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Anmeldung ist eine Teilfortsetzungsanmeldung der U.S.-Patentanmeldung
Seriennummer 10/432,553, eingereicht am 21. Mai 2003, mit dem Titel „Power
Amplification Apparatus of Portable Terminal", die hiermit durch Bezugnahme aufgenommen
ist. Die U.S.-Patentanmeldung Seriennummer 10/432,553 ist eine National-Phase-Anmeldung
für und
beansprucht die Priorität
von der internationalen Anmeldung Nr. PCT/KR02/00163, eingereicht
am 4. Februar 2002, die die Priorität von der koreanischen Utility-Patentanmeldung
Nr. 2002-5924, eingereicht am 1. Februar 2002, beansprucht, die
beide hier für alle
Zwecke durch Bezugnahme aufgenommen sind.These
Application is a continuation-in-part of the U.S. patent application
Serial No. 10 / 432,553, filed May 21, 2003, entitled "Power
Amplification Apparatus of Portable Terminal ", which is hereby incorporated by reference
is. U.S. Patent Application Serial No. 10 / 432,553 is a National Phase application
for and
claims the priority
from International Application No. PCT / KR02 / 00163
on February 4, 2002, the priority of the Korean utility patent application
No. 2002-5924 filed on Feb. 1, 2002, claims
both here for everyone
Purposes are incorporated by reference.
Technisches
Gebiettechnical
area
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Leistungsverstärkungsschaltung
zur Verwendung bei Drahtloskommunikationstechnologien und insbesondere
auf eine Leistungsverstärkerschaltung bei
einem Mobilhandapparat.The
The present invention relates to a power amplification circuit
for use in wireless communication technologies and in particular
to a power amplifier circuit at
a mobile handset.
Stand der
TechnikState of
technology
Da
Mobilhandapparate, die für
Drahtloskommunikationsdienste verwendet werden, kleiner und leichter
werden, nehmen auch Batteriegröße und -leistung
ab. Folglich wird die effektive Redezeit (d. h. Übertragungszeit) von Mobilrechenvorrichtungen, Mobiltelefonen
und dergleichen (d. h. Handapparaten) verringert.There
Mobile handsets for
Wireless communication services are used, smaller and lighter
will also take battery size and performance
from. Consequently, the effective speaking time (i.e., transmission time) of mobile computing devices becomes mobile phones
and the like (i.e., handsets).
Bei
einem herkömmlichen
Mobilhandapparat verbraucht der Hochfrequenz- (HF-) Leistungsverstärker die
meiste Leistung, die verbraucht wird, im Gegensatz zu dem Gesamtsystem
des Mobilhandapparats. Somit führt
der HF-Leistungsverstärker,
der einen niedrigen Wirkungsgrad aufweist, normalerweise zu einer
Verschlechterung des Wirkungsgrads für das Gesamtsystem und verringert
dementsprechend die Sprechzeit.at
a conventional one
Mobile handset, the high frequency (RF) power amplifier consumes the
most power consumed, unlike the overall system
of the mobile handset. Thus leads
the RF power amplifier,
which has a low efficiency, usually one
Deterioration of the efficiency for the whole system and reduced
accordingly the talk time.
Aus
diesem Grund wurde viel Mühe
drauf verwandt, den Wirkungsgrad des HF-Leistungsverstärkers auf
dem Gebiet der Leistungsverstärkung
zu steigern. Bei einem Lösungsansatz
wurde vor kurzem ein Doherty-Typ-Leistungsverstärker als eine Schaltung zum
Steigern des Wirkungsgrads des HF-Leistungsverstärkers eingeführt. Anders
als herkömmliche
Leistungsverstärker,
deren Wirkungsgrad über
den niedrigen Ausgangsleistungsbereich gering ist, ist der Doherty-Typ-Leistungsverstärker konzipiert,
um einen optimalen Wirkungsgrad über
einen breiten Ausgangsleistungsbereich (z. B. in niedrigen, Zwischen-
und hohen Ausgangsleistungsbereichen) aufrechtzuerhalten.Out
This reason was a lot of effort
related to the efficiency of the RF power amplifier
the field of power amplification
to increase. For a solution
Recently, a Doherty-type power amplifier was used as a circuit for
Increasing the efficiency of the RF power amplifier introduced. Different
as conventional
Power amplifier,
their efficiency over
the low output power range is low, the Doherty-type power amplifier is designed to
for optimal efficiency over
a broad output power range (eg in low, intermediate
and high output power ranges).
Ein
gewöhnlicher
Doherty-Typ-Leistungsverstärkerentwurf
umfasst sowohl einen Träger-
als auch einen Spitzenverstärker.
Der Trägerverstärker (d.
h. Leistungs- oder Hauptverstärker),
der aus relativ kleinen Transistoren gebildet ist, ist wirksam,
um den optimalen Wirkungsgrad bis zu einem bestimmten niedrigen
Ausgangsleistungspegel aufrechtzuerhalten. Der Spitzenverstärker (d.
h. Ergänzungs- oder
Hilfsverstärker)
ist in zusammenwirkender Weise mit dem Trägerverstärker wirksam, um einen hohen
Wirkungsgrad aufrechtzuerhalten, bis der Leistungsverstärker als
Ganzes eine maximale Ausgangsleistung erzeugt. Wenn der Leistungsverstärker innerhalb
eines niedrigen Leistungsausgabebereichs wirksam ist, ist nur der
Trägerverstärker wirksam;
der Spitzenverstärker,
der als eine Klasse B oder C vorgespannt ist, ist nicht wirksam.
Wenn jedoch der Leistungsverstärker
innerhalb eines hohen Leistungsausgabebereichs wirksam ist, ist
der Spitzenverstärker
aktiv und kann eine Nichtlinearität in den Gesamtleistungsverstärker einführen, da
der Spitzenverstärker
als ein hochgradig nichtlinearer Klasse-B- oder Klasse-C-Verstärker vorgespannt
ist.One
ordinary
Doherty-type power amplifier design
includes both a carrier
as well as a top amplifier.
The carrier amplifier (i.e.
H. Power or main amplifier),
which is formed by relatively small transistors, is effective
for optimal efficiency up to a certain low
Maintain output power level. The peak amplifier (i.
H. Supplementary or
Auxiliary amplifier)
is operative in a cooperative manner with the carrier amplifier to produce a high
Efficiency until the power amplifier as
Whole produces a maximum output power. If the power amplifier within
a low power output range is effective, only the
Carrier amplifier effective;
the top amplifier,
which is biased as a class B or C is not effective.
However, if the power amplifier
is effective within a high power output range
the top amplifier
active and can introduce a nonlinearity in the overall power amplifier, since
the top amplifier
as a highly nonlinear class B or class C amplifier biased
is.
Theoretisch
ist der im Vorhergehenden erwähnte
Doherty-Typ-Leistungsverstärker konzipiert, um
wirksam zu sein, während
derselbe die Linearitätsspezifikation über einen
gesamten Ausgangsleistungsbereich erfüllt, und wobei ein hoher Wirkungsgrad
aufrechterhalten wird. Wie es jedoch im Vorhergehenden beschrieben
ist, erfüllt,
da der Doherty-Typ-Leistungsverstärker einen
Trägerverstärker und
einen Spitzenverstärker
aufweist, die miteinander wirksam sind, der Doherty-Typ-Leistungsverstärker in
der Praxis nicht die Linearitätsspezifikation
(z. B. hinsichtlich Phasen- oder Verstärkungscharakteristika) über den
gesamten Ausgangsleistungsbereich, wobei ein hoher Wirkungsgrad
aufrechterhalten wird.Theoretically
is the one mentioned above
Doherty-type power amplifier designed to
to be effective while
same the linearity specification over one
Whole output power range met, and being a high efficiency
is maintained. As described above
is satisfied,
because the Doherty-type power amplifier has a
Carrier amplifier and
a peak amplifier
which are effective with each other, the Doherty-type power amplifier in
practice not the linearity specification
(eg, in terms of phase or gain characteristics) over the
total output power range, with high efficiency
is maintained.
Zusammenfassend
ist es bei dem im Vorhergehenden erwähnten Doherty-Typ-Leistungsverstärker in
der verwandten Technik schwierig, die Linearitätscharakteristika einer derartigen
Leistungsverstärkungsvorrichtung
vorherzusagen, was es schwierig macht, derartige Linearitätscharakteristika
zu verbessern, da der Spitzenverstärker bei einem relativ konstanten,
niedrigen Gleichstrompegel vorgespannt ist, wie z. B. einem Strom,
um den Spitzenverstärker
als einen Klasse-B- oder -C-Verstärker einzustellen.In summary
For example, in the above-mentioned Doherty type power amplifier in FIG
the related art difficult, the linearity characteristics of such a
Power amplifying device
predict what makes it difficult to have such linearity characteristics
because the peak amplifier at a relatively constant,
low DC level is biased, such. A stream,
around the top amplifier
as a class B or C amplifier.
Kurze Zusammenfassung
der ErfindungShort Summary
the invention
Es
besteht ein Bedarf daran, die Nachteile des Stands der Technik zu
beseitigen und zumindest die im Folgenden beschriebenen Vorteile
zu liefern. Um die oben genannten Probleme zu lösen, die der früheren Technologie
zugeordnet sind, liefert ein spezifisches Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung einen Leistungsverstärker
bei einem Mobilhandapparat, der Wirkungsgrad und Linearität durch ein
Anlegen eines Spannungssteuersignals an einen Spitzenverstärker, um
den Spitzenverstärker
vorzuspannen, verbessert. Normalerweise erzeugt ein Basisbandmodemchipsatz
das Spannungssteuersignal gemäß Leistungspegeln
von Signalen, die von einer Basisstation empfangen werden. Insbesondere
wird in einem niedrigen Ausgangsleistungsbereich eine Steuerspannung
in einem ersten Zustand an den Spitzenverstärker angelegt, so dass der
Leistungsverstärker
in einem Doherty-Modus
betrieben wird, und in dem hohen Ausgangsleistungsbereich wird eine
Steuerspannung in einem zweiten Zustand an den Spitzenverstärker angelegt,
um die Nichtlinearitätscharakteristik
des Leistungsverstärkers
ausreichend zu handhaben. Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist das Spannungssteuersignal in dem ersten Zustand ein Hochspannungszustandssignal,
und das Spannungssteuersignal in dem zweiten Zustand ist ein Niederspannungszustandssignal. Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist das Spannungssteuersignal in dem ersten Zustand
das Niederspannungszustandssignal, und das Spannungssteuersignal
in dem zweiten Zustand ist das Hochspannungszustandssignal.There is a need to overcome the disadvantages of the prior art and to provide at least the advantages described below. In order to solve the above-mentioned problems associated with the prior art, a specific embodiment of the present invention provides a power amplifier in a mobile handset, the efficiency and linearity by applying a voltage control signal to a peak amplifier to bias the peak amplifier, improved. Normally, a baseband modem chipset generates the voltage control signal in accordance with power levels of signals received from a base station. In particular, in a low output power range, a control voltage in a first state is applied to the peak amplifier so that the power amplifier operates in a Doherty mode, and in the high output power range a control voltage in a second state is applied to the peak amplifier to reduce the nonlinearity characteristic of the Power amplifier sufficiently to handle. In one embodiment of the invention, the voltage control signal in the first state is a high voltage state signal, and the voltage control signal in the second state is a low voltage state signal. In another embodiment of the invention, the voltage control signal in the first state is the low voltage state signal, and the voltage control signal in the second state is the high voltage state signal.
Der
Leistungsverstärker
in einem Mobilhandapparat gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung umfasst einen Phasenschieber, der mit
Eingangsanschlüssen
eines Trägerverstärkers und
eines Spitzenverstärkers
gekoppelt ist, zum Erzeugen einer Phasendifferenz zwischen Trägerverstärker- und
Spitzenverstärkereingangssignalen, um
die Phasenverschiebung an einem Ausgang des Träger- und Spitzenverstärkers zu
kompensieren; und eine Ausgangsanpassungseinheit zum Senden der
Ausgangsleistungen von dem Trägerverstärker und
dem Spitzenverstärker
zu einer Ausgangsstufe. Außerdem
umfasst der Spitzenverstärker
eine Spannungssteuereinheit, die konfiguriert ist, um das Spannungssteuersignal
zu empfangen und den Spitzenverstärker gemäß den Leistungspegeln von Signalen,
die von der Basisstation empfangen werden, vorzuspannen.Of the
power amplifier
in a mobile handset according to one
embodiment
The present invention comprises a phase shifter, which with
input terminals
a carrier amplifier and
a peak amplifier
coupled to generate a phase difference between carrier amplifier and
Peak amplifier input signals to
the phase shift at an output of the carrier and peak amplifier to
compensate; and an output adjusting unit for transmitting the
Output powers from the carrier amplifier and
the top amplifier
to an output stage. Furthermore
includes the top amplifier
a voltage control unit configured to receive the voltage control signal
to receive and the peak amplifier according to the power levels of signals,
that are received from the base station to harness.
Bei
einem Ausführungsbeispiel
ist der Phasenschieber z. B. mit einem 3dB-Hybridkopplungselement
implementiert zum Verteilen bestimmter Eingangsleistungen an den
Trägerverstärker und
den Spitzenverstärker,
zum Minimieren einer Überlagerung
zwischen dem Trägerverstärker und
dem Spitzenverstärker
und zum Senden von Signalen auf eine Weise, dass die Phase einer
Eingangsleistung, die an den Spitzenverstärker angelegt ist, im Wesentlichen
um 90° bezüglich der
Phase einer Eingangsleistung verzögert ist, die an den Trägerverstärker angelegt
ist.at
an embodiment
is the phase shifter z. B. with a 3dB hybrid coupling element
implemented for distributing certain input powers to the
Carrier amplifier and
the top amplifier,
to minimize an overlay
between the carrier amplifier and
the top amplifier
and for sending signals in a way that phase one
Input power, which is applied to the peak amplifier, essentially
by 90 ° with respect to
Phase of an input power is applied to the carrier amplifier
is.
Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
ist der Phasenschieber ein Phasendifferenzkompensator, der zwischen
die Eingangsstufe des Leistungsverstärkers und des Spitzenverstärkers geschaltet ist,
zum Verzögern
der Phase eines Eingangssignals, das an den Spitzenverstärker angelegt
ist, um 90° bezüglich der
Phase eines Eingangssignals, das an den Trägerverstärker angelegt ist.at
a further embodiment
the phase shifter is a phase difference compensator that intervenes
the input stage of the power amplifier and the peak amplifier is connected,
to delay
the phase of an input signal applied to the peak amplifier
is 90 ° relative to the
Phase of an input signal applied to the carrier amplifier.
Die
Spannungssteuereinheit steuert einen Bias-Gleichstrom des Spitzenverstärkers über das Spannungssteuersignal,
derart, dass der Leistungsverstärker
in einem Doherty-Modus betrieben wird, falls der Leistungsverstärker innerhalb
des niedrigen Ausgangsleistungsbereichs wirksam ist. Falls der Leistungsverstärker andererseits
innerhalb des hohen Ausgangsleistungsbereichs wirksam ist, steuert die
Spannungssteuereinheit den Bias-Gleichstrom des Spitzenverstärkers über das
Spannungssteuersignal derart, dass der Leistungsverstärker Nichtlinearitätscharakteristika
erfüllt.The
Voltage control unit controls a bias DC current of the peak amplifier via the voltage control signal,
such that the power amplifier
is operated in a Doherty mode if the power amplifier is within
the low output power range is effective. If the power amplifier on the other hand
is effective within the high output power range, controls the
Voltage control unit the bias DC of the top amplifier via the
Voltage control signal such that the power amplifier has non-linearity characteristics
Fulfills.
Kurze Beschreibung
der ZeichnungenShort description
the drawings
1 ist
ein Blockdiagramm, das die Struktur eines Leistungsverstärkers bei
einem Mobilhandapparat gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt; 1 Fig. 10 is a block diagram showing the structure of a power amplifier in a mobile handset according to an embodiment of the present invention;
2 zeigt
eine Ersatzschaltung eines 3dB-Hybridkopplungselements,
das bei dem Leistungsverstärker
von 1 verwendet werden kann; 2 shows an equivalent circuit of a 3dB hybrid coupling element used in the power amplifier of 1 can be used;
3A ist
ein Blockdiagramm des Trägerverstärkers, der
in 1 veranschaulicht ist, gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung; 3A FIG. 13 is a block diagram of the carrier amplifier incorporated in FIG 1 illustrated in accordance with an embodiment of the invention;
3B ist
ein Blockdiagramm der Eingangsanpassungseinheit, die in 3A veranschaulicht
ist, gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung; 3B FIG. 4 is a block diagram of the input matching unit incorporated in FIG 3A illustrated in accordance with an embodiment of the invention;
3C ist
ein Blockdiagramm der Zwischenstufenanpassungseinheit, die in 3A veranschaulicht
ist, gemäß der vorliegenden
Erfindung; 3C FIG. 12 is a block diagram of the inter-stage matching unit disclosed in FIG 3A illustrated in accordance with the present invention;
3D ist
ein Blockdiagramm des Erststufenverstärkers, der in 3A veranschaulicht
ist, gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung; 3D FIG. 12 is a block diagram of the first stage amplifier incorporated in FIG 3A illustrated in accordance with an embodiment of the invention;
3E ist
ein Blockdiagramm des Zweitstufenverstärkers, der in 3A veranschaulicht
ist, gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung; 3E is a block diagram of the second stage amplifier used in 3A illustrated in accordance with an embodiment of the invention;
4A ist
ein Blockdiagramm des Spitzenverstärkers, der in 1 veranschaulicht
ist, gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung; 4A is a block diagram of the peak amplifier used in 1 illustrated in accordance with an embodiment of the invention;
4B ist
ein Blockdiagramm der Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit, die in 4A veranschaulicht
ist, gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung; 4B FIG. 12 is a block diagram of the second stage amplifier / voltage control unit incorporated in FIG 4A illustrated in accordance with an embodiment of the invention;
4C ist
ein Blockdiagramm der Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit, die in 4A veranschaulicht
ist, gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung; 4C FIG. 12 is a block diagram of the second stage amplifier / voltage control unit incorporated in FIG 4A is illustrated, according to a further embodiment of the invention;
4D ist
ein Blockdiagramm der Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit, die in 4A veranschaulicht
ist, gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung; 4D FIG. 12 is a block diagram of the second stage amplifier / voltage control unit incorporated in FIG 4A is illustrated, according to a further embodiment of the invention;
5 ist
ein Blockdiagramm der exemplarischen Ausgangsanpassungseinheit,
die in 1 veranschaulicht ist; 5 FIG. 4 is a block diagram of the exemplary output adaptation unit incorporated in FIG 1 is illustrated;
6 zeigt
eine Ersatzschaltung der exemplarischen Ausgangsanpassungseinheit
von 5, die mit konzentrieren Elementen implementiert
ist; 6 FIG. 12 shows an equivalent circuit of the exemplary output adaptation unit of FIG 5 that is implemented with focus elements;
7 ist
ein Graph, der Wirkungsgradscharakteristika abhängig von einem Spannungssteuersignal
veranschaulicht, das an einen exemplarischen Spitzenverstärker angelegt
wird; 7 Fig. 12 is a graph illustrating efficiency characteristics in response to a voltage control signal applied to an exemplary peaking amplifier;
8 ist
ein Graph, der Nichtlinearitätscharakteristika
abhängig
von einem Spannungssteuersignal veranschaulicht, das an einen exemplarischen Spitzenverstärker angelegt
wird; 8th Fig. 12 is a graph illustrating non-linearity characteristics in response to a voltage control signal applied to an exemplary peaking amplifier;
9 ist
ein Graph, der Wirkungsgradscharakteristika entsprechend Modi des
Leistungsverstärkers
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung veranschaulicht; 9 Fig. 12 is a graph illustrating efficiency characteristics according to modes of the power amplifier according to an embodiment of the present invention;
10 ist
ein Graph, der Nichtlinearitätscharakteristika
entsprechend Modi des Leistungsverstärkers gemäß einem spezifischen Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung veranschaulicht; 10 Fig. 12 is a graph illustrating nonlinearity characteristics according to modes of the power amplifier according to a specific embodiment of the present invention;
11 ist
ein Graph, der Verstärkungscharakteristika
entsprechend Modi des Leistungsverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung
veranschaulicht; und 11 Fig. 12 is a graph illustrating gain characteristics according to modes of the power amplifier according to the present invention; and
12 ist
ein Blockdiagramm, das die Struktur eines Leistungsverstärkers gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigt. 12 Fig. 10 is a block diagram showing the structure of a power amplifier according to another embodiment of the present invention.
Detaillierte Beschreibung
spezifischer AusführungsbeispieleDetailed description
specific embodiments
Im
Folgenden wird eine detaillierte Beschreibung unter Bezugnahme auf
die angehängten
Zeichnungen bezüglich
eines exemplarischen Leistungsverstärkers bei einem Mobilhandapparat
gemäß verschiedener
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung geliefert.in the
Following is a detailed description with reference to
the attached
Drawings re
an exemplary power amplifier in a mobile handset
according to different
embodiments
of the present invention.
1 veranschaulicht
die Struktur eines exemplarischen Leistungsverstärkers bei einem Mobilhandapparat
gemäß einem
spezifischen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Der Leistungsverstärker 100, der in 1 veranschaulicht
ist, weist ein Hybridkopplungselement, wie z. B. ein exemplarisches
3dB-Hybridkopplungselement 110, einen Trägerverstärker 120,
einen Spitzenverstärker 130 und
eine Ausgangsanpassungseinheit 140 auf. Das 3dB-Hybridkopplungselement 110 verteilt
bestimmte Eingangsleistungen an den Trägerverstärker 120 und den Spitzenverstärker 120,
minimiert eine Überlagerung
zwischen dem Trägerverstärker 120 und
dem Spitzenverstärker 130 und
sendet Signale so, dass die Phase einer Eingangsleistung des Spitzenverstärkers 130 um
90° (λ/4) bezüglich der
Phase einer Eingangsleistung des Trägerverstärkers 120 verzögert ist.
Dementsprechend kompensiert das 3dB-Hybridkopplungselement 110 eine
spätere
Verarbeitung von Ausgangssignalen von dem Trägerverstärker 120 und dem Spitzenverstärker 130 durch eine
Ausgangsanpassungseinheit 140 durch ein Erzeugen einer
Phasenverzögerung
von 90° (λ/4) an der
Ausgangsanpassungseinheit 140 zwischen den Phasen von Ausgangssignalen
von dem Trägerverstärker 120 und
dem Spitzenverstärker 130.
Somit führt
die Einführung
einer Phasendifferenz zwischen den Phasen von Ausgangsleistungen
von dem Trägerverstärker 120 und
dem Spitzenverstärker 130 durch
das 3dB-Hybridkopplungselement 110,
um eine nachfolgende Verarbeitung der Ausgangsleistungen durch die
Ausgangsanpassungseinheit 140 zu kompensieren, zu einem
Ausgleich der Phasen der Ausgangsleistungen und einem optimalen
Ausgangsleistungssignal an einer Ausgangsstufe 70. Das
3dB-Hybridkopplungselement 110 wird
im Folgenden in Verbindung mit 2 näher erörtert. 1 illustrates the structure of an exemplary power amplifier in a mobile handset according to a specific embodiment of the present invention. The power amplifier 100 who in 1 is illustrated, has a hybrid coupling element, such. An exemplary 3dB hybrid coupling element 110 , a carrier amplifier 120 , a top amplifier 130 and an output adjusting unit 140 on. The 3dB hybrid coupling element 110 distributes certain input power to the carrier amplifier 120 and the top amplifier 120 , minimizes interference between the carrier amplifier 120 and the top amplifier 130 and sends signals so that the phase of an input power of the peak amplifier 130 by 90 ° (λ / 4) with respect to the phase of an input power of the carrier amplifier 120 is delayed. Accordingly, the 3dB hybrid coupling element compensates 110 a later processing of output signals from the carrier amplifier 120 and the top amplifier 130 through an output adapter 140 by generating a phase delay of 90 ° (λ / 4) at the output matching unit 140 between the phases of output signals from the carrier amplifier 120 and the top amplifier 130 , Thus, the introduction of a phase difference between the phases results in output powers from the carrier amplifier 120 and the top amplifier 130 through the 3dB hybrid coupling element 110 to subsequent processing of the output powers by the output matching unit 140 to compensate for the balancing of the phases of the output powers and an optimal output power signal at an output stage 70 , The 3dB hybrid coupling element 110 will be in connection with 2 discussed in more detail.
Der
Trägerverstärker 120 verstärkt Signale, die
von dem 3dB-Hybridkopplungselement 110 empfangen werden.
Bei einem Beispiel umfasst der Trägerverstärker 120 einen Transistor,
der kleiner als diejenige eines Transistors, der den Spitzenverstärker 130 bildet,
dimensioniert sein kann. Das Verhältnis dieser jeweiligen Transistorgrößen bestimmt
teilweise einen Ausgangsleistungsbereich, über den der maximale Wirkungsgrad
aufrechterhalten werden kann. Je höher dieses Verhältnis ist,
desto breiter ist der Ausgangsleistungsbereich, über den der maximale Wirkungsgrad
aufrechterhalten werden kann. Ein Fachmann sollte erkennen, dass
jeder Verstärker ein
oder mehr Transistoren oder andere ähnliche Schaltungselemente
umfassen kann. Ferner sollte der Fachmann erkennen, dass der Trägerverstärker 120 und
der Spitzenverstärker 130 in
beliebigen bekannten Halbleitertechnologien implementiert sein können, wie
z. B. Si-LDMOS, GaAS-MESFET, GaAs-pHEMT, GaAs-HBT oder dergleichen.
Der Trägerverstärker 120 wird
im Folgenden in Verbindung mit den 3A bis 3E näher erörtert.The carrier amplifier 120 amplifies signals coming from the 3dB hybrid coupling element 110 be received. In an example, the carrier amplifier comprises 120 a transistor smaller than that of a transistor that drives the peak amplifier 130 forms, can be dimensioned. The ratio of these respective transistor sizes partially determines an output power range over which maximum efficiency can be maintained. The higher this ratio, the wider the output power range over which maximum efficiency can be maintained. One skilled in the art should recognize that each amplifier may include one or more transistors or other similar circuit elements. Further, one skilled in the art should recognize that the carrier amplifier 120 and the top amplifier 130 can be implemented in any known semiconductor technologies, such. Si-LDMOS, GaAs-MESFET, GaAs-pHEMT, GaAs-HBT or the like. The carrier amplifier 120 will be described below in connection with the 3A to 3E discussed in more detail.
Der
Spitzenverstärker 130,
bei dem es sich um einen weiteren Verstärker zum Verstärken von
Signalen handelt, die von dem 3dB-Hybridkopplungselement 110 empfangen
werden, wird im Wesentlichen nicht betrieben, während Niedrigpegeleingangssignale
an den Trägerverstärker 120 angelegt sind.
Dies wird durch ein Anlegen eines Spannungssteuersignals Vc an den
Spitzenverstärker 130 ermöglicht,
derart, dass der Spitzenverstärker 130 als ein
Klasse-B- oder -C-Verstärker
vorgespannt ist, wenn wenig oder kein Gleichstrom fließt.The top amplifier 130 in which it is is another amplifier for amplifying signals coming from the 3dB hybrid coupling element 110 is essentially not operated while low level input signals to the carrier amplifier 120 are created. This is done by applying a voltage control signal Vc to the peak amplifier 130 allows, so that the peak amplifier 130 as a class B or C amplifier is biased when little or no DC current flows.
Über den
niedrigen Ausgangsleistungsbereich, bei dem der Spitzenverstärker 130 im
Wesentlichen nicht betrieben wird, weist der Trägerverstärker 120 eine Ausgangsimpedanz
auf, die einen relativ konstanten und hohen Wert aufweist. Da der
Spitzenverstärker 130 keinen
Strom zieht, kann der Leistungsverstärker 100 einen verbesserten
Wirkungsgrad bei einem Ausgangsleistungspegel erhalten, der niedriger
als der höchste
Ausgangsleistungspegel ist, den der Trägerverstärker 120 erzeugen
kann.About the low output power range at which the peak amplifier 130 essentially not operated, the carrier amplifier 120 an output impedance having a relatively constant and high value. Because the top amplifier 130 draws no electricity, the power amplifier can 100 obtained an improved efficiency at an output power level that is lower than the highest output power level that the carrier amplifier 120 can generate.
Der
Spitzenverstärker 130 ist
konfiguriert, um das Spannungssteuersignal Vc von einem Basisbandmodemchipsatz
(nicht gezeigt) oder von einer Leistungsverstärker-HF-Verarbeitungsschaltungsanordnung (nicht
gezeigt) zu empfangen. Der Basisbandmodemchipsatz erzeugt das Spannungssteuersignal
Vc basierend auf Leistungspegeln von Signalen, die von einer Basisstation
(nicht gezeigt) empfangen werden. Die Leistungsverstärker-HF-Verarbeitungsschaltungsanordnung
verarbeitet Signale von dem Basisbandmodemchipsatz und ist Fachleuten
bekannt. Der Spitzenverstärker 130 wird
im Folgenden in Verbindung mit den 4A bis 4D näher erörtert.The top amplifier 130 is configured to receive the voltage control signal Vc from a baseband modem chipset (not shown) or from a power amplifier RF processing circuitry (not shown). The baseband modem chipset generates the voltage control signal Vc based on power levels of signals received from a base station (not shown). The power amplifier RF processing circuitry processes signals from the baseband modem chipset and is known to those skilled in the art. The top amplifier 130 will be described below in connection with the 4A to 4D discussed in more detail.
Die
Ausgangsanpassungseinheit 140 umfasst einen ersten λ/4-Transformator 143.
Der erste λ/4-Transformator 143 ist
als ein Impedanzinverter wirksam und wird verwendet, um eine Impedanz
an einem Trägerverstärkerausgangsanschluss 50 zu
liefern, die bezüglich
einer Impedanz an einem Spitzenverstärkerausgangsanschluss 60 invertiert
ist. Ein zweiter λ/4-Transformator 145 an
dem Spitzenverstärkerausgangsanschluss 60 des
Spitzenverstärkers 130 passt
eine Ausgangsimpedanz des Leistungsverstärkers 100 an eine
charakteristische Referenzimpedanz an, die normalerweise 50 Ohm
beträgt.
Die Ausgangsanpassungseinheit 140 ist im Folgenden in Verbindung
mit den 5 bis 6 näher erörtert.The output adjustment unit 140 includes a first λ / 4 transformer 143 , The first λ / 4 transformer 143 is effective as an impedance inverter and is used to provide impedance at a carrier amplifier output port 50 to provide an impedance at a peak amplifier output terminal 60 is inverted. A second λ / 4 transformer 145 at the peak amplifier output terminal 60 the top amplifier 130 fits an output impedance of the power amplifier 100 to a characteristic reference impedance, which is normally 50 ohms. The output adjustment unit 140 is below in connection with the 5 to 6 discussed in more detail.
2 zeigt
eine Ersatzschaltung des 3dB-Hybridkopplungselements 110 gemäß einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Das Ausführungsbeispiel des 3dB-Hybridkopplungselements 110 von 2 weist
eine Mehrzahl von konzentrierten Elementen auf, die einen Kondensator 111,
einen Induktor 112, einen Kondensator 113, einen
Induktor 114, einen Induktor 115, einen Kondensator 116,
einen Induktor 117 und einen Kondensator 118 umfassen.
Bei einer Betriebsfrequenz von z. B. etwa 1,8 GHz betragen nominale
Kapazitäten der
Kondensatoren 111, 113, 116 und 118 einige
Pico-Farad (pF), und nominale Induktivitäten der Induktoren 112, 114, 115 und 117 betragen
einige Nano-Henry (nH). Nachdem Signale durch eine Eingangsstufe 10 des
3dB-Hybridkopplungselements 110 empfangen
worden sind, das die Signalkopplung von etwa 3 dB oder mehr aufweist,
werden diese Signale an den Trägerverstärkereingangsanschluss 30 (1)
und an den Spitzenverstärkereingangsanschluss 40 (1)
gesendet. Das Signal an dem Trägerverstärkereingangsanschluss 30 und
das Signal an dem Spitzenverstärkereingangsanschluss 40 weisen
eine Phasendifferenz bei oder etwa 90° (λ/4 oder Viertelwelle) auf. 2 shows an equivalent circuit of the 3dB hybrid coupling element 110 according to an embodiment of the present invention. The embodiment of the 3dB hybrid coupling element 110 from 2 has a plurality of lumped elements comprising a capacitor 111 , an inductor 112 , a capacitor 113 , an inductor 114 , an inductor 115 , a capacitor 116 , an inductor 117 and a capacitor 118 include. At an operating frequency of z. B. about 1.8 GHz nominal capacitances of the capacitors 111 . 113 . 116 and 118 some pico-farad (pF), and nominal inductors inductors 112 . 114 . 115 and 117 amount to some Nano-Henry (nH). After signals through an input stage 10 of the 3dB hybrid coupling element 110 which has the signal coupling of about 3 dB or more, these signals are sent to the carrier amplifier input terminal 30 ( 1 ) and to the peak amplifier input terminal 40 ( 1 ) Posted. The signal at the carrier amplifier input terminal 30 and the signal at the peak amplifier input terminal 40 have a phase difference at or about 90 ° (λ / 4 or quarter wave).
Beispielsweise
kann das 3dB-Hybridkopplungselement 110 mit einer Übertragungsleitung
implementiert sein, wie z. B. einem Gekoppelte-Leitung-Kopplungselement,
einem Lange-Kopplungselement,
einem Verzweigungsleitungskopplungselement oder anderen ähnlichen
Kopplungsschaltungen, die in der Technik bekannt sind. Als ein weiteres Beispiel
kann das 3dB-Hybridkopplungselement 110 unter Verwendung
einer Monolithische-Integrierte-Mikrowellenschaltung- (MMIC – Microwave
Monolithic Integrated Circuit) Chiptechnologie implementiert sein,
wie z. B. GaAS oder beliebige andere bekannte Halbleitertechnologien.
Das heißt,
das exemplarische Hybridkopplungselement 110 kann als eine integrierte
Schaltung hergestellt werden, die als eine einzige Leistungsverstärkervorrichtung
oder ein Chip gehäust
werden kann. Bei einem weiteren Beispiel kann das 3dB-Hybridkopplungselement 110 durch das
Niedertemperatur-Cogebrannte-Keramik-
(LTCC – Low
Temperature Co-fired Ceramic) Verfahren oder andere ähnliche
Technologien implementiert werden.For example, the 3dB hybrid coupling element 110 be implemented with a transmission line, such. A coupled-line coupling element, a Lange coupling element, a branch line coupling element or other similar coupling circuits known in the art. As another example, the 3dB hybrid coupling element 110 be implemented using a monolithic microwave integrated circuit (MMIC) integrated circuit chip technology, such. GaAs or any other known semiconductor technologies. That is, the exemplary hybrid coupling element 110 can be fabricated as an integrated circuit that can be packaged as a single power amplifier device or a chip. In another example, the 3dB hybrid coupling element 110 be implemented by the low temperature co-fired ceramic (LTCC) method or other similar technologies.
3A ist
ein Blockdiagramm des Trägerverstärkers 120,
der in 1 veranschaulicht ist, gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Bei dem Ausführungsbeispiel
der Erfindung von 3A ist der Trägerverstärker 120 ein
Zweistufenverstärker und
umfasst eine Eingangsanpassungseinheit 305, einen Erststufenverstärker 310,
eine Zwischenstufenanpassungseinheit 315 und einen Zweitstufenverstärker 320.
Die Eingangsanpassungseinheit 305 passt eine Ausgangsimpedanz
des 3dB-Hybridkopplungselements 110 an eine Eingangsimpedanz
des Trägerverstärkers 120 an.
Auf ähnliche
Weise passt die Zwischenstufenanpassungseinheit 315 eine
Ausgangsimpedanz des Erststufenverstärkers 310 an eine
Eingangsimpedanz des Zweitstufenverstärkers 320 an. Die
Eingangsanpassungseinheit 305 und die Zwischenstufenanpassungseinheit 315 werden
im Folgenden in Verbindung mit den 3B bzw. 3C näher erörtert. 3A is a block diagram of the carrier amplifier 120 who in 1 is illustrated, according to an embodiment of the invention. In the embodiment of the invention of 3A is the carrier amplifier 120 a two-stage amplifier and includes an input matching unit 305 , a first-stage amplifier 310 , an intermediate stage adjusting unit 315 and a second stage amplifier 320 , The input adaptation unit 305 matches an output impedance of the 3dB hybrid coupling element 110 to an input impedance of the carrier amplifier 120 at. Similarly, the interstage adapter fits 315 an output impedance of the first stage amplifier 310 to an input impedance of the second stage amplifier 320 at. The input adaptation unit 305 and the interstage adjusting unit 315 will be described below in connection with the 3B respectively. 3C discussed in more detail.
Außerdem umfasst
der Trägerverstärker 120 Leiterleitungen 325,
die elektrisch mit einer Vorspannungsgleichspannung V1 (nicht gezeigt)
gekoppelt sind, und Leiterleitungen 330, die elektrisch
mit einer Vorspannungsgleichspannung V2 (nicht gezeigt) gekoppelt
sind, zum Vorspannen des Erststufenverstärkers 310 und des
Zweitstufenverstärkers 320.
Bei einem exemplarischen Ausführungsbeispiel
der Erfindung 2,8 V < V1 < 3,0 V und 3,2 V < V2 < 4,2 V, obwohl der
Schutzbereich der Erfindung andere Vorspannungsspannungen gemäß Betriebscharakteristika
des Erststufenverstärkers 310 und
des Zweitstufenverstärkers 320 abdeckt.In addition, the carrier amplifier includes 120 conductor lines 325 which are electrically coupled to a DC bias voltage V1 (not shown) and conductor lines 330 electrically coupled to a DC bias voltage V2 (not shown) for biasing the first stage amplifier 310 and the second stage amplifier 320 , In an exemplary embodiment of the invention, 2.8V <V1 <3.0V and 3.2V <V2 <4.2V, although the scope of the invention is different in bias voltages according to operating characteristics of the first stage amplifier 310 and the second stage amplifier 320 covers.
3B ist
ein Blockdiagramm der Eingangsanpassungseinheit 305, die
in 3A veranschaulicht ist, gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Die Eingangsanpassungseinheit 305 umfasst
einen Induktor 306, eine Kondensator 307 und einen
Kondensator 308. Der Induktor 306 koppelt das 3dB-Hybridkopplungselement 110 (1)
elektrisch mit dem Kondensator 307 und dem Kondensator 308.
Außerdem
ist der Kondensator 307 elektrisch mit Masse gekoppelt,
und der Kondensator 308 ist elektrisch mit dem Erststufenverstärker 310 (3A) gekoppelt.
Bei einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung sind elektrische Charakteristika des Induktors 306,
des Kondensators 307 und des Kondensators 308 derart
ausgewählt,
dass eine Ausgangsimpedanz des 3dB-Hybridkopplungselements 110 an
eine Eingangsimpedanz des Trägerverstärkers 120 (3A),
die an einem Anschluss 30 gemessen wird, angepasst wird.
Zum Beispiel betragen Kapazitäten
der Kondensatoren 307 und 308 nominal einige Pico-Farad, und der Induktor 306 weist
eine nominale Induktivität
von einigen Nano-Henry auf. 3B Fig. 10 is a block diagram of the input matching unit 305 , in the 3A is illustrated, according to an embodiment of the invention. The input adaptation unit 305 includes an inductor 306 , a capacitor 307 and a capacitor 308 , The inductor 306 couples the 3dB hybrid coupling element 110 ( 1 ) electrically with the capacitor 307 and the capacitor 308 , In addition, the capacitor 307 electrically coupled to ground, and the capacitor 308 is electric with the first stage amplifier 310 ( 3A ) coupled. In one embodiment of the invention, electrical characteristics of the inductor are 306 , the capacitor 307 and the capacitor 308 selected such that an output impedance of the 3dB hybrid coupling element 110 to an input impedance of the carrier amplifier 120 ( 3A ) connected to a port 30 is measured, adjusted. For example, capacitances of the capacitors 307 and 308 nominally some pico-farad, and the inductor 306 has a nominal inductance of some nano-Henry.
3C ist
ein Blockdiagramm der Zwischenstufenanpassungseinheit 315,
die in 3A veranschaulicht ist, gemäß der vorliegenden
Erfindung. Die Zwischenstufenanpassungseinheit 315 umfasst einen
Kondensator 309, einen Induktor 311 und einen
Kondensator 312. Der Kondensator 309 koppelt ein
Signal, das von dem Erststufenverstärker 310 (3A)
empfangen wird, elektrisch mit dem Induktor 311 und dem
Kondensator 312. Außerdem
ist der Induktor 311 elektrisch mit Masse gekoppelt, und
der Kondensator 312 ist elektrisch mit dem Zweitstufenverstärker 320 (3A)
gekoppelt. Bei einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung sind elektrische Charakteristika des Kondensators 309,
des Induktors 311 und des Kondensators 312 derart
ausgewählt,
dass eine Ausgangsimpedanz des Erststufenverstärkers 310 (3A)
an eine Eingangsimpedanz des Zweitstufenverstärkers 320 (3A)
angepasst wird. Zum Beispiel betragen Kapazitäten der Kondensatoren 309 und 312 nominal
einige Pico-Farad, und der Induktor 311 weist eine nominale
Induktivität
von einigen Nano-Henry auf. 3C Fig. 10 is a block diagram of the interstage adjusting unit 315 , in the 3A illustrated in accordance with the present invention. The Interstage Adaptation Unit 315 includes a capacitor 309 , an inductor 311 and a capacitor 312 , The capacitor 309 couples a signal coming from the first stage amplifier 310 ( 3A ) is received electrically with the inductor 311 and the capacitor 312 , In addition, the inductor 311 electrically coupled to ground, and the capacitor 312 is electric with the second stage amplifier 320 ( 3A ) coupled. In one embodiment of the invention, electrical characteristics of the capacitor are 309 , of the inductor 311 and the capacitor 312 selected such that an output impedance of the first stage amplifier 310 ( 3A ) to an input impedance of the second stage amplifier 320 ( 3A ) is adjusted. For example, capacitances of the capacitors 309 and 312 nominally some pico-farad, and the inductor 311 has a nominal inductance of some nano-Henry.
3D ist
ein Blockdiagramm des Erststufenverstärkers 310, der in 3A veranschaulicht ist,
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Der Erststufenverstärker 310 umfasst eine
herkömmliche
Vorspannungseinheit 1 (CBU1) 335, eine herkömmliche
Vorspannungseinheit 2 (CBU2) 340 und einen Transistor
Q11 345. Bei dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung
von 3D ist der Transistor Q11 345 als ein
Gemeinsamemitter-npn-Bipolartransistor konfiguriert. Die CBU1 335 umfasst
einen Widerstand 313, eine Diode 314, eine Diode 316,
einen Widerstand 317, einen Kondensator 318 und
einen Transistor Q1A 319. Die CBU2 340 umfasst
eine Übertragungsleitung 321 und
einen Kondensator 322. Wie es einem Fachmann bekannt ist,
sind elektrische Charakteristika des Widerstands 313, der
Diode 314, der Diode 316, des Widerstands 317,
des Kondensators 318 und des Transistors Q1A 319,
die zusammen zu Beschreibungszwecken als Erststufenbasisvorspannungselemente
bezeichnet werden, zusammen mit Vorspannungsgleichspannungen V1
und V2 ausgewählt,
um eine Basis des Transistors Q11 345 für einen normalen Betriebsmodus
vorzuspannen. Zum Beispiel kann der Widerstand 313 einen
Widerstandswert in einem Bereich von mehreren hundert Ohm bis zu
mehreren Kilo-Ohm aufweisen, der Widerstand 317 kann einen Widerstandswert
in einem Bereich von mehreren Ohm bis zu mehreren hundert Ohm aufweisen,
und ein Q1A:Q11-Transistorgrößenverhältnis kann
sich in etwa in einem Bereich von 1:4 bis 1:10 befinden. Auf ähnliche
Weisen sind elektrische Charakteristika der Übertragungsleitung 321 und
des Kondensators 322, die zu Beschreibungszwecken zusammen
als Erststufenkollektorvorspannungselemente bezeichnet werden, zusammen
mit der Vorspannungsspannung V2 ausgewählt, um einen Kollektor des
Transistors Q11 345 für
einen normalen Betriebsmodus vorzuspannen. Zum Beispiel sind elektrische
Charakteristika der Erststufenbasisvorspannungselemente ausgewählt, um
einen Basis-Emitter-Strom IBE (nicht gezeigt)
des Transistors Q11 345 zu spezifizieren, und elektrische
Charakteristika der Erststufenkollektorvorspannungselemente sind
ausgewählt,
um eine Kollektor-Emitter-Spannung VCE (nicht
gezeigt) des Transistors Q11 345 zu spezifizieren, wodurch
ermöglicht
wird, dass der Transistor Q11 345 in einem normalen Betriebsmodus
und mit einem vordefinierten Verstärkungsfaktor wirksam ist. 3D is a block diagram of the first stage amplifier 310 who in 3A is illustrated, according to an embodiment of the invention. The first stage amplifier 310 includes a conventional bias unit 1 (CBU1) 335 , a conventional bias unit 2 (CBU2) 340 and a transistor Q11 345 , In the exemplary embodiment of the invention of 3D is the transistor Q11 345 configured as a common emitter npn bipolar transistor. The CBU1 335 includes a resistor 313 , a diode 314 , a diode 316 , a resistance 317 , a capacitor 318 and a transistor Q1A 319 , The CBU2 340 includes a transmission line 321 and a capacitor 322 , As is known to a person skilled in the art, electrical characteristics of the resistor are 313 , the diode 314 , the diode 316 , the resistance 317 , the capacitor 318 and the transistor Q1A 319 , which for descriptive purposes are referred to as first stage base biasing elements, together with bias DC voltages V1 and V2 selected to be a base of the transistor Q11 345 for a normal operating mode. For example, the resistance 313 have a resistance in a range of several hundred ohms to several kilo-ohms, the resistance 317 may have a resistance value in a range of several ohms to several hundreds ohms, and a Q1A: Q11 transistor size ratio may be approximately in a range of 1: 4 to 1:10. In similar ways, electrical characteristics of the transmission line 321 and the capacitor 322 , which are collectively referred to as first stage collector biasing elements together with the bias voltage V2 selected to be a collector of the transistor Q11 345 for a normal operating mode. For example, electrical characteristics of the first stage base biasing elements are selected to be a base-emitter current I BE (not shown) of the transistor Q11 345 and electrical characteristics of the first-stage collector biasing elements are selected to be a collector-emitter voltage V CE (not shown) of the transistor Q11 345 to specify, thereby allowing the transistor Q11 345 in a normal operating mode and with a predefined gain factor.
3E ist
ein Blockdiagramm des Zweitstufenverstärkers 320, der in 3A veranschaulicht ist,
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Der Zweitstufenverstärker 320 umfasst eine
herkömmliche
Vorspannungseinheit 3 (CBU3) 350 und einen Transistor
Q12 355. Die CBU3 350 umfasst einen Widerstand 323,
eine Diode 324, eine Diode 326, einen Widerstand 327,
einen Kondensator 328 und einen Transistor Q1B 329,
die zusammen als Zweitstufenbasisvorspannungselemente bezeichnet
werden. Bei dem Ausführungsbeispiel
der Erfindung von 3E ist die Kopplung der Zweitstufenbasisvorspannungselemente
der CBU3 350 identisch mit der Kopplung der Erststufenbasisvorspannungselemente
der CBU1 335 (3D). Elektrische Charakteristika
der Zweitstufenbasisvorspannungselemente können jedoch mit elektrischen
Charakteristika der Erststufenbasisvorspannungselemente identisch
sein oder auch nicht. Zum Beispiel können der Widerstand 313 (3D)
und der Widerstand 323 unterschiedliche Widerstandswerte
aufweisen, und der Transistor Q1A 319 (3D)
und der Transistor Q1B 329 können unterschiedliche Größen aufweisen.
Bei Betrieb sind elektrische Charakteristika des Widerstands 323,
der Diode 324, der Diode 326, des Widerstands 327,
des Kondensators 328 und des Transistors Q1B 329 zusammen
mit Vorspannungsgleichspannungen V1 und V2 ausgewählt, um
eine Basis des Transistors Q12 355 für einen Normalmodusbetrieb
vorzuspannen, basierend auf Betriebscharakteristika des Transistors
Q12 355 und Spezifikationen des Leistungsverstärkers 100 (1).
Zum Beispiel kann der Widerstand 323 einen Widerstandswert
in einem Bereich von mehreren hundert Ohm bis zu mehreren Kilo-Ohm
aufweisen, der Widerstand 327 kann einen Widerstandswert
in einem Bereich von mehreren Ohm bis zu mehreren hundert Ohm aufweisen,
ein Q1B:Q12-Transistorgrößenverhältnis kann
sich in etwa in einem Bereich von 1:4 bis 1:10 befinden, und ein
Q11:Q12-Transistorgrößenverhältnis kann
sich in etwa in einem Bereich von 1:4 bis 1:8 befinden. Der Schutzbereich
der vorliegenden Erfindung deckt jedoch andere Transistorgrö ßenverhältnisse
ab, die sich innerhalb der Betriebsspezifikationen des Trägerverstärkers 120 (1)
und des Leistungsverstärkers 100 (1)
befinden. Bei dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung
von 3E ist der Transistor Q12 355 als ein
Gemeinsamemitter-npn-Bipolartransistor konfiguriert. 3E is a block diagram of the second stage amplifier 320 who in 3A is illustrated, according to an embodiment of the invention. The second stage amplifier 320 includes a conventional bias unit 3 (CBU3) 350 and a transistor Q12 355 , The CBU3 350 includes a resistor 323 , a diode 324 , a diode 326 , a resistance 327 , a capacitor 328 and a transistor Q1B 329 , collectively referred to as second stage base biasing elements the. In the embodiment of the invention of 3E is the coupling of the second stage base biasing elements of the CBU3 350 identical to the coupling of the first stage base biasing elements of the CBU1 335 ( 3D ). However, electrical characteristics of the second stage base biasing elements may or may not be identical to electrical characteristics of the first stage base biasing elements. For example, the resistance 313 ( 3D ) and the resistance 323 have different resistance values, and the transistor Q1A 319 ( 3D ) and the transistor Q1B 329 can have different sizes. In operation, electrical characteristics of the resistor 323 , the diode 324 , the diode 326 , the resistance 327 , the capacitor 328 and the transistor Q1B 329 selected together with bias DC voltages V1 and V2 to a base of the transistor Q12 355 for normal mode operation, based on operating characteristics of transistor Q12 355 and specifications of the power amplifier 100 ( 1 ). For example, the resistance 323 have a resistance in a range of several hundred ohms to several kilo-ohms, the resistance 327 may have a resistance in a range of several ohms to several hundred ohms, a Q1B: Q12 transistor size ratio may be in a range of about 1: 4 to 1:10, and a Q11: Q12 transistor size ratio may be approximately in a range of 1: 4 to 1: 8. However, the scope of the present invention covers other transistor size ratios that are within the operating specifications of the carrier amplifier 120 ( 1 ) and the power amplifier 100 ( 1 ) are located. In the exemplary embodiment of the invention of 3E is the transistor Q12 355 configured as a common emitter npn bipolar transistor.
4A ist
ein Blockdiagramm des Spitzenverstärkers 130, der in 1 veranschaulicht
ist, gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Bei dem Ausführungsbeispiel
der Erfindung von 4A ist ein Spitzenverstärker 130 ein
Zweistufenverstärker
und umfasst eine Eingangsanpassungseinheit 405, einen Erststufenverstärker 410,
eine Zwischenstufenanpassungseinheit 415 und eine Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit 420.
Verschiedene Ausführungsbeispiele
der Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit 420 sind
im Folgenden in Verbindung mit den 4B bis 4D erörtert. 4A is a block diagram of the peak amplifier 130 who in 1 is illustrated, according to an embodiment of the invention. In the embodiment of the invention of 4A is a top amplifier 130 a two-stage amplifier and includes an input matching unit 405 , a first-stage amplifier 410 , an intermediate stage adjusting unit 415 and a second stage amplifier / voltage controller 420 , Various embodiments of the second stage amplifier / voltage control unit 420 are below in connection with the 4B to 4D discussed.
Bei
einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist die Eingangsanpassungseinheit 405 wie
die Eingangsanpassungseinheit 305 (3B) konfiguriert,
wobei elektrische Charakteristika des Induktors 306 (3B),
des Kondensators 307 (3B) und des
Kondensators 308 (3B) derart
ausgewählt sind,
dass eine Ausgangsimpedanz des 3dB-Hybridkopplungselements 110 (1)
an eine Eingangsimpedanz des Spitzenverstärkers 130, die an
einem Anschluss 40 gemessen wird, angepasst wird. Auf ähnliche
Weise ist die Zwischenstufenanpassungseinheit 415 wie die
Zwischenstufenanpassungseinheit 315 (3C)
konfiguriert, wobei elektrische Charakteristika des Kondensators 309 (3C),
des Induktors 311 (3C) und
des Kondensators 312 (3C) derart
ausgewählt
sind, dass eine Ausgangsimpedanz des Erststufenverstärkers 410 an eine
Eingangsimpedanz der Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit 420 angepasst
wird. Schließlich
ist der Erststufenverstärker 410 wie
der Erststufenverstärker 310 (3D)
konfiguriert, wobei elektrische Charakteristika der Erststufenbasisvorspan nungselemente
(d. h. Widerstand 313, Diode 314, Diode 316,
Widerstand 317, Kondensator 318 und Transistor
Q1A 319), der Erststufenkollektorvorspannungselemente (d.
h. Übertragungsleitung 321 und
Kondensator 322) und des Transistors Q11 345 (3D)
derart ausgewählt
sind, dass der Erststufenverstärker 410 gemäß vordefinierten
Spezifikationen wirksam ist, wie z. B. Verstärkungs-, Normalmodus- und Sperrmodusspezifikationen.In one embodiment of the invention, the input adaptation unit is 405 like the input adaptation unit 305 ( 3B ), wherein electrical characteristics of the inductor 306 ( 3B ), of the capacitor 307 ( 3B ) and the capacitor 308 ( 3B ) are selected such that an output impedance of the 3dB hybrid coupling element 110 ( 1 ) to an input impedance of the peak amplifier 130 at a connection 40 is measured, adjusted. Similarly, the interstage adapter is 415 as the interstage adapter 315 ( 3C ), wherein electrical characteristics of the capacitor 309 ( 3C ), of the inductor 311 ( 3C ) and the capacitor 312 ( 3C ) are selected such that an output impedance of the first stage amplifier 410 to an input impedance of the second stage amplifier / voltage control unit 420 is adjusted. Finally, the first stage amplifier 410 like the first stage amplifier 310 ( 3D ), wherein electrical characteristics of the first stage base biasing elements (ie, resistance 313 , Diode 314 , Diode 316 , Resistance 317 , Capacitor 318 and transistor Q1A 319 ), the first stage collector biasing elements (ie, transmission line 321 and capacitor 322 ) and the transistor Q11 345 ( 3D ) are selected such that the first stage amplifier 410 according to predefined specifications, such as For example, gain, normal mode, and lockout mode specifications.
4B ist
ein Blockdiagramm der Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit 420,
die in 4A veranschaulicht ist, gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Die Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit 420 umfasst
einen Zweitstufenverstärker 445 und
eine Spannungssteuereinheit 435. Der Zweitstufenverstärker 445 ist
wie der Zweitstufenverstärker 320 (3E)
konfiguriert. Zum Beispiel umfasst der Zweitstufenverstärker 445 eine
CBU3 440 und einen Transistor Q22 450. Die CBU3 440 umfasst
einen Widerstand 423, eine Diode 424, eine Diode 426,
einen Widerstand 427, einen Kondensator 428 und
einen Transistor Q2B 429, die zusammen als Zweitstufenspitzenverstärkerbasisvorspannungselemente
bezeichnet werden. Bei Betrieb sind elektrische Charakteristika
der Zweitstufenspitzenverstärkerbasisvorspannungselemente
zusammen mit Vorspannungsgleichspannungen V3 und V4 ausgewählt, um
eine Basis des Transistors Q22 450 für einen Normalmodusbetrieb
vorzuspannen, basierend auf Betriebscharakteristika des Transistors
Q22 450 und Spezifikationen des Leistungsverstärkers 100 (1).
Zum Beispiel kann der Widerstand 423 einen Widerstandswert
in einem Bereich von mehreren hundert Ohm bis zu mehreren Kilo-Ohm
aufweisen, der Widerstand 427 kann einen Wiederstandswert
in einem Bereich von mehreren Ohm bis zu mehreren hundert Ohm aufweisen,
ein Q2B:Q22-Transistorgrößenverhältnis kann
sich in etwa in einem Bereich von 1:4 bis 1:10 befinden, die Vorspannungsgleichspannung
V3 kann sich in einem Bereich von 2,8 V bis 3,0 V befinden, und
die Vorspannungsgleichspannung V4 kann sich in einem Bereich von
3,2 V bis 4,2 V befinden. Der Zweit stufenverstärker 445 empfängt ein
Signal von der Zwischenstufenanpassungseinheit 415, verstärkt das empfangene
Signal basierend auf dem Spannungssteuersignal Vc, das durch die
Spannungssteuereinheit 435 empfangen wird, und sendet das
verstärkte Signal
an den Spitzenverstärkerausgangsanschluss 60. 4B is a block diagram of the second stage amplifier / voltage controller 420 , in the 4A is illustrated, according to an embodiment of the invention. The second stage amplifier / voltage control unit 420 includes a second stage amplifier 445 and a voltage control unit 435 , The second stage amplifier 445 is like the second stage amplifier 320 ( 3E ). For example, the second stage amplifier includes 445 a CBU3 440 and a transistor Q22 450 , The CBU3 440 includes a resistor 423 , a diode 424 , a diode 426 , a resistance 427 , a capacitor 428 and a transistor Q2B 429 , collectively referred to as second stage peak base biasing elements. In operation, electrical characteristics of the second stage peak base bias elements along with DC bias voltages V3 and V4 are selected to be a base of the transistor Q22 450 for normal mode operation, based on operating characteristics of transistor Q22 450 and specifications of the power amplifier 100 ( 1 ). For example, the resistance 423 have a resistance in a range of several hundred ohms to several kilo-ohms, the resistance 427 may have a resistance value in a range of several ohms to several hundreds ohms, a Q2B: Q22 transistor size ratio may be approximately in a range of 1: 4 to 1:10, the DC bias voltage V3 may be in a range of 2, 8V to 3.0V, and the DC bias voltage V4 may be in a range of 3.2V to 4.2V. The second stage amplifier 445 receives a signal from the Zwi rule gradual adjustment unit 415 , amplifies the received signal based on the voltage control signal Vc generated by the voltage control unit 435 is received, and sends the amplified signal to the peak amplifier output terminal 60 ,
Die
Spannungssteuereinheit 435 empfängt das Spannungssteuersignal
Vc (normalerweise in einem Bereich von 2,8 V bis 4,2 V) und steuert
einen Biasgleichstrom des Zweitstufenverstärkers 445. Bei dem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung von 4B umfasst die Spannungssteuereinheit 435 einen
Widerstand 431 und einen Transistor Qc 432. Normalerweise
weist der Widerstand 431 einen Widerstandswert in einem
Bereich von mehreren hundert Ohm bis zu mehreren Kilo-Ohm auf, und
ein Qc:Q2B-Transistorgrößenverhältnis kann
sich in etwa in einem Bereich von 1:1 bis 1:8 befinden. Bei Betrieb
sendet eine Basisstation (nicht gezeigt) zum Empfangen, Senden und
Verarbeiten von HF-Signalen Signale ansprechend auf HF-Signale,
die von dem Leistungsverstärker 100 empfangen
werden, an einen Basisbandmodemchipsatz (nicht gezeigt). Der Basisbandmodemchipsatz
verarbeitet die Signale und erzeugt das Spannungssteuersignal Vc.
Die Spannungsteuereinheit 435 empfängt dann das Spannungssteuersignal
Vc von dem Basisbandmodemchipsatz. Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung umfasst der Leistungsverstärker 100 eine HF-Verarbeitungsschaltungsanordnung
(nicht gezeigt) zum Verarbeiten der Signale, die durch den Basisbandmodemchipsatz
empfangen werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel erzeugt die
HF-Verarbeitungsschaltungsanordnung das Spannungssteuersignal Vc
und sendet das Spannungssteuersignal an die Spannungssteuereinheit 435.
Die HF-Verarbeitungsschaltungsanordnung
und der Basisbandmodemchipsatz sind in der Technik bekannt und werden
nicht genauer beschrieben.The voltage control unit 435 receives the voltage control signal Vc (normally in a range of 2.8V to 4.2V) and controls a bias DC current of the second stage amplifier 445 , In the embodiment of the invention of 4B includes the voltage control unit 435 a resistance 431 and a transistor Qc 432 , Usually, the resistance shows 431 a resistance value in a range of several hundred ohms to several kilo-ohms, and a Qc: Q2B transistor size ratio may be approximately in a range of 1: 1 to 1: 8. In operation, a base station (not shown) for receiving, transmitting, and processing RF signals transmits signals in response to RF signals received from the power amplifier 100 to a baseband modem chipset (not shown). The baseband modem chipset processes the signals and generates the voltage control signal Vc. The voltage control unit 435 then receives the voltage control signal Vc from the baseband modem chipset. In a further embodiment of the invention, the power amplifier comprises 100 RF processing circuitry (not shown) for processing the signals received by the baseband modem chipset. In this embodiment, the RF processing circuitry generates the voltage control signal Vc and sends the voltage control signal to the voltage control unit 435 , The RF processing circuitry and baseband modem chipset are known in the art and will not be described in detail.
Normalerweise
erzeugt der Basisbandmodemchipsatz das Spannungssteuersignal Vc
basierend auf Leistungspegeln von Signalen, die durch die Basisstation
gesendet und durch den Basisbandmodemchipsatz empfangen werden.
Falls z. B. der Basisbandmodemchipsatz auf ein Empfangen der Signale
von der Basisstation hin bestimmt, dass der Leistungsverstärker 100 in
einem niedrigen Leistungsausgabebereich wirksam ist, sendet der
Basisbandmodemchipsatz ein „hohes" Spannungssteuersignal
Vc (d. h. ein Hochspannungszustandssignal) an die Spannungssteuereinheit 435.
Falls jedoch der Basisbandmodemchipsatz auf ein Empfangen der Signale
von der Basisstation hin bestimmt, dass der Leistungsverstärker 100 in
einem hohen Leistungsausgabebereich wirksam ist, sendet der Basisbandmodemchipsatz
ein „niedriges" Spannungssteuersignal
Vc (d. h. Niederspannungszustandssignal) an die Spannungssteuereinheit 435.
Der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung deckt ein Spannungssteuersignal
Vc ab, das einem beliebigen Spannungszustand und einem beliebigen
Leistungsausgabebereich entspricht.Normally, the baseband modem chipset generates the voltage control signal Vc based on power levels of signals transmitted by the base station and received by the baseband modem chipset. If z. B. the baseband modem chipset upon receiving the signals from the base station determined that the power amplifier 100 in a low power output range, the baseband modem chipset sends a "high" voltage control signal Vc (ie, a high voltage state signal) to the voltage control unit 435 , However, if the baseband modem chipset determines that the power amplifier is in response to receiving the signals from the base station 100 in a high power output range, the baseband modem chipset sends a "low" voltage control signal Vc (ie, low voltage state signal) to the voltage control unit 435 , The scope of the present invention covers a voltage control signal Vc corresponding to any voltage state and any power output range.
Bei
Betrieb empfängt,
wenn der Basisbandmodemchipsatz ein Niederspannungszustandssteuersignal
Vc an den Spitzenverstärker 130 sendet,
das anzeigt, dass der Leistungsverstärker 100 in dem hohen
Leistungsausgabebereich wirksam ist, die Spannungssteuereinheit 435 das
Niederspannungszustandssteuersignal Vc und stellt einen Biasgleichstrom
des Zweitstufenverstärkers 445 des
Spitzenverstärkers 130 (4A) über das
empfangene Niederspannungszustandssteuersignal Vc ein. Das Niederspannungszustandssteuersignal
Vc schaltet den Transistor Qc 432 aus, erhöht Basis-Emitter-Ströme (nicht
gezeigt) der Transistoren Q2B 429 und Q22 450 und
spannt den Spitzenverstärker 130 als
einen Klasse-AB-Verstärker vor.In operation, when the baseband modem chipset receives a low voltage state control signal Vc to the peak amplifier 130 sends, indicating that the power amplifier 100 is effective in the high power output range, the voltage control unit 435 the low voltage state control signal Vc and provides a bias DC current of the second stage amplifier 445 the top amplifier 130 ( 4A ) via the received low-voltage state control signal Vc. The low-voltage state control signal Vc turns on the transistor Qc 432 increases base-emitter currents (not shown) of transistors Q2B 429 and Q22 450 and spans the top amplifier 130 as a class AB amplifier.
Falls
jedoch der Basisbandmodemchipsatz ein Hochspannungszustandssteuersignal
Vc an den Spitzenverstärker 130 sendet,
das anzeigt, dass der Leistungsverstärker 100 in dem niedrigen
Leistungsausgabebereich wirksam ist, empfängt die Spannungssteuereinheit 435 das
Hochspannungszustandssteuersignal Vc und stellt einen Biasgleichstrom
des Zweitstufen verstärkers 445 des
Spitzenverstärkers 130 über das
empfangene Hochspannungszustandssteuersignal Vc ein. Das Hochspannungszustandssteuersignal
Vc schaltet den Transistor Qc 432 an und leitet einen Basis-Emitter-Strom des
Transistors Q2B 429 zu einem Kollektor-Emitter-Strom des
Transistors Qc 432 um. Somit nehmen Basis-Emitter-Ströme der Transistoren
Q2B 429 und Q22 450 ab, und der Spitzenverstärker 130 wird
entweder als ein Klasse-B- oder ein Klasse-C-Verstärker vorgespannt,
abhängig
von einem sich ergebenden Vorspannungszustand des Transistors Q22 450.However, if the baseband modem chipset is a high voltage state control signal Vc to the peak amplifier 130 sends, indicating that the power amplifier 100 is effective in the low power output range, the voltage control unit receives 435 the high voltage state control signal Vc and provides a bias current of the second stage amplifier 445 the top amplifier 130 via the received high voltage state control signal Vc. The high voltage state control signal Vc turns on the transistor Qc 432 and conducts a base-emitter current of the transistor Q2B 429 to a collector-emitter current of the transistor Qc 432 around. Thus, base-emitter currents of the transistors Q2B 429 and Q22 450 off, and the top amplifier 130 is biased as either a class B or a class C amplifier, depending on a resulting bias state of transistor Q22 450 ,
4C ist
ein Blockdiagramm der Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit 420,
die in 4A veranschaulicht ist, gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Die Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit 420 umfasst
einen Zweitstufenverstärker 445 und
eine Spannungssteuereinheit 455. Der Zweitstufenverstärker 445 ist identisch
wie der Zweitstufenverstärker 445 konfiguriert,
der in 4B veranschaulicht ist. Die
Spannungssteuereinheit 455 umfasst einen Widerstand 456,
einen Widerstand 457, einen Transistor Qc1 458 und
einen Transistor Qc2 459. Außerdem wird über eine
Leitung 461 eine Vorspannungsgleichspannung V3 an die Spannungssteuereinheit 455 angelegt. Normalerweise
weist der Widerstand 456 einen Widerstandswert in einem
Bereich von mehreren hundert Ohm bis zu mehreren Kilo-Ohm auf, der
Widerstand 457 weist einen Widerstandswert in einem Bereich
von mehreren Ohm bis zu mehreren hundert Ohm auf, ein Qc2:Qc1-Transistorgrößenverhältnis kann
sich in etwa in einem Bereich von 1:1 bis 1:10 befinden, ein Transistorgrößenverhältnis Qc1:Q2B (4B)
kann sich in etwa in einem Bereich von 1:1 bis 1:8 befinden, eine
Vorspannungsgleichspannung V3 kann sich in einem Bereich von 2,8
V bis 3,0 V befinden, eine Vorspannungsgleichspannung V4 kann sich
in einem Bereich von 3,2 V bis 4,2 V befinden, und ein Spannungssteuersignal
Vc kann sich in einem Bereich von 2,8 V bis 4,2 V befinden. 4C is a block diagram of the second stage amplifier / voltage controller 420 , in the 4A is illustrated, according to a further embodiment of the invention. The second stage amplifier / voltage control unit 420 includes a second stage amplifier 445 and a voltage control unit 455 , The second stage amplifier 445 is identical to the second stage amplifier 445 configured in 4B is illustrated. The voltage control unit 455 includes a resistor 456 , a resistance 457 , a transistor Qc1 458 and a transistor Qc2 459 , In addition, over a line 461 a DC bias voltage V3 to the voltage control unit 455 created. Usually, the resistance shows 456 a resistance in a range of several hundred ohms to several kilo-ohms, the resistance 457 has a resistance value in a range of several ohms to several hundreds Ohms, a Qc2: Qc1 transistor size ratio can be approximately in a range of 1: 1 to 1:10, a transistor size ratio Qc1: Q2B ( 4B ) may be in a range of about 1: 1 to 1: 8, a DC bias voltage V3 may be in a range of 2.8V to 3.0V, a DC bias voltage V4 may be in a range of 3.2 V to 4.2V, and a voltage control signal Vc may be in a range of 2.8V to 4.2V.
Eingangs-/Ausgangscharakteristika
der Spannungssteuereinheit 455 sind Eingangs-/Ausgangscharakteristika
der Spannungssteuereinheit 435 (4B) entgegengesetzt.
Das heißt,
ein Niederspannungszustandssteuersignal Vc, das an einem Anschluss 61 empfangen
wird, spannt den Spitzenverstärker 130 (4A)
entweder als einen Klasse-B- oder als einen Klasse-C-Verstärker vor, abhängig von
einem sich ergebenden Vorspannungszustand des Transistors Q22 450 (4B), und
ein Hochspannungszustandssteuersignal Vc spannt den Spitzenverstärker 130 als
einen Klasse-AB-Verstärker vor.Input / output characteristics of the voltage control unit 455 are input / output characteristics of the voltage control unit 435 ( 4B ) opposite. That is, a low-voltage state control signal Vc applied to one terminal 61 is received, tension the top amplifier 130 ( 4A ) as either a class B or a class C amplifier, depending on a resulting bias state of transistor Q22 450 ( 4B ), and a high voltage state control signal Vc biases the peak amplifier 130 as a class AB amplifier.
4D ist
ein Blockdiagramm der Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit 420,
die in 4A veranschaulicht ist, gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Die Zweitstufenverstärker-/Spannungssteuereinheit 420 umfasst
einen Zweitstufenverstärker 445 und
eine Spannungssteuereinheit 460. Der Zweitstufenverstärker 445 ist identisch
wie der Zweitstufenverstärker 445 konfiguriert,
der in 4B veranschaulicht ist. Die
Spannungssteuereinheit 460 umfasst einen Widerstand 462,
einen Transistor Qc3 463 und einen Transistor Qc4 464.
Außerdem
wird eine Vorspannungsgleichspannung V4 über eine Leitung 466 an
die Spannungssteuereinheit 460 angelegt. Normalerweise weist
der Widerstand 462 einen Widerstandswert in einem Bereich
von mehreren hundert Ohm bis zu mehreren Kilo-Ohm auf, ein Qc3:Qc4-Transistorgrößenverhältnis kann
sich in etwa in einem Bereich von 1:1 bis 1:10 befinden, ein Transistorgrößenverhältnis Qc4:Q2B
(4B) kann sich in etwa in einem Bereich von 1:1
bis 1:8 befinden, eine Vorspannungsgleichspannung V3 kann sich in
einem Bereich von 2,8 V bis 3,0 V befinden, eine Vorspannungsgleichspannung
V4 kann sich in einem Bereich von 3,2 V bis 4,2 V befinden, und
ein Spannungssteuersignal Vc kann sich in einem Bereich von 2,8
V bis 4,2 V befinden. 4D is a block diagram of the second stage amplifier / voltage controller 420 , in the 4A is illustrated, according to a further embodiment of the invention. The second stage amplifier / voltage control unit 420 includes a second stage amplifier 445 and a voltage control unit 460 , The second stage amplifier 445 is identical to the second stage amplifier 445 configured in 4B is illustrated. The voltage control unit 460 includes a resistor 462 , a transistor Qc3 463 and a transistor Qc4 464 , In addition, a DC bias voltage V4 via a line 466 to the voltage control unit 460 created. Usually, the resistance shows 462 a Qc3: Qc4 transistor size ratio may be approximately in the range of 1: 1 to 1:10, a transistor size ratio Qc4: Q2B ( 4B ) may be in a range of about 1: 1 to 1: 8, a DC bias voltage V3 may be in a range of 2.8V to 3.0V, a DC bias voltage V4 may be in a range of 3.2 V to 4.2V, and a voltage control signal Vc may be in a range of 2.8V to 4.2V.
Eingangs-/Ausgangscharakteristika
der Spannungssteuereinheit 460 sind Eingangs-/Ausgangscharakteristika
der Span nungssteuereinheit 435 (4B) ähnlich.
Das heißt,
ein Niederspannungszustandssteuersignal Vc spannt den Spitzenverstärker 130 als
einen Klasse-AB-Verstärker
vor, und ein Hochspannungszustandssteuersignal Vc spannt den Spitzenverstärker 130 entweder
als einen Klasse-B- oder als einen Klasse-C-Verstärker vor, abhängig von
einem sich ergebenden Vorspannungszustand des Transistors Q22 450 (4B).Input / output characteristics of the voltage control unit 460 are input / output characteristics of the voltage control unit 435 ( 4B ) similar. That is, a low-voltage state control signal Vc biases the peak amplifier 130 as a class AB amplifier, and a high voltage state control signal Vc biases the peak amplifier 130 either as a class B or as a class C amplifier, depending on a resulting bias state of transistor Q22 450 ( 4B ).
5 ist
ein Blockdiagramm der Ausgangsanpassungseinheit 140, die
in 1 veranschaulicht ist. Durch ein Einstellen von α und β (entweder
einzeln oder beide) des ersten λ/4-Transformators 143 bzw.
des zweiten λ/4-Transformators 145 in
der Ausgangsanpassungseinheit 140 verändern sich die charakteristischen
Impedanzen der zwei λ/4-Transformatorleitungen.
Durch ein Optimieren von α und β kann der
Trägerverstärker 120 den
maximalen Wirkungsgrad bei einem Ausgangsleistungspegel erreichen,
der niedriger als der höchste
Ausgangsleistungspegel ist, den der Trägerverstärker 120 erzeugen
kann. 5 Fig. 10 is a block diagram of the output matching unit 140 , in the 1 is illustrated. By adjusting α and β (either individually or both) of the first λ / 4 transformer 143 or the second λ / 4 transformer 145 in the output adjustment unit 140 the characteristic impedances of the two λ / 4 transformer lines change. By optimizing α and β, the carrier amplifier can 120 achieve the maximum efficiency at an output power level that is lower than the highest output power level that the carrier amplifier 120 can generate.
Der
erste λ/4-Transformator 143 und
der zweite λ/4-Transformator 145 können mit λ/4-Übertragungsleitungen
(T-Leitungen), wie
es in 5 gezeigt ist, oder mit konzentrierten Elementen 143a, 143b, 143c, 143d,..., 145a, 145b, 145c, 145d usw., wie
es in 6 gezeigt ist, oder mit ähnlichen Elementen implementiert
sein. Die Ausgangsanpassungseinheit 140 kann mit vielen
unterschiedlichen Kombinationen von Kondensatoren und Induktoren (143a, 143b, 143c, 143d,..., 145a, 145b, 145c, 145d usw.)
implementiert sein, um eine spezifische Ausgangsimpedanz an der
Ausgangsstufe 70 anzupassen und eine spezifische Impedanz
an dem Trägerverstärkerausgangsanschluss 50 zu
erzeugen, die bezüglich
einer Impedanz an einem Spitzenverstärkerausgangsanschluss 60 invertiert
ist. Alternativ dazu können
der erste λ/4-Transformator 143 und der
zweite λ/4-Transformator 145 entweder
durch das LTCC-Verfahren oder ein Mehrschichtverfahren implementiert
werden. Als ein weiteres Beispiel können der erste λ/4-Transformator 143 und
der zweite λ/4- Transformator 145 als
eine einzige integrierte Schaltung gebildet werden.The first λ / 4 transformer 143 and the second λ / 4 transformer 145 can work with λ / 4 transmission lines (T lines), as it is in 5 is shown, or with concentrated elements 143a . 143b . 143c . 143d , ..., 145a . 145b . 145c . 145d etc., as is in 6 is shown or implemented with similar elements. The output adjustment unit 140 can be used with many different combinations of capacitors and inductors ( 143a . 143b . 143c . 143d , ..., 145a . 145b . 145c . 145d etc.) to provide a specific output impedance at the output stage 70 and a specific impedance at the carrier amplifier output terminal 50 to generate an impedance at a peak amplifier output terminal 60 is inverted. Alternatively, the first λ / 4 transformer 143 and the second λ / 4 transformer 145 implemented either by the LTCC method or a multi-layer method. As another example, the first λ / 4 transformer 143 and the second λ / 4 transformer 145 be formed as a single integrated circuit.
7 ist
ein Graph, der Wirkungsgradcharakteristika veranschaulicht, wie
dieselben z. B. durch das Spannungssteuersignal Vc bestimmt werden,
das an den Spitzenverstärker 130 (1)
angelegt wird. Modus 0 stellt die Region des Verstärkerbetriebs
in einem niedrigen Ausgangsleistungsbereich dar (d. h. von einer
minimalen Ausgangsleistung in dBm bis zu Punkt Q). Modus 1 stellt
die Region des Verstärkerbetriebs
in einem hohen Ausgangsleistungsbereich dar (d. h. von Punkt Q bis
zu Punkt S und/oder T). Wenn ein Strom zunehmend an den Spitzenverstärker 130 angelegt
wird, ist ein exemplarischer Leistungsverstärker gemäß einem Ausführungsbeispiel
zuerst wirksam, wie es als Kurve D gezeigt ist. Die Kurven C und
B stellen die Wirkungsgradcharakteristika dar, die dem exemplarischen Leistungsverstärker zugeordnet
sind, wenn der Betrag des Biasgleichstroms über denjenigen hinaus steigt,
der Kurve D zugeordnet ist. Kurve A stellt die Wirkungsgradcharakteristika
eines allgemeinen Leistungsverstärkers
dar. 7 FIG. 12 is a graph illustrating efficiency characteristics as shown in FIG. B. be determined by the voltage control signal Vc, the to the peak amplifier 130 ( 1 ) is created. Mode 0 represents the region of amplifier operation in a low output power range (ie, from a minimum output power in dBm to point Q). Mode 1 represents the region of amplifier operation in a high output power range (ie, from point Q to point S and / or T). When a current is increasingly connected to the peak amplifier 130 is applied, an exemplary power amplifier according to an embodiment is first effective, as shown as curve D. Curves C and B represent the efficiency characteristics associated with the exemplary power amplifier when the Be the bias current increases beyond that associated with curve D. Curve A represents the efficiency characteristics of a general power amplifier.
Wenn
Strom in dem Spitzenverstärker 130 zu
fließen
beginnt, beginnt der Spitzenverstärker 130 seinen Betrieb.
Dies verändert
die Ausgangsimpedanz des Trägerverstärkers 120,
wodurch der Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers 100 auf einen bestimmten
konstanten Pegel optimiert wird, wie es in 7 durch
D angezeigt ist. Dementsprechend hat, wie es in 7 durch
Kurve D angezeigt ist, der Leistungshinzufügungswirkungsgrad (PAE – Power Added
Efficiency) den maximalen Wert von dem Punkt P (wenn der Spitzenverstärker 130 zu
arbeiten beginnt) bis entweder Punkt S, wobei es sich um die höchste zulässige Ausgangsleistung
handelt, die die gegebenen Linearitätsbedingungen erfüllt, oder Punkt
T, wobei es sich um die gesättigte
Ausgangsleistung handelt, wie dieselbe durch den Leistungsverstärker 100 erzeugt
wird. Somit werden, wie es veranschaulicht ist, verbesserte Wirkungsgradcharakteristika
durch einen exemplarischen Leistungsverstärker gemäß einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung verglichen mit den Wirkungsgradcharakteristika
eines allgemeinen Leistungsverstärkers,
die in 7 durch Kurve A angezeigt sind, erreicht. Wie
es im Vorhergehenden beschrieben ist, wird dies durch ein Betreiben
des Spitzenverstärkers 130 mit
Klasse B oder C ermöglicht.When power in the top amplifier 130 begins to flow, the top amplifier starts 130 his operation. This changes the output impedance of the carrier amplifier 120 , reducing the efficiency of the power amplifier 100 is optimized to a certain constant level, as in 7 indicated by D. Accordingly, as it is in 7 is indicated by curve D, the power added efficiency (PAE) the maximum value from the point P (when the peak amplifier 130 begins to work) until either point S, which is the highest allowable output power that meets the given linearity conditions, or point T, which is the saturated output power, as is the same through the power amplifier 100 is produced. Thus, as illustrated, improved efficiency characteristics by an exemplary power amplifier according to an embodiment of the present invention are compared with the efficiency characteristics of a general power amplifier disclosed in US Pat 7 indicated by curve A reached. As described above, this is done by operating the peaking amplifier 130 with class B or C.
Durch
den Graphen von 8 sind jedoch Nichtlinearitätscharakteristika
veranschaulicht, wenn das Spannungssteuersignal Vc an den Spitzenverstärker 130 angelegt
wird. In diesem Graphen ist die Leistung des Leistungsverstärkers 100 bezüglich des Nachbarkanalleistungsverhältnisses
(ACPR – Adjacent
Channel Power Ratio) charakterisiert, wenn die Ausgangsleistung
erhöht
wird. In diesem Fall kann es schwierig sein, Werte der Gesamtnichtlinearitätscharakteristika
(wie in 8 durch Kurve D angezeigt) vorherzusagen,
und somit wird die nichtlineare Verzerrung des Leistungsverstärkers 100 unerwünscht. Dementsprechend
kann es sein, dass das ACPR-Kriterium R, das bei einem spezifischen
System erforderlich sein kann, nicht bis zu dem gewünschten
Ausgangsleistungspegel aufrechterhalten wird, der Punkt S zugeordnet
ist, ohne die ACPR-Kriterien zu verletzen. Die ACPR-Kriterien sind
bekannt und Fachleute werden erkennen, dass R z. B. –42 dBc
für ein
CDMA-Zellularsystem oder einen beliebigen anderen Wert darstellen
könnte.Through the graph of 8th however, nonlinearity characteristics are illustrated when the voltage control signal Vc is applied to the peak amplifier 130 is created. In this graph is the performance of the power amplifier 100 with respect to the Adjacent Channel Power Ratio (ACPR) when the output power is increased. In this case, it may be difficult to obtain values of overall nonlinearity characteristics (as in 8th indicated by curve D), and thus the nonlinear distortion of the power amplifier becomes 100 undesirable. Accordingly, the ACPR criterion R, which may be required in a specific system, may not be maintained up to the desired output power level associated with point S without violating the ACPR criteria. The ACPR criteria are known and those skilled in the art will recognize that R z. For example, it could represent -42 dBc for a CDMA cellular system or any other value.
In
anderen Worten zeigt, wie es in 7 und 8 veranschaulicht
ist, verglichen mit allgemeinen Leistungsverstärkern, die in der verwandten
Technik bekannt sind, und falls der Spitzenverstärker 130 bei dem Leistungsverstärker 100 mit
Klasse B oder C betrieben wird (d. h. falls der Leistungsverstärker 100 in einem
typischen Doherty-Modus betrieben wird), der Leistungsverstärker 100 verbesserte
Wirkungsgradcharakteristika gegenüber herkömmlichen Leistungsverstärkern, die
z. B. bei Drahtloskommunikationsanwendungen verwendet werden. Hinsichtlich
der Linearität
kann es jedoch sein, dass der Leistungsverstärker weniger vorhersagbare
Werte aufweist, wenn derselbe in dem hohen Ausgangsleistungsbereich wirksam
ist.In other words, it shows how it is in 7 and 8th as compared to general power amplifiers known in the related art and if the peak amplifier 130 at the power amplifier 100 operated with class B or C (ie if the power amplifier 100 operated in a typical Doherty mode), the power amplifier 100 improved efficiency characteristics over conventional power amplifiers, the z. B. be used in wireless communication applications. However, in terms of linearity, the power amplifier may have less predictable values when operating in the high output power range.
Deshalb
erfüllt
ein exemplarischer Leistungsverstärker gemäß einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung hohe Wirkungsgrad- und Linearitätsanforderungen
in dem niedrigen Ausgangsleistungsbereich, wie z. B. bei Punkt Q,
wo das ACPR-Kriterium R, das von dem System benötigt wird, erfüllt ist.
Bei einem Betrieb im Niederleistungsmodus 0 wird das Kriterium R
erfüllt,
selbst wenn das Spannungssteuersignal Vc, das an den Spitzenverstärker 130 angelegt
wird, so eingestellt wird, dass der Spitzenverstärker 130 mit Klasse
B oder C betrieben wird, wo wenig Gleichstrom fließt, und
dass somit der Leistungsverstärker 100 in
dem Doherty-Modus betrieben wird. Andererseits kann der Leistungsverstärker 100 in
dem hohen Ausgangsleistungsbereich während Modus 1 eine hervorragende
Linearität
durch ein Einstellen des Spannungssteuersignals Vc, das an den Spitzenverstärker 130 angelegt
wird, erreichen. Diese Linearität
kann durch ein Erhöhen des
Biasgleichstroms zu dem Zweitstufenverstärker 445 des Spitzenverstärkers 130 durch
ein Verringern des Spannungssteuersignals Vc bis zu einem Punkt realisiert
werden, an dem die Linearitätsspezifikation (oder
der Linearitätspegel)
erfüllt
werden kann, die in 8 mit R bezeichnet ist. Auf
diese Weise kann der Spitzenverstärker 130 als ein Klasse-AB-Verstärker vorgespannt
werden, zum Beispiel abhängig
von dem Betriebsmodus. Dies führt
zu den Wirkungsgrad- und Linearitätskurven B oder C in den 7 und 8.Therefore, an exemplary power amplifier according to an embodiment of the present invention satisfies high efficiency and linearity requirements in the low output power range, such as low power output. At point Q, where the ACPR criterion R required by the system is met. When operating in the low power mode 0, the criterion R is satisfied even if the voltage control signal Vc applied to the peak amplifier 130 is applied, so that is set the peak amplifier 130 operated with class B or C, where little DC current flows, and thus that of the power amplifier 100 is operated in Doherty mode. On the other hand, the power amplifier 100 In the high output power range during mode 1, excellent linearity is achieved by adjusting the voltage control signal Vc applied to the peak amplifier 130 is created, reach. This linearity can be achieved by increasing the bias DC current to the second stage amplifier 445 the top amplifier 130 can be realized by reducing the voltage control signal Vc to a point where the linearity specification (or linearity level) shown in FIG 8th is denoted by R. In this way, the top amplifier 130 as a class AB amplifier, for example, depending on the mode of operation. This leads to the efficiency and linearity curves B or C in the 7 and 8th ,
9 ist
ein Graph, der Wirkungsgradcharakteristika veranschaulicht, die
Modi des Leistungsverstärkers 100 (1)
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung entsprechen. 10 ist
ein Graph, der Nichtlinearitätscharakteristika
veranschaulicht, die Modi des Leistungsverstärkers 100 gemäß der vorliegenden
Erfindung entsprechen. Bei Betrieb des exemplarischen Leistungsverstärkers 100 sei 10 betrachtet.
Wenn der Leistungsver stärker 100 einen
Ausgangsleistungspegel erfordert, der Punkt Q erreicht, wo ein Modusumschalten
erforderlich ist, sendet der Basisbandmodemchipsatz (nicht gezeigt)
ein Niederspannungszustandssteuersignal Vc an den Spitzenverstärker 130, so
dass ein erhöhter
Biasstrom an den Spitzenverstärker 130 angelegt
werden kann. Auf diese Weise wird die Linearität des Leistungsverstärkers 100 gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung bei geringer Reduzierung des Wirkungsgrads
verbessert. Bei einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung befindet sich Punkt Q in einem Bereich von 15–19 dBm,
die vorliegende Erfindung deckt jedoch andere Betriebsausgangsleistungen
ab, bei denen der Leistungsverstärker 100 Modi
wechselt. Die Wirkungsgrad- und
Linearitätskurven
bei Modus 1 sind denjenigen der Kurven B (7 bis 8) ähnlich. Dies
verhindert, dass die Kriterien R verletzt werden. 9 Fig. 12 is a graph illustrating efficiency characteristics, the modes of the power amplifier 100 ( 1 ) according to an embodiment of the present invention. 10 Fig. 12 is a graph illustrating nonlinearity characteristics, the modes of the power amplifier 100 according to the present invention. When operating the exemplary power amplifier 100 be 10 considered. If the Leistungsver stronger 100 requires an output power level that reaches point Q where mode switching is required, the baseband modem chipset (not shown) sends a low voltage state control signal Vc to the peak amplifier 130 , allowing an increased bias current to the peak amplifier 130 can be created. In this way, the linearity of the power amplifier 100 according to an embodiment of the present invention with little reduction of the effect Grads improved. In one embodiment of the invention, point Q is in a range of 15-19 dBm, but the present invention covers other operating output powers in which the power amplifier 100 Modes changes. The efficiency and linearity curves in mode 1 are those of curves B (FIG. 7 to 8th ) similar. This prevents the criteria R from being violated.
11 ist
ein Graph, der Verstärkungscharakteristika
veranschaulicht, die Modi des Leistungsverstärkers 100 (1)
gemäß der vorliegenden
Erfindung entsprechen. Bei der vorliegenden Erfindung können der
Trägerverstärker 120 und
der Spitzenverstärker 130 betrieben
werden, um die gleichen Linearverstärkungscharakteristika aufzuweisen.
Das Gesamtsystem wird jedoch nicht beeinträchtigt, selbst wenn der Trägerverstärker 120 und
der Spitzenverstärker 130 implementiert
sind, um mit unterschiedlichen Linearverstärkungscharakteristika betrieben
zu werden, da zwei Modi deutlich unterschieden und gemäß einem
spezifischen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung unabhängig
betrieben werden können. 11 Fig. 12 is a graph illustrating gain characteristics, the modes of the power amplifier 100 ( 1 ) according to the present invention. In the present invention, the carrier amplifier 120 and the top amplifier 130 are operated to have the same linear gain characteristics. However, the overall system is not affected, even if the carrier amplifier 120 and the top amplifier 130 are implemented to operate with different linear gain characteristics because two modes can be clearly distinguished and independently operated according to a specific embodiment of the present invention.
12 ist
ein Blockdiagramm, das die Struktur eines Leistungsverstärkers bei
einem Mobilhandapparat gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung zeigt. Der Leistungsverstärker gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung ist hinsichtlich Struktur und Betrieb im
Wesentlichen der gleiche wie der Leistungsverstärker 100, der in 1 gezeigt
ist. Deshalb beziehen sich die gleichen Bezugszeichen auf die gleichen
Teile bei den Leistungsverstärkern gemäß 1 und 12.
Somit ist eine detaillierte Beschreibung des Leistungsverstärkers gemäß 12 für einen
Fachmann nicht nötig,
und auf dieselbe wird deshalb verzichtet. 12 Fig. 10 is a block diagram showing the structure of a power amplifier in a mobile handset according to another embodiment of the present invention. The power amplifier according to another embodiment of the present invention is substantially the same in structure and operation as the power amplifier 100 who in 1 is shown. Therefore, the same reference numerals refer to the same parts in the power amplifiers according to FIG 1 and 12 , Thus, a detailed description of the power amplifier according to 12 For a professional not necessary, and it is therefore omitted.
Wie
es in 12 gezeigt ist, weist ein weiterer
exemplarischer Leistungsverstärker
gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
einen Phasendifferenzkompensator 180 auf, der das 3dB-Hybridkopplungselement 110 von 1 ersetzt.
Der Phasendifferenzkompensator 180 ist mit der Eingangsstufe 10 und
dem Spitzenverstärker 130 gekoppelt, so
dass das Eingangssignal an den Spitzenverstärker 130 und an den
Trägerverstärker 120 angelegt wird,
wobei der Phasendifferenzkompensator 180 eine Phasendifferenz
von 90° (λ/4) aufweist.As it is in 12 1, another exemplary power amplifier according to another embodiment includes a phase difference compensator 180 on top of the 3dB hybrid coupling element 110 from 1 replaced. The phase difference compensator 180 is with the entrance level 10 and the top amplifier 130 coupled so that the input signal to the peak amplifier 130 and to the carrier amplifier 120 is applied, wherein the phase difference compensator 180 has a phase difference of 90 ° (λ / 4).
Wie
es im Vorhergehenden beschrieben ist, gäbe es, da das Eingangssignal,
das an den Spitzenverstärker 130 angelegt
wird, und das Eingangssignal, das an den Trägerverstärker 120 angelegt
wird, durch die Operation des Phasendifferenzkompensators 180 eine
Phasendifferenz von 90° (λ/4) aufweisen,
wenn die Ausgangsleistungen von dem Trägerverstärker 120 und dem Spitzenverstärker 130 sich
in der Ausgangsanpassungseinheit 140 vereinigen, keine
Phasendifferenz, und somit kann die optimale Ausgangsleistung erhalten
werden.As described above, there would be, as the input signal to the peak amplifier 130 is applied, and the input signal to the carrier amplifier 120 is applied by the operation of the phase difference compensator 180 have a phase difference of 90 ° (λ / 4) when the output powers from the carrier amplifier 120 and the top amplifier 130 in the output adapter 140 unite, no phase difference, and thus the optimum output power can be obtained.
Falls
der Phasendifferenzkompensator 180 anstelle des 3dB-Hybridkopplungselements 110 verwendet
wird, kann der Phasendifferenzkompensator 180 mit einer
einfachen Übertragungsleitung
implementiert werden. Alternativ dazu kann der Phasendifferenzkompensator 180 mit
konzentrierten Elementen implementiert werden, da die einfache Übertragungsleitung
Induktivitätswerten
angenähert
werden kann. Auf diese Weise kann der Leistungsverstärker ohne
ein komplexes 3dB-Hybridkopplungselement 110 oder
eine Übertragungsleitung
großer
Größe außerhalb
des Verstärkers
implementiert werden. Da außerdem
der Phasendifferenzkompensator 180 in einem einzigen Chip
und/oder einer einzigen integrierten Schaltung integriert sein kann,
kann die Gesamtgröße des Leistungsverstärkers 100 reduziert werden,
und der Preis des Leistungsverstärkers 100 kann
ebenfalls reduziert werden.If the phase difference compensator 180 instead of the 3dB hybrid coupling element 110 is used, the phase difference compensator 180 be implemented with a simple transmission line. Alternatively, the phase difference compensator 180 with lumped elements, because the simple transmission line can approximate inductance values. In this way, the power amplifier can without a complex 3dB hybrid coupling element 110 or a large-size transmission line outside the amplifier. In addition, since the phase difference compensator 180 can be integrated in a single chip and / or a single integrated circuit, the overall size of the power amplifier 100 be reduced, and the price of the power amplifier 100 can also be reduced.
Zusammenfassend
sendet, wenn ein niedriger Ausgangsleistungsbereich (Modus 0), der
durch den Leistungsverstärker 100 des
Mobilhandapparats erzeugt wird, für ein ordnungsgemäßes Funktionieren
eines Mobilhandapparat/Basisstation-Paars ausreichend ist, wie es durch
Leistungspegel von Signalen bestimmt wird, die durch den Basisbandmodemchipsatz
empfangen werden, der Basisbandmodemchipsatz ein Spannungssteuersignal
Vc in einem erste Zustand an den Spitzenverstärker 130, derart, dass
der Leistungsverstärker 100 in
dem Doherty-Modus betrieben wird (d. h. so dass der Spitzenverstärker 130 als
ein Klasse-B- oder -C-Verstärker betrieben
wird). Dagegen sendet, wenn ein niedriger Ausgangsleistungsbereich
(Modus 0), der durch den Leistungsverstärker 100 des Mobilhandapparats
erzeugt wird, für
ein ordnungsgemäßes Funktionieren eines
Mobilhandapparat/Basisstation-Paars nicht ausreichend ist, wie es
durch die Leistungspegel von Signalen bestimmt wird, die durch den
Basisbandmodemchipsatz empfangen werden, und die Basisstation es
erfordert, dass der Leistungsverstärker 100 in dem hohen
Ausgangsleistungsbereich (Modus 1) wirksam ist, der Basisbandmodemchipsatz
ein Spannungssteuersignal Vc in einem zweiten Zustand an den Spitzenverstärker 130,
derart, dass ein Biasgleichstrom, der an den Spitzenverstärker 130 angelegt
wird, erhöht
wird, und das ACPR bis zu einem Punkt R verbessert wird, wo die
Nichtlinearitätsspezifikation
des Leistungsverstärkers 100 erfüllt ist.
Bei einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist das Spannungssteuersignal Vc in dem ersten Zustand ein
Hochspannungszustandssignal, und das Spannungssteuersignal Vc in
dem zweiten Zustand ist ein Niederspannungszustandssignal. Bei einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist das Spannungssteuersignal Vc in dem ersten Zustand
das Niederspannungszu standssignal, und das Spannungssteuersignal
Vc in dem zweiten Zustand ist das Hochspannungszustandssignal.In summary, if a low output power range (mode 0) is transmitted through the power amplifier 100 of the mobile handset is sufficient for proper functioning of a mobile handset / base station pair, as determined by power levels of signals received by the baseband modem chipset, the baseband modem chipset a voltage control signal Vc in a first state to the peak amplifier 130 , such that the power amplifier 100 is operated in Doherty mode (ie, so that the peak amplifier 130 operated as a class B or C amplifier). On the other hand, if a low output power range (mode 0) is transmitted through the power amplifier 100 of the mobile handset is not sufficient for the proper functioning of a mobile handset / base station pair, as determined by the power levels of signals received by the baseband modem chipset, and the base station requires that the power amplifier 100 in the high output power range (mode 1), the baseband modem chipset applies a voltage control signal Vc in a second state to the peak amplifier 130 in such a way that a bias DC current applied to the peak amplifier 130 is applied, and the ACPR is improved to a point R where the non-linearity specification of the power amplifier 100 is satisfied. In one embodiment of the invention, the voltage control signal Vc in the first state is a high voltage state signal, and the voltage control signal Vc in the second state is a low voltage state signal. In a further embodiment of the invention, the voltage control signal Vc in the first state is the Low voltage standstill signal, and the voltage control signal Vc in the second state is the high voltage state signal.
Obwohl
mehrere Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung zu Veranschaulichungszwecken offenbart
worden sind, werden Fachleute erkennen, dass verschiedene Modifizierungen,
Hinzufügungen
und Ersetzungen möglich
sind, ohne von dem Schutzbereich und der Wesensart der Erfindung abzuweichen,
wie dieselbe in den beliegenden Ansprüchen offenbart ist.Even though
several embodiments
of the present invention for illustrative purposes
will be appreciated by those skilled in the art that various modifications,
additions
and substitutions possible
without departing from the scope and spirit of the invention,
as disclosed in the accompanying claims.
Wie
es im Vorhergehenden beschrieben ist, wurde ein exemplarischer Leistungsverstärker der vorliegenden
Erfindung bei einem Mobilhandapparat gezeigt, der einen verbesserten
Wirkungsgrad und eine verbesserte Linearität durch ein Steuern eines Biasgleichstroms,
der an einen Spitzenverstärker des
Mobilhandapparats angelegt wird, über ein Steuersignal Vc, das
von einem Basisbandmodemchipsatz empfangen wird, gemäß relevanter
Leistungspegel von Signalen, die durch den Basisbandmodemchipsatz
empfangen werden, liefert. Zum Beispiel ist in dem niedrigen Ausgangsleistungsbereich ein
Zustand eines Steuersignals Vc, das an einen Spitzenverstärker angelegt
wird, so ausgewählt, dass
der Leistungsverstärker
der vorliegenden Erfindung in dem Doherty-Modus betrieben wird,
und in dem hohen Ausgangsleistungsbereich ist der Zustand des Steuersignals
Vc, das an den Spitzenverstärker
angelegt wird, ausgewählt,
um die Nichtlinearitätsspezifikation
des Leistungsverstärkers
zu erfüllen.As
As described above, an exemplary power amplifier of the present invention has been described
Invention in a mobile handset shown that improved
Efficiency and improved linearity by controlling a bias DC current,
which connects to a top amplifier of the
Handset is applied, via a control signal Vc, the
is received from a baseband modem chipset, as more relevant
Power level of signals transmitted by the baseband modem chipset
be received. For example, in the low output power range, a
State of a control signal Vc applied to a peak amplifier
is, so selected that
the power amplifier
of the present invention is operated in Doherty mode,
and in the high output power range is the state of the control signal
Vc going to the top repeater
is created, selected,
around the nonlinearity specification
of the power amplifier
to fulfill.
Verschiedene
Merkmale und Aspekte der im Vorhergehenden beschriebenen Erfindung
können einzeln
oder zusammen verwendet werden. Ferner kann die Erfindung bei einer
beliebigen Anzahl von Umgebungen und Anwendungen verwendet werden, die über die
hier Beschriebenen hinausgehen, ohne von der Wesensart und dem Schutzbereich
der Beschreibung im breiteren Sinne abzuweichen. Die Beschreibung
und die Zeichnungen sollen dementsprechend als veranschaulichend
und nicht als einschränkend
betrachtet werden. Der Schutzbereich der Erfindung ist nicht auf
die beschriebenen Ausführungsbeispiele
beschränkt
und soll nur durch die angehängten
Ansprüche
bestimmt werden.Various
Features and aspects of the invention described above
can be individually
or used together. Furthermore, the invention in a
any number of environments and applications that are used over the
Described here, without departing from the nature and scope
to deviate from the description in a broader sense. The description
and the drawings are accordingly to be considered illustrative
and not as limiting
to be viewed as. The scope of the invention is not limited to
the described embodiments
limited
and should only be attached by the
claims
be determined.
ZusammenfassungSummary
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorspannungssteuerung
einer Leistungsverstärkungsschaltung
einer Mobilvorrichtung zum Verbessern des Wirkungsgrads und der
Linearitätseigenschaften
des Leistungsverstärkers.
Bei einem Ausführungsbeispiel
verbessert der Leistungsverstärker diese
Eigenschaften durch ein Empfangen eines Spannungssteuersignals,
um einen Ergänzungsverstärker vorzuspannen,
so dass der Leistungsverstärker
in einem niedrigen Ausgangsleistungsbereich in einem Doherty-Modus
und in einem hohen Ausgangsleistungsbereich in einem Nicht-Doherty-Modus wirksam
ist. In dem Nicht-Doherty-Modus wird der Ergänzungsverstärker über das empfangene Spannungssteuersignal
als ein Klasse-AB-Verstärker vorgespannt,
um die nicht linearen Betriebsanforderungen des Leistungsverstärkers in
dem hohen Ausgangsleistungsbereich zu erfüllen. Der Leistungsverstärker erzeugt
das Spannungssteuersignal basierend auf Leistungspegeln von Signalen,
die von einer entfernten Basisstation empfangen werden.The
The present invention relates to a bias control
a power amplification circuit
a mobile device for improving the efficiency and the
linearity characteristics
of the power amplifier.
In one embodiment
the power amplifier improves this
Characteristics by receiving a voltage control signal,
to bias a supplementary amplifier,
so the power amplifier
in a low output power range in a Doherty mode
and in a high output power range in a non-Doherty mode
is. In the non-Doherty mode, the supplemental amplifier will be via the received voltage control signal
biased as a class AB amplifier,
around the non-linear operating requirements of the power amplifier in
to meet the high output power range. The power amplifier generates
the voltage control signal based on power levels of signals,
received from a remote base station.
