inverter power source is behind the Rectifier still a smoothing choke and if necessary a smoothing capacitor available. In the primary half-bridge circuit, there is only one such half-bridge, the opposite pole for the transformer connection forms a capacitive voltage divider, which also taps the DC voltage source can be at half voltage. Here, too, you can optionally Chokes or saturation chokes are available in series with the transformer. In the transformer circuit resonant circuits in a symmetrical half-bridge circuit become the capacitive The center is usually formed by the split resonance capacitor.
Als sogenannte elektronische Schalter können die jeweils aktuellen Bauelemente der Leistungselektronik mit ihren zugehörigen Ansteuerschaltkreisen verwendet werden, wie zum Beispiel bipolare Transistoren, MOS-FETs, IGBTs, GTOs usw.The current components of the Power electronics with their associated control circuits are used, such as Example bipolar transistors, MOS-FETs, IGBTs, GTOs etc.
Bei allen angesprochenen Schaltungsvarianten soll jede primärseitige Halbbrücken so angesteuert werden, daß sie je für sich ein Tastverhältnis von 50% aufweist und daß die Spannung eines Halbbrückenmittelpunktes jeweils von einem Spannungspol zum anderen in einem stetigen Verlauf umschwingt.With all the circuit variants mentioned, each primary-side half-bridge should be like this are controlled that they each have a duty cycle of 50% and that the Voltage of a half-bridge center from one voltage pole to the other in swings around a steady course.
Bei der Erörterung der Nachteile der bisherigen Technik ist zwischen verschiedenen Schaltungen zu unterscheiden.When discussing the disadvantages of the prior art, there are different ones To differentiate circuits.
Die im Trafokreis resonanten Schaltungen führen bekanntermaßen zu einer ungünstigen Ausnutzung der elektronischen Schalter, da diese entweder für einen wesentlich höheren Strom oder eine höhere Spannung ausgelegt werden müssen. Dafür sind die Schaltverluste niedrig und die Spannungs- und Stromflanken flacher, was zu einer geringeren Störabstrahlung führt. Durch die Resonanztechnik jedoch wird nur während eines eher kurzen Zeitintervalls Energie übertragen, so daß sich auch für den Transformator keine optimale Situation ergibt. Der wesentliche Nachteil liegt also darin, daß die primärseitigen Schalter und auch der Trafo schlecht ausgenutzt werden.The circuits resonant in the transformer circuit are known to lead to an unfavorable one Utilization of the electronic switch, since this either for a much higher Current or a higher voltage must be designed. That is what the switching losses are low and the voltage and current edges flatter, resulting in less interference radiation leads. Due to the resonance technique, however, only during a rather short time interval Transfer energy so that there is no optimal situation for the transformer either. The main disadvantage is that the primary side switch and the transformer be badly exploited.
Die im Trafokreis nicht resonanten Schaltungen führen in einfacher Ausführung zu erheblichen Schaltverlusten sowohl in den Schaltern selber als auch in den sekundärseitigen Gleichrichterdioden, da die schnellen Schaltvorgänge zu hohen Dioden-Rückwärtsströmen führen. Dies ergibt zudem starke Störabstrahlungen im Sekundärkreis.The circuits that are not resonant in the transformer circuit lead to a simple design considerable switching losses both in the switches themselves and in the secondary side Rectifier diodes because the fast switching operations lead to high diode reverse currents to lead. This also results in strong interference radiation in the secondary circuit.
Um die Ausschaltverluste der Schalter zu verringern, werden auch bei dieser Variante öfters über den elektronischen Schaltern Entlastungskondensatoren angeordnet.In order to reduce the switch-off losses of the switches, this variant is also used more often Relief capacitors arranged above the electronic switches.
Wenn Inverter dieses Typs mit primärseitiger Vollbrücke im Leerlauf oder mit kleiner Last betrieben werden müssen, sind je nach nötigem Aussteuerungsbereich an einer oder beiden Halbbrücken zusätzliche Hilfsdrosseln und Kondensatoren notwendig, also primärseitige Hilfs- Umschwingkreise, die den Leerlaufbetrieb sicherstellen. Dabei ergibt sich das Problem, daß sich der primärseitige Trafostrom und die Hilfsströme dieser Entlastungsnetzwerke in bestimmten Arbeitspunkten so überlagern, daß die zu den Schaltern parallelen Entlastungskondensatoren nicht mehr umschwingen und die elektronischen Schalter dann aufgeladene Kondensatoren kurzschließen. Dies kann schon nach wenigen Zyklen zur thermischen Überlastung und Zerstörung der Schalter führen. Um das zu verhindern muß deshalb in den Trafostromkreis eine Drossel eingebaut werden, die den Stromfluß in den Ausgangsgleichrichter in der Zeit des Umschwingens unterbindet ( siehe z. B.: K.H. Rinne, K. Theml and O. McCarthy, "An Improved Zero-Voltage an Zero-Current Switching Full Bridge Converter", PCIM Proceedings, June 1995, S. 69). Es gibt Ausführungen, bei denen die Drossel im Primärkreis liegt, andere bekannte Schaltungen sehen Drosseln auf der Sekundärseite in Reihe zu den Gleichrichtern vor oder wie in dem genannten Vortrag auf beiden Seiten des Trafos. Solche Drosseln verlangsamen den Stromfluß im Trafokreis und ermöglichen den ungestörten Abschluß des Umschwingens einer Halbbrücke, haben aber den großen Nachteil, daß eine erhebliche Spannungszeitfläche zur Energieübertragung verloren geht. Um das zu verhindern, wird die Drossel normalerweise als Sättigungsdrossel ausgeführt. Der Nachteil davon ist aber, daß die Drossel durch die Ummagnetisierung bis weit in die beidseitige Sättigung sehr heiß wird und einer besonderen Kühlung bedarf und daß der Gesamtwirkungsgrad des Inverters dadurch schlechter wird. Ein zusätzliches Problem der Sättigungsdrossel liegt auch darin, daß sie bei kleinen Lastströmen einen hohen Wert haben sollte, bei Vollast eigentlich aber entfallen könnte, da die vorhandenen Streuinduktivitäten schon ausreichen. Das reale Verhalten ist aber gerade gegenläufig, denn die für ihre Funktion im unteren Strombereich optimierte Sättigungsdrossel speichert mit zunehmendem Strom immer mehr Energie ein und verbraucht im Bereich der Vollaussteuerung des Inverters zuviel Spannungszeitfläche, was letztlich zu einer schlechten Ausnützung des Haupttransformators führt, denn Trafo und Drossel liegen in Reihe.If inverters of this type with primary-side full bridge at idle or with a small load have to be operated, depending on the necessary modulation range on one or both Half bridges additional auxiliary chokes and capacitors necessary, i.e. primary-side auxiliary Vibration loops that ensure idle operation. The problem arises that the primary-side transformer current and the auxiliary currents of these relief networks overlay certain operating points in such a way that those parallel to the switches Relief capacitors no longer swing around and then the electronic switches Short-circuit the charged capacitors. This can be done after just a few cycles thermal overload and destruction of the switches. To prevent that from happening therefore, a choke must be installed in the transformer circuit, which limits the current flow in the Output rectifier is prevented during the time of swinging (see e.g. K.H. Rinne, K. Theml and O. McCarthy, "An Improved Zero-Voltage on Zero-Current Switching Full Bridge Converter ", PCIM Proceedings, June 1995, p. 69). There are versions in which the Choke is in the primary circuit, other known circuits see chokes on the Secondary side in series to the rectifiers before or as in the lecture mentioned both sides of the transformer. Such chokes slow down the current flow in the transformer circuit and enable the undisturbed completion of the swinging of a half bridge, but have the major disadvantage that a considerable voltage time area for energy transmission is lost goes. To prevent this, the choke is usually designed as a saturation choke. The disadvantage of this, however, is that the choke is far into the magnetization saturation on both sides is very hot and requires special cooling and that the This reduces the overall efficiency of the inverter. An additional problem of Saturation choke also lies in the fact that they have a high value for small load currents should, but could be omitted at full load, since the existing leakage inductances already enough. But the real behavior is just opposite, because that for their function in the lower current range optimized saturation choke stores with increasing current more and more energy and uses too much in the area of the full control of the inverter Voltage time area, which ultimately leads to poor utilization of the main transformer leads, because transformer and choke are in line.
In der US-Patentschrift Nr. 5,157,592 von Michael M. Walters wird zum gleichen Problem eine Schaltungsanordnung beschrieben, bei der im Sekundärkreis in Reihe zu den beiden Gleichrichterdioden je eine Sättigungsdrossel liegt. Über je eine Steuerungswicklung kann der Vormagnetisierungszustand dieser Drosseln und damit die sperrbare Spannungszeitfläche eingestellt werden. Mittels einer eigenen aktiven Regelungsschaltung mit Transistoren und Operationsverstärkern wird dann die Vormagnetisierung der Drosseln so eingestellt, daß die Umschwingbedingungen eingehalten werden. Diese Lösung führt aber zu einem zusätzlichen Elektronikaufwand und benötigt einen zusätzlichen Meßtransformator für den Primärstrom.U.S. Patent No. 5,157,592 to Michael M. Walters addresses the same problem Circuit arrangement described in the secondary circuit in series with the two Rectifier diodes each have a saturation choke. The controller can each have a control winding Premagnetization state of these chokes and thus the lockable voltage time area can be set. Using its own active control circuit with transistors and Operational amplifiers are then set the bias of the chokes so that the Swing conditions are met. This solution leads to an additional one Electronics expenditure and requires an additional measuring transformer for the primary current.
Für die Inverter mit primärseitiger Halbbrücke und kapazitivem Mittelpunkt gibt es bisher nur ein beschränktes Einsatzgebiet, denn dieser Inverter hat nur wenig Möglichkeit, von der Primärseite her eine übergreifende Regelung der Ausgangsleistung zu vollziehen. Die Steuerung der Schaltfrequenz ermöglicht eine Leistungsänderung nur in einem eingeschränkten Bereich. Zudem hat dieser Invertertyp die gleichen Probleme beim Umschwingen und mit den Diodenrückwärtsströmen wie der oben beschriebene Vollbrückeninverter.So far, there is only one for the inverters with primary-side half-bridge and capacitive center a limited area of application, because this inverter has little possibility of which Primary side to carry out a comprehensive regulation of the output power. The Control of the switching frequency enables a change in power in only one restricted area. In addition, this type of inverter has the same problems with Swing around and with the diode reverse currents like the one described above Full bridge inverter.
Die Erfindung stellt sich daher die Aufgabe, eine Inverterstromquelle zu erstellen, welche eine bessere Komponentenausnutzung als die bekannten Schaltungen erreicht, wobei vor allem die durch die Drosseln verlorene Spannungszeitfläche bei Vollast verkleinert wird, dabei aber die weichen Stromverläufe der resonanten Technik erzielt werden, welche generell den Einsatz von Ausschaltentlastungskondensatoren über den elektronischen Schaltern ermöglicht (= Minimierung der Ausschaltverluste), dabei aber das ungestörte Umschwingen der Entlastungskondensatoren zuverlässig ermöglicht, welche das Einschalten der elektronischen Schalter mit Null-Strom und Null-Spannung (= Minimierung der Einschaltverluste) durch bekannte Schaltungsmaßnahmen ermöglicht, welche die Hitzeentwicklung der bisherigen Sättigungsdrosseln reduziert (= besserer Wirkungsgrad), welche die Rückwärtsströme der sekundären Gleichrichter in hohem Maße reduziert, und welche die gesamte Störabstrahlung des Inverters reduziert.The object of the invention is therefore to create an inverter current source, which achieves better component utilization than the known circuits, whereby especially the voltage time area lost by the chokes is reduced at full load, but the soft current curves of the resonant technology are achieved, which generally the use of turn-off relief capacitors over the electronic Switching enables (= minimization of switch-off losses), but the undisturbed Relief capacitors can swing around reliably, which is switching on the electronic switches with zero current and zero voltage (= Minimization of switch-on losses) made possible by known circuit measures, which reduces the heat development of the previous saturation chokes (= better Efficiency), which greatly reduces the reverse currents of the secondary rectifiers, and which reduces the total interference radiation of the inverter.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß in Reihe zu der Primärwicklung des Transformator die Drosselwicklung eines symmetrischen Transduktors eingeschaltet wird, der über eine je eigenständige Drosselwicklung und Steuerwicklung verfügt und mittels eines Dreischenkelkernes oder durch zwei getrennte Ringkerne aufgebaut wird und daß die Steuerwicklung des Transduktors vom Ausgangsstrom der Inverterstromquelle durchflossen wird.This object is achieved according to the invention in that in series with the primary winding of the transformer the choke winding of a symmetrical transducer is switched on, which has a separate choke winding and control winding and by means of a Three leg core or by two separate toroidal cores and that the Control winding of the transducer flows through the output current of the inverter current source becomes.
Eine gleichwertige Lösung kann dadurch erreicht werden, daß auf der Sekundärseite des Inverters ein Gleichrichter in Vollbrückenschaltung eingesetzt wird, und daß in Reihe zu der Sekundärwicklung des Transformator die Drosselwicklung eines symmetrischen Transduktors eingeschaltet wird, der über eine je eigenständige Drosselwicklung und Steuerwicklung verfügt und mittels eines Dreischenkelkernes oder durch zwei getrennte Ringkerne aufgebaut wird und daß die Steuerwicklung des Transduktors vom Ausgangsstrom der Inverterstromquelle durchflossen wird.An equivalent solution can be achieved in that on the secondary side of the Inverters a rectifier is used in full bridge circuit, and that in series with the Secondary winding of the transformer is the choke winding of a symmetrical transducer is switched on, each with its own choke winding and control winding and is built up by means of a three-legged core or by two separate ring cores and that the control winding of the transducer from the output current of the inverter current source is flowed through.
Eine alternative gleichwertige Lösung wird weiterhin dadurch erreicht, daß auf der Sekundärseite des Inverters ein Gleichrichter in Mittelpunktschaltung eingesetzt wird, und daß in Reihe zu der Sekundärwicklung des Transformator die Drosselwicklungen eines symmetrischen Transduktors, der über zwei gleichartige und parallele Drosselwicklungen und eine Steuerwicklung verfügt und mittels eines Dreischenkelkernes oder durch zwei getrennte Ringkerne aufgebaut ist, eingeschaltet wird und zwar so, daß der Anfang der ersten und das Ende der zweiten parallelen Drosselwicklung an den Außenenden der Sekundärwicklung des Trafos angeschlossen werden, und daß das Ende der ersten und der Anfang der zweiten Drosselwicklung mit den je gleichwertigen Anschlüssen der beiden Gleichrichterdioden verbunden werden, und daß die Steuerwicklung des Transduktors vom Ausgangsstrom der Inverterstromquelle durchflossen ist, wobei generell ein Vertauschen der Reihenfolge der genannten Komponenten in den gleichen Strom kreisen zu jeweils gleichwertiger Funktion führt und ebenfalls beansprucht wird.An alternative equivalent solution is further achieved in that Secondary side of the inverter, a rectifier is used in the center circuit, and that in series with the secondary winding of the transformer the choke windings symmetrical transducer, which has two identical and parallel choke windings and has a control winding and by means of a three-legged core or two separate ones Toroidal cores is built up, is switched on in such a way that the beginning of the first and the End of the second parallel choke winding at the outer ends of the secondary winding Transformers are connected, and that the end of the first and the beginning of the second Choke winding with the equivalent connections of the two rectifier diodes be connected, and that the control winding of the transducer from the output current of the Flows through the inverter power source, generally reversing the order of the Circles mentioned components in the same current leads to equivalent function and is also claimed.
Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung bei einem primärseitigen Transduktor sieht vor, daß der Verbindungspunkt von Transformator und Transduktor mit je einer Freilaufdiode gegen die beiden Pole der Gleichspannungsversorgung angeschlossen wird.A further embodiment of the invention in a primary-side transducer provides that the connection point of transformer and transducer with one free-wheeling diode against each two poles of the DC voltage supply is connected.
Besonders gute Ergebnisse bei den Diodenrückströmen des Sekundärgleichrichters und bei der Störabstrahlung können dann erreicht werden, wenn das Windungsverhältnis des Transduktor nach den Ansprüchen 5 und 6 ausgelegt wird.Particularly good results with the diode reverse currents of the secondary rectifier and with The interference radiation can be achieved if the turns ratio of the Transductor is designed according to claims 5 and 6.
Die Erfindung wird nun anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:The invention will now be explained in more detail with reference to drawings. It shows:
Fig. 1 eine wesentliche Ausführungsform der beschriebenen Erfindung mit primärer Vollbrücke und Transduktor auf der Primärseite, Fig. 1 is an essential embodiment of the invention described with primary full-bridge and transducer on the primary side,
Fig. 2 eine im Trafokreis resonante Schaltung herkömmlicher Art mit Halbbrücke, Fig. 2 is a resonant circuit in the transformer circuit with conventional half-bridge,
Fig. 3 eine im Trafokreis nicht resonante Schaltung herkömmlicher Art mit primärer Vollbrücke, mit Ausschaltentlastungskondensatoren über den Schaltern und zusätzlichen Hilfs- Umschwingkreisen, Fig. 3 is a non-resonant transformer in the loop circuit of a conventional type with a primary full-bridge, with Ausschaltentlastungskondensatoren over the switches and additional auxiliary Umschwingkreisen,
Fig. 4 eine Verbesserung dieser Schaltung durch die Erfindung mit einem Transduktor auf der Primärseite, Fig. 4 is an improvement of this circuit by the invention with a transducer on the primary side,
Fig. 5 eine Ausführungsform des Transduktors mit Dreischenkelkern, Fig. 5 shows an embodiment of the transducer with a three-leg core,
Fig. 6 eine Ausführungsform des Transduktors mit zwei Ringkernen, Fig. 6 shows an embodiment of the transducer with two ring cores,
Fig. 7 eine prinzipielle Anordnung mit Transduktor auf der Sekundärseite und Gleichrichter in Vollbrückenschaltung, Fig. 7 shows a basic arrangement of transducer at the secondary side and rectifiers in full-bridge circuit,
Fig. 8 eine prinzipielle Anordnung mit Transduktor auf der Sekundärseite und Gleichrichter in Mittelpunktsschaltung, Fig. 8 shows a basic arrangement of transducer at the secondary side and rectifier in a center tap connection,
Fig. 9 eine einfache praktische Ausführung dieser Schaltung mit einem Transduktor, der durch zwei Ringkerne gebildet wird. Fig. 9 shows a simple practical implementation of this circuit with a transducer which is formed by two ring cores.
Fig. 1 zeigt die prinzipielle Anordnung der Inverterstromquelle nach der Erfindung. Eine Gleichspannungsquelle 1 speist die beiden Halbbrücken mit den elektronischen Schaltern 2 und 3 sowie 4 und 5. Die konkrete Ausführung dieser Schalter mit ihren Ansteuerkreisen ist bekannt und soll nicht erörtert werden. Die Freilaufdioden 19 schützen die Schalter vor inversen Strömen. Die Halbbrücken sollen dabei mit ca. 50% Tastverhältnis angesteuert werden und die Spannungen an den Mittelpunkten sollen möglichst in einem Zug von einer Spannungsschiene zu der jeweils anderen umschwingen. Ein Inverter dieser Bauart wird üblicherweise mit einer Phasenschiebermodulation angesteuert, so daß beide Halbbrücken die gleiche Schaltfrequenz haben. Die Mittelpunkte der beiden Halbbrücken sind nun miteinander verbunden durch eine Reihenschaltung des Transformators 6, der Drosselwicklung des Transduktors 7 und eines optionalen Kondensators 11. Als eine mögliche Ausgestaltung des Ausgangskreises werden hier zur Gleichrichtung die Dioden 8 und zur Glättung eine Drossel 9 und ein Kondensator 10 verwendet. Der Ausgangsstrom der Inverterstromquelle wird nach der Erfindung über die Steuerwicklung des Transduktors 7 geführt und steuert den Transduktor automatisch so, daß die Drosselwirkung bei Vollast minimal und im unteren Teillastbereich optimal wird. Den gewünschten Induktivitätsverlauf des Transduktors kann man durch die Dimensionierung des Transduktor-Kerns und evtl. durch Einfügen eines zusätzlichen Luftspaltes erzielen. Der Kondensator 11 dient zur Vermeidung einer Gleichstromvormagnetisierung des Trafos 6 und kann entfallen, falls dies durch andere bekannte Maßnahmen verhindert wird. Fig. 1 shows the basic arrangement of the inverter power source according to the invention. A DC voltage source 1 feeds the two half bridges with the electronic switches 2 and 3 as well as 4 and 5 . The specific design of these switches with their control circuits is known and should not be discussed. The free-wheeling diodes 19 protect the switches from inverse currents. The half bridges should be controlled with a duty cycle of approx. 50% and the voltages at the center points should swing from one voltage rail to the other in one go if possible. An inverter of this type is usually controlled with a phase shift modulation, so that both half bridges have the same switching frequency. The midpoints of the two half bridges are now connected to one another by a series connection of the transformer 6 , the choke winding of the transducer 7 and an optional capacitor 11 . As a possible embodiment of the output circuit, the diodes 8 are used for rectification and a choke 9 and a capacitor 10 for smoothing. The output current of the inverter current source is guided according to the invention via the control winding of the transducer 7 and automatically controls the transducer so that the throttle effect is minimal at full load and optimal in the lower part-load range. The desired inductance profile of the transducer can be achieved by dimensioning the transducer core and possibly by inserting an additional air gap. The capacitor 11 serves to avoid DC biasing of the transformer 6 and can be omitted if this is prevented by other known measures.
Fig. 2 zeigt eine der herkömmlichen Schaltungen mit primärer Halbbrückenschaltung und resonantem Trafokreis. Der Mittelpunkt der Halbbrücke 2 und 3 ist über eine Reihenschaltung des Transformators 6 mit einer Drossel 12 mit dem aufgeteilten Resonanzkondensator 11 verbunden. Der Resonanzkondensator 11 dient hier gleichzeitig als kapazitiver Mittelpunkt und wird auf nennenswerte Spannungen aufgeladen. Die Verläufe von Strom und Spannung in diesem Inverter sind weit von der Rechteckform entfernt und führen zu einer ungünstigen Ausnutzung der elektronischen Schalter und des Trafos. Fig. 2 shows one of the conventional circuits with a primary half-bridge circuit and resonant transformer circuit. The center point of the half-bridge 2 and 3 is connected to the split resonance capacitor 11 via a series connection of the transformer 6 with a choke 12 . The resonance capacitor 11 serves here as a capacitive center and is charged to significant voltages. The courses of current and voltage in this inverter are far from the rectangular shape and lead to an unfavorable use of the electronic switches and the transformer.
Fig. 3 zeigt eine herkömmliche Anordnung mit im Trafokreis nicht resonanter Schaltung und primärer Vollbrücke, wie sie weitgehend in einer am Markt vertriebenen Schweißmaschine ausgeführt ist. Dabei sind Ausschaltentlastungskondensatoren 13 über den Schaltern und zusätzliche Hilfs-Umschwingkreise gebildet aus den Drosseln 14 und den Kondensatoren 15 vorgesehen. Die Dioden 19 dienen als Freilaufdioden. Die Kreise 14 und 15 sollen bei fehlender oder kleiner Last das Umschwingen der Ausschaltentlastungskondensatoren 13 sicher stellen und sind hier auf beiden Halbbrücken vorhanden. Im Teillastbereich ergibt sich jedoch das Problem, daß die Ströme der Kreise 14 und 15 sich mit dem primären Trafostrom überlagern und die Kondensatoren 13 stromlos werden. Damit kann das Umschwingen nicht stattfinden und die Schalter 2 bis 5 schalten aufgeladene Kondensatoren kurz. Für dieses schwere Problem ergeben sich zwei Lösungen. Die erste liegt darin, die Ströme in den Kreisen 14 und 15 zu erhöhen. Damit werden aber diese Teile groß und teuer und die Schalter 2 bis 5 müssen diese höheren Ströme zusätzlich tragen. Die zweite Lösung liegt darin, in Reihe mit dem Trafo 6 entweder primär oder sekundär eine Drossel 16 oder besser eine Sättigungsdrossel 16 zu schalten. Diese Drossel verhindert den sofortigen Stromanstieg des Trafostromes in den Augenblicken der Kommutierung einer Halbbrücke, stiehlt dem Trafo dann aber bei Vollast eine erhebliche Spannungs-Zeit-Fläche und führt zu schlecht ausgenutzten Komponenten. Darüber hinaus wird die Sättigungsdrossel 16 üblicherweise sehr heiß, bedarf einer besonderen Kühlung und drückt den Wirkungsgrad. Fig. 3 shows a conventional arrangement with the transformer circuit is not a resonant circuit and a primary full-bridge, as is widely performed in a distributed on the market welding machine. Switch-off relief capacitors 13 are provided above the switches and additional auxiliary oscillation circuits formed from the chokes 14 and the capacitors 15 . The diodes 19 serve as free-wheeling diodes. The circuits 14 and 15 are intended to ensure that the switch-off relief capacitors 13 swing around when there is no or a small load and are present here on both half-bridges. In the partial load range, however, the problem arises that the currents of the circuits 14 and 15 overlap with the primary transformer current and the capacitors 13 become currentless. This means that the swinging cannot take place and switches 2 to 5 briefly switch charged capacitors. There are two solutions to this difficult problem. The first is to increase the currents in circles 14 and 15 . However, this makes these parts large and expensive and the switches 2 to 5 must also carry these higher currents. The second solution is in series with the transformer 6 is either primary or secondary, a throttle 16 to switch a saturable reactor or better sixteenth This choke prevents the instantaneous current rise of the transformer current in the moments of commutation of a half bridge, but then steals the transformer a considerable voltage-time area at full load and leads to poorly used components. In addition, the saturation choke 16 usually becomes very hot, requires special cooling and depresses the efficiency.
Bei der hier dargestellte Lösungsvariante liegen zusätzlich auf der Sekundärseite des Trafos 6 in Reihe mit den Gleichrichterdioden 8 Sättigungsdrosseln 17 meist in Form von Ringkernen. Diese sind hilfreich, um die Kommutierung der Gleichrichterdioden 8 weicher zu gestalten und die Diodenrückströme und Verluste in vertretbaren Grenzen zu halten. Auch hier gilt, daß diese Drosseln 17 wertvolle Spannungszeitfläche rauben, heiß werden und zu schlechter Ausnutzung der Komponenten führen. In the variant of the solution shown here, saturation reactors 17, mostly in the form of ring cores, are additionally located on the secondary side of the transformer 6 in series with the rectifier diodes 8 . These are helpful to make the commutation of the rectifier diodes 8 softer and to keep the diode reverse currents and losses within reasonable limits. Here, too, it applies that these chokes rob 17 valuable voltage time area, become hot and lead to poor utilization of the components.
Fig. 4 zeigt nun eine vergleichbare Schaltung unter Verwendung der Merkmale der Erfindung. Die Sättigungsdrossel 16 aus Fig. 3 wird entfernt und an deren Stelle wird der Transduktor 7 eingesetzt. Dabei zeigen sich einige unerwartete Effekte. Gleich mehrere bisherige Probleme können mit dieser einzigen Maßnahme gelöst werden. Erstens wird die übertragbare Spannungszeitfläche deutlich größer, da der Wert der Drosselinduktivität mit zunehmendem Ausgangsstrom abnimmt, während der Induktionswert im schwierigen Teillastbereich ausreichend hoch ist. Zweitens wird durch die Einführung des Transduktors der Trafostrom sehr oberschwingungsarm und rund, was für alle Komponenten und für die Störabstrahlung sehr positiv ist. Drittens ergeben sich nun trapezförmige Diodenströme in den Dioden 8 mit optimalen Steigungsverläufen. Wenn auch noch das Windungsverhältnis des Transduktors 7 wie in Anspruch 6 beschrieben gewählt wird, erhält man viertens optimal niedrige und runde Diodenrückströme. Dies führt zu hohem Wirkungsgrad, geringer Störabstrahlung und bester Komponentenausnutzung. Deswegen können die sekundärseitigen Sättigungsdrosseln 17 aus Fig. 3 nun entfallen, der Transduktor übernimmt diese Funktion mit. Fünftens wird durch beschriebene Maßnahmen das Kernmaterial des Transduktors nur noch einseitig aufmagnetisiert, so daß der Transduktorkern um den Faktor 2-3 kälter bleibt verglichen mit den bisherigen Sättigungsdrosseln. Fig. 4 shows an equivalent circuit using the features of the invention. The saturation choke 16 from FIG. 3 is removed and the transducer 7 is used in its place. There are some unexpected effects. Several previous problems can be solved with this single measure. First, the transferable voltage time area becomes significantly larger, since the value of the inductor decreases with increasing output current, while the induction value is sufficiently high in the difficult part-load range. Secondly, the introduction of the transducer makes the transformer current very low-harmonic and round, which is very positive for all components and for interference radiation. Thirdly, trapezoidal diode currents now result in the diodes 8 with optimal gradient profiles. Fourthly, if the turns ratio of the transducer 7 is selected as described in claim 6, optimally low and round diode reverse currents are obtained. This leads to high efficiency, low interference radiation and best component utilization. Therefore, the secondary-side saturation chokes 17 from FIG. 3 can now be omitted, the transducer also takes over this function. Fifthly, the measures described only magnetize the core material of the transducer on one side, so that the transducer core remains 2-3 times colder compared to the previous saturation chokes.
Die beiden Freilaufdioden 18 begrenzen die maximale primärseitige Trafospannung auf den Wert der Spannungsquelle und begrenzen damit die Sperrspannung der sekundären Gleichrichter, sind aber nicht unbedingt notwendig.The two free-wheeling diodes 18 limit the maximum primary transformer voltage to the value of the voltage source and thus limit the reverse voltage of the secondary rectifiers, but are not absolutely necessary.
Fig. 5 zeigt den prinzipiellen Aufbau des symmetrischen Transduktors mit einem Dreischenkelkern 22 aus z. B. Ferrit. Die Drosselwicklung ist je zur Hälfte auf die beiden Außenschenkel verteilt, während die Steuerwicklung auf dem Mittelschenkel sitzt. Der Wickelsinn und die Reihenschaltung der beiden Drosselwicklungen muß so sein, daß sich kein Fluß durch den Mittelschenkel ergibt. Fig. 5 shows the basic structure of the symmetrical transducer with a three-legged core 22 from z. B. ferrite. The choke winding is divided equally between the two outer legs, while the control winding sits on the middle leg. The winding direction and the series connection of the two choke windings must be such that there is no flow through the middle leg.
Fig. 6 zeigt einen anderen möglichen Aufbau des symmetrischen Transduktors mit zwei getrennten Ringkernen 23. Dabei ist die Steuerwicklung auf einem Kern in Phase und auf dem anderen in Gegenphase zur Drosselwicklung. Fig. 6 shows another possible construction of the symmetrical Transducer with two separate toroidal cores 23rd The control winding is in phase on one core and in phase opposition to the choke winding on the other.
Fig. 7 zeigt einen alternativen Aufbau nach Anspruch 2, bei dem der Transduktor 7 nun auf der Sekundärseite des Trafos 6 angeordnet ist. Die hier gezeigte Ausführung gilt für den Einsatz bei einer Vollbrückengleichrichtung mittels der vier Dioden 8. Der Vorteil der sekundären Anordnung des Transduktors liegt darin, daß keine sicherheitsrelevante Potentialtrennung von Primär und Sekundär vorhanden ist und daß die Drosselwicklung des Transduktors so wesentlich weniger Windungen bekommt. Auch diese Schaltung kann durch Einsatz von Entlastungskondensatoren und optional Hilfs-Umschwingkreisen gleich wie in Fig. 4 ausgebaut werden, so daß die elektronischen Schaltelemente von ihren Ein- und Ausschaltverlusten wesentlich befreit werden. Fig. 7 shows an alternative structure according to claim 2, in which the transducer 7 is now arranged on the secondary side of the transformer 6 . The version shown here applies to use in full bridge rectification using the four diodes 8 . The advantage of the secondary arrangement of the transducer is that there is no safety-relevant isolation of the primary and secondary and that the choke winding of the transducer receives significantly fewer turns. This circuit can also be expanded by the use of relief capacitors and optional auxiliary swinging circuits, as in FIG. 4, so that the electronic switching elements are substantially freed from their on and off switching losses.
Fig. 8 zeigt einen weiteren alternativen Aufbau nach Anspruch 3, bei dem der Transduktor 7 ebenfalls auf der Sekundärseite des Trafos 6 angeordnet ist. Die hier gezeigte Ausführung gilt für den Einsatz bei eines Gleichrichters in Mittelpunktschaltung mittels der beiden Dioden 8. Der Vorteil dieser Schaltung gegenüber Fig. 7 liegt bekanntermaßen darin, daß der Spannungsfall jeweils nur einer Diode verloren geht und deshalb höhere Wirkungsgrade erzielbar sind. Die Drosselwicklung des Transduktors 7 ist hier in zwei gleichartige und gleichwertige Pfade aufgeteilt, die nach Anspruch 3 angeschlossen sind. Auch diese Schaltung kann durch Einsatz von Entlastungskondensatoren und optional Hilfs-Umschwingkreisen gleich wie in Fig. 4 ausgebaut werden, so daß die elektronischen Schaltelemente von ihren Ein- und Ausschaltverlusten wesentlich befreit werden. FIG. 8 shows a further alternative construction according to claim 3, in which the transducer 7 is also arranged on the secondary side of the transformer 6 . The embodiment shown here applies to use with a rectifier in the center circuit by means of the two diodes 8 . As is known, the advantage of this circuit compared to FIG. 7 lies in the fact that the voltage drop is lost in each case only one diode and therefore higher efficiencies can be achieved. The choke winding of the transducer 7 is divided here into two identical and equivalent paths, which are connected according to claim 3. This circuit can also be expanded by the use of relief capacitors and optional auxiliary swinging circuits, as in FIG. 4, so that the electronic switching elements are substantially freed from their on and off switching losses.
Fig. 9 zeigt eine Skizze, wie die praktische Realisierung des Transduktors nach Anspruch 3 mit zwei getrennten Ringkernen aussehen kann. Fig. 9 zeigt den Sekundärkreis derselben Schaltung wie in Fig. 8. Es wird in diesem Beispiel die Drosselwicklung und die Steuerwicklung jeweils nur mit einer Windung ausgeführt. Man braucht dann nur die Anschlußkabel der Komponenten durch einen Ringkern zu führen. In diesem Beispiel wird die einfache Realisierung der erfindungsgemäßen Anordnung besonders deutlich. Fig. 9 shows a sketch of how the practical implementation of the transducer according to claim 3 with two separate toroidal cores can look. Fig. 9 shows the secondary circuit of the same circuit as in Fig. 8. In this example, the choke winding and the control winding are each carried out with only one turn. You then only need to run the connecting cables of the components through a toroid. In this example, the simple implementation of the arrangement according to the invention is particularly clear.
Durch einen Vergleich dieser Anordnung mit der Fig. 3 kann man die Vorteile der Erfindung verdeutlichen. Es sind ja dort ebenfalls zwei Drosseln 17 - meist als Ringkerne ausgeführt - in Reihe zu den Dioden 8 vorhanden. Der Drosselwert in Fig. 3 ist aber im entscheidenden Funktionsmoment konstant, während er sich in Fig. 9 in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom reduziert. Zweitens sind beide Drosseln 17 dann in der Sättigung, wenn in der Freilaufzeit der Strom sich auf beide Dioden 8 etwa zu gleichen Teilen verteilt, so daß der Trafo 6 damit über die beiden dann leitenden Dioden 8 sekundärseitig kurzgeschlossen ist. Aus diesem Grund benötigt man in Fig. 3 auch noch eine primärseitige Drossel 16, da der kurzgeschlossene Trafo 6 beim Umschwingen der beiden Halbbrücken sofort Primärstrom zieht und so das Umschwingen stört. Diese Drossel 16 ist nach der Anordnung von Fig. 9 nicht mehr notwendig. In Fig. 3 fehlt dem Ausgangskreis die volle Spannungszeitfläche von zwei Sättigungsdrosseln, in Fig. 9 nur die einer einzigen, die mit steigendem Strom immer mehr verkleinert wird.The advantages of the invention can be clarified by comparing this arrangement with FIG. 3. There are also two chokes 17 - usually designed as ring cores - in series with the diodes 8 . The throttle value in FIG. 3 is constant in the decisive functional moment, while it is reduced in FIG. 9 as a function of the output current. Second, both chokes 17 are saturated when the current is distributed approximately equally between the two diodes 8 in the free-running time, so that the transformer 6 is thus short-circuited on the secondary side via the two then conductive diodes 8 . For this reason, a primary-side choke 16 is also required in FIG. 3, since the short-circuited transformer 6 immediately draws primary current when the two half-bridges swing around and thus disturb the swinging. This choke 16 is no longer necessary according to the arrangement of FIG. 9. In Fig. 3 the output circuit lacks the full voltage-time area of two saturation chokes, in Fig. 9 only one, which is reduced more and more with increasing current.
Claims (6)
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19543226A DE19543226C2 (en) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | Inverter power source |
AT0201796A AT406318B (en) | 1995-11-20 | 1996-11-19 | INVERTER POWER SOURCE |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19543226A DE19543226C2 (en) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | Inverter power source |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19543226A1 DE19543226A1 (en) | 1997-05-22 |
DE19543226C2 true DE19543226C2 (en) | 1997-09-04 |
Family
ID=7777927
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19543226A Expired - Fee Related DE19543226C2 (en) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | Inverter power source |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
AT (1) | AT406318B (en) |
DE (1) | DE19543226C2 (en) |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4691273A (en) * | 1986-12-11 | 1987-09-01 | Nippon Telegraph & Telephone Corp. | Series resonant converter with parallel resonant circuit |
US4876638A (en) * | 1988-02-10 | 1989-10-24 | Electronic Research Group, Inc. | Low-noise switching power supply having variable reluctance transformer |
US5157592A (en) * | 1991-10-15 | 1992-10-20 | International Business Machines Corporation | DC-DC converter with adaptive zero-voltage switching |
-
1995
- 1995-11-20 DE DE19543226A patent/DE19543226C2/en not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-11-19 AT AT0201796A patent/AT406318B/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE19543226A1 (en) | 1997-05-22 |
ATA201796A (en) | 1999-08-15 |
AT406318B (en) | 2000-04-25 |
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Legal Events
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8364 | No opposition during term of opposition | ||
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