DE1563549C3 - Procedure for triggering switching processes in accordance with the reactive consumption in alternating current networks - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Auslösung von Schaltvorgängen nach Maßgabe des Blindleistungsverbrauchs in Wechselstromnetzen und Schaltungsanordnungen zur Durchführung dieses Verfahrens. Es wird vorteilhaft bei Blindleistungsreglern angewendet. Sie sind notwendig, weil über die Tarifbestimmungen der Elektrizitätswerke deren Abnehmer veranlaßt werden, ihre elektrische Energie mit möglichst günstigem Leistungsfaktor zu beziehen. Da Transformatoren, Motoren und viele andere Geräte induktive Leistung benötigen, sorgt man durch Zuschalten geeigneter Kapazitäten dafür, daß der Leistungsfaktor die vorgeschriebene Grenze ,nicht ,unterschreitet. Derartige Kapazitäten müssen aber dem tatsächlichen Anfall induktiver Blindleistung im Netz angepaßt werden, da eine kapazitive Blindleistung zu Spannungserhöhungen führen kann.The invention relates to a method for triggering switching processes in accordance with the reactive power consumption in AC networks and circuit arrangements to carry out this procedure. It is used to advantage in reactive power controllers. she are necessary because the electricity companies' tariff regulations prompt their customers, to obtain their electrical energy with the lowest possible power factor. Because transformers, Motors and many other devices that require inductive power are provided by switching on suitable ones Capacities to ensure that the power factor does not fall below the prescribed limit. Such However, capacities must be adapted to the actual occurrence of inductive reactive power in the network, since a capacitive reactive power can lead to voltage increases.

Um eine derartige Anpassung vornehmen zu körinen, wird der in einem Netz auftretende Blindleistungsverbrauch gemessen und nach Maßgabe des gemessenen Wertes für den Blindleistungsverbrauch ein Signal erzeugt, das zur Auslösung von Schaltvorgärigen, wie der Zu- oder Abschaltung von Kapazitäten, dient. Bei den bekannten Einrichtungen zur Gewinnung solcher Signale wird der Blindleistungsverbrauch mittels Meßeinrichtungen mit mechanischem Meßwerk bestimmt und der Ausschlag des Meßwerks in ein elektrisches ^ Signal umgesetzt (siehe z. B. DT-AS 12 09 647). (.In order to undertake such an adjustment, the reactive power consumption occurring in a network is measured and, according to the measured value for the reactive power consumption, a signal is generated that is used to trigger switching operations, such as connecting or disconnecting capacities. In the known devices for obtaining such signals of the reactive power consumption by means of measuring devices is determined with a mechanical measuring unit and implemented the deflection of the movement into an electric signal ^ (see, for. Example, DT-AS 12 09 647). (.

Bei dieser Lösung werden aus den elektrischen Werten zunächst mechanische Ausschläge gewonnen und diese sodann wieder in elektrische Werte umgewandelt. Dies hat vor allem den Nachteil, daß die mechanischen Teile der Abnützung unterworfen sind und die Zuverlässigkeit der Einrichtung dadurch herabgesetzt wird. Ferner sind mechanische Meßwerte meist lageabhängig. Auch ist die zweimalige Energieumwandlung nicht nur umständlich, sondern sie setzt auch die Meßgenauigkeit herab. .■'·' With this solution, mechanical deflections are first obtained from the electrical values and these are then converted back into electrical values. Above all, this has the disadvantage that the mechanical parts are subject to wear and tear and the reliability of the device is reduced as a result. Furthermore, mechanical measured values are mostly position-dependent. The two-fold energy conversion is not only cumbersome, but it also reduces the measurement accuracy. . ■ '·'

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, das rein elektrisch arbeitet und somit die zweimalige Energieumwandlung vermeidet.The invention is based on the object of creating a method of the type mentioned at the outset, which works purely electrically and thus avoids the double conversion of energy.

Das erfindungsgemäße Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, daß durch Abtasten des Momentanwertes der Amplitude einer dem Strom im Wechselstromnetz entsprechenden Halbwellenspannung während eines vorbestimmten Phasenwinkels der Netzspannung jeweils von der Größe der Blindstromkomponente abhängige Impulse erzeugt werden, deren auf mehrere ί Perioden der Wechselspannung bezogener Mittelwert beim Überschreiten eines vorgegebenen Wertes ein Signal zur Auslösung der Schaltvorgänge abgibt. Je nach Wahl des Phasenwinkels der Netzspannung unter der die Abtastung erfolgt, können hierbei in der Amplitude von der induktiven oder kapazitiven Blindstromkomponente abhängige Impulse erzeugt werden. Erfolgt z. B. eine Tastung jeweils bei einer Phasenlage π der Netzwechselspannung, so ergeben sich von der induktiven Blindstromkomponente abhängige Impulsamplituden, wogegen bei einer Tastung in der Phasenlage Null eine Abhängigkeit von der kapazitiven Blindstromkomponente entsteht.The method according to the invention is characterized in that by sampling the instantaneous value of the amplitude of a half-wave voltage corresponding to the current in the AC network during a predetermined phase angle of the network voltage, pulses are generated which are dependent on the magnitude of the reactive current component and whose mean value based on several ί periods of the AC voltage when one is exceeded given value emits a signal to trigger the switching processes. Depending on the choice of the phase angle of the mains voltage under which the sampling takes place, the amplitude of the pulses can be generated that are dependent on the inductive or capacitive reactive current component. If z. If, for example, keying is performed at a phase angle π of the AC mains voltage, the result is pulse amplitudes that are dependent on the inductive reactive current component, whereas when keying is performed in phase position zero, there is a dependence on the capacitive reactive current component.

Gemäß einer Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird der Halbwellenspannung, die dem Strom im Wechselstromnetz entspricht, eine einstellbare Gleichspannung derart gegengeschaltet, daß beim ; Abtasten der Momentanwerte der Halbwellenspannung \, Impulse mit einer Amplitude erzeugt werden, die der Differenz der jeweiligen Momentanwerte mit der gegengeschalteten Gleichspannung entsprechen.According to a further development of the method according to the invention, the half-wave voltage, which corresponds to the current in the alternating current network, is counteracted by an adjustable direct voltage in such a way that when; Sampling of the instantaneous values of the half-wave voltage \, pulses are generated with an amplitude which corresponds to the difference between the respective instantaneous values with the counter-connected DC voltage.

In F i g. 1 ist ein Schaltbild für die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens dargestellt, dessen Wir-In Fig. 1 shows a circuit diagram for carrying out the method according to the invention, the effects of which

kungsweise durch die F i g. 2 veranschaulicht ist.k by way of FIG. 2 is illustrated.

In F i g. 1 ist R der Spannung führende Leiter und M₉ der Nulleiter eines einphasigen Wechselstromnetzes. Dieses Netz sei durch eine komplexe Last R + jx belastet. Der dadurch auftretende Strom wird in an sich bekannter Weise mittels eines Stromwandlers 1 erfaßt. Die Ausgangsspannung des Stromwandlers 1 liegt an der Primärseite des Transformators T\. Seine Sekundärseite liefert eine dem Strom proportionale Spannung V_t. Sie wird mittels des Einweggleichrichters Gi, der auf den Belastungswiderstand W\ arbeitet, gleichgerichtet. An ihm fällt eine Spannung U\ in Form einer Halbwellenspannung ab. Die Scheitelwerte dieser Halbwellen entsprechen nach Betrag und Phase dem Strom im Wechselstromnetz R; Mp. Wie ohne weiteres einzusehen ist, ist der Momentanwert der Spannung U\ im Zeitpunkt des Nulldurchganges der Netzspannung der Amplitude der Blindstromkomponente proportional, denn die Wirkstromkomponente des Stroms geht : in diesem Zeitpunkt wie die Netzspannung durch Null. ;■.: Die Primärseite des Transformators T₂ ist zwischen den Spannung führenden Leiter R und den Nulleiter Mp geschaltet. Die erste Sekundärwicklung T₂Si des Transformators T₂ liefert über den Gleichrichter G₂ eine Gleichspannung, die nach Siebung durch den Kondensator C\ und Stabilisierung mittels der Zenerdiode Z\ als Versorgungsspannung für die Schaltungsanordnung dient. Die zweite Sekundärwicklung T₂S₂ des Transformators T₂ liefert eine Wechselspannung, die von dem Gleichrichter G3 gleichgerichtet wird. Die so erzeugte Gleichspannung wird nach Siebung durch den Kondensator C₂ mittels der Zenerdiode Z₂ stabilisiert. Diese stabilisierte Gleichspannung £/₀ liegt; an dem Widerstand W₂, der einpolig mit dem Widerstand W\ verbunden ist. Die Spannungen U\ und i/o sind derart 35· gepolt, daß ihr positiver Pol am Verbindungspunkt der Widerstände W\ und W₂ liegt. Der Widerstand W₂ ist als Potentiometer ausgebildet :In Fig. 1, R is the live conductor and M _{9 is} the neutral conductor of a single-phase AC network. Let this network be loaded by a complex load R + jx. The resulting current is detected in a manner known per se by means of a current transformer 1. The output voltage of the current transformer 1 is on the primary side of the transformer T \. Its secondary side supplies a voltage V _t proportional to the current. It is rectified by means of the half-wave rectifier Gi, which works on the load resistance W \ . A voltage U \ drops across it in the form of a half-wave voltage. The peak values of these half-waves correspond in magnitude and phase to the current in the alternating current network R; Mp. As can be seen without further ado, the instantaneous value of the voltage U \ at the point in time of the zero crossing of the network voltage is proportional to the amplitude of the reactive current component, because the active current component of the current goes through zero like the network voltage at this point in time. ; ■ .: The primary side of the transformer T ₂ is connected between the live conductor R and the neutral conductor Mp . The first secondary winding T ₂ Si of the transformer T ₂ supplies a direct voltage via the rectifier G ₂ , which, after filtering by the capacitor C \ and stabilization by means of the Zener diode Z \, serves as a supply voltage for the circuit arrangement. The second secondary winding T ₂ S _{2 of} the transformer T ₂ supplies an alternating voltage which is rectified by the rectifier G3 . The DC voltage generated in this way is stabilized by means of the Zener diode Z ₂ after being screened by the capacitor C _2. This stabilized DC voltage is £ / ₀ ; at the resistor W ₂ , which is unipolarly connected to the resistor W \ . The voltages U \ and i / o are polarized in such a way that their positive pole is at the connection point of the resistors W \ and W ₂ . The resistor W ₂ is designed as a potentiometer:

Zwischen seinem Abgriff a und dem zweiten Anschlußodes Widerstandes MKi liegt also die Differenz , zwischen der Spannung Ui und dem mittels des Abgriffes a eingestellten Bruchteil U₂ der Spannung U₀. Between its tap a and the second connection of the resistor MKi, there is the difference between the voltage Ui and the fraction U _{2 of} the voltage U ₀ set by means of the tap a.

In Fi g. 2 ist das Verhalten dieser Spannungsdifferenz bei verschiedenen Strömen im Leiter Λ dargestellt. \ Fig.2a zeigt den zeitlichen Verlauf der Netzspan- _4S nung. ?; , ·■-.■■:;■:.· ,-r-^jj^.- Ϊλ:; .·..>.' '■':., '■■■■ In Fi g. 2 shows the behavior of this voltage difference with different currents in conductor Λ. \ 2a shows the time curve of the mains voltage _4S. ?; , · ■ -. ■■:; ■:. · , -R- ^ jj ^ .- Ϊλ :; . · ..>. ''■':.,'■■■■

In Fig.2b ist als gestrichelte Linie eine Halbwellenspannung dargestellt, wie sie als Spannung Ui,am ; Widerstand Wi auftritt, wenn im Leiter R ein reiner Wirkstrom mit steigender Amplitude fließt Ferner ist die der Spannung Ui gegengeschaltete, als strichpunktierte Linie gezeichnete Gleichspannung -1/2 und die sich aus den 5 beiden gegeneinander geschalteten Spannungen Ui und U₂ ergebende als ausgezogene Kurve gezeichnete resultierende Spannung U\ — U₂ dargestellt Die Momentanwerte dieser Spannung sind _;:i zu allen den ungeraden Vielfachen von'· "πZ derΓ11 Netzspannung entsprechenden Zeitpunkten gleich der Spannung — U₂, wie die von der Nullinie ausgehenden Pfeile zeigen. Sie sind unabhängig von der Amplitude der Halbwellenspannung Uu da der Momentanwert der Halbwellenspannung bei allen Nulldurchgängen der Netzspannung gleich Null sein muß, solange keine Blindstromkomponente vorhanden ist.In Figure 2b, a half-wave voltage is shown as a dashed line, as it is as a voltage Ui, am ; Resistance Wi occurs when a pure active current with increasing amplitude flows in the conductor R. Furthermore, the direct voltage opposite to the voltage Ui , shown as a dash-dotted line, is -1/2 and the two voltages Ui and U ₂ connected against each other as a solid curve subscribed resulting voltage U \ - U ₂ shown are the instantaneous values of _{voltage; i} to all the odd multiples of '· "πZ derΓ 11 mains voltage appropriate times equal to the voltage - U ₂ as emanating from the zero line arrows indicate you are. regardless of the amplitude of the half-wave voltage Uu, since the instantaneous value of the half-wave voltage must be zero at all zero crossings of the mains voltage as long as no reactive current component is present.

In F i g. 2c sind in gleichartiger Darstellungsweise die Verhältnisse bei steigendem Strom mit einer induktiven Blindstromkomponente und in Fig.2d bei steigendem Strom mit einer kapazitiven Blindstromkomponente gezeigt. Wie aus den Figuren erkennbar ist, tritt für den Fall, daß die Spannung U₂ gleich Null ist, als Momentanwert der Halbwellenspannung zu den Zeiten ungerader Vielfacher von η immer dann und nur dann ein von Null verschiedener Werte auf, wenn der Strom eine induktive Blindstromkomponente aufweist. Eine kapazitive Blindstromkomponente macht sich dadurch bemerkbar, daß der Momentanwert, gleiche Polung des Gleichrichters Gi vorausgesetzt, beim Nulldurchgang der Netzspannung im entgegengesetzten Sinne, d. h. zu den Zeitpunkten ungerader Vielfacher von n, von Null verschieden ist.In Fig. In a similar representation, the relationships with increasing current with an inductive reactive current component and in FIG. 2d with increasing current with a capacitive reactive current component are shown in a similar representation. As can be seen from the figures, in the event that the voltage U _{2 is} equal to zero, the instantaneous value of the half-wave voltage at the times of odd multiples of η always occurs and only when the current has an inductive reactive current component having. A capacitive reactive current component is noticeable in that the instantaneous value, assuming the rectifier Gi has the same polarity, differs from zero when the mains voltage crosses zero in the opposite sense, ie at the times of odd multiples of n .

Durch die der Halbwellenspannung Ui entgegengeschaltete Gleichspannung U₂ wird erreicht, daß der Momentanwert der Spannung Ui-U₂ von Null verschiedene Werte mit der gleichen Polarität wie die Halbwellenspannung Ui nur dann annehmen kann, wenn die induktive Blindstromkomponente einen durch die Gleichspannung U₂ bestimmbaren Wert überschreitet. ' ■■ ■■"" ^;V'^;\ '"" '■ -^ri;/'^;;:- '■"■ '■ ':'■"" '^r By the half-wave voltage Ui counter switched DC voltage U ₂ is achieved that can only accept the instantaneous value of the voltage Ui-U ₂ values different from zero with the same polarity as the half-wave voltage Ui when the inductive reactive current component a determinable by the DC voltage U ₂ value exceeds. '■■ ■■ ""^; V '^; \ '""' ■ - ^ri; / '^;;: - ' ■ "■ '■': '■""' ^r

Die Differenzspannung Ui - U₂ steuert den ersten Transistor 4 (Fig. 1). Dieser liegt in Reihe mit einer Diode Di, einem einstellbaren Widerstand W₃ und einem zweiten Transistor 3 sowie einem Belastungswiderstand Wa, dem ein Summierkondensator C₃ parallel geschaltet ist. Parallel zu dem- aus der Serienschaltung der Transistoren 3 und 4 sowie der Widerstände -Wz und W4 bestehenden Zweig liegt ein weiterer, aus einer Diode D₂ und einem Widerstand Ws bestehender Zweig. Die Abtastung der Differenzspannung kommt dadurch zustande, daß der Transistor 3 gesperrt ist und nur mittels des von der Sekundärwicklung T₂Si des Transformators T₂ gespeisten Impulstransformators T₃ bei jedem zweiten Nulldurchgang der Netzspannung für kurze Zeit aufgetastet wird. Je nach Polung des Impulstransformators 3 wird beim jeweiligen Nulldurchgang im einen oder im anderen Sinne der Transistor 3 aufgetastet. Sind beide Transistoren 4 und 3 gleichzeitig geöffnet, so entsteht ein Stromstoß! durch den der Summierkondensatör C₃ aufgeladen wird. Die Größe dieses Stromstoßes ist mittels des veränderbaren Widerstandes W₃ einstellbar. Erfolgt innerhalb einer bestimmten, durch die Kapazität des Surnmierköhdensators C₃; den Belastungswiderstand W* und die Größe des? Stromstoßes festlegbaren Zeit eine; bestimmte Anzahl von Strömstößen, so wächst die Spannung am Summierkondensator C₃ auf einen Wert aiii bei dem der Transistor 5 ausgesteuert und das Relais^ erregt wird. Es zieht an-'und entlädt über den Kontakt'ä| den Summierkondensator C₃. Dadurch sperrt der Transistor 5 wieder und das Relais A fällt sofort wieder äbi Das zu erzeugende Signal wird von dem Kontakt a₂ nach außen gegeben/ wo es zu beliebigen Schältzwecken benutzt werden⁵ kann. Der Totbereich/' d. h ■^! die Größe¹ der Blindstromkomponente, bei der die Ladung des Summierkondensators C₃ beginnen soll, ist mittels der am Widerstand W₂ abgreifbaren'Gleichspannung U₂ einstellbar. Unterhalb der auf diese Weise eingestellten Blindstromkomponente kann es selbst nach beliebig langer Zeit nicht zu einer Kontaktgabe von a₂ kommen.The difference voltage Ui - U ₂ controls the first transistor 4 (Fig. 1). This is in series with a diode Di, an adjustable resistor W ₃ and a second transistor 3 and a load resistor Wa, to which a summing capacitor C ₃ is connected in parallel. A further branch consisting of a diode D ₂ and a resistor Ws is located parallel to the branch consisting of the series connection of the transistors 3 and 4 and the resistors -Wz and W4 . The differential voltage is sampled in that the transistor 3 is blocked and is only opened for a short time at every second zero crossing of the mains voltage by means of the pulse transformer T ₃ fed by the secondary winding T ₂ Si of the transformer T _2. Depending on the polarity of the pulse transformer 3, the transistor 3 is gated on at the respective zero crossing in one sense or the other. If both transistors 4 and 3 are open at the same time, a current surge occurs! through which the summing capacitor C _{3 is} charged. The size of this current surge can be adjusted by means of the variable resistor W _3. Takes place within a certain, by the capacity of the Summierköhdensators C ₃ ; the load resistance W * and the size of the? Power surge a definable time; certain number of current surges, the voltage at the summing capacitor C _{3 increases} to a value aiii at which the transistor 5 is controlled and the relay ^ is energized. It attracts and discharges through the contact the summing capacitor C ₃ . 5 thus blocks the transistor again, and the relay A falls immediately Äbi The signal to be generated is given by the contact a ₂ outwardly / where it will be used for any purposes Peels ⁵ can. The dead zone / ' d. h ■ ^! the size ^{1 of} the reactive current component at which the charging of the summing capacitor C _{3 is to} begin can be set by means of the direct voltage U ₂ that can be tapped off at the resistor W ₂ . Below the reactive current component set in this way, a ₂ cannot be contacted, even after any length of time.

Mit dem Widerstand W₃, der die Größe der auftretenden Stromstöße einzustellen gestattet, ist also die Trägheit, mit der das erfindungsgemäße Verfahren arbeiten soll, einstellbar. Das erfindungsgemäße Verfahren läßt sich daher mit Vorteil bei Blindleistungsreglern anwenden, da es mit der zudem leichten Einstellbarkeit des Totbereiches und der Trägheit, alle Parameter enthält, die für einen Blindleistungsregler von Bedeu-With the resistor W ₃ , which allows the magnitude of the current surges to be set, the inertia with which the method according to the invention is to work can be set. The method according to the invention can therefore be used with advantage in reactive power controllers, since, with the easy adjustability of the dead zone and the inertia, it contains all parameters that are important for a reactive power controller.

tung sind, und so eine optimale Anpassung ermöglicht.tion, thus enabling optimal adaptation.

Soll das erfindungsgemäße Verfahren bei Einrichtungen zur Blindleistungsregelung benutzt werden, bei denen je nach Größe und Richtung der Blindstromkomponente Kapazitäten selbsttätig zu- und abgeschal- tet werden, so können zwei Einrichtungen zur Durchführung benutzt werden. Eine dieser beiden Einrichtungen dient der Abgabe eines Signals, das ein Zuschalten bewirkt, wogegen die andere Einrichtung ein Signal abgibt, das ein Abschalten von Kondensatoren veranlaßt. Die Schaltungsanordnung für beide Einrichtungen ist im wesentlichen gleich. Der Unterschied zwischen beiden besteht lediglich in der unterschiedlichen Polung der Impulstransformatoren. In der einen Schaltungsanordnung wird dadurch der Nulldurchgang der Netzspannung in der einen und bei anderen Schaltungsanordnungen in der anderen Richtung ausgenutzt.If the method according to the invention is to be used in devices for reactive power control, at to which capacities are automatically switched on and off depending on the size and direction of the reactive current component. two devices can be used for the implementation. One of those two Devices are used to emit a signal that causes a connection, whereas the other device is a Emits a signal that causes the capacitors to switch off. The circuit arrangement for both facilities is essentially the same. The only difference between the two is that they are different Polarity of the pulse transformers. This results in the zero crossing in one circuit arrangement the mains voltage in one direction and, in the case of other circuit arrangements, in the other direction exploited.

Das vollständige Schaltbild aus den beiden Schaltanordnungen, die beide dem Schaltbild der F i g. 1 entsprechen, zeigt Fig.3. Hierin ist der Übersichtlichkeit wegen darauf verzichtet, selbstverständlich mögliche Vereinfachungen, wie z. B. die Doppelausnützung einer Netzversorgung, zu zeigen. Die Impulstransformatoren T₃ und T₃" sind unterschiedlich gepolt, d. h. sie geben bei dem gleichen Nulldurchgang der Netzspannung entgegengesetzt gerichtete Impulse ab. Die Wirkungsweise der gesamten Schaltungsanordnung für die Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens bei einem Blindleistungsregler ist in F i g. 4 dargestellt. U bedeutet darin die Netzspannung. Die beiden Parallelen U₂ und U₂" dazu stellen die beiden den beiden Halbwellenzügen U\ und U\" entgegengeschalteten Gleichspannungen dar. Hat der im Leiter fließende Strom den durch den Vektor V\ in Fig.4 dargestellten Wert, so wird kein Signal ausgelöst und die Verhältnisse entsprechen dem in Fig.2c links, d.h. für den Zeitpunkt π, gezeichneten Fall. Wächst der Strom bis zu dem dem Vektor V₂ entsprechenden Wert an, so entspricht dies dem in Fi g. 2c für den Zeitpunkt 3 π dargestellten Fall, bei dem die Pfeillänge etwa zu Null geworden ist. Wächst der Strom z. B. auf die dem Vektor V₃ in Fig.4 entsprechende Größe an, so liegt der in F i g. 2c für den Zeitpunkt 5 π dargestellte Fall vor, und die Ladung des Kondensators C₃ beginnt. Bleibt die induktive Blindstromkomponente des Stromes für eine bestimmte Zeit, die durch die Zeitkonstante gebildet durch Kondensator C₃' und Widerstand Wa' festgelegt ist, über dem durch die Spannung U₂ begrenzten Wert, so wird über das Relais A' mit den Kontakten a\ und a₂ ein Signal ausgelöst. Dadurch wird über den Koniakt a₂ das Relais E erregt, dessen Haltekontakt ei und Arbeitskontakt C₂ geschlossen und dadurch der Kondensator C* parallel zur Last R + jx geschaltet. Der Strom liegt damit wie der Vektor V4 im Totbereich. Solange sich die Spitze des den Strom darstellenden Vektors im Totbereich des Reglers, d. h. zwischen den beiden Geraden U₂ und U₂" befindet, kann kein Signal ausgelöst werden und der Regler verharrt in Ruhe, bis durch äußere Einflüsse, z. B. durch Abnahme der Blindstromkomponente im Wechselstromnetz und ein dadurch bewirktes Auftreten einer unzulässig hohen kapazitiven Blindstromkomponente, die Vektorspitze die Linie U₂" überschreitet (Vektor V₅). Dann zieht das Relais B an und bewirkt damit die Abgabe eines Signals zur Abschaltung der zwecks Kompensation der vorher vorhandenen induktiven Blindleistung zugeschalteten Kapazität Q mittels des Haltekontaktes bi. Die Blindstromkomponente geht dadurch auf einen zulässigen Wert zurück, wie die Lage des Vektors Ve im Totbereich zeigt.The complete circuit diagram from the two switching arrangements, both of which correspond to the circuit diagram of FIG. 1, Fig.3 shows. For the sake of clarity, it is of course not possible to make simplifications such as B. to show the dual use of a mains supply. The pulse transformers T ₃ and T ₃ "are polarized differently, it means give at the same zero crossing of the mains voltage oppositely directed impulses. The operation of the entire circuit arrangement for the application of the inventive method in a power factor controller is g in F i. Shown. 4 U The two parallels U ₂ and U ₂ " represent the two DC voltages opposing the two half-wave trains U \ and U \" . If the current flowing in the conductor has the value shown by the vector V \ in FIG. no signal is triggered and the ratios correspond to the left, ie π in Figure 2c for the time-drawn case. Growing the current to the vector V ₂ value corresponding to, this 2c corresponds to g in Fi. for time 3 π case shown, in which the arrow length is about to become zero. Grows z of the current. B. on the vector V ₃ corresponding in size to Fig.4, so lie gt the in F i g. 2c for the time 5 π before, and the charging of the capacitor C ₃ begins. If the inductive reactive current component of the current remains for a certain time, which is determined by the time constant formed by capacitor C ₃ ' and resistor Wa' , above the value limited by voltage U ₂ , then relay A ' with contacts a \ and a ₂ triggered a signal. As a result, the relay E is excited via the contact a ₂ , its holding contact ei and _{normally open contact C 2 are} closed and the capacitor C * is connected in parallel to the load R + jx . Like the vector V4, the current is therefore in the dead zone. As long as the peak of the vector representing the current is in the dead zone of the controller, ie between the two straight lines U ₂ and U ₂ ″ , no signal can be triggered and the controller remains at rest until external influences, e.g. decrease the reactive current component in the AC network and the resulting occurrence of an impermissibly high capacitive reactive current component, the vector peak exceeding the line U ₂ " (vector V ₅ ). Then the relay B picks up and thus causes the delivery of a signal to switch off the capacitance Q connected to compensate for the previously existing inductive reactive power by means of the holding contact bi. As a result, the reactive current component goes back to a permissible value, as the position of the vector Ve in the dead zone shows.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung wird der Impulstransformator mittelbar über ein einstellbares Phasenschieberglied gespeist. Ein Beispiel hierfür ist in der F i g. 5 dargestellt. Der Deutlichkeit halber sind in F i g. 5 nur die der F i g. 1 entsprechenden und wie dort bezeichneten Teile der Schaltungsanordnung gezeichnet, zwischen die das Phasenschieberglied eingeschaltet ist. In dem Ausführungsbeispiel besteht es aus einer an sich bekannten Brückenschaltung mit dem veränderbaren Widerstand W₆ und dem Kondensator Cp im einen und den Widerständen W₇ und W₈ im anderen Brückenzweig.' Die Eingangsspannung, d. h. die Spannung an der Wicklung T₂Si, liegt an der einen, während die voreilend phasenverschobene Spannung an der anderen Brückendiagonale abgenommen und dem Impulstransformator T₃ zugeführt wird.According to a further development of the invention, the pulse transformer is fed indirectly via an adjustable phase shifter element. An example of this is shown in FIG. 5 shown. For the sake of clarity, FIG. 5 only those of FIG. 1 corresponding and as designated there drawn parts of the circuit arrangement, between which the phase shifter element is connected. In the embodiment, it consists of a known bridge circuit with the variable resistor W ₆ and the capacitor Cp in one and the resistors W ₇ and W ₈ in the other bridge branch. The input voltage, ie the voltage on the winding T ₂ Si, is applied to one, while the leading phase-shifted voltage is taken from the other bridge diagonal and fed to _{the pulse transformer T 3.}

Die gewünschte Phasenlage der von dem Impulstransformator T₃ abzugebenden Impulse ist mittels des veränderbaren Widerstandes We einstellbar. Damit läßt sich bei Blindleistungsreglern der »Umschlagpunkt«, d. h. der Leistungsfaktor, den der Blindleistungsregler in Grenzen konstant halten soll, entsprechend der Bemessung des Phasenschiebergliedes über einen weiten Bereich ändern.The desired phase position of the pulses to be emitted by the pulse transformer T ₃ can be set by means of the variable resistor We . With reactive power controllers, this means that the "transition point", ie the power factor that the reactive power controller should keep constant within limits, can be changed over a wide range according to the dimensioning of the phase shifter element.

Wird die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mittels der Schaltungsanordnung nach Fig.3 gegebenenfalls mit der in Fig.5 dargestellten Ergänzung durch ein Stufenschaltwerk ergänzt, so kann sie zum Zu- und Abschalten einer aus mehreren Kondensatoren bestehenden Batterie benutzt werden. Die Impulse des Kontaktes a\ betätigen dann ein »Vorwärts«-Schrittschaltwerk, während an Stelle des Ruhekontaktes Zj₂ ein Arbeitskontakt vorgesehen sein muß, der das »Rückwärts«-Schrittschaltwerk betätigt. Der Totbereich ist in diesem Falle nach der größten einzelnen Kondensatorenstufe zu bemessen.If the implementation of the method according to the invention by means of the circuit arrangement according to FIG. 3 is supplemented with the addition shown in FIG. The impulses of the contact a \ then actuate a "forward" step switch, while instead of the normally closed contact Zj ₂ a working contact must be provided which actuates the "backward" step switch. In this case, the dead area is to be dimensioned according to the largest individual capacitor stage.

Hierzu 4 Blatt ZeichnungenFor this purpose 4 sheets of drawings

Claims (5)

Patentansprüche:Patent claims: 1. Verfahren zur Auslösung von Schaltvorgängen nach Maßgabe des Blindleistungsverbrauchs in Wechselstromnetzen, dadurch gekennzeichnet, daß durch Abtasten des Momentanwertes der Amplitude einer dem Strom im Wechselstromnetz entsprechenden Halbwellenspannung während eines vorbestimmten Phasenwinkeis der Netzspannung jeweils von der Größe der Blindstromkomponente abhängige Impulse erzeugt werden, deren auf mehrere Perioden der Wechselspannung bezogener Mittelwert beim Überschreiten eines vorgegebenen Wertes ein Signal zur Auslösung der Schaltvorgänge abgibt.1. Procedure for triggering switching processes in accordance with the reactive power consumption in AC networks, characterized in that that by sampling the instantaneous value of the amplitude of a half-wave voltage corresponding to the current in the AC network during a predetermined phase angle of the mains voltage in each case on the size the reactive current component-dependent pulses are generated, whose on several periods of the AC voltage-related mean value when a specified value is exceeded Emits a signal to trigger the switching processes. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbwellenspannung, die dem Strom im Wechselstromnetz entspricht, eine einstellbare Gleichspannung derart gegengeschaltet ist, daß beim Abtasten der Momentanwerte der Halbwellenspannung Impulse mit einer Amplitude erzeugt werden, die der Differenz der jeweiligen Momentanwerte mit der gegengeschalteten Gleichspannung entsprechen.2. The method according to claim 1, characterized in that the half-wave voltage that the Corresponds to the current in the alternating current network, an adjustable direct voltage is connected in such a way that that when the instantaneous values of the half-wave voltage are sampled, pulses with an amplitude are generated, which is the difference between the respective instantaneous values with the counter-connected DC voltage correspond. 3. Schaltungsanordnung für ein Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastung der Halbwellenspannung in,der Weise erfolgt, daß sie einen ersten Transistor (4) steuert, der in Reihe liegt mit einer Diode (Di), einem einstellbaren Widerstand (W3) und einem zweiten Transistor (3) sowie einem Belastungswiderstand (W4), dem ein Summierkondensator (C3) parallel geschaltet ist, wobei der zweite Tra nsistor (4) mittels eines von der Netzspannung betriebenen Impulstransformator (T3) in der Weise gesteuert wird, daß der Transistor (4) bei jedem zweiten Nulldurchgang der Netzspannung für kurze Zeit aufgetastet wird, und daß die am Summierkondensator (C3) auftretende Spannung bei Überschreiten eines bestimmten Wertes einen Transistor (5) aufsteuert und ein in seinen Kollektorkreis geschaltetes Relais (A)ansprechen läßt, dessen erster Relaiskontakt (a\), der parallel zum Summierkondensator (C3) liegt, diesen entlädt, sowie über einen zweiten Relaiskontakt (ai) das Signal zur Auslösung des Schaltvorgangs gibt.3. Circuit arrangement for a method according to claim 1 or 2, characterized in that the half-wave voltage is sampled in such a way that it controls a first transistor (4) which is in series with a diode (Di), an adjustable resistor (W3) and a second transistor (3) and a load resistor (W4) to which a summing capacitor (C3) is connected in parallel, the second transistor (4) being controlled in this way by means of a pulse transformer (T3) operated by the mains voltage that the transistor (4) is switched on for a short time at every second zero crossing of the mains voltage, and that the voltage occurring at the summing capacitor (C3) controls a transistor (5) and a relay (A) connected to its collector circuit when a certain value is exceeded can respond, whose first relay contact (a \), which is parallel to the summing capacitor (C 3), discharges it, and via a second relay contact (ai) the Sig nal to trigger the switching process. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulstransformator (T3) mittelbar über ein einstellbares Phasenschieberglied gespeist wird. -..I.4. Circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the pulse transformer (T3) is fed indirectly via an adjustable phase shifter element. - .. I. 5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei seiner Anwendung zur Signalabgabe bei Blindleistungsreglern die der Halbwellenspannung entgegenzuschaltende Gleichspannung mindestens so hoch eingesteht wird, daß der sich dadurch ergebende Totbereich des Blindleistungsreglers größer ist als die BIindleistungs_r änderung, die sich aus der vom Blindleistungsregler zuzuschaltenden Kapazität ergibt5. The method according to claim 1 or 2, characterized in that when it is used for signal output in reactive power controllers, the DC voltage to be switched against the half-wave voltage is admitted at least so high that the resulting dead zone of the reactive power controller is greater than the reactive power _r change resulting from the capacity to be switched on by the reactive power controller