DE1038618B - Monostabile oder unstabile Kippschaltung mit einem Grenzschichttransistor zur Verwendung in einem Gleichspannungswandler - Google Patents

Monostabile oder unstabile Kippschaltung mit einem Grenzschichttransistor zur Verwendung in einem Gleichspannungswandler

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DE1038618B
DE1038618B DEN9210A DEN0009210A DE1038618B DE 1038618 B DE1038618 B DE 1038618B DE N9210 A DEN9210 A DE N9210A DE N0009210 A DEN0009210 A DE N0009210A DE 1038618 B DE1038618 B DE 1038618B
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Petrus Adrianus Gerard Carolus
Peter Johannes Hubertu Janssen
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Koninklijke Philips NV
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Philips Gloeilampenfabrieken NV
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Description

DEUTSCHES
Die Erfindung bezieht sich auf eine monostabile oder unstabile Kippschaltung zur Umwandlung einer Speisegleichspannung oder einer sich langsam ändernden Spannung in eine impulsförmige Spannung mit einem Grenzschichttransistor, einem Rückkopplungstransformator und einem Gleichrichter, über den ein mit einer Belastung parallel geschalteter Kondensator aufgeladen wird, wobei die Primärwicklung des Transformators in Reihe mit einer Speisespannungsquelle im Kollektorkreis des Transistors eingeschaltet ist, während seine Sekundärwicklung zwischen den Emitter- und Basiselektroden des Transistors eingeschaltet ist.
Unter »Grenzschichttransistor« wird ein Transistor verstanden, der z. B. durch Aufziehen des Transistorkristalls aus der Schmelze oder durch Legierung oder teilweise elektrolytisches Wegätzen dieses Kristalls mittels eines Materials entsteht, das örtlich eine sich von dem übrigen Kristall unterscheidende Leitfähigkeit, insbesondere eine entgegengesetzte Leitfähigkeit hervorruft, wobei also stets durch Grenzschichten getrennte Zonen verschiedener Leitfähigkeit gebildet werden.
Es sind Kippschaltungen bekannt, die Spitzenkontakttransistoren enthalten, die mittels einer verhältnismäßig hohen Basisimpedanz oder mit Hilfe eines Rückkopplungstransformators und eines die Frequenz bestimmenden i?C-Netzwerkes zum Selbstschwingen gebracht werden. Die Impulsenergie, die durch solche Schaltungen erhalten werden kann, ist jedoch verhältnismäßig gering. Es sind auch Generatorschaltungen für sinusförmige Schwingungen mit Hilfe von Transistoren bekannt, die einen ähnlichen Nachteil aufweisen. Mit Hilfe dieser bekannten Spitzentransistor-Oszillator-Schaltungen kann eine relativ niedrige Gleichspannung in eine mittelfrequente Wechselspannung umgeformt, gleichgerichtet und die gleichgerichtete relativ hohe Spannung einem Verbraucher, z. B. einem Geigerzähler oder Ionisationskammer usw., zugeführt werden.
Es hat sich aber herausgestellt, daß die Wirksamkeit bei Grenzschichttransistor-Kippstufen, die im wesentlichen von einer Verringerung des Verlustfaktors abhängt, nicht durch einfache Übertragung der bei Röhren und Spitzentransistoren bekannten Maßnahmen erreicht oder gar verbessert werden kann, sondern daß Kippschwingungen bestimmter Art zu .rzeugen sind, damit ein möglichst großer Wirkungsgrad bei größtmöglicher Belastung der Transistoren auftritt.
Die Erfindung hat daher das Merkmal, daß in Reihe mit der Sekundärwicklung des Transformators ein verhältnismäßig kleiner Begrenzungswiderstand eingeschaltet ist, der eine plötzliche Unterbrechung des Monostabile oder unstabile Kippschaltung mit einem Grenzsdiictittransistor
zur Verwendung in einem
Gleichspannungswandler
Anmelder:
N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken,
Eindhoven (Niederlande)
Vertreter: Dipl.-Ing. K. Lengner, Patentanwalt,
Hamburg I1 Mönckebergstr. 7
Beanspruchte Priorität:
Niederlande vom 22. Juli 1953 und 12. April 1954
Peter Johannes Hubertus Janssen
und Carolus Petrus Adrianus Gerardus van de Vijver,
Eindhoven (Niederlande),
sind als Erfinder genannt worden
2
Kollektorstroms des Transistors begünstigt und diesen Kollektorstrom begrenzt, und daß der an den Klemmen der Primärwicklung des Transformators transformierte Wert der Widerstandskomponente der Belastung so niedrig ist, daß die bei der Unterbrechung des Kollektorstroms in der Primärwicklung mit einer verhältnismäßig hohen Eigenfrequenz angeregte Schwingung nach einem Bruchteil einer Viertelperiode durch Leitendwerden des Gleichrichters beendigt wird und der Gleichrichter danach während des größten Teils der Rücklaufperiode des Kippstroms leitend bleibt. Dabei tritt die an sich bekannte Wirkung ein, daß der Kondensator durch den größten Teil der während der Einlaufperiode des Kippstroms über die Primärwicklung im Magnetfeld gespeicherte Energie auf eine Spannung geladen wird, die mindestens einige Male höher ist als die Speisespannung. Durch die zweckmäßige Bemessung des Belastungswider-Standes wird erreicht, daß die an den Klemmen der Primärwicklung durch die plötzliche Unterbrechung des Kollektorstroms entstehende Schwingspannung auf einen für den Transistor zulässigen Wert begrenzt wird und die der Belastung zugeführte Lei-
809 63T/354
stung wesentlich größer ist als die im Transistor verlorene Leistung. Infolge der bei Flächentransistoren sehr niedrigen Knickspannung kann die im Transistor verlorengehende Leistung der Schaltung nach der Erfindung auf z. B. 10 Milliwatt und 0,5 °/o der am Ausgangswiderstand auftretenden Nutzleistung gehalten werden, ohne daß eine Beeinträchtigung des Transistors zu befürchten ist, was mit Spitzentransistorschaltungen nicht möglich ist. Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher erläutert.
Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung; Fig. 2 zeigt Transistorkennlinien, und
Fig. 3 und 4 zeigen den Verlauf des Stroms und der Spannung mit der Zeit zur Erläuterung des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1;
Fig. 5 ist eine Abart der Schaltung nach Fig. 1;
Fig. 6 zeigt eine andere Abart der Schaltung nach Fig. 1, die als Spannungsgenerator mit geringem Innenwiderstand dient;
Fig. 7 ist eine weitere Abart der Schaltung nach Fig. 1, wobei das Selbststarten der Schwingungen erleichtert wird;
Fig. 8 ist eine weitere Abart der Schaltung nach Fig. 1, wobei die erzeugte Spannung stabilisiert wird;
Fig. 9 zeigt einen Teil eines Hörapparates, wobei diese Prinzipien durchgeführt sind.
In Fig. 1 ist eine Speisespannungsquelle B zwischen der Emissions- und der Kollektorelektrode eines Grenzschichttransistors 1 in Reihe mit der Primärwicklung L eines herabtransformierenden Rückkopplungstransformators 2 eingeschaltet, dessen Sekundärwicklung in den Kreis zwischen der Emissions- und der Basiselektrode des Transistors 1, nötigenfalls in Reihe mit einem Begrenzungswiderstand 3, eingefügt ist. An Hand der (V-F^-Kennlinien der Fig. 2 wird gezeigt, daß sich der Kollektorstrom ic durch den Transistor 1 sägezahnförmig und die Kollektorspannung Vc impulsförmig mit der Zeit ändern, was in Fig. 3 angedeutet ist, wobei angenommen wird, daß die Streukapazität C parallel zur Primärwicklung L einen sehr geringen Wert hat.
Bei der Inbetriebnahme der Schaltung nach Fig. 1 wird der Kollektorstrom ic bis zu einem Wert zuzunehmen bestrebt sein, der der Kennlinie J6 = O der Fig. 2 entspricht, wobei ib den Basisstrom des Transistors 1 bezeichnet. Diese Stromzunahme von ic erzeugt im Transformator 2 einen magnetischen Fluß, wodurch über dessen Sekundärwicklung eine Spannung erzeugt wird, die den Basistrom ib des Transistors zunehmen läßt. Infolgedessen fließt wieder ein höherer Kollektorstrom ic, wodurch ein höherer Basisstrom /6 auftritt usw.
Die Zunahme des Kollektorstroms ic mit der Zeit kann in erster Annäherung durch die Formel
R+r
R + r
wiedergegeben werden. Dabei ist B = die Spannung der Quelle B, L = die Induktivität der Primärwicklung L des Transformators 2, R=dtr Differential- \viderstand des ansteigenden Zweigs R in den /c-F^-Kennlinien der Fig. 2 und r=der Verlustwiderstand der erwähnten Primärwicklung L, wobei über dieser Induktivität L nahezu die ganze Spannung der Quelle B und zwischen der Emissions- und der Kollektorelektrode nur die sehr geringe, dem erwähnten ansteigenden Zweig R entsprechende Kollektorspannung Vc erzeugt wird.
Über der Sekundärwicklung des Transformators 2 steht während dieser Periode eine Spannung, die praktisch gleich Bin ist, wobei η das Transformationsverhältnis des Transformators 2 bezeichnet, welche Spannung einen Basisstrom
. B
erzeugt, wobei R3 die Größe des Widerstandes 3 und
ίο Rb.e den Eingangswiderstand des Transistors 1 zwischen Basis- und Emissionselektrode bezeichnen.
Wenn der Kollektorstrom ic bis zu einem Wert zugenommen hat, bei dem die zu diesem Basisstrom ib0 gehörende i^-F^-Kennlinie des ansteigenden Zweiges R nahezu in die Waagerechte ibo (s. Fig. 2) übergeht, nimmt ic praktisch nicht mehr zu, wodurch die Spannung über der erwähnten Sekundärwicklung und somit der Basisstrom ib plötzlich sehr stark abnehmen, wodurch der Kollektorstrom ic schroff unterbrochen wird (s. Fig. 3) und die Kollektorspannung Vc bis weit über die Spannung der Quelle B (angegeben durch die gestrichelte Linie B der Fig. 3) heraus ansteigen kann.
Die erhaltene Spannung dient dazu, über einen Gleichrichter 6 (s. Fig. 1) eine Nutzbelastung zu speisen, wobei die mittlere Spannung über dieser Belastung viele Male größer als die Spannung der Quelle 1 sein kann. Dabei kann die an diese Belastung 7 abgegebene Leistung wesentlich höher sein als die maximal zulässige Leistung W des Transistors. Selbstverständlich kann der Transformator 2 auch nötigenfalls mit einer Tertiärwicklung (nicht dargestellt) versehen werden, deren Spannung nach Gleichrichtung der Belastung zugeführt wird.
Die Strom- und Spannungswerte, die dieser Maximalleistung W entsprechen, sind in Fig. 2 durch die strichpunktierte Kurve W angegeben. Während der langen Periode, in der der Strom ic nach Fig. 3 zunimmt und nach Fig. 2 längs des ansteigenden Zweigs R der ic-Vc-¥Ltrm\m\en verläuft, ist die Spannung Vc so gering, daß wenigstens durchschnittlich die Maximalleistung W des Transistors noch nicht erreicht wird. Während dieser Periode wird jedoch im Magnetfeld des Transformators 2 eine wesentliche Energie angesammelt, die pro Periode gleich dem Produkt des mittleren icgem des Stromes ic und der Spannung der Quelle B abzüglich der erwähnten geringen Kollektorspannung Vc ist. Während der kurzen Periode, in der der Strom ic nach Fig. 3 schroff unterbrochen wird, steigt zwar die Spannung V0 bis weit über die Spannung der Quelle B heraus, aber der Strom ic ist unterbrochen, so daß wieder der Transistor 1 unterhalb seiner maximal zulässigen Leistung W betrieben wird. Tn dieser Periode gibt der Transformator 2 seine angesammelte Energie, pro Periode etwa B-lcgem, an die Belastung 7 ab. Diese Leistung kann also wesentlich höher sein als die zulässige Verlustleistung W des Transistors.
In Fig. 4 sind in vergrößertem Maßstab die Spannung Vc über der Primärwicklung und der Strom iL durch die Primärwicklung L dargestellt. Im Zeitpunkt a, in dem der Kollektorstrom ic den Wert entsprechend dem Zweig ib0 der Fig. 2 erreicht hat und also schroff unterbrochen wird, erhöht sich die Spannung Vc über dem durch die Wicklung L und ihre Streukapazität C gebildeten Kreis, bis in dem Augenblick b die Spannung Vc über der Belastung 7 (die z. B. durch Anwendung eines Parallelkondensators 8 deutlichkeitshalber als konstant angenommen werden kann) erreicht wird. In diesem Augenblick fängt ein
wesentlicher Strom i^ durch den Gleichrichter 6 zu fließen an, wobei der Strom ii durch die Wicklung L annähernd gemäß der Formel
r + rd
V0 B Z '
Il = ~^ΓΧ7— ' e
abnimmt, wobei rd den Innenwiderstand des deichrichters 6 bezeichnet. In diesem Augenblick c, in dem der Strom ii gleich Null wird, schwingt die Spannung Vc wieder herab bis zum Augenblick d, in dem die Spannung V0 gleich der Spannung B der Gleichspannungsquelle wird, von welchem Augenblick an der vorstehend beschriebene Stromzyklus wieder anfängt. In dem Zeitintervall b-c wird eine Energie 1/2 Li^ des Transformators 2 auf die Belastung 7 übertragen. Der im Zeitintervall c-d durch die Wicklung L fließende negative Strom wird durch die Streukapazität C geliefert.
Aus vorstehendem ist ersichtlich, daß, soll eine hohe Spannung Vc über der Belastung 7 erzielt werden, die Zeitintervalle a-b und c-d kurz sein müssen im Vergleich zu dem Zeitintervall b-c, d.h. daß die Schwingungszeit der Eigenschwingung des Kreises L-C kurz sein muß im Vergleich zu der Dauer der erwähnten kurzen Periode, oder, in anderen Worten, daß der Kreis L-C eine verhältnismäßig hohe Eigenfrequenz haben muß.
Die geschilderte Schaltungsanordnung kann z. B. zur Speisung von Batteriegeräten mit Röhren und gegebenenfalls Transistoren benutzt werden, wozu eine niedrige Batteriespannung des Gerätes genügen kann, da die Speisung der Röhren auf die angegebene Weise erzielt wird. Die erzeugten Impulse können dabei außerdem als Pendelschwingungen für einen superregenerativen Detektor eines Empfangsapparates dienen. Die erwähnten Geräte sind z. B. Autoradiogeräte, tragbare Empfänger oder Verstärker, z. B. für Meßzwecke, Hörgeräte. Auf diese Weise kann z. B. auch das Abstimmauge und/oder die elektrolumineszierende Skaleneinteilung eines im übrigen mit Transistoren versehenen Radioempfängers gespeist werden. Diese Schaltung kann auch vorteilhaft in Kombination mit einem Photofluxgerät verwendet werden, wobei der Kondensator 8 während einer vorgeschriebenen Zeit bis zu der erforderlichen Spannung aufgeladen wird und sich dann plötzlich über die Blitzlichtlampe entlädt. Anstatt eine Speisespannung einer Batterie zu entnehmen, kann sie z. B. auch mit Hilfe einer Thermosäule erzeugt werden. Anstatt auf die angegebene Weise eine hohe negative Spannung V0 zu erzeugen, kann man selbstverständlich durch Umkehrung der Quelle B und durch Anwendung eines Transistors 1 entgegengesetzter Leitfähigkeit auf ganz ähnliche Weise eine positive Spannung erzeugen.
Nicht nur auf die angegebene Weise kann man die Gleichspannung der Quelle B mittels der Erzeugung der sägezahnförmigen Ströme ic und iL mit sehr hohem Nutzeffekt in eine höhere Gleichspannung Vc über der Belastung 7 umwandeln, sondern man kann diese sägezahnförmigen Ströme selbstverständlich auch selbst ausnutzen. Insbesondere kann man durch passende Bemessung auf einfache Weise einen Dreiecksägezahnstrom iL erzeugen. Durch Änderung des Widerstandes 3 kann man weiter nicht nur die Größe der aufgenommenen und abgegebenen Leistung, sondern auch die Wiederholungsfrequenz des Sägezahnstromes bzw. der Impulsspannungen ändern.
Es ist weiter empfehlenswert, im Gegensatz zu bekannten Schaltungen keine oder nur eine geringe Vor-Spannungsquelle in den Kreis zwischen Basis- und Emitterelektrode einzufügen. Wird bei der dargestellten Schaltung die Belastung 7 kurzgeschlossen, so hört das Selbstschwingen auf, und der Kollektorstrom ic sinkt praktisch auf den Wert Null herab. Wenn aber eine der Durchlaßrichtung entsprechende Vorspannungsquelle in den erwähnten Kreis aufgenommen werden würde, entsteht die Gefahr der Überlastung des Transistors, da bereits bei geringem Wert des Basisruhestroms das Produkt von Kollektorruhespannung und -strom höher ist als die für den Transistor maximal zulässige Verlustleistung W. Andererseits erleichtert eine solche Vorspannung das Selbststarten der Schwingung. Außerdem kann sie, z. B. gemäß der Abart nach Fig. 7, dazu dienen, die Spannung V0 über der Belastung 7 weniger abhängig von Span·· nungsänderungen der Quelle B zu machen. Diese Spannung V0 nimmt nämlich mehr als proportional mit B zu, da der Eingangswiderstand R0_e des Transistors 1 bei zunehmender Spannung zwischen Emissions- und Basiselektrode herabsinkt. Wird gemäß Fig. 7 die von der Emissionselektrode abgewendete Seite der Quelle B über einen (z. B. durch einen Kon· densator 17 entkoppelten) Widerstand 18 und die Sekundärwicklung des Transformators 2 mit der Basiselektrode des Transistors 1 verbunden, so kann dieser Widerstand 18 viele Male größer gewählt werden als der erwähnte Eingangswiderstand R^e, wodurch dessen Einfluß auf die Spannung V0 unterdrückt wird.
Eine ähnliche Wirkung kann sich auch ergeben, wenn das Transformationsverhältnis η kleiner und der Widerstand 3 gemäß der Fig. 1 größer gewählt werden, aber dann geht eine größere Menge Energie im Emitter-Basis-Kreis verloren. Das Selbststarten wird auch durch den Kondensator 17 gefördert. Selbstverständlich kann auch ein Teil der Spannung der Quelle B der Basiselektrode des Transistors 1 zugeführt werden, z. B. indem das obere Ende des Widerstandes 18 über einen nicht dargestellten Widerstand mit dem linken Ende der Quelle B verbunden wird.
Weiter wird vorzugsweise der Begrenzungswiderstand 3 in den Basis- und nicht in den Emitterkreis eingeschaltet, da im letzteren Falle mehr Energie in diesem Widerstand 3 verlorengehen würde. Dieser Widerstand kann gegebenenfalls vorteilhaft ersetzt werden durch einen Gleichrichter (nicht dargestellt) mit gleicher Durchlaßrichtung wie der Basisemissionsweg des Transistors.
Die beschriebenen Wirkungen lassen sich mit Hilfe vonSpitzenkontakttransistoren wesentlich schwieriger verwirklichen, da ihre !,.-Fr-Kennlinie bedeutend weniger günstig verlaufen; sie haben nämlich einen bedeutend weniger steilen Zweig R und einen bedeutend weniger flachen Zweig I00 und einen bedeutend gleichmäßigeren Übergang zwischen den beiden Zweigen, während der Zweig i0 = 0 höheren/,.-Werten entspricht. Auf diese Weise wird mittels der Schaltung nach der Erfindung eine wesentlich größere Nutzwirkung erzielt. Auch die Tatsache, daß eine Impedanz im Basiskreis eines Spitzenkontakttransistors an sich zum Selbstschwingen veranlassen kann, macht es schwieriger, die vorstehend beschriebenen, gewünschten Vorgänge zu regeln.
Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel hatten die erwähnten Impedanzen folgende Werte: L = 100 mH, C = 18 pF, η = 5, R = 4 Ohm, r = 4 Ohm, rd=20 Ohm, Widerstand 3 = 68 Ohm, Widerstand 7= 18 kOhm, Kondensator 8= 1 \iF, 5=6 V, V0 = 43 V, Schwingungszeit LC-Kreis = 10 \isec, Zeit a-b = 0,1 μβεΰ, Zeit &-c = 0,17 \y,s,tc, Zeit c-d = 2,6 μεεΰ, auf die BeIa-
stung 7 übertragene Leistung = 100 mW, Transistor-Kollektor-Verlustleistung=2,5 mW, maximal zulässige Leistung des Transistors 1 = 10 mW, durch Quelle B gelieferte Leistung= 122 mW.
Fig. 5 zeigt eine Abart der Schaltung nach Fig. 1, wobei die eine Klemme der Quelle B nicht mit der Emissionselektrode, sondern über den Widerstand 3 mit der Basiselektrode des Transistors 1 verbunden ist. Im übrigen ist die Wirkungsweise dieser Schaltung praktisch der der Schaltung nach Fig. 1 ähnlich.
Fig. 6 zeigt eine Abart der Schaltung nach Fig. 1, wobei in Reihe mit der Sekundärwicklung des Transformators 2 auch eine Impedanz 9 aufgenommen ist, die auch von dem Strom durch die Belastung 7 durchflossen wird. Diese Schaltung ist als ein Generator zur Erzeugung einer Speisespannung für die Belastung 7 aufzufassen, die die Spannung der Quelle B übersteigt, wobei die angegebene Maßnahme dazu dient, den Innenwiderstand dieses Generators zu verringern.
Fließt nämlich durch Änderung der Belastung 7 ein höherer Belastungsstrom, so erzeugt dieser einen größeren Spannungsfall über der Impedanz 9, wodurch der erwähnte Strom io0 und somit auch der höchste Wert des Kollektorstroms ic erhöht werden. Der einen höheren Belastungsstrom begleitende Span- a5 nungsfall über der Belastung 7 wird durch den erhöhten Kollektorstrom ic verringert. Bei einem bestimmten, von der Stromverstärkung des Transistors 1 abhängigen Verhältnis zwischen der Spannung V0 über der Belastung 7 und der der Quelle B, kann die Impedanz 9 ausschließlich aus einem Kondensator bestehen. Dieser Kondensator bewerkstelligt selbsttätig eine Einstellung des erwähnten Spannungsverhältnisses.
Fig. 8 zeigt eine Abart der Schaltung nach Fig. 1, wobei die erzeugte Spannung V0 auch beim Wegfall der Belastung dadurch stabilisiert wird, daß der Transformator 2 mit einer Tertiärwicklung 20 versehen ist, deren Impulsspannung über einen Gleichrichter 21 mit einer der Polarität der Quelle B ent- *° gegengesetzten Durchlaßrichtung dieser Quelle B zugeführt wird, wodurch diese Impulsspannung und somit die Spannung V0 durch die Quelle B begrenzt werden. Selbstverständlich kann die Maßnahme gemäß dieser Schaltung gewünschtenfalls mit der nach Fig. 6 kombiniert werden.
Fig. 9 zeigt als Anwendungsbeispiel den Speiseteil 37 und den Verstärkerteil 38 eines Hörgerätes, wobei in Reihe mit dem verhältnismäßig großen Kondensator 39, über dem die Anodenspannung der Verstärkerröhre 38 erzeugt wird, ein Widerstand 40 aufgenommen ist, auf dessen von dem Kondensator 39 abgewendeter Seite Überhörfrequenzimpulse erzeugt werden, welche die negative Gittervorspannung der Röhre 38 liefern, ohne daß dazu der übliche Katho- 5^ denwiderstand mit Abflachkondensator erforderlich ist.

Claims (6)

Patentansprüche:
1. Monostabile oder unstabile Kippschaltung zur Umwandlung einer Speisegleichspannung oder einer sich langsam verändernden Spannung in eine impulsförmige Spannung mit einem Grenzschichttransistor, einem Rückkopplungstransformator und einem Gleichrichter, über den ein mit einer Belastung parallel geschalteter Kondensator aufgeladen wird, wobei die Primärwicklung des Transformators in Reihe mit einer Speisespannungsquelle im Kollektorkreis des Transistors eingeschaltet ist, während seine Sekundärwicklung zwischen den Emitter- und Basiselektroden des Transistors eingeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der Sekundärwicklung des Tranformators ein verhältnismäßig kleiner Begrenzungswiderstand eingeschaltet ist, der eine plötzliche Unterbrechung des Kollektorstroms des Transistors begünstigt und diesen Kollektorstrom begrenzt, und daß der an den Klemmen der Primärwicklung des Transformators transformierte Wert der Widerstandskomponente der Belastung so niedrig ist, daß die bei der Unterbrechung des Kollektorstroms in der Primärwicklung mit einer verhältnismäßig hohen Eigenfrequenz angeregte Schwingung nach einem Bruchteil einer Viertelperiode durch Leitendwerden des Gleichrichters beendigt wird und der Gleichrichter danach während des größten Teils der Rücklaufperiode des Kippstroms leitend bleibt.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Begrenzungswiderstand vom Strom durch die Belastung (7) durchflossen wird, so daß er dem Spannungsabfall über der Belastung bei zunehmendem Belastungsstrom entgegenwirkt (Fig. 6).
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kreis zwischen der Basis- und Emitterelektrode keine Vorwärts-Vorspannungsquelle enthält.
4. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Begrenzungswiderstand (18) wenigstens teilweise für die Frequenz der erzeugten Impulse mittels eines Kondensators (17) entkoppelt ist (Fig. 7).
5. Schaltung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erleichterung des Selbststartens als Impulsoszillator und zur Verringerung der Änderungen der erhaltenen Impulsamplitude bei Speisespannungsänderungen die Speisespannungsquelle (B) in den Reihenkreis der erwähnten Sekundärwicklung und des erwähnten Begrenzungswiderstandes (18) zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors eingefügt ist (Fig. 7).
6. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zum Stabilisieren der Amplitude der erzeugten Impulse die Speisequelle (B) über einen Gleichrichter (21), mit einer der Polarität dieser Quelle (B) entgegengesetzten Durchlaßrichtung, mit einer Tertiärwicklung des Transformators (2) verbunden ist (Fig.8).
In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Patentschrift Nr. 834 703;
Proceedings of the IRE, November 1952, S. 1521 bis 1523;
Radio and Television News, April 1953, S. 40, 41 und 99.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
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