DE1791017B1 - Mikrowellenfilter - Google Patents

Description

sind und daß die Hohlräume durch Wellenleiterabschnitte mit Wellenwiderständen Z₁₂ und Z₂₃ voneinander getrennt sind, wobei gilt:

IO

O⁺ist)·*" ^t-

wobei

J?, eine Belastungsimpedanz, R_g eine Generatorimpedanz und g₀, g_u g₂ und g₄ normalisierte Werte eines mit konzentrierten Elementen ausgeführten Filters sind, das eine Bandkantenfrequenz W₁ aufweist. Mit dem erfindungsgemäßen Filter wird uner-

• wünschtes Verhalten vermieden, wobei eine einfache Verringerung der Höhe des Wellenleiters in einem ³/₄ Wellenlängen langen Gebiet zwischen zwei gegebenen Resonanzhohlräumen genügt, wenn die Verringerung so bemessen ist, daß in diesem Gebiet ein spezieller Wert des Wellenwiderstands entsteht, der auf den Parametern der Hohlräume selbst beruht. Zwischen den Hohlräumen kommen keine neuen Unstetigkeiten hinzu, d. h. die einzigen vorhandenen Unstetigkeiten (nämlich mit der den Hohlraum ankoppelnden Irisblende und mit der kapazitiven Anpaßschraube, die gewöhnlich zu der Irisblende gehört) zusammenfallen und sind mit diesen elektrisch abgestimmt.

Wenn das Erfindungsprinzip auf ein typisches maximal flaches (aufbaumäßig symmetrisches) Filter mit drei Hohlräumen angewendet wird, reduziert sich die erfindungsgemäße Anordnung auf eine einzige Platte aus leitendem Material, die I¹Z₂ Wellenlängen lang ist und eine spezielle Dicke aufweist, und die sich in dem verbindenden rechteckigen Leiter an einer

»breiten Wand erstreckt und in der Mitte zwischen den Irisblenden der Resonanzhohlräume liegt. Das Erfindungsprinzip kann auf Filter mit einer beliebigen Anzahl von Hohlräumen ausgedehnt werden, die sowohl symmetrisch als auch unsymmetrisch sein können.

Nachfolgend wird die Erfindung an Hand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine Querschnittansicht eines als Beispiel gewählten Filters mit drei Hohlräumen gemäß der Erfindung,

F i g. 2 ein typisches Schemafilter mit punktförmig zusammengezogenen Elementen mit einer für die Fig. 1 gewünschten Kennlinie,

F i g. 3 bis 5 aufeinanderfolgende Ersatzschaltbilder för'Uberüragungsleitungen, um eine Äquivalenz zwischen den F i g. 1 und 2 abzuleiten.

In F i g. 1 wurde ein Filter mit drei Hohlräumen gewählt, um das Erfindungsprinzip zu erläutern. Wie aus dem Querschnitt hervorgeht, besteht das Filter aus einem Abschnitt eines rechteckigen, leitend begrenzten Wellenleiters W und~~aus drei etwa eine halbe Wellenlänge langen Hohlräumen 11,12 und 13, die durch eine breite Wand des Leiters 10 mit Hilfe der Irisblenden 14,15 und 16 an Punkten angekoppelt sind, die einen Abstand von drei Viertel einer Wellenlänge im Leiter haben. Die kapazitiven Abstimmschrauben 17, 18 und 19 befinden sich in der breiten Wand jeweils gegenüber den Irisblenden 14,15 und 16. Bis hierher ist die Anordnung herkömmlich und bekannt.

Erfindungsgemäß wird der Wellenwiderstand des Leiters 10 in dem Gebiet, das sich von der Irisblende 14 bis zur Irisblende 15 (oder von der Schraube 17 zur Schraube 18) erstreckt, auf einen Wert reduziert, der mit Z₁₂ bezeichnet ist, indem die schmale Querschnittsabmessung des Leiters 10 durch die leitende Platte 20 verengt wird, während er im Gebiet zwischen den Irisblenden 15 und 16 (oder den Schrauben 18 und 19) durch die leitende Platte 21 auf einen Wert reduziert wird, der mit Z₂₃ bezeichnet ist. Bei der dargestellten Form führen die Schrauben 17, 18 und 19 durch Löcher in den Platten 20 und 21, wobei das Ende jeder Platte mit dem Durchmesser einer Schraube zusammenfallen soll.

Um das Erfindungsprinzip zu erläutern und die Impedanzwerte Z₁₂ und Z₂₃ erfindungsgemäß zu bestimmen, wird ein Verfahren angewendet, das in der Filtertechnik bekannt ist, bei dem von einem schematischen Tiefpaßfilter mit punktförmig zusammengezogenen Elementen und mit der gewünschten Ubertragungskennlinie ausgegangen wird, dann das Ubertragungsleitungsäquivalent des Schemafilters abgeleitet wird und schließlich die Korrekturen vorgenommen werden, die notwendig sind, um die Form der Hohlräume mit verteilten Parametern zu beschreiben. Bezüglich einer weiteren Diskussion dieser Lösung und der Berechtigung ihrer Gültigkeit wird auf die Standardwerke verwiesen, z. B. »Microwave Transmission Circuits« von G. L. R a g a n, Radiation Laboratory Series, Bd. 9, McGraw-Hill Book Co., New York 1951, oder auf veröffentlichte Aufsätze, z. B. »Microwave Band-Stop Filters with Narrow Stop Bands« von L. Young, G. L. Matthaei und E. M. T. J ο η e s, in der Zeitschrift »IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques«, Bd. MTT-10 (November 1962) Nr. 6, S. 416 bis 427.

In F i g. 2 ist eine typische Tiefpaß-Grundschaltung dargestellt, die aus einer Reiheninduktivität 31, zwei Parallelkondensatoren 32 und 33, einer Quellenimpedanz 34 und einer Belastungsimpßdanz 35 besteht. Die Werte g₀, g_u g₂, g₃ und g_A, die in der obigen Literatur als »<7«-Werte bezeichnet werden, sind die normierten Elementwerte, die die gewünschte Frequenzabhängigkeit angeben.

Das Ubertragungsleitungsäquivalent der F i g. 2 ist in F i g. 3 dargestellt, in der eine kurzgeschloissene Stichleitung 36 mit dem Wellenwiderstand Z₂ und der Länge I das induktive Element 31 ersetzt, während die offenen Stichleitungen 37 und 38 mit der charakteristischen Admittanz I^ und J^ und der gleichen Länge / die kapazitiven Elemente 32 und 33 ersetzen, und zwar. unter Verwendung der Frequenztransformation

ω = A tan ßl (1)

wobei ω die normierte Grundfilter-Frequenzveränderliche, A die Bandbreiten-Konstante, I die Länge der Stichleitungen und β ihre Fortpflanzungskonstante ist. Wenn man erfindungsgemäß

wählt, wobei /Ig₀ die Wellenlänge der Bandmitten-

frequenz ist, und wenn man die Transformation der Gleichung (1) auf die Wellenwiderstände anwendet, so wird

Y₁ = g_xA; Z₂ =
wobei

und Y₃ = g₃A,

A = W₁ cot

2 W

(3)

(4)

Hierbei ist W₁ die Bandkantenfrequenz (z. B. der 3-db-Punkt des Schemafilters) und A_gl die gewünschte Bandkantenleiterwellenlänge entsprechend W₁.

In F i g. 4 wurde ein Ubertragungsleitungsabschnitt 39 mit einer Länge Z, nunmehr räumen der Fig. 1. Es ist leicht den Wellenwiderstand einer Ubertragungsstichleitung so einzustellen, daß die gewünschten Werte von Z₁, Z₂ und Z₃ erhalten werden, doch ist dies bei einer Hohlraumanordnung fast unmöglich. Andererseits kann der Gütewert Q eines Resonanzhohlraums leicht dadurch geändert werden, daß die Größe seiner Kopplungs-Irisblende verändert wird. Daher ist es offensichtlich ein Vorteil, die Parameter der Hohlräume 11,12 und 13der F i g. 1 durch die Gütewerte Q im belasteten Zustand auszudrücken. Bekanntlich ist ein Halbwellen-Hohlraum mit einem gegebenen Gütewert Q im belasteten Zustand einer kurzgeschlossenen Dreiviertelwellenlängen-Ubertragungsstichleitung mit dem Wellenwiderstand Z äquivalent, wenn gilt:

2Z'

(12)

und derselben Impedanz g₀ wie der Generator vor den Stichleitungen 36 und 37 der F i g. 3 eingefügt, während ein Ubertragungsleitungsabschnitt 41 mit der gleichen Länge und derselben Impedanz g₄ wie die Belastung hinter den Stichleitungen 36 und 38 eingefügt wurden. Durch keine der Einfügungen wird die Amplitudenübertragungskennlinie des Netzwerks geändert. ■ ,- ■

Es sei daran erinnert, daß die Kuroda-Identität einen Austausch einer offenen Stichleitung mit der Impedanz Y und einer verbindenden Leitung mit der Impedanz Z gegen eine kurzgeschlossene Stichleitung mit der Impedanz

Dieser Ausdruck ist bekanntlich ausreichend genau für Frequenzen dicht bei der Resonanzfrequenz, wie in den meisten Wellenleiterfiltern. In gleicher Weise ist es bequemer, die Belastungsimpedanz Ri und die Generatorimpedanz Jl₉ direkt und nicht in ihren normalisierten Äquivalenten g₀ und g₄ auszudrücken. Daher erhält man durch Einsetzen der Gleichung (12) für jede Hohlraumimpedanz in die Gleichungen (7) bis (11) und durch Multiplizieren aller Impedanzen

mit dem Faktor —*- die folgenden Bemessungs-

So

gleichungen für den Aufbau der F i g. 1.

Z²Y

1 + 2Y

(5)

Tabelle 1

35

und eine verbindende Leitung mit der Impedanz

1 +2Y

(6)

40 Q₂ =

3 π

3-π

go
Ag₂

50

erlaubt. Wenn man die Identität der Gleichungen (5) und (6) auf die Leitung 39 und die Stichleitung 37 und dann wieder auf die Leitung 41 und die Stichleitung 38 der Fig. 4 anwendet, erhält man die F i g. 5, für welche gilt: .

3jrg₀

Z₁ =

1 +

Z₁₂ —

go

goY 1 +

Z₂ =. ^g₂ ;

Ag_3g4.

_g4Y₃

(8)

(9)

(10)

(H)

Das Netzwerk der F i g. 5 ist nunmehr demjenigen der F i g. 1 äquivalent, abgesehen von den praktischen Differenzen zwischen den Resonanz-Ubertragungsstichleitungen der F i g. 5 und den Resonanzhohl-

45 Diese Gleichungen definieren die entsprechenden Gütewerte Q einer Reihe von Hohlräumen an Hand der Parameter des Schemafilters für eine gegebene Ubertragungskennlinie, ferner definieren sie erfindungsgemäß die Wellenwiderstände Z₁₂ und Z₂₃, die in den Gebieten zwischen den Hohlräumen mit den Platten 20 und 21 herzustellen sind. Wenn es auch scheinen mag, daß diese Gleichungen kompliziert und schwierig auf eine tatsächliche Anordnung anzuwenden sind, so ist doch zu erkennen, daß, wenn einmal numerische Werte für Z₁₂ und Z₂₃ erhalten wurden, die Bemessung einer tatsächlichen Anordnung nur darin besteht, zu bewirken, daß die Höhe des durch die Platten 20 und 21 eingeengten Leiters dasselbe Verhältnis zu der nicht eingeengten Höhe des Leiters 10 hat, die die gewünschten Impedanzen Z₁₂ oder Z₂₃ zum Wellenwiderstand des Leiters 10 aufweisen.

Wenn das gewünschte Filter symmetrisch ist, wie im Fall eines maximal flachen Filters, des meist gewünschten Typs, sind Q₁ und Q₃ sowie Z₁₂ und Z₂₃ gleich. Dann sind die Platten 20 und 21 auf eine

j 7 8

einzige Platte aus leitendem Material mit der erforder- _ _ 3,-τ / 1 g„

l'/ Wellenlängen ^² ~ 2R \1 + 4g

\1

liehen Dicke und einer Länge von l'/₂ Wellenlängen ^² ~ 2R_g \1 + /4g_ogi Ag₂(I

reduziert. Wenn nur ein Filter mit zwei Hohlräumen

gewünscht wird, definieren die Werte von Q₁, Q₂ und _t

Z₁₂ die erforderlichen Parameter, wenn 5 Z₂₃ = R g_Q( Ag₂ H — )

V * H" AgogiJ

R₁ = R₉ L

Sog3 3 ji J /

ist ^3 ⁼ ~2ji An π ' ^{Μ =} ^gSo[Ag₄. +

Das Erfindungsprinzip kann auch auf Filter mit ίο ^{β SoS3 v}

t ^3 2ji An π ' ^{Μ =}

Das Erfindungsprinzip kann auch auf Filter mit ίο ^SoS3

vier oder mehr Hohlräumen ausgedehnt werden.

Wenn man der gleichen Näherung, die an Hand der q ^⁷¹ / 1

i i

/ 1 g^ \

\1 + Ag₅g₆ Ag₄[I + Ag₅g₆f J

g g q ^

F i g. 2 bzw. 5 dargelegt wurde, z. B. für ein Filter mit ^ 2£₉g₀ \1 + Ag₅g₆ Ag₄[I + Ag₅g₆f fünf Hohlräumen, folgt, erhält man die nachfolgende

" , _ „ _8l /±±ASlSt\

, g, g

Tabelle »on Beziehungen: " , _ „ _8l /±±ASlSt

Tabelle 2 s

^3π (i ι ^l \ 7 - R ( ^{1 + Agog}i \ η - ^{3π g6}

I^{2 +} >^{Z Ä} U J &

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Copy

209.523/335

Claims (4)

.Im Stand der Technik wurde bereits das grund- Patentansprüche: legende Mikrowellenfilter ausgedehnt angewendet, dasauseiner Vielzahl vonleitendbegrenztenResonanz-

1. Elektromagnetisches Mikrowellenfilter, wel- hohlräumen besteht, die an einen leitend begrenzten ches einen leitend begrenzten, rechteckigen Wellen- 5 rechteckigen Wellenleiter an Punkten angekoppelt leiter und eine Vielzahl von Resonanzhohlräumen sind, welche einen Abstand von einem ungeraden Vielaufweist, die mit dem Wellenleiter jeweils durch fachen einer Viertelwellenlänge voneinander haben, eine von einer Vielzahl von in Abstand angeord- Die Einstellung der Resonanzfrequenz und des Güteneten Irisblenden gekoppelt sind, dadurch wertes Q der Hohlräume ergab zahlreiche verschiegekennzeicb.net, daß der Wellenleiter (10) io dene Bandpaß- und Bandsperrfilter mit zahlreichen im Bereich der Irisblenden (14, 15, 16) bezüglich brauchbaren Grenzkennlinien. In den ersten Enteiner Querschnittsabmessung auf eine solche Ab- wicklungsjahren hatten die Hohlräume einen Abmessung (Z₁₂) (durch Teile 20 und 21) reduziert stand von einer Viertelwellenlänge, wobei es ausist, die von der Stelle einer Irisblende (14) bis zur reichte, die Wirkungen jedes Abschnittes des ver-Stelle einer angrenzenden Irisblende (15) gleich- 15 bindenden Wellenleiters zwischen den Hohlräumen förmig bleibt. zu vernachlässigen.

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekenn- Später fand man, daß für physikalisch realisierbare zeichnet, daß die Irisblenden (14, 15, 16) einen Bandsperrfilter in Wellenleitern ein Abstand von Abstand von drei Viertel der Wellenlänge der . einem größeren Vielfachen einer Viertelwellenlänge Wellenenergie im Leiter und für die Mitten- 20 benutzt werden sollte, um zu verhindern, daß die frequenz des Filters voneinander haben. Kopplung von Wellentypen höherer Ordnung zwi-

3. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekenn- sehen benachbartem Hohlraum die Arbeitsweise des zeichnet, daß die Hohlräume (11, 12, 13) etwa die Filters verschlechtert. Die Wirkungen der längeren Hälfte der Wellenlänge der Wellenenergie im verbindenden Abschnitte wird dann zu groß, um für Leiter und für das Durchlaßband des Filters auf- 25 die derzeitigen Bemessungsnormalen außer acht, geweisen, lassen zu werden/M Anbetracht dieser Schwierigkeit

4. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekenn- wurde von B. M.· S c h i f f m a η η und G. L. zeichnet, daß drei Hohlräume mit Gütewerten im Matthaei z.B. in dem Aufsatz »Exact Design belasteten Zustand Q₁, Q₂₅ Ö3 vorhanden sind of Band-Stop Microwave Filters« in der Zeitschrift und daß die Hohlräume durch Wellenleiterab- 3° »IEEE Transactions on Microwave Theory and schnitte mit Wellenwiderständen Z₁₂ und Z₂₃ Techniques« Band MTT-12 (Januar 1964) Nr. 9 auf voneinander getrennt sind, wobei gilt: Seite 6 vorgeschlagen, eine Vielzahl von Viertelwellen-Transformatorenabschnitten zwischen jeden Hohl-

_ .. raum einzuschalten. Wenn diese Lösung auch theore-

Q₁ =——fl + j ζ = R (1 H- Ag₀S₁)'^{1 35} tisch richtig ist, so ist ihre Realisierung doch undurch-

2R_g V Ag_og_t)' ^a führbar, da die komplizierte Form weitere Unstetig

keiten in einer Anordnung bedingt,· die bereits mehr unvermeidbare Unstetigkeiten aufweist, als leicht

3 π g₀ g^ _, kontrolliert werden können. ,

Qz - -qjT ~ΤΓ > ^Z23 = ^Rg — (! + ^a&Sa) 40 Bei Hohlleiterkopplern (The Bell System Technical ⁹ ■ ^So Journal, Vol. 33, Mai 1954, Nr. 3, S. 661 bis 719,

insbesondere Fig. 50A) ist es bereits bekannt, den Querschnitt des Hohlleiters an der Koppelstelle zu

_ _3π|ο_ (^ ₊ _i__\ Ji₁ _-ß JJiL₅ verkleinern. Hierdurch soll eine Differenz zwischen

³ 2jR₃g4 V Ag₃g4.J' ^s go ' 45 den Phasenkonstanten der beiden miteinander ge

koppelten Leitungen geschaffen werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein wobei Mikrowellenfilter der eingangs angegebenen Art so

.---._■ auszubilden, daß das erwünschte Filterverhalten ohne

λ — _r, rr,t (^⁷¹ häX 50 eine große Anzahl von Unstetigkeiten in der Anord-

\ l A_gl/ nung erreicht wird.

Die gestellte Aufgabe wird dadurch gelöst, daß der

R₁ eine Belastungsimpedanz, .R₃ eine Generator- Wellenleiter im-Bereich der Irisblenden bezüglich impedanz ist und g₀, g_x, g₂ und g^. normalisierte einer Querschnittsabmessung auf eine solche Ab-Werte eines mit konzentrierten Elementen aus- 55 messung reduziert ist, die von der Stelle einer Irisgeführten Filters sind, das eine Bandkanten- blende bis zur Stelle einer angrenzenden Irisblende frequenz ω_τ aufweist. gleichförmig bleibt.

Bei einer Weiterbildung der Erfindung haben die Irisblenden einen Abstand von drei Viertel der Wellen-

———Γ~ 6o länge der Wellenenergie im Leiter und für die Mitten

frequenz des Filters voneinander.

Bei einer zweiten Weiterbildung der Erfindung

Die Erfindung betrifft ein elektromagnetisches weisen die Hohlräume etwa die Hälfte der Wellenlänge Mikrowellenfilter, welches einen leitend begrenzten, der Wellenenergie im Leiter und für das Durchlaßband rechteckigen Wellenleiter und eine Vielzahl von 65 des Filters auf.

Resonanzhohlräumen aufweist, die mit dem Wellen- Eine dritte Weiterbildung der Erfindung ist dadurch

leiter jeweils durch eine von einer Vielzahl von im gekennzeichnet, daß drei Hohlräume mit den Güte-Abstand angeordneten Irisblenden gekoppelt sind. werten im belasteten Zustand Q₁, Q₂, Q₃ vorgesehen