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Stereo-Synthese-Vorrichtung zur Bildung eines stersophonischen Ausgangs
aus einem monophonischen Eingang Die Erfindung betrifft Tonumwandlungssysteme und
insbesondere ein System, das sich zur Umwandlung vom monophonischen oder Einkanal-Tonsignalen
in stereophonische oder Zweikanal-Tonsignale zur Darstellung in einer Vielfalt von
Formen eignet.
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Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere eine Vorrichtung,
die als Stereo-Synthese-Vorrichtung bezeichnet werden könnte. Die Stereo-Synthese-Vorrichtung
ist ein Gerät, welches im wesentlichen geeignet ist, monophonische Signale derart
umzuwandeln, dass sie in eine geeignete Einrichtung zur Verwendung im stereophonischen
Zustand übertragen werden können.
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Eine besondere Arbeitsweise der Vorrichtung würde darin bestehen,
dass eine monophonische Tonquelle verwendet wird, um davon ausgehend einen simulierten
stereephonischen Ausgang zu erzeugen, weloher anschliessend in getrennten Wiedergabekanälen.
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aufgezeichnet wird und später mittels getrennter Übertrager @@produziert
werden kann.
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In den letzten Jahrzehnten entstund grosses Interesse bezüglich
der
Übertragung, der Aufnahme and der Wiedergabe von räumlichem (binsuralem) und stereophonischem
Ton. Für den Stereo-Theoretiker betrifft der Ausdruck "binaural" gewöhalich ein
System, in welchem getrennte Tonkanäle verwendet werden und die Signale unabhängig
voneinander an das Ohr eines Hörers gelangen, so dass dieser eine Musikwiedergabe
so aufnimmt, als würde er sie in einem Konzertsaal oder dgl. hören. Der Ausdruck
"stereophonisch" wurde üblicherweise in einem breiteren Sinne gebraucht, um ein
übliches Zweikanalsystem mit Lautsprechern am Tonausgang zu beschreiten. Ein echtes
stereophonisches System erfordert gewöhnlich zumindest zwei vollständig getrennte
Kanäle, die von der Tonquelle bis zum Ausgangspunkt getrennt sind. Beispielsweise
entsprach es bei der Übertragung und Aufnahme von stereophonischen Signalen der
allgemeinen Praxis, an der Programmquelle in Abstand von einanderliegende Mikrophone
vorzusehen und die einzelnen elektrischen Siguale, welche den von den Mikrophonen
aufgenommenen einzelnen Tonsignalen entsprschen, während der gesamten Übertragung
vollständig getrennt zu halten.
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Während die Vorzüge des echten stereophonischen Tons voll gewürdigt
wurden, war es bedauerlicherweise häufig, dass eine echte stereophonische Tonübertragung
aus wirtschaftlichen Gründen nicht durchführbar war. Es kam ferner gelegentlich
vor, dass die Tonquelle bereits in Form einer Aufzeichnung vorlag, die durch ein
Einkanal-Aufzeichnungssystem erhalten worden war, so dass die elektrischen Signale,
die den ursprünglichen Ton darstellen, in ihrem aufgezeichneten Zustand verwendet
werden mussten.
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Um die genannten wirtschaftlichen Schwierigkeiten zu überwinden oder
weil, wie vorausgehend erwähnt, die Tonquelle aus einer monophonischen Aufzeichnung
besteht, wurden Systeme entwickelt, um einen stereophonischen Ton zu @imulieren.
Mit anderen Worten, es wurde eine Einrichtung geschaffen, um die Illusion eines
stereophonischen
Tons mit den wohlbekannten Elementen eines direkten und nachhallenden Tons zu schaffen.
Ein Beispiel eines derartigen bekannt gewordenen Systems ist in der USA-Patentschrift
2 942 070 (Hammond et al) beschrieben. Gemäss dieser Patentschrift werden elektrische
Tonsiguale aus einer monauralen oder Einkanal-Quelle direkt einem Satz von Kopfhörern
zugeführt, und die Signals gelangen ferner durch eine Nachhallvorrichtung. Anschliessend
werden die von der Nachhallvorrichtung abgegebenen Signale mit den direkten Signalen
gemischt und die resultierenden Signale werden in zwei Kanälen unabhängig voneinander
den Ohren des Hörers zugeführt.
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Das System gemäss der USA-Patentschrift 2 942 070 weist eine mechanische
Phasenschiebervorrichtung auf, die eine feste Zeitverzögerung liefert. Es ist offensichtlich,
dass die Kontrolle einer Hochfrequenzphasenverschiebung durch eine derartige Vorrichtung
sehr ungenau ist. Die "Übergangspunkte" sind nicht unabhängig einstellbar, sondern
ändern sich alle gleichzeitig als Funktion der Zeitverzögerung. Es wird darauf hingewiesen,
dass der in diesem Zusammenhang verwendete Ausdruck "Übergangspunkte", wie er auch
nachfolgend in der Beschreibung auftaucht, solche Stellen betrifft, bei denen die
Phasenwiedergabe des Hetzwerks einem Wert von #/2 + n# entspricht, wobei n = # 0,
1, 2 ..., und der Ausgang des linken und rechten Kanals gleiche Amplitude und 90°-Phasenverschiebung
aufweist.
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ist.
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Es ist daher ersichtlich, dass es nicht möglich ist, die Anordnung
gemäss der genannten Patentschrift derart einzustellen, um subjektiv einen logischen
Richtungseffekt zu erzielen, und die Fähigkeit, die Zeitverzögerung zwecks Erzielung
einer gleichen subjektiven Lautstärke von beiden Kanälen zu verstellen (die vom
Vorhandensein ausreichender Mengen von "Anwesonheits"-Frequenzen zwischen 2 und
7 kHz und einer ausreichenden
Menge von "Brillanz"-Frequenzen oberhalb
7 kHz sowchl im linken wie auch im rechten Kanal), hängt lediglich vom Zufall ab.
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Darüber hinaus ist der mechanische Aufbau der genannten bekannten
Anordnung nicht sehr zweckmässig. Mit anderen Worten, die mechanische Anordnung
führt zu einer inflexiblen Einstellung.
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine sehr flexible
und wirtschaftliche Phasenschieberanordnung zu schaffen, die elektrisch arbeitet,
die in dem kurzen Verzögerungsbereich äusserst wirksam ist und die durch eine einfache
Vorrichtung im weiten Umfaug eingestellt werden kann.
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Ein grundlegendes Merkmal der Erfindung liegt darin, dass eine elektrische
Vorrichtung zur Erzielung einer Übertragungsnetzwerksfunktion vorgesehen ist, wobei
die Amplitude des requenzgangs unabhängig von der Frequenz ist, während die Phase
des Frequenzgangs sich als Funktion der Prequens ändert. Durch diesen Umstand ist
es möglich, das Leistungsspektrum des Eingangs proportional zur Summe der Leistungsspektren
des linken und rechten Kanals des Systems zu erhalten.
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Dies ist eine grundlegende Erwägung, welche zu einer maximalen Wiedergabetreue
bezüglich des ursprünglichen monophonischen Signals führt.
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Ein wesentlicher Vorteil, der durch die erfindungsgemässe Vorrichtung
erzielt wird, liegt darin, dass ungeachtet der vorhandenen sehr geringen Phasenverschiebungen,
der erwüuschte Wiedergabeeindruck entsteht, der normalerweise bei einer echten stereophonischen
Tonwiedergabe gegeben ist. Mit anderen Worten, während eine maximals Wiedergabetreue
bezüglich des ursprünglichen monophonischen Signals infolge der Aufrechterhaltung
der Leistungsspektrum-Aufteilung erzielt wird, so wird andererseits infolge der
Amplituden- und Phasenunter- .
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schiede zwischen den Kanälen des Systems eine Stereowirkung
erreicht.
Diese kombinierten Ergebnisse werden durch die besondere erfindungsgemässe Anordnung
ermöglicht.
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Ein besonderes Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass
die Übertragungsnetzwerksfunktion, welche die wesentlichen Ergebnisse der vorliegenden
Erfindung liefert, die Form einer Folge von Phasenschiebernetzwerken aufweist, die
derart berechnet sind, uni einen leicht einstellbaren Satz der genannten "Übergangspunkte"
im Bereich oder Spektrum der Tonfrequenzen zu erhalten.
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Die Stereo-Synthese-Vorrichtung gemäss der vorliegenden Erfindung
unterteilt das interessierende Tonfrequenzspektrum in fünf Bonder, deren Mittelpunkte
bei 50, 250, 1 200, 4 000 und 10 000 Hz liegen, und diese Bänder sind mittels Steuerelemente
im grossen Umfang verstellbar. So sind an zwei Punkten innerhalb der in einer Polge
angeordneten vorausgehend erwähnten Phasenschiebereinrichtungen, veränderliche Widerstände
angeordnet, die zur Erzielung der Phasenverstellung verwendet werden. Jedes der
in Polge angeordneten elektrischen Phasenschiebernetzwerke beschränkt seine Wirkung
im wesentlichen auf eines der vorgegebenen Frequenzbänder. Die gesamte Phasenverschiebung
eines jeden Netzwerkes beträgt 180°. Bei einem Fünftel der Übergangsfrequenz beträgt
die Phasenverschiebung nur 22° und bei fünffacher Übergangsfrequenz beträgt die
Phasenverschiebung 158°. Die Phasenverschiebung nähert sich bei niedrigen Frequenzen
dem Wert 0° und bei hohen Frequenzen dem Wert von 180°. Durch Wahl eines weiten
Abstands der Übergangsfrequenzen in dem Phasenschieber-Kaskadennetzwerk, kann jede
einzelne Übergangafrequenz unter verhältnismässig geringer Beeinflussung der übrigen
Übergangsfrequenzen eingestellt werden. Die Vorteile bezüglich der Vielseitigkeit,
Einfachheit und Genauigkeit der Steuerung sind offensichtlich.
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Die vorausgehend erwähnten fünf Frequenzbänder liegen in abwechselnder
Reihenfolge links und rechts vom Mittelpunkt und die zwei Stenarelemente, welche
die Übergangspnnkte beeinflussen, sind normalerweise derart eingestellt, dass im
linken und rechten Kanal die gleiche aubjektive Lautstärke erhalten wird, d. h.
sie sind für einen richtigen subjektiven Kaualausgleich eingestellt. Ein drittes
Steuerelement dient zur Einstellung der Kanaltrennung zwischen einer reinen,vollständig
in Phase liegenden monophonischen Einstellung und einer Stereoeinstellung beliebiger
Phase.
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Die Übergangspunkte wurden nach ausgedehnten Hörtesten sorgfältig
ausgewählt, um eine minimale Instrumentenwanderung und einen optimalen subjektiven
Kanalausgleich zu erzielen.
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Eine Möglichkeit zur Verdeutlichung der durch die erfindungsgemässe
Stereo-Synthese-Vorrichtung erzielten Ergehnisse liegt in dem Hinweis darauf, dass
keine Änderung in dem subjektiv erfassbaren Frequenzgang auftritt, sondern vielmehr
ein plötzlicher Anstieg in der Tiofe oder Raumwirkung, wenn die Synthasevorrichtung
von monophonischem Betrieb zu Stereobetrieb umgeschaltet wird, wobei der letztere
Betrieb selbstverständlich die vorausgehend genannte Übertragungsnotzwerkfunktion
wirksam werden lässt.
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Es wird weiter darauf hingewiesen, dass bei der erfindungsgemässen
Stereo-Synthese-Vorrichtung kein Versuch vorliegt, die Stereo-Richtwirkung wiederzugeben;
vielmehr geht es darum, die Stereotiefe und -laumwirkung zu erzeugen.
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Die vorausgehend genannten Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben
sich im einzelnen aus der Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung
in Verbindung mit den anliegenden Zeichnungen. Es zeigen:
Fig. 1
ein vereinfachtes Schaltbild, welches den grundliegenden Aufbau der erfindungsgemässen
Stereo-Synthese-Vorrichtung erkennen lässt, Fig. 2a und 2b schematische Schaltbilder
einer Ausführungsform der erfindungsgemässen Stereo-Synthese-Vorrichtung; Fig. 2a
zeigt insbesondere eine Verarbeitungsschaltung ein schliesslich einer Phasenschiebereinrichtung
und Fig. 2b zeigt einen Matrixkreis zur Mischung des Rauptsignals mit dem phasenverschobenen
Signal, Fig. 3 ein vereinfachtes Schaltbild des grundliegenden Phasenschieberkrieses
und seines Differentialverstärkers, welches in gewissen Abschnitten der Verarbeitungsschaltung
der Fig. 2a entspricht, Fig. 4 ein vereinfachtes Schaltbild , welches gewissen anderen
Abschnitten der Verarbeitungsschaltung nach Fig. 2a entspricht, und Fig, 5 ein Shasenganga
iagraram, das die Beziehung zwischen Frequenz und Phasenverschiebung in der Verarbeitungsanordnung
angibt.
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In dem vereinfachten Schaltbild der Fig. 1 ist die vollständige Stereo-Synthese-Vorrichtung
gemäss vorliegender Erfindung dargestellt. Dieses Schaltbild ist als Hilfe zum Verständnis
der grundlegenden Beziehungen innerhalb der Stereo-Synthese-Vorrichtung in mathematischer
Sicht gedacht. Wie ersichtlich, gelangt der monophonische Eingang an die Eingangsklemmen
und dann direkt an die Ausgangsvorrichtung 12, sowie ZU einer weiteren Ausgangsvorrichtung
14. Gleichseitig liegt der monophonische Eingang an der Übertragungsnetzwerkfunktion
16, d. h. an H(s), wobei (s) eine komplexe Veränderliche in der Laplace-Transformation
darstellt.
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Wird für den monophonischen Eingang ein Wert von ejwt in Volt angenommen
(wobei w die Frequenz in Radianten pro Sekunde darstellt), so ergibt sich für die
getrennten Ausgänge, d. h.
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für die L- und R-Ausgänge die folgende Beziehung: Eingang = ejwt Volt,
wobei w = Frequenz (Radianten/Sekunde) Ausgang: L = ejwt + H (jw) ejwt Volt R =
ejwt - H (jw) ejwt Volt I , # L+R = 2 ejwt = 2 x Signaleingang. Ein monophonisch
aufnehmender Hörer, welcher eine Multipler-Stereo-Sendung hört, hört das ursprüngliche
monophonische Signal unabhangig von der Form von H(s).
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Setzt man nun H(jw) # |H|ejargH (II) wobei |H| die Grösse des Frequenzgangs
darstellt (=[Re(H)2 + 9 m (H)2]1/2) und Argument H den Phasenwinkel des Frequenzgangs
darstellt 9m H (= tan-1 # # Re H L = ejwt (1++|H| e jargH) ) (III) R = ejwt (1 -|H|
e jargH) # L = ejwt[1 +|H| cos (argH) + j |H| sin (argH)] # (IV) R = ejwt[1 -|H|
cos (argH) - j |H| sin (argH)] |H| sin (argH L = ejwt#[(|H|2+ 1) + 2 |H| cos (argH)]1/2ej
tan-- |H| sin(argH) R= jewt #[(|H|2+ 1) - 2 |H| cos (argH)]1/2ej tan-1 - |H| cos(argH)
(v) Falls am Ausgang als last ein Widerstand R liegt, werden die Durchschnittsleistungen
in den beiden Kanälen:
1 LD = 2R [|H|2 +1 + 2|H| cos (argH)] #
(VI) RD = 2R [|H|2 +1 - 2|H| cos (argH)] 2R Die Summe der Leistungen in den Kanälen
L und R wird: ID + RD = 1/R ( |H|2 + 1) (VII) In den Fig. 2a und 2b ist die erfindungsgemässe
Stereo-Syntho'se-Vorrichtung in detailierter Form dargestellt. Die Fig. 2a zeigt
die L-R-Verarbeitungsschaltung, die mit 20 bezchnet ist, und in welcher die grundlegenden
Umwandlungen erfolgen, d. h. die Verarbeitung des monophonischen Signalss, zwecks
Erzeugung der gewünschten Phasenverschiebung. In ist eine Anordnung dargestellt,
die als Matrixkreis bezeichnet wird und die mit dem Bezugszeichen 40 versehen ist.
Der Betrieb dieses Kreises wird anschliessend erläutert.
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Die L-R-Verarbeitungsschaltung der Fig. 2a ist am leichtesten verständlich,
wenn sie in eine Anzahl von grundlegenden StuSen unterteilt wird. Die erste Stufe
besteht aus der Eingangsverstärkerstufe 22. Die nächste Stufe umfasst den Differetialverstärker
24, welcher zwei getrennte Seiten 24.a und 24h aufweist. Eine weitere Stufe wird
durch die Konstantstromquelle 26 gebildet, dio insbesondere aus Transistoren 26a
und 26b besteht. Andere grundlegende Stufen der Fig. 2a werden durch die Eingatärkerstufe
28a gebildet, die aus einem Mehrfachtransistor besteht, einem Darlington Emitterfolger
und dem zweiten Differentialverstärker 30. Der zweite Differentialverstärker ist
mit zwei getrennten Seiten 30a und 30b in ähnlicher Welse wie der vorausgehend genannte
Differentialverstärker 24 dargestellt. Die Ausgangsverstärkerstufe für die Verarbeitungsschaltung
ißt mit 32 bezeichnet und ausgehend von dieser Stufe gelangt das verarbeitete bzw.
phasenverschobene Signal zum Matrixkreis der Fig. 2b.
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Die Arbeitsweise des grundlegenden Phasenschiebers ist aus Fig. 3
ersichtlich. Der in Fig. 3 dargestellte Differentialverstärker entspricht baispielsweise
dem Differentialverstärker 24, der in der Verarbeitungsschaltung 20 der Fig. 2a
enthalten ist. Er arbeitet in solcher Weise, dass er nur auf die Spannungsdifferenz
zwischen seinen Eingängen anspricht und zwei gleiche, aber entgegengesetzte Ausgänge
liefert, d. h. Ausgänge, die eine Phasenverschiebung von 180° aufweisen.
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Bei Betrachtung des Punktes A in der Fig. 3 ergibt sich für die Übertragungsfunktion
von der Stromquelle oder dem Generator E(s) zum Punkt A die folgende Beziehung:
R1 - ½ H1 (s)= 2R1 Andererseits wird die Übertragungsfunktion von E(Punkt B: R2
sR2C = s1/C + R2 1+s R2C Für die Differenz ergibt sich: - sR2C 1+sR2C - 2 sR2C =
½ = 1+sR2C 2 + 2 sR2C 1 - sR2C = ½ # # 1 + sR2C Unter Verwendung von Polarkoordinsten
und eines Freqiuenzgangs (s-) jw) erhält man
(1 + @22C2w2) 1/2
@ ½ e j[tan-1 (-R2Cw) - tan-1(R2Cw] (1 + R22C2w2) 1/2 @ ½ e j[-2 tan-1 (R2Cw)] Aus
dem vorausgehenden ist ersichtlich, dass das Amplitudenverhalten dieser Netzwerkfunktion
unabhängig von der Frequenz und unabhängig von dem Wert irgendwelcher Komponenten
des Nctzwerks ist. Jedoch ist der Phasengang w, C und R2 proportienal. Bie Änderung
von R2 stellt einen praktischen Weg zur Bi@@tallung des Bereichs des @etzwerke dar.
Aus Fig. 5 ist or@@chtlich, wolobe Beziehung zwischen der Frequens und der @@@@@@verschiebung
in Radianten besteht und wie das Spektrum au@@@teilt ist.
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Diese Abbildung asigt graphisch, in welcher Weise die grundlogonde
Aufgabe der Erfindung golöst wird. Durch die bereits beac@@ichen@ Vorrichtung sowie
weitere noch su beschroibende El@@@nto werden Übergangapunkt. erzeugt, d. h. Punkte,
on denen der Phasengang des Netzwerks einen Wert von #/2 + n# @ntspricht, wobein
= # 0, 1, 2... . Die fünf Frequenzhänder sind im Eiaklang mit Fig. 5 in abwechselnder
Ordnung dergestellt, d. h.
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sie wochseln linke und rochte der Mitte ab. Ein erstes Fre-@uenzband
mit einer Mittenfrequons von @nnähorungewoise 50 Hz, ein drittes Fr@quenzband mit
einer Mittenfrequenz von annühsrungsweise 1200 Hz und ein fünftes Froquenzband mit
einer Mitte@frequenz von annäherungsweise 10 000 Hz werden im linken Kanal verstärkt,
und ein zweites Frequenzband mit einer Mittenfrequenz von annäherungsweise 250 Hz
sowie ein viertes Frequenzband mit einer Mittenfrequenz von annäharungsweise 4000
Hz werden im rechten Kanal verstärkt.
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Da der Ausgang vom Differentis@@e@s@@@kor symmetrisch zur Erde
liegt,
ist es möglich, ein weiteres einfaches Netzwerk zu verwenden, welches dem basprochenen
Netzwerk äquivalent ist, um eine weitere Phasenverschiebung mit einem einpoligen
Ausgang zu erzielen. Gemäes Fig. 4 wird ein Transformator mit Mittelanzapfung verwendet,
welcher einem Differentialverstärker gleichwertig ist, wobei eine weitere Phasenverschiebung
in einer Weise erzielt wird, die in Verbindung mib Fig. 2a anschliessend uäher beschrieben
wird.
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In Fig. 2a ist der Eingang mit MONO EIN bezeichnet, und der Eingang
wird in üblicher Weise einer Verstärkerstufe 22 zugeführt, die als Emitterfolger-Transistorstufs
dargestellt ist.
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Der Ausgang der Stufo 22 ist entweder unmittelbar an den Matrizkreis
der Fig. 2b geführt, und zwar über den mit Hauptsignalausgang bezeichneten Ausgang,
oder das Sigual wird durch die Verarbeitungsschaltung gegeben, d. h. es wird vom
Übertragungsuetzwerk verarbeitet und gelangt dann von dem mit "Ausgang für verarbeitetes
Signal" bezeichneten Punkt zum Eingang des Matrixkreises der Fig. 2b.
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Es wird anschliessend auf den Emittarfolger 22 Bezug genommen.
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Das obere Ende des Emitterwiderstands 100 ist mit dem vorausgehend
erwähnten Hauptsignalausgang verbunden. Die Mittelanzapfung dieses Emitterwiderstands
100 liafert selbstverständlich die Hälfte der Gesamtausgangsspannung. Diese Wechselspannung
wird durch den Kondensator 102 übertragen und gelangt zu der einen Seite des Differentialverstärkers
24, und zwar zur Seite 24a, und insbesondere zum Basiseingang des ersten Transistors,
d. h. des Transistors 104. Die verschiedenen, am Eingang vorhandenen Widerstände,
d. h. die Widerstände 106, 108 und 110, sind übliche Widerstände, die zweckmässig
zur Einstellung der Eingangsvorspannung verwendet werden. Der Widerstand 108 bildet
insbesondere ein Potentiometer mit einem Widerstandswert von 25 kOhm, um die Gleichstromvorspannung
der Verstärkorstufe zu liefern. Der Kolloktorwiderstand 112 und
der
Emitterwiderstand 114 sind so bemessen, um diesen Transiztor eine Spannungsverstärkung
von etwa 4 zu gebon, und zwar unabhängig von jeweiligen Abweichungen eines gegebenen
Traasistors. Es ist daher nicht nötig, abgeglichene Transistoren zu verwenden.
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Obwchl die einzelnen Widerstände, die mit dem Transistor 104 an der
Seite des nunmehr beschriebenen besonderen Differentialverstärkers angeordnet sind,
mit besonderen Bezugseichen versehen sind, wurde aus Gründen der Einfachheit nicht
allen passiven Bauteilen besondere Bezugszeichan gegeben, da es offensichtlich ist,
dass die folgenden baschriebenen späteren Stufen die gleichen oder ähnliche Vorspannungs-
und Lastwiderstände aufweisen. Es wird darauf hingewiesen, dass die Werte dieser
verschiedenen Bauteile auf den Figuren (unmittelbar @eben den Bauteilen) augegeben
sind. Alls Widerstandswerte sind in Ohm angeführt und die Kapazitätswerte in µF,
es sei denn, es wären andere Angaben gemacht. Alle Transistoron sind von Typ 2N3241A,
falls keine anderen Angaben gomacht sind.
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Der Ausgang der beiden Seiten des Differentialverstärkers 24 ist mit
der Stufe 28 gekoppelt, welche eine Darlington Emitterfolgerstufe darstellt. Diese
Kopplung ist selbstverständlich vorgesehen, um für den Betrieb des nächston oder
folgenden Phasenschicbernetzwerkes eine niedrige Ausgangsimpedanz zu ergeben.
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Es wind darauf hingewiesen, dass in Einklang mit der vorausgehenden
Beschreibung die rechte Seite, d. h. die Seite 24b des Differentialverstärkers 24
im wesentlichen in gleicher Weise wie die linke Seite 24a ausgebildet ist, aber
durch ein Einganganetzwerk betrieben wird, welchen den Kondensator 116 aufweist,
der einen Wert von 0,01 µF besitzt, sowie ein R2 (das dem R2 des vereinfachten Schaltbildes
gemäss Fig. 3 entspricht) und das einen Widerstand 118 parallel mit einem
Widerstand
120 aufweist. Diese Kombination stallt die Gleichstromvorepannung ein und liefert
eine Phasenverschiebung im 7 - 20 kHz Bereich.
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Die Konstantstromquelle für den Differentialverstärker 24 wird durch
den Transistor 26a geliefert. In gleicher Weise wird die Konstantstromquelle für
den Differentialverstärker 30 durch den Trausistor 26b gellafert, der unmittelbar
neben dem Transistor 26a liegt. Die starke Spannungsrückkopplung im Emitterwiderstand
dieser Stufen bewirkt, dass der durch den jeweiligen Transistor, mit welchem der
Kolloktor der Konstantstromquelle verbunden ist, fliessende Strom lediglich eine
Fuuktion der Basisspanuung und des Emitterwiderstande ist, Eine Spanuungesuführung
niedriger Imped@nz zur Basis des Transistors, beispielsweise des Transistors 26a,
verkleinert den Rauschfaktor auf ein Mindestmass. Die gewünschten Konstantstromeigenschaften
werden selbstverständlich durch die Konstautstromkurven (Ic über Vc) des Transistors
unterstützt, der mit Strom versorgt wird, beispielsweise des Transistors 104.
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Im Gegensatz zu der durch den ersten Phasenschieber bewirkten Phasenverschiebung,
d. h. durch den vorausgehend erwähnten Differentialverstärker-Phasenschieber, arbeitet
das einen einpoligen Ausgang aufweisende Phasenschiebarnet@werk, das durch den Differentialverstärker
24 betrieben wird, im 2 - 7 kHz Bareich. Disses Phesenschiebernetzwerk ist mit 34
bezeichnet und weist den Widerstand 122, den Widerstand 124 und den Kondensetor
26 auf. Dieses Netzwerk ist in weitem Au@masu durch die Potentiometereinstellung
em Widerstand 124 unveränderlich.
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Die Darlington Emitterfolgerstufe 26 liefert die erforderliche geringe
Belastung für das Netzwerk 34 und ferner die niedrige Steuerimpedans für den nächston
Differentialverstärker und das @@@chli@@@@@@@ Natzwerk mit @@@@oligem Ausgang. Mit
ender@@ Wor@ ten, die @@@@@ 28 liefert eine @@@drige Ste@@@@@@ @@@@ für den Differentialverstärker
30 und das zugehörige Phasenschieber@@tzwer
@@@@. Das Ket@@erk
am Eingang des Differentialverstärkers 30 ist nicht vorstellbar und arbeitet im
30 bis 100 Hz Bereich, währund das verstellbare, vorausgehend erwähnte einpolige
Netzwerk, d. h. das Netzwerk 36, im 100 bis 2000 Hz Bereich betrieben wird.
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Zusammenfassend wird mit Bezug auf die grundsätzliche Wirkungsweise
der Verarbeitungsschaltung 20a festgestellt, dass diese im wesentlichen aus einer
Phasenschiebereinrichtung besteht, die eine Felge von vier Phasenschiebernetzwerken
aufweist, sowie Steuerelemente, die eine Gesamtphasenverschiebung von 720° ergeben.
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Nach der Verarbeitung des phasenverschobenen Siguals wird dieses mit
dem Haupteignal matriziert (wobei das Haupteignal, @ie vorausgehend erwähut wurd@'
nicht verarbeitet wird, abgesehen davon, dass es durch die Verstärkerstufe 22 geht),
Wie auschliessend beschrieben wird, hat das phasenverschobene Signal die Neigung,
das Hauptsignal in einem Kanel zu verstärken und das Hauptsignal im anderen Kanal
als Funktion der Frequenz unwirkeam zu machen.
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Die Ausgangsverstärkerstufe in der Verarbeitungsschaltung 20 wird
durch die Stufe 32 gebildet, mit der der Ausgang des Netzwerks 36 verbunden ist.
Dies ist eine Emitterfolge@stufe und der Ausgang derselben wird vom Emitter@iderstand
126 abgonommen.
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Unter Bezugna@me auf Fig. 1 ist ersichtlich, dass die Verarbeitungsschaltung
nach Fig. 2a die Übertragungsnetzwerkfunktion übernommen hat, die durch den Block
16 angegeben ist. Mit anderen Worten, die Verarbeitungaschaltung 20 ist die besondere
Ausführungsfer@ dieses Dlocka 16. Nun sind noch die Ausgangseinrichtungen 12 bis
14 der Fig. 1 zu erläutern. Diese werden mittels des Matri@kraises 40 de@ Fig. 2b
zur Wirkung gebracht.
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Wie boreits erwähnt wurde, wird das Hauptaignal vom Ausgang
der
Stufe 22 abgenommen und zum Eingang des Matrixkreises 40 an der Klemme "Hauptsignaleingang"
geführt. Das verarbeitete oder phasenverschobene Signal wird zur unteren, in dieser
Weise bezeichneten Klemme geleitet. Somit werden die beiden Signale an einer dualen
Steuerung eingegeben, die als Trennungskontrolle 42 bezeichnet wird. Diese Steuerung
wird durch gemeinsem betätigte Potentiometer dargestellt. Eine Verdrehung der Trennungskontrolle
im Gegenzeigersinn verringert den Pegel des Hauptsignaleingangs und erhöht den Eintrittapegel
des verarbeiteten Signale.
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Der Hauptsignaleingang betreibt zwei getrennte Verstärker, nämlich
die Abtrennungaverstärker 44 und 46. Der Verstärker 46 ist ein Phasenwerden mit
einem Verstärkungsfaktor von 1, während der varstärker 44 aus einem Phasenwender
mit einem Verstärkungsfaktor besteht, der zwischen 0 und 3 einstellbar ist, im eine
Einstellung des Betriebs des rechten Kanals zu ermöglichen. Wie ersichtlich, ist
ein Potentiometer 128 zu diesem Zweck des Ausgleichs der Ausgänge vorgesehen. Auf
diese Weise ist es möglich, irgendwelche Kanalungleichheiten auszugleichen, die
aus irgendeinem Grund auftreten. Diese Ausgleichsanordnung, wie sie im Matrixkreis
44 dargestellt ist, ist nicht absolut erforderlich, und wärde in der Tat dazu neigen,
das flache Leistungsspaktrum der Synthesevorrichtung etwas zu beeinträchtigen, falls
diese Ausgleichssteuerung falsch eingestellt werden sollte.
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Der verarbeitete Signaleingang wird dem Phasenwender 48 zugeführt
und der Ausgang dieses Phasenwenders wird an die jeweiligen Ausgänge der Abtrennungsverstärker
44 und 46 in solcher Weise zugeführt, dass das verarbeitete oder phasenverschobene
Signal gegenüber dem Hauptsignal jeweils entgegengesetzte Phasen aufweist. Mit anderen
Worten, für den rechten Kanal wird das verarbeitete Signal linear zum Hauptsignal
eddiert und für den rechten Kanal wird es linear vom Hauptsignal subtrahiert.
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.ILus diesem Grunde ist ersichtlich, dass das in Phase befindliche
Signal, welches vom Emitter des Phasenwanders ß8 abgenommen wird, mit dem Ausgangssignal
vom Verstärker 44 kombiniert wird, welches seinerseits dem Eingang für den linken
Kanal zugeführt wird, h. h. zur Verstärkerstufe 50. Im Gegensatz dazu wird das sich
ausser Phase befindliche Sig-aal am lektor des Phasenwenders 48 mit dem Ausgang
des Verstärkers 44 kombiniert und gelangt dann zum Eingang der Verstärkerstufe 52.
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Es ist selbstverständlich, offensichtlich, dass die Ausgänge der jeweiligen
Zwei-Transistorstufen 50 und 52 für jegliche Verwendung zur Verfügung stehen. Jedoch
werden für eine schliessliche Wiedergabe der rechte und linke Ausgang an die Lautsprecher
100 und 102 gegeben, wie dies gestrichelt angegebe ist.
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Zusammenfassend wird festgestellt, dass der Betrieb der Matrixkreises
40 derart erfolgt, dass die sich in Phase und ausser Phase befindlichen Signale
vom Phasenwender 48 mit den Signalen gleicher Phase vom Verstärker 44 und 46 kombiniert
werden, und dass die resultierenden Signale an den rechten und linken Ausgangsverstärker
gegeben werden. Diese Ausgangsverstärker 50 und 52 liefern zweckmässig eine Spannungsverstärkung
von 5, und liefern eine Anpassung au die 600 Ohm betragenden Rundfunkimpedanzen.
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Die mit Null 130 bezeichnete Steuerung dient lediglich zur Einstellung
des Kollektorausgangs des Phasenwenders 48, so dass dieser dem Ausgang des Emitters
desselben genau gleich wird.
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Es wird darauf hingewiesen, dass der Stereo-Mono-Schalter 132 normalerweise
in der offenen oder Stereo-Stellung liegt, so dass die gewünschten,vorausgehend
beschriebenen Stereo-Effekte wirksam werden. Sollen Jedoch diese Effekte ausgeschaltet
werden, so wird der Schalter in die geschlossene bzw. Mono-Stellung
umgelegt,
wobei, wenn die Null 130-Steuerung richtig eingestellt ist, diese Mono-Stellung
des Schalters 132 zu einer vollständigen Unterdrückung des verarbeiteten Signals
führt.
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Mit andoren Worten, der erhaltsse Touausgang besteht dann nur aus
den ursprünglich von dor @onophonischen Quelle der Verarbeitungsschaltung 20 zugeführtan
Signalen.
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Es wird ferner darauf hingewiesen, dass im tatsächlichen Betrieb die
Trennungskontrolle 42 auf die Mittelstellung eingestellt wird, so dass ein annähernd
gleich grosses Hauptsigual und verarbeitetes Signal an den Ausgängen auftritt.
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Die Erfindung wurde vorausgehend anhand bevorzugter Ausführungsformen
beschrieben, es ist jedoch offensichtlich, dass weiters Änderungen im Rahmen der
anliegenden Ausprüche von der Erfindung mitumfasst werden.