DE19505697A1

DE19505697A1 - Verstärkereinrichtung zum Verstärken elektrischer Signale in einem vorgegebenen Frequenzbereich mit steuerbarer Verstärkung

Info

Publication number: DE19505697A1
Application number: DE1995105697
Authority: DE
Inventors: Ralph Dr Oppelt
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1995-02-20
Filing date: 1995-02-20
Publication date: 1996-08-22
Also published as: EP0811272A1; WO1996026572A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Verstärkereinrichtung zum Ver stärken eines elektrischen Signals in einem vorgegebenen Fre quenzbereich, vorzugsweise aus dem Hochfrequenzspektrum.

Als elektrische Verstärker für elektrische Signale mit von Null verschiedenen Frequenzanteilen, insbesondere aus dem Hochfrequenzbereich, können Halbleiterbauelemente wie Feldef fekttransistoren, bipolare Transistoren oder auch Operations verstärker eingesetzt werden. In manchen Anwendungen kann es erforderlich sein, daß die Verstärkung des Verstärkers steu erbar ist. Das an einem Eingang des Verstärkers angelegte Si gnal wird durch Anlegen eines elektrischen Steuerpotentiales oder eines elektrischen Steuerstromes an einem Steueranschluß des Verstärkers verstärkt. Das verstärkte Signal kann dann an einem Ausgang des Verstärkers abgegriffen werden. Das Ver hältnis der komplexen Amplitude des verstärkten Signals am Ausgang zur komplexen Amplitude des unverstärkten Signals am Eingang des Verstärkers wird als komplexe Verstärkung oder komplexe Übertragungsfunktion des Verstärkers bezeichnet.

Es ist ein Operationsverstärker mit einer steuerbaren Ver stärkung bekannt, bei dem ein von einer kontinuierlich oder digital steuerbaren Steuerspannungsquelle steuerbarer Feldef fekttransistor (FET) in eine Gegenkopplungsschaltung für den Operationsverstärker geschaltet ist. Für den FET als steuer baren Widerstand ist zusätzlich eine Rückkopplungsschaltung mit einem weiteren Operationsverstärker zum Linearisieren des elektrischen Widerstandes des FET vorgesehen. Auch kann der FET mit einer Gegenkopplung zum Vergrößern seines Dynamikbe reichs beschaltet sein ("Application Note 200-1, Designer′s Guide for 200 Series Op Amps" der Firma Comlinear Corpora tion, November 1984). FETs als steuerbare Widerstände benöti gen zwar keine Steuerleistung, weisen jedoch vergleichsweise hohe Toleranzen in ihren Kennlinien auf.

Bei einem weiteren steuerbaren Operationsverstärker ist ein von einer Steuerstromquelle gesteuerter bipolarer Doppeltran sistor als Steilheitsmultiplizierer vorgesehen (Tietze, Schenk: "Halbleiterschaltungstechnik", 9. Auflage, 1990, Springer Verlag, S. 350). Steilheitsmultiplizierer weisen zwar eine relativ gut reproduzierbare Verstärkung aufs benötigen aber eine vergleichsweise hohe Steuerleistung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine besondere Ver stärkereinrichtung zum Verstärken elektrischer Signale aus einem vorgegebenen Frequenzbereich, insbesondere aus dem Hochfrequenzband, mit einer steuerbaren Verstärkung anzuge ben. Die Verstärkungssteuerung der Verstärkereinrichtung soll insbesondere gut reproduzierbar und praktisch verlustlei stungsfrei sein.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst mit den Merkma len des Anspruchs 1.

Die Erfindung beruht auf der Überlegung, das elektrische Si gnal als Eingangssignal der Verstärkereinrichtung nacheinan der zwei Übertragungsgliedern mit unterschiedlich frequenzab hängigen Übertragungsfunktionen zuzuführen und die beiden Übertragungsfunktionen dabei so zu wählen oder so einzustel len, daß sich ihre Frequenzabhängigkeiten in dem vorgegebenen Frequenzbereich im wesentlichen kompensieren und die Ampli tude des Ausgangssignals in dem vorgegebenen Frequenzbereich gegenüber der Amplitude des Eingangssignals eine im wesentli chen frequenzunabhängige Verstärkung aufweist. Die Verstär kung für das elektrische Signal wird dann durch Verändern der Frequenzabhängigkeit der beiden Übertragungsfunktionen in dem vorgegebenen Frequenzbereich gesteuert.

Aufbauend auf dieser Überlegung enthält die Verstärkerein richtung gemäß der Erfindung zwei elektrische Übertragungs glieder mit jeweils einer frequenzabhängigen Übertragungsfun ktion. Die Übertragungsfunktion ist dabei definiert als Ver hältnis der Amplitude des Ausgangssignal zur Amplitude des Eingangssignals des jeweiligen Übertragungsglieds. Die beiden Übertragungsglieder sind zwischen einen Eingang der Verstär kereinrichtung zum Anlegen des zu verstärkenden elektrischen Signals und einen Ausgang der Verstärkereinrichtung zum Ab greifen des verstärkten elektrischen Signals in Reihe ge schaltet.

Die Frequenzabhängigkeiten der Übertragungsfunktionen der beiden Übertragungsglieder sind so gewählt, daß die beiden entsprechenden logarithmischen Übertragungsfunktionen im Bereich jeweils einer Flanke im wesentlichen linear abhängig von einer bÿektiven Funktion der Frequenz sind. Die log arithmische Übertragungsfunktion ist dabei proportional zum Logarithmus des Betrags der im allgemeinen komplexen Übertra gungsfunktion zu einer vorgegebenen reellen Basis. Die log arithmische Übertragungsfunktion eines der beiden Übertra gungsglieder weist eine positive Flanke mit einer positiven Steigung auf, während die logarithmische Übertragungsfunktion des anderen Übertragungsglieds eine negative Flanke aufweist mit einer negativen Steigung. Die Steigungen der beiden Flan ken der logarithmischen Übertragungsfunktionen sind betrags mäßig wenigstens annähernd gleich gewählt. Zum Steuern der Verstärkung des elektrischen Signals enthält die Verstärker einrichtung Steuermittel, die die Flanken der beiden log arithmischen Übertragungsfunktionen relativ zueinander inner halb des vorgegebenen Frequenzbereichs verschieben. Die Steu ermittel können dabei insbesondere nur eine Flanke zu kleine ren oder größeren Frequenzen hin verschieben, während die an dere Flanke unverändert bleibt, oder auch beide Flanken zu gleich verschieben.

Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Verstärkereinrichtung gemäß der Erfindung ergeben sich aus den vom Anspruch 1 ab hängigen Ansprüchen.

Das Übertragungsglied mit der positiven Flanke (Flanke mit positiver Steigung) kann wenigstens ein Element aus der einen Hochpaß wenigstens erster Ordnung, einen Differentiator und ein Preemphasisglied umfassenden Gruppe von elektrischen Schaltungen oder Netzwerken enthalten. Das Übertragungsglied mit der negativen Flanke (Flanke mit negativer Steigung) kann wenigstens ein Element aus der einen Tiefpaß wenigstens er ster Ordnung, einen Integrator und ein Deemphasisglied umfas senden Gruppe von elektrischen Schaltungen oder Netzwerken enthalten.

Die Steuermittel verschieben die Flanke des wenigstens einen Übertragungsglieds vorzugsweise durch Steuern wenigstens ei ner Impedanz. In einer besonders vorteilhaften Ausführungs form ist die steuerbare Impedanz eine Kapazität, vorzugsweise die Kapazität einer Kapazitätsdiode. Kapazitätsdioden sind über eine in Sperrichtung angelegte Steuerspannung praktisch verlustleistungsfrei steuerbar und weisen genau reproduzier bare Kennlinien auf.

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in deren

Fig. 1 ein prinzipieller Aufbau der Verstärkereinrichtung,

Fig. 2 eine typische Abhängigkeit der Verstärkung der Ver stärkereinrichtung von der Frequenz in einem Dia gramm,

Fig. 3 bis 5 jeweils ein Ausführungsbeispiel zum Verschieben der Flanken der Übertragungsfunktionen der beiden Übertragungsglieder der Verstärkereinrichtung,

Fig. 6 bis 8 jeweils eine Ausführungsform eines Übertragungs glieds mit positiver Flanke,

Fig. 9 bis 11 jeweils eine Ausführungsform eines Übertra gungsglieds mit negativer Flanke und

Fig. 12 eine Ausführungsform eines Übertragungsglieds mit zwei steuerbaren Kapazitätsdioden
jeweils schematisch dargestellt sind. Einander entsprechende Teile sind mit denselben Bezugszeichen versehen.

Die in Fig. 1 gezeigte Verstärkereinrichtung ist mit 2 be zeichnet und umfaßt ein erstes Übertragungsglied 3 mit einer im allgemeinen komplexen Übertragungsfunktion G′, ein zweites Übertragungsglied 4 mit einer im allgemeinen komplexen Über tragungsfunktion H′ und elektrische Steuermittel 5. Das erste Übertragungsglied 3 und das zweite Übertragungsglied 4 sind zwischen einen Eingang 2A und einen Ausgang 23 der Verstär kereinrichtung 2 elektrisch in Reihe geschaltet. Ein zu ver stärkendes elektrisches Signal S wird nun an den Eingang 2A der Verstärkereinrichtung 2 angelegt und dem ersten Übertra gungsglied 3 zugeführt. Das elektrische Signal S wird in dem ersten Übertragungsglied 3 mit dessen Übertragungsfunktion G′ multipliziert. Das erhaltene, mit der Übertragungsfunktion G′ des ersten Übertragungsgliedes 3 verstärkte oder multipli zierte Signal G′_*S wird nun dem zweiten Übertragungsglied 4 zugeführt und von diesem mit dessen Übertragungsfunktion H′ verstärkt. Das mit beiden Übertragungsfunktionen G′ und H′ beider Übertragungsglieder 3 und 4 multiplizierte Signal S′ = H′_*G′_*S ist an dem Ausgang 23 der Verstärkerein richtung 2 abgreifbar.

Es gilt somit die Beziehung

S′/S = H′_*G′ (1)

zwischen der im allgemeinen komplexen Amplitude des verstärk ten Signals S′ am Ausgang 23 der Verstärkereinrichtung 2 und der im allgemeinen komplexen Amplitude des unverstärkten Si gnals S am Eingang 2A der Verstärkereinrichtung 2 mit dem Produkt H′_*G′ der beiden komplexen Übertragungsfunktionen G′ und H′ als komplexer elektrischer Verstärkung oder komplexer Übertragungsfunktion der gesamten Verstärkerein richtung 2.

Wendet man auf die komplexen Größen auf beiden Seiten der Gleichung (1) zunächst die Betragsfunktion || und dann die Logarithmusfunktion log_a zu einer vorgegebenen reellen Basis a an, so erhält man die reelle logarithmische Verstärkung

A := log_a (|S′|/|S|) = G + H (2)

der Verstärkereinrichtung 2 mit den reellen logarithmischen Übertragungsfunktionen

G := log_a(|G′|)
H := log_a(|H′|)

Die logarithmische Verstärkung A der Verstärkereinrichtung 2 entspricht somit der Summe aus den logarithmischen Übertra gungsfunktionen G = log_a(|G′|) und H = log_a(|H′|) der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 der Verstärkereinrichtung 2.

Die Verstärkereinrichtung 2 enthält ferner Steuermittel 5, die mit wenigstens einem der Übertragungsglieder 3 oder 4 in Wirkverbindung stehen. Im Beispiel der Fig. 1 sind die Steu ermittel 5 nur mit dem Übertragungsglied 4 über eine gestri chelt gezeichnete Wirkverbindungslinie 8 verbunden. Die Steu ermittel 5 steuern jedes mit ihnen verbundene Übertragungs glied 3 oder 4 derart, daß die Übertragungsfunktion G′ bzw. H′ dieses Übertragungsglieds 3 bzw. 4 in ihrer Frequenzabhän gigkeit geändert wird. Die genaue Funktionsweise dieser Steuerung wird im folgenden erläutert. Die Wirkverbindung der Steuermittel 5 mit dem wenigstens einen zu steuernden Über tragungsglied 4 kann beispielsweise über eine elektrische, optische, induktive oder auch piezoelektrische Kopplung er folgen. Die Wirkverbindungslinie 8 kann dann entsprechend ei ne elektrische Verbindung bzw. ein optischer Koppler bzw. ein induktiver Koppler bzw. ein Piezokoppler sein.

In Fig. 2 ist anhand eines Diagramms veranschaulicht, wie die logarithmische Verstärkung A = log_a (|S′|/|S|) der Verstärker einrichtung 2 vorzugsweise gesteuert werden soll. In einem mit Δf bezeichneten vorgegebenen Frequenzband zwischen einer linken Eckfrequenz f_L und einer rechten Eckfrequenz f_R soll die logarithmische Verstärkung A zwischen einer minimalen Verstärkung A_min und einer maximalen Verstärkung A_max um eine Verstärkungsvariation ΔA = A_max-A_min < 0 variiert werden können und dabei zumindest innerhalb des vorgegebenen Fre quenzbereichs Δf im wesentlichen frequenzunabhängig sein. Der entsprechende, durch die Intervalle Δf und ΔA vorgegebene rechteckige Verstärkungssteuerungsbereich ist schraffiert und mit 10 bezeichnet. Die minimale logarithmische Verstärkung A_min wird im allgemeinen größer oder gleich 0 gewählt, kann aber auch, wenn es die Anwendung erfordert, kleiner als 0 sein. Auch die maximale Verstärkung A_max kann kleiner als 0 sein. Die Amplitude des Ausgangssignals S′ der Verstärkerein richtung 2 ist in diesen Fällen betragsmäßig kleiner als die Amplitude des Eingangssignals S.

Um eine Verstärkungsvariation ΔA gemäß Fig. 2 innerhalb des vorgegebenen Frequenzbandes Δf zu erreichen, werden die logarithmischen Übertragungsfunktionen G = log_a(|G′|) und H = log_a(|H′|) der beiden Übertragungsglieder 3 bzw. 4 nun so eingestellt, daß sie jeweils wenigstens in einem jeweils vorgegebenen Frequenzbereich wenigstens annähernd lineare Funktionen

G = -m·(ν(f)-ν_G) (3a)
H = +m·(ν(f)-ν_H) (3b)

einer bÿektiven Funktion ν = ν(f) der Frequenz f sind. Die bÿektive oder eineindeutige Funktion ν(f) der Frequenz f be stimmt den Maßstab, in dem die Frequenz f dargestellt wird, und ist vorzugsweise gleich log_a(f), insbesondere log(f) := log₁₀(f), oder gleich der identischen Funktion I(f) = f. Der erste reelle Übertragungsparameter m ≠ 0 gibt den Betrag der Steigungen |dG/dν| und |dH/dν| der beiden log arithmischen Übertragungsfunktionen G und H in ihren linear gemäß den Gleichungen (3a) bzw. (3b) verlaufenden Bereichen an. Die weiteren reellen Übertragungsparametern ν_G und ν_H der logarithmischen Übertragungsfunktion G bzw. H entsprechen dem Funktionswert ν(f_G) bzw. ν(f_H) der Funktion ν(f) an einer Stelle f = f_G bzw. f = f_H. Die logarithmische Übertragungs funktion G des Übertragungsglieds 3 weist somit in dem zugehörigen Frequenzbereich eine lineare Flanke mit der Steigung -m auf, während die logarithmische Übertragungs funktion H des zweiten Übertragungsglieds 4 in ihrem zuge ordneten Frequenzbereich eine lineare Flanke mit der Steigung +m aufweist. Die Steigungen der beiden Flanken sind unter schiedlich in ihren Vorzeichen, aber gleich in ihrem Betrag.

Die beiden logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H der Übertragungsglieder 3 bzw. 4 werden nun so eingestellt, daß beide logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H über dem in Fig. 2 dargestellten, vorgegebenen Frequenzband Δf = [|f_L, f_R] bzw. dem entsprechenden Intervall Δf = [ν(f_L), ν(f_R)] einen linearen Verlauf gemäß den Gleichung en (3a) und (3b) aufweisen. Man erhält dann durch Einsetzen der Beziehungen (3a) und (3b) in die Gleichung (2) für die logarithmische Verstärkung A der Verstärkereinrichtung 2 wenigstens annähernd den Ausdruck

A = m·(ν_G-ν_H) (4)

Wenigstens für Frequenzen f aus dem Frequenzbereich Δf bzw. für Funktionswerte ν(f) aus dem entsprechenden, eindeutig bestimmten Wertebereich Δν ist die logarithmische Verstärkung A der Verstärkereinrichtung 2 somit zumindest annähernd fre quenzunabhängig.

Dieser praktisch frequenzunabhängige Wert der logarithmischen Verstärkung A gemäß Gleichung (4) kann nun durch geeignete Einstellung von wenigstens einem der Übertragungsparameter m, ν_G und ν _H der beiden logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H in einer für eine bestimmte Anwendung der Verstär kereinrichtung 2 geeigneten Weise verändert werden. Die so erreichbare Verstärkungsvariation ΔA der Verstärkerein richtung 2 ist abhängig von der Variation Δm des Betrags m der Steigungen beider logarithmischer Übertragungsfunktionen G und H im Bereich ihrer Flanken und/oder der Variation Δν_G des Übertragungsparameters ν_G der Flanke der logarithmischen Übertragungsfunktion G und/oder der Variation Δν_H des Über tragungsparameters ν_H der Flanke der logarithmischen Übertra gungsfunktion H. Die Variationen Δν_G und Δν_H entsprechen ei ner Verschiebung der Flanke der zugehörigen logarithmischen Übertragungsfunktion G bzw. H. Die Variation Δm entspricht einem Verändern der absoluten Steilheiten beider Flanken.

Der genaue Verlauf der logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 außerhalb des vorgegebenen Frequenzbandes Δf = [f_L, f_R] bzw. des entsprechen den Intervalls Δν = [ν(f_L), ν(f_R)] ist für die Steuerung der Verstärkung A nicht wichtig.

In den Fig. 3 bis 5 sind anhand von Diagrammen Ausführungs beispiele gezeigt, wie durch Variation der logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 die logarithmische Verstärkung A der Verstärkerein richtung 2 gesteuert werden kann. Dabei wird im folgenden oh ne Beschränkung der Allgemeinheit die in der Elektronik übli che dezimale logarithmische Verstärkung oder Übertragungs funktion
A/dB = 20 log (|S′|/|S|)
G/dB = 20 log (|G′|)
H/dB = 20 log (|H′|)
mit dem Logarithmus log := log₁₀ zur Basis 10 verwendet.

Die Fig. 3 und 4 zeigen Ausführungsbeispiele, bei denen die Flanke einer der beiden logarithmischen Übertragungsfunktio nen variiert wird und die Flanke der anderen logarithmischen Übertragungsfunktion festgehalten wird. In der Ausführungs form gemäß Fig. 5 werden dagegen die Flanken beider logarith mischen Übertragungsfunktionen variiert.

Im Diagramm der Fig. 3 sind zwei logarithmische Übertragungs funktionen G und H über der Funktion ν = ν(f) aufgetragen. Die logarithmische Übertragungsfunktion G des ersten Übertra gungsglieds 3 ist für Werte ν ν₀ links von einem Funktions grenzwert ν₀ praktisch konstant und fällt für ν < ν₀ rechts von diesem Funktionsgrenzwert ν₀ entlang einer Flanke E im wesentlichen linear gemäß der Beziehung (3a) mit einem posi tiven Übertragungsparameter m < 0 ab. Eine solche Übertra gungsfunktion G ist charakteristisch für einen Tiefpaß als Übertragungsglied 3. Der Funktionsgrenzwert ν₀ entspricht da bei dem Wert der Funktion ν(f) bei der Grenzfrequenz des Tiefpasses. Der Übertragungsparameter ν_G entspricht dem Wert von ν, bei dem die verlängerte Flanke E die Abszisse schnei det. Bei ν = ν_G nimmt die logarithmische Übertragungsfunktion G einen vorbestimmten Wert, beispielsweise den Wert 0 dB, an. Die Flanke E der logarithmischen Übertragungsfunktion G wird während des Betriebs der Verstärkereinrichtung 2 konstantge halten. Die logarithmische Übertragungsfunktion H des zweiten Übertragungsglieds 4 weist eine mit steigendem ν gemäß der Beziehung (3b) mit der Steigung +m < 0 linear ansteigende Flanke F auf, die ab einem bestimmten Funktionsgrenzwert ν₃ in einen im wesentlichen konstant verlaufenden Teil der logarithmischen Übertragungsfunktion H übergeht. Diese loga rithmische Übertragungsfunktion H entspricht der charakteri stischen Kennlinie eines Hochpasses als Übertragungsglied 4.

Die Flanke F der logarithmische Übertragungsfunktion H ist nun zwischen zwei mit F1 und F2 bezeichneten Flanken von zwei entsprechenden logarithmische Übertragungsfunktionen H1 und H2 mit gleicher Steigung +m verschiebbar. Beim Verschieben wird der Übertragungsparameter ν_H der logarithmischen Über tragungsfunktion H in dem von den beiden Übertragungsparame tern ν_H1 und ν_H1 der beiden logarithmischen Übertragungsfunk tionen H1 und H2 mit ν_H1 < ν_H2 begrenzten Intervall vari iert. Die Übertragungsparameter ν_H, ν_H1 und ν_H2 entsprechen den Werten von ν, bei denen die verlängerte Flanke F, F1 bzw. F2 die Abszisse schneidet. Bei ν = ν_H, ν = ν_H1 oder ν = ν_H2 nimmt die zugehörige logarithmische Übertragungsfunktion H, H1 bzw. H2 einen vorbestimmten Wert, beispielsweise wieder 0 dB, an. Die durch den Übertragungsparameter +m definierte Steigung der logarithmischen Übertragungsfunktion H bleibt beim Verschieben der Flanke F unverändert. Die gewählte Va riation Δν_H = ν_H2-ν_H1 des Übertragungsparameters ν_H ent spricht in dieser Ausführungsform einer Variation des Funkti onsgrenzwertes ν₃ zwischen dem Funktionsgrenzwert ν₁ der er sten logarithmischen Übertragungsfunktion H1 und dem Funkti onsgrenzwert ν₂ der zweiten logarithmischen Übertragungsfunk tion H2, die wiederum einer Variation der Grenzfrequenz des Hochpasses entspricht. Über einem zwischen dem Funktions grenzwert ν₀ der logarithmischen Übertragungsfunktion G des Tiefpasses als linkem Funktionswert ν_L und dem kleinsten Funktionsgrenzwert ν₁ der logarithmischen Übertragungsfunkti on H des Hochpasses als rechtem Funktionswert ν_R liegenden Funktionswertebereich Δν ist also die Flanke F der logarith mischen Übertragungsfunktion H in dem schraffierten Bereich relativ zur Flanke E der logarithmischen Übertragungsfunktion G verschiebbar.

Der Schnittpunkt P zwischen den beiden Flanken E und F liegt auf der Flanke E zwischen den beiden extremen Schnittpunkten P1 der Flanke F1 mit der Flanke E und P2 der Flanke F2 mit der Flanke E. Die logarithmische Verstärkung A der Verstärke reinrichtung 2 kann graphisch als doppelter Wert einer der beiden logarithmischen Übertragungsfunktionen G oder H bei diesem Schnittpunkt P ermittelt werden. Der maximale Wert A_max der logarithmischen Verstärkung A entspricht dem Schnittpunkt P1, der minimale Wert A_min dagegen dem Schnitt punkt P2.

Mit der Variation Δν_H = ν_H2-ν_H1 der Flanke F der logarith mische Übertragungsfunktion H zwischen den Flanken F1 und F2 ist also eine Variation ΔA = A_max-A_min der logarithmischen Verstärkung A der Verstärkereinrichtung 2 zwischen den beiden Extremwerten A_max und A_min in dem Funktionswertebereich Δν und damit in dem entsprechenden Frequenzbereich Δf für das elektrische Signal S erreichbar. Die Verstärkungsvariation ΔA errechnet sich gemäß der Beziehung (4) zu

ΔA = |m|·Δν_H (5),

ist also proportional zur Variation Δν_H des Übertragungspa rameters ν_H der logarithmischen Übertragungsfunktion H des zweiten Übertragungsglieds 4 mit dem Betrag des Übertragungs parameters m als Proportionalitätskonstanten.

Im Diagramm gemäß Fig. 4 sind die beiden logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H über der Frequenz f aufgetra gen, d. h. es ist ν(f) = f gewählt. In dem dargestellten Aus führungsbeispiel wird nun die logarithmische Übertragungs funktion H mit der Flanke F mit positiver Steigung (positive Flanke) konstantgehalten, während die logarithmische Übertra gungsfunktion G mit der Flanke E mit negativer Steigung (negative Flanke) variiert wird. Der Übertragungsparameter f_H der logarithmischen Übertragungsfunktion H bleibt also kon stant. Der Übertragungsparameter f_G der logarithmischen Über tragungsfunktion G wird hingegen zwischen den beiden Übertra gungsparametern f_G2 und f_G1 von zwei logarithmischen Übertra gungsfunktionen G2 bzw. G1 mit f_G2 < f_G1 gesteuert. Die ent sprechende Variation von f_G ist mit Δf_G = f_G1-f_G2 bezeich net. Die Flanke E der logarithmischen Übertragungsfunktion G ist somit bei unverändert er Steigung m zwischen den beiden Flanken E2 und E1 der beiden logarithmischen Übertragungs funktionen G2 bzw. G1 in einem Frequenzbereich Δf zwischen einer linken Eckfrequenz f_L und einer rechten Eckfrequenz f_R verschiebbar mit f_L < f_R. Der Variationsbereich der Flanke E über dem Frequenzbereich Δf ist wieder schraffiert.

Der Schnittpunkt P der beiden Flanken E und F variiert zwi schen dem Schnittpunkt P2 der Flanke E2 mit der Flanke F und dem Schnittpunkt P1 der Flanke E1 mit der Flanke F. Die re sultierende logarithmische Verstärkung A der Verstärkerein richtung 2 entspricht wieder dem doppelten Wert der logarith mische Übertragungsfunktion G oder H bei dem Schnittpunkt P.

Die Variation ΔA der logarithmischen Verstärkung A zwischen deren maximalen Wert A_max und derem minimalen Wert A_min ist gemäß Gleichung (4) im wesentlichen gleich

ΔA = |m|·Δf_G (6)

ist also proportional zur Variation Δf_G des Übertragungspara meters f_G der logarithmischen Übertragungsfunktion G des er sten Übertragungsglieds 3 mit dem Betrag des Übertragungspa rameters m als Proportionalitätskonstanten.

Die logarithmische Übertragungsfunktion G kann wieder mit ei nem Übertragungsglied 3 mit Tiefpaßcharakter realisiert wer den. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel entspricht eine Variation Δf_G des Übertragungsparameters f_G von f_G2 nach f_G1 dann auch einer Variation der Grenzfrequenz des Tiefpasses von f₂ bis f₁. Die dargestellte logarithmische Übertragungs funktion H weist eine durchgehende Flanke F auf und kann bei spielsweise mit einem Differenzierglied (Differentiator) im Übertragungsglied 4 verwirklicht werden.

Im Ausführungsbeispiel der Fig. 5 sind nun die Flanken E und F beider logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H in nerhalb des vorgegebenen Funktionswerteintervalls Δν ver schiebbar. Der Übertragungsparameter ν_G der logarithmischen Übertragungsfunktion G des ersten Übertragungsglieds 3 wird in dem von den beiden Übertragungsparametern ν_G1 und ν_G2 der beiden logarithmische Übertragungsfunktionen G1 und G2 mit ν_G1 < ν_G2 begrenzten Variationsintervall gesteuert. Die der Länge des Variationsintervalls entsprechende, maximale Varia tion des Übertragungsparameters ν_G ist mit Δν_G = ν_G2-ν_G1 bezeichnet. Der Übertragungsparameter ν_H der logarithmischen Übertragungsfunktion H des zweiten Übertragungsglieds 4 wird dagegen in dem von den beiden Übertragungsparametern ν_H1 und ν_H2 der beiden logarithmische Übertragungsfunktionen H1 und H2 mit ν_H1 < ν_H2 begrenzten Variationsintervall mit der maxi malen Variation Δν_H = ν_H1-ν_H2 variiert. Die entsprechende Variationsbereiche der Flanken E und F über dem Intervall Δν sind jeweils einfach schraffiert.

Der Schnittpunkt P der beiden Flanken E und F liegt in dem doppelt schraffierten, parallelogrammförmigen Bereich 15 mit den vier Eckpunkten P1, P2, P3 und P4. Der Eckpunkt P1 ist der Schnittpunkt der beiden Flanken E1 und F1, der Eckpunkt P2 ist der Schnittpunkt der Flanken E2 und F2, der Eckpunkt P3 ist der Schnittpunkt der Flanken E1 und F2 und der Eck punkt P4 ist der Schnittpunkt der Flanken E2 und F1. Die Ver stärkung A der Verstärkereinrichtung 2 ist maximal, d. h. A = A_max, wenn der Schnittpunkt P = P2 ist und minimal, d. h. A = A_min, wenn der Schnittpunkt P = P1 ist.

Die Variation ΔA der Verstärkung A ist nun zumindest annä hernd gleich

ΔA = |m|·(Δν_G + Δν_H) (7)

Verglichen mit der Variation Δν_G oder Δν_H der Flanke E bzw. F nur einer Übertragungsfunktion G bzw. H ist die Variation ΔA der Verstärkung A bei Variation beider Übertragungsparameter ν_G und ν_H also gleich der Summe der Einzelvariationen ΔA ge mäß den Gleichungen (7) oder (8). Im Falle gleicher Variatio nen Δν_G = Δν_H ist die Verstärkungsvariation ΔA bei Verschie ben beider Flanken E und F durch Verändern ihres zugehörigen Übertragungsparameters ν_G bzw. ν_H doppelt so groß wie bei Va riation nur eines Übertragungsparameters ν_G oder ν_H, d. h. bei Verschieben nur einer Flanke E oder F.

Bei allen Ausführungsformen der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 der Verstärkereinrichtung 2 kommt es nur darauf an, daß die logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 in Abhängigkeit von der Frequenz f des Eingangssignals S oder der bÿektiven Funktion ν(f) dieser Frequenz f jeweils wenigstens eine lineare Flanke E und F aufweisen mit entgegengesetzten Steigungen und daß diese beiden Flanken E und F relativ zueinander in dem vorge gebenen Frequenzbereich Δf (bzw. Δν(f)) verschiebbar sind. Außerhalb dieses Frequenzbereichs Δf (bzw. Δν(f)) kann der Frequenzgang der Übertragungsglieder 3 und 4 im Prinzip be liebig sein. Die Reihenfolge des Übertragungsgliedes mit der positiven Flanke und des Übertragungsgliedes mit der negati ven Flanke in der Schaltungsanordnung zwischen dem Eingang 2A und dem Ausgang 2B der Verstärkereinrichtung 2 ist außerdem austauschbar.

Ein Übertragungsglied mit einer positiven Flanke wie bei spielsweise der Flanke F in den Fig. 3 bis 5 kann vorzugs weise mit Hilfe eines Hochpasses n-ter Ordnung mit n 1, ei nes Differenziergliedes oder eines Preemphasisgliedes gebil det werden. Ein Übertragungsglied mit einer negativen Flanke wie beispielsweise die Flanke E in den Fig. 3 bis 5 enthält vorzugsweise einen Tiefpaß n-ter Ordnung mit n 1, ein Inte grierglied (Integrator) oder ein Deemphasisglied. Jedes Über tragungsglied umfaßt vorzugsweise jeweils wenigstens einen Verstärker zum Einstellen der absoluten Größe der zugehörigen Übertragungsfunktion.

Ferner kann in einer nicht dargestellten Ausführungsform die Verstärkereinrichtung 2 auch wenigstens einen Verstärker mit einer zumindest im Frequenzbereich Δf frequenzunabhängigen Verstärkung enthalten, der elektrisch in Reihe zu den beiden Übertragungsgliedern 3 und 4 geschaltet wird.

Die genannten Beispiele für die Übertragungsglieder 3 und 4 der Verstärkereinrichtung 2 sind dem Fachmann in einer Viel zahl von Ausführungsformen bekannt. Die Fig. 6 bis 11 zeigen einfache Grundschaltungen für derartige Übertragungsglieder. Alle dargestellten Übertragungsglieder enthalten einen Opera tionsverstärker 20 mit einem ersten Eingang 20A und einem zweiten Eingang 20B, der auf ein konstantes Potential, im allgemeinen Nullpotential, gelegt ist, und mit einem Ausgang 20C. Der Eingang des Übertragungsglieds entspricht dem Punkt 40, und der Ausgang des Übertragungsglieds entspricht dem Punkt 50. Der Schaltungspunkt 50 ist mit dem Ausgang 20C des Operationsverstärkers 20 elektrisch verbunden.

In Fig. 6 ist eine Grundschaltung eines Hochpasses erster Ordnung (n = 1) dargestellt. Der erste Eingang 20A des Opera tionsverstärkers 20 ist mit dem Ausgang 20C des Operations verstärkers 20 über einen ersten elektrischen Widerstand 21 rückgekoppelt. Ein Eingangssignal am Eingang 40 des Hochpas ses wird über eine Reihenschaltung eines zweiten elektrischen Widerstands 22 und einer Kapazität 23 auf den rückgekoppelten Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 geschaltet. Die Grenzfrequenz des Hochpasses ist nun proportional zu 1/(RC) mit der Größe R des zweiten elektrischen Widerstands 22 und der Größe C der Kapazität 23. Ein Hochpaß n-ter Ordnung mit n < 1 kann einfach durch Hintereinanderschalten von n Hoch pässen erster Ordnung aufgebaut werden. Die Steigung der an steigenden positiven Flanke des Hochpasses n-ter Ordnung ent spricht der n-fachen Steigung der positiven Flanke des Hoch passes erster Ordnung. Durch Verwenden eines Hochpasses höhe rer Ordnung für ein Übertragungsglied läßt sich also die Ver stärkungsvariation ΔA der Verstärkereinrichtung 2 entspre chend vervielfachen.

Fig. 7 zeigt eine Ausführungsform eines Differenzierglieds (Differentiators). Der Ausgang 20C des Operationsverstärkers 20 ist mit dem Eingang 20A über den Widerstand 21 elektrisch verbunden. Zwischen diesen rückgekoppelten Eingang 20 A des Operationsverstärkers und den Eingang 40 des Differenzier glieds ist die Kapazität 23 geschaltet. Dieses Differenzier glied erhält man aus der Grundschaltung für den Hochpaß gemäß Fig. 6 durch Weglassen des zweiten Widerstands 22. Das Diffe renzierglied weist keine Grenzfrequenz auf.

Beim Preemphasisglied gemäß Fig. 8 ist der Ausgang 20C des Operationsverstärkers 20 wieder über den ersten Widerstand 21 mit dem ersten Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 rück gekoppelt. Der Eingang 40 des Preemphasisglieds ist nun über eine Parallelschaltung des zweiten Widerstands 22 und der Ka pazität 23 mit dem ersten Eingang 20A des Operationsverstär kers 20 elektrisch verbunden. Die Grenzfrequenz des Preempha sisglieds ist proportional zu 1/(RC), wobei R der ohmsche Wi derstand des zweiten Widerstands 22 und C die elektrische Ka pazität der Kapazität 23 sind.

In Fig. 9 ist eine Ausführungsform eines Tiefpasses erster Ordnung dargestellt. Der Ausgang 20C des Operationsverstär kers 20 ist über eine Parallelschaltung des ersten Wider stands 21 und der Kapazität 23 mit dem ersten Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 elektrisch verbunden. Der Eingang 40 des Tiefpasses ist über den zweiten Widerstand 22 mit dem er sten Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 elektrisch ver bunden. Die Grenzfrequenz des Tiefpasses ist proportional zu 1/(RC) mit der Größe R des ersten elektrischen Widerstands 21 und der Größe C der Kapazität 23. Ein Tiefpaß n-ter Ordnung mit n < 1 kann einfach durch Hintereinanderschalten von n Tiefpässen erster Ordnung aufgebaut werden. Die Steigung der abfallenden negativen Flanke des Tiefpasses n-ter Ordnung entspricht der n-fachen Steigung der negativen Flanke des Tiefpasses erster Ordnung. Durch Verwenden eines Tiefpasses höherer Ordnung für ein Übertragungsglied läßt sich also die Verstärkungsvariation AA der Verstärkereinrichtung 2 entspre chend vervielfachen.

In der Fig. 10 ist eine Ausführungsform eines Integrierglieds (Integrators) veranschaulicht. Ausgang 20C und erster Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 sind über die Kapazität 23 elektrisch rückgekoppelt. Vor den Eingang 20A des Operations verstärkers 20 ist der Widerstand 22 geschaltet. Das Inte grierglied gemäß Fig. 10 kann durch Weglassen des Widerstands 21 im Übertragungsglied gemäß Fig. 9 erhalten werden. Eine Grenzfrequenz besitzt das Integrierglied nicht.

Die Fig. 11 schließlich zeigt eine Grundschaltung eines Deemphasisglieds als Übertragungsglied. Zwischen Ausgang 20C und Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 ist eine Serien schaltung des ersten Widerstands 21 und der Kapazität 23 ge schaltet. Der erste Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 ist ferner über den zweiten Widerstand 22 mit dem Eingang 40 des Deemphasisglieds elektrisch verbunden. Die Grenzfrequenz des Deemphasisglieds ist proportional zu 1/(RC) mit dem ohm schen Widerstand R des ersten Widerstands 21 und der Kapazi tät der Kapazität 23.

Zum Verschieben der Flanken E und F der Übertragungsfunktio nen G bzw. H der Übertragungsglieder 3 bzw. 4 relativ zuein ander sind die in Fig. 1 dargestellten Steuermittel 5 der Verstärkereinrichtung 2 vorgesehen. Die Steuermittel 5 steu ern vorzugsweise wenigstens eine steuerbare Impedanz in jedem Übertragungsglied, dessen Flanke zu verschieben ist. Die ge steuerte Impedanz kann insbesondere rein resistiv oder rein kapazitiv sein.

Für die Steuerung einer resistiven Impedanz enthält das zu steuernde Übertragungsglied als Stellglied einen steuerbaren ohmschen Widerstand, beispielsweise einen Feldeffekttransi stor (FET), an dessen Steueranschluß (Gate) die Steuermittel 5 eine Steuerspannung anlegen. In den Grundschaltungen eines Übertragungsglieds gemäß Fig. 7 (Differentiator), Fig. 9 (Tiefpaß) und Fig. 11 (Deemphasisglied) ist dieser steuerbare Widerstand als erster Widerstand 21 einzusetzen, in den Grundschaltungen gemäß Fig. 6 (Hochpaß), Fig. 8 (Preemphasis glied) und Fig. 10 (Integrator) dagegen als Widerstand 22. Ein FET ist praktisch verlustleistungsfrei steuerbar.

Für die besonders vorteilhafte Steuerung einer kapazitiven Impedanz enthält das zu steuernde Übertragungsglied dagegen als Stellglied wenigstens eine steuerbare Kapazität, vor zugsweise wenigstens eine Kapazitätsdiode, an die von den Steuermitteln 5 eine variable Sperrspannung als Steuerspan nung anlegbar ist. In den Ausführungsformen der Übertra gungsglieder gemäß den Fig. 6 bis 11 wird dazu vorzugsweise als steuerbare Kapazität 23 jeweils wenigstens eine Kapa zitätsdiode vorgesehen, die zwischen die Pole einer Steuer spannungsquelle als Bestandteil der Steuermittel 5 geschaltet ist. Kapazitätsdioden haben überdies präzis definierte Kennlinien ihrer Kapazität in Abhängigkeit von der angelegten Sperrspannung. Somit ist in dieser Ausführungsform eine genaue Steuerung der Flanken der Übertragungsglieder möglich. Eine kapazitive Steuerung der Flanken der Übertra gungsglieder ist praktisch verlustleistungsfrei.

In der Fig. 12 ist ein Ausführungsbeispiel eines Tiefpasses gemäß Fig. 9 mit einer steuerbaren Kapazität 23 dargestellt. Die Kapazität 23 umfaßt zwei antiseriell geschaltete Kapa zitätsdioden 24 und 25, an die die Steuermittel 5 über eine beispielsweise elektrische Steuerleitung 8 in Sperrichtung eine Steuerspannung U_C anlegen. Die Steuermittel 5 enthalten dazu vorzugsweise wieder einen Vorwiderstand 52 sowie eine Steuerspannungsquelle 51, die die Steuerspannung U_C bereit stellt. Die Steuerspannung U_C wird vorzugsweise so gewählt, daß über den vorgesehenen Aussteuerbereich des Operationsver stärkers 20 keine der beiden Kapazitätsdioden 24 oder 25 leitend wird.

Um die Flanken beider Übertragungsglieder 3 und 4 wie in der Ausführungsform gemäß Fig. 5 gemeinsam zu steuern, können die Steuermittel 5 eine für beide Übertragungsglieder 3 und 4 ge meinsam vorgesehene Steuerspannungsquelle enthalten, die mit den steuerbaren Impedanzen, beispielsweise den FETs oder den Kapazitätsdioden, beider Übertragungsglieder 3 und 4 verbun den ist.

Claims

1. Verstärkereinrichtung (2) zum Verstärken eines elektri schen Signals (S) in einem vorgegebenen Frequenzbereich (Δf) mit

a) einem Eingang (2A) für das elektrische Signal (S),
b) einem Ausgang (2B) für das verstärkte elektrische Signal (S′),
c) zwei elektrisch zwischen den Eingang (2A) und den Ausgang (2B) in Reihe geschalteten elektrischen Übertragungsglie dern (3, 4), die jeweils eine frequenzabhängige logarith mische Übertragungsfunktion (G, H) mit einer im wesent lichen linear von einer bÿektiven Funktion (ν(f)) der Frequenz (f) abhängenden Flanke (E, F) aufweisen, wobei die Steigungen der beiden Flanken (E, F) der beiden Über tragungsfunktionen (G, H) im wesentlichen betragsmäßig gleich sind und unterschiedliche Vorzeichen aufweisen, und mit
d) Steuermitteln (5) zum Verschieben der Flanken (E, F) der Übertragungsfunktionen (G, H) der beiden Übertragungs glieder (3, 4) relativ zueinander innerhalb des vorge gebenen Frequenzbereichs (Δf).

2. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1, bei der das Über tragungsglied (4), dessen Übertragungsfunktion (H) die Flanke (F) mit der positiven Steigung aufweist, einen Hochpaß wenig stens erster Ordnung enthält.

3. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1, bei der das Über tragungsglied (4), dessen Übertragungsfunktion (H) die Flanke (F) mit der positiven Steigung aufweist, einen Differentiator enthält.

4. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1, bei der das Über tragungsglied (4), dessen Übertragungsfunktion (H) die Flanke (F) mit der positiven Steigung aufweist, ein Preemphasisglied enthält.

5. Verstärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden An sprüche, bei der das Übertragungsglied (3), dessen Übertra gungsfunktion (G) die Flanke (E) mit der negativen Steigung aufweist, einen Tiefpaß wenigstens erster Ordnung enthält.

6. Verstärkereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der das Übertragungsglied (3), dessen Übertragungsfunk tion (G) die Flanke (E) mit der negativen Steigung aufweist, einen Integrator enthält.

7. Verstärkereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der das Übertragungsglied (3), dessen Übertragungsfunk tion (G) die Flanke (E) mit der negativen Steigung aufweist, ein Deemphasisglied enthält.

8. Verstärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden An sprüche, bei der die Steuermittel (5) die Flanken (E, F) der Übertragungsfunktionen (G, H) der beiden Übertragungsglieder (3, 4) durch Ändern wenigstens einer Impedanz verschieben.

9. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 8, bei der die Steuer mittel (5) die Flanken (E, F) der Übertragungsfunktionen (G, H) der beiden Übertragungsglieder (3, 4) durch Steuern der Kapa zität wenigstens einer Kapazitätsdiode verschieben.