DE1140603B - Method for improving and linearizing the control characteristic of a transductor pulse-width-controlled switching transistor amplifier - Google Patents

Description

Verfahren zur Verbesserung und Linearisierung der Steuerkennlinie eines transduktorisch impulsbreitengesteuerten Schalttransistorverstärkers Es ist allgemein bekannt, Transistoren im Schaltbetrieb zu steuern und damit ihr Anwendungsgebiet auf die Steuerung und Regelung größerer Leistungen zu erweitern. Durch eine Änderung des Verhältnisses von Einschalt- und Ausschaltzeit in Abhängigkeit von der Steuergröße oder der Regelabweichung kann man am Ausgang des Transistorverstärkers eine stetigähnliche Wirkung erhalten, wenn die Schaltfrequenz genügend groß ist.Process for improving and linearizing the control characteristic of a transductive pulse-width-controlled switching transistor amplifier Es ist generally known to control transistors in switching mode and thus their field of application to expand the control and regulation of larger capacities. By a change the ratio of switch-on and switch-off times depending on the control variable or the control deviation can be a steadily similar one at the output of the transistor amplifier Get an effect when the switching frequency is sufficiently high.

Bei den bekannten Regeleinrichtungen, die mit einem Schalttransistorverstärker in der Endstufe arbeiten, ist ein Pulserzeuger, meistens ein transistorierter Gleichspannungswandler, vorgesehen, welcher zur Speisung eines nachgeschalteten kleinen Transduktors eine Rechteckwechselspannung mit einer Frequenz von einigen 100 Hz liefert. Einer Steuerwicklung des nachgeschalteten Transduktors wird dann beispielsweise eine der Regelabweichung eines Regelkreises proportionale Spannung zugeführt, und man erhält dann am Ausgang des Transduktors eine rechteckförmige Impulsspannung, bei der die Breite der Impulse in Abhängigkeit von der Steuergröße des Transduktors verändert wird. Diese Ausgangsgröße wird dann dem Transistorschaltverstärker der Endstufe zugeführt. An der im Ausgangskreis des Schalttransistorverstärkers liegenden Last erhält man dann eine rechteckförmige Gleichspannung, deren Mittelwert der Steuergröße des Transduktors annähernd proportional ist. Die Steuerkennlinie einer solchen Anordnung ist in der Fig. 1 dargestellt. über dem Steuerstrom ist des Transduktors ist der Mittelwert des Laststromes IL am Ausgang des Schalttransistorverstärkers dargestellt. Aus der Kurve ist zu ersehen, daß bei großer Aussteuerung des Transduktors, etwa bei Werten oberhalb des Wertes ist 1, die Proportionalität verlorengeht und der Laststrom IL nur noch langsam gegen den maximal zulässigen Kollektorstrom la,nax ansteigt. Der maximal zulässige Kollektorstrom kann bei einer solchen Anordnung jedoch niemals erreicht werden, weil der Schalttransistor, bedingt durch die Eigenschaften des vorgeschalteten Transduktors, auch bei Vollaussteuerung keinen rechteckförmigen Ausgangsstrom mit einem Tastverhältnis vom Wert - 1 (d. h. keinen Gleichstrom) zu liefern, während jeder Periode mindestens einmal umgesteuert wird. Der Ausgangsstrom des Schalttransistorverstärkers geht also während jeder Periode auch bei voller Aussteuerung des Transduktors kurzzeitig auf den Wert Null zurück, so daß er den zulässigen Maximalwert nicht erreichen kann. Um sicherzustellen, daß bei voller Aussteuerung des Transduktors auch der Maximalwert des Laststromes erreicht wird, muß dafür Sorge getragen werden, daß bei voller Aussteuerung der Schalttransistor nicht mehr umgesteuert wird. Der vorgeschaltete Transduktor ist aber von sich aus nicht in der Lage, die hierfür erforderliche Steuergröße an den Schalttransistorverstärker abzugeben, weil er auch bei voller Aussteuerung noch eine endliche Spannungszeitfläche benötigt, die dann an seinem Lastwiderstand und damit am Eingang des Schalttransistorverstärkers fehlt.In the known control devices that work with a switching transistor amplifier in the output stage, a pulse generator, usually a transistorized DC voltage converter, is provided, which supplies a square-wave AC voltage with a frequency of a few 100 Hz to feed a small downstream transducer. A voltage proportional to the control deviation of a control loop is then fed to a control winding of the downstream transducer, for example, and a square-wave pulse voltage is then obtained at the output of the transducer, in which the width of the pulses is changed depending on the control variable of the transducer. This output variable is then fed to the transistor switching amplifier of the output stage. A square-wave DC voltage is then obtained at the load in the output circuit of the switching transistor amplifier, the mean value of which is approximately proportional to the control variable of the transducer. The control characteristic of such an arrangement is shown in FIG. The mean value of the load current IL at the output of the switching transistor amplifier is shown above the control current of the transducer. It can be seen from the curve that when the transductor has a high modulation, for example at values above the value 1, the proportionality is lost and the load current IL only rises slowly against the maximum permissible collector current Ia, nax. The maximum permissible collector current can never be achieved with such an arrangement, because the switching transistor, due to the properties of the upstream transducer, does not deliver a square-wave output current with a duty cycle of - 1 (i.e. no direct current) during each period, even at full level is reversed at least once. The output current of the switching transistor amplifier goes back briefly to the value zero during each period, even when the transductor is fully modulated, so that it cannot reach the maximum permissible value. In order to ensure that the maximum value of the load current is also reached when the transducer is fully modulated, care must be taken that the switching transistor is no longer reversed when it is fully modulated. However, the upstream transducer is not in a position to deliver the required control variable to the switching transistor amplifier because it still requires a finite voltage time area even with full modulation, which is then missing at its load resistance and thus at the input of the switching transistor amplifier.

Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zur Verbesserung und Linearisierung der Steuerkennlinie eines transduktorisoh impulsbreitengesteuerten Schalttransistorverstärkers. Bei diesem Verfahren wird erfindungsgemäß zunächst die Flankensteilheit der Ausgangsimpulsgröße des Transduktors mit Hilfe eines Kondensator-Widerstand-Zeitgliedes so weit verringert, daß bei vollausgesteuertem Transduktor die Ausgangsgröße nur noch auf einen bestimmten, von Null verschiedenen und durch die Dimensionierung des Zeitgliedes bestimmten Wert abfallen kann, und es wird dann die solcherart veränderte Ausgangsgröße des Transduktors nachfolgend einer dem Schalttransistorverstärker vorgeschalteten, vorzugsweise transistorierten Kippstufe zugeführt, welche derart dimensioniert ist, daß die durch das Zeitglied in ihrer Kurvenform veränderte Ausgangsgröße des Transduktors ausschließlich so lange nicht in der Lage ist, die Kippstufe zurückzuschalten, solange der Transduktor voll ausgesteuert ist. Unter Bezugnahme auf die verschiedenen Figuren der Zeichnung wird nachfolgend das erfindungsgemäße Verfahren näher erläutert: In Fig. 2 ist in einem Diagramm über der Zeit t einmal die Ausgangsspannung UA des Transduktors aufgetragen für den Fall, daß der Transduktor voll ausgesteuert ist. Führt man, wie das bei den bekannten Anordnungen der Fall ist, diese Ausgangsspannung dem Schalttransistorverstärker direkt zu, so erhält man an dessen Ausgang eine Größe, deren Kurvenform der Ausgangsgröße U,4 des Transduktors völlig entspricht. Nach dem erfindungsgemäßen Verfahren jedoch wird diese Ausgangsgröße nun nicht direkt dem Schalttransistorverstärker zugeführt, sondern es wird zunächst die Flankensteilheit der Ausgangsimpulsgröße UA des Transduktors mit Hilfe eines RC-Zeitgliedes so weit verringert, daß bei voll ausgesteuertem Transduktor sich eine in Fig. 3 dargestellte Ausgangsgröße UA 1 ergibt, welche nur noch auf einen bestimmten, von Null verschiedenen und durch die Dimensionierung des Zeitgliedes bestimmten Wert U;, abfallen kann. Die auf diese Weise veränderte Ausgangsgröße UA 1 des Transduktors wird dann nachfolgend einer dem Schalttransistorverstärker vorgeschalteten Kippstufe, beispielsweise einem transistorierten ,Schmitt-Trigger, zugeführt. Diese Kippstufe ist so dimensioniert, daß sie durch die in Fig. 3 dargestellte Größe UA i eingeschaltet, nicht aber mehr ausgeschaltet werden kann; d. h. der Haltewert der Kippstufe ist so einzustellen, daß er gleich dem Wert U,, ist oder etwas geringer. Damit ist sichergestellt, daß der Ausgangsimpuls der Kippstufe andauert, solange der Transduktor voll ausgesteuert ist. Erst wenn der Steuerstrom des Transduktors geringer wird als der zur vollen Aussteubrung notwendige Strom, kann die Ausgangsgröße U,4, den Wert U,, unterschreiten und damit die Kippstufe wieder ausschalten. Die Impulsgröße UA 2, welche am Ausgang der Kippstufe erhalten wird, wenn ihre Eingangsgröße UA i der aus Fig. 3 ersichtlichen Kurvenform entspricht, ist in Fig. 4 der Zeichnung über der Zeit dargestellt. Dabei ist angenommen, daß der Ansprechwert der Kippstufe dem Wert UÄ, der Fig. 3 entspricht. Der Ausgangsstrom hat dann dieselbe Kurvenform wie die Größe UA 2, und der Mittelwert des Stromes entspricht dann bei Vollaussteuerung dem zulässigen Maximalwert des Transistorkollektorstromes.The present invention relates to a method for improvement and linearization of the control characteristic of a transductor isoh pulse width controlled Switching transistor amplifier. In this method, according to the invention, first the edge steepness of the output pulse size of the transducer with the help of a capacitor-resistor timing element reduced to such an extent that with a fully controlled transductor the output variable is only still on a certain one, different from zero and through the dimensioning the value of the timer can drop, and it is then changed in this way Output variable of the transducer following one of the switching transistor amplifier upstream, preferably transistorized flip-flop, which such is dimensioned that the output variable changed in its curve shape by the timing element of the transducer is only unable to switch back the trigger stage as long as as long as the transducer is fully driven. In reference to the invention is based on the various figures of the drawing Method explained in more detail: In FIG. 2, there is once a diagram over time t the output voltage UA of the transducer plotted for the case that the transductor is fully controlled. If one leads, as is the case with the known arrangements is to receive this output voltage directly to the switching transistor amplifier one at its output a variable, the curve shape of which corresponds to the output variable U, 4 of the transductor fully corresponds. According to the method according to the invention, however, this output variable becomes now not fed directly to the switching transistor amplifier, but it is initially the edge steepness of the output pulse size UA of the transductor with the help of a RC timing element is reduced so far that when the transductor is fully controlled an output variable UA 1 shown in FIG. 3 results, which only applies to one determined, different from zero and by the dimensioning of the timing element certain value U ;, can drop. The output variable changed in this way UA 1 of the transducer then subsequently becomes one of the switching transistor amplifier upstream flip-flop, for example a transistorized, Schmitt trigger, fed. This flip-flop is dimensioned in such a way that it is replaced by the one shown in FIG Size UA i switched on, but can no longer be switched off; d. H. the hold value the multivibrator is to be set so that it is equal to the value U ,, or slightly less. This ensures that the output pulse of the multivibrator lasts as long the transducer is fully driven. Only when the control current of the transductor becomes less than the current necessary for full exhaustion, the output variable U, 4, fall below the value U ,, and thus switch off the flip-flop again. the Pulse size UA 2, which is received at the output of the flip-flop if its input size UA i corresponds to the curve shape shown in FIG. 3 is shown in FIG. 4 of the drawing shown over time. It is assumed that the response value of the multivibrator the value UÄ, which corresponds to FIG. The output current then has the same waveform like the variable UA 2, and the mean value of the current then corresponds to full modulation the permissible maximum value of the transistor collector current.

In Fig. 5 der Zeichnung ist die Abhängigkeit des Mittelwertes des Laststromes IL am Ausgang des Schalttransistorverstärkers von Steuerstrom i" des Transduktors durch die ausgezogene Kurve dargestellt. Die entsprechende Abhängigkeit, welche bei den oben beschriebenen bekannten Anordnungen besteht, ist in dem gleichen Diagramm zum Vergleich durch die gestrichelte Kurve dargestellt. Man ersieht ganz deutlich, daß die Kennliniensteilheit der nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden Einrichtung größer ist als bei den bekannten Anordnungen. Gleichzeitig wird durch das erfindungsgemäße Verfahren aber auch eine bessere Linearität der Kennlinie erreicht. Es ist ohne weiteres möglich, die Kennliniensteilheit der nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden Einrichtung durch weitere Vergrößerung der Zeitkonstante des RC-Gliedes zu vergrößern. Im Extremfall erhält man dann eine ausgesprochene Kippcharakteristik, welche dann von besonderem Wert sein kann, wenn eine Steuerung in Abhängigkeit von der Summe mehrerer Veränderlicher erfolgen soll.In Fig. 5 of the drawing, the dependence of the mean value of the load current IL at the output of the switching transistor amplifier on the control current i "of the transducer is shown by the solid curve. The corresponding dependence, which exists in the known arrangements described above, is in the same diagram for comparison It can be seen very clearly that the gradient of the characteristic line of the device operating according to the method according to the invention is greater than that of the known arrangements. At the same time, however, the method according to the invention also achieves better linearity of the characteristic line. to increase the steepness of the characteristic curve of the device operating according to the method according to the invention by further increasing the time constant of the RC element In the extreme case, a pronounced tilting characteristic is obtained, which can be of particular value when a control is dependent of the sum of several variables.

Wie aus dem Vergleich beider Steuerkennlinien zu ersehen ist, besitzt die Kennlinie der nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden Einrichtung im Null-Bereich des Steuerstromes eine Sprungstelle. Diese Unstetigkeit der Steuerkennlinie im Bereich um den Nullpunkt ist auf das zwischengeschaltete RC-Zeitglied in Verbindung mit der Kippstufe zurückzuführen.As can be seen from the comparison of the two control curves, has the characteristic curve of the device operating according to the method according to the invention im Zero range of the control current a jump point. This discontinuity in the control characteristic in the area around the zero point is connected to the interposed RC timing element attributed to the tilting stage.

Wie aus Fig. 3 der Zeichnung ersichtlich ist, wird durch das RC-Glied nicht nur die Flankensteilheit der abfallenden Impulsflanke, sondern auch die der ansteigenden verändert. Um den Ansprechwert U;', der Kippschaltung zu erreichen, muß das Signal U4 am Ausgang des Transduktors mindestens über eine gewisse Zeitdauer, die in Fig. 3 mit t1 bezeichnet ist, vorhanden sein. Wird der Transduktor durch einen sehr geringen Strom ausgesteuert, so ist es möglich, daß die Impulsbreite der Ausgangsgröße UA des Transduktors geringer ist als die Impulsbreite t1, und es kann dann die die Kippstufe steuernde Ausgangsgröße UA 1 des RC-Zeitgliedes nicht mehr auf den Wert U,", ansteigen; die Kippstufe spricht dann überhaupt nicht mehr an, so daß an ihrem Ausgang kein Signal mehr auftritt und dementsprechend auch im Ausgang des Schalttransistorverstärkers kein Strom mehr fließen kann.As can be seen from Fig. 3 of the drawing, the RC element not only the slope of the falling pulse edge, but also that of the increasing changes. To achieve the response value U; 'of the flip-flop circuit, the signal U4 at the output of the transducer must be at least over a certain period of time, which is designated in Fig. 3 by t1, be present. Will the transductor through modulated a very small current, so it is possible that the pulse width the output variable UA of the transducer is less than the pulse width t1, and the output variable UA 1 of the RC timing element controlling the flip-flop cannot then increase more to the value U, "; the flip-flop then no longer speaks at all so that no more signal occurs at its output and accordingly also in the Output of the switching transistor amplifier can no longer flow current.

In solchen Fällen, wo eine Aussteuerung der nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden Steuereinrichtung über den ganzen Aussteuerbereich erforderlich sein muß, ist diese Unstetigkeit der Steuerkennlinie naturgemäß nicht tragbar. Man kann diese Unstetigkeit aber ohne besondere Schwierigkeiten beseitigen, was nachfolgend näher erläutert werden soll.In those cases where a modulation of the according to the invention Procedure operating control device required over the entire control range must be, this discontinuity of the control characteristic is naturally not acceptable. Man but can eliminate this discontinuity without any particular difficulty, as follows should be explained in more detail.

In Fig. 6 ist über der Zeit die Ausgangsspannung UA des Transduktors für den Fall aufgetragen, daß sich bei sehr geringer Aussteuerung eine Impulsdauer ergibt, die geringer als die obenerwähnte Zeit t1 ist.In FIG. 6, the output voltage UA of the transducer is plotted against time plotted for the case that there is a pulse duration with very low modulation which is less than the above-mentioned time t1.

In Fig. 7 ist wieder die zugehörige Ausgangsgröße UA 1 am RC-Zeitglied dargestellt, die der nachgeschalteten Kippstufe zugeführt wird. Aus dieser Figur ist zu ersehen, daß die zum Einschalten der Kippstufe erforderliche Größe UÄ, nicht erhalten wird. In Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens kann man nun am Eingang der Kippstufe der Ausgangsgröße UA 1 des Zeitgliedes oder am Eingang des Zeitgliedes selbst der Ausgangsgröße UA des Transduktors eine Wechselspannung niederer Frequenz überlagern. überlagert man beispielsweise der Ausgangsgröße UA 1 nach Fig. 7 eine Sägezahnspannung, deren Frequenz dem vierten Teil der Frequenz der Ausgangsgröße UA des Transduktors entspricht, so erhält man die in Fig. 8 dargestellte Kurve der Eingangsspannung UE der Kippstufe. Aus dieser Figur ist ersichtlich, daß der mit 3 bezeichnete Impuls den Ansprechwert UÄ, der Kippstufe dann überschreitet. Am Ausgang der Kippstufe erhält man den in Fig. 9 gezeigten Impuls 3'. Der nächste Impuls tritt nach einer Zeitdauer auf, welche viermal so groß wie die Periodendauer T der den Transduktor speisenden Wechselspannung. Bei der den Kurven zugrunde gelegten Dimensionierung würde also jeder vierte Impuls des Transduktors ein Ein- und Ausschalten der Kippstufe bewirken. Im Lastwiderstand des Schalttransistorverstärkers fließt dann ein Strom, der der Kurvenform nach Fig. 9 entspricht. Aus den Darstellungen in den Fig. 6 bis 9 kann man leicht schließen, daß bei steigendem Steuerstrom, ausgehend vom Werte Null, immer mehr Impulse des Transduktors an die Kippstufe gelangen, so daß diese häufiger ein- und ausschaltet. Es ändert sich hierbei aber nicht nur die Häufigkeit der Impulse, sondern auch deren Impulsbreite. Es hat sich gezeigt, daß auch bei einer Arbeitsweise nach diesem Verfahren eine völlig ausreichende Proportionalität zwischen Steuerstrom des Transduktors und Ausgangsstrom des Schalttransistorverstärkers erzielt wird.In Fig. 7, the associated output variable UA 1 is again shown at the RC timing element, which is fed to the downstream flip-flop. It can be seen from this figure that the variable UÄ, which is required for switching on the flip-flop, is not obtained. In a further development of the method according to the invention, an alternating voltage of lower frequency can now be superimposed on the output variable UA 1 of the timing element at the input of the trigger stage or on the output variable UA of the transducer itself at the input of the timing element. If, for example, a sawtooth voltage is superimposed on the output variable UA 1 according to FIG. 7, the frequency of which corresponds to the fourth part of the frequency of the output variable UA of the transducer, the curve of the input voltage UE of the flip-flop stage shown in FIG. 8 is obtained. From this figure it can be seen that the pulse labeled 3 then exceeds the response value UÄ, of the flip-flop. The pulse 3 'shown in FIG. 9 is obtained at the output of the flip-flop. The next pulse occurs after a period of time which is four times as large as the period T of the alternating voltage feeding the transducer. With the dimensioning on which the curves are based, every fourth pulse of the transductor would cause the flip-flop to be switched on and off. A current which corresponds to the curve shape according to FIG. 9 then flows in the load resistor of the switching transistor amplifier. From the representations in FIGS. 6 to 9 one can easily infer that with increasing control current, starting from the value zero, more and more pulses from the transducer reach the trigger stage, so that it switches on and off more frequently. However, not only does the frequency of the pulses change, but also their pulse width. It has been shown that a completely sufficient proportionality between the control current of the transducer and the output current of the switching transistor amplifier is achieved even with a mode of operation according to this method.

In den obigen Ausführungen wurde vorausgesetzt, daß man dem Eingang der Kippstufe eine Sägezahnspannung niederer Frequenz überlagert. In der Praxis würde das bedeuten, daß ein zusätzlicher Aufwand erforderlich wäre, um diese Sägezahnspannung erst zu erzeugen. Es wurden daher Versuche mit einer überlagerten 50-Hz-Sinus-Spannung unternommen, und es zeigte sich dabei, daß auch in solchen Fällen eine völlig ausreichende Proportionalität zwischen Steuer- und Ausgangsgröße im Bereich um den Nullpunkt erhalten werden kann.In the above it was assumed that the entrance a sawtooth voltage of lower frequency is superimposed on the multivibrator. In practice that would mean that additional effort would be required to generate this sawtooth voltage to be generated first. Therefore tests were carried out with a superimposed 50 Hz sinus voltage undertaken, and it turned out that even in such cases a completely sufficient Proportionality between the control variable and the output variable in the area around the zero point can be obtained.

Erwähnt sei noch, daß sich naturgemäß durch die überlagerte Wechselspannung die Grenze der übersteuerbarkeit der Anordnung zu ungünstigen Werten hin verschiebt. Aus diesem Grunde wurde dafür Sorge getragen, daß bei einer Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens, die nachfolgend noch kurz erläutert wird, die überlagerte Wechselspannung nur bei Steuerwerten in der Nähe des Null-Punktes wirksam wird.It should also be mentioned that naturally due to the superimposed alternating voltage shifts the limit of over-controllability of the arrangement towards unfavorable values. For this reason, care was taken that a facility to carry out this method, which will be explained briefly below, the superimposed alternating voltage only becomes effective for control values close to the zero point.

In Fig. 10 ist eine Regeleinrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens im Blockschaltbild dargestellt. Mit 1 ist ein Pulserzeuger bezeichnet, welcher eine rechteckförmige Wechselspannung von etwa 400 bis 500 Hz als Speisespannung für zwei Transduktoren 2 und 4 in Gegentaktschaltung liefert. Die Ausgangsgröße jedes Teilverstärkers der Gegentaktanordnung wird durch die Zeitglieder R1, Cl bzw. R2, C2 im Sinne einer Verringerung der Flankensteilheit beeinflußt. An den Kondensatoren C1 und C2 wird die Eingangsspannung für die nachgeschalteten Kippstufen 5 und 6 abgegriffen. Die Ausgangsgrößen dieser Kippstufe speisen die Schalttransistorverstärker 7 und B. An den Widerständen 19 und 20 wird die Ausgangsspannung abgenommen. Der Transformator 11 dient zur Erzeugung der obenerwähnten Zusatzwechselspannung. Die Primärwicklung 12 dieses Transformators ist über einen großen Vörwiderstand RV an die Netzwechselspannung angeschlossen. Eine zweite Wicklung 13 des Transformators 11 ist einerseits über einen einstellbaren Widerstand 14 mit dem Minuspol der Speisequelle UB des Schalttransistorverstärkers und andererseits über zwei Dioden 15 und 16 mit den Ausgangsklemmen 21 und 22 der Teilverstärker 7 und 8 verbunden. Der Stromkreis dieser zweiten Wicklung ist so dimensioniert, daß der Kern des Transformators 11 beim überschreiten eines bestimmten durch den Widerstand 14 einstellbaren Wertes der Ausgangsgrößen der beiden Teilverstärker 7 und 8 gesättigt wird. Wird dieser Punkt überschritten, so geht die in der Sekundärwicklung 17 des Transformators 11 induzierte Wechselspannung auf den Wert Null zurück. Der Einsatzpunkt der Sättigung des Kerns des Transformators 11 wird zweckmäßig so gewählt, daß die überlagerte Wechselspannung dann verschwindet, wenn die Transduktoren etwa halb ausgesteuert sind. Durch einen der Primärwicklung 12 des Transformators 11 parallel geschalteten einstellbaren Widerstand 18 kann die Größe der überlagerten Wechselspannung in einem erforderlichen Maß variiert werden.In FIG. 10, a control device for carrying out the method according to the invention is shown in a block diagram. 1 with a pulse generator is referred to, which supplies a square-wave alternating voltage of about 400 to 500 Hz as a supply voltage for two transducers 2 and 4 in a push-pull circuit. The output variable of each sub-amplifier of the push-pull arrangement is influenced by the timing elements R1, Cl and R2, C2 in the sense of reducing the edge steepness. The input voltage for the subsequent flip-flops 5 and 6 is tapped at the capacitors C1 and C2. The output variables of this multivibrator feed the switching transistor amplifiers 7 and B. The output voltage is taken from the resistors 19 and 20. The transformer 11 is used to generate the above-mentioned additional alternating voltage. The primary winding 12 of this transformer is connected to the AC mains voltage via a large series resistor RV. A second winding 13 of the transformer 11 is connected on the one hand via an adjustable resistor 14 to the negative pole of the supply source UB of the switching transistor amplifier and on the other hand via two diodes 15 and 16 to the output terminals 21 and 22 of the sub-amplifiers 7 and 8. The circuit of this second winding is dimensioned so that the core of the transformer 11 is saturated when a certain value, which can be set by the resistor 14, of the output variables of the two sub-amplifiers 7 and 8 is exceeded. If this point is exceeded, the alternating voltage induced in the secondary winding 17 of the transformer 11 goes back to the value zero. The starting point of the saturation of the core of the transformer 11 is expediently chosen so that the superimposed alternating voltage disappears when the transducers are approximately half-modulated. By means of an adjustable resistor 18 connected in parallel to the primary winding 12 of the transformer 11, the magnitude of the superimposed alternating voltage can be varied to the required extent.

Claims (2)

PATENTANSPRÜCHE: 1. Verfahren zur Verbesserung und Linearisierung der Steuerkennlinie eines transduktorisch impulsbreitengesteuerten Schalttransistorverstärkers, dadurch gekennzeichnet, daß die Flankensteilheit der Ausgangsimpulsgröße des Transduktors mit Hilfe eines RC-Zeitgliedes so weit verringert wird, daß die Ausgangsgröße bei vollausgesteuertem Transduktor nur noch auf einen bestimmten, von Null verschiedenen und durch die Dimensionierung des Zeitgliedes bestimmten Wert abfallen kann, und daß diese einer dem Schalttransistorverstärker vorgeschalteten, transistorierten Kippstufe zugeführt wird, welche derart dimensioniert ist, daß die Ausgangsgröße des Transduktors so lange nicht in der Lage ist, die Kippstufe zurückzuschalten, solange der Transduktor voll ausgesteuert ist. PATENT CLAIMS: 1. Method of improvement and linearization the control characteristic of a transductor pulse-width controlled switching transistor amplifier, characterized in that the edge steepness of the output pulse size of the transducer with the help of an RC timing element is reduced so far that the output variable at fully controlled transducer only to a specific one that differs from zero and through the dimensioning of the timing element, a certain value can fall, and that these transistorized one upstream of the switching transistor amplifier Flip-flop is fed, which is dimensioned such that the output variable of the transducer is not able to switch back the flip-flop as long as as long as the transducer is fully driven. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsspannung der Kippstufe oder der Eingangsspannung des RC-Gliedes eine Wechselspannung niederer Frequenz überlagert ist, welche automatisch unwirksam wird, wenn der Transduktor etwa zur Hälfte ausgesteuert ist. In Betracht gezogene Druckschriften: Britische Patentschrift Nr. 829 742; »Electronic Engineering«, 1960, Oktober, S. 640.2. The method according to claim 1, characterized characterized in that the input voltage of the multivibrator or the input voltage of the RC element an alternating voltage of low frequency is superimposed, which automatically becomes ineffective when the transducer is about halfway driven. Into consideration drawn pamphlets: British Patent No. 829,742; "Electronic Engineering", 1960, October, p. 640.