DE1948178B2 - Aus einer Vielzahl individueller logischer Kreise bestehende monolithische Halbleiterschaltung mit integrierter Gleichspannungsstabilisierungs-Halbleiterschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine aus einer Vielzahl individueller logischer Kreise bestehende monolithische Halbleiterschaltung mit integrierter Gleichspannungsstabilisierungs-Halbleiterschaltung, die als Serienstellglied im Laststromkreis eine Stromregulierungs-Transistorschaltung und in deren Steuerkreis einen Differenzverstärker und einen letzterem zugeordneten Emitterwiderstand als erste Konstantstromquelle enthält, wobei der eine Verstärkerast basisseitig mit einer Stromregulierungsschaltung für die Istwert-Rückführung verbunden ist und der andere Verstärkerast basisseitig mit einer dem emitterseitigen Ausgang einer ein temperaturstabiles Netzwerk enthaltenden, konstantstromgespeisten Konstantpegeleinstell-Halbleiterschaltung entnommenen Referenzspannung aussteuerbar ist.

In der Zeitschrift radio-mentor 9/1967 ist auf den Seiten 702, 703 in Verbindung mit den Fig. 1 bis 3 eine derartige monolithisch integrierte Gleichspannungsstabilisierungs-Halbleiterschaltung mit Differenzverstärker beschrieben, bei welcher der Differenzverstärker einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor enthält, deren miteinander verbundene Emitter über eine Impedanz mit der negativen Netzanschlußklemme verbunden sind und deren Basen der Regel-Istwert bzw. der aus einer temperaturstabilisierten, konstantstromgespeisten Konstantpegeleinstell-Halbleiterschaltung entnommene Sollwert zugeführt werden.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, solche Anordnungen derart weiterzubilden, daß sie den technischen Vorteil einer konstantstromgespeisten Pegelvariation und der Temperaturstabilität in besonders einfacher Weise erreichen.

Es ist ferner bekannt, daß in Durchlaßrichtung vorgespannte Silicium-Dioden verwendet werden können, um eine konstante Spannung zu schaffen. Silicium-Dioden haben jedoch den ihnen innewohnenden Nachteil eines hohen negativen Temperaturkoeffizienten im spezifischen elektrischen Widerstand. Diese Eigenschaft macht die Verwendung von Silicium-Dioden für heutige monolithische Schaltungen, welche einen hohen Grad von Stabilität, abgesehen von Herstellungstoleranzen und Temperaturänderungen erfordern, problematisch. Wenn dazu in bekannter Weise die Durchbruchskennlinien der Silicium-Dioden ausgenutzt werden, um eine gesteuerte Spannung zu erzeugen, dnd die Spannungsausgangsbereiche vermöge ihrer Charakteristiken auf besondere Bereiche begrenzt. Ein besonderes Problem entsteht, wenn es erforderlich wird, stabilisierte Spannungen für monolithische Schaltungen außerhalb des Spannungsdurchbruchsbereiches, welchen man bei Silicium-Dioden findet, zu erzeugen.

In monolithischen Schaltungen ist es oft erforderlich, eine konstante Referenzspannung zu erzeugen, welche mit einer Menge von individuellen, logischen Kreisen in der monolithischen Schaltung zu koppeln ist. Oft ist es beispielsweise notwendig, einen oberen oder einen unteren Pegel mit einer Referenzspannung zu vergleichen, um zu bestimmen, ob ein logisches Signal über oder unter dem Pegel liegt. Eine monolithische Karte könnte zum Beispiel nicht weniger als 100 Referenzspannungspegel erfordern. Infolge der den monolithischen Prozessen innewohnenden Herstellungstoleranzen, nämlich infolge der Toleranzvariationen bezüglich der Widerstände und Transistoren, v/ird es fast unmöglich sowie auch dem Umfange nach zu kostspielig, eine einzelne geeignete Referenzpegelschaltung für jeden der logischen Kreise herzustellen. Ein solches Vorhaben würde in hohem Maße wegen der durch Variationen verursachten Toleranz unzuverlässig sein. Diese Variationen würden zwischen den verschiedenen Spannungsreferenzpegeln, mit denen jeder der logischen Kreise versorgt wird, bestehen. Überdies würde das Bemühen, einen komplexeren Bezugsspannungsgenerator pro Halbleiterchip oder Halbleitermodul zu schaffen, das Problem der Erzielung einer einheitlichen Bezugsspannung für eine Anzahl von individuellen logischen Stromkreisen ziemlich verringern. Dies bringt aber den Nachteil der Stör- und Rausch-Übertragung, welche durch die Wechselwirkung der logischen Kreise und durch die Vielzahl der Spannungsquellen und den durch die Schaltung auf dem Chip eingenommenen Raum erzeugt wird.

Ein System von Pegelspannungsquellen ist äußerst kostspielig und besitzt nicht die Eigenschaft der

Temperatureingrenzung. Daher ist eine Spannungsquelle mit hoher Belastungskapazität bei der Versorgung aller monolithischen Moduln auf einer Karte höchst wünschenswert Mit anderen Worten: eine Bezugsspannungsquelle pro Karte eliminiert die Hauptnachteile der bekannten Bezugsspannungsquellen und insbesondere die Probleme der Rauschübertragung und der oben erwähnten Bezugsspannungsvariation.

Hinzu kommt daß durch Einführung einer Bezugsspannungsquelle für jede monolithische Karte ein kiarer ι ο Vorteil im Hinblick auf die genannte Temperatureingrenzung zustande kommt Mit anderen Worten, in logischen Stromkreisen mit Emitterfolger-Ausgängen bewirkt das Anwachsen der Temperatur einen Abfall der Basis-Emitter-Spannung Vbe- Damit entsteht eine Zunahme der Spannung am Emitterfolger-Ausgang. Dieser Prozeß verschiebt wesentlich den oberen und den unteren Pegel zu positiveren Spannungswerten. Durch Verwendung einer Bezugsspannungsquelle, welche ebenfalls eine entsprechende positive Verschiebung in der Ausgangsspannung im Hinblick auf dieselbe Temperaturvariation zeigt bleibt die Schwellwertdifferenz zwischen der Bezugsspannung und dem oberen oder dem unteren Pegel wesentlich konstant.

Bei den bisher bekanntgewordenen Anordnungen waren die Vorteile durch Einbau einer Referenzspannungseinspeisung pro Karte nicht zu erreichen. Dies rührt daher, daß die bisherigen Referenzspannungen durch begrenzte Leistungsfähigkeit, durch Empfindlichkeit gegen Netzspannungsschwankungen, durch Emp- u) findlichkeit gegen die Temperatur und durch äußerste Empfindlichkeit gegen starke Schwankungen in den Vorspannungen zufolge der Herstellungstoleranzcn stark behindert waren.

Durch die US-Patentschrift 32 63 156 ist bereits ein r> stabilisiertes Netzgerät bekanntgeworden, welches als Hauptelement einen Differenzverstärker verwendet. Durch die US-Patentschrift 26 93 572 ist bereits eine Anordnung bekanntgeworden, bei welcher das Prinzip einer temperaturkompensierenden Widerstandsschaltung angewendet wird.

Für eine aus einer Vielzahl individueller logischer Kreise bestehende monolithische Halbleiterschaltung mit integrierter Gleichspannungsstabilisierungs-Halbleiterschaltung der eingangs genannten Art wird die gestellte Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung für eine beispielsweise besonders vorteilhafte Ausführungsform näher erläutert.

F i g. 1 zeigt eine schematisch dargestellte monolithische Halbleiterschaltung mit integrierter Gleichspannungsstabilisierungs-Halbleiterschaltung nach der Erfindung;

Fig.2 enthält eine graphische Darstellung der Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Temperatur für verschiedene Spannungsquellen-Schaltungsanordnungen bei variierender Spannung und bei variierenden Temperaturkoeffizienten.

Nach der Schaltung in Fig. 1 ist eine erste t>o Netzanschlußklemme 10 und eine zweite Netzklemme 12 vorgesehen, an welche der Differenzverstärker 14 in Reihe mit einer Schaltvorrichtung 37 angeschlossen ist. Der Differenzverstärker 14 enthält einen ersten Transistor 16, einen zweiten Transistor 18 und einen tn Widerstand 19. Die Transistoren 16 und 18 haben Basiselektroden 20 und 22 und miteinander an den Punkt 24 angeschlossene Emitterelektroden. Die KoI-lektorelektrode des Transistors 16 ist über die Leitung 26 mit der Netzklemme 10 verbunden, während der Kollektor des Transistors 18 über den Widerstand 19 an der Netzklemme 10 liegt Eine Eingangsklemme 30 ist mit der Basis 20 des ersten Transistors 16 verbunden. Die Ausgangsklemme 32 der Gesamtschaltung ist an die Basis 22 des zweiten Transistors 18 gelegt

Eine erste Konstantstromquelle 33 liegt zwischen der zweiten Netzklemme 12 und der Eingangsklemme 30. Sie enthält einen Transistor 34, dessen Basiselektrode mit 35 bezeichnet ist und einen Widerstand 36, der zwischen der Emitterelektrode und der Netzklemme 12 liegt Eine andere Konstantstromquelle 37 oder Quasi-Konstantstromquelle liegt zwischen der Verbindungsklemme 24 und der Netzklemme 12. Die Quelle 37 enthält einen Transistor 38, dessen Basiselektrode mit 39 bezeichnet ist und einen Widerstand 40, der zwischen der Emitterelektrode und der Klemme 12 liegt

Bei der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist die erste Stromversorgungsklemme 10 mit Erde verbunden, -während die zweite Stromversorgungsklemme 12 an einer negativen Spannung VEE von —4 V liegt. Die Stromquellen 33 und 37 stellen daher in Verbindung mit der negativen Potentialquelle Vee Konstantstromquellen bzw. Quasi-Konstantstromquellen für die Anschlußpunkte 24 und 30 dar. Dieser Strom ist in F i g. 1 durch den Pfeil /ι am Verbindungspunkt 30 bzw. durch den Pfeil h am Verbindungspunkt 24 angedeutet.

Um die Stromquellen 33 und 37 in den Ein-Zustand zu bringen, wird auf die Klemme 41 eine Eingangs-Einschaltspannung gegeben und damit der Transistor 42 beeinflußt, der als Diode arbeitet. Dabei sind der Widerstand 43 und die in Reihe geschalteten Dioden 44 und 45 mit betroffen. Unter dem Einfluß von Vee werden die Transistordiode 42 und die in Reihe geschalteten Dioden 44 und 45 in Durchlaßrichtung vorgespannt, um eine Einschaltspannung an den Basen 35 und 39 der Stromschalter über den Verbindungspunkt 41 zu schaffen. Die Dioden 44 und 45 können auch durch Verwendung der Basis-Emittercharakteristiken eines Transistors gebildet sein. Ein geeigneter Spannungspegel an einer Klemme 46 schafft eine Einschaltspannung an den Basen der Transistoren 34 und 38. Der Transistor 42 arbeitet wie eine Diode in der üblichen Weise durch Ausnutzung seines auf Durchlaß vorgespannten Basis-Emittersystems. Wenn der Pegel an der Klemme 46 nicht gebraucht wird, ist die Transistor-Diode 42 in der Schaltung nach F i g. 1 nicht erforderlich.

Um an der Verbindungsklemme 30 eine einstellbare Spannung mit konstantem Pegel zu schaffen, ist zwischen der ersten Stromversorgungsklemme 10 und der Eingangsklemme 30 eine Konstant-Pegeleinstell-Halbleiterschaltung 56 angeschlossen. Die Schaltung 56 enthält einen Transistor 58, dessen Kollektor mit der Klemme 10 und dessen Emitter mit der Verbindungsklemme 30 verbunden ist. Die Schaltung 56 enthält ferner ein temperaturstabiles Vorspannungsnetzwerk mit einem ersten Widerstand R\, der zwischen der Klemme 10 und der Basis des Transistors 58 liegt, und einem zweiten Widerstand /?2 zwischen der Basis des Transistors 58 und der Eingangsklemme 30. Eine Spannung Vr zwischen der Verbindungsklemme 30 und der Stromzufuhrklemme 10 ist gleich:

V_R = V₁ χ

R₁ + R₁ R,

bei genügend hoher Stromverstärkung des Transistors

58, wobei V₂ gleich der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 58 ist. Hieraus ist zu ersehen, daß die Spannung Vr durch passende Auswahl des Temperaturkoeffizienten Tk der spezifischen Widerstände von R\ und R₂ kompensiert oder verstärkt werden kann. <-,

Dies kann durch Bereitstellung einer monolithischen Vorrichtung (in der Zeichnung nicht besonders dargestellt) erreicht werden, in welcher zwei verschiedene Typen von monolithischen Widerständen R^ und R₂ verwendet werden. Diese genannten Widerstände sind m nach an sich bekannten Verfahren herstellbar. Eine andere Ausführungsform ergibt sich dadurch, daß eine integrierte Schaltung mit einem der Widerstände entweder nach der Dünnschichttechnik oder zusätzlich in Form einer gemischten integrierten Schaltung vorgesehen wird. Nach einem besonderen Beispiel wird eine Spannung von 1,2 Volt an der Eingangsklemme 30 durch Verwendung einer hybriden, integrierten Schaltung erreicht, in welcher ein durch Siebdruck hergestellter Widerstand /?2 auf einem Modulsubstrat gebildet ist, während der Widerstand R\ zusammen mit dem Transistor 58 auf einem Halbleiterchip hergestellt ist, so daß die Widerstände R\ und R2 die passenden Temperaturkoeffizienten des spezifischen Widerstandes besitzen, um die genaue Temperaturstabilisierung 2ί zu bewerkstelligen.

Ein hoher Ti-Wert wird für /?i in einem Beispiel durch Verwendung von diffundierten Silicium-Widerständen gewonnen, welche in einem relativ niedrig dotierten epitaktischen Bereich gebildet werden. In ähnlicher j'i Weise könnte der Ti-Wert von R2 in passender Weise so ausgewählt werden, daß er sich dem Werte Null nähert, während der 7VWert von R\ so ausgewählt wird, daß er im positiven Bereich liegt. Unter der Annahme der Zunahme der Temperatur würde die Spannung am Emitter des Transistors 58, der mit der Klemme 30 verbunden ist, hochgehen und damit die Eingangsspannung an der Basis 20 des Transistors 16 ändern. Die Temperaturzunahme bewirkt jedoch eine Zunahme des Wertes des Widerstandes R\. Damit wird die Vorspannung der Basis des Transistors 58 stärker negativ. Dies bewirkt wiederum, daß die Spannung am Emitter des Transistors 58 oder die Spannung an der Verbinc'ungsklemme 30 abnimmt. Hieraus ersieht man, daß durch passende A.uswahl eines positiven Ti-Wertes für R\ eine in hohem Maße temperaturstabilisierte Spannungspegel-Einstellschaltung 56 erreichbar ist.

Nachdem die gesamte Referenzspannungsschaltung in monolithischer Form hergestellt ist, wird zusätzlich der Widerstandswert von R2 abgeglichen. Dies ist in F i g. 1 dadurch schematisch dargestellt, daß der Widerstand R2 als veränderbar gezeichnet ist. Das Abgleichen von R₂ bestimmt in der üblichen Weise den Spannungspegel an der Basis 20 des Transistors 16, welcher wiederum die Ausgangsspannung am Verbindungspunkt 32 steuert, wie nachstehend noch im einzelnen beschrieben wird.

Mit dem Variieren des Wertes von R₂ wird gleichzeitig die Basis-Emitter-Vorspannung V₂ des Transistors 58 eingestellt Das ist außerordentlich vorteilhaft, weil es ein präzises Einstellen der Ausgangsspannung am Verbindungspunkt 32 trotz der Gesamteffekte der Toleranzvariationen zwischen den verschiedenen Transistoren und Widerständen, welche in die Fabrikation der monolithischen Schaltung eingegangen sind, ermöglicht Demgemäß ist zusätzlich zur Temperaturstabilisierung die einen Konstantspannungspegel ermöglichende Halbleiterschaltung 56 einstellbar eingerichtet.

Um die Ausgangsklemme oder den Verbindungspunkt 32 auf einer konstanten Spannung bei veränderlichen Belastungsströmen k zu halten, ist ein stromregulierender Transistorkreis 62 zwischen die zweite Netzklemme 10 und die Ausgangskleiinme 32 geschaltet. Zwischen der Ausgangsklemme 32 und der zweiten Netzklemme 12 liegt ein Belastungswiderstand 64. Der stromregulierende Transistorkreis 62 enthält den Transistor 66, dessen Emitter mit der Klemme 32, dessen Kollektor über den Widerstand 68 mit der Netzklemme 10 und dessen Basis mit einer Kollektorklemme 70 des zweiten Transistors 18i verbunden ist.

Um den Strom in der Schaltung 62 zu begrenzen, sind zusätzliche Transistoren in Parallelschaltung zum Transistor 66 zwischen einem Verbindungspunkt 72 und der Ausgangsklemme oder dem Verbindungspunkt 32 angeschlossen. In der Zeichnung ist nur der Transistor 73 gezeigt. Der Widerstand 68 begrenzt den Ausgangsstrom /ο, welcher vom Punkt 60 im Sättigungszustand des Transistors 66 oder zusätzlicher Transistoren im Transistorkreis 62 fließt.

Zusätzliche Ströme I\ und h sowie /3 bis k sind in der Zeichnung schematisch durch Pfeile angedeutet. Die Erfindung ist natürlich nicht beschränkt auf irgendwelche spezifischen Stromwerte. Die angegebenen Stromwerte sind vor allem zum Zwecke der Erläuterung der Schaltungsanordnung gedacht. Bei der Herstellung der monolithischen Schaltung werden feiner große Metallflächen an den Basen der Transistoren 66, 73 usf. gebildet. Diese Technik liefert einen kapazitiven Widerstand gegen Erde, womit weiterhin eine Verbesserung der Stabiliation der Ausgangsspannung erzielt wird.

In F i g. 2 sind mehrere Kurven für die Ausgangsspannung V₀ über der Temperatur dargestellt. Von den vier Kurven repräsentiert jede einen anderen Zustand. Jede Kurve zeigt geänderte Werte der Netzspannung Vee für zwei verschiedene Schaltungen. Jede der zwei Schaltungen enthält Transistoren mit verschieden ausgewählten Temperaturkoeffizienten TC. Die Temperaturkoeffizienten sind auf das Minimum und auf das Maximum der Kurvenneigungen für den lastfreien Zustand und bei Vollaststrom I₀ ausgewählt. Bei einem der Schaltkreise beträgt die Änderung der Basis-Emitterspannung Vbe pro Grad 1,7 mV. Im anderen Falle beträgt die Änderung 1,5 mV. Die mit 74 bezeichnete Kurve gilt für eine Spannung Vee von 3520 mV an der Klemme 12 auf einer monolithischen Schaltung mit einem TC- Vßfvon 1,5 mV pro ⁰C und mit Z₀=OmA, d.h. für den belastungsfreien Zustand. Man sieht hieraus, daß die Ausgangsspannung Vo in diesem besonderen Falle mit der Temperatur in anderer Weise zunimmt als bei den anderen Kurven, und daß eine Abhängigkeit von den besonderen Temperaturkoeffizienten der in der monolithischen Schaltung verwendeten Transistoren besteht Man ersieht ferner eine Abhängigkeit von dem aus der Klemme 60 abgezogenen Strom Zo. Die Kurven zeigen auch die Abhängigkeit von allen anderen Temperaturkoeffizienten, z.B. jenem von R₂ und den anderen normalen Stromkreiswiderständen.

Die Gesamtkennlinien nach F i g. 2 haben einen Temperaturverlauf, der sich mit dem anderer monolithischer Schaltungen vom Emitterfolger-Ausgangstyp verträgt, und welche ähnlich ausgelegt sind bei entsprechenden Temperaturänderungen. Obgleich genau genommen der Vߣ-Wert einer Transistorschaltung in Abhängigkeit von anderen Faktoren als nur der

Temperatur allein variiert, sind doch die anderen Variablen vernachlässigbar. Die Änderung der Basis-Emitterspannung der Transistorvorrichtung wird daher allein der Temperaturänderung zugeschrieben. Für die Zwecke der vorliegenden Erörterung ist die Basis-Emitterspannungsänderung pro Grad mit TC-Vbe bezeichnet worden. Diese Bezeichnung gibt den Temperaturkoeffizienten des Transistors im Hinblick auf die Basis-Emitterspannung an.

Nachstehend sei an Hand der F i g. 1 die Arbeitsweise der Referenzspannungsquelle nach der Erfindung beschrieben.

Die Eingangsklemme 20 am Differenzverstärker 14 ist über die Eingangs-Verbindungsstelle 30 mit der Schaltung 56 und der Konstant-Stromquelle 33 verbunden. Als Konstant-Stromquelle oder Quasi-Konstantstromquelle, wird der Transistor 34 über eine relativ positive Spannung an der Verbindungsstelle 41 in den leitenden Zustand gebracht und hierdurch ein Konstantstrompfad für den Strom /1 über den leitenden Transistor und den Widerstand 36 zur negativen Netzspannung Vee geschaffen. Die am Verbindungspunkt 41 erzeugte relativ positive Spannung wird durch die in Durchlaßrichtung vorgespannte Transistor-Diode 42 und die in Reihe geschalteten Dioden 44 und 45 in Verbindung mit dem Widerstand 43 entwickelt.

Vom Verbindungspunkt 41 wird in ähnlicher Weise eine relativ positive Spannung der Basisklemme 39 der Stromquelle 37 aufgeprägt, die in ähnlicher Weise wie die Schaltung 33 betrieben wird und einen relativ konstanten Strom h vom Verbindungspunkt 24 abzieht.

Das Potential an der Eingangsklemme 30 wird auf einen vorbestimmten Spannungspegel gemäß der Halbleiter-Einstellschaltung 56 gehalten. Der Strom über die Widerstände R\ und R₂ erzeugt an dem Basis-Emitterübergang des Transistors 58 eine Durchlaßvorspannung, welche zur Erregung dieses Transistors ausreicht.

Wie bereits oben beschrieben, ist die Spannung zwischen der Eingangsklemme 30 und der ersten Netzklemme 10 durch das Verhältnis der Widerstandswerte von R\ und R₂ bestimmt. Daher bestimmt die Einstellung des Widerstandes R2 bei der fertigen Schaltung die Basis-Emitterspannung des Transistors 58 und damit die Gesamtspannung Vb zwischen der Eingangsklemme 30 und der Netzklemme 10. Der Emitter des Transistors 58 hat bei Betrieb im aktiven Bereich eine äußerst niedrige Impedanz, so daß jede Änderung des Stromes I\ nur einen vernachlässigbaren Spannungsabfall an der Eingangsklemme 30 bewirkt

Um einen konstanten Spannungspegel zusätzlich am Differenzverstärker 14 zu schaffen, ist die Einstellschaltung 56 temperaturkompensiert Bei der anzuwendenden Technik wird — wie bereits erwähnt — ein Widerstand R\ ausgewählt, der im Verhältnis zum Widerstand Ri einen hohen positiven Temperaturkoeffizient des spezifischen Widerstandes aufweist Bei Zunahme der Temperatur wächst der spezifische Wert von Ri und gleichzeitig nimmt die Basis-Emitterspannung des Transistors 58 ab. Eine genaue Anpassung der Temperaturkoeffizienten des spezifischen Widerstandes der Widerstände R\ und R2 erzeugt eine Abnahme des Potentials an der Basis des Transistors 58, wodurch der von einer Temperaturerhöhung verursachte Spannungsanstieg am Verbindungspunkt 30 kompensiert wird. Es ist somit zu ersehen, daß die Spannungs-Einstellschaltung 56 eine stabilisierte, konstante Referenzspannung für den Differenzverstärker 14 liefert

Die Ausgangsklemme 32 führt eine Ausgangsspannung, welche im wesentlichen mit der Spannung übereinstimmt, die dem Differenzverstärker 14 an der Basis 20 aufgeprägt wird. Dies rührt bekanntlich daher, daß die Emitter der Transistoren 16 und 18, welche den Differenzverstärker 14 bilden, gemeinsam an der Verbindungsstelle 24 miteinander verbunden sind und daß die Basis-Emitterspannung in den Transistoren 16 und 18 im wesentlichen identisch sind.

Im lastfreien Zustande, bei dem der Ausgangspunkt 60 mit keiner Ausgangsbelastung verbunden ist, führen beide Transistoren 16 und 18 des Differenzverstärkers die Ströme /3 und A. Der aus der Verbindungsstelle 24 fließende Strom I₂ ist gleich den Strömen /3 und /4. Der über den Widerstand 19 fließende Strom /4 erzeugt eine Spannung, welche an der Basis des Transistors 66 in der Schaltung 62 liegt. Im leitenden Zustand des Transistors 66 fließt daher ein Strom /5 zur Verbindungsstelle oder Ausgangsklemme 32. Im lastfreien Zustande ist der Strom k im wesentlichen gleich dem Strom /5, da kein Strom /0 fließt Die Ausgangsklemme 32 wird deshalb auf einer konstanten Ausgangsspannung entsprechend der Sollspannung oder dem Potential der Basis des Transistors 16 gehalten.

Unter der Annahme, daß die Ausgangsklemme 60, welche dem Verbindungspunkt 32 entspricht, mit einer Ausgangsbelastung (in F i g. 1 nicht besonders gezeigt) verbunden ist, wird ein Strom /0 aus der Klemme 60 gezogen. Dies bewirkt wiederum einen Rückgang der Spannung am Verbindungspunkt 32, was dazu führt, daß der Transistor 18 abgesteuert wird. Wenn dessen Strom /4 abnimmt leitet aber der Transistor 16 stärker, so daß dessen Strom /3 versucht, den konstanten Strom I₂ aufrecht zu erhalten. Wenn der Strom /4 abnimmt, nimmt das Potential des Kollektors 70 des Transistors 18 zu. Dies bewirkt wiederum, daß der Transistor 66 stärker leitend wird, da seine Basis auf ein höheres Potential gebracht wird. Die erhöhte Leitfähigkeit des Transistors 66 führt zu einer Zunahme des Stromes /5 zur Verbindungsstelle 32, womit die Spannung an dieser Stelle erhöht wird. Die Zunahme der Spannung an der Verbindungsstelle 32 bewirkt wiederum, daß die Basis 22 des Transistors 18 positivere Werte annimmt und dieser damit stärker leitend wird.

Die Stromregulierungs-Transistorschaltung 62 arbeitet demgemäß im Sinne einer Aufrechterhaltung der Spannung an der Klemme 32 auf einen konstanten Wert, und zwar trotz erhöhter Belastung an der Klemme 60. Der Wert des Widerstandes 68 wird so ausgewählt, daß der Transistor 66 in den Sättigungszustand gelangt, wenn ein übermäßiger Ausgangsstrom /0 verlangt wird; damit wird der maximale Ausgangsstrom /obegrenzt

Die Transistordiode 42, der Widerstand 43 und die in Reihe geschalteten Dioden 44 und 45 liefern die Steuerspannung für die Transistoren 34 und 38. Es ist von Vorteil, daß außer dem hauptsächlichsten Gegenstand der Erfindung eine zusätzliche Ausgangsspannung an der Klemme 46 vorliegt

Die Erfindung ergibt eine äußerst stabile Referenzspannungsquelle, die in der Lage ist, eine Anzahl individueller Ausgangsbelastungen zu versorgen. Im praktischen Gebrauch beläuft sich eine solche Versorgung auf über 100 getrennte Belastungen. Dieser Vorteil wird mit Hilfe der Temperaturstabilisierung, der Temperatureingrenzung und einer Referenz-Spannungsquelle erreicht, welche an der fertigen Schaltung durch Variation des Wertes von R2 leicht eingestellt

werden kann, so daß Abweichungen in den Herstellungstoleranzen zwischen den Stromkreiselementen auszugleichen sind.

Der Grad der Temperaturstabilisierung ist durch passende Auswahl von R\ und Rj und durch geeignete Modifikationen der Stromquellenschaltungen 33 und 37 leicht steuerbar, so daß sie einer idealen Konstantstrom-

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quelle nahekommen. Zum Beispiel ist bei Ersatz der Diode 45 durch einen Widerstand und durch die Möglichkeit, den die Diode 45 ersetzenden Widerstand und/oder den Widerstand 36 zu Null zu machen, eine fast perfekte Konstantstromquelle zu schaffen, welche stark abhängig ist von den Kennwerten des Widerstandes 43 und der Diode 42.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

1. Patentansprüche:

   L Aus einer Vielzahl individueller logischer Kreise bestehende monolithische Halbleiterschaltung mit integrierter Gleichspannungsstabilisierungs-Halbleiterschaltung, die als Serienstellglied im Laststromkreis eine Stromregulierungs-Transistorschaltung und in deren Steuerkreis einen Differenzverstärker und einen letzterem zugeordneten Emitterwiderstand als erste Konstantstromquelle enthält, wobei der eine Verstärkerast basisseitig mit einer Stromregulierungsschaltung für die Istwert-Rückführung verbunden ist und der andere Verstärkerast basisseitig mit einer dem emitterseitigen Ausgang einer ein temperaturstabiles Netzwerk enthaltenden konstantstromgespeisten Konstantpegeleinstell-Halbleiterschaltung entnommenen Referenzspannung aussteuerbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantpegeleinstell-Halbleiterschaltung (56) am emitterseitigen Ausgang mit einer zweiten Konstantstromquelle (33) in Reihe liegt, deren Basis (35) mit der Basis (39) der ersten Konstantstromquelle (37) verbunden ist, und aus einem Transistor (58) und einem seiner Kollektor-Emitterstrecke parallelgeschalteten Spannungsteiler aus temperaturabhängigen Widerständen besteht, deren Verbindungspunkt mit der Transistorbasis verbunden und deren der Basis-Emitterstrecke parallelliegender Widerstand (R2) einstellbar ist.
2. 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn- jo zeichnet, daß der Differenzverstärker (14) ein Hochstromverstärker ist.
3. 3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Netzwerkwiderstände (Ru R2) vom monolithischen Typ sind. j >
4. 4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu der aus dem Ausgangslastwiderstand (64) und der Stromregulierungs-Transistorschaltung (62) gebildeten Reihenschaltung eine weitere Reihenschaltung liegt, welche aus einer Transistor-Diode (42), einem Widerstand (43) und zweier Dioden (44, 45) oder eines als Diode geschalteten Transistors gebildet ist, wobei die Verbindungsstelle (41) zwischen Diode (44) und Reihenwiderstand (43) mit jeder Basiselektrode (35, 4■> 39) jedes Transistors (34, 39) der beiden Konstantstromquellen (33,37) angeschlossen ist.