DE1441788C - Receiver for high-frequency, phase-modulated waves with frequency negative feedback - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Empfänger für hoch- eines optimalen Schwellwertes ein Abgleich vorge-The invention relates to a receiver for a high- an optimal threshold value, a comparison before

frequente, phasenmodulierte Wellen mit Frequenz- nommen werden muß. Zur Überwindung dieserFrequent, phase-modulated waves with frequency must be taken. To overcome this

gegenkopplung und variablem Signal-Rauschverhält- Schwierigkeit werden mit der vorliegenden ErfindungNegative feedback and variable signal-to-noise ratio problems are overcome with the present invention

nis, bestehend aus einem vorwärts gerichteten über- in Abhängigkeit vom Eingangspegel wirksame Mittelnis, consisting of a forward directed over- depending on the input level effective means

tragungsweg, in dem die radiofrequenten Signale in 5 zur Veränderung des Gegenkopplungsgrades beitransmission path in which the radio frequency signals in 5 contribute to the change in the degree of negative feedback

eine Zwischenfrequenzlage umgesetzt werden und einem Empfänger mit Phasendemodulation und Fre-an intermediate frequency position can be implemented and a receiver with phase demodulation and frequency

nach geeigneter Verstärkung demoduliert werden quenzgegenkopplung verwendet. Dabei kann derafter suitable amplification demodulated, negative feedback is used. The

und als Basisbandsignale durch einen zweiten Ver- Schweilwert auch dann verbessert werden, wenn derand are also improved as baseband signals by a second welding threshold when the

stärker (Basisbandverstärker) verstärkt werden und Eingangspegel sehr niedrig ist. Ferner können Viel-stronger (baseband amplifier) and the input level is very low. Furthermore, many

einem Gegenkopplungszweig, der zur Rückführung io fachsignale auch dann empfangen werden, wenn diea negative feedback branch, which is also received for feedback io if the

eines Teiles des Ausgangssignals des zweiten Ver- Eingangsleistung größer ist. Mit anderen Wortenpart of the output signal of the second input power is greater. In other words

stärkers zur Steuerung einer der bereits genannten wird mittels der Erfindung die Größe des Gegen-amplifier to control one of the already mentioned, the size of the counter-

Baugruppen des vorwärts gerichteten Ubertragungs- kopplungsgrades automatisch in Abhängigkeit vonAssemblies of the forward transmission coupling degree automatically depending on

weges dient. der Eingangsleistung verändert. Somit ermöglichtway serves. the input power changed. Thus made possible

Bei den bisher bekannten hochempfindlichen Emp- 15 der gegengekoppelte Empfänger mit Phasendemodu-With the previously known highly sensitive receivers, the negative feedback receivers with phase demodulation

fä'ngern für phasen- bzw. frequenzmodulierten Wellen lation gemäß der Erfindung den Empfang eines Viel-catchers for phase or frequency modulated waves lation according to the invention the reception of a multiple

mit Frequenzgegenkopplung wird der Gegenkopp- kanalsignals hoher Qualität ohne nachteilige Aus-With frequency negative feedback, the negative feedback channel signal is of high quality without disadvantageous

lungsgrad auf einen für einen niedrigen Empfangs- , wirkung auf seinen Schwellwert,efficiency to a low reception, effect on its threshold value,

pegel optimalen Festwert eingestellt. Wenn jedoch Das Wesen der Erfindung soll an Hand der Figurenlevel set optimal fixed value. If, however, the essence of the invention should refer to the figures

der Eingangspegel der empfangenen Wellen wesent- 20 näher erläutert werden.the input level of the received waves will be explained in more detail.

lieh höher liegt, dann verschlechtert sich dadurch das F i g. 1 stellt ein Blockschaltbild der erfindungs-Signal-Rauschverhältnis jedes Kanals. Aus diesem gemäßen Anordnung dar; die
Grunde wurden frequenzgegengekoppelte Empfänger F i g. 2 und 3 stellen Diagramme dar, an Hand für den Empfang von Eingangssignalen höheren denen die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Pegels für ungeeignet angesehen. Es besteht aber die 25 Anordnung erläutert werden soll; in den
Notwendigkeit, die Empfängerempfindlichkeit auch F i g. 4 und 5 werden weitere Auslührungsbeispiele für qualitativ hochwertige Empfänger, wie sie bei- der Erfindung als Blockschaltbild gezeigt,
spielsweise in der Richtfunktechnik üblich sind, zu In der F i g. 1 wird ein Ausführungsbeispiel eines erhöhen. . frequenzgegengekoppelten Empfängers mit Phasen-Erfindungsgemäß wird daher ein Empfänger für 30 demodulation gemäß der Erfindung gezeigt. Bei hochfrequente, phasenmodulierte Wellen mit Fre- diesem Ausfuhrungsbeispiel wird dem Empfänger eine quenzgegenkopplung vorgeschlagen, der einen Zwi- vom Eingangsgenerator 100, beispielsweise einer Anschenfrequenzverstärker aufweist, einen Phasengleich- tenne, eine Eingangsleistung über die Leitung 11 zurichter, dem ein Teil des Zwischenfrequenzsignals geführt. Vorzugsweise handelt es sich dabei um empzugeführt wird, einen Ausgangsverstärker, einen De- 35 fangene frequenzmodulierte Wellen. Ein Frequenzmodulationsoszillator, auf den ein Teil des Ausgangs- umsetzer 15 liegt am Anschluß 11 und setzt die Einsignals des Ausgangsverstärkers gegengekoppelt ist, gangsfrequenz im Zusammenwirken mit einem Mischum seine Frequenz gemäß derjenigen am Ausgang des oszillator 13 in eine Zwischenfrequenz um. Ein Ausgangsverstärkers zu steuern und von dem ein Teil Zwischenfrequenzverstärker 17 ist zur Verstärkung des Ausgangssignals dem Phasengleichrichter züge- 4° dieser Zwischenfrequenz an den Umsetzer 15 angeführt wird, und einen Steuerkreis, dem Teile der schlossen. Das Zwischenfrequenzsignal soll so weit Ausgangssignale des Zwischenfrequenzverstärkers und verstärkt werden, daß es demoduliert werden kann, des Demodulationsoszillators zugeführt werden und Ein mit einem Demodulationsoszillator 19 zusammendessen Ausgangssteuersignal der gegenkoppelnden wirkender Phasengleichrichter 21 ist an den Ausgang Steuerung des Empfängers dient. 45 des Zwischenfrequenverstärkers 17 zur Demodulation Die Verbesserung gegenüber bekannten Empfän- der Zwischenfrequenz zu einem Basisbandsignal angern dieser Art ist dadurch erzielt, daß der Steuerkreis geschlossen, wobei die Leistung des Demodulationseinen ersten Gleichrichterkreis füreinen vom Zwischen- Oszillators 19 so groß ist, daß die von ihm erzeugte frequenzverstärker zugeführten Ausgangssignalanteil Spannung größer ist als jede in dem Zwischen frequenz- und den durch einen Phasenschieber um 90° phasen- 50 verstärker vorkommende Signalspannung, wie dies verschobenen, vom Demodulationsoszillator züge- in der USA.-Patentschrift 3 069 625 beschrieben ist. führten Ausgangssignalanteil und einen zweiten Gleich- Der Gleichrichter 21 enthält einen Amplitudendemorichterkreis für die Gleichrichtung eines vom Zwischen- dulator für die amplitudenmodulierte Spannung, die frequenzverstärker zugeführten Ausgangssignalanteils sich aus der vektoriellen Summe der Spannung des und eines Rauschsignals umfaßt, das ganze derart, 55 Demodulationsoszillators und des verstärkten zwidaß das Ausgangssteuersignal des Steuerkreises je schenfrequenten Signals ergibt. Ein an den Phasennachdem, ob der Zwischenfrequenzsignalpegel unter- gleichrichter 21 angeschlossener Basisbandverstärker halb einer vorgegebenen Schwelle liegt oder diese 23 bringt das Basisbandsignal auf einen Pegel, der übersteigt, niedrige Werte mit einem einem Schwell- zur Durchführung einer Demodulation groß genug wert des Empfangers entsprechenden Minimum auf- 6° ist, wie das die obengenannte USA.-Patentschrift weist und dadurch hohe Empfangsempfindlichkeit auch schon aussagt. Der Basisbandverstärker 23 gewährleistet, oder linear und logarithmisch auf liefert das Basisbandsignal mit der erforderlichen höhere Werte anwächst, die einen Empfang mit Amplitude und der für die Gegenkopplung erforderhoher Güte sicherstellen. liehen Phase. Das Ausgangssignal steht an seinem Wie bereits erwähnt, ist es schwierig, mil den bisher ⁶5 Ausgang 25. Vom Ausgang führt über eine Leitung bekannten Empfängern ein ausreichendes Signal- 2319 ein Gegenkopplungswcg zum Demodulations-Rauschverhältnis für relativ hohe Eingangssignale oszillator 19, der durch einen Teil der Ausgangszu erzielen, bei denen insbesondere zur Erzielung spannung des Hasisbandverstürkers 23 so frequenz-'borrowed higher, then this worsens the F i g. 1 represents a block diagram of the invention signal-to-noise ratio of each channel. For this arrangement according to; the
The basis were frequency negative feedback receivers F i g. 2 and 3 represent diagrams, on hand for the reception of input signals higher than which the mode of operation of the level according to the invention is considered unsuitable. There is, however, the arrangement to be explained; in the
Need to check the receiver sensitivity also F i g. 4 and 5 are further exemplary embodiments for high quality receivers, as shown in the invention as a block diagram,
for example in radio relay technology are common to In the F i g. 1 will increase an embodiment of a. . Frequency negative feedback receiver with phase according to the invention is therefore shown a receiver for 30 demodulation according to the invention. In the case of high-frequency, phase-modulated waves with Fre- this exemplary embodiment, the receiver is proposed a quence negative feedback, which has an intermediate from the input generator 100, for example an Anschen frequency amplifier, a phase equalizer, an input power via the line 11, to which part of the intermediate frequency signal is fed. It is preferably a case of received, an output amplifier, a captured frequency-modulated waves. A frequency modulation oscillator, to which part of the output converter 15 is connected to the terminal 11 and converts the one signal from the output amplifier is fed back, the output frequency in cooperation with a mixer converts its frequency according to that at the output of the oscillator 13 into an intermediate frequency. To control an output amplifier and of which part of the intermediate frequency amplifier 17 is to amplify the output signal to the phase rectifier draw 4 ° of this intermediate frequency to the converter 15, and a control circuit, the parts of the closed. The intermediate frequency signal should be so far output signals of the intermediate frequency amplifier and amplified that it can be demodulated, fed to the demodulation oscillator and an output control signal of the negative feedback acting phase rectifier 21 is used to control the receiver output. 45 of the intermediate frequency amplifier 17 for demodulation. The improvement over known receivers of the intermediate frequency for a baseband signal of this type is achieved in that the control circuit is closed, the power of the demodulation of a first rectifier circuit for one of the intermediate oscillator 19 being so large that that of it generated frequency amplifier output signal component voltage is greater than each in the intermediate frequency and the through a phase shifter by 90 ° phase amplifier 50 occurring signal voltage, as this shifted by the demodulation oscillator is described in the United States patent 3,069,625. The rectifier 21 contains an amplitude demo circuit for the rectification of an output signal component supplied by the intermediate dulator for the amplitude-modulated voltage, the frequency amplifier consists of the vector sum of the voltage of the and a noise signal, the whole of 55 demodulation oscillator and of the amplified zwidaß results in the output control signal of the control circuit depending on the frequency signal. A baseband amplifier connected to the phases according to whether the intermediate frequency signal level rectifier 21 is half a predetermined threshold or this 23 brings the baseband signal to a level that exceeds low values with a minimum corresponding to a threshold value of the receiver that is large enough to perform a demodulation is on-6 °, as the above-mentioned USA patent shows and therefore also indicates high reception sensitivity. The baseband amplifier 23 ensures, or delivers linearly and logarithmically, the baseband signal with the required higher values which ensure a reception with amplitude and the high quality required for the negative feedback. borrowed phase. The output signal is at its As already mentioned, it is difficult to use the previously ⁶ 5 output 25. From the output there is a sufficient signal via a line 2319 a negative feedback path to the demodulation-to-noise ratio for relatively high input signals oscillator 19, which is controlled by a To achieve part of the output, in particular to achieve the voltage of the baseband amplifier 23 so frequency- '

i 44 1 /obi 44 1 / ob

moduliert wird, daß Frequenz und Phase den dem Phasengleichrichter 21 zugeführten frequenzmodulierten Wellen folgen. Der Demodulationsoszillator 19 gibt seinerseits über die Leitung 1927 ein Gegenkopplungssignal an einen Steuerkreis 27 ab. Auch die Ausgangsspannung des Zwischenfrequenzverstärkers 17 wird teils — über Leitung 1727 — dem Steuerkreis 27 zugeführt. Der Ausgang des Steuerkreises 27 ist mit dem Zwischenfrequenzverstärker 17 über die Leitung 2717 zu dessen automatischer Verstärkungsregelung verbunden.is modulated so that the frequency and phase of the phase rectifier 21 fed to the frequency-modulated Waves follow. The demodulation oscillator 19 for its part emits a negative feedback signal via the line 1927 to a control circuit 27. Also the output voltage of the intermediate frequency amplifier 17 is partly fed to the control circuit 27 via line 1727. The output of the control circuit 27 is with the intermediate frequency amplifier 17 via the line 2717 for its automatic gain control connected.

^ In dem erfindungsgemäßen Empfänger nach Fig. 1 wird der Phasengleichrichter 21 sowohl mit thermischem Rauschen als auch mit dem verstärkten frequenzmodulierten Signal über den Zwischenfrequenz-Verstärker 17 gespeist. Die spektrale Dichte des Wärmerauschens der empfangenen elektromagnetischen Wellen ist kTF, wobei k die Bolzmannsche Konstante, T die absolute Temperatur, bezogen auf die Leistung des thermischen Rauschens, und F die Rauschzahl dieses Empfängers ist. Deshalb ist unter der Annahme, daß das Wärmerauschen aus vielen kleinen sinusförmigen Wellen besteht und die Gesamtverstärkung von den Eingangsklemmen 11 bis zu dem Eingang des Phasendetektors 21 A ist, die Rauschspannung d/V, deren Winkelmodulation zwischen ρ und ρ + dp liegt, gegeben durch^ In the receiver according to the invention according to FIG. 1, the phase rectifier 21 is fed both with thermal noise and with the amplified frequency-modulated signal via the intermediate frequency amplifier 17. The spectral density of the heat noise of the received electromagnetic waves is kTF, where k is Bolzmann's constant, T is the absolute temperature related to the thermal noise power, and F is the noise figure of this receiver. Therefore, assuming that the heat noise consists of many small sinusoidal waves and the total gain from the input terminals 11 to the input of the phase detector 21 is A , the noise voltage d / V, the angle modulation of which is between ρ and ρ + dp, is given by

dJV = flA ■ \JkTF'■ cos [pi + P,_v(p)]dp/(2.-r),dJV = flA ■ \ JkTF '■ cos [pi + P, _v (p)] dp / (2.-r),

wobei P_N(p) die Phasenkonstante des thermischen Rauschens der Kreisfrequenz am Eingang 11 ρ ist.where P _N (p) is the phase constant of the thermal noise of the angular frequency at the input 11 ρ.

Es sei angenommen, daßAssume that

1. ρ, die mittlere Kreisfrequenz des Zwischenfrequenzsignals in dem Verstärker 17 darstellt und daß1. ρ represents the mean angular frequency of the intermediate frequency signal in the amplifier 17 and that

2. sich die Bandbreite der von der Antenne empfangenen Frequenz von ρ, — .τ B₀ bis p, + nB₀ erstreckt, daß2. The bandwidth of the frequency received by the antenna _{extends from ρ, - .τ B 0} to p, + nB ₀ , that

3. das am Phasendetektor 21 ankommende Rauschen ein weißes Rauschen ist und daß3. the noise arriving at the phase detector 21 is white noise and that

4. die spektrale Dichte kTF des Wärmerauschens und die Gesamtverstärkung A nicht von der Wellenlänge der Kreisfrequenz ρ abhängt.
Unter diesen Annahmen ergibt sich dann der gesamte Wert von N durch Integration von dN von P₁ — πB₀ bis p, + πB₀ wie folgt:4. the spectral density kTF of the heat noise and the total gain A do not depend on the wavelength of the angular frequency ρ .
Under these assumptions, the total value of N is obtained by integrating dN from P ₁ - πB ₀ to p, + πB ₀ as follows:

N = fl A ■ fZTF ■ No (p,, B₀, P_n, t),N = fl A ■ fZTF ■ No (p ,, B ₀ , P _n , t),

wobei No (p_h B₀, P_n, t) das Integral des Ausdruckes cos (pt + P_n/(In) von p, — πB₀ bis ρ, + .τB₀ bedeutet. Wenn man andererseits annimmt, daß £_s der quadratische Mittelwert des Signals der empfangenen Frequenz ist und P₅ die bei der empfangenen Welle auftretende Phasenverschiebung infolge der Frequenzmodulation des Vielfachsignals ist, dann gilt für die Signalspannung der verstärkten und am Detektor 21 auftretenden Zwischenfrequenzwhere No (p _h B ₀ , P _n , t) means the integral of the expression cos (pt + P _n / (In) from p, - πB ₀ to ρ, + .τB _0. On the other hand, assuming that £ _s is the root mean square value of the signal of the received frequency and P _{5 is} the phase shift occurring in the received wave as a result of the frequency modulation of the multiple signal, then the amplified intermediate frequency occurring at the detector 21 applies to the signal voltage

Die Rauschspannung N des verstärkten weißen Rauschens ist demnachThe noise voltage N of the amplified white noise is therefore

N = flA E₁-N {E_p p„ B₀, P_n, t),N = flA E ₁ -N {E _p p "B ₀ , P _n , t),

und die Spannung des verstärkten Zwischenfrequenzsignals e_h die am Phasendetektor 21 anliegt und welche die Summe der Spannungen S und N darstellt, ist dann durch den Ausdruck gegeben:and the voltage of the amplified intermediate frequency signal e _h which is applied to the phase detector 21 and which represents the sum of the voltages S and N is then given by the expression:

e, = f2A ■ [TeT- [cos (_Plt + P_s
+ N[E,, p„ B₀, P_n, ti]. e, = f2A ■ [TeT- [cos ( _Pl t + P _s
+ N [E ,, p "B ₀ , P _n , ti].

Wenn die auf den Phasendetektor 21 wirkende Spannung des örtlichen Demodulationsosziilators mit e_L bezeichnet wird und wenn der quadratische Mittelwert dieser Leistung e_L mit E₁ bezeichnet wird und wenn der Differenzwert von .τ/₂. weniger der Hauptphasendifferenz zwischen der Phase des verstärkten Zwischenfrequenzsignals und der Phase der Ausgangsleistung des Demodulationsoszillators mit p,_L bezeichnet wird und wenn die infolge der Gegenkopplung zwischen dem Basisbandverstärker 23 und dem Demodulationsoszillator 19 durch die Frequenzmodulation des Vielkanalsignals erzeugte Phasenverschiebung mit P_IS bezeichnet wird und wenn ferner eine ähnliche, durch das Wärmerauschen hervorgerufene Phasenverschiebung mit P_LN bezeichnet wird, dann istWhen the voltage of the local demodulation oscillator acting on the phase detector 21 is denoted by e _L and when the root mean square value of this power e _L is denoted by E ₁ and when the difference value of .τ / ₂ . less of the main phase difference between the phase of the amplified intermediate frequency signal and the phase of the output power of the demodulation oscillator is denoted by p, _L and if the phase shift generated as a result of the negative feedback between the baseband amplifier 23 and the demodulation oscillator 19 by the frequency modulation of the multi-channel signal is denoted by P _{IS and if} furthermore, a similar phase shift caused by the heat _noise is denoted by P LN, then is

e_L = fi- fE7_L ■ sin [p,t + P₁,. + P_LS + P_LN). (2) e _L = fi fE7 _L ■ sin [p, t + P _1,. + P _LS + P _LN ) . (2)

Wie bei dem Empfänger gemäß der schon erwähnten USA.-Patentschrift 3 069 625 werden auch bei demjenigen nach der Erfindung die verstärkte Zwischenfrequenz e, und die Spannung e_L des Demodulationsoszillators mit einer Phasendifferenz von 90° zueinander zugeführt. Die Amplitude der durch die Summierung dieser beiden Wellen erzeugten amplitudenmodulierten Welle wird unter Ausnutzung des Umstandes, daß die Amplitude der vektoriell zusammengesetzten Spannung sich mit der relativen Phase der beiden Einzelspannungen ändert, einer Hüllkurvengleichrichtung unterworfen. Die gleichgerichtete Ausgangsspannung e_o ergibt sich daher — wenn der quadratische Mittelwert E, der Leistung des Demodulationsoszillators erheblich größer ist als der quadratische Mittelwert A²E_S der Leistung des verstärkten Zwischenfrequenzsignals, wie dies in der obengenannten USA.-Patentschrift beschrieben ist — zuAs in the case of the receiver according to the US Pat. No. 3,069,625 already mentioned, the amplified intermediate frequency e and the voltage e _{L of} the demodulation oscillator are also supplied with a phase difference of 90 ° to one another in the case of the receiver according to the invention. The amplitude of the amplitude-modulated wave generated by the summation of these two waves is subjected to envelope rectification using the fact that the amplitude of the vectorially composed voltage changes with the relative phase of the two individual voltages. The rectified output voltage e _o therefore results - if the root mean square value E, of the power of the demodulation oscillator is considerably greater than the root mean square value A ² E _{S of} the power of the amplified intermediate frequency signal, as is described in the above-mentioned USA patent

e„ = /IT· D · \~E_S sin [P; + N'iE_s, B_n, P'_s, /)], (3)e "= / IT * D * \ ~ E _S sin [P; + N'iE _s , B _n , P ' _s , /)], (3)

wobei D die Gleichrichterempfindlichkeit des Phasengleichrichters 21 ist und P'_s durchwhere D is the rectifier sensitivity of the phase rectifier 21 and P ' _s through

+ p,.s ++ p, .s +

S' = flA -^-cos (/v + P₁).
Deshalb ist. wenn wir nach N auflösen.S '= flA - ^ - cos (/ v + P ₁ ).
Therefore. if we solve for N.

gegeben ist und N^:]E_s,B₀,P_s,t) das Integral von N (E_s, p,, B₀, Py, t) innerhalb der Grenzen — π B₀ - .τ B₀ ist und in welchen /> das Argument der zu integrierenden Funktion darstellt und durch /> — p, ersetzt ist und in weichen l'_s durch den Ausdruckis given and N ^: ] E _s , B ₀ , P _s , t) is the integral of N (E _s , p ,, B ₀ , Py, t) within the limits - π B ₀ - .τ B ₀ and in which /> represents the argument of the function to be integrated and is replaced by /> - p, and in soft l ' _s by the expression

.P's = I\ -.P's = I \ -

N (/:,, ρ,, B₀, P_n, t) ^ \> kTF/E_x ■ No (/>,, B₀, P_v, t). ersetzt ist. N (/: ,, ρ ,, B ₀ , P _n , t) ^ \> kTF / E _x ■ No (/> ,, B ₀ , P _v , t). is replaced.

1 /OO1 / OO

(7)(7)

Ρ_Λ· = P_N- Ρ _Λ = P _N -

= fkTFjEl /cos i(p - _Γι) t + P^] άρ!(2 .τ).= fkTFjEl / cos i (p - _Γι ) t + P ^] άρ! (2 .τ).

In dem erfindungsgemäßen, in der F i g. 1 dargestellten Empfänger wird die Ausgangsspannung e_D des Phasendetektors 21 durch den Basisbandverstärker 23 verstärkt, der eine Verstärkung B(p) aufweist und das verstärkte Basisbandsignal e_B erzeugt, welches am Ausgang 25 ansteht. Der Ausgang des Demodulationsoszillators 19, der durch einen Teil dieses Basisbandsignals e_B frequenzmoduliert ist, ist die Oszillatorspannung e_L des Demodulationsoszillators. Deshalb gilt unter der Annahme, daß der Ausgang des Demodulationsoszillators 19 das Produkt des integrierenden Kreises und des Phasenmodulationskreises darstellt, und wenn man die übertragungsfunktion des integrierenden Kreises mit T (p) und die Modulationsempfindlichkeit des Phasenmodulationskreises mit M bezeichnet und wenn ferner die Differenz zwischen der Oszillatorfrequenz des Demodulationsoszillators für den Fall, daß der Gegenkopplungskreis offen ist. und der empfangenen Zwischenfrequenz p' ist, für die gesamte Phasenver-Schiebung in dem Demodulationsoszillator infolge der Gegenkopplung vom Basisbandverstärker zum DemodulationsoszillatorIn the invention shown in FIG. 1, the output voltage e _{D of} the phase detector 21 is amplified by the baseband amplifier 23, which has a gain B (p) and generates the amplified baseband signal e _B which is present at the output 25. The output of the demodulation oscillator 19, which is frequency-modulated by part of this baseband signal e _B , is the oscillator voltage e _{L of} the demodulation oscillator. It is therefore assumed that the output of the demodulation oscillator 19 is the product of the integrating circuit and the phase modulation circuit, and if the transfer function of the integrating circuit is denoted by T (p) and the modulation sensitivity of the phase modulation circuit is denoted by M and, furthermore, the difference between the Oscillator frequency of the demodulation oscillator in the event that the negative feedback loop is open. and the received intermediate frequency is p ' , for the total phase shift in the demodulation oscillator as a result of the negative feedback from the baseband amplifier to the demodulation oscillator

Pls + P Lit + P¹T(P) Pls + P Lit + P ¹ T (P)

= T(p) -Meg = M- B(p) ■ T(p) ■ e„ . (6)= T (p) -Meg = M- B (p) ■ T (p) ■ e " . (6)

Wenn man die Gleichung (3) in die Gleichung (6) einsetzt, erhält manSubstituting equation (3) into equation (6), one obtains

und P₅₁ - (P_l?l +P_Lm) im Verhältnis zu P₅, P_LS, P_LN und 1 sehr klein sindand P ₅₁ - (P _{l? l} + P _Lm ) are very small in relation to P ₅ , P _LS , P _{LN and 1}

Ρ,,ι = [Q(Pi) cos -PJ PJU+ Q(P₁)COs PJ
PLSι = Q(P₁)YlN^(E,, _Pl, B₁, PUJ) Ρ ,, ι = [Q (Pi) cos -PJ PJU + Q (P ₁ ) COs PJ
PLSι = Q (P ₁ ) YlN ^ (E ,, _Pl , B ₁ , PUJ)

(Pus + PlnVQ(P) + P'T(p)
= sin P^, AT(E₅. B₀, P^t). (Pus + PlnVQ (P) + P'T (p)
= sin P ^, AT (E _5. B ₀ , P ^ t).

wobeiwhereby

Q(P) = ΫΪΑ ■ D ■ B(p) ■ M ■ T(p) ■ fä, (8) Q (P) = ΫΪΑ ■ D ■ B (p) ■ M ■ T (p) ■ fä, (8)

jedoch ist, wie bereits erwähnt,however, as already mentioned,

(10)(10)

wobei N_{ (E₃, P\,B_U P^, i) die Summe zweier Integrale ist. Dabei sind die Grenzen des einen durch — ρ -TiB₁ und — Pi ersetzt und die des anderen durch p_x und P₁ + .tB, [vgl. Gleichung (9)].where N _{ (E ₃ , P \, B _U P ^, i) is the sum of two integrals. The limits of one are replaced by - ρ -TiB ₁ and - Pi and those of the other by p _x and P ₁ + .tB, [cf. Equation (9)].

Wenn die Signalleistung der empfangenen frequenzmodulierten Welle am Eingang klein ist, dann wächst das Rauschen bei der Gegenkopplung, P^ der Gleichung (4) wird π/2 und cos P_s kleiner. Deshalb wird die in dem Demodulationsoszillator durch die Frequenzmodulation des Signals von dem speziellen Kanal verursachte Phasenverschiebung kleiner. Infolgedessen wird die durch die Frequenzmodulation des weißen Rauschens in Verbindung mit dem entsprechenden Kanal im Oszillator verursachte Phasenverschiebung größer. Wenn das Signal in diesem Kanal rasch abnimmt, so daß das Schwellphänomen in Erscheinung tritt, verliert der Empfänger mit Phasendemodulation und Frequenzgegenkopplung die Fähigkeit, zu demodulieren.If the signal power of the received frequency-modulated wave at the input is low, then the noise increases with the negative feedback, P ^ of equation (4) becomes π / 2 and cos P _s becomes smaller. Therefore, the phase shift caused in the demodulating oscillator by the frequency modulation of the signal from the particular channel becomes smaller. As a result, the phase shift caused by the frequency modulation of the white noise in connection with the corresponding channel in the oscillator becomes larger. If the signal in this channel decreases rapidly, so that the swelling phenomenon occurs, the receiver with phase demodulation and frequency negative feedback loses the ability to demodulate.

Wir können das Signal-Rauschverhältnis wie folgt ermitteln: Wenn man das Vielkanalsignal als ein gleichmäßig verteiltes Geräusch betrachtet und wenn wir sin P₅ durch Pg ersetzen unter der Voraussetzung, daß das Signal der empfangenen frequenzmodulierten Wellen am Eingang 11 größer als der Schwell wert ist, dann kann man die folgenden Gleichungen aus den Gleichungen (5) und (7) ableiten:We can determine the signal-to-noise ratio as follows: If we consider the multi-channel signal as an evenly distributed noise and if we replace sin P ₅ with Pg , provided that the signal of the received frequency-modulated waves at input 11 is greater than the threshold value, then one can derive the following equations from equations (5) and (7):

Ps + P„. =Ps + P ". =
- Q(p) ■ N-(- Q (p) ■ N- (

Wenn manIf

Q(Pi]Q (Pi]

₀, Pa, ₀ , Pa,

P'_s ² =P ' _s ² =

P? = Psr² + kTF B_N/E_S P? = Psr ² + kTF B _N / E _S

'(12)
(13)'(12)
(13)

(9)(9)

Im folgenden sei das Signal-Rauschverhältnis im Basisbandsignal t'_ß insbesondere in bezug zu einem bestimmten Kanal innerhalb des Vieikanal-Signalgemisches betrachtet, und zwar für den Fall, daß die Eingangslcistung des empfangenen Signals dem Schwellweft erreicht. Wenn man die mittlere Kreisfrequenz dieses bestimmten Kanals mit p_t bezeichnet, wenn das Band dieses Kanals zwischen der Frequenz Pt — .-tB_t und P₁ + .iß, liegt, wenn die durch die Frequenzmodulation der Signalleistung dieses bestimmten Kanals innerhalb der empfangenen frequenzmodulierten Welle erzeugte Phasenverschiebung p_si ist und wenn ferner die im Demodulationsoszillator durch das Signal dieses bestimmten Kanals entstandene Phasenverschiebung der Phascngleichnchtungsgcgenkopplung ß_/v, ist und diejenige des in <·5 diesem speziellen Kanal enthaltenen weißen Rauschens /',,ν, beträgt, dann ergibt sich aus der Gleichung (7) unter der Annahme, daß /\,,, P,_SI. P_IS1. setzt, dann ergibt sichIn the following, the signal-to-noise ratio in the baseband signal t ' _{ß is considered} in particular in relation to a specific channel within the multi-channel signal mixture, specifically for the case that the input power of the received signal reaches the threshold. If one denotes the mean angular frequency of this particular channel with p _t , if the band of this channel lies between the frequency Pt -.-TB _t and P ₁ + .iß, if the frequency modulated by the frequency modulation of the signal power of this particular channel is within the received frequency The phase shift produced by the wave is p _si and if, furthermore, the phase shift of the phase-to-phase coupling produced in the demodulation oscillator by the signal of this particular channel is ß _{/ v} , and that of the white noise contained in <· 5 of this particular channel is / ',, ν, then results can be obtained from equation (7) on the assumption that / \ ,,, P, _SI . P _IS1 . sets, then surrenders

Psr = CVD Psr = CVD

= 7= 7

+ Q(P)]l²</p/(2.T).+ Q (P)] l ² </ p / (2nd T).

(14)(14)

wobei P_SR ² in Gleichung (14) den arithmetischen Mittelwert der Phasenverschiebung eines Vielkanalsignals bedeutet, das durch eine Gegenkopplung komprimiert ist und dessen Verteilung der Augenblicks-Werte dieselbe Charakteristik hat wie die des Rauschens. B_n ist die äquivalente Rauschbandbreite in dem Fall, in dem das Rauschband durch ein rechteckiges Band ersetzt wird. Da im allgemeinen die wahrscheinliche Dichtefunktion (p(x) des Augenblickswertes χ des Rauschens durch den Ausdruckwhere P _SR ² in equation (14) denotes the arithmetic mean value of the phase shift of a multichannel signal which is compressed by negative feedback and whose distribution of the instantaneous values has the same characteristics as that of the noise. B _n is the equivalent noise bandwidth in the case where the noise band is replaced with a rectangular band. Since in general the probable density function (p (x) of the instantaneous value χ of the noise by the expression

p(x) = exp (-[.υΛ']².2)(|2.7.Υ) p (x) = exp (- [. υΛ '] ² .2) (| 2.7.Υ)

(mit .Y als quadratischem Mittelwert des Rauschens) gegeben ist. ergibt sich für die wahrscheinliche Dichte-(with .Y being the root mean square value of the noise). results for the probable density

1 44 i /öö1 44 i / öö

funktion p(Ps) der durch die Gleichung (4) gegebenen Augenblickswerte der Phasenverschiebung P'_s. function p (Ps) of the instantaneous values of the phase shift P ' _s given by equation (4).

P(P',) = exp (- P (P ',) = exp (-

(15)(15)

Die Signalleistung und Geräuschleistung des betreffenden Kanals des Basisbandsignals e_B ergeben sich aus der Gleichung (10); ihre Leistungen ändern sich mit der Zeit gemäß den Änderungen der Phasenverschiebung P'_s [Gleichung (4)]. Jeder Mittelwert dieser Leistungen ist proportional Werten, die sich jeweils durch das Produkt der Phasenverschiebungen P_LS1 und P_Lm mit der wahrscheinlichen Dichtefunktion p{P₅) mit anschließender Integralbildung über den gesamten Bereich, in dem P'_s existiert, er-The signal power and noise power of the relevant channel of the baseband signal e _B result from equation (10); their powers change with time in accordance with the changes in the phase shift P ' _s [equation (4)]. Each mean value of these powers is proportional to values, which result from the product of the phase shifts P _LS1 and P _Lm with the probable density function p {P ₅ ) with subsequent integral formation over the entire range in which P ' _s exists.

geben. Wenn daher C das Verhältnis der Phasenverschiebung P_LS1 bzw. P_Lm im Demodulationsoszillator zu der Leistung des betreffenden Kanals innerhalb des Basisbandsignals e_B darstellt, dann ist das Quadrat der Signalleistung S₁ des betreffenden Kanals innerhalb des Basisbandsignals e_B und das Quadrat der in diesem Kanal enthaltenen Geräuschleistung N₁ gleich dem Integral bezüglich P'_s, nämlichgive. If, therefore, C represents the ratio of the phase shift P _LS1 or P _Lm in the demodulation oscillator to the power of the relevant channel within the baseband signal e _B , then the square of the signal power S _{1 of} the relevant channel is within the baseband signal e _B and the square of that in this Noise power contained in the channel N _{1 is} equal to the integral with respect to P ' _s , namely

C² ■ p(P'_s) ■ I P_LSl P bzw. C² ■ p(P'₅) ·C ² ■ p (P ' _s ) ■ I P _LSl P or C ² ■ p (P' ₅ ) ·

innerhalb der Grenzen von .·— co und + co für P'_s. Das Signal-Rauschverhältnis SJN₁ des Kanals im Basisbandsignal e_B ist dann durchwithin the limits of. · - co and + co for P ' _s . The signal-to-noise ratio SJN _{1 of} the channel in the baseband signal e _B is then through

P₀ ■P ₀ ■

+ 00
— 00 + 00
- 00 P (PdP (Pd 11 Q(P₁)Q (P ₁ ) cos P₅ cos P ₅ 22 + 00+ 00 +Q(Pi+ Q (pi )cosP;) cosP; 22 — OC'- OC ' Pv s) Pv s) 11 QdQd O₁)O ₁ ) + QiP₁ + QiP ₁ ) cos P₅ ) cos P ₅

1/21/2

(16)(16)

gegeben, wobei das Volumen des besagten Kanals den relativen Pegel O hat und die Gleichungen (10) und (15) in die Integrale eingesetzt sind. Der nächste Schritt sei die Gewinnung von P_TH, welche Größe den Schwellwert innerhalb der in der Gleichung (4) definierten Werte für P'_s bedeutet. Das in der Gleichung (16) dargestellte Signal-Rauschverhältnis SJN₁ ist in dem Falle, daß der quadratische Mittelwert der Eingangsleistung E₅ groß genug ist, gegeben durchwhere the volume of said channel has the relative level O and equations (10) and (15) are inserted into the integrals. The next step is to obtain P _TH , which value means the threshold value within the values for P ' _s defined in equation (4). The signal-to-noise ratio SJN ₁ shown in equation (16) is given by in the case that the root mean square value of the input power E _{5 is} large enough

(5,/JV₁Jb = UJ(IkTFB₁) ■ P₀ (16')(5, / JV ₁ Jb = UJ (IkTFB ₁ ) ■ P ₀ (16 ')

und proportional fE~_s. Aber in dem Maße, wie sich der quadratische Mittelwert E₅ der Eingangsleistung verringert, kann der in der eckigen Klammer stehende Faktor auf der rechten Seite der Gleichung (16) nicht vernachlässigt werden, und das Signal-Rausch verhältnis SJN₁ nimmt schnell ab.and proportional to fE ~ _s . But as the root mean square value E _{5 of} the input power decreases, the factor in square brackets on the right-hand side of equation (16) cannot be neglected, and the signal-to-noise ratio SJN ₁ decreases rapidly.

In diesem Falle und wenn man den Schwellwert als. den Punkt definiert, bei dem das Signal-Rauschverhältnis SJN₁ um 3 db unter den linear extrapolierten Wert des Signal-Rausch Verhältnisses (SJN^)₀ sinkt und P'_s am Schwellwert durch P_TH darstellt, gewinnt man durch Einsetzung dieser Werte in die Gleichungen (15) und (16) die folgenden Beziehungen für den Schwellwert:In this case and if you consider the threshold as. defines the point at which the signal-to-noise ratio SJN ₁ falls by 3 db below the linearly extrapolated value of the signal-to-noise ratio (SJN ^) ₀ and P ' _{s represents} the threshold value by P _TH , is obtained by inserting these values into the Equations (15) and (16) have the following relationships for the threshold value:

+ ■Ϊ 2+ ■ Ϊ 2

J P(P J P (P

Q(_Pl)cosP'_s Q ( _Pl ) cosP ' _s

₁) cos P_{5 1} ) cos P ₅

dp;dp;

dp;dp;

(17)(17)

Pτη¹ = Pτη ¹ =

Im folgenden sollen die Kennwerte der Gegenkopplungsschleife untersucht werden, die zur Verbesserung des Schwellwertes benötigt werden. Bezeichnet man die Bandbreite des Vielkanalsignals mit B₅ und das Leistungsverhältnis des in diesem Band enthaltenen Rauschens zu dem des beim Schwellwert empfangenen Signals mit (N/C)_BsTH, dann ist dieses Leistungsverhältnis bekanntlichIn the following, the characteristic values of the negative feedback loop are to be examined, which are required to improve the threshold value. If the bandwidth of the multi-channel _{signal is denoted} by B ₅ and the power ratio of the noise contained in this band to that of the signal received at the threshold value by (N / C) BsTH, then this power ratio is known

,- (N/C)_BsTH = kTFBJE_TH. (19), - (N / C) _BsTH = kTFBJE _TH . (19)

Durch Einsetzung des Ergebnisses der Gleichung (18) in die Gleichung (19) erhält manSubstituting the result of the equation (18) into the equation (19), one obtains

p(P_TH) = exp (- [(P₇₇, + P_nJ] P™²/2)/( f- P_Th) p (P _TH) = exp (- [(P _77, P _n + J] P ™ ^2/2) / _(T f P h)

Aus der Gleichung (13) und um den Gleichungen (17) zu genügen, ergibt sich bzw. muß seinFrom equation (13) and around equations (17) to be sufficient arises or must be

sr² + kTF ■ B_n/E₁₁₁ . (18) sr ² + kTF ■ B _n / E ₁₁₁ . (18)

wobei E₇₇, der quadratische Mittelwert der dem Schwellwert entsprechenden Eingangsleistung ist.where E _{77 is} the root mean square value of the input power corresponding to the threshold value.

WQb_sTH = (Pth²-WQb _sTH = (Pth ² -

(20)(20)

G ist der Quotient aus der äquivalenten Rauschbandbreite B_n und der Bandbreite des Vielkanalsignals B₅. Deshalb ist es, um die größtmögliche Verbesserung des Schwellwertes in dem gegengekoppelten System zu erhalten, wünschenswert, den Wert jeden einzelnen Faktors so zu ermitteln, daß die rechte Seite der Gleichung (20) möglichst klein wird. Andererseits stellt jeder Faktor der rechten Seite der Gleichung (20) eine charakteristische Funktion des Gegenkopplungskreises dar. Bei gegebenen Funktionen des Gegenkopplungskreises ist der Gegenkopplungsgrad 1 +ß(Pi)opT» der zum Erhalt eines minimalen Schwellwertes erforderlich ist, bestimmt durch die Gleichungen (17), (18), (19), (20), da die rechte Seite eine Funktion des Gegenkopplungsgrades I +Q(P₁) ist, wie aus der Gleichung (14) hervorgeht. G is the quotient of the equivalent noise bandwidth B _n and the bandwidth of the multi-channel signal B ₅ . Therefore, in order to obtain the greatest possible improvement in the threshold value in the negative feedback system, it is desirable to determine the value of each individual factor so that the right-hand side of equation (20) becomes as small as possible. On the other hand, each factor on the right-hand side of equation (20) represents a characteristic function of the negative feedback circuit. Given the functions of the negative feedback circuit, the degree of negative feedback is 1 + ß (Pi) opT », which is required to obtain a minimum threshold value, determined by equations (17 ), (18), (19), (20), since the right-hand side is a function of the degree of negative feedback I + Q (P ₁ ) , as can be seen from equation (14).

Als nächstes sei das Geräusch in dem über dem Sch well wert liegenden Teil betrachtet. Im allgemeinen verändert sich der zum Erhalt eines minimalen Schwellwertes notwendige Wert der Gegenkopplung 1 + Q (p)opt mit der charakteristischen Funktion des Gegenkopplungskreises, wie aus der bereits erläuterten Gleichung (8) hervorgeht. Wenn andererseits der empfangene Leistungspegel hoch ist, dann ist die Qualität der Gegenkopplung 1 + Q (p]o_PT unzureichend, um eine ausreichende übertragungsqualität des Vielkanalsignals sicherstellen zu können. Wie bereits aus der Betrachtung des erfindungsgemäßen Empfängers in Zusammenhang mit der Verwendung einer Gegenkopplung zum EmpfangNext, consider the noise in the part above the threshold. In general, the value of negative feedback 1 + Q (p) opt necessary to obtain a minimum threshold value changes with the characteristic function of the negative feedback circuit, as can be seen from equation (8) already explained. If, on the other hand, the received power level is high, then the quality of the negative feedback 1 + Q (p] o _{PT is} insufficient to be able to ensure a sufficient transmission quality of the multi-channel signal reception

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eines Vielkanalsignals mit hoher Qualität zu ersehen war, ist eine Unterdrückung des im wesentlichen durch die Gleichrichtung mittels des Phasendetektors 21 verursachten unverständlichen Ubersprechgeräusches auf einen niederen Wert erforderlich. Es gibt auch andere Geräusche als diese erwähnten Ubersprechgeräusche, als durch die Modulationscharakteristik des Demodulations-Oszillators 19 und durch die Verzerrung des Basis-Bandverstärkers 23 verursachten. Da jedoch diese Geräusche im Vergleich zu dem durch das übersprechen bedingten Geräusch klein sind, soll im folgenden nur das vom übersprechen herrührende Geräusch behandelt werden. Wenn der Effektivwert E_s der empfangenen frequenzmodulierten Welle ausreichend groß ist und P_LN und N' (E_s,Bo, P*, t) in der Gleichung (7) zu vernachlässigen sind, dann ergibt sich für die Gleichung (7)a multichannel signal with high quality could be seen, a suppression of the incomprehensible crosstalk noise caused essentially by the rectification by means of the phase detector 21 to a low value is required. There are also noises other than these mentioned crosstalk noises than those caused by the modulation characteristics of the demodulation oscillator 19 and by the distortion of the base band amplifier 23. However, since these noises are small compared to the noise caused by the crosstalk, only the noise resulting from the crosstalk will be dealt with below. If the effective value E _{s of} the received frequency-modulated wave is sufficiently large and P _LN and N '(E _s , Bo, P *, t ) can be neglected in equation (7), then equation (7) results

Pls = Q(P) sin (P_S-P_IL-P_LS). (21) Pls = Q (P) sin (P _S -P _IL -P _LS ). (21)

Deshalb lassen sich die Verzerrungsfaktoren W₂ und W₃ in Verbindung mit der Verzerrung im Phasendetektor 21, die durch die Verzerrungen der höheren harmonischen Welle wie der zweiten und dritten Oberwelle entstanden sind, wie folgt berechnen:Therefore, the distortion factors W ₂ and W ₃ in connection with the distortion in the phase detector 21, which resulted from the distortions of the higher harmonic waves such as the second and third harmonics, can be calculated as follows:

W, =W, =

Q(2p)-tan P_IL J₂(R)Q (2p) -tan P _IL J ₂ (R)

Q(P)-J₁(R)-W + Q(2p)-cos P_ILJ₀(R)}Q (P) -J ₁ (R) -W + Q (2p) -cos P _IL J ₀ (R)}

Q Q (3 (3 p) -J₃(R)p) -J ₃ (R)

Q(P)-J₁(R)-H+ Q (3 p) cos P_1L J₀ (R)) Q (P) -J ₁ (R) -H + Q (3 p) cos P _1L J ₀ (R))

(22)(22)

wobei- ρ die Winkelfrequenz der Grundfrequenz ist und R das Produkt aus Modulationsindex des Eingangssignals und dem Faktor f l/i 1 +Q(p)}\ ist. Deshalb ergibt sich für einen solchen Kreis mit dem sogenannten belasteten Rauschen das Signal-Rauschverhältnis entsprechend dem übersprechgeräusch zuwhere- ρ is the angular frequency of the fundamental frequency and R is the product of the modulation index of the input signal and the factor fl / i 1 + Q (p)} \ . Therefore, for such a circuit with the so-called loaded noise, the signal-to-noise ratio results corresponding to the crosstalk noise

(23) (24)(23) (24)

S/H₃ =S / H ₃ =

wobei η und P_e? die Kanalzahl bzw. die dem Vielkanai-Frequenzsignal entsprechende Leistung des belasteten Rauschens darstellen. Als praktisches Ausführungsbeispiel einer Weitverbindung für hochqualifizierte Signalgemische wird auf die CCIR-Empfehlung hingewiesen, welche besagt, daß die zulässige Geräuschleistung für die Entfernung über 2500 km zwischen Sender und Empfanger unter 7500 pW liegen soll. Wenn wir deshalb für die Betrachtung eines 100-km-Abschnittes annehmen, daß '/₉ des Geräusches über die ganze Verbindung durch Phasenverzerrungen im Detektor entstanden ist, dann ist das Signal-Rauschverhältnis in Anbetracht der harmonischen Verzerrungen 75,3 db.where η and P _e? represent the number of channels or the power of the loaded noise corresponding to the multi-channel frequency signal. As a practical embodiment of a long-distance connection for highly qualified signal mixtures, reference is made to the CCIR recommendation, which states that the permissible noise power for a distance of more than 2500 km between transmitter and receiver should be below 7500 pW. If we therefore assume for the consideration of a 100 km section that _{1/9 of} the noise over the entire connection is caused by phase distortions in the detector, then the signal-to-noise ratio, considering the harmonic distortions, is 75.3 db.

Aus den Gleichungen (22), (23), (24) ist zu ersehen, daß, obwohl das SfN-Verhältnis für das übersprechgeräusch H₃, weiches durch die dritte harmonische Verzerrung verursacht wird, fast unabhängig von P,_L ist, das Verhältnis SfN für das Ubersprechjeräusch H₂, verursacht durch die zweite harmonische Verzerrung, fast proportional zu sin P₁₁ ist. Deshalb ilIt can be seen from equations (22), (23), (24) that although the SfN ratio for the crosstalk noise H ₃ caused by the third harmonic distortion is almost independent of P, _L , the ratio SfN for the crosstalk noise H ₂ , caused by the second harmonic distortion, is almost proportional to sin P ₁₁ . Therefore il

Bei diesem Ergebnis ist davon ausgegangen worden, daß R kleiner als 1 ist. Es ist nämlich ersichtlich, daß der Wert P_IL in Abhängigkeit vom Übersprechgeräusch die Hälfte des Wertes P_SR betragen kann, der seinerseits durch die Komprimierung des quadratischen Mittelwertes der Phasenverschiebung des mit Gegenkopplung empfangenen Signals zustande kommt. Betrachtet man nun den Fall, daß R kleiner als 1 ist, dann ergibt sich aus den Gleichungen (22) und (24) die BeziehungIn this result, it has been assumed that R is less than 1. This is because it can be seen that the value P _IL , depending on the crosstalk noise, can be half of the value P _SR , which in turn comes about through the compression of the root mean square value of the phase shift of the signal received with negative feedback. If one now considers the case that R is smaller than 1, then the relationship results from equations (22) and (24)

SfH₃ =SfH ₃ =

(26)(26)

Pu. ^ Psh/2.Pooh ^ Psh / 2.

(25) aus der ersichtlich ist, daß der Gegenkopplungsgrad bei gegebenen Größen P₅ und η mit ihrer Hilfe ermittelt werden kann, der der bereits erwähnten Geräuschverteilung genügt. Die tatsächliche Wahl dieses Gegenkopplungsgrades soll nun untersucht werden.(25) from which it can be seen that the degree of negative feedback for given quantities P ₅ and η can be determined with their help, which satisfies the noise distribution already mentioned. The actual choice of this degree of negative feedback will now be examined.

Aus der Gleichung (26), also der Beziehung zwischen dem Absolutwert 11 + Q(p)\min des kleinsten Gegenkopplungsgrades zur Herabsetzung des Geräusches unter den zulässigen Wert des Übersprechens und dem quadratischen Mittelwert der Phasenverschiebung P₅, geht die in der F i g. 2 durch Kurve 41 dargestellte lineare Beziehung zwischen den beiden Werten hervor. P₅ ist in der F i g. 2 halblogarithmisch in Radianten auf der Abszisse aufgetragen undFrom equation (26), i.e. the relationship between the absolute value 11 + Q (p) \ min of the smallest degree of negative feedback to reduce the noise below the permissible value of crosstalk and the root mean square value of the phase shift P ₅ , the figure in FIG . 2, shown by curve 41, shows a linear relationship between the two values. P ₅ is shown in FIG. 2 plotted semi-logarithmically in radians on the abscissa and

|l +Q(p)\min in Dezibel auf der Ordinate. Wenn man andererseits aus den Gleichungen (17) und (18) die Beziehung zwischen dem absoluten Wert. 11 +Q(p)\opt des optimalen Gegenkopplungsgrades und dem quadratischen Mittelwert der Phasenver-Schiebung P_s im Falle eines Gerätes mit 120 Kanälen ausrechnet, erhält man die in der Figur mit 51 bezeichnete Gerade. Ein Vergleich der Kurven 41 und 51 zeigt, daß die Differenz zwischen den beiden Gegenkopplungsgraden 1+Q(p)opt ^und \+Q(p)min ungefähr 13 db ist, und zwar, wenn 120 Kanäle vorhanden sind und der quadratische Mittelwert der Phasenverschiebung einen Radianten beträgt. Dies bedeutet also, daß ein Unterschied von 13 db zwischen dem Gegenkopplungsgrad 1 +Q(p)opt und dem Gegenkopplungsgrad \+Q(p)_MiN erforderlich ist, um das Übersprechgeräusch auf einen Wert herabzudrücken, der den CCIR-Bedingungen für den Fall eines hohen Eingangspegels genügt.| l + Q (p) \ min in decibels on the ordinate. On the other hand, considering the relationship between the absolute value from equations (17) and (18). 11 + Q (p) \ opt of the optimal degree of negative feedback and the root mean square value of the phase shift P _s in the case of a device with 120 channels, the straight line denoted by 51 in the figure is obtained. A comparison of curves 41 and 51 shows that the difference between the two counter coupling efficiencies 1 + Q (p) opt ^u nd \ + Q (p) min about 13 db is, namely, if 120 channels are present and the root mean square Phase shift is one radian. This means that a difference of 13 db between the degree of negative feedback 1 + Q (p) opt and the _{degree of} negative feedback \ + Q (p) MiN is required in order to reduce the crosstalk noise to a value that meets the CCIR conditions for the case of a high input level is sufficient.

Um eine möglichst niedrige Schwelle für das empfangene frequenzmodulierte Signal niedrigen Pegels zu erhalten und um das Ubersprechgeräusch auf einen Wert herabzudrücken, der den CCIR-Bestimmungen für einen hohen Pegel gerecht wird, ist es deshalb notwendig, daß, wie es in F i g. 3 dargestellt ist, der Gegenkopplungsgrad des Gegenkopplungskreises automatisch gemäß der ersten Kurve 81 und dann gemäß dem Scheitelwert der Kurve 82 geändert wird. F i g. 3 zeigt den günstigsten Wert 1 +Q(p)opt für den Fall, daß die Eingangsleistung so klein ist wie der Schwell wert E_TH und den kleinsten Wert 1 + Q(p)min für den Fall, daß die empfangene Eingangsleistung den Wert E_ST hat. Sie zeigt ferner, daß zumindest der genannte Minimalwert \+Q(p)_Mi_N erhalten wird, wenn die Eingangsleistung größer als der ausreichend große Wert E_ST ist. Um nun den Gegenkopplungsgrad in der geschilderten Weise zu verändern, muß ein oder müssen mehrere Faktoren der rechten Seite der Gleichung (8) geändert werden. Die grundsätz-In order to obtain the lowest possible threshold for the received low-level frequency-modulated signal and in order to suppress the crosstalk noise to a value which meets the CCIR regulations for a high level, it is therefore necessary that, as shown in FIG. 3, the degree of negative feedback of the negative feedback circuit is automatically changed according to the first curve 81 and then according to the peak value of the curve 82. F i g. 3 shows the most favorable value 1 + Q (p) opt for the case that the input power is as small as the threshold value E _TH and the smallest value 1 + Q (p) min for the case that the input power received has the value E. _ST has. It also shows that at least said minimum value \ + Q (p) _M i _{N is} obtained when the input power is greater than the sufficiently large value E _ST . In order to change the degree of negative feedback in the manner described, one or more factors on the right-hand side of equation (8) must be changed. The fundamental

i 44 i /08i 44 i / 08

11 1211 12

lichen, aus den Kurventeilen 81 und 82 bestehenden und so einer Spitzengleichrichtung unterworfen. Dieunion, consisting of the curve parts 81 and 82 and so subjected to a peak rectification. the

Kennlinien können verschiedene Formen annehmen. gleichgerichtete Signalspannung stellt den Spitzen-Characteristic curves can take various forms. rectified signal voltage represents the peak

Der in der F i g. 1 dargestellte Steuerkreis 27 ist wert des Zwischenfrequenzsignals dar und tritt auf der Kreis, der die Gesamtverstärkung A, die einen der der Leitung 3334 in Erscheinung., Der symmetrische Faktoren der Gleichung (8) darstellt, ändert. Er be- 5 Gleichstromverstärker 34 wird mit der gleichgerichsteht aus einem ersten Gleichrichterkreis 32, der mit teten Ausgangsspannung der Gleichrichter 32 und 33 dem Ausgang des Phasenschiebers 31 und dem Aus- über die Leitungen 3234 und 3334 gespeist. Der Vergang des Zwischenfrequenzverstärkers 17 über die stärker 34 besteht aus einem ersten Emitterverstärker Leitung 1727 verbunden ist. An diese Leitung ist 341, der eine hohe Eingangsimpedanz aufweist und ferner ein zweiter Gleichrichterkreis 33 zur Gleich- io die Transistoren 341a und 341b enthält. Der Verrichtung der mit dem Rauschen behafteten Spitzen- stärker 34 hat einen zweiten Emitterverstärker 342, spannung des Zwischenfrequenzsignals e, verbunden. dessen hohe Eingangsimpedanz mit der Leitung 3334The one shown in FIG. Control circuit 27 illustrated in FIG. 1 is the value of the intermediate frequency signal and occurs on the circuit which changes the overall gain A, which is one of the symmetrical factors of equation (8). The DC amplifier 34 is rectified from a first rectifier circuit 32, which is fed with the output voltage of the rectifiers 32 and 33 to the output of the phase shifter 31 and the output via the lines 3234 and 3334. The past of the intermediate frequency amplifier 17 via the stronger 34 consists of a first emitter amplifier line 1727 is connected. This line is connected to 341, which has a high input impedance and also contains a second rectifier circuit 33 for rectifying the transistors 341a and 341b. A second emitter amplifier 342, voltage of the intermediate frequency signal e, is connected to the performance of the noisy peak amplifier 34. its high input impedance to line 3334

Ein symmetrischer Gleichstromverstärker 34 gibt verbunden ist und der aus einem Transistor 342 a ein verstärktes Ausgangssignal ab, das sich als Summe und einem Transistor 342 b besteht. Die Widerstände aus den Ausgangssignalen des Gleichrichters 32 und 15 343 und 344 sind mit den Emittern der Transistoren des Gleichrichters 33 zusammensetzt. Ein weiterer 3416 und 342 b des besagten ersten und zweiten Verstärker 35 verstärkt das Ausgangssignal des Ver- Emitterverstärkers 341 bzw. 342 verbunden, um den stärkers 34 mit hoher Stabilität. Der Gleichrichterkreis Arbeitspunkt für die Transistoren der Verstärker 341 32 besteht aus einem Zwischenfrequenztransformator und 342 festzulegen. Das Potentiometer 345 liegt mit 321, dessen Primärwicklung 321 α mit der Leitung 20 seinem Schleifkontakt an dem Gleichstromverstärker 1727 verbunden ist. Er besitzt zwei Sekundärwick- 35 über die Verbindung 3435. Die Festanschlüsse des lungen 321 b und 321 ft'. Gleichrichter 322 b und Potentiometers 345 sind an die Emitter der Tran-322 b' liegen zwischen dem Phasenschieber 31 und sistoren 341 b bzw. 342 b angeschlossen. Wie aus dem Anschluß von jeder der beiden sekundären dieser Anordnung ersichtlich ist, liefert der Ausgang Windungen 321b und 321b' in entgegengesetzter 25 des symmetrischen Gleichstromverstärkers 34 eine Richtung zueinander. Kondensatoren 323b und 323b' Spannung auf die Leitung 3435, die gleichstromversind mit dem anderen Anschluß jeder Sekundär- stärkt ist und die Summe der Ausgänge der Gleichwindung 321b und 321b' so verbunden, daß sie mit richter 32 und 33 darstellt und gemäß der ^Stellung dem Zwischenfrequenzsignal sowohl besagter Se- des Schleifers vom Potentiometer 345 sich ändert, kundärwindungen 321 b und 321 b' als auch mit dem 30 Der Ausgang des symmetrischen Gleichstromverphasenverschobenen, örtlich erzeugten Signal ver- stärkers 34 gelangt über die Leitung 2717 zu dessen sorgt sind. An diesen Kondensatoren steht die Am- Steuerung zum Zwischenfrequenzverstärker 17.
plitude der Vektorsumme von jeder der Zwischen- Wenn der Pegel der empfangenen frequenzmodufrequenzsignale und des phasenverschobenen, ort- lierten Welle hoch genug ist, dann bleibt der Gleichlichen Signals. Die Widerstände 324 b und 324 b' 35 Stromausgang der Summe von diesen gleichgerichteten sind auch mit den anderen Enden von den Sekundär- Ausgangsspannungen konstant,
windungen 321b und 321b' verbunden, um ein Signal Der variable Widerstand 339 des zweiten Gleichzu erzeugen, das die Summe der gleichgerichteten richterkreises 33 wird nun so abgeglichen, daß der Ausgänge an den besagten Enden darstellt. Ein Wider- gleichgerichtete Ausgang der Gleichrichterkreise 32 stand 325 liegt zwischen dem Anschluß der Wider- 4° und 33 einander gleich werden. Wenn andererseits stände 324b und 324b', und zwar an dem vom Zw*- der Pegel der frequenzmodulierten, empfangenen Welle schenfrequenztransformator 321 und der Erde ab- abnimmt und den Schwellwert erreicht, dann wird der gelegenen Ende. Ein Widerstand 326 ist mit dem Ausgang des zweiten Gleichrichterkreises 33 größer als Widerstand 325 verbunden und ferner auch über die der Ausgang des ersten Gleichrichterkreises 32. Wie Leitung 3234 mit dem symmetrischen Gleichstrom- 45 bereits erwähnt wurde, ist eine Steuerung der Ververstärker 34. Die koherent gleichgerichtete Spannung Stärkung des Zwischenverstärkers 17 in der Weise wird am Widerstand 325 abgenommen. Der zweite notwendig, daß der absolute Betrag |l + Q(p)\ des Gleichrichter 33 besteht aus einem Kopplungskonden- Gegenkopplungsgrades, der sich in Verbindung mit sator 331, der einen mit der Leitung 1727 verbundenen Q(p) gemäß der Gleichung (8) ergibt, wenigstens Anschluß aufweist, um darüber einen Teil der ver- 50 |1 + Q(p)|._Ujw wird. Deshalb bedarf der Schleifer des stärktea Zwischenfrequenz e_{ zu empfangen. Ein Potentiometers 345 im Verstärker 34 eines Vorab-Spitzenwertdetektor besteht aus Dioden 332, 333, gleiches derart, daß das Verhältnis, in dem die Auseinem Kondensator 334 und einem Widerstand 335, gangsspannungen des ersten und zweiten Gleichdie miteinander so verbunden sind, daß die über den richterkreises 32 bzw. 33 zur Summe dieser Ausgangs-Kopplungskondensator 331 gelangende Spitzenspan- 55 spannungen beitragen, die Verstärkung des Zwischennung des Zwischenfrequenzsignals gleichgerichtet wird. frequenzverstärkers 17 unter den Wert zu vermindern Die Drosselwicklung 336 und der Siebkondensator gestattet, der auftreten würde, wenn nur die Ausgangs-337 bilden ein Tiefpaßfilter, das mit dem Spitzengleich- spannung des Gleichrichterkreises 32 zur Verstärrichter zur Entfernung einer höheren Frequenzkom- kungsregelung herangezogen werden würde. In diesem ponente vom Ausgang des Gleichrichters bestimmt ist. 60 Falle wird der Gegenkopplungsgrad 11 + Q(p)1opt-Ein Festwiderstand 338 und ein variabler Widerstand Der Gleichrichterkreis 32 und die ähnlich aufgebauten 339 sind mit dem Tiefpaßfilter verbunden und bilden und an Hand der F i g. 4 und 5 erläuterten Kreise einen Spannungsteiler. Das bewegliche Ende dieses sind für die erfindungsgemäß angestrebte Funktion Spannungsteilers ist mit dem symmetrischen Gleich- der Anordnung nicht unbedingt erforderlich. Sie stromverstärker 34 über die Leitung 3334 verbunden. 65 haben nämlich keine wesentliche Bedeutung, wenn Wie aus dieser Anordnung ersichtlich ist, wird ein der Abgriff des Potentiometers 345 im symmetrischen Teil des verstärkten zwischenfrequenten Signals e, Gleichstromverstärker 34 an dem Verbindungspunkt dem Gleichrichter 33 über die Leitung 1727 zugeführt zwischen dem ersten Emitterverstärker 341 und demA symmetrical DC amplifier 34 is connected and from a transistor 342 a from an amplified output signal, which consists of a sum and a transistor 342 b. The resistances from the output signals of the rectifier 32 and 15 343 and 344 are combined with the emitters of the transistors of the rectifier 33. Another 3416 and 342 b of said first and second amplifier 35 amplifies the output signal of the emitter amplifier 341 and 342, respectively, connected to the amplifier 34 with high stability. The rectifier circuit operating point for the transistors of the amplifier 341 32 consists of an intermediate frequency transformer and 342 set. The potentiometer 345 is connected to 321, the primary winding 321 α of which is connected to the line 20 of its sliding contact on the direct current amplifier 1727. It has two secondary windings via connection 3435. The fixed connections of the lungs 321 b and 321 ft '. Rectifier 322 b and potentiometer 345 are connected to the emitter of Tran-322 b 'between phase shifter 31 and sistors 341 b and 342 b, respectively. As can be seen from the connection of each of the two secondary of this arrangement, the output provides turns 321b and 321b 'in opposite 25 of the balanced DC amplifier 34 a direction to each other. Capacitors 323b and 323b 'voltage on line 3435 which is DC connected to the other terminal of each secondary and the sum of the outputs of DC turns 321b and 321b' connected so that it represents with rectifiers 32 and 33 and according to the ^ position the Intermediate frequency signal of both said sander of the wiper from the potentiometer 345 changes, secondary windings 321 b and 321 b 'as well as with the 30 The output of the symmetrical direct current phase-shifted, locally generated signal amplifier 34 arrives via the line 2717 to which it is provided. The Am control for the intermediate frequency amplifier 17 is connected to these capacitors.
If the level of the received frequency mode frequency signals and the phase-shifted, located wave is high enough, then the same signal remains. The resistors 324 b and 324 b '35 current output of the sum of these rectified are also constant with the other ends of the secondary output voltages,
Windings 321b and 321b 'are connected to produce a signal The variable resistor 339 of the second equal, which is the sum of the rectified circuit 33 is now balanced so that the outputs at said ends represents. An oppositely rectified output of the rectifier circuit 32 stood 325 lies between the connection of the resistors 4 ° and 33 are equal to each other. On the other hand, if 324b and 324b 'were at that of the Zw * - the level of the frequency-modulated, received wave frequency transformer 321 and the earth decreases and reaches the threshold value, then the end located becomes. A resistor 326 is connected to the output of the second rectifier circuit 33 larger than resistor 325 and also via the output of the first rectifier circuit 32. As line 3234 with the symmetrical direct current 45 was already mentioned, a control of the amplifier 34 is coherent rectified voltage Reinforcement of the intermediate amplifier 17 in this way is taken from the resistor 325. The second necessary that the absolute amount | l + Q (p) \ of the rectifier 33 consists of a coupling capacitor negative feedback degree, which in connection with sator 331, the one connected to the line 1727 Q (p) according to the equation (8 ) results, at least has a connection to over it a part of the 50 | 1 + Q (p) |. _{U will} jw. Therefore the grinder needs to receive the stronger intermediate frequency e _{. A potentiometer 345 in the amplifier 34 of a pre-peak detector consists of diodes 332, 333, the same such that the ratio in which the output voltages of a capacitor 334 and a resistor 335, output voltages of the first and second are connected to each other so that the across the Richterkreises 32 or 33 contribute to the sum of this output coupling capacitor 331 reaching peak voltages, the amplification of the intermediate frequency signal is rectified. The choke winding 336 and the filter capacitor, which would occur if only the output 337 form a low-pass filter, which would be used with the peak DC voltage of the rectifier circuit 32 for the amplifier to remove a higher frequency compensation control, allow the frequency amplifier 17 to be reduced below the value . In this component is determined by the output of the rectifier. 60 case, the degree of negative feedback is 11 + Q (p) 1opt-A fixed resistor 338 and a variable resistor The rectifier circuit 32 and the similarly constructed 339 are connected to the low-pass filter and form and on the basis of FIG. 4 and 5 circles explained a voltage divider. The movable end of this voltage divider is not absolutely necessary for the function of the voltage divider aimed at according to the invention, with the symmetrical arrangement. You connected current amplifier 34 via line 3334. 65 are of no essential importance when, as can be seen from this arrangement, the tap of the potentiometer 345 in the symmetrical part of the amplified intermediate-frequency signal e, DC amplifier 34 at the connection point is fed to the rectifier 33 via the line 1727 between the first emitter amplifier 341 and to the

13 1413 14

Potentiometer 345 liegt. Es ist bei dem Steuerkreis 27 mit dem Zwischenfrequenzsignal e, ist. Ein Gleichder F i g. 1 auch möglich, den Abgriff des Potentio- richterkreis 32 ist vorgesehen, der mit einem Teil meters 345 in dem symmetrischen Gleichstromver- des Zwischenfrequenzsignals e, über die Verbindung stärker 34 so anzuordnen, daß an ihm die Differenz 1727 und gleichzeitig mit dem phasenverschobenen zwischen den gleichgerichteten Ausgangsspannungen 5 Signal des örtlichen Oszillators zur Gleichrichtung des ersten und zweiten Gleichrichterkreises 32 bzw. 33 nur der Amplitude einer Trägerkomponente der steht. In diesem Falle müssen der Steuerkreis 27 frequenzmodulierten Welle im Zwischenfrequenzsi- und der Teil des Zwischenfrequenzverstärkers 17,' gnal e_t beaufschlagt wird. Diese Komponente hat der der Verstärkungsregelung dient, vorabgeglichen dieselbe Frequenz wie die Trägerfrequenz. Der Gleichwerden, und zwar in der Weise, daß bei ausreichend io stromverstärker 35'verstärkt den Ausgang des Gleichhohem Empfangspegel die Differenzspannung am richters 32. Diese verstärkte Ausgangsspannung, also Abgriff Null werden kann und der Gegenkopplungs- die Regelspannung zur automatischen Verstärkungsgrad mindestens |l+Q(p)L/N werden kann, und, regelung am Ausgang des Steuerkreises 27 wird dem wenn der Gegenkopplungsgrad absinkt und der Zwischenfrequenzverstärker 17 über den Anschluß Pegel der empfangenen frequenzmodulierten Welle 15 2717 zugeführt, so daß die Verstärkung des Verden Schwellwert erreicht, die Differenzspannung am stärkers 17 die Spannung des Zwischenfrequenz-Abgriff die Verstärkung des Zwischenfrequenzver- signals e, ohne Rücksicht auf die Größe der empfanstärkers 17 herabsetzen kann, damit der Gegen- genen Eingangsleistung konstant halten. Das zweite, kopplungsgrad \\+Q(p)\opt wird- Dieser Vorab- in der F i g. 4 dargestellte Ausführungsbeispiel entgleich erfolgt experimentell. 20 hält einen zweiten Gleichrichterkreis 32', der vonPotentiometer 345 is located. It is in the control circuit 27 with the intermediate frequency signal e i is. A like the Fig. 1 also possible, the tap of the potentiometer circuit 32 is provided, which is to be arranged with a part meter 345 in the symmetrical direct current converter of the intermediate frequency signal e, via the connection stronger 34, that at it the difference 1727 and simultaneously with the phase shifted between the rectified output voltages 5 signal of the local oscillator for rectifying the first and second rectifier circuit 32 and 33 only the amplitude of a carrier component that is standing. In this case, the control circuit 27 frequency-modulated wave in the intermediate frequency and the part of the intermediate frequency amplifier 17, 'gnal e _{t is} applied. This component, which is used for gain control, has the same frequency as the carrier frequency in advance. The equalization, namely in such a way that with a sufficient current amplifier 35 'the output of the equal reception level amplifies the differential voltage at the converter 32. This amplified output voltage, i.e. tap, can become zero and the negative feedback the control voltage for the automatic gain at least | l + Q (p) L / N can be, and, regulation at the output of the control circuit 27 is fed when the degree of negative feedback drops and the intermediate frequency amplifier 17 via the terminal level of the received frequency-modulated wave 15 2717, so that the gain of Verden reaches the threshold value Differential voltage at amplifier 17 can reduce the voltage of the intermediate frequency tap the gain of the intermediate frequency signal e, regardless of the size of the receiver amplifier 17, so that the counterpart input power can be kept constant. The second, degree of coupling \\ + Q (p) \ opt will - This advance - in the F i g. The exemplary embodiment shown in FIG. 4 is carried out experimentally. 20 holds a second rectifier circuit 32 ', which is of

Bei dem Empfänger nach F i g. 1 wird zur er- einem Teil des Zwischenfrequenzsignales e, und demAt the recipient according to FIG. 1 becomes part of the intermediate frequency signal e and dem

findungsgemäßen Steuerung des Gegenkopplungs- Ausgang des Phasenschiebers 31 im Steuerkreis 27'inventive control of the negative feedback output of the phase shifter 31 in the control circuit 27 '

grades die Verstärkung des Zwischenfrequenzver- gespeist wird. Der Detektor 32'richtet die Amplitudendegree the gain of the intermediate frequency is fed. The detector 32 'sets the amplitudes

stärker^ 17 und damit auch die Gesamtverstärkurig der Trägerkomponente der frequenzmodulierten Wellestronger ^ 17 and thus also the overall amplification of the carrier component of the frequency-modulated wave

von der Eingangsklemme 11 bis zum Phasengleich- 25 im Zwischenfrequenzsignal gleich und die Kompo-from the input terminal 11 to the phase 25 in the intermediate frequency signal the same and the component

richter 21 gesteuert. ' nente derselben Frequenz wie die Trägerfrequenz.judge 21 controlled. 'nent of the same frequency as the carrier frequency.

Eine derartige Steuerung erreicht man durch Be- Der Spitzengleichrichter 33' wird von einem Teil einflussung einer oder mehrerer Größen und Funk- des Zwischenfrequenzsignals e, beaufschlagt und richtionen; es sind dies: Die Gesamtverstärkung A, die tet den Spitzenwert des Zwischenfrequenzsignales e, Gleichrichterempfindlichkeit D des Phasengleichrich- 30 gleich, das durch die frequenzmodulierte Welle freters 21, die Modulationsempfindlichkeit M des- ort- quenzmoduliert ist und von entsprechendem Geliehen Demodulationsoszillators 19, die Ubertragungs- rausch begleitet wird. Dem Kombinationskreis 61 funktion T(p) des Gesamtkreises durch Aufteilung werden die Ausgangsspannungen des zweiten Gleichdes Demodulationsoszillators 19 in einen äquivalenten richters 32' und des Spitzengleichrichters 33' zuge-Integrationskreis und einem Phasenmodulationskreis, 35 führt. Kr erzeugt eine Gleichstrom-Differenzspandie Verstärkung B{p) des Basisbandverstärkers 23. nung, die ein Kriterium der Differenz zwischen diesen Diese Faktoren sind in der Gleichung 8 enthalten. beiden Ausgängen darstellt. Der Gleichstromver-Es ist möglich, den Gegenkopplungsgrad zwischen stärker 63 wird mit dieser Differenzspannung zur |l — Q{p)\_MIN und 11 +<2(p)I₀P₇--zu steuern, indem der Verstärkung des besagten Signals zu einem Steuer-Gegenkopplungsgrad proportional zur Abnahme des 40 signal beaufschlagt. Die Verbindung 6323 führt dieses empfangenen Eingangspegels reduziert wird. Zusatz- Steuersignal an «»inen Basisbandverstärker 23, so daß lieh ist bei der in der F i g. 1 dargestellten Ausführung es die Verstärkung B_p des Basisbandverstärkers steuein Spitzengleichrichter im Steuerkreis enthalten, so ert. Die Verstärkungsänderung B(p) des Basisbanddaß eine hohe und den CCIR-Bedingungen gerecht Verstärkers kann dadurch verwirklicht werden, daß werdende Ubertragungsqualität erzielt wird. Es muß 45 der Basisbandverstärker 23 mit einem Transistorjedoch hervorgehoben werden, daß der Steuerkreis verstärker in Emitterschaltung ausgerüstet wird, ferner einen quadratischen Mittelwertgleichrichter anstatt eine variable Impedanzdiode vorgesehen wird, die eines Spitzengleichrichters enthalten kann. mit dem Emitter des Transistors des Verstärkers ver-Such a control is achieved by loading the peak rectifier 33 'is partially influenced by one or more variables and radio frequencies of the intermediate frequency signal e, and directions; They are: The overall gain A, the tet the peak value of the intermediate frequency signal e, rectifier sensitivity D of the Phasengleichrich- 30 is equal, which is quenzmoduliert DES spot by the frequency-modulated wave freters 21, the modulation sensitivity of M and of corresponding Lent demodulation oscillator 19 which Ubertragungs - is accompanied by intoxication. The combination circuit 61 function T (p) of the overall circuit by division is fed with the output voltages of the second equation of the demodulation oscillator 19 in an equivalent rectifier 32 'and the peak rectifier 33' integration circuit and a phase modulation circuit 35. Kr produces a DC differential span of the gain B (p) of the baseband amplifier 23, which is a criterion of the difference between these factors. represents both outputs. It is possible to control the degree of negative feedback between 63 becomes stronger with this differential voltage for | l - Q {p) \ _MIN and 11 + <2 (p) I ₀ P ₇ - by increasing the amplification of said signal applied a control negative feedback proportional to the decrease in the 40 signal. The connection 6323 results in this received input level being reduced. Additional control signal to "" inen baseband amplifier 23, so that borrowed in the case of the FIG. 1 it contains the gain B _{p of} the baseband amplifier steer a peak rectifier in the control circuit, so it is. The gain change B (p) of the baseband that a high amplifier that meets the CCIR conditions can be achieved by achieving better transmission quality. It must be emphasized 45 the baseband amplifier 23 with a transistor, however, that the control circuit amplifier is equipped in common emitter circuit, furthermore a quadratic mean value rectifier is provided instead of a variable impedance diode, which can contain a peak rectifier. connected to the emitter of the transistor of the amplifier

Im folgenden soll auf die F i g. 4 Bezug genommen bunden ist und deren Impedanz gemäß der Größe werden, in der ein anderes Ausführungsbeispiel der 50 der zwischen ihre Elektroden eingeprägte Spannung Erfindung dargestellt ist. Ähnlich wie das in der sich ändert, und ferner Mittel zur Änderung des F i g. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel besteht diese Basisstromes des Transistors vorgesehen sind, die Anordnung aus einem mit einer Eingangsquelle 100 diesen in Übereinstimmung mit dem Steuersignal verbundenen Anschluß 11, einem Frequenzumsetzer ändern, so daß er den Emitterstrom des Transistors 15 mit einem örtlichen Oszillator 13, einem Zwischen- 55 und damit die Impedanz der veränderlichen Impefrequenzverstärker 17, der ein verstärktes Zwischen- danzdiode ändert. Da die Gleichstromausgangsspanfrequenzsignal e, liefert, einen Phasengleichrichter 21 nung sich im Verhältnis zur Differenz der Gegenmit einem Demodulationsoszillator 19, in dem die kopplungsfaktoren 11 + Ö(p)Ia#//v ^u°d 11 + Q(p)\opt Oszillatorleistung e_L entsteht. Der Gleichrichter 21 ändert, sofern die empfangene Eingangsleistung zwiliefert das Ausgangssignal e_D. Der Basisbandver- 60 sehen einem ausreichend hohen Wert und dem stärker 23 erzeugt das Basisbandsignal e_B und weist Schwellwert liegt, ist es auch möglich, den Gegeneinen Ausgang 25 auf. Die in der F i g. 4 dargestellte kopplungsgrad gemäß der Erfindung zu ändern, indem zweite Ausführungsform gemäß der Erfindung ent- man die in der F i g. 4 gezeigte Ausführungsform verhält einen Steuerkreis 27', der einen Phasenschieber wendet. Es ist außerdem möglich, dieses Ziel dadurch 31 enthält, der einen Teil der örtlich erzeugten Demo- 65 zu erreichen, daß ein Kreis vorgesehen wird, der die dulationsleistung c_L über die Verbindung 1927 auf- Geräuschleistung an der Außenseite des Basisbandnimmt und diesen Teil in ein phasenverschobenes bereiches im Basisbandsignal e_H gleichrichtet, das örtliches Oszillatorsignal umwandelt, das gleichphasig am Ausgang 25 gewonnen wird an Stelle eines zweitenIn the following, the F i g. Referring to Fig. 4, the impedance thereof will be related to the magnitude in which another embodiment of Fig. 50 is shown of the invention impressed between its electrodes. Similar to that in the changes, and also means for changing the F i g. 1, this base current of the transistor is provided, the arrangement of a terminal 11 connected to an input source 100 in accordance with the control signal, changing a frequency converter, so that it changes the emitter current of transistor 15 with a local oscillator 13, an intermediate 55 and thus the impedance of the variable pulse frequency amplifier 17, which changes an amplified intermediate dance diode. Since the direct current output span frequency signal e, supplies a phase rectifier 21 voltage itself in relation to the difference of the counterpart with a demodulation oscillator 19, in which the coupling factors 11 + Ö (p) Ia # // v ^u ° d 11 + Q (p) \ opt oscillator power e _L arises. The rectifier 21 changes, provided that the received input power is supplied to the output signal e _D. The baseband system 60 see a sufficiently high value and the stronger 23 generates the baseband signal e _B and has a threshold value, it is also possible to have an output 25 opposite. The in the F i g. 4 according to the invention to change the degree of coupling shown in the second embodiment according to the invention according to the in the F i g. The embodiment shown in Fig. 4 behaves a control circuit 27 'which reverses a phase shifter. It is also possible to include this goal 31 by achieving part of the locally generated demo 65 by providing a circuit which takes the dulation power c _L via the connection 1927 - noise power on the outside of the baseband and this part in rectifies a phase-shifted range in the baseband signal e _H , converts the local oscillator signal which is obtained in phase at the output 25 instead of a second

Gleichrichterkreises 32' des Spitzengleichrichters 33' und des Kombinationskreises 61.
In der F i g. 5 wird ein anderes AusführungsbeispielRectifier circuit 32 'of the peak rectifier 33' and the combination circuit 61.
In FIG. 5 becomes another embodiment

¹ der Erfindung erläutert. Wie beim Ausführungsbeispiel gemäß der F i g. 4 ist der Eingang 11 mit der Signalquelle 100 verbunden. Der Frequenzumsetzer 15 wirkt in Verbindung mit einem Oszillator 13. Der Zwischenfrequenzverstärker 17 liefert ein verstärktes Zwischenfrequenzsignal, was im folgenden als Zwischenfrequenzsignal e, bezeichnet werden soll. Ein Phasengleichrichter 21 und ein zugehöriger Demiodulationsoszillator 19 liefern Ausgangssignale e_D. Der Basisbandverstärker 23 erzeugt ein verstärktes Basisbandsignal e_B. Der Steuerkreis 27' besteht aus einem Phasenschieber 31, einem ersten Gleichrichter 32' und einem Gleichstromverstärker 35'. Seine Ausgangsspannung wird an den Zwischenfrequenzverstärker 17 zur Steuerung der Verstärkung dieses Verstärkers gelegt, um ein von der empfangenen Eingangsleistung unabhängiges Signal ej zu erhalten. Ein zweiter Gleichrichterkreis 32' richtet die Amplitude der Trägerkomponente der frequenzmodulierten Welle in dem zwischenfrequenten Signal e_; und die Komponente derselben Frequenz wie die Trägerfrequenz gleich. Ein Spitzengleichrichter 33' richtet die Spitzenspannung des Zwischenfrequenzsignales e_t und das mitlaufende Geräusch gleich. Der Kombinationskreis 61 erzeugt eine Ausgangsgleichspannung, die ein Kriterium für die Differenz zwischen dem Ausgang des zweiten Gleichrichters 32' und dem Ausgang des Spitzengleichrichters 33' ist. Der Gleichstromverstärker 63 verstärkt diese Gleichspannung und erzeugt dadurch-ein Steuersignal..An Stelle der Mittel zur Verstärkungssteuerung B(p) des Basisbandverstärkers 23 durch das Steuersignal sind in der Ausführungsform gemäß der F i g. 5 Mittel vorgesehen, die aus einer Leitung 6319 Zuführung des Steuersignals an den Demodulationsoszillator 19 bestehen, so daß das Steuersignal die Modulationsempfindlichkeit M des Oszillators 19 steuert. ^{1 of} the invention explained. As in the embodiment according to FIG. 4, the input 11 is connected to the signal source 100. The frequency converter 15 acts in conjunction with an oscillator 13. The intermediate frequency amplifier 17 supplies an amplified intermediate frequency signal, which will be referred to below as intermediate frequency signal e. A phase rectifier 21 and an associated demodulation oscillator 19 supply output signals e _D. The baseband amplifier 23 generates an amplified baseband signal e _B. The control circuit 27 'consists of a phase shifter 31, a first rectifier 32' and a direct current amplifier 35 '. Its output voltage is applied to the intermediate frequency amplifier 17 to control the gain of this amplifier in order to obtain a signal ej which is independent of the input power received. A second rectifier circuit 32 'rectifies the amplitude of the carrier component of the frequency-modulated wave in the intermediate-frequency signal e _; and the component of the same frequency as the carrier frequency is the same. A peak rectifier 33 'rectifies the peak voltage of the intermediate frequency signal e _t and the accompanying noise. The combination circuit 61 generates a DC output voltage which is a criterion for the difference between the output of the second rectifier 32 'and the output of the peak rectifier 33'. The direct current amplifier 63 amplifies this direct voltage and thereby generates a control signal. Instead of the means for controlling the gain B (p) of the baseband amplifier 23 by the control signal, in the embodiment according to FIG. 5 means are provided which consist of a line 6319 supplying the control signal to the demodulation oscillator 19, so that the control signal controls the modulation sensitivity M of the oscillator 19.

Auf diese Weise wird mit der Erfindung ein Emp-In this way, the invention makes a receiver

" fänger mit Phasendemodulation und Frequenzgegenkopplung geschaffen, der nicht nur einen hochempfindlichen Empfang, auch wenn die hochfrequente Eingangsleistung sehr niedrig ist, gestattet, sondern auch dann ein niedriges Ubersprechgeräusch erzeugt, wenn die Eingangsleistung relativ hoch ist."Catcher created with phase demodulation and frequency negative feedback that is not only highly sensitive Reception, even if the high-frequency input power is very low, is permitted, but produces low crosstalk noise even when the input power is relatively high.

Claims (4)

Patentansprüche:Patent claims: 1. Empfänger für hochfrequente, phasenmodulierte Wellen mit Frequenzgegenkopplung mit einer Mischstufe, einem Zwischenfrequenzverstärker, einem Phasengleichrichter, dem ein Teil des Zwischenfrequenzsignals zugeführt wird, einem Ausgangsverstärker, einem Demodulationsoszillator, auf den ein Teil des Ausgangssignals des Ausgangsverstärkers gegengekoppelt ist, um seine Frequenz gemäß derjenigen am Ausgang des Ausgangsverstärkers zu steuern und von dem ein Teil des Ausgangssignals dem Phasengleichrichter zugeführt wird, und einem Steuerkreis, dem Teile der Ausgangssignale des Zwischenfrequenzverstärkers und des Demodulaüonsoszillators zugeführt werden und dessen Ausgangssteuersignal der gegenkoppelnden Steuerung des Empfängers <>5 dient, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerkreis (27) einen ersten Glcichrichlerkreis1. Receiver for high-frequency, phase-modulated waves with frequency negative feedback a mixer, an intermediate frequency amplifier, a phase rectifier, which is part of the Intermediate frequency signal is fed to an output amplifier, a demodulation oscillator, to which part of the output signal of the output amplifier is fed back to its To control frequency according to that at the output of the output amplifier and from the one Part of the output signal is fed to the phase rectifier, and a control circuit, the parts the output signals of the intermediate frequency amplifier and the demodulation oscillator supplied and its output control signal of the negative feedback control of the receiver <> 5 serves, characterized in that the control circuit (27) has a first rectifier circuit (32) für einen vom Zwischenfrequenzverstärker zugeführten Ausgangssignalanteil und den durch einen Phasenschieber (31) um 90° phasen verschobenen, vom Demodulationsoszillator zugeführten Ausgangssignalanteil und einen zweiten Gleichrichterkreis (33) für die Gleichrichtung eines vom Zwischenfrequenzverstärker zugeführten Ausgangssignalanteils und eines Rauschsignals umfaßt, das ganze derart, daß das Ausgangssteuersignal des Steuerkreises (27) je nachdem, ob der Zwischenfrequenzsignalpegel unterhalb einer vorgegebenen Schwelle liegt oder diese übersteigt, niedrige Werte mit einem einem Schwellwert des Empfängers entsprechenden Minimum aufweist und dadurch hohe Empfangsempfindlichkeit gewährleistet, oder linear und logarithmisch auf höhere Werte anwächst, die einen Empfang mit hoher Güte sicherstellen.(32) for an output signal component supplied by the intermediate frequency amplifier and the through a phase shifter (31) phase-shifted by 90 °, supplied by the demodulation oscillator Output signal component and a second rectifier circuit (33) for the rectification of a the output signal component supplied by the intermediate frequency amplifier and a noise signal, the whole in such a way that the output control signal of the control circuit (27) depending on whether the Intermediate frequency signal level is below or exceeds a specified threshold, has low values with a minimum corresponding to a threshold value of the receiver and thereby ensures high reception sensitivity, or linear and logarithmic higher values grows, which ensure a reception with high quality. 2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Gleichrichterkreis (32) ein Kohärenzgleichrichterkreis ist, der die Amplituden einer im Zwischenfrequenzsignal enthaltenen Trägerkomponente und einer Komponente mit einer der Trägerfrequenz gleichen Frequenz gleichrichtet, daß der zweite Gleichrichterkreis (33) ein Spitzengleichrichterkreis ist, der die Spitzenwerte der Vektorsumme des im Zwischenfrequenzsignal enthaltenen Rauschens und der phasenmodulierten Signale gleichrichtet, daß zur Erzeugung der Ausgangssteuersignale gemäß den Ausgangsspannungen der beiden Gleichrichterkreise ein symmetrischer Gleichstromverstärker (34) als Steuersignalerzeuger vorgesehen ist und daß das Ausgangssteuersignal des Steuerkreises (27) an den Zwischenfrequenzverstärker zur Steuerung des Verstärkungsgrades angelegt wird (Fig. 1).2. Receiver according to claim 1, characterized in that the first rectifier circuit (32) is a coherence rectifier circuit, which is the amplitudes of a contained in the intermediate frequency signal Rectifies the carrier component and a component with a frequency equal to the carrier frequency, that the second rectifier circuit (33) is a peak rectifier circuit, which the peak values the vector sum of the noise contained in the intermediate frequency signal and the phase-modulated Rectifies signals that for generating the output control signals according to the output voltages of the two rectifier circuits a symmetrical DC amplifier (34) as a control signal generator is provided and that the output control signal of the control circuit (27) to the Intermediate frequency amplifier is applied to control the gain (Fig. 1). 3. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwei parallelliegende Gleichrichterkreise (32 und 32') vorhanden sind, denen Teile der Ausgangsspannung des Zwischenfrequenzverstärkers und, um 90° phasenverschoben, des Demodulationsoszillators zugeführt werden, und daß die Ausgangsspannung des einen (32) dieser beiden Gleichrichterkreise als Steuersignal an den Zwischenfrequenzverstärker (17) zur Steuerung seines Verstärkungsgrades und die Ausgangsspannung des anderen (32') unter Kombination mit derjenigen eines Spitzengleichrichterkreises (33'), dem ein Teil der verstärkten Zwischenfrequenzspannung zugeführt wird, als Steuersignal an den Ausgangsverstärker (23) zur Steuerung des Verstärkungsgrades angelegt werden (F i g. 4).3. Receiver according to claim 1, characterized in that two parallel rectifier circuits (32 and 32 ') are present, which parts of the output voltage of the intermediate frequency amplifier and, out of phase by 90 °, are fed to the demodulation oscillator, and that the output voltage of the one (32) these two rectifier circuits as a control signal to the intermediate frequency amplifier (17) for control its gain and the output voltage of the other (32 ') in combination with that of a peak rectifier circuit (33 ') to which part of the amplified intermediate frequency voltage is supplied as a control signal to the output amplifier (23) for controlling the Gain degree are applied (Fig. 4). 4. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwei parallelliegende Gleichrichterlireise (32 und 32') vorhanden sind, denen Teile der Ausgangsspannung des Zwischenfrequenzverstärkers und, um 90" phasenverschoben, des Demodulationsoszillators zugeführt werden, und daß die Ausgangsspannung des einen (32) dieser beiden Gleichrichterkreise als Steuersignal an den Zwischenfrequenzverstärker (17) zur Steuerung seines Verstärkungsgrades und die Ausgangsspannung des anderen (32') unter Kombination mit derjenigen eines weiteren Gleichrichterkreises (33'), dem ein Teil der verstärkten Zwischenfrcquenzspannung zugeführt wird, an den Demodulationsoszillator (19) angelegt wcrdim (Fi g. 5)4. Receiver according to claim 1, characterized in that two parallel rectifier trips (32 and 32 ') are present, which parts of the output voltage of the intermediate frequency amplifier and fed to the demodulation oscillator, phase shifted by 90 ", and that the output voltage of one (32) of these two rectifier circuits as a control signal to the intermediate frequency amplifier (17) to control its gain and the output voltage of the other (32 ') in combination with that of a further rectifier circuit (33 '), to which part of the amplified intermediate frequency voltage is supplied, to the demodulation oscillator (19) created wcrdim (Fig. 5) Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 109 64^ .Y 1 sheet of drawings 109 64 ^ .Y