DE112020006707T5 - Halbleiterschaltelement-ansteuerungsschaltung und halbleitervorrichtung - Google Patents

Halbleiterschaltelement-ansteuerungsschaltung und halbleitervorrichtung Download PDF

Info

Publication number
DE112020006707T5
DE112020006707T5 DE112020006707.6T DE112020006707T DE112020006707T5 DE 112020006707 T5 DE112020006707 T5 DE 112020006707T5 DE 112020006707 T DE112020006707 T DE 112020006707T DE 112020006707 T5 DE112020006707 T5 DE 112020006707T5
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
switching element
semiconductor switching
gate
gate drive
drive condition
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
DE112020006707.6T
Other languages
English (en)
Inventor
Kazuaki Hiyama
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of DE112020006707T5 publication Critical patent/DE112020006707T5/de
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0029—Circuits or arrangements for limiting the slope of switching signals, e.g. slew rate
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/02—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/12—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed
    • H01L29/16—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed including, apart from doping materials or other impurities, only elements of Group IV of the Periodic Table
    • H01L29/1608—Silicon carbide
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Ceramic Engineering (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)

Abstract

Die Aufgabe besteht darin, eine Technik bereitzustellen, die imstande ist, einen Schaltzeitpunkt einer Gate-Ansteuerungsbedingung nahe an einen passenden Schaltzeitpunkt zu bringen. Eine Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung weist eine Logikschaltung, die einen Pegel eines Ausgangssignals basierend auf einer geteilten Spannung einer Ausgangsspannung eines Halbleiterschaltelements invertiert, und einen Schaltkreis auf. Der Schaltkreis schaltet eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements während eines Ausschaltvorgangs von einer ersten Gate-Ansteuerungsbedingung auf eine zweite Gate-Ansteuerungsbedingung, bei der eine Schaltgeschwindigkeit niedriger als jene der ersten Gate-Ansteuerungsbedingung ist, basierend auf dem Ausgangssignal von der Logikschaltung um.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf eine Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung und eine Halbleitervorrichtung.
  • Hintergrundtechnik
  • Während eines Ausschaltvorgangs eines in einem Inverter oder dergleichen verwendeten Halbleiterschaltelements treten ein Schaltverlust und eine Stoßspannung auf. Wenn die Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements hoch ist, kann der Schaltverlust reduziert werden; es besteht aber das Problem, dass die Stoßspannung zunimmt. Wenn auf der anderen Seite die Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements niedrig ist, kann die Stoßspannung reduziert werden; es besteht aber das Problem, dass der Schaltverlust zunimmt.
  • Um den Schaltverlust und die Stoßspannung, die solch eine Zielkonfliktbeziehung aufweisen, zu reduzieren, schlagen zum Beispiel Patentdokument 1 und Patendokument 2 eine Technik zum Wechseln bzw. Umschalten der Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements während des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements vor.
  • Dokumente nach dem Stand der Technik
  • Patentdokumente
    • Patentdokument 1: Japanisches Patent Nr. 4991446
    • Patentdokument 2: Offengelegte japanische Patentanmeldung Nr. 2013-143882
  • Zusammenfassung
  • Durch die Erfindung zu lösendes Problem
  • Der Umschaltzeitpunkt bzw. Schaltzeitpunkt, zu dem die Schaltgeschwindigkeit während des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements umgeschaltet wird, wird vorzugsweise nahe an einen passenden Schaltzeitpunkt wie etwa beispielsweise einen Stromabnahmezeitpunkt gebracht, zu dem der Ausgangsstrom des Halbleiterschaltelements abzunehmen beginnt. Da bei der herkömmlichen Technik jedoch die Ausbreitungs- bzw. Laufzeitverzögerungszeit (engl.: propagation delay time) des der Schaltvorrichtung zum Umschalten der Schaltgeschwindigkeit enthaltenen Analogkomparators verhältnismäßig groß ist, besteht das Problem, dass der Schaltzeitpunkt nicht nahe an einen passenden Schaltzeitpunkt gebracht werden kann.
  • Somit wurde die vorliegende Offenbarung im Hinblick auf die obigen Probleme geschaffen, und eine Aufgabe der vorliegenden Offenbarung besteht darin, eine Technik bereitzustellen, die imstande ist, einen Schaltzeitpunkt einer Gate-Ansteuerungsbedingung nahe an einen passenden Schaltzeitpunkt zu bringen.
  • Mittel zum Lösen des Problems
  • Eine Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden Offenbarung ist eine Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung, die dafür konfiguriert ist, ein Halbleiterschaltelement anzusteuern, wobei die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung aufweist: einen Spannungsteilungswiderstand, der dafür konfiguriert ist, eine geteilte Spannung einer Ausgangsspannung des Halbleiterschaltelements zu erzeugen; eine Logikschaltung, die dafür konfiguriert ist, einen Pegel eines Ausgangssignals basierend auf der geteilten Spannung zu invertieren; und einen Schaltkreis, der dafür konfiguriert ist, eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements während eines Ausschaltvorgangs von einer ersten Gate-Ansteuerungsbedingung, bei der eine Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements eine erste Schaltgeschwindigkeit ist, auf eine zweite Gate-Ansteuerungsbedingung, bei der die Schaltgeschwindigkeit eine zweite Schaltgeschwindigkeit ist, die niedriger als die erste Schaltgeschwindigkeit ist, basierend auf dem Ausgangssignal von der Logikschaltung, umzuschalten.
  • Effekte der Erfindung
  • Die vorliegende Offenbarung umfasst eine Logikschaltung, die einen Pegel eines Ausgangssignals basierend auf einer geteilten Spannung einer Ausgangsspannung eines Halbleiterschaltelements invertiert. Gemäß dieser Konfiguration kann der Schaltzeitpunkt der Gate-Ansteuerungsbedingung nahe an einen passenden Schaltzeitpunkt gebracht werden.
  • Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Offenbarung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen ersichtlicher werden.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer ersten verwandten Schaltung darstellt.
    • 2 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die erste verwandte Schaltung darstellt.
    • 3 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer zweiten verwandten Schaltung darstellt.
    • 4 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform während eines Ausschaltvorgangs durch die zweite verwandte Schaltung darstellt.
    • 5 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform während eines Ausschaltvorgangs durch die erste verwandte Schaltung darstellt.
    • 6 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform darstellt.
    • 7 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.
    • 8 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.
    • 9 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.
    • 10 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform darstellt.
    • 11 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform darstellt.
    • 12 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer vierten Ausführungsform darstellt.
    • 13 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vierten Ausführungsform darstellt.
    • 14 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer fünften Ausführungsform darstellt.
    • 15 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer sechsten Ausführungsform darstellt.
    • 16 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der sechsten Ausführungsform darstellt.
    • 17 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der sechsten Ausführungsform darstellt.
    • 18 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der sechsten Ausführungsform darstellt.
    • 19 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer siebten Ausführungsform darstellt.
    • 20 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der siebten Ausführungsform darstellt.
    • 21 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der siebten Ausführungsform darstellt.
    • 22 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer achten Ausführungsform darstellt.
    • 23 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der achten Ausführungsform darstellt.
    • 24 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der achten Ausführungsform darstellt.
    • 25 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer neunten Ausführungsform darstellt.
    • 26 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der neunten Ausführungsform darstellt.
    • 27 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der neunten Ausführungsform darstellt.
    • 28 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der neunten Ausführungsform darstellt.
    • 29 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß einer zehnten Ausführungsform darstellt.
    • 30 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der zehnten Ausführungsform darstellt.
    • 31 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs durch die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der zehnten Ausführungsform darstellt.
    • 32 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleitervorrichtung gemäß einer elften Ausführungsform darstellt.
  • Beschreibung der Ausführungsformen
  • Bevor eine Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung (die hier im Folgenden auch als „Ansteuerungsschaltung“ abgekürzt sein kann) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung beschrieben wird, werden zunächst damit zusammenhängende, erste und zweite Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltungen (worauf hier im Folgenden als „erste und zweite verwandte Schaltungen“ verwiesen wird) beschrieben.
  • <Verwandte Schaltung>
  • 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer ersten verwandten Schaltung zeigt.
  • Eine Diode D1 und eine induktive Last L1 sind zwischen dem durch die erste verwandte Schaltung angesteuerten Halbleiterschaltelement Q1 und der Stromversorgung V1 parallelgeschaltet. Die Diode D1 hat die Funktion, den Laststrom freizugeben bzw. abzubauen, wenn das Halbleiterschaltelement Q1 ausgeschaltet wird. Die Last L1 wird von der Stromversorgung V1 mit Leistung versorgt.
  • Die erste verwandte Schaltung umfasst eine Steuerungseinheit 1, Schalter S1 und S2 und Gate-Widerstände R1 und R2.
  • Der Schalter S1 und der Gate-Widerstand R1 sind zwischen der Stromversorgung V0 (als Beispiel 15 V) und dem Gate des Halbleiterschaltelements Q1 in Reihe geschaltet. Der Schalter S2 und der Gate-Widerstand R2 sind zwischen einem Potential (Massepotential in 1), das niedriger als das Stromversorgungspotential ist, und dem Gate des Halbleiterschaltelements Q1 in Reihe geschaltet. Der Schalter S1 und der Schalter S2 können beispielsweise Halbleiterschaltelemente oder dergleichen sein oder können andere Elemente als diese sein.
  • Die Steuerungseinheit 1 steuert das Ein- und Ausschalten des Schalters S1 und des Schalters S2 basierend auf dem Gate-Ansteuersignal. Wenn durch die Steuerungseinheit 1 der Schalter S1 eingeschaltet wird und der Schalter S2 ausgeschaltet wird, wird das Gate des Halbleiterschaltelements Q1 mit der Stromversorgung und dem Gate-Widerstand R1 elektrisch verbunden und wird das Halbleiterschaltelement Q1 eingeschaltet. Wenn durch die Steuerungseinheit 1 der Schalter S2 eingeschaltet wird und der Schalter S1 ausgeschaltet wird, wird das Gate des Halbleiterschaltelements Q1 mit dem Massepotential und dem Gate-Widerstand R2 elektrisch verbunden und wird das Halbleiterschaltelement Q1 ausgeschaltet.
  • Der Gate-Widerstand R1 und der Gate-Widerstand R2 werden als Mittel zum Einstellen eines Gate-Ansteuerungszustands bzw. einer Gate-Ansteuerungsbedingung verwendet, um die Schaltcharakteristiken während des Einschaltvorgangs und des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 auf jeweilige geeignete Charakteristiken einzustellen. Beispielsweise nimmt die Schaltgeschwindigkeit während des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 ab, wenn der Gate-Widerstandswert des Gate-Widerstands R2 zunimmt, und nimmt zu, wenn der Gate-Widerstandswert des Gate-Widerstands R2 abnimmt.
  • 2 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel zur Zeit eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch das Ansteuern der ersten verwandten Schaltung darstellt. t1 ist ein Zeitpunkt, zu dem das Gate-Ansteuersignal ausgeschaltet wird und die Gate-Spannung (VGE) abzunehmen beginnt. t2 ist ein Zeitpunkt, zu dem die Ausgangsspannung (VCE), die die Kollektorspannung ist, sanft anzusteigen beginnt und die Gate-Spannung (VGE) aufhört abzufallen, sodass sie eine konstante Spannung (Miller-Periodenspannung) ist. t3 ist ein Zeitpunkt, zu dem die Ausgangsspannung (VCE) schnell zuzunehmen beginnt. t4 ist ein Zeitpunkt, zu dem die Ausgangsspannung (VCE) die Stromversorgungsspannung erreicht und der Ausgangsstrom (lc) abzunehmen beginnt. t5 ist ein Zeitpunkt, zu dem der Ausgangsstrom (IC) Null wird. t6 ist ein Zeitpunkt, zu dem die Gate-Spannung (VGE) Null wird.
  • Wie in 2 dargestellt ist, nimmt während des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 die Ausgangsspannung (VCE) in einer Periode t3 bis t4 auf die Stromversorgungsspannung zu und nimmt der Ausgangsstrom (lc) in einer Periode t4 bis t5 ab. Während einer Periode t6 bis t5, die diese Perioden umfasst, tritt ein Schaltverlust auf, der auf die Ausgangsspannung × der Ausgangsstrom basiert. Auf der anderen Seite tritt in einer Periode t4 bis t5, in der der Ausgangsstrom abnimmt, aufgrund einer parasitären Induktivität eines Ausgangsstrompfads wie etwa der Last L1 eine Stoßspannung in der Ausgangsspannung (VCE) auf.
  • Da der Schaltverlust eine Wärmeerzeugung des Halbleiterschaltelements Q1 und dergleichen hervorruft, wird bevorzugt, dass der Schaltverlust gering ist. Die Stoßspannung ist vorzugsweise niedrig, da die Summe der Stoßspannung und der Stromversorgungsspannung so unterdrückt werden muss, dass sie gleich der Stehspannung des Halbleiterschaltelements Q1 oder dergleichen oder geringer ist.
  • Wenn der Widerstandswert des Ausschalt-Gate-Widerstands R2 in 1 verringert wird, nimmt hier die Schaltgeschwindigkeit während des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 zu, wird die Periode t3 bis t5 in 2 verkürzt und wird der Schaltverlust reduziert. Da die Änderungsrate (ΔlC/Δt) des Ausgangsstroms (lc) des Halbleiterschaltelements Q1 in einer Periode t4 bis t5 in 2 zunimmt, nimmt jedoch die durch die parasitäre Induktivität L des Ausgangsstrompfads erzeugte Stoßspannung (= L × ΔlC/Δt) zu.
  • Wenn umgekehrt der Widerstandswert des Ausschalt-Gate-Widerstands R2 erhöht wird, nimmt die Stoßspannung ab, nimmt aber der Schaltverlust zu. Wie oben beschrieben wurde, stehen der Schaltverlust und die Stoßspannung in einer Zielkonfliktbeziehung.
  • Außerdem wird die Länge der Periode t1 bis t4 in 2, das heißt, die Länge der Periode td (aus) vom Beginn des Ausschaltvorgangs bis zum Beginn der Abnahme des Ausgangsstroms (lc), auch durch die Gate-Ansteuerungsbedingung und letztendlich den Widerstandswert des Gate-Widerstands R2 beeinflusst. Wenn der Widerstandswert des Gate-Widerstands R2 verringert wird, wird konkret die Periode td (aus) verkürzt, und, wenn der Widerstandswert des Gate-Widerstands R2 erhöht wird, wird die Periode td (aus) verlängert. Daher weist die Periode td (aus) ähnlich wie der Schaltverlust eine Zielkonfliktbeziehung mit der Stoßspannung auf.
  • Als Nächstes wird beschrieben, dass die Periode td (aus) vorzugsweise kürzer ist. In der Brückenkonfiguration, die die in Reihe geschalteten Halbleiterschaltelemente umfasst, wird, um einen Kurzschluss zu verhindern, bei dem die oberen und unteren Halbleiterschaltelemente gleichzeitig eingeschaltet werden, nach einer bestimmten Zeitperiode (tdead) seit dem Beginn eines Ausschaltvorgangs von einem der Halbleiterschaltelemente der Einschaltvorgang des anderen gestartet. Wenn die Periode td (aus) länger wird, muss dementsprechend auch die Periode (tdead) verlängert werden. Wenn jedoch die Periode (tdead) länger wird, nimmt die effektive Ausgangsspannung ab, wenn die H-Brücke, der Dreiphasen-Inverter oder dergleichen konfiguriert ist. Um die Abnahme der effektiven Ausgangsspannung zu unterdrücken, ist es vorzuziehen, dass die Periode td (aus) kurz ist.
  • 3 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer zweiten verwandten Schaltung zeigt. Unter den Komponenten, die sich auf die zweite verwandte Schaltung beziehen, werden hier im Folgenden die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben. Wie unten beschrieben wird, ist es gemäß der zweiten verwandten Schaltung möglich, eine Reduzierung der Stoßspannung zu erreichen, die mit dem Schaltverlust und der Periode td (aus) eine Zielkonfliktbeziehung aufweist, während eine Reduzierung des Schaltverlusts und eine Verkürzung der Periode td (aus) erreicht werden.
  • Die zweite verwandte Schaltung ist einer Schaltung ähnlich, in der der oben beschriebenen ersten verwandten Schaltung der Schalter S3, der Gate-Widerstand R3, die Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 und der Analogkomparator CM hinzugefügt sind. Ähnlich dem Schalter S2 und dem Gate-Widerstand R2 sind der Schalter S3 und der Gate-Widerstand R3 zwischen einem Potential (Massepotential in 3), das niedriger als das Stromversorgungspotential ist, und dem Gate des Halbleiterschaltelements Q1 in Reihe geschaltet. Hier wird die Beschreibung unter der Annahme gegeben, dass der Widerstandswert des Gate-Widerstands R3 größer als der Widerstandswert des Gate-Widerstands R2 ist.
  • Die Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 erzeugen eine geteilte Spannung der Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1. Der Analogkomparator CM gibt ein Vergleichssignal, das angibt, ob die geteilte Spannung einen vorbestimmten Schwellenwert übersteigt, an die Steuerungseinheit 1 ab. Gemäß dieser Konfiguration wird im Wesentlichen das Vergleichssignal, das angibt, ob die Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 den Schwellenwert übersteigt oder nicht, an die Steuerungseinheit 1 abgegeben.
  • Die Steuerungseinheit 1 steuert das Ein- und Ausschalten der Schalter S1 bis S3 basierend auf dem Gate-Ansteuersignal und dem Vergleichssignal vom Analogkomparator CM. Insbesondere schaltet, wenn das Vergleichssignal empfangen wird, das angibt, dass die Ausgangsspannung (VCE) den Schwellenwert während des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 übersteigt, die Steuerungseinheit 1 die Schalter S2 und S3 so, dass der Widerstandswert des Gate-Widerstands des Halbleiterschaltelements Q1 zunimmt. Das heißt, die Steuerungseinheit 1 schaltet während des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 den Gate-Widerstand vom Gate-Widerstand R2 auf den Gate-Widerstand R3 mit einem größeren Widerstandswert als jenem des Gate-Widerstands R2 um, wodurch auf die Gate-Ansteuerungsbedingung, bei der die Schaltgeschwindigkeit abnimmt, umgeschaltet wird.
  • Ein passender Schaltzeitpunkt, zu dem die Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet wird, ist t4 in 2. Vor t4 während des Ausschaltvorgangs verringert die Steuerungseinheit 1 den Gate-Widerstandswert, um die Schaltgeschwindigkeit zu erhöhen, sodass die Periode td (aus) verkürzt werden kann und der Schaltverlust in der Periode t3 bis t4, in der die Ausgangsspannung (VCE) zunimmt, reduziert werden kann. Nach t4 während des Ausschaltvorgangs erhöht auf der anderen Seite die Steuerungseinheit 1 den Gate-Widerstandswert, um die Schaltgeschwindigkeit zu reduzieren, sodass die Stoßspannung während der Periode t4 bis t5 reduziert werden kann. Gemäß der wie oben beschrieben konfigurierten zweiten verwandten Schaltung ist es möglich, eine Reduzierung der Stoßspannung zu erzielen, die mit dem Schaltverlust und der Periode td (aus) eine Zielkonfliktbeziehung aufweist, während eine Reduzierung des Schaltverlusts und eine Verkürzung der Periode td (aus) erreicht werden.
  • Wenn der Schaltzeitpunkt der Gate-Ansteuerungsbedingung von t4, zu dem die Ausgangsspannung (VCE) die Stromversorgungsspannung erreicht und der Ausgangsstrom (lc) abzunehmen beginnt, stark verzögert wird, nimmt die Stoßspannung zu. Wenn auf der anderen Seite der Schaltzeitpunkt der Gate-Ansteuerungsbedingung gegenüber t4 sehr vorverlegt wird, nimmt der Schaltverlust in der Periode t3 bis t4 zu, in der die Ausgangsspannung (VCE) zunimmt. Daher ist es wichtig, den Schaltzeitpunkt der Gate-Ansteuerungsbedingung nahe an t4 zu bringen.
  • 4 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform darstellt, die den Einfluss des Schaltzeitpunkts der Gate-Ansteuerungsbedingung angibt. Im ersten Diagramm von oben in 4 liegt der Schaltzeitpunkt Tsw der Gate-Ansteuerungsbedingung etwa 50 ns früher als t4, und im zweiten Diagramm von oben ist der Schaltzeitpunkt Tsw der Gate-Ansteuerungsbedingung im Wesentlichen derselbe wie t4. Im dritten Diagramm von oben liegt der Schaltzeitpunkt Tsw der Gate-Ansteuerungsbedingung etwa 50 ns später als t4, und im vierten Diagramm von oben liegt der Schaltzeitpunkt Tsw der Gate-Ansteuerungsbedingung etwa 100 ns später als t4. Im Beispiel von 4 wird der Schaltzeitpunkt Tsw des Gate-Ansteuerungszeitpunkts vorzugsweise auf innerhalb von ± 50 ns von t4 aus umgeschaltet.
  • In der zweiten verwandten Schaltung wird hier der Schwellenwert der Ausgangsspannung (VCE) in Anbetracht der Gesamtverzögerungszeit der Steuerungsschaltung (auf die hier im Folgenden als „Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung“ verwiesen wird), die den Analogkomparator CM und dergleichen enthält, zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung bestimmt. Im Allgemeinen beträgt hier die Laufzeitverzögerungszeit von dem Zeitpunkt an, zu dem das Eingangssignal des Analogkomparators den Schwellenwert übersteigt, bis das Ausgangssignal des Analogkomparators invertiert wird, mehrere hundert ns bis mehrere µs, und die Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung ist länger als die Laufzeitverzögerungszeit.
  • Hier wird in den folgenden (1) bis (3) der Grund beschrieben, warum die Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung und letztendlich die Laufzeitverzögerungszeit des Analogkomparators CM verkürzt werden sollten.
  • (1) Wenn der Gate-Widerstandswert reduziert wird, um den Schaltverlust während der Anstiegszeit (t3 bis t4 in 2) der Ausgangsspannung (VCE) zu reduzieren, wird die Anstiegszeit (t3 bis t4 in 2) der Ausgangsspannung (VCE) verkürzt. Je kürzer in solch einem Fall die Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung ist, desto höher kann die Schwellenwertspannung der Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 eingestellt werden, und Schwankungen der Vorgangs- bzw. Betriebszeitsteuerung aufgrund von externem Rauschen können reduziert werden. Daher sollten die Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung und letztendlich die Laufzeitverzögerungszeit des Analogkomparators CM verkürzt werden.
  • (2) Wenn die Anstiegszeit der Ausgangsspannung (VCE) aufgrund charakteristischer Schwankungen des Halbleiterschaltelements Q1 fluktuiert, nimmt die Abweichung zwischen dem Zeitpunkt zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung und dem passenden Schaltzeitpunkt t4 zu. Je kürzer jedoch die Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung ist, desto geringer kann der Einfluss der charakteristischen Schwankungen des Halbleiterschaltelements Q1 eingerichtet werden. Um die Stabilität und Genauigkeit des Betriebs des Halbleiterschaltelements Q1 zu verbessern, sollten daher die Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung und letztendlich die Laufzeitverzögerungszeit des Analogkomparators verkürzt werden.
  • (3) 5 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform zur Zeit des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 in der ersten verwandten Schaltung darstellt, die die Gate-Ansteuerungsbedingung nicht umschaltet. Es sollte besonders erwähnt werden, dass das Halbleiterschaltelement Q1 ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT) ist. Im Beispiel von 5 wird, da die Gate-Ansteuerungsbedingung fixiert ist, die Ausschalt-Schaltgeschwindigkeit klein eingestellt, sodass die zur Zeit des Abfallens des Kollektorstroms (lc) auftretende Stoßspannung innerhalb der Elementstehspannung oder darunter liegt. Bei dieser Einstellung beträgt die Periode, bis die Kollektorspannung (VCE) von 10% der Stromversorgungsspannung auf die Stromversorgungsspannung ansteigt, 180 ns, was gleich der Laufzeitverzögerungszeit eines allgemeinen Analogkomparators oder geringfügig kürzer als diese ist.
  • Auf der anderen Seite kann in der zweiten verwandten Schaltung, die die Gate-Ansteuerungsbedingung umschaltet, die Anstiegszeit der Kollektorspannung (VCE) auf etwa 90 ns eingestellt werden, was 1/2 der Anstiegszeit der ersten verwandten Schaltung ist. Um die Anstiegszeit der Kollektorspannung (VCE) in diesem Maße zu verkürzen, ist es notwendig, die Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung kürzer als diese (zum Beispiel etwa 50 ns) einzurichten.
  • Da jedoch die Laufzeitverzögerungszeit eines allgemeinen Analogkomparators, die in der Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung enthalten ist, mehrere hundert ns beträgt, kann die Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung nicht ausreichend verkürzt werden. Infolgedessen besteht das Problem, dass der Schaltzeitpunkt der Gate-Ansteuerungsbedingung nicht nahe an den passenden Schaltzeitpunkt t4 gebracht werden kann.
  • Es sollte besonders erwähnt werden, dass, obgleich dieses Problem durch Verwenden eines teuren diskreten Hochgeschwindigkeitskomparators gelöst werden kann, ein weiteres Problem besteht, dass die Kosten und die Montagefläche der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung zunehmen. Auf der anderen Seite kann, wie unten beschrieben wird, gemäß der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung der vorliegenden Offenbarung das obige Problem gelöst werden.
  • <Erste Ausführungsform>
  • 6 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform darstellt. Unter den Komponenten gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform werden hier im Folgenden die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Ähnlich der ersten verwandten Schaltung und der zweiten verwandten Schaltung sind die Diode D1 und die induktive Last L1 zwischen dem durch die Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform angesteuerten Halbleiterschaltelement Q1 und der Stromversorgung V1 parallelgeschaltet. Das Halbleiterschaltelement Q1 weist vorzugsweise einen IGBT oder einen Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) auf, der Siliziumcarbid enthält. Wenn insbesondere das Halbleiterschaltelement Q1 einen Siliziumcarbid enthaltenden unipolaren MOSFET aufweist, wird der Ausschaltvorgang verhältnismäßig schnell, sodass der Effekt einer Reduzierung des Schaltverlusts verbessert werden kann.
  • Es sollte besonders erwähnt werden, dass im Beispiel in 6 die Gate-Ansteuerungsspannungsquelle des Halbleiterschaltelements Q1 eine allgemeine 15-V-Spannungsquelle ist, aber nicht darauf beschränkt ist, und eine geeignete Spannungsquelle entsprechend der Gate-Design-Bedingung des Halbleiterschaltelements Q1 genutzt wird.
  • Die Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform weist eine Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 und einen Schaltkreis auf.
  • Die Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 umfasst Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 und eine Logikschaltung U1. Die Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 bilden eine Spannungsteilungsschaltung, die eine geteilte Spannung der Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 erzeugt.
  • Die Logikschaltung U1 invertiert den Pegel des Ausgangssignals basierend auf der durch die Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 erzeugten geteilten Spannung. Die Logikschaltung U1 ist eine Schaltung, in der beispielsweise ein Eingangs-/Ausgangssignal einen binären Wert wie etwa eine hohe/niedrige Spannung oder eine positive/negative Spannung annimmt, und fungiert als Puffer. Die Laufzeitverzögerungszeit der wie oben beschrieben konfigurierten Logikschaltung U1 ist geringer als die Laufzeitverzögerungszeit des Analogkomparators.
  • In der vorliegenden ersten Ausführungsform schaltet, wenn die Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 eine vorbestimmte Schwellenspannung (VCETH) erreicht, die Logikschaltung U1 das Ausgangssignal von der Logikschaltung U1 um. Es sollte besonders erwähnt werden, dass die Widerstandswerte der Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 (Spannungsteilungsverhältnis) so eingestellt sind, dass die Schwellenspannung des Eingangssignals der Logikschaltung U1 = VCETH × (R5/(R4 + R5)) eingestellt ist. Die Schwellenspannung (VCETH) wird unter Berücksichtigung eines passenden Schaltzeitpunkts (t4) unter der Gate-Ansteuerungsbedingung und der Gesamtverzögerungszeit der Schaltung zum Umschalten einer Gate-Ansteuerungsbedingung einschließlich der Laufzeitverzögerungszeit der Logikschaltung U1 bestimmt.
  • Ähnlich der zweiten verwandten Schaltung umfasst der Schaltkreis gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform eine Steuerungseinheit 1, Schalter S1 bis S3 und Gate-Widerstände R1 bis R3.
  • Der Gate-Widerstand R1 ist ein Ein-Gate-Widerstand zum Einstellen einer Schaltgeschwindigkeit während des Einschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1. Die Gate-Widerstände R2 und R3 sind Aus-Gate-Widerstände zum Einstellen einer Schaltgeschwindigkeit während des Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1.
  • Die Steuerungseinheit 1 steuert das Ein- und Ausschalten des Halbleiterschaltelements Q1, indem das Ein- und Ausschalten der Schalter S1 bis S3 basierend auf dem Gate-Ansteuersignal und dem Ausgangssignal von der Logikschaltung U1 gesteuert werden. Wenn insbesondere das Ausgangssignal von der Logikschaltung U1 umgeschaltet wird, das heißt, wenn die Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 eine vorbestimmte Schwellenspannung (VCETH) im Wesentlichen erreicht, schaltet die Steuerungseinheit 1 die Gate-Ansteuerungsbedingung um.
  • Der wie oben beschrieben konfigurierte Schaltkreis schaltet die Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements Q1 während des Ausschaltvorgangs basierend auf dem Ausgangssignal von der Logikschaltung U1 von der ersten Ansteuerungsbedingung auf die zweite Ansteuerungsbedingung um. In der vorliegenden ersten Ausführungsform ist, wenn die Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements Q1 die erste Ansteuerungsbedingung ist, der Gate-Widerstand R2, der der erste Widerstand ist, mit dem Gate des Halbleiterschaltelements Q1 elektrisch verbunden. Wenn die Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements Q1 die zweite Ansteuerungsbedingung ist, ist der Gate-Widerstand R3, der der zweite Widerstand ist, mit dem Gate des Halbleiterschaltelements Q1 elektrisch verbunden.
  • Hier wird ein Fall beschrieben, in dem der Widerstandswert des Gate-Widerstands R3 größer als der Widerstandswert des Gate-Widerstands R2 ist. Wie oben beschrieben wurde, nimmt im Allgemeinen die Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements ab, wenn der Gate-Widerstandswert zunimmt. Daher bewirkt ein Einstellen des Widerstandswerts des Gate-Widerstands R2, dass die erste Ansteuerungsbedingung eine Ansteuerungsbedingung wird, bei der die Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements Q1 eine geeignete erste Schaltgeschwindigkeit ist. Das Einstellen des Widerstandswerts des Gate-Widerstands R3 bewirkt dann, dass die zweite Ansteuerungsbedingung eine Ansteuerungsbedingung wird, bei der die Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements Q1 die zweite Schaltgeschwindigkeit ist, die niedriger als die erste Schaltgeschwindigkeit ist. Es sollte besonders erwähnt werden, dass, wie unten beschrieben werden wird, der Widerstandswert des Gate-Widerstands R3 nicht darauf beschränkt ist, größer als der Widerstandswert des Gate-Widerstands R2 zu sein.
  • 7 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform darstellt. t1 bis t6 in 7 sind t1 bis t6 in 2 ähnlich. tA ist ein Zeitpunkt, zu dem die Ausgangsspannung (VCE) die Schwellenspannung (VCETH) zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung erreicht. tB ist ein Zeitpunkt, zu dem der Pegel des Ausgangssignals der Logikschaltung U1 der Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 invertiert wird. tc ist ein Zeitpunkt, zu dem der Schalter S2 ausgeschaltet wird und der Schalter S3 eingeschaltet wird. Es sollte besonders erwähnt werden, dass der Schaltzeitpunkt der Gate-Ansteuerungsbedingung jeder beliebige Zeitpunkt innerhalb von tB bis tc ist. Somit kann in der folgenden Beschreibung auf den Schaltzeitpunkt der Gate-Ansteuerungsbedingung als Schaltzeitpunkte tB und tc verwiesen werden, td1 ist eine durch die Logikschaltung U1 verursachte Verzögerungszeit, und td2 ist eine durch die Steuerungseinheit 1 verursachte Verzögerungszeit.
  • Wenn das Gate-Ansteuerungssignal bei t1 von Ein auf Aus umgeschaltet wird, wird der Schalter S1 von Ein auf Aus umgeschaltet, wird der Schalter S2 von Aus auf Ein umgeschaltet und wird damit begonnen, das Halbleiterschaltelement Q1 unter der ersten Ansteuerungsbedingung unter Verwendung des Gate-Widerstands R2 auszuschalten. Wenn die Ausgangsspannung (VCE) bei tA die Schwellenspannung (VCETH) erreicht, wird bei tB das Ausgangssignal der Logikschaltung U1 invertiert, und bei tc wird der Schalter S2 von Ein auf Aus geschaltet und wird der Schalter S3 von Aus auf Ein geschaltet. Somit wird die Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements Q1 von der den Gate-Widerstand R2 nutzenden ersten Ansteuerungsbedingung zur zweiten Ansteuerungsbedingung umgeschaltet, die den Gate-Widerstand R3 mit einem größeren Widerstandswert als der Gate-Widerstand R2 nutzt, und nimmt die Schaltgeschwindigkeit ab. Da die Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements Q1 bei und nach tc reduziert ist, kann infolgedessen die Stoßspannung reduziert werden.
  • Es sollte besonders erwähnt werden, dass die Schwellenspannung (VCETH) unter Berücksichtigung der Verzögerungszeit jeder Einheit wie etwa td1 und td2 festgelegt wird, sodass sich die Schaltzeitpunkte tB und tc der Gate-Ansteuerungsbedingung dem passenden Schaltzeitpunkt t4 annähern.
  • 8 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform darstellt. Ein Unterschied zwischen der Wellenform in 7 und der Wellenform in 8 besteht darin, dass in der Wellenform in 8 nicht nur der Schalter S2, sondern auch der Schalter S3 in der Periode t1 bis tc eingeschaltet wird. Somit wird der Aus-Gate-Widerstandswert unter der ersten Ansteuerungsbedingung in der Periode t1 bis tC der Widerstandswert des kombinierten Widerstands der Gate-Widerstände R2 und R3 (= R2 × R3/(R2 + R3)) und wird der Aus-Gate-Widerstandswert unter der zweiten Gate-Ansteuerungsbedingung bei und nach tc der Widerstandswert des kombinierten Widerstands der Gate-Widerstände R2 und R3 (= R3). R2 × R3/(R2 + R3) < R3 gilt ungeachtet der Widerstandswerte der Gate-Widerstände R2 und R3. Daher kann gemäß der Ansteuerung in 8 ungeachtet der Größenbeziehung zwischen den Widerstandswerten der Gate-Widerstände R2 und R3 das Umschalten zwischen der ersten Ansteuerungsbedingung und der zweiten Ansteuerungsbedingung durchgeführt werden und kann die Stoßspannung reduziert werden.
  • 9 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform darstellt. Es sollte besonders erwähnt werden, dass das Halbleiterschaltelement Q1 ein IGBT ist, die Spannung der Stromversorgung V1 405 V beträgt und der Ausgangsstrom (lc) des Halbleiterschaltelements Q1 700 A beträgt.
  • Wie in 9 dargestellt ist, beträgt eine Periode vom Startzeitpunkt t1 eines Ausschaltvorgangs bis zu einem Zeitpunkt, zu dem die Ausgangsspannung (VCE) 10% (= 40,5 V) der Spannung der Stromversorgung V1 wird, 470 ns. Die Anstiegszeit von dem Zeitpunkt, zu dem die Ausgangsspannung (VCE) 10% (= 40,5 V) der Spannung der Stromversorgung V1 wird, bis zu dem Zeitpunkt, zu dem die Ausgangsspannung (VCE) die Spannung der Stromversorgung V1 (= 405 V) wird, beträgt 90 ns, was auf etwa 1/2 der Anstiegszeit der ersten verwandten Schaltung in 5 verkürzt ist.
  • Selbst wenn man hier versucht, solch eine Verkürzung in der zweiten verwandten Schaltung durchzuführen, kann, da die Laufzeitverzögerungszeit des Analogkomparators CM wie oben beschrieben verhältnismäßig lang ist, die Gate-Ansteuerungsbedingung nicht umgeschaltet werden, bevor die Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 die Spannung der Stromversorgung V1 erreicht. Auf der anderen Seite kann in der vorliegenden ersten Ausführungsform, wie in 9 dargestellt ist, die Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet werden, unmittelbar bevor die Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 450 V erreicht, was gleich der Spannung der Stromversorgung V1 ist.
  • Da die Anstiegszeit der Ausgangsspannung (VCE) halbiert wird, wird auch der Schaltverlust des Halbleiterschaltelements Q1 innerhalb der Zeit halbiert. Außerdem beträgt die Stoßspannung in 9, die auftritt, wenn der Ausgangsstrom (lc) abfällt, 135 V (= 540 - 405), was niedriger als 195 V (= 615 - 420) ist, was die Stoßspannung der ersten verwandten Schaltung in 5 ist.
  • <Zusammenfassung der ersten Ausführungsform>
  • Die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform wie oben beschrieben enthält keinen Analogkomparator, sondern eine Logikschaltung mit einer kürzeren Laufzeitverzögerungszeit als der Analogkomparator. Gemäß dieser Konfiguration ist es, da der Schaltzeitpunkt der Gate-Ansteuerungsbedingung nahe an einen passenden Schaltzeitpunkt gebracht werden kann, möglich, eine Reduzierung der Stoßspannung zu erreichen, während eine Reduzierung des Schaltverlusts und eine Verkürzung der Periode td (aus) erreicht werden. Verglichen mit einer einen diskreten Hochgeschwindigkeitskomparator aufweisenden Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung kann man dann eine Kostenreduzierung und Miniaturisierung erwarten.
  • <Zweite Ausführungsform>
  • 10 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden zweiten Ausführungsform darstellt. Im Folgenden sind hierin unter den Komponenten gemäß der vorliegenden zweiten Ausführungsform die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Die Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden zweiten Ausführungsform enthält in Bezug auf die Konfiguration der ersten Ausführungsform (6) anstelle des Gate-Widerstands R3 eine Konstantstromquelle 11. Die Gate-Spannung (VGE) während der Miller-Periode, während der die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 während des Ausschaltvorgangs konstant wird, ist hier als VGE-Miller definiert. Falls die Schaltung in 10 so konfiguriert ist, dass sie die Bedingung des Saugstroms der Konstantstromquelle I1 < VGE-Miller/R2 erfüllt, kann der gleiche Vorgang wie der Vorgang in 7 durchgeführt werden. Da die Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements Q1 bei und nach tc reduziert wird, kann der gleiche Effekt wie jener der ersten Ausführungsform erhalten werden.
  • Es sollte besonders erwähnt werden, dass in der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden zweiten Ausführungsform, die oben beschrieben wurde, der Gate-Widerstand R3 durch die Konstantstromquelle I1 ersetzt ist, aber die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt ist und zumindest einer des Gate-Widerstands R2 und des Gate-Widerstands R3 durch eine Konstantstromquelle ersetzt werden kann.
  • <Dritte Ausführungsform>
  • 11 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden dritten Ausführungsform darstellt. Im Folgenden sind hierin unter den Komponenten gemäß der vorliegenden dritten Ausführungsform die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Die Konfiguration der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden dritten Ausführungsform ist einer Konfiguration ähnlich, in der der Konfiguration der ersten Ausführungsform (6) eine Hochpräzisions-Stromversorgung V2 hinzugefügt ist. Die Hochpräzisions-Stromversorgung V2 stellt der Logikschaltung U1 der Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 eine hinsichtlich Variation und Fluktuation unterdrückte Spannung bereit. Die der Logikschaltung U1 durch die Hochpräzisions-Stromversorgung V2 bereitgestellte Spannung wird durch beispielsweise eine Bandlückenreferenz mit guten Temperatureigenschaften und/oder eine Trimmung bzw. Abstimmung erzeugt.
  • Gemäß der vorliegenden dritten Ausführungsform ist es, da die Variation in der Schwellenspannung der Logikschaltung U1 aufgrund der Variation und Fluktuation in der Stromversorgungsspannung der Logikschaltung U1 reduziert ist, möglich, die Variation des Schaltzeitpunkts der Gate-Ansteuerungsbedingung zu unterdrücken.
  • <Vierte Ausführungsform>
  • 12 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden vierten Ausführungsform darstellt. Im Folgenden sind hierin unter den Komponenten gemäß der vorliegenden vierten Ausführungsform die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Die Konfiguration der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden vierten Ausführungsform ist einer Konfiguration ähnlich, in der der Konfiguration der ersten Ausführungsform (6) ein Kondensator C1 und die Klemmdiode CD hinzugefügt sind. Der Kondensator C1 ist mit einer Eingangseinheit der Logikschaltung U1 der Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 verbunden und fungiert als Tiefpassfilter. Gemäß der vorliegenden vierten Ausführungsform kann der Tiefpassfilter die Fluktuation des Schaltzeitpunkts der Gate-Ansteuerungsbedingung infolge des externen Rauschens, das in die Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 gelangt, unterdrücken.
  • Die Klemmdiode CD ist mit einer Eingangseinheit der Logikschaltung U1 der Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 verbunden und begrenzt ein Eingangssignal der Logikschaltung U1 auf eine Summe einer Stromversorgungsspannung (VCC) der Logikeinheit U1 und einer Durchlassspannung (VF) der Klemmdiode CD.
  • 13 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden vierten Ausführungsform darstellt. Es sollte besonders erwähnt werden, dass wie in 13 dargestellt der Tiefpassfilter die Verzögerung (td1) der Ausgabe der Logikschaltung U1 erhöht. Indem man die Schwellenspannung (VCETH) in 13 zum Umschalten der Gate-Ansteuerungsbedingung absenkt, sodass sie niedriger als die Schwellenspannung (VCETH) in 7 der ersten Ausführungsform ist, werden auf der anderen Seite die Schaltzeitpunkte tB und tc in 13 im Wesentlichen gleich den Schaltzeitpunkten tB und tc in 7 der ersten Ausführungsform eingerichtet.
  • Es sollte besonders erwähnt werden, dass, wie oben beschrieben wurde, die Schwellenspannung (VCETH) durch die Widerstandswerte der Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 und die Schwellenspannung des Eingangssignals der Logikschaltung U1 bestimmt ist. Falls die Widerstandswerte der Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 geändert werden, um die Schwellenspannung (VCETH) abzusenken, kann eine die Stromversorgungsspannung (VCC) übersteigende Eingangsspannung an die Logikschaltung U1 angelegt werden, wenn das Halbleiterschaltelement Q1 ausgeschaltet wird. Gemäß der vorliegenden vierten Ausführungsform kann andererseits die Klemmdiode CD das Anlegen solch einer Eingangsspannung an die Logikschaltung U1 unterdrücken.
  • <Fünfte Ausführungsform>
  • 14 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden fünften Ausführungsform darstellt. Im Folgenden sind hierin unter den Komponenten gemäß der vorliegenden fünften Ausführungsform die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Die Konfiguration der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden fünften Ausführungsform ist einer Konfiguration ähnlich, in der der Konfiguration der ersten Ausführungsform (6) ein Beschleunigungskondensator C2 hinzugefügt ist. Der Beschleunigungskondensator C2 ist mit dem Gate-Widerstand R2 parallelgeschaltet.
  • Der Beschleunigungskondensator C2 kann die Periode t1 bis t3 vom Startzeitpunkt des Ausschaltvorgangs bis zum Zeitpunkt des Beginns eines plötzlichen Anstiegs der Ausgangsspannung in 7 verkürzen und einstellen. Der Gate-Widerstand R2 kann die Periode t3 bis t4 des plötzlichen Anstiegs der Ausgangsspannung in 7 verkürzen und einstellen. Der Gate-Widerstand R3 kann die Periode des Abfalls der Ausgangsspannung bei und nach t4 in 7 verkürzen und einstellen. Wie oben beschrieben wurde, können gemäß der vorliegenden fünften Ausführungsform diese Perioden individuell eingestellt werden.
  • <Sechste Ausführungsform>
  • 15 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform darstellt. Im Folgenden sind hierin unter den Komponenten gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Die Konfiguration der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform ist einer Konfiguration ähnlich, in der der Steuerungseinheit 1 in der Konfiguration der ersten Ausführungsform (6) eine Gate-Abtastfunktion zum Überwachen der Gate-Spannung des Halbleiterschaltelements Q1 hinzugefügt ist. Es sollte besonders erwähnt werden, dass, obgleich in 15 nicht dargestellt, der Steuerungseinheit 1 gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform auch eine Gate-Absenkfunktion zum schnellen Verringern der Gate-Spannung hinzugefügt ist.
  • Nachdem die Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements Q1 von der ersten Gate-Ansteuerungsbedingung auf die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet ist, bestimmt die Steuerungseinheit 1, ob die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 gleich der oder niedriger als die Schwellenspannung (VGESINK) ist. Wenn bestimmt wird, dass die Gate-Spannung (VGE) gleich der oder niedriger als die Schwellenspannung (VGESINK) ist, führt dann die Steuerungseinheit 1 die Gate-Absenkfunktion am Halbleiterschaltelement Q1 aus.
  • 16 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform darstellt, und ist ein 7 entsprechendes Diagramm. 17 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform darstellt, und ist ein 8 entsprechendes Diagramm.
  • tD ist ein Zeitpunkt, zu dem die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 die Schwellenspannung (VGESINK) der Gate-Absenkfunktion erreicht. Bei den beiden Vorgängen in 16 und 17 nimmt bei und nach tD, wenn die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 gleich einer vorbestimmten Schwellenspannung (VGESINK) oder niedriger als eine solche wird, die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 schnell ab. Wie oben beschrieben wurde, hat die Steuerungseinheit 1 eine Gate-Absenkfunktion, um die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 schnell zu verringern. In den Beispielen in 16 und 17 schaltet die Steuerungseinheit 1 den Schalter S2 und den Schalter S3 ein und verbindet über die Gate-Widerstände R2 und R3 das Massepotential elektrisch mit dem Gate des Halbleiterschaltelements Q1, wodurch die Gate-Absenkfunktion ausgeführt wird.
  • 18 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform darstellt. Es sollte besonders erwähnt werden, dass das Halbleiterschaltelement Q1 ein IGBT ist, die Spannung der Stromversorgung V1 400 V beträgt und der Ausgangsstrom (lc) des Halbleiterschaltelements Q1 700 A beträgt.
  • Wie in 18 dargestellt ist, wird das Spannungsteilungsverhältnis der Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 so eingestellt, dass das Ausgangssignal der Logikschaltung U1 invertiert wird, wenn die Ausgangsspannung (VCE) 170 V übersteigt, und die Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 zum Zeitpunkt tc 260 V beträgt. In der tatsächlichen gemessenen Wellenform beträgt, wenn die Logikschaltung U1 und die Steuerungsschaltung 1 mit einer Hochgeschwindigkeits-CMOS-Logik konfiguriert sind, die Verzögerungszeit von tA bis tc etwa 15 ns.
  • Da die Gate-Ansteuerungsbedingung bei tc umgeschaltet wird, tritt in 18 in der Wellenform der Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 unmittelbar nach tc eine Spitze auf. Dies verhält sich so, da der Gate-Entladungsstrom aufgrund des Umschaltens der Gate-Ansteuerungsbedingung schnell abnimmt und eine Induktionsspannung in der parasitären Induktivität zwischen der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung und dem Halbleiterschaltelement Q1 erzeugt wird.
  • Außerdem wird in 18 die Gate-Absenkfunktion der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform bei tD ausgeführt, und die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 nimmt schnell ab.
  • Im Allgemeinen wird in einer H-Brücke, einem Dreiphasen-Inverter oder dergleichen, die wie oben beschrieben in Reihe geschaltete Halbleiterschaltelemente enthalten, nachdem eine Totzeit, die eine bestimmte Zeitspanne (tdead) ist, seit dem Beginn eines Ausschaltvorgangs von einem der Halbleiterschaltelemente verstrichen ist, der Einschaltvorgang des anderen gestartet. Gemäß der vorliegenden sechsten Ausführungsform kann, da die Gate-Spannung (VGE) bei der Endphase des Ausschaltvorgangs schnell reduziert werden kann, die Totzeit im Vergleich mit jener der ersten Ausführungsform verkürzt werden.
  • <Siebte Ausführungsform>
  • 19 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden siebten Ausführungsform darstellt. Unter den Komponenten gemäß der vorliegenden siebten Ausführungsform sind hierin im Folgenden die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Die Konfiguration der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden siebten Ausführungsform ist einer Konfiguration ähnlich, in der der Steuerungseinheit 1 in der Konfiguration der ersten Ausführungsform (6) ein Zeitgeber 1a hinzugefügt ist. Es sollte besonders erwähnt werden, dass der Zeitgeber 1a außerhalb der Steuerungseinheit 1 vorgesehen werden kann.
  • 20 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden siebten Ausführungsform darstellt, und ist ein 7 entsprechendes Diagramm. 21 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden siebten Ausführungsform darstellt, und ist ein 8 entsprechendes Diagramm. tE ist ein Zeitpunkt, zu dem die Zählung des Zeitgebers 1a endet.
  • Der Zeitgeber 1a beginnt eine Zählung von Schaltzeitpunkten tB und tc an, zu denen die Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements Q1 von der ersten Gate-Ansteuerungsbedingung auf die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet wird. Der Zeitgeber 1a beendet dann die Zählung zu einem Zeitpunkt t5, zu dem der Ausgangsstrom (lc) des Halbleiterschaltelements Q1 Null wird, oder zu einem Zeitpunkt danach. Um dies zu erreichen, zählt in der vorliegenden siebten Ausführungsform der Zeitgeber 1a eine vorbestimmte Periode (tB, tc bis tE), die gleich einer oder länger als eine Periode von den Schaltzeitpunkten tB und tc bis zu einem Zeitpunkt t5 ist, zu dem der Ausgangsstrom (lc) Null wird. Die vorbestimmte Periode (tB, tC bis tE) wird durch beispielsweise eine tatsächliche Maschinenmessung oder Simulation festgelegt.
  • Wie in der sechsten Ausführungsform führt die Steuerungseinheit 1 die Gate-Absenkfunktion zum schnellen Verringern der Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 zu dem Zeitpunkt tE aus, zu dem der Zeitgeber 1a eine Zählung beendet.
  • Gemäß der vorliegenden siebten Ausführungsform wie oben beschrieben kann wie in der sechsten Ausführungsform, da die Gate-Spannung (VGE) in der Endstufe des Ausschaltvorgangs schnell reduziert werden kann, die Totzeit im Vergleich mit jener der ersten Ausführungsform verkürzt werden.
  • <Achte Ausführungsform>
  • 22 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden achten Ausführungsform darstellt. Im Folgenden sind hierin unter den Komponenten gemäß der vorliegenden achten Ausführungsform die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Die Konfiguration der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden achten Ausführungsform ist einer Konfiguration ähnlich, in der der Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 in der Konfiguration der sechsten Ausführungsform (15) ein Schalter S4 (Cutoff-Schaltung) hinzugefügt ist. Es sollte besonders erwähnt werden, dass der Schalter S4 außerhalb der Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 vorgesehen werden
  • Der Schalter S4 unterbricht die Einspeisung der geteilten Spannung in die Logikschaltung U1 mit Ausnahme einer Periode von einem Zeitpunkt, zu dem der Ausschaltvorgang des Halbleiterschaltelements Q1 begonnen wird, bis die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 gleich einem vorbestimmten Schwellenwert oder geringer als ein solcher wird. Die Unterbrechung des Schalters S4 wird durch die Steuerungseinheit 1 gesteuert.
  • 23 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden achten Ausführungsform darstellt, und ist ein 7 entsprechendes Diagramm. 24 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden achten Ausführungsform darstellt, und ist ein 8 entsprechendes Diagramm.
  • Der Schalter S4 speist ein Signal in die Logikschaltung U1 nur während einer Periode vom Startzeitpunkt t1 eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 bis zu einem Zeitpunkt tD ein, zu dem die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 auf eine vorbestimmte Schwellenspannung (VGESINK) oder weniger abnimmt.
  • Gemäß der vorliegenden achten Ausführungsform wie oben beschrieben kann, da es möglich ist, die Einspeisung der Verbotsspannung (engl.: prohibition voltage) zwischen den Schwellenspannungen High and Low in die Logikschaltung U1 zu unterdrücken, die auftreten kann, wenn die Spannung der Stromversorgung V1 niedrig ist, ein stabiler Betrieb durchgeführt werden, selbst wenn die Spannungsbreite der Stromversorgung V1 groß ist.
  • <Neunte Ausführungsform>
  • 25 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden neunten Ausführungsform darstellt. Im Folgenden sind hierin unter den Komponenten gemäß der vorliegenden neunten Ausführungsform die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Die Konfiguration der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden neunten Ausführungsform ist einer Konfiguration ähnlich, in der der Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 in der Konfiguration der ersten Ausführungsform (6) ein Schalter S4 (Cutoff-Schalter) hinzugefügt ist. Es sollte besonders erwähnt werden, dass der Schalter S4 außerhalb der Ausgangsspannungs-Detektionseinheit 2 vorgesehen werden kann.
  • Der Schalter S4 unterbricht die Einspeisung der geteilten Spannung in die Logikschaltung U1 mit Ausnahme einer Periode von einem Zeitpunkt, zu dem der Ausschaltvorgang des Halbleiterschaltelements Q1 gestartet wird, bis die Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements Q1 von der ersten Gate-Ansteuerungsbedingung auf die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet wird. Die Unterbrechung des Schalters S4 wird durch die Steuerungseinheit 1 gesteuert.
  • 26 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden neunten Ausführungsform darstellt, und ist ein 7 entsprechendes Diagramm. 27 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden neunten Ausführungsform darstellt, und ist ein 8 entsprechendes Diagramm.
  • In den Beispielen in 26 und 27 speist der Schalter S4 ein Signal in die Logikschaltung U1 nur während einer Periode vom Startzeitpunkt t1 eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 bis zu einem Zeitpunkt tB ein, zu dem das Ausgangssignal der Logikschaltung U1 durch einen Zeitpunkt invertiert wird, zu dem die Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 die Schwellenspannung (VCETH) übersteigt. Es sollte besonders erwähnt werden, dass der Schalter S4 ein Signal in die Logikschaltung U1 nur während einer Periode vom Startzeitpunkt t1 eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 bis zu einem Zeitpunkt tc einspeisen kann, zu dem der Schalter S2 und der Schalter S4 geschaltet werden.
  • 28 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche gemessene Wellenform während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 in der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden neunten Ausführungsform darstellt. Es sollte besonders erwähnt werden, dass das Halbleiterschaltelement Q1 ein IGBT ist, die Spannung der Stromversorgung V1 30 V beträgt und der Ausgangsstrom (lc) des Halbleiterschaltelements Q1 300 A beträgt. Das Spannungsteilungsverhältnis der Spannungsteilungswiderstände R4 und R5 ist so eingestellt, dass die Ausgabe der Logikschaltung U1 invertiert wird, wenn die Ausgangsspannung (VCE) 210 V übersteigt.
  • 28 zeigt ein Messergebnis des Eingangssignals (in U1 eingespeisten Signals) der Logikschaltung U1. Im Beispiel in 28 unterbricht der Schalter S4 die Einspeisung in die Logikschaltung U1 mit Ausnahme einer Periode, die größer als die oben beschriebene Periode ist. Konkret speist der Schalter S4 nur während einer Periode von tA bis tc ein Signal in die Logikschaltung U1 ein.
  • Gemäß der vorliegenden neunten Ausführungsform wie oben beschrieben kann, da es möglich ist, die Einspeisung der Verbotsspannung zwischen den Schwellenspannungen High and Low in die Logikschaltung U1 zu unterdrücken, die auftreten kann, wenn die Spannung der Stromversorgung V1 niedrig ist, ein stabiler Betrieb durchgeführt werden, selbst wenn die Spannungsbreite der Stromversorgung V1 groß ist. Im Gegensatz zur achten Ausführungsform ist außerdem keine Gate-Abtastfunktion (Schaltung) zum Überwachen der Gate-Spannung des Halbleiterschaltelements Q1 der Steuerungseinheit 1 erforderlich.
  • <Zehnte Ausführungsform>
  • 29 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden zehnten Ausführungsform darstellt. Im Folgenden sind hierin unter den Komponenten gemäß der vorliegenden zehnten Ausführungsform die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch sind oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Die Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden zehnten Ausführungsform ist einer Konfiguration ähnlich, in der der Konfiguration der ersten Ausführungsform (6) eine Hochpräzisions-Stromversorgung V2 wie in der dritten Ausführungsform, ein Beschleunigungskondensator C2 wie in der fünften Ausführungsform und ein Schalter S4 wie in der neunten Ausführungsform hinzugefügt sind und der Steuerungseinheit 1 eine Gate-Abtastfunktion (Schaltung) und eine Gate-Absenkfunktion (Schaltung) wie in der sechsten Ausführungsform hinzugefügt sind.
  • 30 ist ein Diagramm, das ein Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden zehnten Ausführungsform darstellt, und ist ein 7 entsprechendes Diagramm. 31 ist ein Diagramm, das ein anderes Wellenformbeispiel während eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 durch die Ansteuerung der Ansteuerungsschaltung gemäß der vorliegenden zehnten Ausführungsform darstellt, und ist ein 8 entsprechendes Diagramm.
  • Durch die Gate-Abtastfunktion und die Gate-Absenkfunktion der Steuerungseinheit 1 nimmt die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 bei und nach tD schnell ab, zu dem die Gate-Spannung (VGE) des Halbleiterschaltelements Q1 gleich einer vorbestimmten Schwellenspannung (VGESINK) oder niedriger als diese wird. Außerdem speist der Schalter S4 ein Signal in die Logikschaltung U1 nur während einer Periode vom Startzeitpunkt t1 eines Ausschaltvorgangs des Halbleiterschaltelements Q1 bis zu einem Zeitpunkt tB ein, zu dem das Ausgangssignal der Logikschaltung U1 durch einen Zeitpunkt invertiert wird, zu dem die Ausgangsspannung (VCE) des Halbleiterschaltelements Q1 die Schwellenspannung (VCETH) übersteigt.
  • Gemäß der Konfiguration der vorliegenden zehnten Ausführungsform wie oben beschrieben können Effekte ähnlich den in der ersten, dritten, fünften, sechsten und neunten Ausführungsform beschriebenen Effekten erhalten werden.
  • <Elfte Ausführungsform>
  • 32 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer Halbleitervorrichtung gemäß der vorliegenden elften Ausführungsform darstellt. Im Folgenden sind hierin unter den Komponenten gemäß der vorliegenden elften Ausführungsform die Komponenten, die mit den oben beschriebenen Komponenten identisch oder diesen ähnlich sind, mit den identischen oder ähnlichen Bezugsziffern bezeichnet und werden vorwiegend unterschiedliche Komponenten beschrieben.
  • Eine Halbleitervorrichtung gemäß der vorliegenden elften Ausführungsform enthält eine Vielzahl von Halbleiterschaltelementen Q1 bis Q6, eine Vielzahl von Dioden D1 bis D6 und eine Vielzahl von Gate-Ansteuerungsschaltungen 11 bis 16. Jedes der Vielzahl von Halbleiterschaltelementen Q1 bis Q6 in 32 ist das Halbleiterschaltelement Q1 der ersten bis zehnten Ausführungsformen. Jede der Vielzahl von Dioden D1 bis D6 in 32 ist die Diode D1 der ersten bis zehnten Ausführungsformen. Jede der Vielzahl von Gate-Ansteuerungsschaltungen 11 bis 16 in 32 ist eine Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung der ersten bis zehnten Ausführungsformen. Es sollte besonders erwähnt werden, dass 32 ein Beispiel darstellt, in dem die Gate-Ansteuerungsschaltung 11 eine Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung der zehnten Ausführungsform ist, aber die vorliegende Offenbarung nicht darauf beschränkt ist.
  • Im Beispiel in 32 bildet die Vielzahl von Halbleiterschaltelementen Q1 bis Q6 einen Dreiphasen-Inverter, der zum Ansteuern eines Dreiphasen-Motors oder dergleichen genutzt wird; aber die vorliegende Offenbarung ist nicht darauf beschränkt und kann zum Beispiel eine H-Brücke bilden.
  • Die Vielzahl von Gate-Ansteuerungsschaltungen 11 bis 16 steuert jeweils die Vielzahl von Halbleiterschaltelementen Q1 bis Q6 ähnlich der Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung der ersten bis zehnten Ausführungsformen an.
  • Gemäß der vorliegenden elften Ausführungsform wie oben beschrieben kann, da es möglich ist, die Verzögerungszeit (Periode td (aus)) während des Ausschaltvorgangs der Halbleiterschaltelemente Q1 bis Q6 und letztendlich die Totzeit während des Betriebs des Inverters zu reduzieren, die effektive Ausgangsspannung des Inverters erhöht werden.
  • Da es außerdem möglich ist, das Zielkonfliktmerkmal zwischen der Stoßspannung und dem Schaltverlust, die während des Ausschaltvorgangs der Halbleiterschaltelemente Q1 bis Q6 auftreten, zu verbessern, ist es möglich, eine Reduzierung des Verlusts und eine hohe Stehspannung des Inverters zu erzielen. Außerdem kann man im Vergleich mit einer Halbleitervorrichtung, die eine einen diskreten Hochgeschwindigkeits-Komparator aufweisende Gate-Ansteuerungsschaltung enthält, eine Kostenreduzierung und Miniaturisierung erwarten.
  • Es sollte besonders erwähnt werden, dass jede der Ausführungsformen und jede der Modifikationen frei kombiniert werden können und jede der Ausführungsformen und jede der Modifikationen geeignet modifiziert oder weggelassen werden können.
  • Die obige Beschreibung ist in allen Aspekten beispielhaft, und die vorliegende Offenbarung ist nicht darauf beschränkt. Es versteht sich, dass zahllose, nicht beispielhaft dargelegte Modifikationen angenommen bzw. übernommen werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.
  • Bezugszeichenliste
    • 1
    Steuerungseinheit
    1a
    Zeitgeber
    11 bis 16
    Gate-Ansteuerungsschaltung
    C1
    Kondensator
    C2
    Beschleunigungskondensator
    CD
    Klemmdiode
    S1 bis S4
    Schalter
    R1 bis R3
    Gate-Widerstand
    R4, R5
    Spannungsteilungswiderstand
    Q1 bis Q6
    Halbleiterschaltelement
    U1
    Logikschaltung
    V2
    Hochpräzisions-Stromversorgung
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • JP 4991446 [0003]
    • JP 2013143882 [0003]

Claims (11)

  1. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung, die dafür konfiguriert ist, ein Halbleiterschaltelement anzusteuern, wobei die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung aufweist: einen Spannungsteilungswiderstand, der dafür konfiguriert ist, eine geteilte Spannung einer Ausgangsspannung des Halbleiterschaltelements zu erzeugen; eine Logikschaltung, die dafür konfiguriert ist, einen Pegel eines Ausgangssignals basierend auf der geteilten Spannung zu invertieren; und einen Schaltkreis, der dafür konfiguriert ist, eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements während eines Ausschaltvorgangs von einer ersten Gate-Ansteuerungsbedingung, bei der eine Schaltgeschwindigkeit des Halbleiterschaltelements eine erste Schaltgeschwindigkeit ist, auf eine zweite Gate-Ansteuerungsbedingung, bei der die Schaltgeschwindigkeit eine zweite Schaltgeschwindigkeit ist, die niedriger als die erste Schaltgeschwindigkeit ist, basierend auf dem Ausgangssignal von der Logikschaltung umzuschalten.
  2. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach Anspruch 1, ferner aufweisend eine Stromversorgung, die dafür konfiguriert ist, der Logikschaltung eine durch eine Bandlückenreferenz und/oder Trimmung erzeugte Spannung bereitzustellen.
  3. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, ferner aufweisend einen Tiefpassfilter und eine Klemmdiode, die zwischen die Logikschaltung und den Spannungsteilungswiderstand geschaltet sind.
  4. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, ferner aufweisend: einen ersten Widerstand, der mit einem Gate des Halbleiterschaltelements elektrisch verbunden ist, wenn eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements die erste Gate-Ansteuerungsbedingung ist; einen zweiten Widerstand, der mit einem Gate des Halbleiterschaltelements elektrisch verbunden ist, wenn eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung ist; und einen Beschleunigungskondensator, der mit dem ersten Widerstand parallelgeschaltet ist.
  5. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Schaltkreis eine Gate-Absenkfunktion an dem Halbleiterschaltelement ausführt, wenn eine Gate-Spannung des Halbleiterschaltelements gleich einem vorbestimmten Schwellenwert oder niedriger als ein solcher ist, nachdem eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements von der ersten Gate-Ansteuerungsbedingung auf die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet ist.
  6. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ferner aufweisend einen Zeitgeber, der dafür konfiguriert ist, eine vorbestimmte Periode zu zählen, die gleich einer Periode von einem Zeitpunkt, zu dem eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements von der ersten Gate-Ansteuerungsbedingung auf die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet wird, bis zu einem Zeitpunkt, zu dem ein Ausgangsstrom des Halbleiterschaltelements Null wird, oder länger als eine solche ist, wobei der Schaltkreis eine Gate-Absenkfunktion an dem Halbleiterschaltelement ausführt, wenn der Zeitgeber die Zählung beendet.
  7. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach Anspruch 5, ferner aufweisend eine Cutoff-Schaltung, die dafür konfiguriert ist, eine Einspeisung der geteilten Spannung in die Logikschaltung mit Ausnahme einer Periode von einem Zeitpunkt, zu dem ein Ausschaltvorgang des Halbleiterschaltelements gestartet wird, bis eine Gate-Spannung des Halbleiterschaltelements gleich dem vorbestimmten Schwellenwert oder niedriger als dieser wird, zu unterbrechen.
  8. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, ferner aufweisend eine Cutoff-Schaltung, die dafür konfiguriert ist, eine Einspeisung der geteilten Spannung in die Logikschaltung mit Ausnahme einer Periode von einem Zeitpunkt, zu dem ein Ausschaltvorgang des Halbleiterschaltelements gestartet wird, bis eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements von der ersten Gate-Ansteuerungsbedingung auf die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet wird, zu unterbrechen.
  9. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach Anspruch 1, ferner aufweisend: eine Stromversorgung, die dafür konfiguriert ist, der Logikschaltung eine durch eine Bandlückenreferenz und/oder Trimmung erzeugte Spannung bereitzustellen; einen ersten Widerstand, der mit einem Gate des Halbleiterschaltelements elektrisch verbunden ist, wenn eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements die erste Gate-Ansteuerungsbedingung ist; einen zweiten Widerstand, der mit einem Gate des Halbleiterschaltelements elektrisch verbunden ist, wenn eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung ist; einen Beschleunigungskondensator, der mit dem ersten Widerstand parallelgeschaltet ist; und eine Cutoff-Schaltung, die dafür konfiguriert ist, eine Einspeisung der geteilten Spannung in die Logikschaltung mit Ausnahme einer Periode von einem Zeitpunkt, zu dem ein Ausschaltvorgang des Halbleiterschaltelements gestartet wird, bis eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements von der ersten Gate-Ansteuerungsbedingung auf die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet wird, zu unterbrechen, wobei der Schaltkreis eine Gate-Absenkfunktion an dem Halbleiterschaltelement ausführt, wenn eine Gate-Spannung des Halbleiterschaltelements gleich einem vorbestimmten Schwellenwert oder geringer als ein solcher ist, nachdem eine Gate-Ansteuerungsbedingung des Halbleiterschaltelements von der ersten Gate-Ansteuerungsbedingung auf die zweite Gate-Ansteuerungsbedingung umgeschaltet wird.
  10. Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das Halbleiterschaltelement einen IGBT oder einen MOSFET aufweist, der Siliziumcarbid enthält.
  11. Halbleitervorrichtung, aufweisend: eine Vielzahl von Halbleiterschaltelementen, von denen jedes das Halbleiterschaltelement nach Anspruch 1 ist; und eine Vielzahl von Gate-Ansteuerungsschaltungen, von denen jede die Halbleiterschaltelement-Ansteuerungsschaltung nach Anspruch 1 ist, wobei die Vielzahl von Gate-Ansteuerungsschaltungen die Vielzahl jeweiliger Halbleiterschaltelemente ansteuert.
DE112020006707.6T 2020-02-10 2020-02-10 Halbleiterschaltelement-ansteuerungsschaltung und halbleitervorrichtung Pending DE112020006707T5 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2020/005054 WO2021161362A1 (ja) 2020-02-10 2020-02-10 半導体スイッチング素子駆動回路及び半導体装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE112020006707T5 true DE112020006707T5 (de) 2022-11-24

Family

ID=77293026

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE112020006707.6T Pending DE112020006707T5 (de) 2020-02-10 2020-02-10 Halbleiterschaltelement-ansteuerungsschaltung und halbleitervorrichtung

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20230006552A1 (de)
JP (1) JP7330305B2 (de)
CN (1) CN115088169A (de)
DE (1) DE112020006707T5 (de)
WO (1) WO2021161362A1 (de)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7287337B2 (ja) * 2020-04-28 2023-06-06 株式会社デンソー スイッチの駆動回路
CN113507200B (zh) * 2021-08-20 2023-05-26 阳光电源股份有限公司 一种功率变换器及其驱动电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4991446B2 (ja) 2007-08-23 2012-08-01 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
JP2013143882A (ja) 2012-01-12 2013-07-22 Denso Corp スイッチング素子の駆動回路

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4935266B2 (ja) 2006-09-19 2012-05-23 トヨタ自動車株式会社 電圧駆動型半導体素子の駆動方法、及び、ゲート駆動回路
JPWO2015181682A1 (ja) 2014-05-28 2017-04-20 株式会社半導体エネルギー研究所 アナログ／デジタル変換回路、半導体装置、及び電子機器
JP6362996B2 (ja) 2014-10-24 2018-07-25 株式会社日立製作所 半導体駆動装置ならびにそれを用いた電力変換装置
JP6847641B2 (ja) 2016-11-28 2021-03-24 株式会社東芝 ゲート駆動回路

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4991446B2 (ja) 2007-08-23 2012-08-01 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
JP2013143882A (ja) 2012-01-12 2013-07-22 Denso Corp スイッチング素子の駆動回路

Also Published As

Publication number Publication date
WO2021161362A1 (ja) 2021-08-19
CN115088169A (zh) 2022-09-20
US20230006552A1 (en) 2023-01-05
JPWO2021161362A1 (de) 2021-08-19
JP7330305B2 (ja) 2023-08-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE112012007241B4 (de) Ansteuerschutzschaltung, Halbleitermodul und Kraftfahrzeug
DE112013006487B4 (de) Ansteuervorrichtung für Halbleiterelemente und Halbleitervorrichtigung
DE102011081970B4 (de) Ansteuerschaltung und Halbleitervorrichtung mit der Ansteuerschaltung
DE10301655B4 (de) Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung
DE102005022309B4 (de) Halbleitervorrichtung
DE112007000857B4 (de) Drei Treiberschaltungen für Halbleiterelemente mit Kurzschlusserfassung
DE102018206424B4 (de) Ansteuervorrichtung und schaltvorrichtung
DE19838389C1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung eines abschaltbaren Stromrichterventils mit der Reihenschaltzahl Zwei oder größer
DE3888863T2 (de) BIFET-Logik-Schaltung.
DE112016003609B4 (de) Energie-Schaltvorrichtung
DE68928573T2 (de) Treiberschaltung für eine spannungsgesteuerte Halbleitervorrichtung
DE112012007247T5 (de) Ansteuerschaltung für ein Schaltelement, Leistungsmodul und Kraftfahrzeug
DE102013022413B3 (de) Schalter-Treiberschaltung und Verfahren
DE102015220594A1 (de) Halbleiter-Antriebseinheit und Stromrichter, der diese verwendet
DE69216773T2 (de) Ausgangspufferschaltung
DE102011086129A1 (de) Detektion des Leitungszustandes eines RC-IGBT
EP0818889A2 (de) Gatespannungsbegrenzung für eine Schaltungsanordnung
DE102012223088A1 (de) Leistungsvorrichtungs-Steuerschaltung und Leistungsvorrichtungsschaltung
DE112016003049T5 (de) Überstromschutzvorrichtung für halbleitervorrichtung
DE10325588A1 (de) Integrierte MOS-Gate-Treiberschaltung mit adaptiver Totzeit
DE112017003368T5 (de) Treiberschaltung und leistungsmodul mit derselben
DE112013004659T5 (de) Halbleiteransteuerungsvorrichtung
DE102016224706A1 (de) Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte
DE102011003733A1 (de) Verfahren zur Ansteuerung eines Transistors und Ansteuerschaltung
DE112014002021T5 (de) Schaltelement-Ansteuerkreis

Legal Events

Date Code Title Description
R012 Request for examination validly filed