DE1098081B - Control system with at least two stable states - Google Patents

Description

Steuersystem mit mindestens zwei stabilen Zuständen Die Erfindung geht aus von einem Steuersystem mit mindestens zwei stabilen Zuständen, das für jeden der stabilen Zustände ein diskretes Ausgangssteuersignal zur Steuerung eines Motors in Abhängigkeit von den Änderungen unabhängig veränderlicher Eingangssignale liefert, wobei mit elektronischen Recheneinrichtungen der optimale Augenblick für eine Zustandsänderung und damit für eine Einstellung des Motors entsprechend den Eingangssignalen in einem Minimum an Zeit bestimmt wird.Control system with at least two stable states The invention assumes a control system with at least two stable states that is for a discrete output control signal for controlling one of each of the stable states Motor depending on the changes independently changeable input signals delivers, with electronic computing devices the optimal moment for a change of state and thus for a setting of the motor according to the Input signals is determined in a minimum of time.

Unter einem Motor wird hierbei allgemein eine Vorrichtung verstanden, deren Leistungsausgang gesteuert werden soll, und zwar in der Weise, daß ein bestimmter Leistungsausgang zu einem bestimmten Zeitpunkt auf einen anderen Leistungsausgang umgeschaltet wird. Entsprechend der Zahl der vorhandenen Leistungsausgänge sind im Steuersystem stabile Zustände vorgesehen. Im einfachsten Fall, bei dem beispielsweise ein Elektromotor eine Eingangsspannung und von einem bestimmten Zeitpunkt ab die entgegengesetzte Eingangsspannung erhält, besitzt das Steuersystem zwei stabile Zustände.In this context, a motor is generally understood to mean a device whose power output is to be controlled in such a way that a certain Power output at a certain point in time to another power output is switched. According to the number of available power outputs Stable states provided in the control system. In the simplest case, for example an electric motor has an input voltage and, from a certain point in time, the receives opposite input voltage, the control system has two stable Conditions.

Derartige Steuersysteme finden in zahlreichen Gebieten der Technik Anwendung, und zwar immer dann, wenn der zukünftige Umschaltzeitpunkt des Motors in Abhängigkeit von sich ändernden Eingangssignalen ermittelt werden soll. Bei derartigen Steuersystemen kommt es darauf an, den (in der Zukunft liegenden) Umschaltzeitpunkt möglichst genau und möglichst schnell festzulegen. Dies ist beispielsweise bei der Flugplatzkontrolle von ausschlaggebender Bedeutung. Wegen der hohen Geschwindigkeit moderner. Flugzeuge ergeben sich sehr schnell veränderliche und häufig auch sehr plötzlich sich ändernde Eingangssignale, während andererseits aus dem gleichen Grunde eine entsprechend rasche und äußerst genaue Festlegung des Umschaltzeitpunktes notwendig ist.Such control systems can be found in numerous areas of technology Application, always when the future switchover time of the motor should be determined as a function of changing input signals. With such In control systems, it depends on the (future) switchover time to be specified as precisely and as quickly as possible. This is for example with the Aerodrome control is vital. Because of the high speed more modern. Aircraft evolve very quickly and often very rapidly suddenly changing input signals while on the other hand for the same reason a correspondingly quick and extremely precise determination of the switchover time is necessary is.

Mit den bisher bekannten Steuersystemen lassen sich derartige Schaltaufgaben nicht befriedigend lösen, denn dort läßt sich der optimale Umschaltzeitpunkt nicht schnell genug und auch nicht genau genug ermitteln, und es kommt bei der Berechnung der Werte zum »Überschießen«, d. h. zum Überschreiten des optimalen Umschaltzeitpunktes oder zum »Jagen«, d. h. zum Oszillieren um den nDtimalen Umschaltzeitpunkt, so daß dieser Zeitpunkt . -rstreicht, ohne daß tatsächlich ein Schaltvorgang erfolgt.Such switching tasks can be carried out with the previously known control systems do not solve satisfactorily, because the optimal switching point cannot be found there determine quickly enough and not accurately enough, and it comes with the calculation the values to "overshoot", d. H. to exceed the optimal switchover time or for "hunting", d. H. to oscillate around the nDtimal switching time, so that this point in time. -r deletes without actually taking place.

Diese Nachteile sollen mit der Erfindung beseitigt werden. Das erfindungsgemäße Steuersystem ist in der Lage, mit großer Geschwindigkeit in Abhängigkeit von sich ändernden Eingangssignalen und unter Berücksichtigung der Arbeitsgleichungen des Motors den optimalen Umschaltzeitpunkt genau abzuschätzen.These disadvantages are to be eliminated with the invention. The inventive Control system is able to work at great speed depending on itself changing input signals and taking into account the working equations of the Precisely estimate the optimum switching point in the motor.

Dies erfolgt dadurch, daß die Analog-Rechenvorrichtung schnell gegenüber den Zeitkonstanten des Motors aufeinanderfolgende zukünftige Werte der Eingangssignale liefert und eine Analog-Simulatorschaltung mit derselben Geschwindigkeit die Arbeitsgleichungen des Motors löst und aufeinanderfolgende zukünftige Werte der Ausgangssignale erzeugt, die zusammen mit den zukünftigen Werten der Eingangssignale in einer Vergleichsschaltung Umschaltzeitsignale ergeben, welche aufeinanderfolgende Näherungen des optimalen Umschaltzeitpunktes des Motors darstellen und nach Anlegen an den Simulator dessen Ausgangssignale so lange mit aufeinanderfolgenden Korrekturen versehen, bis ein Wert des Umschaltzeitsignals abgeleitet wird, der dem Augenblick des gleichzeitigen Verschwindens des Fehlers zwischen den vorausberechneten Eingangs- undAusgangssignalen und der Änderungsgeschwindigkeit des Fehlers am nächsten kommt, wobei auf diesen Wert des Umschaltsignals ein die Umschaltung durchführendes Relais anspricht.This is done by the fact that the analog computing device is fast compared to the future values of the input signals following the time constants of the motor and an analog simulator circuit at the same speed provides the working equations of the motor and generates successive future values of the output signals, together with the future values of the input signals in a comparison circuit Switching time signals result in which successive approximations of the optimal Show the switching time of the motor and, after being connected to the simulator, its Provide output signals with successive corrections until a Value of the switching time signal is derived from the instant of the simultaneous Disappearance of the error between the precalculated input and output signals and comes closest to the rate of change of the error, on which Value of the switchover signal responds to a relay performing the switchover.

Zum leichteren Verständnis der Erfindung soll zunächst das Problem des optimalen Umschaltzeitpunktes für ein einfaches System zweiter Ordnung theoretisch betrachtet und danach das Problem in seiner Anwendung auf ein System beliebiger Ordnung behandelt werden.To facilitate understanding of the invention, the problem should first be addressed of the optimal switchover time for a simple second-order system, theoretically considered and then the problem in its application to any system Okay to be treated.

Für ein einfaches System zweiter Ordnung, bei dem eine konstante Kraft (hier als Drehmoment angenommen) in zwei Richtungen an eine Last mit reiner Trägheit angelegt wird (beispielsweise ein reibungsloser Motor und eine Last mit idealer Drehmomentumkehrung), kann die Differentialgleichung der Ausgangsstellung X in der Form bX =L (1) geschrieben werden, wobei das Drehmoment L gleich -4- 1 und b eine Konstante ist. Wenn.Aas Eingangssignal x (t), üblicherweise mit x abgekürzt, eine Funktion der Zeit ist, dann ist der Fehler e in irgendeinem Zeitpunkt gegeben durch e=x-X. (2) Durch Elimination von X ergeben die Gleichungen (1) und (2) be+L=bz. (3) Wenn man die Zeitfunktion für x gegeben ansieht durch x (t) = x0 + x0 t + 1/2 x0 t 2 . (4) wobei der Index 0 bereits vorliegende Anfangswerte bezeichnet, kann die Gleichung (3) umgeschrieben werden als b - e . d e/d e + L = bz,. (5) Da diese Differentialgleichung unverändert bleibt, wenn man zu e noch eine Konstante hinzufügt, können sämtliche möglichen Lösungen, die als Kurven in der Phasenebene von (e, e) dargestellt werden, dadurch bestimmt werden, daß man eine Lösung der Gleichung (5) parallel zur e-Achse verschiebt.For a simple second order system in which a constant force (assumed here as torque) is applied in two directions to a load with pure inertia (for example, a frictionless motor and a load with ideal torque reversal), the differential equation of the starting position X in the Form bX = L (1) , where the torque L is -4-1 and b is a constant. If.Aas input signal x (t), usually abbreviated as x , is a function of time, then the error e at any point in time is given by e = xX. (2) By eliminating X, equations (1) and (2) result in be + L = bz. (3) If one looks at the time function for x given by x (t) = x0 + x0 t + 1/2 x0 t 2. (4) where the index 0 denotes already existing initial values, equation (3) can be rewritten as b - e. d e / d e + L = bz ,. (5) Since this differential equation remains unchanged if one adds a constant to e, all possible solutions, which are represented as curves in the phase plane of (e, e), can be determined by solving equation (5 ) moves parallel to the e-axis.

Eine Integration der Gleichung (5) ergibt 1/2 b e2 = (b z0 - L) e + Konstante.Integration of equation (5) results in 1/2 b e2 = (b z0 - L) e + constant.

Die beiden parabolischen Kurven (L = + 1), die durch den Anfangspunkt laufen, lauten 1/2 b e2 = (b x0 ::F 1) e . (6) Alle anderen Trajektorien in der Phasenebene sind nur Verschiebungen dieser beiden Kurven parallel zur e-Achse.The two parabolic curves (L = + 1) that run through the starting point are 1/2 b e2 = (b x0 :: F 1) e. (6) All other trajectories in the phase plane are only shifts of these two curves parallel to the e-axis.

Im Falle von Stufen- oder Rampeneingängen ist x0 = 0, und es müssen nur die beiden Parabeln, die durch 1/2 b e2 = ::Fe (7) bestimmt sind, betrachtet .werden. Für Stufeneingänge ist e = -k; es kann also X an Stelle von e in Gleichung (7) verwendet werden. Diese beiden Parabeln sind in Fig. 1 der Zeichnungen als Kurven A 0 A' und B 0 B' dargestellt, die durch den Anfangspunkt -der (e, e)-Ebene laufen.In the case of step or ramp inputs, x0 = 0, and only the two parabolas that are determined by 1/2 b e2 = :: Fe (7) have to be considered. For step inputs, e = -k; so X can be used in place of e in equation (7). These two parabolas are shown in Fig. 1 of the drawings as curves A 0 A ' and B 0 B' which run through the starting point - the (e, e) plane.

Die Teile 0A und 0 B sind die kritischen Trajektorien. Ein optimaler Umschaltzeitpunkt wird erzielt, wenn man das Drehmoment dann umkehrt, wenn der darstellende Punkt die Kurve A 0 B erreicht. Ein beliebiger Punkt P in der Phasenebene bewegt sich auf einer Parabel (A 0 A' längs der e-Achse verschoben) mit beispielsweise positivem Drehmoment, bis seine Bahn 0'B bei Q schneidet, wo die Drehmomentumkehr erfolgt. Der Punkt bewegt sich dann zum Anfangspunkt auf dem Kurvenabschnitt Q 0. Für jeden Punkt P ist ein entsprechender Punkt Q vorhanden, bei dem die Drehrnomentumkehr erfolgen muß.Parts 0A and 0 B are the critical trajectories. An optimal switching point in time is achieved if the torque is reversed when the representing point reaches curve A 0 B. Any point P in the phase plane moves on a parabola (A 0 A ' shifted along the e-axis) with positive torque, for example, until its path intersects 0'B at Q, where the torque is reversed. The point then moves to the starting point on the curve segment Q 0. For each point P there is a corresponding point Q at which the torque reversal must take place.

Man sieht aus der Gleichung (7), daß eine optimale Schaltung erzielt wird, indem man das Drehmoment dann umgekehrt, wenn das Vorzeichen der Funktion (1/a b e2 + e) = 0 (8) wechselt, wobei »-« bedeutet: e ist kleiner als 0, und »+«: e ist größer als 0. Dies ist die Schaltfunktion, die die vorteilhafte Verwendung des verfügbaren Drehmoments für Stufen- oder »Rampen«-Eingänge ermöglicht. Bei einem Rampeneingang ändert sich der Wert linear mit der Zeit. Wenn die obenerwähnten Voraussetzungen vorliegen, braucht das erfindungsgemäße Verfahren in der Praxis nicht verwendet zu werden, da die Funktion (8) leicht durch ein nichtlineaxes _ Netzwerk, ausgehend von e, dargestellt werden kann.' Dies ist jedoch bei einem Steuersystem höherer Ordnung nicht mehr möglich. Ein solches System kann durch eine Differentialgleichung der Form bndnX/dt- + . . . + b dXldt = L (9) dargestellt werden, wobei L = :L 1 ist, wobei die Koeffizienten bi, von b. bis b, gewöhnlich, aber nicht notwendig, Konstanten sind und wobei n eine positive ganze Zahl ist.It can be seen from equation (7) that an optimal shift is achieved by reversing the torque when the sign of the function (1 / from e2 + e) = 0 (8) changes, where "-" means: e is less than 0, and "+": e is greater than 0. This is the switching function that enables the advantageous use of the available torque for step or "ramp" inputs. With a ramp input, the value changes linearly over time. If the above-mentioned prerequisites are met, the method according to the invention need not be used in practice, since function (8) can easily be represented by a nonlinear network, starting from e. However, this is no longer possible with a higher-order control system. Such a system can be represented by a differential equation of the form bndnX / dt- + . . . + b dXldt = L (9) , where L =: L 1, where the coefficients bi, of b. through b are, usually but not necessarily, constants and where n is a positive integer.

Wenn man X eliminiert, indem man X = x - e [wie vorher in Gleichung (3)] substituiert, so ergibt sich Es soll angenommen werden, daß das Eingangssignal eine Funktion der Zukunft ist, so daß die rechte Seite der Gleichung als Zeitfunktion unabhängig von einer Drehmomentumkehr niedergeschrieben werden kann. Das Problem besteht darin, festzustellen, wo eine Anzahl (P) von Drehmomentumkehrungen auftreten muß, um den Fehler (e) und die Änderungsgeschwindigkeit des Fehlers (e) in möglichst kurzer Zeit auf Null zu bringen.If one eliminates X by substituting X = x - e [as before in equation (3)], one obtains Assume that the input signal is a function of the future so that the right hand side of the equation can be written as a function of time independent of torque reversal. The problem is to determine where a number (P) of torque reversals must occur in order to bring the error (e) and the rate of change of the error (e) to zero in the shortest possible time.

Die Differentialgleichung kann für die (P -[- 1)-Intervalle aufgelöst werden, wenn das angelegte Drehmoment dasselbe Vorzeichen hat. So kann durch Eliminieren von t aus den e- und j-Gleichungen für das erste Intervall die Gleichung der Trajektorie in der Phasenebene (e, e) in der Form hl (e, e, L1) = 0 geschrieben werden.The differential equation can be solved for the (P - [- 1) intervals if the applied torque has the same sign. Thus, by eliminating t from the e and j equations for the first interval, the equation of the trajectory in the phase plane (e, e) can be written in the form hl (e, e, L1) = 0 .

Entsprechend ergeben sich für die anderen Intervalle die Trajektoriengleichungen h2 (e, e, L2) = 0 (11) h, (e, e, Zn) = 0, wobei L = + 1,_L2 = T 1 usw. ist.Correspondingly, the trajectory equations h2 (e, e, L2) = 0 (11) h, (e, e, Zn) = 0 result for the other intervals, where L = + 1, _L2 = T 1 etc.

Die Werte von e und e müssen an jedem Schaltpunkt berechnet werden. Für die P Schaltpunkte sind dann 2P Variablen vorhanden, nämlich e1, e1; e2, d2; e3, d3 USW-Es soll die Anzahl Variablen minus der Anzahl der Gleichungen 2P - (P + 1) = a genannt werden.The values of e and e must be calculated at each switching point. 2P variables are then available for the P switching points, namely e1, e1; e2, d2; e3, d3 USW-The number of variables minus the number of equations 2P - (P + 1) = a should be named.

Unter der Annahme, daß die Gleichungen unabhängig sind, sind drei Fälle möglich: (1) a ist größer als Null; es sind mehrere Lösungen möglich.Assuming the equations are independent, there are three Cases possible: (1) a is greater than zero; several solutions are possible.

(2) a ist kleiner als Null; es ist keine Lösung vorhanden, und (3) a ist gleich Null; es ist eine einzige Lösung vorhanden. Für den Fall a = 0, P = 1, d. h. unter der Annahme, daß das Anfangsvorzeichen des Drehmoments richtig ist, ist für ein System n-ter Ordnung nur eine Drehmomentumkehr erforderlich, um den darstellenden Punkt in der Phasenebene (e, e) an den Anfangspunkt zu bringen. Sobald einmal der Ausgang exakt,als Funktion der Zeit definiert ist, ist die Lösung für den Punkt, an dem die Drehmomentumkehr auftreten muß, eindeutig und unveränderlich. Wenn indessen ein Schaltpunkt auf der Grundlage eines konstanten Beschleunigungseinganges berechnet ist, tatsächlich aber eine veränderliche Beschleunigung vorliegt, so ist eine höhere Ableitung vorhanden. Infolgedessen wird ein Fehler beim Schalten auftreten. Andererseits erfordert es längere Zeit bis zur Auffindung des Anfangspunktes, wenn mehr als eine Drehmomentumkehr verwendet werden (entsprechend der oben angeführten Gleichung: a größer als Null), obwohl mit einer einzigen Umkehrung des Drehmomentes der Fehler und die Änderungsgeschwindigkeit des Fehlers auf Null gebracht werden könnte.(2) a is less than zero; there is no solution and (3) a is zero; there is a single solution. For the case a = 0, P = 1, that is, assuming that the initial sign of the torque is correct, only one torque reversal is required for an n-th order system around the representing point in the phase plane (e, e) to bring the starting point. Once the output is defined exactly, as a function of time , the solution to the point at which the torque reversal must occur is unambiguous and unchangeable. If, however, a switching point is calculated on the basis of a constant acceleration input, but actually a variable acceleration is present, then a higher derivative is present. As a result, an error will occur in switching. On the other hand, it takes a longer time to find the starting point if more than one torque reversal is used (according to the above equation: a greater than zero), although the error and the rate of change of the error could be brought to zero with a single reversal of the torque .

Wenn es erforderlich ist, z und möglicherweise x zu berücksichtigen, weil, was gewöhnlich der Fall ist, Reibung auftritt, wird die Schaltfunktion Ableitungen für Eingangssignale und für Fehler zwischen Ein- und Ausgangssignalen enthalten. Die praktische Ausführung solcher Schaltfunktionen wird dann ein Problem, selbst für Systeme zweiter Ordnung. Im einfachen Falle, wenn nur der Fehler und dessen Ableitungen auftreten, sind die Operationen, die am Fehler ausgeführt werden müssen, Differentiationen, Additionen und eine nichtlineare Operation, beispielsweise ein logarithmisches Netzwerk. Wenn dagegen Ableitungen des Eingangssignals vorhanden sind, ist die ganze Funktion komplizierter, und es sind verschiedene zusätzliche Multiplikationen erforderlich. Für Systeme höherer Ordnungen werden die Schaltfunktionen schnell noch komplizierter und unhandlicher, gerade auch für Stufeneingänge.If there is a need to consider z and possibly x, because, as is usually the case, there is friction, the switching function becomes derivatives for input signals and for errors between input and output signals. The practical execution of such switching functions then becomes a problem itself for systems of the second order. In the simple case, if only the error and its Derivatives occur are the operations that must be performed on the fault Differentiations, additions and a non-linear operation, for example a logarithmic network. If, on the other hand, there are derivatives of the input signal the whole function is more complicated and there are several additional ones Multiplications required. For systems of higher orders, the switching functions quickly even more complicated and unwieldy, especially for step entrances.

Es ergibt sich also, daß die Umschaltungen stabiler Zustände bei Umkehr des Vorzeichens der Schaltfunktionen nur sehr unhandlich durchgeführt' werden können, mit Ausnahme von sehr einfachen Fällen.It thus follows that the switchings of stable states upon reversal the sign of the switching functions can only be carried out with great difficulty, except in very simple cases.

Bei der vorliegenden Erfindung wird das Problem des optimalen Schaltens bei einem Steuersystemmitwenigstens zwei stabilen Zuständen in der eingangs beschriebenen Weise gelöst. Es erfolgen dabei also im wesentlichen zwei Berechnungen für die Ermittlung des optimalen Umschaltzeitpunktes, nämlich: 1. Die schnelle Berechnung von aufeinanderfolgenden zukünftigen Werten sowohl der unabhängigen veränderlichen Eingangssignale x (s) und gesteuerten Motorausgangssignale X (s) als auch zumindest ihrer ersten Ableitungen i (s) und ±(s).In the present invention, the problem of optimal switching in a control system with at least two stable states is solved in the manner described in the opening paragraph. It carried thereby so essentially two calculations for the determination of the optimal switching timing, namely: 1. The quick calculation of successive future values of both the independent variable input signals x (s) and controlled motor output signals X (s) and at least i their first derivatives ( s) and ± (s).

2. Eine schnelle Berechnung sowohl des zukünftigen Fehlers e = X (s) - x (s) als auch der zukünftigen Änderungsgeschwindigkeit des Fehlers e = X (s) - z (s) , und zwar für jede aufeinanderfolgende Berechnung von x (s) und X (s) gemäß der ersten Bedingung. Hierbei ist in einem bestimmten Zeitpunkt eine Umschaltung erforderlich, um die Traj ektorie des darstellenden Punktes in der Phasenebene (e, e) durch den Ursprung des Koordinatensystems laufen zu lassen. Die Koordination des einzigen optimalen Umschaltzeitpunktes müssen dann berechnet werden.2. A quick calculation of both the future error e = X (s) - x (s) and the future rate of change of the error e = X (s) - z (s) for each successive calculation of x (s) and X (s) according to the first condition. In this case, a switchover is required at a certain point in time in order to let the trajectory of the representing point in the phase plane (e, e) run through the origin of the coordinate system. The coordination of the only optimal switchover time must then be calculated.

Mit t1 soll der Zeitvorsprung vor dem Umschaltzeitpunkt bezeichnet werden. Mit der Größe t1 kann die Umschaltung gesteuert werden, weil die tatsächliche Schaltung erfolgen soll, wenn t1 zu Null wird. Um t1 möglichst stetig zu berechnen, wird ein sich selbst einstellendes Schleifensystem verwendet in der Form eines wiederholenden Rechenvorganges mit einem sehr schnellen Zeitmaßstab. Wenn man mit den richtigen Anfangswerten beginnt, werden Fehlerbeträge als Funktionen der Zukunft für einige Zeit im voraus in dem schnellen Zeitmaßstab ermittelt. Die Schaltungen werden dann wieder neu gerichtet, und der Vorgang wiederholt sich.The time advantage before the switchover time is designated by t1 will. The switchover can be controlled with the variable t1 because the actual Switching should take place when t1 becomes zero. In order to calculate t1 as continuously as possible, a self-adjusting loop system is used in the form of a repeating one Arithmetic process with a very fast time scale. If you go with the right Starting values will become error amounts as future functions for some Time determined in advance in the fast time scale. The circuits are then realigned again, and the process repeats itself.

Die berechneten Wellenzüge von Fehler und Fehlerbetrag erhält man als Differenz zwischen Eingangs-und Ausgangswellenzügen. Es besteht keine grundsätzliche Schwierigkeit, zukünftige Werte der Ausgangssignale abzuleiten, indem man beispielsweise eine Analog-Rechenmaschine verwendet, wenn das Ausgangssignal durch eine Differentialgleichung n-ter Ordnung definiert ist, und die steuernde Größe (d. h. die Spannung an einem Elektromotor) als Funktion der Zeit bekannt ist, weil die zukünftigen Werte des Ausgangssignals vorgeschrieben sind, wenn (n - 1) Anfangsbedingungen gegeben sind.The calculated wave trains of error and error amount are obtained as the difference between input and output wave trains. There is no fundamental Difficulty in deriving future values of the output signals by, for example an analog calculating machine is used when the output is represented by a differential equation nth order is defined, and the controlling quantity (i.e. the voltage on a Electric motor) is known as a function of time because the future values of the Output signal are prescribed when (n - 1) initial conditions are given.

Die Berechnung der zukünftigen Werte des Eingangssignals und seiner Änderungsgeschwindigkeit ist schwieriger, und die Konstruktion der entsprechenden Rechenvorrichtung 'hängt von der Natur des Eingangssignals ab. Im Falle von stufenförmigen Eingangssignalen kann die zukünftige Position und ihre Änderungsgeschwindigkeit nach den Gleichungen x (t) = x0+ xo t + i/2 xo t2 . (12) x (t) = xo + xo t (13) genau berechnet werden, wobei xo, .z, und £o die Anfangswerte der. Position, Geschwindigkeit und Beschleunigung sind.The calculation of the future values of the input signal and its rate of change is more difficult and the design of the corresponding computing device depends on the nature of the input signal. In the case of stepped input signals, the future position and its rate of change can be calculated according to the equations x (t) = x0 + xo t + i / 2 xo t2. (12) x (t) = xo + xo t (13) can be calculated exactly, where xo, .z, and £ o are the initial values of the. Position, speed and acceleration are.

Die gewöhnlichen Eingangssignale sind praktisch jedoch Zufallswerte, so daß sie nur statistisch definiert werden können. Außerdem ist das Zufallseingangssignal selbst sehr oft mit Geräusch ' behaftet, d. h., es sind unerwünschte Zufallsfluktuationen dem gewünschten Signal überlagert. Durch die Geräusche wird eine reine Differentiation des Eingangssignals verhindert, die erforderlich ist für den Typus der Voraussage nach den Gleichungen (12) und (13). Unter diesen Bedingungen wird eine systematische theoretische Behandlung des Problems der statistischen Voraussage benötigt. Das ist durch Wiener (N. Wiener, »Extrapolation, Interpolation and Smoothing of Stationary Time Series« -J. Wiley and Sons, Inc., New York, N. Y., 1949) erfolgt. Ein Beispiel ist nachfolgend angegeben.However, the usual input signals are practically random values, so that they can only be defined statistically. Also, the input is random itself very often afflicted with noise, d. that is, they are undesirable random fluctuations superimposed on the desired signal. The noise creates a pure differentiation of the input signal, which is necessary for the type of prediction according to equations (12) and (13). Under these conditions becomes a systematic theoretical treatment of the problem of statistical prediction is required. That is by Wiener (N. Wiener, "Extrapolation, Interpolation and Smoothing of Stationary Time Series «-J. Wiley and Sons, Inc., New York, N.Y., 1949). An example is given below.

Es soll ein zufälliges Eingangssignal betrachtet werden, das aus einer Folge von Zufallsgeschwindigkeitsstufen besteht. Ein derartiges Signal ist kein stationärer Zufallsprozeß, aber seine Ableitung kann als solche betrachtet werden. Wenn außerdem das Zeitintervall zwischen den Stufenänderungen der Geschwindigkeit nach einer Poissonverteilung veränderlich ist, kann nachgewiesen werden, daß die spektrale Dichte der Ableitung des Eingangs die Form hat. Wenn das unerwünschte Geräusch, das dem Zufallseingangssignal überlagert ist, ein konstantes Frequenzspektrum besitzt (sogenanntes »anständiges Geräusch() dann ist, 0"" «0) =n2. (15) Wenn man annimmt, daß das Signal und das Geräusch keine Beziehungen zueinander haben, führt die Verwendung von Wieners Theorie zu der besten voraussagenden Transferfunktion bezüglich' der Wirksamkeit am Eingang, nämlich wobei.p ein Laplacescher Operator und N gleich ist. Die Voraussage ist um die Zeit s voraus. Besonders wichtig ist der Fall, wenn n klein ist und , d. h., eine Voraussage wird nur für einen Zeitraum benötigt, der wesentlich kleiner ist als das mittlere Intervall zwischen den Änderungen des Betrages. (Unter diesen Verhältnissen würden die folgenden Fehler des Steuersystems klein sein.) Dann ist Da F (p) das Eingangssignal. x (t) beeinflußt, kann die obige Transferfunktion entweder »en bloc« hergestellt werden, oder die Operation kann als zweistufig angesehen werden: (a) Filter mit der Transferfunktion - (b) Bildung der Ableitung von diesem gefilterten Signal xö und Voraussage gemäß x (s ) = xö + xö s . (18) Man sieht, daß Gleichung (18) den gleichen Typ der Voraussage besitzt wie Gleichung (12), wenn z, = 0 ist; mit anderen Worten, die wichtige Abwandlung (für geräuschbehaftete Eingangssignale) der verwendeten Rechenvorrichtung für ideale Eingangssignale ist hier die Einführung eines Vorfilters, das nach den statistischen Eigenschaften des Signals und Geräusches terechnet ist.A random input signal is to be considered, which consists of a sequence of random speed levels. Such a signal is not a stationary random process, but its derivative can be viewed as such. In addition, if the time interval between the step changes in speed is variable according to a Poisson distribution, it can be demonstrated that the spectral density of the derivative of the input has the shape Has. If the unwanted noise superimposed on the random input signal has a constant frequency spectrum (so-called »decent noise () then is, 0"" « 0) = n2. (15) Assuming that the signal and the noise are unrelated, the use of Wiener's theory leads to the best predictive transfer function regarding the effectiveness at the input, namely where.p is a Laplacian operator and N is equal to is. The prediction is ahead by time s. The case is particularly important when n is small and , that is, a prediction is only needed for a period of time which is significantly smaller than the mean interval between the changes in the amount. (Under these circumstances, the following errors of the control system would be small.) Then is Since F (p) is the input signal. x (t) , the above transfer function can either be produced "en bloc", or the operation can be viewed as two-stage: (a) Filter with the transfer function - (b) Formation of the derivative of this filtered signal xö and prediction according to x (s ) = xö + xö s. (18) It can be seen that equation (18) has the same type of prediction as equation (12) when z i = 0; In other words, the important modification (for noisy input signals) of the computing device used for ideal input signals is the introduction of a prefilter that is calculated according to the statistical properties of the signal and noise.

Wo im folgenden- mit t die Zeit auf dem wirklichen Zeitmaßstab bezeichnet wird, soll s die Zeit' auf dem schnell rechnenden Zeitmaßstab angeben. Wenn also t1 der wirkliche-Zeitvorsprung vor dem Zeitpunkt der Umschaltung ist, gibt s1 den Zeitvorsprung auf dem Schnellzeitmaßstab an, während e (s) der berechnete Wert von e ist.Where in the following - with t denotes the time on the real time scale is, s should indicate the time 'on the fast calculating time scale. If so t1 is the real-time advantage before the point in time of the switchover, s1 gives the Advance on the fast-time scale, while e (s) is the calculated value of e is.

Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung sollen in einem Beispiel an Hand der Zeichnungen im folgenden beschrieben werden. In den Zeichnungen stellen dar Fig.1 und 2 Kurven der Schaltvorgänge bei zwei Steuersystemen mit wenigstens zwei stabilen Zuständen, Fig.3 ein schematisches Schaubild eines Steuer-Systems mit wenigstens zwei stabilen Zuständen, Fig. 4 bis 6 Einzelheiten des in Fig. 3 dargestellten Systems, Fig. 7 eine graphische Darstellung, die einander entsprechende Charakteristiken eines Systems gemäß der vorliegenden Erfindung und eines üblichen Sättigungsservosystems miteinander vergleicht.Further details and advantages of the invention are given in an example will be described below with reference to the drawings. Put in the drawings Fig. 1 and 2 are curves of the switching operations in two control systems with at least two stable states, Figure 3 is a schematic diagram of a control system with at least two stable states, FIGS. 4 to 6 details of that in FIG illustrated system, Fig. 7 is a graphical representation corresponding to each other Characteristics of a system according to the present invention and a conventional one Saturation servo system compares with each other.

Fig. 2 zeigt die typische Wellenform von Fehler und Änderungsgeschwindigkeit des Fehlers für ein System dritter Ordnung auf dem Schnellrechenzeitmaßstab, dargestellt als eine Beziehung auf die (e, e)-Phasenebene. Der darstellende Punkt bewegt sich von P (gegenwärtige Position) unter Verminderung der Geschwindigkeit bis Q, wo das Drehmoment mit Zeitvorsprung die Richtung wechselt. Die folgende Bahn läuft nicht durch den Anfangspunkt. Eine Umkehr des Drehmoments hätte also bereits im Punkt Q' stattfinden müssen. Der Wert von s1 (schneller Zeitmaßstab) bder i, (tatsächlicher Zeitmaßstab), der für diese Berechnung von e (s) und d (s) verwendet wurde, ist also fehlerhaft.Fig. 2 shows the typical waveform of error and rate of change of error for a third order system on the high speed computational time scale as a relation to the (e, e) phase level. The performing point moves from P (current position) while reducing speed to Q, where the Torque changes direction with a time advantage. The following train is not running through the starting point. A reversal of the torque would already have been at the point Q 'must take place. The value of s1 (fast time scale) bder i, (actual Time scale) used for this calculation of e (s) and d (s) is so flawed.

so soll die Zeit auf dem Schnellzeitmaßstab nach Umschaltung sein, die bei e = 0 erfolgt. Wie aus Fig. 2 hervorgeht, ist der Wert von e zur Zeit s = so negativ. e(so) ist also kleiner als Null, daraus folgt, daß s1 verringert werden müßte. Mit dem Wert e(so) wird das Maß t, so berichtigt, daß die folgende Berechnung von e (s) und e (s) einen genaueren Wert s1 liefern wird. Diese Rechnung wird so lange wiederholt, bis e (so) = 0 ist. Der Wert st ist dann so verbessert, daß die berechnete Phasenebenentrajektorie durch den Anfangspunkt läuft, d. h., s1 ist die gewünschte Umschaltzeit. Da die Periode einer Rechnung sehr viel kleiner gehalten wird als die Zeitkonstanten des Systems, ist der Wert für s1 für praktische Zwecke stets die optimale Schaltzeit. Der wirkliche Schaltpunkt ist erreicht, wenn s1 = 0 wird. Nach dem Schalten wird der Vorgang wiederholt.so the time should be on the fast time scale after switching, which takes place at e = 0. As can be seen from Fig. 2, the value of e at time is s = so negative. e (see above) is therefore less than zero, which means that s1 are reduced would have to. With the value e (see above) the dimension t is corrected so that the following calculation of e (s) and e (s) will provide a more precise value s1. This calculation is like this repeatedly until e (see above) = 0. The value st is then improved so that the the calculated phase plane trajectory runs through the starting point, d. i.e., s1 is the desired switching time. Because the period of an invoice is kept much smaller is called the time constant of the system, the value for s1 is for practical purposes always the optimal switching time. The real switching point is reached when s1 = Becomes 0. The process is repeated after switching.

Bei den Schaltanordnungen muß indessen der Fall berücksichtigt werden, daß in einem berechneten Stück e nicht Null wird oder daß e mehr als einmal Null ist, und es muß weiter berücksichtigt werden, daß die in- der Zeit s1 geforderte Umkehrung, die durch den Wert e(so) hervorgerufen wird, im Vörzeichen vom Anfangszustand des dem Motor zugeordneten Relais abhängt. Im Hinblick hierauf beruht -eine genaue Schaltung auf folgenden beiden Regeln: Regel (1).In the case of the switching arrangements, however, the case must be taken into account that in a calculated piece e does not become zero or that e zero more than once is, and it must also be taken into account that the required in time s1 Reversal, which is caused by the value e (see above), in the signed sign of the initial state depends on the relay assigned to the motor. In view of this, an exact one is based Switching to the following two rules: Rule (1).

Nach dem Umschalten zu Zeit s1 in dem betreffenden Rechenabschnitt wird beobachtet, wann e zum erstenmal Null ist. Wenn nach der Umschaltung e = 0 nicht mehr auftritt, wird e am Ende des Bereiches untersucht.After switching over to time s1 in the relevant arithmetic section, it is observed when e is zero for the first time. If after the switchover e = 0 no longer occurs, e is examined at the end of the range.

Regel (2).Rule (2).

Wenn das Relais im Zustand +A ist, bedeutet e kleiner als Null »früher umschalten« und e größer als Null »später umschalten«. Wenn das Relais im Zustand -A ist, bedeutet dagegen e größer als Null »früher umschalten« und e kleiner als Null. »später umschalten«.If the relay is in the + A state, e means less than zero »earlier toggle «and e greater than zero» toggle later «. When the relay is in the state -A, on the other hand, means e greater than zero "toggle earlier" and e less than Zero. "Switch over later".

Die wesentlichen Teile eines derartigen Steuersystems zweiter Ordnung sind als schematisches Schaubild in Fig. 3 dargestellt. Das jeweilige Ausgangssignal X und die Änderungsgeschwindigkeit X (bzw. X, und Xo) eines gesteuerten Motors und einer Last M werden laufend eitlem Simulator S zugeführt. Der Simulator hat die Form eines Analog-Rechners.The essential parts of such a second order control system are shown as a schematic diagram in FIG. 3. The respective output signal X and the rate of change X (or X, and Xo) of a controlled motor and A simulator S is continuously fed to a load M. The simulator has the Form of an analog computer.

Für Systeme höherer Ordnung sind höhere Ableitungen des Ausgangs erforderlich, um den Simulator S einzustellen. Im wichtigen Fall eines Systems dritter Ordnung, bei dem die Verzögerung im Aufbau "des Motorfeldstroms berücksichtigt wird, entspricht die erforderliche Spannung dem Ausgangssignal X, der Änderungsgeschwindigkeit X und dem Drehmoment, aber nicht der Beschleunigung X, die von dem Drehmoment und X abhängt. Das Drehmoment ist proportional dem Feldstrom, der in der Praxis leicht beobachtet werden kann. Abwandlungen, bei denen der Simulator S dieses übernimmt, sind in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben.Higher order systems require higher derivatives of the output, to set the simulator S. In the important case of a third order system, in which the delay in the build-up of the motor field current is taken into account the required voltage to the output signal X, the rate of change X and the torque, but not the acceleration X, that of the torque and X depends. The torque is proportional to the field current, which in practice is easy can be observed. Modifications in which the simulator S takes this over, are described in connection with FIG.

In Fig. 3 wird gezeigt, daß die berechnete Umschaltz, eit st von einem Integrator I abgeleitet und ebenfalls zum Simulator S geführt wird. Unter Berücksichtigung der wichtigen Anfangsbedingungen gibt der Simulator S auf dem Schnellzeitmaßstab eine Lösung für die Differentialgleichung von Motor und Last M. Der Start kann anfänglich zu einer willkürlichen Zeit erfolgen; die Umkehrung des Drehmoments in dem Simulator S legt bald den Start auf die Zeit s1 fest. Dadurch erhält man die Signale X(s) und ±(s) auf dem Schnellzeitmaßstab. Dieser Vorgang wird mehrmals wiederholt. W o das Eingangssignal mit den Gleichungen (12) und (13) erfaßt werden kann, erhält man die Werte für Geschwindigkeit und Beschleunigung in einem Differentiator D durch Differentiation. Aus den Ergebnissen ermittelt eine vorausberechnende Vorrichtung P Signale auf dem Schnellzeitmaßstab, die annähernd die zukünftigen Werte der Eingangssignale und ihrer Änderungsgeschwindigkeit ergeben, entsprechend den Gleichungen i (S) = x0 +:2,s, x (S) = xo + -'0 s + l/a -'0 S2 Diese Rechnungen werden mehrmals wiederholt und mit den Ausgangssignalen X(s) und ±(s) über einen Zeitgenerator T synchronisiert.In Fig. 3 it is shown that the calculated switchover time is derived from an integrator I and is also fed to the simulator S. Taking into account the important initial conditions, the simulator S gives a solution for the differential equation of motor and load M on the high-speed scale. The start can initially take place at an arbitrary time; the reversal of the torque in the simulator S soon sets the start at time s1. This gives the signals X (s) and ± (s) on the high-speed time scale. This process is repeated several times. If the input signal can be detected with equations (12) and (13), the values for speed and acceleration are obtained in a differentiator D by differentiation. From the results, a pre-calculating device P determines signals on the high-speed time scale, which approximately result in the future values of the input signals and their rate of change, according to the equations i (S) = x0 +: 2, s, x (S) = xo + -'0 s + l / a -'0 S2 These calculations are repeated several times and synchronized with the output signals X (s) and ± (s) via a time generator T.

Durch Subtraktion in den Vergleichsschaltungen G 1 und G2 erhält man e(s) und e(s) - 6(s) wird in einen Impulskreis K geleitet, der einen starken Wählimpuls erzeugt, wenn e(s) den Wert Null durchläuft, entsprechend der oben angegebenen Regel (1). (Wenn z. B. die Rechnung mit einer Frequenz von N Hz erfolgt, werden N Impulse pro Sekunde erzeugt.) Jeder Wählimpuls bestimmt in einer Wählschaltung H den Wert des Fehlersignals e(s) zur Zeit s = so oder entsprechend der obengenannten Regel (1) am Ende der Rechenperiode, wenn e(s) in dieser Periode den Wert Null nicht annimmt. Das Fehlersignal e(so) wird, gewöhnlich nach Verstärkung, dem Integrator I zugeführt, dessen Ausgangsgleichspannung das zukünftige Umschaltzeitsignal s1 ist. Das Umschaltzeitsignal s1 ist damit effektiv die Ausgangsspannung eines selbstregelnden Schleifensystems, das praktisch ein Hilfsservomechanismus ist. Die Schleifenverstärkung ist jedoch variabel, da sie von den e- und 9-Signalen abhängt. Der Vorgang verläuft in Impulsen, weil die Information nur in Impulsen in diskreten Intervallen (N-mal pro Sekunde) erhalten wird.By subtracting in the comparison circuits G 1 and G2 one obtains e (s) and e (s) - 6 (s) is fed into a pulse circuit K, which generates a strong dial pulse when e (s) passes through the value zero, corresponding to the rule (1) given above. (If, for example, the calculation is carried out with a frequency of N Hz, N pulses per second are generated.) Each dial pulse determines the value of the error signal e (s) at the time s = so or in accordance with the above rule ( 1) at the end of the calculation period, if e (s) does not assume the value zero in this period. The error signal e (see above) is fed, usually after amplification, to the integrator I, the output DC voltage of which is the future switchover time signal s1. The switching time signal s1 is thus effectively the output voltage of a self-regulating loop system, which is practically an auxiliary servo mechanism. However, the loop gain is variable as it depends on the e and 9 signals. The process is in pulses because the information is only received in pulses at discrete intervals (N times per second).

Das Umschaltsignal s1 wird außer zu dem bereits angegebenen Simulator S auch zu einem Relais Y geleitet, welches die Umschaltung ausführt. Das Relais wird angesprochen, wenn s1 = 0 ist, d. h. wenn das Signal s, einen kritischen Wert durchläuft.The switchover signal s1 also becomes the simulator already specified S is also passed to a relay Y, which carries out the switchover. The relay is addressed when s1 = 0, i. H. when the signal s, a critical value passes through.

Das in Fig.3 dargestellte Steuersystem soll jetzt in weiteren Einzelheiten an Hand der Fig. 4 bis 6 beschrieben werden. Die Dauer des Schnellzeitmaßstabes in dem Simulator S ist so gewählt, daß sie sehr kurz im Vergleich zu den Zeitkonstanten des Motors und der Last M ist. Die Ausgangsposition X, kann zweckmäßig als Spannung an einem spezial gewickelten Potentiometer erzeugt werden, das durch die Ankerwelle des Motors in Drehung gebracht wird, wobei die Anordnung so getroffen ist, daß die Spannung eine lineare Funktion des Drehwinkels ist. Ein Tachogenerator TG, der durch einen Motor angetrieben wird, erzeugt ein Ausgangssignal Xo, das proportional der Drehgeschwindigkeit ist.The control system shown in FIG. 3 will now be described in more detail with reference to FIGS. 4 to 6. The duration of the high speed time scale in the simulator S is chosen so that it is very short compared to the time constants of the motor and the load M. The starting position X can expediently be generated as a voltage on a specially wound potentiometer which is made to rotate by the armature shaft of the motor, the arrangement being such that the voltage is a linear function of the angle of rotation. A tachometer generator TG, which is driven by a motor, generates an output signal Xo which is proportional to the speed of rotation.

Die Einzelheiten des Simulators S zur Ermittlung von X(s) und X(s) aus X, und X, und von Signalen zum Anzeigen der Umschaltzeit s1 und des angelegten Drehmoments ±L sind schematisch in Fig. 4 dargestellt. Die Differentialgleichung des Motors und der Last, mit der die Rechenvorrichtung arbeiten soll, ist I" f + F(±) + G X = L, (19) wobei In das Trägheitsmoment ist. Der Term F (X) i stellt die Coulornbreibung dar, ein Drehmoment, welches nur von dem Vorzeichen der Geschwindigkeit X abhängt und sich unstetig bei X = 0 ändert; der Term GX gibt die viskose Reibung an.The details of the simulator S for determining X (s) and X (s) from X, and X, and of signals for displaying the switchover time s1 and the applied torque ± L are shown schematically in FIG. The differential equation of the motor and the load with which the computing device is to operate is I "f + F (±) + GX = L, (19) where In is the moment of inertia. The term F (X) i represents the Coulorn friction, a torque which only depends on the sign of the speed X and changes discontinuously at X = 0 ; the term GX indicates the viscous friction.

Im ersten Teil der Schaltung wird eire leistungsstarker Gleichstromverstärker A 1 mit quergeschaltetem Kondensator C und Widerstand R mit einem Strom L (s.,) IR, über einen Widerstand R1 und mit einem Strom F (X)IR, über einen Widerstand R2 gespeist. Das angelegte Drehmoment ± L wird durch die Ausgangsspannung eines Zwei-Zustands- oder »doppelstabilen« Multivibrators gebildet. Bei Beginn einer jeden Rechenperiode wird der Zustand des Multivibrators mit dem Zustand des Kraftrelais Y koordiniert (Fig. 3)-. Nach einer Zeit s1 in jeder Periode wird der Zustand des Multivibrators geändert (bei Umkehr des Drehmoments) durch einen Sperrimpuls, der entsteht, wenn die Ausgangsspannung eines üblichen Miller-Grundtaktgebers mit dem Signal s1 zusammenfällt. s1 wird durch den Integrator I erzeugt (Fig. 3). Der Grundtaktgeber wird durch den Zeitgenerator T (Fig.3) ausgelöst.In the first part of the circuit, a powerful DC amplifier A 1 with a cross-connected capacitor C and resistor R is fed with a current L (see,) IR via a resistor R1 and with a current F (X) IR via a resistor R2. The applied torque ± L is formed by the output voltage of a two-state or "double stable" multivibrator. At the beginning of each calculation period, the state of the multivibrator is coordinated with the state of the force relay Y (Fig. 3) -. After a time s1 in each period, the state of the multivibrator is changed (when the torque is reversed) by a blocking pulse that occurs when the output voltage of a standard Miller clock generator coincides with the signal s1. s1 is generated by the integrator I (Fig. 3). The basic clock is triggered by the time generator T (Fig. 3).

Die Spannung ± F (X), die dem Drehmoment der Coulombreibung entspricht, wird einem direkt gekuppelten Multivibrator und Gleichstromverstärker MA entnommen, der mit dem berechneten Wert der Änderungsgeschwindigkeit X (s) aus dem ersten Teil der Rechenvorrichtung gespeist ist. Das Ausgangssignal der Einheit MA ist ein fester Wert, der nur von dem Vorzeichen der berechneten Änderungsgeschwindigkeit X (s) abhängt. Die Schaltungsgleichung für den ersten Teil der Rechenvorrichtung kann geschrieben werden: ± L (s,) IR. zL F(X)IR2 = -(1 + R C D) XIR , wobei D = dIdt ist. Die Differentialgleichung für das Ausgangssignal X (s) heißt dann R C X ± RIRz - F (X) + X = RIRl - L (s1) . Durch eine genaue Wahl der Komponenten kann auf dem Schnellzeitmaßstab die Äquivalenz dieser Gleichung mit der tatsächlichen Gleichung (19) für Motor und Last erreicht werden.The voltage ± F (X), which corresponds to the torque of the Coulom friction, is taken from a directly coupled multivibrator and DC amplifier MA , which is fed with the calculated value of the rate of change X (s) from the first part of the computing device. The output signal of the unit MA is a fixed value that only depends on the sign of the calculated rate of change X (s). The circuit equation for the first part of the computing device can be written: ± L (s,) IR. zL F (X) IR2 = - (1 + R C D) XIR , where D = dIdt. The differential equation for the output signal X (s) is then called RCX ± RIRz - F (X) + X = RIR1 - L (s1). With a precise selection of the components, the equivalence of this equation with the actual equation (19) for motor and load can be achieved on the high-speed scale.

Die Dauer einer jeden Berechnungsperiode kann zweckmäßig so gewählt werden, daß ihr eine gleiche Periode zum Wiedereinstellen folgt. Während einer Wiedereinstellungsperiode werden Diodenschalter oder Schnellschaltrelais J1 und J2 geschlossen. Wenn dann eine Rechenperiode beginnt, indem die Relais geöffnet werden, kann das Signal! (s) von dem Wert ±Q und das Signal X (s) von Null ausgehen, wobei X, (d. h. die Ausgangsposition) zu X (s) in der nächsten Periode addiert wird. X, wird durch den mit der Motorwelle gekoppelten Tachogenerator TG geliefert. Seine Impedanz kann gegenüber der von R, oder R2 vernachlässigt werden.The duration of each calculation period can expediently be chosen so that it is followed by an identical period for re-setting. During a reset period, diode switches or high-speed relays J1 and J2 are closed. If a calculation period then begins in which the relays are opened, the signal ! (s) start from the value ± Q and the signal X (s) start from zero, where X, (ie the starting position) is added to X (s) in the next period. X, is supplied by the tachometer generator TG , which is coupled to the motor shaft. Its impedance can be neglected compared to that of R, or R2.

Die Operation von X zu X (s), die durch den zweiten Teil der Rechenvorrichtung ausgeführt wird, ist reine Integration, wenn die Zeitkonstante dieser Integrationsschaltung sehr viel größer als die Rechenperiode ist. In der dritten Stufe folgt dann die Addition des Eingangssignals Xo. Die Einheiten A 2 und A 3 sind Verstärker mit hoher Leistung. Die Differentialgleichung der zweiten und dritten Teile der Rechenvorrichtung lautet Bei einem System dritter Ordnung, das die Verzögerung im Aufbau des Motorfeldstromes berücksichtigt, wie bereits in Fig. 3 beschrieben, würde die Rechenordnung in Fig. 4 so modifiziert werden, daß der Ausgang ± L (s1) nicht direkt von dem Ausgang 4- A (s1) des Kraftrelais Y abgenommen wird, sondern über die mit gestrichelten Linien gezeichnete Schaltung. In dieser Zusatzschaltung ist die Einheit AX ein Gleichstromverstärker hoher Leistung. Das Relais J5 wird durch den Zeitgenerator T in Phase mit den Schaltern oder Relais J1 und J2 betätigt. Die Einheit F entspricht dem Motorfeldstrom. Die erforderliche Spannung für die Einstellung dieser Schaltung am Beginn einer jeden Rechenperiode ist proportional dem Strom in den Feldspulen des Motors. Eine mögliche Form des Differentiators D und der vorausberechnenden Vorrichtung P ist schematisch in Fig. 5 dargestellt. Die verschiedenen Einheiten A 4 bis A 10 können einfache Einsteck-Gleichstromverstärker von hoher Leistung sein. Die Eingangsgeschwindigkeit z, (t) wird ermittelt aus dem Eingangssignal x (t) durch einen Rückkopplungsdifferentiator, der die Einheit A 4 enthält. Gleichzeitig wird die Eingangsbeschleunigung x, (t) aus der Eingangsgeschwindigkeit x, (t) durch eine Schaltung, die die Einheit A 5 enthält, abgeleitet. Die Differentation bleibt absichtlich durch die Serienwiderstände r und y' unvollendet, so daß die erste Schaltung eine Differentiation mit einer Exponentialzeitverzögerung yC und die zweite Schaltung eine Differentiation mit einer Verzögerung y'C gibt. Dieser Vorgang ist mit der Filterung der Eingangssignale gleichzusetzen und mindert die Wirkung von Einschwingvorgängen an Stromversorgungseinheiten u. dgl. Diese Differentiatorschaltung muß gegenüber anderen Schaltungen entkoppelt werden.The operation from X to X (s) carried out by the second part of the computing device is pure integration when the time constant of this integration circuit is very much greater than the computing period. The addition of the input signal Xo then follows in the third stage. Units A 2 and A 3 are high power amplifiers. The differential equation of the second and third parts of the computing device is In the case of a third-order system that takes into account the delay in the build-up of the motor field current, as already described in FIG. 3, the calculation order in FIG. 4 would be modified so that the output ± L (s1) is not directly from the output 4- A (s1) of the power relay Y is removed, but via the circuit drawn with dashed lines. In this additional circuit, the unit AX is a high-power DC amplifier. Relay J5 is operated by timing generator T in phase with switches or relays J1 and J2. The unit F corresponds to the motor field current. The voltage required for setting this circuit at the beginning of each calculation period is proportional to the current in the field coils of the motor. One possible form of the differentiator D and the precomputing device P is shown schematically in FIG. The various units A 4 to A 10 can be simple plug-in DC amplifiers of high power. The input speed z, (t) is determined from the input signal x (t) by a feedback differentiator which contains the unit A 4. At the same time, the input acceleration x, (t) is derived from the input speed x, (t) by a circuit which contains the unit A 5. The differentiation remains intentionally incomplete by the series resistors r and y ', so that the first circuit gives a differentiation with an exponential time delay yC and the second circuit gives a differentiation with a delay y'C. This process can be equated with the filtering of the input signals and reduces the effect of transient processes on power supply units and the like. This differentiator circuit must be decoupled from other circuits.

Für langsam sich ändernde Eingangssignale sind die Signale xo, z, und 2a virtuell Gleichspannungen in einer Rechenperiode, vorausgesetzt, daß diese Periode wesentlich kleiner als die Betätigungszeit des Systems ist. Das Integral lautet dann £,s. Das trifft für andere Integrationen entsprechend zu.For slowly changing input signals, the signals xo, z, and 2a are virtually DC voltages in one computing period, provided that this period is significantly less than the actuation time of the system. The integral then reads £, s. This also applies to other integrations.

Durch richtige Wahl der Zeitkonstanten werden die Funktionen z (s) = z, + JU, s , x (S) = x0 + x0 S + 1I2 x0 S2 in der Vorrichtung P durch Addition und Integration ermittelt, wie dies in Fig. 5 für den Schnellrechnungszeitmaßstab dargestellt ist. Die Schaltungen mit den Einheiten A 6 und A 9 führen hierbei die Integrationen aus und die Einheiten A7 und A 10 die Additionen, während die Schaltung mit der Einheit A 8 als Phaseninverter wirkt. Die beiden Diodenschalter oder Schnellrelais J3 und J4 werden durch den Zeitgenerator T (Fig. 3) synchronisiert, so daß die Betätigung der Vorrichtung P als Ganzes mit dem Simulator S koordiniert ist.By correctly choosing the time constants, the functions z (s) = z, + JU, s, x (S) = x0 + x0 S + 1I2 x0 S2 are determined in the device P by addition and integration, as shown in FIG the quick calculation time scale is shown. The circuits with the units A 6 and A 9 perform the integrations and the units A7 and A 10 perform the additions, while the circuit with the unit A 8 acts as a phase inverter. The two diode switches or high-speed relays J3 and J4 are synchronized by the time generator T (FIG. 3), so that the actuation of the device P as a whole is coordinated with the simulator S.

Wie schematisch in Fig.3 dargestellt, werden die Signale e (s) und e (s) in den Vergleichsschaltungen G 1 und G2 gebildet, und zwar als Differenzen zwischen dervorausgesagten Eingangsstellung x (s) und der Ausgangsstellung X (s) im ersten Falle und der vorausgesagten Eingangsänderungsgeschwindigkeit z (s) und der Änderungsgeschwindigkeit des Ausganges X (s) im zweiten Falle.As shown schematically in FIG. 3, the signals e (s) and e (s) are formed in the comparison circuits G 1 and G2, to be precise as differences between the predicted input position x (s) and the output position X (s) in the first case and the predicted input rate of change z (s) and the rate of change of the output X (s) in the second case.

Der Wert e (so) des Positionsfehlers im Augenblick der vorhergesagten Umschaltzeit wird aus diesen Signalen e (s) und e (s) durch die Impulsgeneratorschaltung K und die Wählschaltung H, wie in Fig. 6 dargestellt, ermittelt.The value e (see above) of the position error at the moment of the predicted The switching time is derived from these signals e (s) and e (s) by the pulse generator circuit K and the selection circuit H, as shown in Fig. 6, is determined.

Die Impulsschaltung besteht im wesentlichen aus einer Komparatorschaltung E und vier Zwei-Zustands- oder »doppelstabilen« Multivibratoreinheiten Ml.bis M4. Eine Pufferschaltung B erzeugt nach der Umschaltung, wenn e(s) durch Null läuft, bzw. gemäß der Regel (1) am Ende der Rechenperiode einen Ausgangsimpuls, und zwar- in folgender-Weise: Die Komparatorschaltung E gibt ein Ausgangssignal e (s) = 0 an den Multivibrator M 1. Die Anordnung des Multivibrators ist so gewählt, daß so lange keine Ausgangssignale abgegeben werden, bis die Umschaltzeit s1 unt#ar Zuführung eines Signals + A .(s1) aus dem Simulator S berechnet ist.The pulse circuit consists essentially of a comparator circuit E and four two-state or "double stable" multivibrator units Ml. to M4. A buffer circuit B generates after the switchover, when e (s) passes through zero, or according to rule (1) at the end of the calculation period an output pulse, namely- in the following way: The comparator circuit E gives an output signal e (s) = 0 to the multivibrator M 1. The arrangement of the multivibrator is chosen so that so no output signals are issued for a long time until the switchover time s1 und # ar feed of a signal + A. (s1) from the simulator S is calculated.

Der Multivibrator M2; der von dem Zeitgenerator T gesteuert wird, erzeugt einen- kurzen scharfen Impuls vor dem Ende einer jeden Rechenperiode, der wiederum den Multivibrator M3 auslöst, so daß dieser einen Rechteckimpuls von kurzer Dauer erzeugt, der an die Pufferschaltung B angelegt wird. Diese Pufferschaltung erzeugt am Ende einer Rechenperiode einen Ausgangsimpuls, vorausgesetzt, daß der Multivibrator M1 innerhalb dieser Periode keinen Impuls erzeugt hat. In diesem Fall wird der Multivibrator M3 durch den Multivibrator M4 bis zum Ende dieser Periode gesperrt. Der Multivibrator M4 wird durch die Ausgangsspannung des Multivibrators M1 gesteuert, wenn dieser während der Rechenperiode einen Impuls erzeugt hat. Wenn der Multivibrator M4 in Tätigkeit war, wird er am Ende der Rechenperiode durch einen Impuls aus dem Zeitgenerator T wieder zurückgeschaltet. Auf diese Weise wird zur Zeit so ein Rechteckimpuls von kurzer Dauer im Vergleich zur Rechenperiode in Übereinstimmung mit Regel (2) erzeugt.The multivibrator M2; which is controlled by the time generator T, generates a short sharp pulse before the end of each calculation period, the in turn triggers the multivibrator M3, so that this one short square pulse Duration generated, which is applied to the buffer circuit B. This buffer circuit generates an output pulse at the end of a calculation period, provided that the Multivibrator M1 has not generated a pulse within this period. In this case the multivibrator M3 is replaced by the multivibrator M4 until the end of this period locked. The multivibrator M4 is powered by the output voltage of the multivibrator M1 controlled if this has generated a pulse during the calculation period. if the M4 multivibrator was in operation, at the end of the calculation period it is activated by a Pulse from the time generator T switched back again. In this way, the Time such a square pulse of short duration compared to the calculation period in accordance generated with rule (2).

Dieser Impuls so wählt den Wert des Signals e (s) zur Zeit so in einer üblichen Diodenbrückenschaltung, wie sie in dem unteren Teil von Fig. 6 dargestellt ist. Das Ausgangssignal der Schaltung e (so) wird zur Integratorschaltung I geführt.This pulse so selects the value of the signal e (s) at the time so in one usual diode bridge circuit, as shown in the lower part of FIG is. The output signal of circuit e (see above) is fed to integrator circuit I.

Die Integratorschaltung I erzeugt ein Signal, welches der Zeit s1 auf dem Schnellrechenzeitmaßstab entspricht, bei der das Schalten des Relais Y stattfinden sollte. Das Signal wird durch Addition oder Substraktion der Integrale der aufeinanderfolgenden Fehlersignale e (so), welche durch die Wählschaltung erzeugt werden, ermittelt. In Übereinstimmung mit Regel (2) hängt das Vorzeichen des Signals e (so) von dem Zustand des Relais Y ab. Die Integratorschaltung I ist dementsprechend so angeordnet, daß der jeweilige Zustand des Relais Y durch einen Phaseninverter berücksichtigt wird, der, falls notwendig, durch ein Relais eingeschaltet sein kann.The integrator circuit I generates a signal which corresponds to the time s1 on the high-speed computing time scale at which the relay Y should be switched. The signal is determined by adding or subtracting the integrals of the successive error signals e (see above) which are generated by the selection circuit. In accordance with rule (2), the sign of the signal e (see above) depends on the state of the relay Y. The integrator circuit I is accordingly arranged so that the respective state of the relay Y is taken into account by a phase inverter which, if necessary, can be switched on by a relay.

Das verstärkte Signal ::Le (so) wird in die Integratorschaltung geführt, die ein Signal s1 erzeugt. Dieses Signal wird zu einem direkt geschlossenen doppelstabilen Multivibrator geführt, der seinen Zustand ändert, wenn s1 den Wert Null durchläuft. Der Übergang dieses Multivibrators von einem Zustand in den anderen liefert einen Impuls, der den Zustand eines anderen doppelstabilen Multivibrators ändert. Das Relais wird durch den Anodenstrom einer der Trioden des zweiten Multivibrators betätigt.The amplified signal :: Le (see above) is fed into the integrator circuit, which generates a signal s1. This signal becomes a directly closed double stable Multivibrator led, which changes its state when s1 passes through the value zero. The transition of this multivibrator from one state to the other provides one Pulse that changes the state of another double stable multivibrator. That Relay is actuated by the anode current of one of the triodes of the second multivibrator.

Um die Spannung s1 unter den kritischen Wert zurückzubringen, wird der Ausgang aus dem Einschwingvorgang des ersten Multivibrators integriert, bis die Ausgangsspannung dieses Integrators nochmals unter dem kritischen Wert liegt.In order to bring the voltage s1 back below the critical value, the output from the settling process of the first multivibrator is integrated until the output voltage of this integrator is again below the critical value.

Ein Steuersystem gemäß der Erfindung wurde mit einem Modellmotor getestet. Die Last wurde hierbei so angeordnet, daß sie große Zeitkonstanten (5 Sekunden) und einen Zeitmaßstab der Schnellrechnungen von 50 Hz aufwies, so daß das notwendige Schalten in den Rechenvorrichtungen durch Schnellschaltrelais ausgeführt werden konnte. Der Modellmotor und die Last waren vom Velodyne-Typ 74 mit einem Messingschwungrad, um die Trägheit auf den gewünschten Wert zu erhöhen und die obenerwähnte Zeitkonstante zu erzielen. Ein Schneckenrad an der Ankerwelle trieb ein gewickeltes Potentiometer mit einem Untersetzungsverhältnis von 133: 1 an, wobei die Spannung an diesem Potentiometer eine lineare Funktion des Drehwinkels der Welle ist und das Ausgangssignal X, lieferte.A control system according to the invention was tested with a model engine. The load was arranged in such a way that it had large time constants (5 seconds) and a high-speed calculation time scale of 50 Hz, so that the necessary switching in the computing devices could be carried out by high-speed switching relays. The model engine and load were of the Velodyne Type 74 with a brass flywheel to increase the inertia to the desired value and to achieve the above mentioned time constant. A worm wheel on the armature shaft drove a wound potentiometer with a reduction ratio of 133: 1, the voltage on this potentiometer being a linear function of the angle of rotation of the shaft and providing the output signal X i.

Die Differentialgleichung von Motor und Last lautet: J± +F(1) +cIf2xl(y+R) =KRIIfl(y+R). In dieser Gleichung ist J das Trägheitsmoment, c und K Konstanten; F (X)' der Ausdruck für die Coulombreibung, die von dem Vorzeichen der Geschwindigkeit X abhängig ist und sich unstetig bei X = 0 ändert, I und I f Anker- bzw. Feldströme.The differential equation of motor and load is: J ± + F (1) + cIf2xl (y + R) = KRIIfl (y + R). In this equation, J is the moment of inertia, c and K are constants; F (X) ' the expression for the Coulom friction, which depends on the sign of the speed X and changes discontinuously at X = 0, I and I f armature or field currents.

Der Motor war im Nebenschluß gewickelt, das Feld wurde gesondert gespeist, während der Widerstand y in Serie mit dem Anker und der Widerstand R quer zu beiden geschaltet war. Die Ströme I und I f waren weitgehend unabhängig von. der Motorgeschwindigkeit, da sie aus dem Gleichstromnetz über große Widerstände entnommen wurden. Eine Drehmomentumkehr wurde durch Umkehrung des Feldstromes erzielt, wobei Jf2 unverändert war. Die »viskose Reibung« wurde durch den Widerstand R reguliert, und die maximale Umlaufgeschwindigkeit wurde durch Steuern von I verändert. Die Geschwindigkeit X wurde durch einen Tachogenerator an der Motorwelle gemessen.The motor was shunted, the field was fed separately, while the resistor y was connected in series with the armature and the resistor R across both. The currents I and I f were largely independent of. the motor speed, as they were taken from the direct current network via large resistors. A torque reversal was achieved by reversing the field current with Jf2 unchanged. The "viscous friction" was regulated by the resistance R, and the maximum rotational speed was changed by controlling I. The speed X was measured by a tachometer generator on the motor shaft.

Wenn T exponentiale Zeitkonstante des Motors und der Last ist und T' die Zeit, um die Geschwindigkeit von voller Töurenzahl auf Ruhe herabzusetzen, waren die folgenden Werte die Bestimmungsgrößen des Motors und der Last Maximale Anker-Umdrehungsgeschwindigkeit... 910 U/min; das entspricht einer Umdrehung der Potentiometerwelle in 8,8 Sekunden T ................... 5,0 Sekunden T' ................... 2,8 Sekunden Gesamtträgheitsmoment 29 - 103 gm-cm2 Angelegtes Drehmoment 660 gm-cm Coulomb-Drehmoment. . 95 gm-cm Feldstrom . . . . . . . . . . . . 24 mA Fig. 7 zeigt graphisch einen Vergleich zwischen einem Steuersystem nach der vorliegenden Erfindung (ausgezogene Linie) und einem gewöhnlichen proportional linearem System mit Sättigung (gestrichelte Linie). Die Kurven geben die Zeit an, die bei den beiden Systemen gebraucht wurden, um den Fehler-die jage-Amplitudeauf 0,004 Einheiten der Position gegenüber den anfänglichen Fehlern zu vermindern. Bei kleinen Fehlern verhält sich das gewöhnliche System linear. Eine bemerkenswerte Differenz tritt bei Eingangsspannungen von kleinen Amplituden auf. Für einen Stufeneingang von 0,05 Einheiten der Position braucht das erfindungsgemäße System 0,4 Zeiteinheiten, während für das übliche System 0,7 Einheiten erforderlich sind.If T is the exponential time constant of the motor and the load and T 'is the time to decrease the speed from full number of gates to rest, the following values were the determinants of the motor and the load Maximum Armature Rotation Speed ... 910 rpm; this corresponds to one turn of the potentiometer shaft in 8.8 seconds T ................... 5.0 seconds T '............. ...... 2.8 seconds total moment of inertia 29 - 103 gm-cm2 applied torque 660 gm-cm coulomb torque. . 95 gm-cm field current. . . . . . . . . . . . 24 mA Fig. 7 graphically shows a comparison between a control system according to the present invention (solid line) and an ordinary proportional linear system with saturation (dashed line). The curves indicate the time it took for the two systems to reduce the error-hunting amplitude to 0.004 units of position from the initial errors. In the case of small errors, the usual system behaves linearly. A remarkable difference occurs with input voltages of small amplitudes. For a step input of 0.05 units of position, the system according to the invention requires 0.4 time units, while 0.7 units are required for the usual system.

Man erkennt daraus, daß im Mittel das erfindungsgemäße Steuersystem Eingang und Ausgang in ungefähr zwei Drittel der Zeit regelt, die durch das übliche System aufgewendet werden würde. Da die aufgewendete Zeit proportional der Quadratwurzel des angelegten Drehmoments ist, kann das Drehmoment beim erfindungsgemäßen System um die Hälfte reduziert werden, um in der Leistung mit den einfachen Systemen gleichzustehen, wobei jedoch seine maximale Geschwindigkeit halbiert ist.It can be seen from this that, on average, the control system according to the invention regulates input and output in approximately two thirds of the time that would be expended by the conventional system. Since the time expended is proportional to the square root of the torque applied, the torque in the system according to the invention can be reduced by half to be on par with the simple systems in terms of performance, but its maximum speed is halved.

Claims (11)

PATENTANSPRÜCHE: 1. Steuersystem mit mindestens zwei stabilen Zuständen, das für -jeden der stabilen Zustände ein diskretes Ausgangssteuersignal zur Steuerung eines Motors in Abhängigkeit von den Änderungen unabhängig veränderlicher Eingangssignale liefert, wobei mit elektronischen Recheneinrichtungen der optimale Augenblick für eine Zustandsänderung und damit für eine Einstellung des Motors entsprechend den Eingangssignalen in einem Minimum an Zeit bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Analog-Rechenvorrichtung (D, P in Fig. 3) schnell gegenüber den Zeitkonstanten des Motors (M) aufeinanderfolgende zukünftige Werte (x(s)) der Eingangssignale liefert und eine Analog-Simulatorschaltung (S) mit derselben Geschwindigkeit die Arbeitsgleichungen des Motors (M) löst und aufeinanderfolgende zukünftige Werte (X(s)) der Ausgangssignale erzeugt, die zusammen mit den zukünftigen Werten der Eingangssignale in einer Vergleichsschaltung (G1, G2, H, K, I in Fig.3) Umschaltsignale (s1) ergeben, welche aufeinanderfolgende Näherungen des optimalen Umschaltzeitpunktes des Motors (M) darstellen und nach Anlegen an den Simulator (S) dessen Ausgangssignale so lange mit aufeinanderfolgenden Korrekturen versehen, bis ein Wert des Umschaltzeitsignals (s1) abgeleitet wird, der dem Augenblick des gleichzeitigen Verschwindens des Fehlers (e(s)) zwischen den vorausberechneten Eingangs- und Ausgangssignalen (x(s), X(s)) und der Änderungsgeschwindigkeit (e(s)) des Fehlers am nächsten kommt, wobei auf diesen Wert des Umschaltsignals ein die Umschaltung durchführendes Relais (Y in Fig. 3) anspricht. PATENT CLAIMS: 1. Control system with at least two stable states, which supplies a discrete output control signal for each of the stable states to control a motor in dependence on the changes of independently variable input signals, with electronic computing devices the optimal moment for a change of state and thus for a setting of the motor is determined according to the input signals in a minimum of time, characterized in that the analog computing device (D, P in Fig. 3) quickly compared to the time constants of the motor (M) successive future values (x (s)) of the input signals supplies and an analog simulator circuit (S) solves the working equations of the motor (M) at the same speed and generates successive future values (X (s)) of the output signals, which together with the future values of the input signals in a comparison circuit (G1, G2, H, K, I in Fig. 3) result in switching signals (s1) , which represent successive approximations of the optimal switchover time of the motor (M) and, after being applied to the simulator (S), provide its output signals with successive corrections until a value of the switchover time signal (s1) is derived that corresponds to the moment at which the error simultaneously disappears (e (s)) between the precalculated input and output signals (x (s), X (s)) and the rate of change (e (s)) of the error comes closest, with a relay performing the switching based on this value of the switching signal (Y in Fig. 3) responds. 2. Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu Beginn jeder Berechnung ein Signal (±A), das den augenblicklichen Zustand des Motors (M) darstellt, dem Simulator (S) zugeführt wird. 2. Control system according to claim 1, characterized in that at the beginning of each calculation a signal (± A) which represents the instantaneous state of the motor (M) is fed to the simulator (S). 3. Steuersystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Rechner (D, P) und der Simulator (S) jeweils auch die ersten Ableitungen (z(s), X(s)) der Signale liefern und in der Vergleichsschaltung (G2) ein Signal (e(s)) erzeugt wird, das den Zeitpunkt der Erzeugung ausgewählter Fehlersignale (e(so)) bestimmt, von denen die Umschaltzeitsignale (s1) abgeleitet werden. 3. Control system according to claim 1 or 2, characterized in that that the analog computer (D, P) and the simulator (S) each also have the first derivatives (z (s), X (s)) of the signals and a signal in the comparison circuit (G2) (e (s)) is generated, which is the time of generation of selected error signals (e (see above)), from which the switching time signals (s1) are derived. 4. Steuersystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Impulsgeneratorschaltung (K in Fig. 3 ; EM, bis M4, B in Fig. 6) mit den Signalen (e(s)) beliefert wird, die immer, wenn deren Wert durch Null geht, einen Wählimpuls (so) erzeugt, der eine Wählschaltung (H in Fig.3) zur Bestimmung des Zeitpunktes der Erzeugung des ausgewählten Fehlersignals (e(so)) auslöst. 4. Control system according to claim 3, characterized in that a pulse generator circuit (K in Fig. 3; EM, to M4, B in Fig. 6) is supplied with the signals (e (s)), which whenever their value is through Goes zero, a dial pulse (see above) is generated, which triggers a selection circuit (H in Figure 3) to determine the time of generation of the selected error signal (e (see above)). 5. Steuersystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Wählschaltung (H) eine Diodenbrücke (Fig. 6) enthält, bei welcher der Wählimpuls (so) einer Diagonalen und das Fehlersignal (e(s)) dem einen Ende der anderen Diagonalen zugeführt wird, während das ausgewählte Fehlersignal (e(so)) von dem entgegengesetzten Ende dieser Diagonalen abgenommen wird. 5. Control system according to claim 4, characterized in that that the selection circuit (H) contains a diode bridge (Fig. 6), in which the selection pulse (see above) one diagonal and the error signal (e (s)) at one end of the other diagonal is supplied, while the selected error signal (e (see above)) from the opposite At the end of this diagonal. 6. Steuersystem nach Anspruch 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltzeitsignale (s) von einer Integratorschaltung (I) abgeleitet werden, der die ausgewählten Fehlersignale (e(so)) zugeführt werden, wobei der Integrator (I) einen Phasenumwandler enthält, der von dem Signal (±A) gesteuert wird. 6. Control system according to claim 3, 4 or 5, characterized in that the switching time signals (s) from an integrator circuit (I) can be derived to which the selected error signals (e (see above)) are fed, where the integrator (I) contains a phase converter, which is derived from the signal (± A) is controlled. 7. Steuersystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltzeitsignale (s1) in Abhängigkeit von dem augenblicklichen stabilen Zustand des Systems abgeleitet werden. B. 7. Control system according to one of the preceding claims, characterized characterized in that the switching time signals (s1) as a function of the instantaneous stable state of the system can be derived. B. Steuersystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Motor (M), dessen Arbeitsweise durch eine Differentialgleichung n-ter Ordnung wiedergegeben wird, und dem Simulator (S) n Signalkanäle vorhanden sind, von denen jeder einen Term der Gleichung darstellt. Control system according to one of the preceding Claims, characterized in that between the motor (M), its mode of operation is represented by an n-th order differential equation, and the simulator There are (S) n signal channels, each of which represents a term of the equation. 9. Steuersystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß in einem Kanal ein Signal geführt wird, das aus der Änderungsgeschwindigkeit der Stellung und der Triebkraft des Motors (M) (z. B. Drehgeschwindigkeit und Drehmoment) zusammengesetzt ist. 9. Control system according to claim 8, characterized in that a channel in a Signal is performed, which from the rate of change of the position and the driving force of the motor (M) (e.g. rotational speed and torque) is. 10. Steuersystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Simulator (S) einen Multivibrator mit zwei Zuständen enthält, dessen Zustand bei Beginn jeder Rechenperiode von einem Signal bestimmt wird, das von dem Relais (Y in Fig. 3) abgeleitet ist und den augenblicklichen Zustand des Motors (M) wiedergibt, während der Ausgang des Multivibrators die Triebkraft des Motors (z. B. Drehmoment) wiedergibt. 10. Control system according to claim 9, characterized in that the simulator (S) contains a multivibrator with two states, the state of which at the beginning of each Calculation period is determined by a signal derived from the relay (Y in Fig. 3) and shows the current state of the motor (M), while the output of the multivibrator reproduces the driving force of the motor (e.g. torque). 11. Steuersystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ableitung des optimalen Umschaltzeitsignals (s,) das Signal (e(s)) einer Komparatorschaltung (E in Fig. 6) zugeführt wird, deren Ausgangswert (e(s) = 0) einem ersten Multivibrator (M1) zusammen mit einem Signal. (3-A(sl)) zugeleitet wird, das von dem Simulator (S in. Fig. 3) abgeleitet wird und den augenblick1ichen Zustand des Motors (M) im Zeitpunkt des Umschaltens wiedergibt und den ersten Multivibrator blockiert, und daß ein zweiter, von einem Zeitgenerator (T in Fig.3) ausgelöster Multivibrator (M2 in Fig. 6) einen dritten Multivibrator (M3 in Fig. 6) speist, welcher außerdem von einem vierten Multivibrator (M4) gespeist wird, der seinerseits von dem ersten Multivibrator (M1) und von dem Zeitgenerator (T) gesteuert wird und dazu dient, den dritten Multivibrator (M3) zu sperren, wenn der erste Multivibrator (M) einen Impuls erzeugt hat, und daß eine Pufferschaltung (B) vorgesehen ist, die bei Ende einer jeden Rechenperiode einen Ausgangsimpuls erzeugt und entweder von dem ersten oder dem dritten Multivibrator (M1 oder M3) ausgelöst wird. In Betracht gezogene Druckschriften: Soroka, »Analog Methods in Computation and Simulation«, erschienen 1954 in New York, London, Toronto, S. 191 bis 207; Zeitschrift »Feinwerktechnik«, 1954, S. 1 bis 6.11. Control system according to one of the preceding claims, characterized in that to derive the optimal switching time signal (s,) the signal (e (s)) of a comparator circuit (E in Fig. 6), the output value (e (s) = 0) of which is fed to a first multivibrator (M1) together with a signal. (3-A (sl)) which is fed from the simulator (S in. Fig. 3) is derived and the current state of the engine (M) in Time of switching and blocks the first multivibrator, and that a second multivibrator triggered by a time generator (T in FIG. 3) (M2 in Fig. 6) a third multivibrator (M3 in Fig. 6) feeds, which also fed by a fourth multivibrator (M4), which in turn is fed by the first Multivibrator (M1) and controlled by the time generator (T) and is used to to block the third multivibrator (M3) when the first multivibrator (M) has one Has generated pulse, and that a buffer circuit (B) is provided which at the end of each calculation period an output pulse is generated and either from the first or the third multivibrator (M1 or M3) is triggered. Considered Publications: Soroka, "Analog Methods in Computation and Simulation", published 1954 in New York, London, Toronto, pp. 191 to 207; "Feinwerktechnik" magazine, 1954, pp. 1 to 6.