DE112020006613T5

DE112020006613T5 - Überstromdetektionsschaltung und leistungswandler

Info

Publication number: DE112020006613T5
Application number: DE112020006613.4T
Authority: DE
Inventors: Shinya Kurachi; Shota Morisaki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2020-01-29
Filing date: 2020-01-29
Publication date: 2022-11-24
Also published as: JP7241929B2; WO2021152734A1; JPWO2021152734A1

Abstract

Eine Überstromdetektionsschaltung (200) weist auf: eine Spannungsteilerschaltung (20), die eine Spannung reduziert, die auf eine erste Elektrode (103) und eine zweite Elektrode (104) eines Halbleiterschaltelements (101) beaufschlagt ist, das die erste Elektrode (103), die zweite Elektrode (104) und eine Steuerelektrode (105) aufweist; eine Stromverstärkerschaltung (30), die einen von der Spannungsteilerschaltung (20) ausgegebenen Strom verstärkt und ausgibt; und eine Überstrombestimmungsschaltung (40), die bestimmt, ob oder nicht das Halbleiterschaltelement (101) überbestromt ist auf der Basis eines von der Stromverstärkerschaltung (30) ausgegebenen Stroms.

Description

Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft eine Überstromdetektionsschaltung eines Halbleiterschaltelements und einen Leistungswandler mit der Überstromdetektionsschaltung.
Hintergrund
In vergangenen Jahren wurden Halbleiterschaltelemente wie etwa ein Isoliertes-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT) und ein Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MOSFET) verbreitet genutzt für Leistungswandler wie etwa Umrichter und Wandler. Normalerweise erhöht sich in einem Halbleiterschaltelement eines Leistungswandlers eine Gate-Spannung, wenn das Halbleiterschaltelement eingeschaltet ist. Dann, wenn die Gate-Spannung eine Betriebsschwellwertspannung des Halbleiterschaltelements erreicht, beginnt ein Kollektorstrom zu fließen. Danach beginnt eine Kollektorspannung abzunehmen, und verringert sich auf ungefähr 0 V am Ende.
Jedoch, wenn eine Anomalie wie etwa ein Arm-Kurzschluss oder ein Last-Kurzschluss in dem Leistungswandler auftritt, überschreitet der Kollektorstrom einen vorbestimmten Schwellwert und wird ein Überstrom und die Kollektorspannung wird auf einer hohen Spannung aufrechterhalten ohne sich abzusenken, das das Halbleiterschaltelement beschädigt. Daher, um eine Beschädigung des Halbleiterschaltelements, das in dem Leistungswandler genutzt wird zu vermeiden, ist es wichtig, sofort einen Überstromzustand in dem Halbleiterschaltelement zu detektieren.
In der folgenden Patentliteratur 1, durch Detektieren einer Kollektorspannung auf der Basis eines Stroms, der zu einer Spannungsteilerschaltung fließt, die mit einem Kollektoranschluss eines Halbleiterschaltelements verbunden ist, und Bestimmen, ob die Kollektorspannung eine Referenzspannung überschreitet, wird ein Überstrom eines Stroms, der zu dem Halbleiterschaltelements fließt, detektiert.
Zitierungsliste
Patentliteratur
Patentliteratur 1: Japanische
Patentanmeldungsoffenlegungsschrift Nr. 2012-195937
Kurzdarstellung
Technisches Problem
Jedoch, wenn die Kollektorspannung durch die Spannungsteilerschaltung wie in Patentliteratur 1 reduziert wird, reduziert sich der Strom, der zu der Spannungsteilerschaltung fließt. Ein Überstrom des Halbleiterschaltelements wird detektiert auf der Basis dieses Stroms, aber der reduzierte Strom wird genutzt zum Laden einer elektrostatischen Kapazität, die parasitär in einer Leitung ist und eine Detektion des Überstroms des Halbleiterschaltelements wird verzögert.
Die vorliegende Offenbarung wurde gemacht in Anbetracht des Voranstehenden und es ist eine Aufgabe davon, eine Überstromdetektionsschaltung zu erlangen, die dazu in der Lage ist, eine Verzögerung in der Überstromdetektion eines Halbleiterschaltelements aufgrund einer elektrostatischen Kapazität, die parasitär in einer Leitung ist, zu unterdrücken.
Lösung des Problems
Um die voranstehenden Probleme zu lösen und die Aufgabe zu erreichen, weist eine Überstromdetektionsschaltung gemäß der vorliegenden Offenbarung auf: eine Spannungsteilerschaltung, die dazu ausgelegt ist, eine auf eine erste Elektrode und eine zweite Elektrode eines Halbleiterschaltelements beaufschlagte Spannung zu reduzieren, das die erste Elektrode, die zweite Elektrode und eine Steuerelektrode aufweist; eine Stromverstärkerschaltung, die dazu ausgelegt ist, einen von der Spannungsteilerschaltung ausgegebenen Strom zu verstärken und auszugeben; und eine Überstrombestimmungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, zu bestimmen ob oder nicht das Halbleiterschaltelement überbestromt ist, basierend auf einem von der Stromverstärkerschaltung ausgegebenen Strom.
Vorteilhafte Effekte der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Offenbarung, zeigt die Überstromdetektionsschaltung einen Effekt dazu in der Lage zu sein, eine Verzögerung in der Überstromdetektion des Halbleiterschaltelements aufgrund einer elektrostatischen Kapazität, die parasitär in einer Leitung ist, zu unterdrücken.
Figurenliste

1 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Leistungswandlers gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.
2 zeigt ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration des Leistungswandlers gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.
3 zeigt einen Zeitablauf, der einen Betrieb des Leistungswandlers gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.
4 zeigt ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration eines Leistungswandlers gemäß einer zweiten Ausführungsform darstellt.
5 zeigt einen Zeitablauf, der einen Betrieb eines Leistungswandlers gemäß der zweiten Ausführungsform darstellt.
6 zeigt ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration eines Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform darstellt.
7 zeigt einen Zeitablauf, der einen Betrieb des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform darstellt.
8 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Leistungswandlersystems darstellt, auf den der Leistungswandler gemäß der ersten Ausführungsform angewendet wird.

Beschreibung von Ausführungsformen
Hiernach, wird eine Überstromdetektionsschaltung und ein Leistungswandler gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung im Detail mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. Es soll erkannt werden, dass die vorliegende Offenbarung nicht auf diese Ausführungsformen beschränkt ist.
Erste Ausführungsform.
1 zeigt ein Diagramm, das ein Konfigurationsbeispiel eines Leistungswandlers 500 gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellt. Der Leistungswandler 500 weist ein Halbleitermodul 100 und eine Treibersteuerung 300 auf.
Das Halbleitermodul 100 weist ein Halbleiterschaltelement 101 und eine Diode 102 auf. In der vorliegenden Ausführungsform wurde ein Beispiel, in dem ein IGBT als das Halbleiterschaltelement 101 genutzt wird, beschrieben, aber die vorliegende Offenbarung ist nicht darauf beschränkt. Zum Beispiel kann ein MOSFET, ein Bipolartransistor, oder Ähnliches genutzt werden.
Das Halbleiterschaltelement 101 weit auf: eine erste Elektrode 103; eine zweite Elektrode 104 und eine Steuerelektrode 105. Das Halbleiterschaltelement 101 schaltet einen Strom, der zwischen der ersten Elektrode 103 und der zweiten Elektrode 104 fließt, Ein/Aus, in Antwort auf ein Gate-Signal, das auf die Steuerelektrode 105 beaufschlagt ist, das bedeutet, eine Gate-Spannung Vge. Man beachte, dass die erste Elektrode 103 einem Kollektor im Falle eines IGBTs und eines Bipolartransistors entspricht, und einem Drain im Falle eines MOSFET entspricht. Zusätzlich entspricht die zweite Elektrode 104 einem Emitter im Falle eines IGBT und eines Bipolartransistors, und entspricht einer Quelle bzw. Source im Falle eines MOSFET. Des Weiteren entspricht die Steuerelektrode 105 einem Gate im Falle eines IGBT und eines MOSFET, und entspricht einer Basis bzw. Base im Falle eines Bipolartransistors.
Die Diode 102 ist eine Refluxdiode, und ist antiparallel mit dem Halbleiterschaltelement 101 verbunden. Das bedeutet: eine Kathode der Diode 102 ist mit der ersten Elektrode 103 des Halbleiterschaltelements 101 verbunden; und eine Anode der Diode 102 ist mit der zweiten Elektrode 104 des Halbleiterschaltelements 101 verbunden.
Die Treibersteuerung 300 weist eine Treiberschaltung 10 und eine Überstromdetektionsschaltung 200 auf. Die Treibersteuerung 10 und die Überstromdetektionsschaltung 200 sind mit dem Halbleitermodul 100 verbunden. Die Treibersteuerung 10 überträgt ein Gate-Signal zum Steuern des Halbleiterschaltelements 101 Ein/Aus, um die Steuerelektrode 105 des Halbleiterschaltelements 101 zu steuern, durch eine Steuerschaltung wie etwa ein Mikrocomputer. Die Überstromdetektionsschaltung 200 detektiert einen Überstrom in dem Halbleiterschaltelement 101. Wenn der Überstrom durch die Überstromdetektionsschaltung 200 detektiert ist, wird ein Gate-Unterbrechungssignal Ssc zum Ausschalten des Halbleiterschaltelements 101 an die Treiberschaltung 10 übertragen.
Die Überstromdetektionsschaltung 200 weist auf:

eine Spannungsteilerschaltung 20; eine Stromverstärkerschaltung 30; und eine Überstrombestimmungsschaltung 40. Die Stromverstärkerschaltung 30 ist zwischen der Spannungsteilerschaltung 20 und der Überstrombestimmungsschaltung 40 verbunden. Die Spannungsteilerschaltung 20 reduziert eine Spannung, die auf die erste Elektrode 103 und die zweite Elektrode 104 des Halbleiterschaltelements 101 beaufschlagt ist. Die Stromverstärkerschaltung 30 verstärkt und gibt aus einen von der Spannungsteilerschaltung 20 ausgegebenen Strom. Die Überstrombestimmungsschaltung 40 bestimmt, ob oder nicht das Halbleiterschaltelement 101 überbestromt ist auf der Basis des von der Stromverstärkerschaltung 30 ausgegebenen Stroms.

2 zeigt ein Schaltungsdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel des Leistungswandlers 500 gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellt.
Die Treibersteuerung 10 weist auf: eine Steuerschaltung 11; einen Schalte-Ein-MOSFET 12; einen Schalte-Aus-MOSFET 13; einen Schalte-Ein-Gate-Widerstand 14; einen Schalte-Aus-Gate-Widerstand 15; eine erste DC-Leistungszufuhr 16; und eine zweite DC-Leistungszufuhr 17. Der Schalte-Ein-MOSFET 12 ist zwischen dem Schalte-Ein-Gate-Widerstand 14 und einem positiven Leistungszufuhrknoten 18 verbunden; und der Schalte-Aus-MOSFET 13 ist zwischen dem Schalte-Aus-Gate-Widerstand 15 und einem negativen Leistungszufuhrknoten 19 verbunden. Ein Verbindungspunkt zwischen dem Schalte-Ein-Gate-Widerstand 14 und dem Schalte-Aus-Gate-Widerstand 15 ist durch eine Leitung G mit der Steuerelektrode 105 des Halbleiterschaltelements 101 verbunden, das in dem Halbleitermodul 100 vorhanden ist. Ein Verbindungspunkt zwischen der ersten DC-Leistungszufuhr 16 und der zweiten DC-Leistungszufuhr 17 ist durch eine Leitung S mit der zweiten Elektrode 104 des Halbleiterschaltelements 101 verbunden, das in dem Halbleitermodul 100 vorhanden ist. Die Steuerschaltung 11 steuert Ein/Aus des Halbleiterschaltelements 101 durch Steuern des Schalte-Ein-MOSFETs 12 und des Schalte-Aus-MOSFETs 13 in Antwort auf ein Steuersignal Sg, das von einer externen Einrichtung (nicht dargestellt) beaufschlagt ist.
Die Spannungsteilerschaltung 20 ist konfiguriert durch Verbinden einer Mehrzahl von Widerstandselementen 21a, 21b,..., und 21n und eines Widerstandselements 22 in Reihe. Das Widerstandselement 21a, das ein Ende der Mehrzahl von Widerstandselementen 21a, 21b,..., 21n, ist, ist mit der Erste-Elektrode 103-Seite des Halbleiterschaltelements 101 verbunden. Zusätzlich, ist ein Ende des Widerstandselements 22 mit dem Widerstandselement 21n und einer Base 31a eines npn-Transistors 31 verbunden, der später beschrieben wird; und ein anderes Ende ist verbunden mit einem Emitter 31b des npn-Transistors 31, der später beschrieben wird. In der vorliegenden Ausführungsform, weist die Spannungsteilerschaltung 20 die Mehrzahl von Widerstandselementen auf, aber kann eine Mehrzahl von Konstantspannungsdioden aufweisen, oder kann sowohl ein Widerstandselement und eine Konstantspannungsdiode aufweisen. Zusätzlich ist die vorliegende Offenbarung nicht auf diese Konfiguration beschränkt, solange wie eine auf die erste Elektrode 103 und die zweite Elektrode 104 des Halbleiterschaltelements 101 beaufschlagte Spannung reduziert wird.
Die Stromverstärkerschaltung 30 weist den npn-Transistor 31 auf. Ein Kollektor 31c des npn-Transistors 31 ist direkt mit einer positiven Leistungszufuhrspannung der Treiberschaltung 10 über eine Leitung V verbunden. Der Emitter 31b des npn-Transistors 31 ist mit einem Widerstandselement 51 der Überstrombestimmungsschaltung 40, die später beschrieben wird, über eine Leitung C verbunden. Des Weiteren, die Base 31a und der Emitter 31b des npn-Transistors 31 individuell mit beiden Enden des Widerstandselements 22 der Spannungsteilerschaltung 20 verbunden, und schalten den npn-Transistor 31 gemäß einer Ende-zu-Ende-Spannung des Widerstandselements 22 ein und aus.
Die Überstrombestimmungsschaltung 40 weist auf: eine Integrationsschaltung 50; und eine Bestimmungsschaltung 60. Die Integrationsschaltung 50: weist auf das Widerstandselement 51 und einen Kondensator 52; und gibt ein Ausgabeergebnis der Integrationsschaltung 50 auf der Basis eines Stroms aus, der von der Stromverstärkerschaltung 30 ausgegeben ist. Die Bestimmungsschaltung 60 weist auf: eine Diode 61; einen Vergleicher 62; und eine DC-Leistungszufuhr 63. Auf der Basis des Ausgabeergebnisses der Integrationsschaltung 50, bestimmt die Bestimmungsschaltung 60, ob oder nicht das Halbleiterschaltelement 101 überbestromt ist durch Vergleich mit einer vorbestimmten Betriebsschwellwertspannung Vref.
Das Widerstandselement 51 der Integrationsschaltung 50 ist zwischen der Leitung C und einem Eingangsknotenpunkt 64 des Vergleichers 62 verbunden. Der Kondensator 52 ist zwischen dem Eingangsknotenpunkt 64 des Vergleichers 62 und dem negativen Leistungszufuhrknoten 19 verbunden. Wenn eine Spannung, die über den Kondensator 52 erzeugt ist, die Betriebsschwellwertspannung Vref des Vergleichers 62 überschreitet, wird das Gate-Unterbrechungssignal Ssc zum Ausschalten des Halbleiterschaltelements 101 von dem Vergleicher 62 an die Steuerschaltung 11 ausgegeben.
Eine Anode der Diode 61 der Bestimmungsschaltung 60 ist mit dem Eingangsknotenpunkt 64 des Vergleichers 62 verbunden und eine Kathode der Diode 61 ist mit einem Drain des Schalte-Aus-MOSFET 13 verbunden. Als ein Ergebnis, wenn das Halbleiterschaltelement 101 in einem Aus-Zustand ist, das bedeutet, wenn der Schalte-Ein-MOSFET 12 ausgeschaltet ist und der Schalte-Aus-MOSFET 13 eingeschaltet ist, werden elektrische Ladungen, die in dem Kondensator 52 akkumuliert sind, über die Diode 61 und den Schalte-Aus-MOSFET 13 entladen.
3 zeigt einen Zeitablaufdiagramm, das ein Operationsbeispiel des Leistungswandlers 500 gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellt. Als erstes wird ein Betrieb zur Normalzeit des Leistungswandlers 500 mit Bezug auf 3 beschrieben. Eine vertikale Achse des Zeitablaufdiagramms in 3 gibt an, in der Reihenfolge von oben: das externe Steuersignal Sg; die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101; ein Kollektorstrom Ic, der in dem Halbleiterschaltelement 101 fließt; eine Kollektorspannung Vce, die auf das Halbleiterschaltelement 101 beaufschlagt wird; eine Base-Emitter-Spannung Vbe31 des npn-Transistors 31 der Stromverstärkerschaltung 30; und eine Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52. Eine horizontale Achse repräsentiert eine Dauer der Zeit t.
Vor dem Zeitpunkt t0 in 3, das bedeutet, während ein Schalte-Aus-Betrieb des Halbleitermoduls 100 ist der Schalte-Ein-MOSFET 12 ausgeschaltet, und der Schalte-Aus-MOSFET 13 ist eingeschaltet. Dieses bewirkt, dass elektrische Ladungen des Kondensators 52 über die Diode 61 und den Schalte-Aus-MOSFET 13 entladen werden, so dass ein Potential des Eingangsknotenpunkts 64 des Vergleichers 62 gleich zu dem des negativen Leistungszufuhrknoten 19 wird.
Zum Zeitpunkt t0, in Antwort darauf, dass das externe Steuersignal Sg sich von einem AUS-Befehl zu einem EIN-Befehl schaltet, schaltet die Steuerschaltung 11 den Schalte-Ein-MOSFET 12 ein und schaltet den Schalte-Aus-MOSFET 13 aus. Dieses bewirkt, dass ein Ladestrom von der ersten DC-Leistungszufuhr 16 zu einer Eingangskapazität des Halbleiterschaltelements 101 fließt, über: den positiven Leistungszufuhrknotenpunkt 18; den Schalte-Ein-MOSFET 12; den Schalte-Ein-Gate-Widerstand 14; und die Leitung G. Dann beginnt die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101 sich zu erhöhen.
Wenn sich die Gate-Spannung Vge erhöht, tritt das Halbleiterschaltelement 101 in einen Schalte-Ein-Betrieb ein. Weil ein Verbindungspunkt 70 ein höheres Potential als der Eingangsknotenpunkt 64 des Vergleichers 62 aufweist, ist das Entladen des Kondensators 52 gestoppt. Zu diesem Zeitpunkt, wird eine Spannung entsprechend einer Busspannung Vdd, die eine Hauptspannung ist, die in den Leistungswandler 500 eingegeben wird, über die Spannungsteilerschaltung 20 beaufschlagt. Weil die Ende-zu-Ende-Spannung des Widerstandselements 22 eine Betriebsschwellwertspannung des npn-Transistors 31 überschreitet, wird der npn-Transistor 31 eingeschaltet. Wenn der npn-Transistor 31 eingeschaltet wird, fließt ein verstärkter Strom Iz von der ersten DC-Leistungszufuhr 16 zu einem Kollektor des npn-Transistors 31 über die Leitung V. Dieser verstärkte Strom Iz fließt durch die Leitung C und lädt den Kondensator 52 über das Widerstandselement 51 der Überstrombestimmungsschaltung 40.
In einem Fall, wo die Stromverstärkerschaltung 30 nicht bereitgestellt ist, ist ein Strom, der in die Überstrombestimmungsschaltung 40 fließt, klein, zum Beispiel, mehrere Hundert µA. Daher braucht es Zeit zum Laden der elektrostatischen Kapazität, die parasitär in der Leitung ist, und als ein Ergebnis, braucht es Zeit für die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 in Bezug auf die Dauer der Zeit t anzusteigen. Jedoch, in der vorliegenden Ausführungsform, aufgrund der Stromverstärkerschaltung 30, ist der verstärkte Strom Iz, der zu der Leitung C fließt, groß genug, zum Beispiel mehrere zehn mA, zum sofortigen Laden der elektrostatischen Kapazität, die parasitär in der Leitung C ist. Daher fließt das Meiste des verstärkten Stroms Iz in die Überstrombestimmungsschaltung 40. Daher wird die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 in Bezug auf die Dauer der Zeit t bestimmt durch: einen Differenzwert V+-V-zwischen einer positiven Leistungszufuhrspannung V+ und einer negativen Leistungszufuhrspannung V-; und Zeitkonstanten R51 und C52, die durch einen Widerstandswert R51 des Widerstandselements 51 bestimmt sind, und einen Kapazitätswert C52 des Kondensators 52. Das bedeutet, es kann als die folgende Formal (1) ausgelegt werden, und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 erhöht sich gemäß der Formel (1) wie angegeben von der Zeit t0 zum Zeitpunkt t4 in 3.
$Vsc (t) = (V + - V -) \cdot (1 - exp (- t/ (R51 \cdot C52))$
Wenn die Gate-Spannung Vge eine Schwellwertspannung Vth des Halbleiterschaltelements 101 zum Zeitpunkt t2 überschreitet, beginnt der Kollektorstrom Ic zu fließen von der ersten Elektrode 103 mit der zweiten Elektrode 104. Zu diesem Zeitpunkt wird eine induzierte elektromotive Kraft VL=Ls·dIc/dt erzeugt, die ein Produkt einer Zeitänderungsrate dIc/dt des Kollektorstroms Ic und einer Induktivität Ls repräsentiert ist, die parasitär in der Hauptschaltung ist. Dann nimmt die Kollektorspannung Vce, die auf das Halbleiterschaltelement 101 beaufschlagt ist, um eine Menge der induzierten elektromotiven Kraft VL von der Busspannung Vdd ab. Jedoch, weil die Kollektorspannung Vce immer noch eine hohe Spannung aufrechterhält, wird der Ein-Zustand des npn-Transistors 31 fortgesetzt, und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 fährt damit fort gemäß Formel (1) anzusteigen.
Eine Zeitdauer von t3 zum Zeitpunkt t5 ist einer Miler-Periode, in der die Gate-Spannung Vge konstant wird aufgrund eines Miler-Effekts des Halbleiterschaltelements 101. Aufgrund dieser Miler-Periode, fluktuiert die Kollektorspannung Vce stark und die Kollektorspannung Vce nimmt ab aufgrund 0 V zum Zeitpunkt t5. Zum Zeitpunkt t4 überschreitet die Ende-zu-Ende-Spannung des Widerstandselements 22 der Spannungsteilerschaltung 20 nicht die Betriebsschwellwertspannung des npn-Transistors 31 der Stromverstärkerschaltung 30, was bewirkt, dass die Base-Emitter-Spannung Vbe31 des npn-Transistors 31 abnimmt, das bedeutet bewirkt, dass der npn-Transistor 31 ausgeschaltet wird. Als ein Ergebnis, wir der verstärkte Strom Iz zum Laden des Kondensators 52 der Überstrombestimmungsschaltung 40 unterbrochen, und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 steigt nicht länger an.
Wenn die Miler-Periode zum Zeitpunkt t5 um ist, erhöht sich die Gate-Spannung Vge wieder und der Schalte-Ein-Betrieb endet, wenn die Gate-Spannung Vge die positive Leistungszufuhrspannung V+ zum Zeitpunkt t6 erreicht.
Als Nächstes wird Schalte-Aus-Betrieb vom Zeitpunkt t7 zum Zeitpunkt t13 beschrieben. Zum Zeitpunkt t7 in 3, in Antwort darauf, dass das externe Steuersignal Sg von dem EIN-Befehl zu dem AUS-Befehl schaltet, schaltet die Steuerschaltung 11 den Schalte-Ein-MOSFET 12 aus und schaltet den Schalte-Aus-MOSFET 13 ein. Dieses bewirkt: ein Entladestrom fließt von der Eingangskapazität des Halbleiterschaltelements 101 zu der zweiten DC-Leistungszufuhr 17 über die Leitung G, den Schalte-Aus-Gate-Widerstand 15, den Schalte-Aus-MOSFET 13 und den negativen Leistungszufuhrknoten 19; und die Gate-Spannung Vge beginnt abzunehmen. Als ein Ergebnis, wechselt das Halbleiterschaltelement 101 in den Schalte-Aus-Betrieb. Zu diesem Zeitpunkt, weil ein Potential des Verbindungspunkts 70 sofort V- wird, werden übrige bzw. residuale elektrische Ladungen des Kondensators 52 schnell über die Diode 61 entladen.
Zwischen dem Zeitpunkt t7 und dem Zeitpunkt t8, ändern sich der Kollektorstrom Ic und die Kollektorspannung Vce nicht. Zum Zeitpunkt t8, beginnt die Kollektorspannung Vce, die auf das Halbleiterschaltelement 101 beaufschlagt ist, anzusteigen, was eine Miler-Periode bereitstellt, in der die Gate-Spannung Vge im Wesentlichen konstant ist von dem Zeitpunkt t8 zum Zeitpunkt t10 und die Kollektorspannung Vce erreicht die Busspannung Vdd zum Zeitpunkt t10.
Wenn die Miler-Periode zum Zeitpunkt t10 um ist, beginnt die Gate-Spannung Vge wieder abzunehmen. Wenn die Gate-Spannung Vge unter die Schwellwertspannung Vth des Halbleiterschaltelements 101 zum Zeitpunkt t11 fällt, fließt der Kollektorstrom Ic nicht länger. Dann, wenn die Gate-Spannung Vge die negative Leistungszufuhrspannung V-wie zum Zeitpunkt t13 erreicht, endet der Schalte-Aus-Betrieb.
Während der Schalte-Aus-Betrieb, weil die Kollektorspannung Vce des Halbleiterschaltelements 101 äquivalent zu der Busspannung Vdd wird, wird eine Spannung entsprechend der Busspannung Vdd über die Spannungsteilerschaltung 20 beaufschlagt. Daher überschreitet die Ende-zu-Ende-Spannung des Widerstandselements 22 der Spannungsteilerschaltung 20 die Betriebsschwellwertspannung des npn-Transistors 31 der Stromverstärkerschaltung 30, was bewirkt, dass die Base-Emitter-Spannung Vbe31 des npn-Transistors 31 ansteigt, das bedeutet bewirkt, dass der npn-Transistor 31 ausgeschaltet wird. Als ein Ergebnis, fließt der verstärkte Strom Iz von der ersten DC-Leistungszufuhr 16 zu dem Kollektor des npn-Transistors 31 über den positiven Leistungszufuhrknotenpunkt 18 und die Leitung V und dieser verstärkte Strom Iz fließt in die Überstrombestimmungsschaltung 40 über die Leitung C. Jedoch, weil das meiste des verstärkten Stroms Iz durch das Widerstandselement 51 und die Diode 61 entladen wird, wird ein Laden des Kondensators 52 unterdrückt. Daher, zum Zeitpunkt t7, wird die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 während der Schalte-Aus-Betrieb aufrechterhalten äquivalent zu 0 V.
Als Nächstes wird ein Betrieb des Leistungswandlers 500 zum Zeitpunkt einer Kurzschlussanomalie in Bezug auf 3 beschrieben. Man beachte, dass ein Betrieb vom Zeitpunkt t14 zum Zeitpunkt t16, das bedeutet, einen Betrieb von, wenn das Halbleitermodul 100 wechselt von dem Schalte-Aus-Zustand zu dem Schalte-Ein-Betrieb, bis wenn die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 ansteigt gemäß der Formel (1) ähnlich zu dem Betrieb zur Normalzeit ist.
Wenn die Gate-Spannung Vge die Schwellwertspannung Vth des Halbleiterschaltelements 101 zum Zeitpunkt t16 überschreitet, beginnt der Kollektorstrom Ic von der ersten Elektrode 103 zu der zweiten Elektrode 104 zu fließen. Zu diesem Zeitpunkt, in einem Null-LastZustand aufgrund des Auftretens einer Kurzschlussanomalie, wird der Kollektorstrom Ic sofort ein großer Strom und wird ein größerer Wert als der Kollektorstrom Ic während des Normalbetriebs. Während des Normalbetriebs, weil die Kollektorspannung Vce des Halbleiterschaltelements 101 auf ungefähr 0 V abgenommen hat, hat eine Last wie etwa einen Motor die Busspannung Vdd gehalten. Jedoch, weil es keine Last wie etwa einen Motor zum Zeitpunkt der Kurzschlussanomalie gibt, hält das Halbleiterschaltelement 101 das Meiste der Busspannung Vdd. Daher, steigt die Base-Emitter-Spannung Vbe31 des npn-Transistors 31 der Stromverstärkerschaltung 30 an, das bedeutet, der npn-Transistor 31 bleibt an, und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 fährt fort anzusteigen gemäß Formel (1) .
Zum Zeitpunkt t17 erreicht die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 reaches die Betriebsschwellwertspannung Vref des Vergleichers 62 der Überstrombestimmungsschaltung 40. Dann bestimmt der Vergleicher 62 der Überstrombestimmungsschaltung 40 als ein Überstrom, und überträgt das Gate-Unterbrechungssignal Ssc zum Ausschalten des Halbleiterschaltelements 101 von dem Vergleicher 62 zu der Steuerschaltung 11 der Treiberschaltung 10. Bei Empfang des Gate-Unterbrechungssignals Ssc, schaltet die Steuerschaltung 11 den Schalte-Ein-MOSFET 12 aus und schaltet den Schalte-Aus-MOSFET 13 ein. Dieses bewirkt: ein Entladestrom fließt von der Eingangskapazität des Halbleiterschaltelements 101 zu der zweiten DC-Leistungszufuhr 17 über die Leitung G, den Schalte-Aus-Gate-Widerstand 15, den Schalte-Aus-MOSFET 13 und den negative Leistungszufuhrknoten 19; und die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101 nimmt ab. Wenn die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101 abnimmt, wird ein Kurzschlussstrom zum Zeitpunkt t17 unterbrochen und das Halbleiterschaltelement 101 kann von dem Überstrom geschützt werden.
Wie voranstehend beschrieben, gemäß der vorliegenden Ausführungsform, weist die Überstromdetektionsschaltung 200 auf: die Spannungsteilerschaltung 20; die Stromverstärkerschaltung 30; und die Überstrombestimmungsschaltung 40. Durch Verbinden der Stromverstärkerschaltung 30 zwischen die Spannungsteilerschaltung 20 und die Überstrombestimmungsschaltung 40, wird ein Strom, der durch die Spannungsteilerschaltung 20 fließt, verstärkt. Das macht es möglich, sofort die elektrostatische Kapazität, die parasitär in der Leitung C ist zu laden, und macht es möglich, eine Verzögerung in der Überstromdetektion des Halbleiterschaltelements 101 aufgrund dessen, dass die elektrostatische Kapazität parasitär in der Leitung ist zu unterdrücken.
Zweite Ausführungsform.
4 zeigt ein Schaltungsdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel eines Leistungswandlers 500A gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellt. Identische Teile zu denen der 1 sind durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet, die Beschreibung davon wird ausgelassen, und nur unterschiedliche Teile werden hier beschrieben. Der Leistungswandler 500A gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist unterschiedlich darin, dass er eine Treiberschaltung 300A wie in 4 dargestellt, aufweist. Genauer gesagt, weist die Treiberschaltung 300A unterschiedliche Schaltungskonfigurationen einer Spannungsteilerschaltung 20A und einer Stromverstärkerschaltung 30A auf.
Die Spannungsteilerschaltung 20A ist konfiguriert durch Verbinden einer Mehrzahl von Widerstandselementen 21a, 21b,..., und 21n und eines Widerstandselements 23 in Reihe. In der vorliegenden Ausführungsform, ist das Widerstandselement 21a, das ein Ende der Mehrzahl von Widerstandselementen 21a, 21b,..., 21n, ist, mit der Erste-Elektrode 103-Seite des Halbleiterschaltelements 101 verbunden. Zusätzlich ist ein Ende des Widerstandselements 23 mit dem Widerstandselement 21n und einer Base 32a eines npn-Transistors 32, der später beschrieben wird, verbunden, und ein anderes Ende ist mit der Leitung S verbunden, die eine Source-Leitung des Halbleiterschaltelements 101 ist. In der vorliegenden Ausführungsform, weist die Spannungsteilerschaltung 20A die Mehrzahl von Widerstandselementen auf, aber kann eine Mehrzahl von Konstantspannungsdioden aufweisen, oder kann sowohl ein Widerstandselement als auch eine Konstantspannungsdiode aufweisen.
Die Stromverstärkerschaltung 30A weist den npn-Transistor 32, Widerstandselemente 33 und 34 und einen pnp-Transistor 35 auf. Die Base 32a des npn-Transistors 32 ist zwischen das Widerstandselement 21n und das Widerstandselement 23 der Spannungsteilerschaltung 20A verbunden. Ein Kollektor 32c des npn-Transistors 32 ist direkt mit der Steuerelektrode 105 und der Treiberschaltung 10 des Halbleiterschaltelements 101 über das Widerstandselement 33 und die Leitung G verbunden. Ein Emitter 32b des npn-Transistors 32 ist direkt mit der zweiten Elektrode 104 des Halbleiterschaltelements 101 über die Leitung S verbunden. Das Widerstandselement 33 dient als ein kollektorstrombeschränkender Widerstand des npn-Transistors 32. Die Base 32a und der Emitter 31b des npn-Transistors 32 sind mit beiden Enden des Widerstandselements 23 der Spannungsteilerschaltung 20A verbunden, so dass der npn-Transistor 32 gemäß einer Ende-zu-Ende-Spannung des Widerstandselements 23 eingeschaltet und ausgeschaltet wird.
Ein Ende des Widerstandselements 34 ist ist mit einer Base 35a des pnp-Transistors 35 verbunden, und ein anderes Ende des Widerstandselements 34 ist zwischen den Kollektor 32c des npn-Transistors 32 und das Widerstandselement 33 verbunden. Das Widerstandselement 34 dient als ein basisstrombeschränkender Widerstand des pnp-Transistors 35. In dem pnp-Transistor 35: ein Emitter 35c ist mit der Leitung G verbunden; die Base 35a ist mit dem Widerstandselement 34 verbunden; und ein Kollektor 35b ist mit dem Widerstandselement 51 der Überstrombestimmungsschaltung 40 über die Leitung C verbunden.
5 zeigt ein Zeitablaufdiagramm, das ein Operationsbeispiel des Leistungswandlers 500A gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellt. Zuerst wird ein Betrieb zur Normalzeit des Leistungswandlers 500A mit Bezug auf 5 beschrieben. Eine vertikale Achse des Zeitablaufdiagramms der 5 gibt an, in der Reihenfolge von oben: externes Steuersignal Sg; die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101; der Kollektorstrom Ic, der in dem Halbleiterschaltelement 101 fließt; die Kollektorspannung Vce, die auf das Halbleiterschaltelement 101 beaufschlagt ist; eine Base-Emitter-Spannung Vbe32 des npn-Transistors 32 der Stromverstärkerschaltung 30A; eine Base-Emitter-Spannung Vbe35 des pnp-Transistors 35; und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52. Eine horizontale Achse repräsentiert eine Dauer der Zeit t.
Vor dem Zeitpunkt t0 in 5, das bedeutet, während einer Schalte-Aus-Betrieb des Halbleitermoduls 100, ist der Schalte-Ein-MOSFET 12 ausgeschaltet, und der Schalte-Aus-MOSFET 13 ist eingeschaltet. Dieses bewirkt, dass elektrische Ladungen des Kondensators 52 über die Diode 61 und den Schalte-Aus-MOSFET 13 entladen werden, so dass ein Potential des Eingangsknotenpunkts 64 des Vergleichers 62 äquivalent zu dem des negativen Leistungszufuhrknotenpunkts 19 wird.
Zum Zeitpunkt t0, in Antwort darauf, dass ein externes Steuersignal von einem AUS-Befehl zu einem EIN-Befehl schaltet, schaltet die Steuerschaltung 11 den Schalte-Ein-MOSFET 12 ein und schaltet den Schalte-Aus-MOSFET 13 aus. Dieses bewirkt: ein Ladestrom fließt von der ersten DC-Leistungszufuhr 16 zu einer Eingangskapazität des Halbleiterschaltelements 101 über den positiven Leistungszufuhrknotenpunkt 18, den Schalte-Ein-MOSFET 12, den Schalte-Ein-Gate-Widerstand 14 und die Leitung G; und die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101 beginnt anzusteigen.
Wenn die Gate-Spannung Vge ansteigt, tritt das Halbleiterschaltelement 101 in einen Schalte-Ein-Betrieb ein. Weil der Verbindungspunkt 70 ein höheres Potential als der Eingangsknotenpunkt 64 des Vergleichers 62 aufweist, wird das Entladen des Kondensators 52 gestoppt. Zu diesem Zeitpunkt, wird eine Spannung äquivalent zu der Busspannung Vdd, die eine Hauptspannung ist, die in den Leistungswandler 500A eingegeben wird, über die Spannungsteilerschaltung 20A beaufschlagt und durch ein Gesamwiderstandswert der Widerstandselemente 21a, 21b,..., bis zu 21n und einen Widerstandswert des Widerstandselements 23 verringert. Zu diesem Zeitpunkt, weil die Ende-zu-Ende-Spannung des Widerstandselements 23 eine Betriebsschwellwertspannung des npn-Transistors 32 überschreitet, wird der npn-Transistor 32 eingeschaltet.
Des Weiteren, zum Zeitpunkt t1, wenn Vge des Halbleiterschaltelements 101 vergrößert wird durch den Schalte-Ein-Betrieb, und ein Potential der Leitung G, die eine Gate-Leitung des Halbleiterschaltelements 101 ist, wird größer als ein Potential der Leitung S, die eine Source einer Leitung des Halbleiterschaltelements 101 ist; ein Kollektorstrom fließt von der ersten DC-Leistungszufuhr 16 zu dem npn-Transistor 32 über den positiven Leistungszufuhrknotenpunkt 18, den Schalte-Ein-MOSFET 12, den Schalte-Ein-Gate-Widerstand 14, die Leitung G und das Widerstandselement 33; und ein Potential des Kollektors 32c des npn-Transistors 32 wird gleich zu einem Potential der Leitung S. Dann beginnt ein Strom zu der Base 35a des pnp-Transistors 35 zu fließen, und der pnp-Transistor 35 wird eingeschaltet. Wenn der pnp-Transistor 35 eingeschaltet wird, fließt der verstärkte Strom Iz zu dem pnp-Transistor 35 über den positiven Leistungszufuhrknotenpunkt 18, den Schalte-Ein-MOSFET 12, den Schalte-Ein-Gate-Widerstand 14 und die Leitung G. Dieser verstärkte Strom Iz fließt durch die Leitung C und lädt den Kondensator 52 über das Widerstandselement 51 der Überstrombestimmungsschaltung 40.
Der verstärkte Strom Iz, der in der Leitung C fließt, ist groß genug, zum Beispiel mehrere zehn von mA, um sofort die elektrostatische Kapazität zu laden, die parasitär in der Leitung C ist. Daher fließt das Meiste des verstärkten Stroms Iz in die Überstrombestimmungsschaltung 40. Wenn der pnp-Transistor 35 zum Zeitpunkt t1 eingeschaltet wird, wird ein Potential des Emitters 35b des pnp-Transistors 35 gleich zu einem Potential der Leitung G. Daher wird die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 in Bezug auf die Dauer der Zeit t bestimmt: durch einen Differenzwert V+-V- zwischen einer positiven Leistungszufuhrspannung V+ und einer negativen Leistungszufuhrspannung V-; und den Zeitkonstanten R51 und C52, die durch den Widerstandswert R51 des Widerstandselements 51 und den Kapazitätswert C52 des Kondensators 52 bestimmt sind. Das bedeutet, es kann ausgedrückt werden als die folgende Formel (2) und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 steigt gemäß der Formel (2) an.
$Vsc (t) = (V + - V -) \cdot (1 - exp (- t/ (R51 \cdot C52))$
Wenn die Gate-Spannung Vge die Schwellwertspannung Vth des Halbleiterschaltelements 101 zum Zeitpunkt t2 überschreitet, beginnt der Kollektorstrom Ic von der ersten Elektrode 103 zu der zweiten Elektrode 104 zu fließen. Zu diesem Zeitpunkt wird eine induzierte elektromotive Kraft VL=Ls·dIc/dt erzeugt, die durch ein Produkt der Zeitänderungsrate dIc/dt des Kollektorstroms Ic und der Induktivität Ls, die parasitär in der Hauptschaltung ist, repräsentiert wird. Dann nimmt die Kollektorspannung Vce, die auf das Halbleiterschaltelement 101 beaufschlagt ist, um eine Menge der induzierten elektromotiven Kraft VL von der Busspannung Vdd ab. Jedoch, weil die Kollektorspannung Vce weiter eine hohe Spannung bleibt, wird der Ein-Zustand des npn-Transistors 32 fortgesetzt, und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 setzt sich fort gemäß der Formel (2) anzusteigen.
Eine Zeitdauer von Zeitpunkt t3 zum Zeitpunkt t5 ist eine Miler-Periode, in der die Gate-Spannung Vge konstant wird aufgrund eines Miler-Effekts des Halbleiterschaltelements 101. Während der Miler-Periode, fluktuiert die Kollektorspannung Vce stark, und die Kollektorspannung Vce nimmt auf ungefähr 0 V zum Zeitpunkt t5 ab. Zum Zeitpunkt t4, fällt die Ende-zu-Ende-Spannung des Widerstandselements 23 der Spannungsteilerschaltung 20A unter die Betriebsschwellwertspannung des npn-Transistors 32 der Stromverstärkerschaltung 30A, und die Base-Emitter-Spannung Vbe32 des npn-Transistors 32 nimmt ab, das bedeutet, der npn-Transistor 32 wird ausgeschaltet. Wenn der npn-Transistor 32 ausgeschaltet wird, wird ein Potential des Kollektors 32c des npn-Transistors 32 gleich zu einem Potential der Leitung G, so dass ein Strom nicht länger in der Base 35b des pnp-Transistors 35 fließt und der pnp-Transistor 35 wird ausgeschaltet. Als Ergebnis, wird der verstärkte Strom Iz zum Laden des Kondensators 52 der Überstrombestimmungsschaltung 40 unterbrochen, und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 steigt nicht länger an, das bedeutet, ein Laden des Kondensators 52 wird gestoppt.
Wenn die Miler-Periode zum Zeitpunkt t5 um ist, steigt die Gate-Spannung Vge wieder an und der Schalte-Ein-Betrieb endet, wenn die Gate-Spannung Vge die positive Leistungszufuhrspannung V+ zum Zeitpunkt t6 erreicht.
Als Nächstes wird ein Schalte-Aus-Betrieb vom Zeitpunkt t7 zum Zeitpunkt t13 beschrieben. Zum Zeitpunkt t7 in 5, in Antwort darauf, dass das externe Steuersignal Sg von einem EIN-Befehl zu einem AUS-Befehl schaltet, schaltet die Steuerschaltung 11 den Schalte-Ein-MOSFET 12 aus und schaltet den Schalte-Aus-MOSFET 13 ein. Dieses bewirkt, dass ein Entladestrom von der Eingangskapazität des Halbleiterschaltelements 101 zu der zweiten DC-Leistungszufuhr 17 über die Leitung G, den Schalte-Aus-Gate-Widerstand 15, den Schalte-Aus-MOSFET 13 und die negative Leistungszufuhrknoten 19 fließt, und die Gate-Spannung Vge beginnt abzunehmen. Als ein Ergebnis, schaltet das Halbleiterschaltelement 101 in den Schalte-Aus-Betrieb. Zu diesem Zeitpunkt, weil ein Potential des Verbindungspunkts 70 sofort V- wird, werden verbleibende bzw. residuelle elektrische Ladungen des Kondensators 52 schnell über die Diode 61 entladen.
Zwischen dem Zeitpunkt t7 und dem Zeitpunkt t8 ändern sich der Kollektorstrom Ic und die Kollektorspannung Vce nicht. Nach dem Zeitpunkt t8, beginnt die Kollektorspannung Vce, die auf das Halbleiterschaltelement 101 beaufschlagt ist, zuzunehmen, was eine Miler-Periode bereitstellt, in der die Gate-Spannung Vge im Wesentlichen konstant ist vom Zeitpunkt t8 zum Zeitpunkt t10, und die Kollektorspannung Vce erreicht die Busspannung Vdd zum Zeitpunkt t10.
Wenn die Miler-Periode zum Zeitpunkt t10 um ist, beginnt die Gate-Spannung Vge wieder abzunehmen. Wenn die Gate-Spannung Vge unter die Schwellwertspannung Vth des Halbleiterschaltelements 101 zum Zeitpunkt t11 fällt, fließt der Kollektorstrom Ic nicht länger. Dann, wenn die Gate-Spannung Vge die negative Leistungszufuhrspannung V-wie zum Zeitpunkt t13 erreicht, endet der Schalte-Aus-Betrieb.
Während der Schalte-Aus-Betrieb, weil die Kollektorspannung Vce des Halbleiterschaltelements 101 gleich zu der Busspannung Vdd ist, wird eine Spannung äquivalent zu der Busspannung Vdd über die Spannungsteilerschaltung 20A beaufschlagt. Daher überschreitet die Ende-zu-Ende-Spannung des Widerstandselements 23 der Spannungsteilerschaltung 20A die Betriebsschwellwertspannung des npn-Transistors 32 der Stromverstärkerschaltung 30A, was bewirkt, dass die Base-Emitter-Spannung Vbe32 des npn-Transistors 32 ansteigt, und bewirkt, dass der npn-Transistor 32 ausgeschaltet wird.
Wenn der npn-Transistor 32 eingeschaltet wird, weist der Kollektor 32c des npn-Transistors 32 ein Potential gleich zu dem der Leitung S auf. Jedoch, weil das Potential der Leitung G niedriger als das der Leitung S zum Zeitpunkt des Ausschaltens, fließt ein Base-Strom des pnp-Transistors 35 nicht länger, die Base-Emitter-Spannung Vbe35 des pnp-Transistors 35 nimmt ab und der pnp-Transistor 35 ist ausgeschaltet. Als ein Ergebnis, wird ein Strom zum Laden des Kondensators 52 der Überstrombestimmungsschaltung 40 unterbrochen, und der Kondensator 52 wird über die Diode 61 entladen. Daher, nach dem Zeitpunkt t7, wird die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 während des Schalte-Aus-Betriebs äquivalent zu 0 V aufrechterhalten.
Als Nächstes wird ein Betrieb des Leistungswandlers 500A zu einem Zeitpunkt einer Kurzschlussanomalie beschrieben mit Bezug auf 5. Man beachte, dass ein Betrieb vom Zeitpunkt t14 bis zum Zeitpunkt t16, das bedeutet, ein Betrieb vom wenn das Halbleitermodul 100 von dem Schalte-Aus-Zustand zu dem Schalte-Ein-Betrieb wechselt, bis zu wenn die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 sich gemäß Formel (2) ansteigt, ähnlich zum Betrieb zur Normalzeit ist.
Wenn die Gate-Spannung Vge die Schwellwertspannung Vth des Halbleiterschaltelements 101 zum Zeitpunkt t16 überschreitet, beginnt der Kollektorstrom Ic von der ersten Elektrode 103 zu der zweiten Elektrode 104 zu fließen. Zu diesem Zeitpunkt, in einem Null-LastZustand aufgrund des Auftretens einer Kurzschlussanomalie, wird der Kollektorstrom Ic sofort ein großer Strom und wird ein größerer Wert als der Kollektorstrom Ic während des Normalbetriebs. Während des Normalbetriebs, weil die Kollektorspannung Vce des Halbleiterschaltelements 101 sich auf ungefähr 0 V verringert hat, hat eine Last wie etwa einen Motor, der später beschrieben wird, die Busspannung Vdd gehalten. Jedoch, weil es keine Last wie etwa einen Motor zum Zeitpunkt der Kurzschlussanomalie gibt, hält immer noch das Halbleiterschaltelement 101 das Meiste der Busspannung Vdd. Daher, steigen die Base-Emitter-Spannung Vbe32 des npn-Transistors 32 und die Base-Emitter-Spannung Vbe35 des pnp-Transistors 35 der Stromverstärkerschaltung 30A an, das bedeutet, der npn-Transistor 32 und der pnp-Transistor 35 bleiben an, und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 fährt damit fort gemäß Formel (2) anzusteigen.
Zum Zeitpunkt t17, erreicht die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 die Betriebsschwellwertspannung Vref des Vergleichers 62 der Überstrombestimmungsschaltung 40. Dann bestimmt der Vergleicher 62 der Überstrombestimmungsschaltung 40 einen Überstrom, und überträgt das Gate-Unterbrechungssignal Ssc zum Ausschalten des Halbleiterschaltelements 101 von dem Vergleicher 62 an die Steuerschaltung 11 der Treiberschaltung 10. Bei Empfang des Gate-Unterbrechungssignals Ssc, schaltet die Steuerschaltung 11 den Schalte-Ein-MOSFET 12 aus und schaltet den Schalte-Aus-MOSFET 13 ein. Dieses bewirkt: ein Entladestrom fließt von der Eingangskapazität des Halbleiterschaltelements 101 zu der zweiten DC-Leistungszufuhr 17 über die Leitung G, den Schalte-Aus-Gate-Widerstand 15, den Schalte-Aus-MOSFET 13 und den negative Leistungszufuhrknoten 19; und die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101 nimmt ab. Wenn die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101 abnimmt, ist ein Kurzschlussstrom zum Zeitpunkt t17 unterbrochen, und das Halbleiterschaltelement 101 kann von dem Überstrom geschützt werden.
Wie voranstehend beschrieben, gemäß der vorliegenden Ausführungsform, sind die Spannungsteilerschaltung 20A und die Stromverstärkerschaltung 30A mit der Treiberschaltung 10 und der Überstrombestimmungsschaltung 40 durch Nutzen der Leitung G, der Leitung C und der Leitung S verbunden. Als ein Ergebnis, kann die Anzahl von Leitungen weiter verringert sein zusätzlich zu den Effekten ähnlich zu denen der ersten Ausführungsform.
Dritte Ausführungsform.
6 zeigt ein Schaltungsdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel eines Leistungswandlers 500B gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellt. Identische Teile zu denen in 1, 2 und 4 sind durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet, die Beschreibung davon wird ausgelassen, und nur unterschiedliche Teile werden hier beschrieben. Der Leistungswandler 500B gemäß der vorliegenden Ausführungsform ist unterschiedlich darin, dass er eine Treiberschaltung 300B wie in 6 dargestellt aufweist. Genauer gesagt, weist die Treiberschaltung 300B eine unterschiedliche Schaltungskonfiguration einer Spannungsteilerschaltung 20B auf.
Die Spannungsteilerschaltung 20B ist dazu konfiguriert, eine Mehrzahl von Widerstandselementen 21a, 21b,..., und 21n und des Widerstandselements 23 in Reihe zu verbinden, und des Weiteren Kondensatoren 24a, 24b,..., und 24n zu beiden Enden von jedem der Widerstandselemente 21a, 21b,..., und 21n zu verbinden. Das bedeutet, die Widerstandselemente 21a, 21b,..., und 21n und die Kondensatoren 24a, 24b,..., und 24n sind parallel verbunden. In der vorliegenden Ausführungsform, ist das Widerstandselement 21a, das ein Ende der Mehrzahl von Widerstandselementen 21a, 21b,..., 21n, ist, ist mit der Erste-Elektrode 103-Seite des Halbleiterschaltelements 101 verbunden. Zusätzlich, ist ein Ende des Widerstandselements 23 mit dem Widerstandselement 21n und der Base 32a des npn-Transistors 32 verbunden, und ein anderes Ende ist mit der Leitung S verbunden, die eine Source-Leitung des Halbleiterschaltelements 101 ist. In der vorliegenden Ausführungsform, weist die Spannungsteilerschaltung 20B die Mehrzahl von Widerstandselementen auf, aber kann eine Mehrzahl von Konstantspannungsdioden aufweisen, oder kann sowohl ein Widerstandselement und eine Konstantspannungsdiode aufweisen.
7 zeigt ein Zeitablaufdiagramm, das ein Operationsbeispiel des Leistungswandlers 500B gemäß der dritten Ausführungsform darstellt der vorliegenden Offenbarung aufweist. Zuerst wird ein Betrieb zur Normalzeit des Leistungswandlers 500B mit Bezug auf 7 beschrieben. Das Zeitablaufdiagramm der 7 gibt an, in der Reihenfolge von dem oberen Ende einer Vertikalachse, das externe Steuersignal Sg, die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101, den Kollektorstrom Ic, der zu dem Halbleiterschaltelement 101 fließt, die Kollektorspannung Vce, die auf das Halbleiterschaltelement 101 beaufschlagt ist, die Base-Emitter-Spannung Vbe32 des npn-Transistors 32 der Stromverstärkerschaltung 30A, die Base-Emitter-Spannung Vbe35 des pnp-Transistors 35 und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52. Eine horizontale Achse repräsentiert eine Dauer der Zeit t. Man beachte, dass in Bezug auf den Betrieb zur Normalzeit des Leistungswandlers 500B, ein Betrieb bis zum Zeitpunkt t3 und ein Betrieb vom Zeitpunkt t5 zum Zeitpunkt t13 ähnlich zu denen in der zweiten Ausführungsform sind und daher nur ein Betrieb vom Zeitpunkt t3 zum Zeitpunkt t5 beschrieben wird.
Eine Zeitdauer von t3 zum Zeitpunkt t5 ist eine Miler-Periode, in der die Gate-Spannung Vge konstant wird aufgrund eines Miler-Effekts des Halbleiterschaltelements 101. Während dieser Miler-Periode, fluktuiert die Kollektorspannung Vce stark und die Kollektorspannung Vce nimmt auf ungefähr 0 V zum Zeitpunkt t5 ab.
Zu diesem Zeitpunkt tritt auch eine Spannungsänderung äquivalent zu der Kollektorspannung Vce über die Widerstandselemente 21a, 21b,..., und 21n der Spannungsteilerschaltung 20B auf. Daher fließt ein Verschiebungsstrom Idp über Kondensatoren 24a, 24b,..., 24n gemäß der Spannungsänderung. Weil der Verschiebungsstrom Idp auch zu dem Widerstandselement 23 fließt, ist ein Potential der Base 32a geringer als ein Potential des Emitters 32b des npn-Transistors 32. Daher, zum Zeitpunkt t3, nimmt die Base-Emitter-Spannung Vbe32 des npn-Transistors 32 ab und der npn-Transistor 32 ist ausgeschaltet.
Wenn der npn-Transistor 32 ausgeschaltet ist, weist der Kollektor 32c des npn-Transistors 32 ein Potential gleich zu dem der Leitung G auf, so dass kein Strom mehr zu der Base 35a des pnp-Transistors 35 fließt, und der pnp-Transistor 35 ist auch zum Zeitpunkt t3 ausgeschaltet. Als Ergebnis, wird der verstärkte Strom Iz zum Laden des Kondensators 52 von der Überstrombestimmungsschaltung 40 unterbrochen, und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 steigt nicht länger an, das bedeutet, ein Laden des Kondensators 52 ist gestoppt.
Als Nächstes wird ein Betrieb des Leistungswandlers 500B zu einem Zeitpunkt der Kurzschlussanomalie mit Bezug auf 6 und 7 beschrieben. Man beachte, dass ein Betrieb vom Zeitpunkt t14 zum Zeitpunkt t16, das heißt, ein Betrieb von wenn das Halbleitermodul 100 aus dem Schalte-Aus-Zustand zu dem Schalte-Ein-Betrieb wechselt, bis zu wenn die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 gemäß Formel (2) ansteigt, ähnlich zu dem Betrieb zur Normalzeit der zweiten und dritten Ausführungsform ist.
Wenn die Gate-Spannung Vge die Schwellwertspannung Vth des Halbleiterschaltelements 101 zum Zeitpunkt t16 überschreitet, beginnt der Kollektorstrom Ic von der ersten Elektrode 103 zu der zweiten Elektrode 104 zu fließen. Zu diesem Zeitpunkt, in einem Null-LastZustand aufgrund des Auftretens einer Kurzschlussanomalie, wird der Kollektorstrom Ic sofort ein großer Strom und wird ein größerer Wert als der Kollektorstrom Ic während des Normalbetriebs. Während des Normalbetriebs, weil die Kollektorspannung Vce des Halbleiterschaltelements 101 auf ungefähr 0 V abgenommen hat, hat eine Last wie etwa ein Motor die Busspannung Vdd gehalten. Jedoch, weil es keine Last wie etwa ein Motor zum Zeitpunkt der Kurzschlussanomalie gibt, hält das Halbleiterschaltelement 101 immer noch das Meiste der Busspannung Vdd. Daher steigt die Base-Emitter-Spannung Vbe32 des npn-Transistors 32 und die Base-Emitter-Spannung Vbe35 des pnp-Transistors 35 der Stromverstärkerschaltung 30A an, das bedeutet, der npn-Transistor 32 und der pnp-Transistor 35 bleiben an, und die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 setzt sich fort gemäß Formel (2) anzusteigen.
Zum Zeitpunkt t17a, erreicht die Ende-zu-Ende-Spannung Vsc des Kondensators 52 die Betriebsschwellwertspannung Vref des Vergleichers 62 der Überstrombestimmungsschaltung 40. Dann bestimmt der Vergleicher 62 der Überstrombestimmungsschaltung 40 einen Überstrom, und überträgt das Gate-Unterbrechungssignal Ssc zum Ausschalten des Halbleiterschaltelements 101 von dem Vergleicher 62 zu der Steuerschaltung 11 der Treiberschaltung 10. Wenn das Gate-Unterbrechungssignal Ssc empfangen wird, schaltet die Steuerschaltung 11 den Schalte-Ein-MOSFET 12 aus und schaltet den Schalte-Aus-MOSFET 13 ein. Dies bewirkt, dass ein Entladestrom von der Eingangskapazität des Halbleiterschaltelements 101 zu der zweiten DC-Leistungszufuhr 17 über die Leitung G, den Schalte-Aus-Gate-Widerstand 15, den Schalte-Aus-MOSFET 13 und den negativen Leistungszufuhrknoten 19 fließt, und die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101 nimmt ab. Wenn die Gate-Spannung Vge des Halbleiterschaltelements 101 abnimmt, wird ein Kurzschlussstrom zum Zeitpunkt t17a unterbrochen und das Halbleiterschaltelement 101 kann von dem Überstrom geschützt werden.
In die Leistungswandler 500 und 500A, die in der ersten und der zweiten Ausführungsform beschrieben sind, ist ein Zeitpunkt zu dem der npn-Transistor 32 oder der pnp-Transistor 35 ausgeschaltet werden, nachdem das Einschalten zum Zeitpunkt t0 begonnen wurde, der Zeitpunkt t4, aber es soll der Zeitpunkt t3 sein, was der Zeitpunkt ist zu dem die Kollektorspannung Vce beginnt sich stark zu ändern, in dem Leistungswandler 500B, der in der dritten Ausführungsform beschrieben ist.
Wie voranstehend beschrieben, gemäß der vorliegenden Ausführungsform, ist die Spannungsteilerschaltung 20B derart konfiguriert, dass die Kondensatoren 24a, 24b,..., und 24n mit beiden Enden von jedem der Widerstandselemente 21a, 21b,..., und 21n verbunden sind. Daher, zusätzlich zu den Effekten ähnlich zu denen der ersten und zweiten Ausführungsform, können die Zeitkonstanten R51 und C52, die durch den Widerstandswert R51 des Widerstandselements 51 und den Kapazitätswert C52 des Kondensators 52 der Überstrombestimmungsschaltung 40 bestimmt sind, kleiner als diejenige der zweiten Ausführungsform gemacht werden und eine Überstromdetektion und ein Überstromschutz können schneller durchgeführt werden.
8 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration darstellt, in der der Leistungswandler 500 gemäß der voranstehend beschriebenen ersten Ausführungsform auf ein Leistungswandlersystem 700 beaufschlagt wird. Obwohl 8 einen Fall darstellt, wo die vorliegende Offenbarung auf einen Drei-Phasen-Umrichter beaufschlagt ist, ist die vorliegende Offenbarung nicht auf ein spezifisches Leistungswandlersystem beschränkt.
Das Leistungswandlersystem 700, das in 8 dargestellt ist, weist eine Leistungszufuhr 400, den Leistungswandler 500 und eine Last 600 auf. Die Leistungszufuhr 400 ist eine DC-Leistungszufuhr und führt DC-Leistung zu dem Leistungswandler 500 zu. Die Leistungszufuhr 400 kann verschiedene Komponenten aufweisen und kann zum Beispiel ein DC-System, eine Solarzelle und eine Speicherbatterie aufweisen, oder kann eine Gleichrichterschaltung und einen AC/DC-Wandler aufweisen, der mit einem AC-System verbunden ist. Zusätzlich kann die Leistungszufuhr 400 einen DC/DC-Wandler aufweisen, der DC-Leistung, die von dem DC-System ausgegeben wird, in vorbestimmte Leistung wandelt.
Der Leistungswandler 500 ist ein Drei-Phasen-Umrichter, der zwischen die Leistungszufuhr 400 und die Last 600 verbunden ist, wandelt DC-Leistung, die von der Leistungszufuhr 400 zugeführt ist, in AC-Leistung, und führt die AC-Leistung zu der Last 600 zu. Wie in 8 dargestellt, weist der Leistungswandler 500 eine Hauptwandlerschaltung 110 auf, die DC-Leistung in AC-Leistung wandelt und die AC-Leistung ausgibt, und die Treibersteuerung 300, die ein Steuersignal zum Steuern der Hauptwandlerschaltung 110 an die Hauptwandlerschaltung ausgibt.
Die Last 600 ist ein elektrischer Dreiphasenmotor, der durch AC-Leistung angetrieben wird, die von dem Leistungswandler 500 zugeführt wird. Man beachte, dass die Last 600 nicht auf eine spezifische Anwendung beschränkt ist, aber ist ein elektrischer Motor, der auf verschiedenen elektrischen Einrichtungen montiert ist und genutzt wird zum Beispiel als ein elektrischer Motor für ein Schienenfahrzeug, ein Hybridfahrzeug, ein elektrisches Fahrzeug, ein Aufzug oder eine Klimaanlage.
Die Hauptwandlerschaltung 110 wandelt DC-Leistung, die von der Leistungszufuhr 400 zugeführt wird, in AC-Leistung durch Schalten des Halbleiterschaltelements 101, das in der ersten Ausführungsform beschrieben ist, und Zuführen der AC-Leistung zu der Last 600. Wenn eine Kurzschlussanomalie in der Hauptwandlerschaltung 110 oder der Last 600 auftritt, detektiert die Treibersteuerung 300 des Leistungswandlers 500 einen Überstrom des Halbleiterschaltelements 101. Weil die Treibersteuerung 300 erlangt wird durch Anwenden der vorliegenden Offenbarung, ist es möglich, eine Verzögerung in der Überstromdetektion des Halbleiterschaltelements 101 aufgrund einer elektrostatischen Kapazität, die in einer Leitung parasitär ist, zu unterdrücken.
Man beachte, dass obwohl 8 ein Beispiel darstellt, in dem die erste Ausführungsform auf dem Leistungswandler 500 angewendet wird, dies auf ähnliche Weise auf einen Fall anzuwenden ist, wo die zweite und dritte Ausführungsform angewendet werden.
Auf das Halbleiterschaltelement 101 und die Spannungsteilerschaltungen 20, 20A und 20B der Leistungswandler 500, 500A und 500B, die in der ersten bis dritten Ausführungsform beschrieben sind, wird eine hohe Spannung beaufschlagt. Daher, aus dem Betrachtungspunkt der Isolierung, ist es bevorzugt, die Spannungsteilerschaltungen 20, 20A und 20B und die Überstrombestimmungsschaltung 40 um eine Entfernung separiert anzuordnen. Gemäß der vorliegenden Offenbarung zum Beispiel, sogar in einem Fall, wo die Überstrombestimmungsschaltung 40 auf einem Substrat bereitgestellt ist, das verschieden von den Spannungsteilerschaltungen 20, 20A und 20B und den Stromverstärkerschaltungen 30 und 30A ist, und Substrate von diesen mit einer Entfernung separiert sind, das bedeutet, die Leitungen V, C, G und S sind mit einer Entfernung separiert, ist es möglich, eine Verzögerung in der Überstromdetektion des Halbleiterschaltelements 101 aufgrund einer elektrostatischen Kapazität, die in einer Leitung parasitär ist, zu unterdrücken. Zusätzlich, durch Ändern eines Stromverstärkungsfaktors gemäß der Entfernung zwischen den Substraten, ist es möglich, eine Variation in einer Verzögerung aufgrund einer Differenz in der Entfernung zwischen den Substraten zu reduzieren.
Des Weiteren, in der Konfiguration der ersten und der dritten Ausführungsform, weil die Überstrombestimmungsschaltung 40 auf einem Substrat verschieden von Substraten angeordnet ist, auf denen die Spannungsteilerschaltungen 20, 20A und 20B und die Stromverstärkerschaltungen 30 und 30A angeordnet sind, kann das Substrat frei angeordnet werden, und der Leistungswandler 500 kann verkleinert werden.
Des Weiteren, in der Konfiguration der ersten und der dritten Ausführungsform, in einem Fall, wo das Halbleiterschaltelement 101 eingeschaltet ist und eine Spannung, die durch die Spannungsteilerschaltungen 20, 20A und 20B reduziert ist, gleich zu oder größer als eine Betriebsschwellwertspannung der Stromverstärkerschaltungen 30 und 30A wird, verstärken die Stromverstärkerschaltungen 30 und 30A einen Strom, der zu den Spannungsteilerschaltungen 20, 20A und 20B fließt. Das heißt, die Überstromdetektionsschaltung 200 arbeitet nur, wenn das Halbleiterschaltelement 101 in dem Ein-Zustand ist. Mit der Schaltungskonfiguration der vorliegenden Offenbarung, kann die Überstromdetektionsschaltung 200 einfach konfiguriert sein.
Man beachte, dass in der Konfiguration der ersten und der dritten Ausführungsform als ein Beispiel, die Überstrombestimmungsschaltung 40, die Integrationsschaltung 50 bzw. die Bestimmungsschaltung 60 aufweist, und die vorliegende Offenbarung nicht darauf beschränkt ist. Jegliche Schaltung kann genutzt werden solange bestimmt wird, ob oder nicht das Halbleiterschaltelement überbestromt ist auf der Basis des Stroms. Zum Beispiel kann die Überstrombestimmungsschaltung 40 dazu konfiguriert sein durch Ersetzen des Kondensators 52 mit einem Widerstandselement und Anordnen eines Steuer-Mikrocontrollers oder Ähnlichem an einem Ausgangsziel des Vergleichers 62.
Die Schaltungskonfiguration der Treiberschaltung 10 der ersten und der dritten Ausführungsform ist ein Beispiel, und ist nicht auf diese beschränkt solange die Schaltung ein/aus des Halbleiterschaltelements 101 steuert. Zusätzlich ist die Schaltungskonfiguration der Stromverstärkerschaltungen 30 und 30A auch ein Beispiel, und ist nicht auf diese beschränkt, solange die Schaltung Ströme verstärkt und ausgibt, die von den Spannungsteilerschaltungen 20, 20A und 20B ausgegeben sind.
Zusätzlich, in der ersten bis dritten Ausführungsform, als ein Material, das das Halbleiterschaltelement 101 ausbildet, kann nicht nur Silizium (Si), sondern auch Siliziumcarbid (SiC), Galliumnitrid (GaN), Galliumoxid (Ga2O3), Diamant und Ähnliches genutzt werden, die Halbleiter mit breiter Bandlücke sind. Durch Ausbilden des Halbleiterschaltelements 101 als selbstlichtbogenlöschende Halbleitereinrichtung, die durch einen Halbleiter mit breiter Bandlücke gebildet ist, der eine Bandlücke breiter als Silizium aufweist, ist es möglich, geringe Verluste und Hochgeschwindigkeitsschalten zu erreichen.
Obwohl „direkt verbunden“ in der vorliegenden Offenbarung geschrieben ist, ist es nicht notwendig, direkt physisch verbunden zu sein, solange die elektrische Konfiguration nicht geändert wird, und zum Beispiel ein Widerstandselement, das einen Widerstandswert von Null aufweist, kann zwischengeordnet sein.
Man beachte, dass die Konfiguration, die in der voranstehenden Ausführungsform dargestellt ist, ein Beispiel der Inhalte der vorliegenden Offenbarung darstellt und mit anderen bekannten Techniken kombiniert sein kann, und es ist auch möglich, ein Teil der Konfiguration auszulassen und zu ändern, ohne sich von dem Gegenstand der vorliegenden Offenbarung zu entfernen.
Bezugszeichenliste

10: Treiberschaltung;
11: Steuerschaltung;
12: Schalte-Ein-MOSFET;
13: Schalte-Aus-MOSFET;
14, 15: Widerstandselement;
16: erste DC-Leistungszufuhr;
17: zweite DC-Leistungszufuhr;
18: positiver Leistungszufuhrknoten;
19: negativer Leistungszufuhrknoten;
20, 20A, 20B: Spannungsteilerschaltung;
21a, 21b, 21n, 22, 23: Widerstandselement;
24a, 24b, 24n: Kondensator;
30, 30A: Stromverstärkerschaltung;
31, 32: npn-Transistor;
33, 34: Widerstandselement;
35: pnp-Transistor;
32a, 35a: Basis;
32b, 35b: Emitter;
32c, 35c: Kollektor;
40: Überstrombestimmungsschaltung;
50: Integrationsschaltung;
51: Widerstandselement;
52: Kondensator;
60: Bestimmungsschaltung;
61: Diode;
62: Vergleicher;
63: DC-Leistungszufuhr;
70: Verbindungspunkt;
100: Halbleitermodul;
101: Halbleiterschaltelement;
102: Diode;
103: erste Elektrode;
104: zweite Elektrode;
105: Steuerelektrode;
110: Hauptwandlerschaltung;
200: Überstromdetektionsschaltung;
300, 300A, 300B: Treiberschaltung;
400: Leistungszufuhr;
500, 500A, 500B: Leistungswandler;
600: Last;
700: Leistungswandlersystem.

Claims

Überstromdetektionsschaltung, mit: einer Spannungsteilerschaltung, die dazu ausgelegt ist, eine Spannung zu reduzieren, die auf eine erste Elektrode und eine zweite Elektrode eines Halbleiterschaltelements beaufschlagt ist, das die erste Elektrode, die zweite Elektrode und eine Steuerelektrode aufweist; einer Stromverstärkerschaltung, die dazu ausgelegt ist, einen von der Spannungsteilerschaltung ausgegebenen Strom zu verstärken und auszugeben; und eine Überstrombestimmungsschaltung, die dazu ausgelegt ist, zu bestimmen, ob oder nicht das Halbleiterschaltelement überbestromt ist, basierend auf einem von der Stromverstärkerschaltung ausgegebenen Strom.
Überstromdetektionsschaltung nach Anspruch 1, wobei die Spannungsteilerschaltung mit der Erste-Elektroden-Seite des Halbleiterschaltelements verbunden ist.
Überstromdetektionsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Überstrombestimmungsschaltung bereitgestellt ist auf einem Substrat, das verschieden von Substraten ist, auf denen die Spannungsteilerschaltung und die Stromverstärkerschaltung bereitgestellt sind.
Überstromdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei in einem Fall, wo das Halbleiterschaltelement eingeschaltet ist, und eine Spannung, die durch die Spannungsteilerschaltung reduziert ist, gleich zu oder höher als eine Betriebsschwellwertspannung der Stromverstärkerschaltung wird, die Stromverstärkerschaltung einen in der Spannungsteilerschaltung fließenden Strom verstärkt.
Überstromdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei, wenn das Halbleiterschaltelement dazu bestimmt ist, überbestromt zu sein, die Überstrombestimmungsschaltung dazu ausgelegt ist, ein Gate-Unterbrechungssignal zum Ausschalten des Halbleiterschaltelements an eine Treiberschaltung überträgt, die dazu ausgelegt ist, das Halbleiterschaltelement zu steuern an/aus zu sein.
Überstromdetektionsschaltung nach Anspruch 5, wobei die Stromverstärkerschaltung direkt mit einer positiven Leistungszufuhrspannung der Treiberschaltung verbunden ist.
Überstromdetektionsschaltung nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Stromverstärkerschaltung direkt verbunden ist: mit der Steuerelektrode und der zweiten Elektrode des Halbleiterschaltelements; und der Treiberschaltung.
Überstromdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei ein Widerstandselement und ein Kondensator parallel in der Spannungsteilerschaltung verbunden sind.
Überstromdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei das Halbleiterschaltelement eine selbstlichtbogenlöschende Halbleitereinrichtung ist, die aus einem Halbleiter mit breiter Bandlücke gebildet ist, der eine Bandlücke breiter als Silizium aufweist.
Überstromdetektionsschaltung nach Anspruch 9, wobei der Halbleiter mit breiter Bandlücke einer von Siliziumcarbid, Galliumnitrid und Diamant ist.
Leistungswandler, mit: einer Hauptwandlerschaltung, mit dem Halbleiterschaltelement; einer Treiberschaltung, die dazu ausgelegt ist, Ein/Aus des Halbleiterschaltelements der Hauptwandlerschaltung zu steuern; und der Überstromdetektionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10.