DE1613691C3 - Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Induktionsstromes in einem Induktions motor - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Induktionsstromes in einem Induktionsmotor mit mehrphasiger Ständerwicklung, deren Phasenwicklungen über zwei Gruppen von im Pulsbetrieb gesteuerten Halbleiter-Leistungsschaltgliedern eines aus einer Gleichspannungsquelle gespeisten Wechselrichters zyklisch erregt sind, wobei die äußeren Enden der Phasenwicklungen abwechselnd über Leistungsschaltglieder der ersten bzw. zweiten Gruppe an das positive bzw. negative Potential der Gleichspannungsquelle anschaltbar sind, mit den Leistungsschaltgliedern zu deren Durchlaßrichtung antiparallel geschalteten Dioden und mit einer auf Induktionseffekte in den Phasenwicklungen ansprechenden Meßschaltung zur Abgabe eines die vom Wechselrichter angesteuerten Leistungsschaltglieder sperrenden Signals.

Es wurde bereits eine Strombegrenzungsschaltung dieser Art (deutsche Offenlegungsschrift 1 613 743) vorgeschlagen, bei welcher jede Motorphasenwicklung in Reihe zwischen zwei Leistungsschaltgliedern liegt und die auf Induktionseffekte ansprechende Meßschaltung aus Strommeßgliedern in Form von Widerständen besteht, die in den möglichen Induktionsstromkreisen angeordnet sind und beim Überschreiten eines vorgebbaren Induktionsstromes ein Strombegrenzungsschaltglied zwecks Sperrung des vom Induktionsstrom durchflossenen und daher gefährdeten Leistungsschaltgliedes steuern. Hierbei wird also in üblicher Weise der Spannungsabfall an einem stromdurchfiossenen Widerstand dazu benutzt, um den Induktionsstrom zu messen. Ferner ist bei der vorgeschlagenen Schaltung jeder, über eine besondere Gleichspannungsquelle gespeisten Motorphasenwicklung eine besondere Strommeß- und Begrenzungsschaltung für den Induktionsstrom zugeordnet, wobei das Strombegrenzungsschaltglied nur dasjenige Leistungsschaltglied sperrt, welches im Stromkreis der überwachten Motorphasenwicklung liegt und zu diesem Zeitpunkt durch den Wechselrichter gerade angesteuert ist.

Andererseits sind mit geregelten Drehstrom-Umkehrantrieben (Brown-Boverie-Mitteilungen 1964, Nr. 8/9, S. 555 bis 577) bzw. mit Zwangskommutierung (ETZ-A, 1966, Heft 18, S. 649 bis 658) arbeitende Steuerschaltungen für mehrphasige Induktionsmotoren, die insbesondere im Stern geschaltete Ständerwicklungen aufweisen, in mannigfachen Ausführungsformen bekannt. Ebenso sind Einrichtungen zur Umformung von Gleich- in Drehstrom einstellbarer Frequenz mittels Pulsbetrieb von Halbleiter-Leistungsschaltgliedern bekannt (deutsche Patentschrift 1 080 212), welche die Steuerung mehrphasiger Motoren aus einer gemeinsamen Spannungsquelle erlauben, wobei jedoch auf das spezielle Problem einer Induktionsstrombegrenzung nicht näher eingegangen wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Schaltungsanordnung der eingangs beschriebenen Art die Sperrung der durch Induktionseffekte gefährdeten Leistungsschaltglieder von spezifischen Änderungen der Potentiale an den Enden der Phasenwicklungen abhängig zu machen, so daß eine Sperrung bereits vor dem Auftreten eines Induktionsstromes oder aber bereits beim Erreichen sehr geringer Induktionsstromwerte stattfindet, wodurch sich insbesondere erhöhte Leerlauf-Induktionsströme und über die Leistungsschaltglieder verlaufende Kurzschlußströme vermeiden lassen, welche infolge von z. B. im Leerlauf oder bei schwacher Motorbelastung auftretenden Phasenverschiebungen zwischen den in den Motorwicklungen induzierten Spannungen und den durch die Taktfrequenz des Wechselrichters bestimmten Erregerperioden entstehen.

Ein erster Weg zur Lösung dieser Aufgabe ist bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß die Meßschaltung einen mehrphasigen, wie die Ständerwicklung des Motors geschalteten Transformator mit einer der Ständerwicklung parallelgeschalteten Primärwicklung und mit zwei in den Steuerkreisen der ersten bzw. der zweiten Gruppe von Leistungsschaltgliedern liegenden Sekundärwicklungen aufweist und in der einen oder anderen Sekundärwicklung dann ein Sperrsignal erzeugbar ist, wenn das Potential am äußeren Ende einer nicht vom Wechselrichter angesteuerten Motorphasenwicklung das positive bzw. das negative Potential der Gleichspannungsquelle über- bzw. unterschreitet.

In diesem Falle wird das den Induktionseffekt messende Glied durch einen Transformator gebildet, so daß ein Sperrsignal bereits vor der Ausbildung eines Induktionsstromes lediglich auf Grund der in diesem Transformator induzierten Spannung erzeugbar ist und demzufolge die vom Wechselrichter bestimmte zyklische Erregung einer an den positiven bzw. negativen Pol der Gleichspannungsquelle anzuschließenden Phasenwicklung dann vorzeitig unterbrochen wird, wenn das Potential am äußeren Ende der zu diesem Zeitpunkt nicht vom Wechselrichter angesteuerten Phasenwicklung unter das negative Potential der Spannungsquelle absinkt bzw. über deren positives Potential ansteigt.

Ein zweiter Lösungsweg gemäß der Erfindung ist bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art dadurch gekennzeichnet, daß die Meßschaltung zwei, je einer der beiden Gruppen von Leistungsschaltgliedern zugeordnete einphasige Transformatoren aufweist und die Primärwicklung des einen bzw. des anderen Transformators mit den Motorphasenwicklungen in Reihe zwischen die den Leistungsschaltgliedern der einen bzw. der anderen Gruppe antiparallel geschalteten Dioden und das eine bzw. das andere Potential der Gleichspannungsquelle geschaltet ist, während die Sekundärwicklungen jeweils im Steuerkreis der einen bzw. der anderen Gruppe der Leistungsschaltglieder angeordnet sind und dann ein Sperrsignal abgeben, wenn die betreffende Primärwicklung von einem in einer der Motorphasenwicklungen erzeugten Induktionsstrom durchflossen ist.

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In diesem Falle wird in der gleichen Weise eine tung nach F i g. 1 induktiv auf die Primärwicklungen Sperrung der gefährdeten Leistungsschaltglieder be- 10, 11 und 12 eines der Ständerwicklung parallelwirkt, wenn die eine oder andere Primärwicklung des geschalteten dreiphasigen Transformators übertragen, erwähnten Transformators hinreichend durch einen dessen Sekundärwicklungen 10', 11' und 12' zur auftretenden Induktionseffekt erregt wird. 5 Steuerschaltung nach F i g. 2 gehören und dessen

Beide angegebenen Lösungswege haben außerdem Funktion später erläutert wird.

den Vorzug, daß die den Induktionseffekt messenden Die zyklische Schaltung der Transistoren 1 bis 6 Glieder galvanisch von der die Sperrung auslösenden erfolgt mittels der in Fig. 2 dargestellten Steuer-Schaltung getrennt sind. schaltung, welche sich auf die Steuerung der einen

Weitere Erfindungsmerkmale ergeben sich aus den io Transistorgruppe mit den Transistoren 1, 2 und 3

Unteransprüchen. bezieht. Diese Transistoren werden mittels eines

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen an Steuertransformators gesteuert, dessen Sekundärwickzwei Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt lungen 18', 19' und 20' im Basis-Emitterkreis der

F i g. 1 das Schaltbild eines dreiphasigen Induk- Transistoren 1, 2 bzw. 3 liegen und dessen Primär-

tionsmotors mit dem ihn steuernden Wechselrichter 15 wicklungen 18, 19 und 20 ihrerseits mittels der Tran-

sowie der Primärwicklung des die auftretenden In- sistoren 15,16 bzw. 17 erregbar sind. Wenn der Tran-

duktionsspannungen übertragenden Transformators, sistor 15, 16 bzw. 17 leitend ist, wird der Leistungs-

F i g. 2 die dem Motor nach F i g. 1 zugeordnete transistor 1, 2 bzw. 3 in den leitenden Zustand ge-Schaltung zur Steuerung des Wechselrichters und zur schaltet. Dank der Dreiphasenstruktur des Steuer-Erzeugung der Sperrsignale, wobei in dieser Schal- 20 transformators wird erreicht, daß im leitenden Zutung die Sekundärwicklung des erwähnten Transfor- stand eines der drei Leistungstransistoren in den mators angeordnet ist, Basiskreisen der beiden anderen Leistungstransisto-

F i g. 3 ein dem Schaltbild nach F i g. 1 entspre- ren inverse Sperrspannungen erzeugt werden, welche

chendes Schaltbild mit Induktionsstrom-Meßgliedern diese Transistoren im Sperrzustand halten. Der

gemäß einer anderen Ausführungsform und 25 Schaltzyklus findet, wie erwähnt, derart statt, daß nur

F i g. 4 die dem Motor nach F i g. 3 zugeordnete jeweils einer der drei Leistungstransistoren 1, 2 und 3

Schaltung zur Steuerung des Wechselrichters und zur während jeweils eines Arbeitswinkels von 120° lei-

Erzeugung der Sperrimpulse. tend ist.

Der Motor nach F i g. 1 hat die drei Phasenwick- Die Steuerung der Transistoren 15, 16 und 17 er-

lungen R, S und T, welche über einen Wechselrichter 30 folgt mit Hilfe einer nicht dargestellten Schaltung,

mit den Transistoren 1 bis 6 zur Erzeugung eines durch welche zyklisch Steuerspannungen an die

Drehfeldes zyklisch umgeschaltet werden. Die Tran- Basiselektroden dieser Transistoren 15 bis 17 zu

sistoren 1 bis 3 schließen periodisch die zugeordneten deren Umschaltung in den leitenden Zustand gelegt

Wicklungen an das negative Potential der Spannungs- werden. Diese die Transistoren 15 bis 17 steuernde

quelle und sind mit ihren Emittern an die gemein- 35 Schaltungsanordnung kann insbesondere aus einem

same Leitung 8 angeschlossen. Die anderen Tran- in sich geschlossenen elektronischen Zähler bzw. aus

sistoren 4 bis 6 schließen die Wicklungen an den po- einem elektronischen Ringzähler bestehen, welcher

sitiven Pol der Spannungsquelle an und liegen mit ^von einem Impulsgenerator weitergeschaltet wird und

ihren Kollektoren an der gemeinsamen Leitung 9. dessen Ausgangsimpulse auf die Basiskreise der

Von jeder der beiden, aus drei Transistoren bestehen- 40 Transistoren 15 bis 17 verteilt werden,

den Gruppen ist jeweils immer nur einer während Wenn der Motor stark belastet ist, dann ist die in

eines Arbeitswinkels von 120° leitend. Der Schalt- den WicklungenR, S und T nach Fig. 1 induzierte

zyklus verläuft beispielsweise derart, daß während Spannung mit dem Strom und folglich mit dem

eines vollen Kommutierungszyklus der Strom über Kommutierungszyklus in Phase. Wenn dagegen der

folgende Wicklungspaare verläuft: 45 Motor nur sehr schwach belastet ist, dann tritt folgender Effekt auf: Es sei angenommen, daß die Wick-

1. über Wicklung S und R, lung 5 über den Transistor 2 stromführend ist. Die

2. über Wicklung S und T, auftretende Phasenverschiebung zwischen der indu-

3. über Wicklung R und T, zierten Spannung und den bei schwacher Motor-

4. über Wicklung R und S, 5° belastung fließenden Strömen hat dann zur Folge,

5. über Wicklung T und S und ^{daß die in} der Wicklung R erzeugte Spannung nega-

6. über Wicklung T und R. tiver wird als die an der Wicklung S auftretende

Spannung, während diese Wicklung S immer noch

Der Strom über die Leistungstransistoren 1 bis 6 über den leitenden Transistor 2 erregt ist. Es tritt wird durch eine Schaltungsanordnung 7 mit hoher 55 daher ein Kurzschluß der Induktionsspannung derart dynamischer Impedanz und geringen Verlusten be- ^auf, daß ein geschlossener Strompfad über die Wickgrenzt, wie sie beispielsweise bereits in einer Parallel- lung R, die Wicklung S, den Transistor 2 und die anmeldung der gleichen Anmelderin (deutsche Offen- betreffende Diode 13 existiert. Dieser Kurzschlußlegungsschrift 1638 316) vorgeschlagen wurde. Die strom kann den Transistor 2 zerstören und bewirkt Dioden 13 und 14 dienen zur Begrenzung der in den 60 eine unerwünschte Erwärmung der Wicklungen, was Wicklungen R, S und T bei der Sperrung der be- eine Veränderung des Motormoments und eine Retreffenden Stromphase auftretenden Selbstinduktions- duzierung des Wirkungsgrades zur Folge hat.
Spannungen. Um das Auftreten derartiger Kurzschlußströme zu Die Leistungstransistoren 1 bis 6 können durch vermeiden, wird die Schaltung der Transistoren 15 geeignete andere Schaltelemente, insbesondere durch 65 bis 17 in den leitenden Zustand von der Sperrung der Halbleiterthyratrons oder Thyristoren ersetzt werden. als Sperrschaltglieder wirkenden Transistoren 25 bis Die an den Phasenwicklungen R, S und T auftre- 27 abhängig gemacht, deren Basen einerseits über die tenden induzierten Spannungen werden in der Schal- Basiswiderstände 29 an das positive Potential 33 und

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andererseits über je eine Diode 28 an die äußeren bei der einzige Unterschied darin besteht, daß die

Klemmen der Sekundärwicklungen 12', 11' bzw. 10' der dreiphasigen Sekundärwicklung 10', 11' und 12'

des Transformators angeschlossen sind, dessen Pri- entsprechende Sekundärwicklung derart geschaltet

märwicklungen 10, 11 und 12 den Motorwicklungen ist, daß jeweils nur diejenigen Leistungstransistoren

parallel liegen. Über diesen Transformator werden 5 stromführend sein können, deren zugeordnete Phase

also die in den Motorwicklungen induzierten Span- am positivsten ist.

nungen auf die Basiskreise der Transistoren 25, 26 Die bereits erwähnte, nicht dargestellte Schaltungsbzw. 27 zu deren Steuerung übertragen. Der Mittel- anordnung, welche für eine periodische Steuerung punkt der Sternschaltung der dreiphasigen Sekundär- der Transistoren 15, 16 und 17 nach Fig. 2 sorgt und wicklung 10', 11' und 12' des Transformators ist über io welche vorzugsweise aus einem in sich geschlossenen einen Widerstand 30 an ein negatives Hilfspotential elektronischen Impulszähler besteht, kann vorzugs-32 angeschlossen. Zwischen die äußeren Klemmen weise derart eingerichtet sein, daß sie zusätzlich als der Sekundärwicklungen 10', 11' und 12' sowie die Funktion der in den Motorwicklungen R, S und T an Massepotential liegenden Emitter der Transistoren induzierten Spannungen arbeitet. Es läßt sich dann 25, 26 bzw. 27 sind Dioden 31 geschaltet. Auf diese 15 insbesondere erreichen, daß der elektrische Nenn-Weise wird erreicht, daß aufeinanderfolgend diejenige winkel von 120° jeder Kommutierungsphase etwas Diode stromführend ist, deren zugehörige Wicklungs- verringert wird, wodurch man die Funktion der phase das negativste Potential von allen drei Phasen Schaltung nach F i g. 2 zur Unterdrückung möglicher hat; solange also irgendeine der drei Sekundärphasen Kurzschlußströme unterstützt, unerwünschte Erwär-10', 11' bzw. 12' das stärkste negative Potential der 20 mungen und Momentänderungen des Motors vermeidrei Phasen hat, fließt über die betreffende Diode 31 det und den Wirkungsgrad verbessert.
Strom. Es ist ferner möglich, die Steuerung der Transisto-

Im weiter oben betrachteten Beispiel einer schwa- ren 15, 16 und 17 in der Weise direkt als Funktion chen Motorbelastung arbeitet die Schaltung nach der in den Motorwicklungen induzierten Spannungen Fig. 2 folgendermaßen: Es war angenommen, daß 25 vorzunehmen, daß diese Transistoren 15, 16 und 17 die Phase R negativer als die Phase S ist. Entspre- durch einen nicht dargestellten, eine geeignete Vorchend ist die Transformatorphase 12' negativer als spannung liefernden Widerstand und bei Sperrung die Phase 11'. Unter diesen Bedingungen wird wegen der Transistoren 25 bis 27 zyklisch in den leitenden der durch die Dioden erzeugten Stromverteilung der Zustand geschaltet werden. Die Erzeugung der erTransistor 26 leitend, was eine Sperrung des Tran- 30 wähnten Vorspannung erfolgt dann direkt als Funksistors 16 und damit des Leistungstransistors 2 zur tion der in den Phasenwicklungen des Motors indu-Folge hat. Durch die Sperrung des Leistungstran- zierten Spannungen. Diese wenigstens in bestimmten sistors 2 wird der oben beschriebene Kurzschluß ver- Betriebszuständen des Motors anzuwendende Schalmieden. Allgemein wird also durch die Schaltung tung hat den Vorzug, daß eine Phasengleichheit zwinach den Fi g. 1 und 2 erreicht, daß die Transistoren 35 ^{scnen den} während eines Arbeitswinkels auftretenden 15, 16 oder 17 und dementsprechend die Leistungs- Strömen und den entsprechenden induzierten Spantransistoren 1, 2 oder 3 immer nur dann stromfüh- nungen erzeugt wird, so daß ein maximales Motorrend sein können, wenn die ihnen zugeordnete Phase moment gewährleistet ist, insbesondere während der R, S oder T momentan das negativste Potential hat. Beschleunigung des Motors. Diese direkte Steuerung

Eine vorzeitige Sperrung des Transistors 16 gemäß 40 der Kommutierung als Funktion der induzierten dem betrachteten Fall könnte eine Flußänderung des Spannung erfordert zusätzliche Schaltungsmaßnahdie Schaltung der Leistungstransistoren steuernden men zur Begrenzung und Stabilisierung der Motor-Steuertransformators in dem Sinne zur Folge haben, drehzahl sowie zur Erzielung einer Kommutierungsdaß die Leistungstransistoren 1 oder 3 leitend wer- folge während des Motoranlaufes, wenn nämlich die den. Um diesen möglichen Effekt zu vermeiden, ist 45 ^{m den} Motorwicklungen R, S und T induzierten nach F i g. 2 eine Verriegelungsschaltung vorgesehen, Spannungen noch Null bzw. so klein sind, daß sie für welche die beiden Transistoren 21 und 22 umfaßt. eine Steuerung nicht ausreichen. Die erwähnte direkte Der Emitter-Basis-Strecke des Transistors 22, dessen Steuerung der Kommutierungsfolge durch die in den Emitter am positiven Potential 33 liegt, ist einerseits Motorwicklungen induzierten Spannungen kann, ein Widerstand 23 und andererseits eine Diode par- 50 wenn diese induzierten Spannungen einen bestimmallelgeschaltet. Der Kollektor des Transistors 22, ten ausreichenden Wert übersteigen, derart erfolgen, welcher über einen Widerstand 24 an Masse liegt, ist daß die Primärwicklungen 18 bis 20 des Steuertransan die Basis des Transistors 21 angeschlossen, wäh- formators und die Transistoren 15 bis 17 in Verbinrend die Basis des Transistors 22 mit dem Emitter des dung mit anderen geeigneten elektrischen Bauelemen-Transistors 21 verbunden ist. 55 ten einen dreiphasigen Oszillator bilden, welcher

Wenn einer der Transistoren 15 bis 17 leitend ist, durch die induzierten Spannungen erregt wird,
dann befindet sich auch infolge des Spannungsabfalls Im folgenden Ausführungsbeispiel ist die Schalam Widerstand 23 der Transistor 22 im leitenden tungsanordnung derart getroffen, daß ein durch die Zustand, wodurch der Verriegelungstransistor 21 ge- in den Motorwicklungen induzierten Spannungen sperrt ist. Wenn dagegen die Transistoren 15 bis 17 60 auftretender Kurzschlußstrom bis zu einer gewissen, gesperrt sind, dann befindet sich auch der Transistor für die Schaltelemente ungefährlichen Grenze zuge-22 im Sperrzustand, während der Transistor 21 über lassen und ein diesen Kurzschlußströmen proportioden Widerstand 24 leitend wird, was die Sperrung der nales Meßsignal erzeugt wird, welches bei ÜberPrimärwicklungen 18 bis 20 des Steuertransformators schreiten eines vorgebbaren Schwellwerts die Sperzur Folge hat. 65 rung der betreffenden Gruppe von Leistungstransisto-

Die Steuerung der anderen Gruppe der Leistungs- ren vorzeitig vor Erreichen des vollen Arbeitsnenntransistoren 4, 5 und 6 erfolgt über eine der Schal- winkeis des betreffenden Kommutierungskanals betung nach F i g. 2 völlig analoge Steuerschaltung, wo- wirkt. Dieses Meßsignal wird durch in den vorge-

sehenen Kurzschlußstrompfaden angeordnete stromempfindliche Meßglieder erzeugt, bei denen es sich insbesondere um Widerstände handeln kann.

Im Schaltbild nach F i g. 3 werden wiederum die drei Wicklungen R, S und T eines Motors über einen Wechselrichter mit den sechs Leistungstransistoren 41 bis 46 periodisch erregt, von denen die Transistoren 41 bis 43 die entsprechenden Wicklungen an das negative Potential 48 und die drei anderen Transistoren 44 bis 46 an das positive Potential 49 schalten. Der Kommutierungszyklus entspricht vorzugsweise wieder dem beim ersten Ausfiihrungsbeispiel erläuterten Zyklus. Die durch beispielsweise einen Impulszähler gesteuerte normale Kommutierungsfolge ist derart gewählt, daß jeweils nur einer der Leistungstransistoren jeder Gruppe 41 bis 43 bzw. 44 bis 46 während des betreffenden Nennarbeitswinkels leitend ist. Die Dioden 59 und 60 begrenzen die Selbstinduktionsspannungen bei Sperrung der betreffenden Leistungstransistoren, vermeiden eine Spannungsumkehr an diesen Transistoren und schließen unter den im folgenden noch näher beschriebenen Bedingungen einen Kurzschlußstrompfad. Ein derartiger Kurzschlußstrompfad verläuft beispielsweise, gemäß dem an Hand der Fig. li-und 2 betrachteten Falle, über die Wicklungen R und S, den Leistungstransistor 42, die Widerstände 56 und 55 sowie die zur Wicklung R führende Diode 59. Allgemein fließt im Falle eines Kurzschlusses, an welchem einer der Leistungstransistoren 41, 42 bzw. .43 der einen Transistorgruppe beteiligt ist, über die. Widerstände 55 und 56 sowie eine der Dioden 59 Strom, während ein Kurzschlußstrom unter Beteiligung eines der Transistoren 44,45 oder 46 der anderen Leistungstransistorgruppe über eine der Dioden 60 sowie die beiden Widerstände 58 und 57 fließt. Bei Abwesenheit von Kurzschlußströmen wird während des Motorbetriebs wohlgemerkt immer nur einer der Widerstände jedes Widerstandspaares 55 und 56 bzw. 57 und 58 vom Strom durchflossen, und zwar entweder die beiden Widerstände

57 einerseits und 56 andererseits vom normalen Motorstrom, welcher vom Pluspotential 49 über die jeweils leitende Phase zum negativen Potential 48 fließt, oder aber es wird nur der Widerstand 58 bzw. 55 vom zur Spannungsquelle zurückfließenden Induktionsstrom einer der Motorwicklungen passiert. Nur im Falle des Auftretens des beschriebenen Kurzschlusses werden also gleichzeitig entweder die beiden Widerstände 55 und 56 oder die beiden Widerstände

58 und 57 vom Strom durchflossen, so daß das Auftreten gleichzeitiger Spannungsabfälle an einem der beiden Widerstandspaare ein Kriterium für den Kurzschlußstrom ist, der auf diese Weise gemessen und so von den übrigen auftretenden Strömen unterschieden werden kann.

Zu diesem Zwecke ist jedem der beiden Widerstandspaare 55 und 56 einerseits und 57 und 58 andererseits die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors 50 bzw. 51 in Reihe mit einer Wicklung 52 bzw. 53 parallelgeschaltet. Die Basen dieser Transistoren 50 und 51 werden mit einer festen hochfrequenten Spannung beaufschlagt, so daß der an den erwähnten Widerstandspaaren auftretende Spannungsabfall im Rhythmus dieser hochfrequenten Steuerspannung über die Wicklung 52 bzw. 53 und den betreffenden Transistor kurzgeschlossen wird. Dementsprechend wird an den Wicklungen 52 bzw. 53, welche die Primärwicklungen eines Transformators bilden, eine Wechselspannung erzeugt, welche über die betreffenden Sekundärwicklungen des Transformators in der an Hand der F i g. 4 beschriebenen Weise zur Steuerung verwendet wird.
Wie beim ersten Ausführungsbeispiel ist in Reihe mit dem Arbeitsstrompfad des Motors eine den Strom begrenzende Baueinheit 47 mit einer hohen dynamischen Impedanz angeordnet.

Die beiden Transistorgruppen mit den Leistungstransistoren 41, 42 und 43 einerseits sowie 44, 45 und 46 andererseits werden wieder, wie beim ersten Ausführungsbeispiel, über je einen dreiphasigen Steuertransformator zyklisch geschaltet, wobei die Sekundärwicklungen dieser Transformatoren die in den Basis-Emitter-Kreisen der Leistungstransistoren liegenden Wicklungen sind. Für die Transistorgruppe mit den Leistungstransistoren 41, 42 und 43 ist eine Steuerschaltung mit der dreiphasigen Primärwicklung des Steuertransformators in F i g. 4 dargestellt. Eine ganz analoge Steuerschaltung gehört zu der anderen Transistorgruppe mit den Leistungstransistoren 44, 45 und 46.

Nach F i g. 4 liegen die Primärwicklungen des Steuertransformators in den Arbeitskreisen der drei Steuertransistoren 61, 62 und 63, in deren Basiskreise die Transistoren 64, 65 bzw. 66 geschaltet sind.

Der Leistungstransistor 41 bzw. 42 bzw. 43 ist dann leitend, wenn der zugehörige Transistor 64 bzw. 65 bzw. 66 gesperrt und demzufolge der zugehörige Steuertransistor 61 bzw. 62 bzw. 63 leitend ist. Die dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 entsprechende Verriegelungsschaltung mit dem Verriegelungstransistor 76 sorgt dafür, daß bei einer gleichzeitigen Sperrung der Transistoren 61 bis 63 notwendigerweise auch gleichzeitig die drei Leistungstransistoren 41, 42 und 43 gesperrt sind.

Die zyklisch aufeinanderfolgende Sperrung der Transistoren 64 bis 66, von denen sich immer nur einer im Sperrzustand befinden soll, wird, wie beim ersten Ausführungsbeispiel erwähnt, durch einen elektronischen Impulszähler gesteuert, welcher in F i g. 4 durch den Block 67 dargestellt ist und der mit von einem Impulsgenerator herrührenden Zählimpulsen 75 beaufschlagt wird. Eine geeignete, nicht dargestellte Verteilerschaltung innerhalb des Blocks 67 sorgt für die Verteilung der vom Impulszähler abgegebenen Signale über die Widerstände 68 auf die drei Steuerkanäle zur Kommutierung.

Außerdem ist im Beispiel nach F i g. 4 eine weitere Steuerung der Transistoren 64 bis 66 als Funktion des Betriebszustandes einer bistabilen Kippstufe vorgesehen, welche die beiden Transistoren 70 und 71 einschließt. Wenn der Transistor 70 leitend ist, dann hat diese bistabile Kippstufe keinen Einfluß auf den Sperrzustand oder den Leitungszustand der Transistoren 64 bis 66. Wenn dagegen der Transistor 70 gesperrt ist, dann sind die Transistoren 64 bis 66 stromführend, weil ihre Basen infolge des durch die Widerstände 69 fließenden Stroms eine entsprechende Vorspannung erhalten. In diesen Fällen sind also die Leistungstransistoren 41 bis 43 gesperrt.

Die den Impulszähler 67 beaufschlagenden Impulse 75, welche den Erregungszyklus bestimmen, werden über einen Kondensator auch auf die bistabile Kippstufe mit den Transistoren 70 und 71 gegeben und bewirken, daß bei jedem eintreffenden Impuls 75 der Transistor 70 leitend wird, also diese Kippstufe keinen Einfluß auf die Steuerschaltung des Wechselrich-

ters hat. Andererseits beeinflußt auch die in der Sekundärwicklung 52' des erwähnten Transformators induzierte Spannung den Zustand der bistabilen Kippstufe. Wie bereits beschrieben, wird in der Wicklung 52' immer dann eine Spannung induziert, wenn die Primärwicklung 52 in der Schaltung nach F i g. 3 bei Gegenwart eines Kurzschlußstromes hinreichend erregt wird. In der Sekundärwicklung 52' auftretende Spannungsimpulse haben eine Umschaltung der bistabilen Kippstufe durch Sperrung des Transistors 70 zur Folge, sobald die dem Kurzschlußstrom in der Schaltung nach F i g. 3 proportionale Meßspannung am Widerstandspaar 55 und 56 einen vorgebbaren Schwellwert übersteigt. Beim Auftreten eines derartigen Kurzschlußstromes in der Schaltung nach F i g. 3 wird also über den Transformator 52, 52' und die bistabile Kippstufe mit den Transistoren 70 und 71 auf alle Fälle eine Sperrung aller drei Leistungstransistoren 41, 42 und 43 dieser Transistor-

gruppe bewirkt. Diese Sperrung dauert so lange an, bis der nächste Steuerimpuls 75 eintriSt und die bistabile Kippstufe durch Ansteuerung des Transistors 70 zurückschaltet.

Zur Speisung der Schaltung nach F i g. 4 dient eine Hilfsspannung mit dem negativen Potential bei 73 und dem positiven Potential bei 74.

Die beschriebene Schaltung nach den F i g. 3 und 4 erlaubt es also, Kurzschlußströme infolge der in den Motorwicklungen induzierten Spannungen bis zu einem vorgebbaren Grenzwert zuzulassen, wodurch insbesondere eine elektrische Bremsung des Motors bei Verringerung der Impulsfolgefrequenz der Steuerimpulse 75 erzielbar ist. Wenn die Speisung des Motors über Gleichrichter erfolgt, dann kann beispielsweise noch eine geeignete Spannungsbegrenzungsschaltung vorgesehen sein, welche während der Verringerung der Impulsfolgefrequenz der Steuerimpulse auftretende Überspannungen verhindert.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Induktionsstromes in einem Induktionsmotor mit mehrphasiger Ständerwicklung, deren Phasenwicklungen über zwei Gruppen von im Pulsbetrieb gesteuerten Halbleiter-Leistungsschaltgliedern eines aus einer Gleichspannungsquelle gespeisten Wechselrichters zyklisch erregt sind, wobei die äußeren Enden der Phasenwicklungen abwechselnd über Leistungsschaltglieder der ersten bzw. zweiten Gruppe an das positive bzw. negative Potential der Gleichspannungsquelle anschaltbar sind, mit den Leistungsschaltgliedern zu deren Durchlaßrichtung antiparallelgeschalteten Dioden und mit einer auf Induktionseffekte in den Phasenwicklungen ansprechenden Meßschaltung zur Abgabe eines die vom Wechselrichter angesteuerten Leistungsschaltglieder sperrenden Signals, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßschaltung einen mehrphasigen, wie die Ständerwicklung (R, S, T) des Motors geschalteten Transformator mit einer der Ständerwicklung parallelgeschalteten Primärwicklung (10, 11, 12) und mit zwei in den Steuerkreisen der ersten bzw. der zweiten Gruppe von Leistungsschaltgliedern (z. B. Transistoren 1, 2, 3; 4, 5, 6) liegenden Sekundärwicklungen (10', 11', 12') aufweist und in der einen oder anderen Sekundärwicklung dann ein Sperrsignal erzeugbar ist, wenn das Potential am äußeren Ende einer nicht vom Wechselrichter angesteuerten Motorphasenwicklung das positive bzw. das negative Potential der Gleichspannungsquelle über- bzw. unterschreitet.

2. Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Induktionsstromes in einem Induktionsmotor mit mehrphasiger Ständerwicklung, deren Phasenwicklungen über zwei Gruppen von im Pulsbetrieb gesteuerten Halbleiter-Leistungsschaltgliedern eines aus einer Gleichspannungsquelle ge-' speisten Wechselrichters zyklisch erregt sind, wobei die äußeren Enden der Phasenwicklungen abwechselnd über Leistungsschaltglieder der ersten bzw. zweiten Gruppe an das positive bzw. negative Potential der Gleichspannungsquelle anschal tbar sind, mit den Leistungsschaltgliedern zu deren Durchlaßrichtung antiparallelgeschalteten Dioden und mit einer auf Induktionseffekte in den Phasenwicklungen ansprechenden Meßschaltung zur Abgabe eines die vom Wechselrichter angesteuerten Leistungsschaltglieder sperrenden Signals, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßschaltung zwei, je einer der beiden Gruppen von Leistungsschaltgliedern (z. B. Transistoren 41, 42, 43; 44, 45, 46) zugeordnete einphasige Transformatoren aufweist und die Primärwicklung (52; 53) des einen bzw. des anderen Transformators mit den Motorphasenwicklungen (R, S, T) in Reihe zwischen die den Leistungsschaltgliedern der einen bzw. der anderen Gruppe (z. B. Transistoren 41, 42, 43; 44, 45, 46) antiparallel geschalteten Dioden (59; 60) und das eine (48) bzw. das andere Potential (49) der Gleichspannungsquelle geschaltet ist, während die Sekundärwicklungen (52', 53') jeweils im Steuerkreis der einen bzw. der anderen Gruppe der Leistungsschaltglieder angeordnet sind und dann ein Sperrsignal abgeben, wenn die betreffende Primärwicklung von einem in einer der Motorphasenwicklungen erzeugten Induktionsstrom durchflossen ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 mit einer im Stern geschalteten Motorständerwicklung, dadurch gekennzeichnet, daß die äußeren Klemmen der ersten ebenfalls im Stern geschalteten Sekundärwicklung (10', 11', 12') des Transformators einerseits über je eine Diode (28) an den Eingangskreis von in den Steuerkreisen der betreffenden Gruppe von Leistungsschaltgliedern (z. B. Transistoren 1, 2, 3) liegenden Sperrschaltgliedern (z. B. Transistoren 25, 26, 27) und andererseits über je eine Diode (31) an das negative Potential der die Sperrschaltglieder und die Steuerkreise speisenden Spannungsquelle angeschlossen sind, während der Mittelpunkt der Sternschaltung dieser Sekundärwicklung über einen Widerstand (30) an einem Hilfspotential (32) liegt, das negativer als das erwähnte negative Potential ist, und daß die zweite Sekundärwick- _t lung des Transformators in analoger Weise ange-.schlossen ist und mit dem Mittelpunkt ihrer Sternschaltung an einem entsprechend positiven Hilfspotential liegt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklungen (52; 53) beider Transformatoren in Reihe mit einer Zerhackerschaltung (50, 51) liegen und dieser Reihenschaltung ein Widerstandspaar (55, 56; 57, 58) parallelgeschaltet ist, wobei die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen jedes Paares mit dem negativen bzw. positiven Potential (48 bzw. 49) der Gleichspannungsquelle verbunden ist und daher nur im Falle des Auftretens des erwähnten Induktionsstromes beide Widerstände eines Paares gleichzeitig von diesem Strom durchflossen sind.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung (52') jedes Transformators im Eingangskreis je einer ein' Sperrschaltglied bildenden bistabilen Kippstufe (70, 71) liegt, deren Ausgang an den ^ gemeinsamen Steuerkreis (61, 62, 63) der betreffenden Gruppe von Leistungsschaltgliedern

(z. B. Transistoren 41, 42, 43) angeschlossen ist, und daß die bistabile Kippstufe (70, 71) durch die den Wechselrichter steuernden Steuerimpulse (75) in einen Betriebszustand schaltbar ist, in welchem die zyklische Ansteuerung der Leistungsschaltglieder nicht beeinflußt ist, jedoch bei Überschreiten eines bestimmten Spannungsabfalls an der Sekundärwicklung (52') zur Sperrung der betreffenden Gruppe von Leistungsschaltgliedern in den anderen Betriebszustand umgeschaltet wird.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Zerhackerschaltung aus einem Transistor (50 bzw. 51) besteht, an dessen Basis eine feste hochfrequente Spannung liegt und dessen Emitter-Kollektor-Strecke in Reihe mit der Primärwicklung (52 bzw. 53) der Transformatoren geschaltet ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei welcher die Leistungsschaltglieder über einen Steuertransformator von ihren Steuerkreisen ansteuerbar sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine zusätzliche Verriegelungsschal-

tung (z. B. Transistoren 21,22,23; 76) vorgesehen ist, welche den Sperrzustand der vom Sperrsignal beaufschlagten Gruppe von Leistungsschaltgliedern aufrechterhält, wenn infolge der Sperrung eines dieser Leistungsschaltglieder durch das Sperrsignal Induktionseffekte im Steuertransformator (18,19, 20; 18', W, 20') auftreten.