DE102022001302A1

DE102022001302A1 - Elektrisches HD-Umrichtersystem und zugehöriges Steuerungsverfahren

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Publication number: DE102022001302A1
Application number: DE102022001302.9A
Authority: DE
Inventors: Zhongxi Li; Stefan Goetz
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2022-04-15
Filing date: 2022-04-15
Publication date: 2023-10-19

Abstract

Es ist bekannt, dass kaskadierte H-Bridges mit heterogenen Modulspannungen theoretisch exponentiell verfeinerte Ausgangsspannungsniveaus erzeugen und hohe Ausgangsauflösungen mit nur einer Stromquelle erreichen können. Mehrere kritische Aspekte müssen jedoch noch gründlich untersucht werden, nämlich 1) die Steuerbarkeit der Modulspannungen unter beliebigen Lastbedingungen und 2) die optimale Planung der Schaltzustände.Wir stellen einen Planungsalgorithmus und topologische Änderungen für binäre asymmetrische kaskadierte H-Brücken (ACHBs) vor, um einen vollständig sensorlosen Betrieb unter allen Lastbedingungen zu erreichen und dabei nur eine Stromquelle zu verwenden. Der Planungsalgorithmus hebt die Energieaufnahme der floatenden Module pro Zeitrahmen auf, während Gleichstrom-Hilfsschaltungen mit geringem Stromverbrauch, die sich natürlich aus der Brückenstruktur ergeben, jegliche Spannungsdrift korrigieren können, ohne dass Spannungssensoren erforderlich sind. Rigorose Analysen zeigen einen inhärenten Leistungskonflikt zwischen der Genauigkeit der Referenzabtastung und der Kontrollierbarkeit der Spannung der floatenden Module für ACHBs im Allgemeinen, für die der vorgeschlagene Algorithmus immer die Pareto-Front erreicht. Die vorgeschlagene ACHB und der Algorithmus werden in einem Versuchsaufbau mit sechs Modulen und 65 Ausgangspegeln (d. h. effektiv 6 Bits) getestet.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungstopologie und ein zugehöriges Steuerungsverfahren für einen leistungselektronischen Wechselrichter mit ultrahoher Ausgangsspannungsauflösung, hohem Wirkungsgrad sowie hoher Skalierbarkeit zur Abdeckung kleiner, mittlerer und hoher Leistungen, jedoch mit geringem Kosten- und Betriebsaufwand.
Der Bedarf an Hochleistungsstromquellen ergibt sich aus vielen neuen Anwendungen, die häufig gleichzeitig eine hohe Leistung (> 1 kW, manchmal > 100 kW oder sogar > 1 MW), eine hohe Qualität (z. B. eine Auflösung von > 10 Bit) und eine hohe Frequenz (> 1 kHz) erfordern. Beispiele hierfür sind Geräte zur magnetischen Nervenstimulation, Hochleistungs-Audioverstärker und Hochleistungs-Elektromotorprüfstände. Die meisten bestehenden Stromquellentechnologien wurden jedoch mit Blick auf einen bestimmten Betriebsbereich entwickelt und verfeinert, und es gibt keine allgemeine Lösung, die hochauflösende, flexible Wechselstromwellenformen von kW bis MW und Frequenzen von DC bis MHz liefern kann. Kundenspezifische Anpassungen waren schon immer der Hauptansatz für die Entwicklung von Stromrichtern, was bei jedem neuen F&E-Projekt hohe Vorabinvestitionen nach sich zieht und den Markteintritt verzögert. Auch im akademischen Bereich besteht der Bedarf an schnellem, flexiblem Hardware-Prototyping, wobei jedes Labor einen weiteren spezifischen und teuren Stromrichteraufbau baut.
Wissenschaftliche Referenz B. Wang et al. (2022) [Wang, Boshuo, Zhongxi Li, Charles E. Sebesta, Daniel Torres Hinojosa, Qingbo Zhang, Jacob Robinson, Gang Bao, Angel V. Peterchev, and Stefan Goetz (2022). „Multichannel power electronics and magnetic nanoparticles for selective thermal magnetogenetics“. Journal of Neural Engineering, doi: 10.1088/1741-2552/ac5b94] beschreibt eine Schaltung, die hochfrequente Leistung mit hoher Qualität und Leistung erzeugen kann. Die dort beschriebene Lösung kann jedoch nur ganz bestimmte Frequenzen erzeugen, ist aber nicht in der Lage, praktisch jede Leistung innerhalb einer bestimmten Bandbreite zu erzeugen.
Z. Li et al. (2019) [Li, Zhongxi, Ricardo Lizana, Zhujun Yu, Sha Sha, Angel V. Peterchev, and Stefan M. Goetz (2019). „A modular multilevel series/parallel converter for a wide frequency range operation.“ IEEE Transactions on Power Electronics, 34(10): 9854-9865. doi: 10.1109/TPEL.2019.2891052], S. Goetz et al. (2016) [Goetz, Stefan M., Zhongxi Li, Xinyu Liang, Chengduo Zhang, Srdjan M. Lukic, and Angel V. Peterchev (2016). „Control of modular multilevel converter with parallel connectivity-Application to battery systems.“ IEEE Transactions on Power Electronics, 32(11):8381-8392, doi: 10.1109/TPEL.2016.2645884], Patentschrift US 9,502,960 und Patentschrift US 9,496,799 beschreiben modulare leistungselektronische Schaltungen, die ein breites Spektrum von Ausgangssignalen mit hoher Leistung erzeugen können, aber die Qualität des Ausgangs ist niedrig und erfordert eine große Anzahl von Modulen für eine hochwertige Ausgangsspannung, z. B. mit einer Auflösung von > 10 Bit.
Z. Li et al. (2022) [Li, Zhongxi, Jinshui Zhang, Angel Peterchev, und Stefan Goetz (2022). Modular Pulse Synthesizer for [Transcranial Magnetic Stimulation with Flexible User-Defined Pulse Shaping and Rapidly Changing Pulse in Sequences. arXiv preprint arXiv:2202.06530.], Z. Zeng et al. (2022) [Zeng, Zhiyong, Lari Koponen, Rena Hamdan, Zhongxi Li, Stefan Goetz, , and Angel V. Peterchev (2022). „Modular multi-level TMS device with wide output range and ultrabrief pulse capability for sound reduction“. Journal of Neural Engineering, 19(2): 026008, doi: 10.1088/1741-2552/ac572c], und S. Goetz et al. (2012) [Goetz, Stefan M., Michael Pfaeffl, Jonas Huber, Matthias Singer, Rainer Marquardt, and Thomas Weyh (2012). „Circuit topology and control principle for a first magnetic stimulator with fully controllable waveform“. In 2012'Annual International Conference of the IEEE Engineering in Medicine and Biology Society (EMBC), pp. 4700-4703. doi: 10.1109/EMBC.2012.6347016] offenbaren Geräte, die praktisch jede Ausgangsform mit sehr hoher Leistung und großer Bandbreite erzeugen können. Allerdings ist die Ausgangsqualität eher begrenzt und erfordert viele Komponenten oder Module, da die Spannungsgranularität nur proportional zur Anzahl der Module wächst.
Wissenschaftliche Referenz J. Fang (2021) [Fang, Jingyang, Frede GE Blaabjerg, Steven Liu, und Stefan Goetz (2021). „A review of multilevel converters with parallel connectivity“. IEEE Transactions on Power Electronics, 36(11):12468-12489. doi: 10.1109/TPEL.2021.3075211] offenbart verschiedene Modulkonfigurationen, von denen einige in Kombination mit der Erfindung verwendet werden können und hier durch Bezugnahme aufgenommen werden sollen.
Die Patentschrift US 5,963,086 beschreibt eine Verstärkerschaltung, die einen breitbandigen Ausgang mit hoher Leistung und Effizienz erzeugen kann, aber die Ausgangsqualität ist so gering, dass ein Filter erforderlich ist, um einen Teil der Verzerrungen zu beseitigen, was auf Kosten der Effizienz geht und die mögliche Bandbreite und Dynamik verringert. Außerdem ist die Bandbreite auf die schnellste Schaltgeschwindigkeit der Transistoren begrenzt. Ein Überschreiten dieser Geschwindigkeit durch Verteilung der Schaltvorgänge auf mehrere Transistoren ist nicht möglich.
Die Verstärkerschaltung der Patentschrift US 8,149,061 kann dagegen sehr hohe Frequenzen erreichen, aber die Bandbreite und der Wirkungsgrad sind begrenzt.
Die Vorrichtung aus Patentschrift US 8,604,883 kann praktisch jede beliebige Leistung mit deutlich höherer Qualität als die oben genannten Lösungen erzeugen, aber der Wirkungsgrad ist sehr niedrig, so dass höhere Leistungen nicht ohne inakzeptablen Leistungsverlust oder Überhitzung des Verstärkers erzeugt werden können.
Die gängigste Methode zur Erzielung einer hohen Leistung bei gleichzeitig hoher Ausgangsqualität sind sogenannte kaskadierte H-Brücken-Wandler (CHB). CHB ist eine typische modulare Topologie, die in erster Linie aus mehreren identischen Leistungsschaltungsmodulen besteht. Durch individuelles Ein- und Ausschalten dieser Module erzeugt der CHB eine Reihe von diskreten Spannungspegeln. Da die Anzahl der Ausgangsspannungspegel proportional zur Anzahl der Module wächst, wird für eine hochauflösende Ausgabe eine große Anzahl von Modulen benötigt. Eine 7-Bit-Ausgangsauflösung erfordert beispielsweise eine Größenordnung von 128 Modulen; eine weitere Erhöhung der Auflösung auf 8 Bit verdoppelt die Anzahl der Module. Die enormen Bauteilkosten und der Betriebsaufwand behindern den Einsatz von CHBs in Nieder-/ Mittelspannungsanwendungen, trotz ihrer hervorragenden Skalierbarkeit in Bezug auf Leistung und Ausgangsauflösung.
Digitale Schaltungen wie Sigma/Delta-DAC hingegen geben problemlos 16 Bit in einer sehr großen Bandbreite aus. Allerdings können solche Schaltungen kaum eine sinnvolle elektrische Last tragen, was sie in der Leistungselektronik unbrauchbar macht. Allgemeine Verstärkerschaltungen, die sich durch eine geringere Leistung auszeichnen, können zwar die Qualität, nicht aber die Leistung erzeugen, da ihr Wirkungsgrad begrenzt ist. Die meisten Verstärker verwenden Transistoren, die linear im strom- oder spannungsgesteuerten Bereich arbeiten, was zu erheblichen Verlusten führt.
Die im Folgenden beschriebene Erfindung stellt eine Art asymmetrische kaskadierte H-Brückenschaltung (ACHB) vor, die die oben genannten Probleme löst und einen High-Definition-Wandler (HD-Wandler) bildet. Die vorgeschlagenen ACHBs behalten die hervorragende (Leistungs-)Skalierbarkeit von CHBs bei und besitzen gleichzeitig die hohe Auflösung und Bandbreite von Sigma/Delta-DACs. Der vorgeschlagene ACHB benötigt zum Beispiel nur 7 Module für eine 7-Bit-Auflösung und 8 Module für eine 8-Bit-Auflösung - eine erhebliche Vereinfachung im Vergleich zu herkömmlichen CHBs.
Die ACHB kann modular aufgebaut sein, so dass sie mehrere Stromkreismodule umfasst. Die ACHBs steuern die Module jedoch absichtlich auf unterschiedlichen Spannungsniveaus. Die Modulspannungen können z. B. eine Potenzfolge von {2^k} bilden, was eine Sigma/Delta-Synthetisierung ermöglicht. Zusätzlich zur Nutzung einer Mischung verschiedener Modulspannungen für eine hochauflösende Ausgabe offenbart die Erfindung eine Lösung, wie sich eine solche Schaltung unter beliebigen Lastbedingungen verhalten würde. Die Kombination aus Steuerungsverfahren und Schaltungsimplementierung verhindert, dass ACHB-Module ungleiche Energiemengen aufnehmen, von ihren vorgegebenen Spannungen abweichen und das System schnell zusammenbricht.
Die vorliegende Erfindung unterliegt keinem Kompromiss zwischen dem Ausgangslastbereich und der Notwendigkeit, eine große Anzahl von galvanisch getrennten Gleichstromversorgungen (z. B. eine pro Modul) zu implementieren: Die vorgeschlagene ACHB kann sogar mit nur einer Gleichstromversorgung arbeiten, während sie alle Arten von Lastbedingungen akzeptiert.
Zusammenfassung der Erfindung
Eine wichtige Ausführungsform der Erfindung umfasst eine Reihe von Gleichstrom/Wechselstrom-Schaltungsmodulen, die jeweils mit einer bestimmten Spannung geladen sind. Benachbarte Module sind elektrisch miteinander verbunden, z. B. durch ein Stromkabel und eine kleine Induktivität (z. B. 0,1 µH bis 10 mH, vorzugsweise 1 µH bis 1 mH). Bei der Spule kann es sich z. B. um eine Verbindung mit mehreren Windungen, eine Verbindung mit magnetischem Material, das ein geschlossenes Volumen bildet, oder um ein einzelnes Spulenbauteil handeln. Die Positionen der Schaltungsmodule sind nach Spannung sortiert. Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung umfasst N brückenartige Schaltungsmodule, die auf unterschiedliche Spannungen aufgeladen sind, z. B. proportional zu der Zahlenfolge 2: 4: 8: ...: 2^N.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von vier Hierarchieebenen vorgestellt: Modul, Inter-Modulverbindung, Armbildung und Steuerung.
Modul
Die Erfindung kann prinzipiell mit einer Vielzahl von Modulschaltungen (sog. Mikrotopologien oder Modultopologien) von modularen Wandlern kombiniert werden. Bevorzugte Modultypen sind Zwei-Quadranten-Module mit reiner Reihenschaltung (nachfolgend kurz M2C-2q genannt), Vier-Quadranten-Module mit reiner Reihenschaltung (nachfolgend kurz M2C-4q genannt), kurzschlussfeste Module mit reiner Reihenschaltung (nachfolgend kurz 4q-KGM2C genannt), Vier-Quadranten-Module mit Reihen- und Parallelschaltung (nachfolgend kurz M2SPC-4q genannt), Zwei-Quadranten-Module mit Reihen- und Parallelschaltung (nachfolgend kurz M2SPC-2q genannt). Diese Module arbeiten mit unterschiedlichen Spannungsniveaus, die sich vorzugsweise um den Faktor 2^k oder 3^k voneinander unterscheiden, d. h. mit Spannungen, die in erster Näherung einer Leistungsreihe folgen.
Inter-Modul-Verbindung
Die Inter-Modul-Verbindung oder kurz Verbindung bezieht sich auf die elektrische Verbindung zwischen benachbarten Modulen. Die benachbarten Module werden über einen elektrischen Leiter oder Konduktor und eine Drosselspule, Induktivität oder Induktor miteinander verbunden. Während der elektrische Leiter als sogenannter Leistungspfad, wie z. B. ein Stromkabel oder Stromschienen - ähnlich wie bei herkömmlichen CHBs - in erster Linie den Laststrom leitet, bietet der zusätzliche Induktor eine Möglichkeit für die kontrollierte Energieübertragung über die Verbindung. Durch geeignete Steuersignale der Leistungstransistoren können das Stromkabel, die Induktivität und die Energiespeicherelemente, z. B. Kondensatoren, Batteriezellen oder Batterien, der beiden benachbarten Module einen bidirektionalen Gleichspannungswandler zur Energieübertragung bilden. Eine solche Energieübertragung ist entscheidend für die Aufrechterhaltung des exponentiellen Spannungsgradienten zwischen den Modulen.
Arm
Eine Reihe von miteinander verbundenen Modulen wird als Arm bezeichnet. Mehrere Arme können miteinander verbunden werden, um verschiedene Makrotopologien für unterschiedliche Anforderungen zu bilden. So können beispielsweise drei dieser Arme miteinander verbunden werden, um eine so genannte Sternkonfiguration für dreiphasige Anwendungen wie Motorantriebe zu bilden. Eine Verbindung kann mit elektrischen Verbindungen, wie Kabeln und Drähten, und Induktoren für maximale Steuerbarkeit ( 2b) realisiert werden, wodurch die Verbindung zwischen mehreren Modulen aus verschiedenen Armen effektiv geteilt wird. Ein alternativer und vorteilhafterer Ansatz besteht darin, die Endmodule der Arme an ihren Gleichstromverbindungen zusammenzuführen und die überflüssigen Transistoren zu entfernen.
Steuerung
Das vorgestellte Steuerungsverfahren verwendet eine kontinuierliche Referenzwellenform als Eingangssignal und bestimmt die Schaltzustände, auch kurz Zustände, von elektrischen Schaltern, z. B. Leistungstransistoren, um die Referenzwellenform mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz anzunähern. Wichtig ist, dass die vorgestellte Methode 1) einen engen Ausgangsfehlerbereich garantiert, der streng durch die Gleichstrom-Zwischenkreisspannung des kleinsten Moduls begrenzt ist, 2) eine Nettoladung von Null für alle floatenden Module garantiert, was zu einer wesentlich vereinfachten Spannungsregelung der Gleichstrom-Zwischenkreise aller Module führt, und 3) die redundanten Schaltzustände der benachbarten Module und der Verbindung ausnutzt, um das vorgegebene Spannungsverhältnis zu gewährleisten, ohne dass Spannungssensoren erforderlich sind.
Floatend im Sinne der Erfindung bedeutet insbesondere, dass die Elemente, beispielsweise Energiespeicher oder Module, keinen festen Potentialbezug zur Erde aufweisen sondern beispielsweise durch wirksame Aktivierung von Schaltelementen gegenüber der Erde in ihrem Potential verschoben werden können.
Die oben genannten Merkmale ermöglichen zusammen mit den oben erwähnten Wandlertopologien eine hochgenaue, vorzugsweise spannungsgespeiste Wellenformsynthetisierung unter praktisch allen Lastbedingungen, wobei die vordefinierte Zwischenkreisspannungsleiter beibehalten wird. Es wird nur eine Gleichspannungsquelle benötigt, und ein Sensor ist nicht erforderlich. Die Berechnungskomplexität liegt in der Größenordnung von O(N), wobei N die Anzahl der Module pro Zweig ist.
Die geforderten Eigenschaften werden durch Neuerungen im Kontrollsystem und in der Schaltungstopologie ermöglicht. Im Kern teilt das Steuerungsverfahren die abgetastete Referenzwellenform in Segmente mit einer bestimmten Länge (typischerweise in der Größenordnung von 100 µs) auf. Für jedes Segment werden alle Abtastwerte zusammen betrachtet, um die Schaltredundanz auszunutzen. Dies ist der Kerngedanke, um gleichzeitig eine niedrige Ausgangsfehlerrate und eine hohe Gleichstromstabilität zu erreichen. Im Gegensatz dazu scheitert das Scoping der Steuerung für jede Wellenformprobe - wie in den meisten existierenden Steuerungsmethoden für ACHBs - entweder bei der Suche nach dem besten Kompromiss zwischen den vorgenannten Steuerungszielen oder erfordert die Übertragung von Informationen auf die zukünftigen Steuerungszyklen, was die Stabilität des Systems erschwert und möglicherweise zu unvorhersehbarem Verhalten führt. Das Batching führt zwar zu einer Durchsatzlatenz, aber diese Latenz liegt in der Größenordnung der Schaltgeschwindigkeit (z. B. das zehnfache der Schaltperiode des schnellsten Transistors des ACHB-Systems), was bei den meisten Anwendungen vernachlässigbar ist. Dank der hohen vertikalen Auflösung des vorgeschlagenen Konverters sind keine großen Filter erforderlich, so dass die effektive Durchsatzlatenz sogar kürzer sein dürfte als bei herkömmlichen Zwei-/Dreistufen-Konvertern, die auf dieselbe Wellenformqualität abzielen.
Kurzbeschreibung der Figuren
Weitere Vorteile und Weiterentwicklungen der Erfindung können der Beschreibung und den Figuren entnommen werden.

1 zeigt schematische Darstellungen von drei elektrischen Umrichtersystemen nach dem Stand der Technik
- 1a ( US 8,441,224 B2 ) zeigt ein häufig verwendetes elektrisches Umrichtersystem für Motorantriebe, bei dem eine fest verdrahtete Batteriebank eine feste Gleichspannung liefert, die einen DC/AC-Wechselrichter speist und schließlich die Last antreibt.
- 1b ( US 7,279,855 B2 ) zeigt ein elektrisches Umrichtersystem, das der Erfindung in 1a ähnelt, bei dem jedoch eine DC/DC-Stufe zwischen der Batteriebank und dem DC/AC-Wechselrichter eingefügt ist.
- 1c-d ( US 8,760,122 B2 , US 20190288617 A1 ) zeigen ein elektrisches Umrichtersystem, das hauptsächlich aus elektrischen Modulen besteht. Die Module bilden Strings, die direkt die elektrische Last speisen.
2a-c zeigen verschiedene Ausführungsformen der Erfindung.
- 2a ist für einphasige Anwendungen gedacht.
- 2b ist für dreiphasige Anwendungen mit einer Mindestanzahl von Modulen gedacht. Die Modulstränge sind sternförmig angeschlossen.
- 2c ist für dreiphasige Anwendungen gedacht, die sich durch eine minimale Anzahl von Transistoren pro Modul und eine bessere Steuerbarkeit auszeichnen.
3a-c zeigen verschiedene Ausführungsformen der Module mit unterschiedlicher Schaltredundanz, Polarität und Anzahl der Komponenten.
- 3d zeigt eine Ausführungsform des zentralen Schaltmoduls, das verschiedene Konverterarme miteinander verbindet.
4a-b zeigen verschiedene Ausführungsformen der Zusammenschaltung, die eine eigene Gleichstromwandlung zwischen den Modulen ermöglicht.
5a-b zeigen die grundlegenden Schaltzustände. Die Schaltzustände sind durch den Leistungspfad und den Induktorpfad (Gleichspannungswandler) entkoppelt.
6 zeigt Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Steuerungsverfahrens.
7 zeigt eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Kontrollverfahrens.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Vorrichtung
2a zeigt eine Ausführungsform des hochauflösenden Konverters (hier als HD-Konverter oder HS-Wandler bezeichnet) 210 für einphasige Anwendungen. Dieser HD-Wandler 210 besteht aus einer Vielzahl topologisch identischer Einheiten 300, die in Reihe geschaltet sind. Jede Einheit 300 besteht aus einem Schaltmodul 310 und einer Zwischenverbindung 400. Die Schaltmodule 310 können so gesteuert werden, dass sie mehrere diskrete Spannungen in den HD-Wandler 210 einspeisen und schließlich Strom für die elektrische Last 211 bereitstellen. Innerhalb der Einheiten 300 ist der Verbindungsteil implementiert, um eine Schnittstelle für eine Vielzahl von Schaltmodulen 310 bereitzustellen. Die Verbindung wird mit mindestens einem Leiter und mindestens einer Spule hergestellt. Während der bzw. die Leiter den Großteil des Laststroms durch den HD-Wandler 210 leitet bzw. leiten, ermöglicht die Spule bzw. die Spulen eine steuerbare Energieübertragung zwischen den Schaltmodulen 310 der angeschlossenen Einheiten 300. Daher kann die Drosselspule der Verbindung 400 genutzt werden, um das Erregungsniveau der elektrischen Module 310 zu regulieren. Wichtig ist, dass die elektrischen Module 310 mit einer Liste verschiedener Spannungswerte erregt werden können, z. B. mit einer exponentiellen Zahlenreihe zur Basis 2 (d. h. 1, 2, 4, ..., 2^N), um die Gesamtzahl der ausgegebenen Spannungspegel zu maximieren. Die Wahl der Anzahl der Einheiten 300 hängt in erster Linie von der angestrebten Anzahl der Ausgangsspannungspegel ab (d. h. von der gewünschten Ausgangsqualität des HD-Konverters), während die maximale Ausgangsspannung des HD-Konverters 210 in erster Linie proportional zur größten Einheit 300 ist, die definitionsgemäß das Schaltmodul 310 mit der höchsten Erregerspannung umfasst. Der maximale Strom des HD-Wandlers 210 wird durch den minimalen Nennstrom aller Einheiten 300 definiert, wobei jedoch alle Komponenten, die direkt mit dem Induktor verbunden sind, ausgeschlossen werden, da der Induktor nur an der Erregung der Einheiten 300 beteiligt ist und nicht zur Last 211 beiträgt.
2b zeigt eine Ausführungsform des HD-Wandlers 220 , der für dreiphasige Anwendungen geeignet ist. Der dreiphasige HD-Konverter 220 kann durch Zusammenfügen von drei einphasigen HD-Konvertern 210 mit entsprechender Einstellung am zentralen Schaltmodul 320 erhalten werden. Ähnlich wie beim einphasigen HD-Wandler 210 werden die Geräte 300 jeweils so betrieben, dass das interne Schaltmodul 310 bei einem bestimmten Spannungsniveau erregt wird. Der Unterschied besteht darin, dass die Zielspannungspegel noch weiter auseinander liegen können, vorzugsweise eine exponentielle Zahlenreihe zur Basis 3 bilden (d. h. 1, 3, 9, ..., 3^N), um eine noch größere Anzahl von Ausgangsspannungen aus der gleichen Anzahl von Schaltmodulen 310 pro Phase zu erzielen.
2c zeigt eine andere Ausführung des HD-Wandlers 230, die für dreiphasige Anwendungen mit höherer Höchstspannung geeignet ist. Der dreiphasige HD-Wandler 230 kann durch Zusammenfügen von sechs HD-Wandlern 210 erhalten werden, die drei Wechselstromklemmen 232 und einen kombinierten Gleichstrombus 234 bilden. Die Energie kann in beide Richtungen zwischen den Wechselstromanschlüssen 232 und dem kombinierten Gleichstrombus 234 fließen. Obwohl er auf ähnliche Anwendungen abzielt, bietet der HD-Wandler 230 eine bessere Steuerungsredundanz als die vorherige Ausführung des dreiphasigen HD-Wandlers 220.
Der Betrieb der HD-Wandler 210/220/230 hängt entscheidend davon ab, dass die Module auf ihren vorgesehenen Spannungsniveaus bleiben. Wir bezeichnen diesen Aufwand zur Steuerung der Modulspannung als Spannungsregelung. Im Kern führt die Spannungsregelung dem Energiespeicher 313 - häufig in Form von Kondensatoren - eine bestimmte Menge an Ladung zu oder entzieht sie ihm, so dass der Energiespeicher genau auf dem vorgesehenen Spannungsniveau bleibt, um bei Aktivierung durch den HD-Wandler das genaue Spannungsniveau zu liefern. Die Spannungsregelung kann durch verschiedene Ansätze erreicht werden, von denen der einfachste darin besteht, galvanisch isolierte bidirektionale Stromversorgungen an den Energiespeicher 313 jedes Moduls anzuschließen. Natürlich erhöht ein solcher Ansatz die Kosten und den Energieverlust des HD-Wandlersystems erheblich. In dieser Erfindung wird die Spannungsregelung über den Laststrom selbst und die eingebettete Gleichstrom-Schnittstelle erreicht. Auf einer höheren Ebene aktiviert die vorgeschlagene Regelungsmethode die Schaltmodule 310 so, dass die Nettoänderung der Ladung des Energiespeichers 313 aller Module 310 nahezu Null ist, während die eingebettete Gleichstromschnittstelle das verbleibende Energiedefizit ausgleicht, falls es eines gibt. Die speziellen Schaltungstopologien, die einen solchen Betrieb ermöglichen, werden im Folgenden dargestellt, gefolgt von der Beschreibung des Steuerungsverfahrens.
3a-c zeigen verschiedene Ausführungsformen des Schaltmoduls 310. Das Schaltmodul 310 enthält eine Vielzahl von Leistungsschaltern 315 und mindestens einen Energiespeicher 313. Jedes Schaltmodul verfügt über mindestens vier Anschlüsse, von denen mindestens zwei zur Leitung des Hauptlaststroms des HD-Wandlers 210/220/230 verwendet werden und die restlichen Anschlüsse mit den Induktivitäten der Verbindungen 400 verbunden sind. Bei der Charakterisierung von Schaltmodulen 310a-c ist es üblich, jeweils zwei Leistungsschalter 315 in Reihe zu schalten und so eine sogenannte Halbbrücke 311 zu bilden (3a). Der obere Anschluss 314a/d und der untere Anschluss 314c/f einer Halbbrücke 311 sind mit dem Energiespeicher 313 verbunden. Der mittlere Anschluss 314b/e liefert den Ausgang der Halbbrücke 311. Die beiden Leistungsschalter 315 der Halbbrücken werden normalerweise komplementär ein- und ausgeschaltet.
3a zeigt eine Ausführungsform des Schaltmoduls 310a. Hier verbinden die Kombinationen von EIN- und AUS-Zuständen der Schalter 315 den mindestens einen Energiespeicher 313 effektiv mit den Hauptanschlüssen 314b, 314e in unterschiedlichen Polaritäten. Jede dieser zeitlichen Schaltkombinationen wird als ein Schaltzustand bezeichnet. Die Modulvariante 310a verfügt über vier Leistungsschalter 315 bzw. zwei Halbbrücken 311. Mit Blick auf die beiden Hauptanschlüsse 314b und 314e gibt es vier Schaltzustände: den positiven Zustand 310a1, den negativen Zustand 310a2 und zwei Bypass-Zustände 310a3 und 310a4. Die Benennung der Schaltzustände spiegelt die Polarität wider, mit der der Energiespeicher 313 in den HD-Wandler eingesetzt wird. Die übrigen Hilfsklemmen 314a/c/d/f müssen sich den Laststrom nicht teilen, sondern dienen dazu, eine Gleichspannungswandler-Schnittstelle mit der benachbarten Zusammenschaltung 400 zu bilden. Insbesondere aufgrund der Induktivität der Zusammenschaltung 400, die die Spannungen des Energiespeichers 313 abschirmt, ist es möglich, eine solche Gleichspannungsschnittstelle zu nutzen, um ein gewünschtes Zwischenkreisspannungsverhältnis über die Zusammenschaltung zu erreichen und somit'alle Zwischenkreisspannungen der Schaltmodule 310 auf eine beliebige Anzahl von Reihen zu steuern. Das Schaltmodul 310a ist die einfachste Schaltung, die eine gleichzeitige Steuerung der Ausgangsspannung und der Gleichstromschnittstelle ermöglicht. Die beiden Steuerungsziele sind jedoch nicht vollständig entkoppelt, da sich die Hilfsklemmen 310a/c/d/f mit den Hauptklemmen 310b/e denselben Satz von Halbbrücken 311 teilen. Oft hat die Regelung der Ausgangsspannung Vorrang, wodurch die Regelung der Zwischenkreisspannung beeinträchtigt wird. Als Ergänzung zu dieser Hardwareknappheit kann der Regelalgorithmus alle Einheiten 300 auf der Ebene des HD-Wandlers koordinieren, um zusätzliche Redundanz zu schaffen. Der Regelalgorithmus wird nachfolgend detailliert beschrieben.
3b zeigt eine Abwandlung von 3a, die acht Leistungsschalter 315 oder vier Halbbrücken 311 aufweist. Durch die Hinzufügung von mehr Leistungsschaltern 315 können zwei Halbbrücken 311 über entsprechende Hilfsklemmen 314b2 und 314e2 für die Gleichstromschnittstelle verwendet werden. Auf diese Weise werden die Steuerung der Hauptausgangsspannung und die Gleichstromschnittstelle auf zwei Ebenen entkoppelt: Auf der Steuerungsebene müssen die Schaltzustände auf der Ebene des HD-Wandlers nicht koordiniert werden, um den Konflikt zwischen der Ausgangsqualität und der Regelung der Gleichstromverbindung zu lösen; auf der Schaltungsebene können die Leistungsschalter 315, die für die Gleichstromschnittstelle vorgesehen sind, einen viel geringeren Nennstrom haben als die anderen Leistungsschalter.
3c zeigt eine Ausführungsform des Schaltmoduls 310d. Bei dieser Ausführungsform wird die Anzahl der Halbbrücken 311 weiter erhöht, um eine bessere Steuerbarkeit der Gleichstromverbindungen zu ermöglichen. Hier wird ein Paar der Hauptklemmen 314b1/e1 zur Leitung des Hauptstroms verwendet, während die übrigen Klemmen 314b2/b3/e2/e3 mit den Induktivitäten 400 der Verbindungen verbunden sind.
3d zeigt das zentrale Schaltmodul 320 des HD-Konverters 220. Das zentrale Schaltmodul 320 ist der Ort, an dem alle verschiedenen Arme miteinander verbunden sind. Das zentrale Schaltmodul umfasst die Gleichstromquelle 312, den Energiespeicher 313 und eine Vielzahl von Halbbrücken. Die Halbbrücken sind gleichmäßig gruppiert, von denen verschiedene Phasen abgezweigt werden. Das zentrale Schaltmodul 320 ist vorzugsweise als das Modul mit der höchsten Spannung in Bezug auf jede Phase ausgelegt. Auf diese Weise ist der zusätzliche Strom, der für die Spannungsregelung zwischen den verschiedenen Phasen erforderlich ist, minimal.
4a und 4b zeigen vier Ausführungsformen der Verbindungen 401, 402, 403 und 404. Jede der Verbindungen umfasst mindestens eine Induktivität und einen Leiter, die die oben erwähnte Gleichstrom-Gleichstrom-Schnittstelle zwischen den Schaltmodulen 310a/b/c vervollständigen.
Die Verbindung 401 ist für den Vier-Quadranten-Betrieb geeignet, bei dem der Arm allein Spannung und Strom in beliebigen Kombinationen von Polaritäten liefern kann. Das Schaltmodul 310a kann auch in andere Verbindungen 402 und 403 konfiguriert werden. In diesem Fall versetzen die Verbindungen die benachbarten Schaltmodule 310a systematisch, so dass die resultierenden Arme entweder nur nicht-negative oder nur nicht-positive Spannungen liefern können. Die Verringerung des Betriebsbereichs (d. h. zwei Quadranten weniger) wird durch eine bessere Steuerbarkeit der Gleichstromschnittstelle erkauft. Diese Verbindungen 402 und 403, an denen das Schaltmodul 310a beteiligt ist, sind besonders für den dreiphasigen HD-Wandler 230 geeignet.
In der Zusammenschaltung 404 wird anstelle des Schaltmoduls 310a das fortschrittlichere Schaltmodul 310b eingesetzt, um eine bessere Steuerbarkeit der Gleichstrom-Gleichstrom-Schnittstelle zu erreichen, ohne den Betriebsbereich zu beeinträchtigen (d. h. den Vier-Quadranten-Betriebsbereich beizubehalten). In diesem Fall sind die vier Halbbrücken 311 des Moduls 310b für unterschiedliche Aufgaben vorgesehen. Die beiden Halbbrücken 311, die mit dem normalen Leiter der Verbindung 404 verbunden sind, leiten den vollen Strom der HD-Wandlersysteme. Die mit der Drossel verbundenen Halbbrücken leiten dagegen nur den Strom zur Vervollständigung der Spannungsregelung. Bei geeigneter Ansteuerung der HD-Wandler 210/220/230 erfolgt der größte Teil der Spannungsregelung über den Laststrom, so dass nur noch ein vernachlässigbarer Teil der Energie über die Gleichspannungsschnittstelle geleitet werden muss. Daher können diese Halbbrücken 311, die mit den Induktivitäten der Zusammenschaltung 404 verbunden sind, vorzugsweise mit kleineren Nennströmen ausgeführt werden, um die Kosten zu minimieren.
Steuerung
Ein erfindungsgemäßes Steuerungsverfahren bezieht sich auf ein Verfahren, das die Schaltkombinationen der HD-Umrichtersysteme 210/220/230 bestimmt, um (Stufe I) die gewünschte beliebige Ausgangsspannungsform unter beliebigen Lastbedingungen zu erzeugen und (Stufe II) die Spannung der erdfreien Kondensatoren auf der vorgesehenen Spannungsreihe zu halten. Es sind keine erdfreien Stromversorgungen oder Spannungssensoren erforderlich.
5a zeigt die grundlegenden Schaltzustände eines generischen Schaltmoduls 310b. Hier genügt es, sich nur auf die Kombination zwischen den Leistungspfad-Schaltzuständen 310b1 und den Induktorpfad-Schaltzuständen 310b2 zu konzentrieren. Während die Leistungspfad-Schaltzustände 310b1 den Ausgangsspannungspegel bestimmen, regelt die hinzugefügte Stromschleife über die Induktorpfad-Schaltzustände 310b2 den Magnetisierungszustand des Induktors an der Verbindungsstelle 400. Durch die abwechselnde (De-)Magnetisierung des Induktors von den linken und rechten Modulen kann die Methode elektrische Energie über die Schaltmodule 310 übertragen. Auf diese Weise lässt sich der Spannungszustand der benachbarten Module effektiv steuern. 5b zeigt alle 16 Kombinationen zwischen den Schaltzuständen des Leistungspfads 310b1 und des Induktorpfads 310b2 für eine Ausführungsform. Diese 16 Schaltkombinationen werden danach kategorisiert, wie sie die Ausgangsspannung des Systems ändern (verwendet von Stufe I), und werden weiter danach unterschieden, wie sie die Induktivität der beiden benachbarten Kondensatoren V_L (links) und V_R (rechts) magnetisieren (verwendet von Stufe II).
Zu jedem Zeitpunkt zielt die Steuerstufe I darauf ab, eine Spalte von Zuständen in 5b auf der Grundlage der angeforderten Ausgangsspannung auszuwählen, während der spezifische Kandidat innerhalb dieser Spalte von der Stufe II für die Regelung der Kondensatorspannung zu bestimmen ist.
Stufe I: Steuerung der Ausgangsspannung
Stufe I zielt darauf ab, die Ziel-Ausgangswellenform mit der höchstmöglichen Qualität zu synthetisieren und gleichzeitig die akkumulierte Ladung an jedem floatenden Modul zu beseitigen. Dies ist ein entscheidender Schritt, um ein Energiedefizit von (nahezu) 0 an den floatenden Kondensatoren zu gewährleisten, d. h. eine sensorlose Spannungsregelung. In einer typischen Spannungsreihe, die durch die Zahlenreihe 2^N eingestellt wird, gibt es eine gewisse Redundanz bei der Synthese der Ausgangsspannung, die von Stufe I ausgenutzt werden kann. Leider reicht diese Redundanz für bestimmte Spannungspegel nicht aus. Ein erfindungsgemäßes Verfahren kann daher die Anforderungen an die Ausgangswellenform lockern, indem es einen transienten Ausgangspegelfehler zulässt, der mit unserer feinsten Modulspannung übereinstimmt. Bei 8 potenzialfreien Modulen und somit -256 bis +256 möglichen Ausgangspegeln wird die Spannungskurve gelockert, so dass ein transienter Fehler von -1 oder +1 zulässig ist. Eine solche Einstellung führt in den meisten praktischen Szenarien zu vernachlässigbaren Verzerrungen, erhöht aber die Redundanz, um für alle Module ein 0-Energiedefizit zu erreichen.
6 zeigt die Gesamtarchitektur der Steuerung. Der Eingangspuffer 701 akkumuliert den Strom von Ziel-Ausgangsspannungspegeln in Abschnitte einer vorbestimmten Länge L. Jeder Abschnitt der Wellenform wird dann durch den Steueralgorithmus der Stufe I (Stufe I) 702 verarbeitet. Die Ausgangsschaltvektoren geben nur die gewünschte Polarität des Leistungspfad-Schaltzustands 310b1 an, die auch einer der Spalten der Schaltzustands-Lookup-Tabelle (LUT) in 5b entspricht. Die spezifische Auswahl innerhalb jeder ausgewählten Spalte wird außerdem durch die Kondensatorspannungskorrekturstufe (Stufe II) 704 bestimmt.
Wie bereits erwähnt, muss die Ausgangsspannungsregelung (Stufe I) 702 den vorgegebenen Ausgangsreferenzabschnitt mit der Genauigkeit des feinsten Spannungspegels annähern und gleichzeitig ein Energiedefizit von 0 auf allen floatenden Modulen sicherstellen. Zu diesem Zweck schlagen wir den folgenden Algorithmus für 702 vor.
Sehr wichtig ist, dass der Algorithmus die folgenden Merkmale aufweist: (1) Der gesamte absolute Ausgangsspannungsfehler pro Abschnitt ist durch 2^N begrenzt, unabhängig von der Rahmenlänge; mit anderen Worten, eine Verlängerung der Länge des Eingangspuffers 701 verringert die Fehlerdichte. Der maximale transiente Spannungsfehler ist konstruktionsbedingt durch das kleinste Modul begrenzt. (2) Die Netto-Eingangsenergie pro floatendem Modul ist Null, wenn man von einem nahezu konstanten Strom pro Pufferlänge ausgeht (d. h. in den meisten praktischen Fällen). (3) Der vorgeschlagene Algorithmus erreicht die Pareto-Front von (1) in Bezug auf den Kompromiss zwischen der Pufferlänge und der Ausgangsfehlerdichte und erfüllt gleichzeitig (2). Alle diese Eigenschaften sind mathematisch bewiesen. Darüber hinaus kann (4) der vorgeschlagene Algorithmus bei geeigneter Parallelisierung der Vektorarithmetik in der Größenordnung von O(LN) Iterationen ausgeführt werden. Die Zeitkomplexität O(LN) kann als O(N) pro Zeitschritt über den Verlauf des N-schrittigen Wellenformabschnitts amortisiert werden. In Anbetracht der Tatsache, dass die Anzahl der Ausgabestufen exponentiell wächst, während die Rechenzeit nur linear ansteigt, ist der vorgeschlagene Algorithmus in Mainstream-FPGAs realisierbar und hat eine große Skalierbarkeit.
Stufe II: Steuerung der Kondensatorspannung
Nachdem in Stufe I bereits ein Energiedefizit von nahezu 0 pro floatendem Modul erreicht wurde, ist es Aufgabe von Stufe II, die verbleibende Nettoenergie weiter zu reduzieren. Dies geschieht durch Ausnutzung der Redundanz in jeder Spalte von 5b. Unabhängig von den Schaltzuständen in 5b wird der Verbindungsinduktor zu jedem Zeitpunkt durch $L_{int} \frac{d i_{L}}{d t} = s_{L} V_{L} + s_{R} V_{R}, (s_{L}, s_{R} \in {- 1, + 1,0})$
Da sich das System $\int L \frac{d i_{L}}{d t} d t = \int s_{L} (t) V_{L} + s_{R} (t) V_{R} d t = 0$
dem Gleichgewicht nähert, können wir jedes Spannungsverhältnis über $\frac{V_{R}}{V_{L}} = - \frac{\sum τ s_{L}}{\sum τ s_{R}}$
wobei τ die diskrete Regelkreiszeit ist, wobei V_R /V_L die Kondensatoren links/rechts von der Verbindungsinduktivität sind. Stufe I kann durch einen billigen Digitalzähler realisiert werden, der die Zählungen von S_L und S_R innerhalb eines vordefinierten Zeitfensters verfolgt. Es ist mathematisch bewiesen, dass bei Stufe I immer genügend Redundanz innerhalb von 5b vorhanden ist, um beliebige V_R /V_L zu erreichen. Insbesondere können wir V_R /V_L = 2: 1 an allen Verbindungsstellen einstellen, um die gewünschte exponentielle Spannungsreihe zu erreichen.
Weitere Ausführungsformen
Eine Ausführungsform der Erfindung umfasst mindestens drei Module, wobei jedes der Module mindestens ein Energiespeicherelement und mindestens drei elektrische Schalter umfasst, wobei jedes der Module mit mindestens einem zweiten der Module durch mindestens eine elektrische Verbindung zwischen den Modulen elektrisch verbunden ist, und wobei die mindestens zwei elektrischen Schalter in jedem Modul so konfiguriert sind, dass sie eine elektrische Verbindung zwischen einem ersten Modul und mindestens einem zweiten Modul zwischen mindestens zwei Alternativen der elektrischen Verbindung durch effektives Schalten der elektrischen Schalter ändern; und wobei mindestens zwei Module durch mindestens zwei elektrische Verbindungen verbunden sind, von denen mindestens eine Induktivität von mehr als 100 nH aufweist.
Die mindestens eine elektrische Verbindung mit einer Induktivität von 100 nH kann eine Induktivität mit magnetischem Material sein.
Die mindestens zwei Alternativen der elektrischen Verbindung können mindestens einen Serienzustand umfassen, bei dem das mindestens eine Energiespeicherelement eines ersten Moduls mit mindestens einem Energiespeicherelement mindestens eines zweiten Moduls in Reihe geschaltet ist.
In einer anderen Ausführungsform ist der mindestens eine Bypass-Zustand, in dem mindestens ein Energiespeicherelement eines ersten Moduls mit höchstens einem seiner elektrischen Kontakte elektrisch mit einem zweiten Modul verbunden ist.
Eine bevorzugte Ausführungsform umfasst mindestens drei Zweige mit jeweils mindestens zwei Modulen, wobei die drei Zweige durch eine paarweise elektrische Verbindung von mindestens einem Modul jedes Zweigs verbunden sind. In dieser Ausführungsform kann mindestens ein Teil der paarweisen elektrischen Verbindung mindestens eines Moduls jedes Zweigs mit dem Energiespeicherelement mindestens eines Moduls jedes Zweigs so verbunden werden, dass er mit den positiven Anschlüssen der Energiespeicherelemente der mindestens einen Module jedes Zweigs verbunden ist und mindestens ein anderer Teil der paarweisen elektrischen Verbindung mindestens eines Moduls jedes Zweigs mit den negativen Anschlüssen der genannten Energiespeicherelemente der mindestens einen Module jedes Zweigs so verbunden ist, dass die Energiespeicherelemente dauerhaft parallel geschaltet sind oder eine Einheit bilden.
Bei einer Änderung können die mindestens drei elektrischen Schalter eines ersten Moduls zusammen mit den mindestens drei elektrischen Schaltern eines zweiten Moduls, das elektrisch mit dem ersten Modul verbunden ist, dynamisch zwischen mehreren Verbindungszuständen wechseln, die durch eine Kombination aus mehreren Leistungspfad-Schaltzuständen und mehreren Induktorpfad-Schaltzuständen gebildet werden.
Diese Mehrfachverbindungszustände können mindestens vier Schaltzustände des Leistungspfades und mindestens vier Schaltzustände des Induktionsfeldes umfassen, die durch entsprechendes Ein- und Ausschalten der mindestens drei elektrischen Schalter frei kombiniert werden können.
Zur Versorgung kann ein Gleichstromnetzteil, das nicht erdfrei oder galvanisch getrennt sein muss, an das mindestens eine Energiespeicherelement mindestens eines Moduls angeschlossen werden, so dass das Gleichstromnetzteil elektrisch parallel zu dem Energiespeicherelement geschaltet ist. Das Gleichstromnetzteil kann z. B. mit mindestens einem seiner Anschlüsse an Masse angeschlossen werden.
Ein entsprechendes Steuerungsverfahren zur Erzeugung mindestens einer leistungsfähigen, qualitativ hochwertigen elektrischen Ausgangsspannung durch die Erfindung führt vorzugsweise mindestens die folgenden Schritte durch:

einen Leistungserzeugungsschritt, der Leistungszustände mehrerer Module derart bestimmt, dass die Verschaltung der jeweils auf ein individuelles Spannungsniveau aufgeladenen Energiespeicherelemente der entsprechenden Module entsprechend den gewählten Leistungspfad-Schaltzuständen eine Annäherung an die angeforderte Ausgangsspannung mit einem Fehler von höchstens der kleinsten Spannung eines der Energiemodulelemente der Module erzeugt; und einen Kondensatorspannungsladeschritt, der Induktorpfadzustände bestimmt und die ausgewählten Leistungszustände der Module verwendet, um für jedes von mindestens einem ersten und mindestens einem zweiten Modul einen Modulzustand auszuwählen, der den mindestens einen Induktor magnetisiert oder den mindestens einen Induktor, der das mindestens eine erste und das mindestens eine zweite Modul verbindet, entmagnetisiert, wobei das Magnetisieren des Leiters.

Je nach Leistungspfadstufe kann derselbe Zustand des Induktorpfads unterschiedliche Auswirkungen haben. Ob ein Induktorpfadzustand magnetisierend ist, d. h. einen Induktor auflädt, der Energie aus den Modul-Energiespeicherelementen entnimmt, oder entmagnetisierend, d. h. den Induktor entlädt und die Energie in ein Modul-Energiespeicherelement lädt, hängt also vom Leistungspfadzustand an derselben Modulverschaltung ab. Eine Modulverschaltung (dargestellt in 5a) wird typischerweise durch die Transistoren, die elektrische Verbindung und die mindestens eine Induktivität gebildet, die sich elektrisch zwischen den Energiespeicherelementen von mindestens zwei verbundenen Modulen befinden. Die Kombination aus Leistungspfad-Zustand und Induktorpfadzustand, hier auch Leistungs-Induktor-Pfad-Kombination genannt, bilden zusammen den Gesamtmodulzustand, kurz Modulzustand oder auch Verbindungszustand. Die Magnetisierung der Induktivität wird erhöht, wenn an einem der geladenen Energiespeicherelemente, z. B. Kondensatoren, von mindestens zwei Modulen, die durch die Induktivität verbunden sind, eine Spannung anliegt oder eine Reihenschaltung der geladenen Energiespeicherelemente durch eine geeignete magnetisierende Leistungs-Induktor-Pfad-Kombination wirksam geschaltet ist, so dass die Spannung an der mindestens einen Induktivität in die gleiche Richtung wie der Strom durch die Induktivität geht, so dass sich die Induktivität magnetisch auflädt. Die Magnetisierung des Induktors wird verringert, wenn eine Spannung, die durch eines der geladenen Energiespeicherelemente von mindestens zwei Modulen gebildet wird, die durch den induktor oder eine Reihenschaltung der geladenen Kondensatoren verbunden sind, effektiv durch eine geeignete magnetisierende Leistungs-Induktor-Pfadkombination verbunden ist, so dass die Spannung über den mindestens einen Induktor in die entgegengesetzte Richtung wie der Strom durch den Induktor geht, so dass der Induktor magnetisch aufgeladen wird. Die magnetische' Energie des mindestens einen Induktors wird in die genannten Kondensatoren geladen. Die Magnetisierung wird nicht oder praktisch nicht verändert, d. h. aufrechterhalten, wenn keine oder nur eine vernachlässigbare Spannung an dem mindestens einen Induktor anliegt. Vernachlässigbar kann eine Spannung sein, die den Spannungsabfall des Stroms durch die Spule an den Innenwiderständen der Schalter, wie Transistoren, elektrischen Verbindungen und der Spule, darstellt.
Sind in abwechselnd eingestellten magnetisierenden und entmagnetisierenden Induktorpfadzuständen verschiedene Energiespeicherelemente in einem Stromkreis mit demselben mindestens einen Induktor verbunden, so wird in den magnetisierenden Induktorpfadzuständen Energie von dem mindestens einen ersten Energiespeicherelement, das mit dem mindestens einen Induktor verbunden ist, auf das mindestens eine zweite Energiespeicherelement übertragen, das in den entmagnetisierenden Induktorpfadzuständen mit dem mindestens einen Induktor elektrisch verbunden ist, und es kann eine Leistungsübertragungsrichtung von dem mindestens einen ersten zu dem mindestens einen zweiten Energiespeicherelement definiert werden.
Die Magnetisierung des mindestens einen Induktors kann in dieser Ausführungsform durch Kombination eines BypassL-Leistungspfadzustands mit einem I+-Induktorpfadzustand oder eines BypassH-Leistungspfadzustands mit einem I--Induktorpfadzustand erreicht werden; und wobei die Entmagnetisierung des mindestens einen Induktors durch Kombination eines BypassL-Leistungspfadzustands mit einem IH-Induktorpfadzustand oder eines BypassH-Leistungspfadzustands mit einem IH-Induktorpfadzustand erreicht wird, so dass die Magnetisierungsenergie des Induktors effektiv in mindestens ein elektrisches Energiespeicherelement übertragen wird.
Der Schritt des Aufladens der Kondensatorspannung kann ferner vorzugsweise die Magnetisierung des mindestens einen Induktors aufrechterhalten, wobei sich die Magnetisierung praktisch nicht ändert, und wobei das Aufrechterhalten der Magnetisierung mindestens die Kombination eines Serien+-Leistungspfadzustands mit einem I+-Induktorpfadzustand oder eines Serien--Leistungspfadzustands mit einem I--Induktorpfadzustand oder eines BypassL-Leistungspfadzustands mit einem IL-Induktorpfadzustand oder eines BypassH-Leistungspfadzustands mit einem IH-Induktorpfadzustand umfasst.
Die zeitliche Dauer mindestens eines magnetisierenden und entmagnetisierenden Induktorpfadzustandes zwischen mindestens einem ersten und mindestens einem zweiten Modul kann so gewählt werden, dass sie das gewünschte Spannungsverhältnis zwischen den Energiespeicherelementen des mindestens ersten und des mindestens zweiten Moduls widerspiegelt. Beispielsweise kann die Zeitdauer des Magnetisierungs- bzw. Entmagnetisierungs-Induktorpfadschritts mathematisch in Abhängigkeit vom Spannungsverhältnis der beiden Module gewählt werden, z. B. zumindest innerhalb eines Bereichs von Spannungsverhältnissen mit einer affinen linearen Beziehung von ax + b.
Darüber hinaus kann ein bevorzugtes Steuerungsverfahren auch einen Übertragungszustand umfassen, in dem die ausgewählten Zustände des Leistungspfads und des Induktorpfads an die Hardware übertragen werden.
Vorzugsweise bestimmt der Kondensatorspannungsladeschritt ferner die Induktorpfadzustände, indem er die Leistungspfadzustände von dem Ausgangserzeugungsschritt empfängt; berechnet ein Spannungsverhältnis für die erforderliche Zielspannung des mindestens einen Energiespeicherelements mindestens eines ersten Moduls relativ zu der Spannung des mindestens einen elektrischen Energiespeicherelements mindestens eines zweiten Moduls, das mit dem mindestens einen ersten Modul elektrisch verbunden ist; einen zeitlichen Anteil von magnetisierenden Induktorpfadzuständen und entmagnetisierenden Induktorpfadzuständen bestimmt; und entsprechende Induktorpfadzustände für das mindestens eine erste und das mindestens eine zweite Modul basierend auf den Leistungspfadzuständen des mindestens einen ersten Moduls und des mindestens einen zweiten Moduls mit einer Nachschlagetabelle auswählt.
Zitierte Nichtpatentliteratur

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Li, Zhongxi, Ricardo Lizana, Zhujun Yu, Sha Sha, Angel V. Peterchev, and Stefan M. Goetz (2019). „A modular multilevel series/parallel converter for a wide frequency range operation.“ IEEE Transactions on Power Electronics, 34(10): 9854-9865. doi: 10.1109/TPEL.2019.2891052
Goetz, Stefan M., Zhongxi Li, Xinyu Liang, Chengduo Zhang, Srdjan M. Lukic, and Angel V. Peterchev (2016). „Control of modular multilevel converter with parallel connectivity-Application to battery systems.“ IEEE Transactions on Power Electronics, 32(11):8381-8392, doi: 10.1109/TPEL.2016.2645884
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Zeng, Zhiyong, Lari Koponen, Rena Hamdan, Zhongxi Li, Stefan Goetz, and Angel V. Peterchev (2022). „Modular multi-level TMS device with wide output ränge and ultrabrief pulse capability for sound reduction.“ Journal of Neural Engineering, 19(2): 026008, doi: 10.1088/1741-2552/ac572c
Goetz, Stefan M., Michael Pfaeffl, Jonas Huber, Matthias Singer, Rainer Marquardt, and Thomas Weyh (2012). „Circuit topology and control principle for a first magnetic stimulator with fully controllable waveform.“ In 2012 Annual International Conference ofthe IEEE Engineering in Medicine and Biology Society (EMBC), pp. 4700-4703. doi:' 10.1109/EMBC.2012.6347016
Fang, Jingyang, Frede GE Blaabjerg, Steven Liu, and Stefan Goetz (2021). „A review of multilevel converters with parallel connectivity.“ IEEE Transactions on Power Electronics, 36(11):12468-12489. doi: 10.1109/TPEL.2021.3075211

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

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US 7279855 B2 [0024]
US 8760122 B2 [0024]
US 20190288617 A1 [0024]

Claims

Elektrische Schaltung, umfassend mindestens drei Module, wobei jedes der Module mindestens ein Energiespeicherelement und mindestens drei elektrische Schalter umfasst, jedes der Module mit mindestens einem zweiten der Module durch mindestens eine elektrische Intermodulverbindung elektrisch verbunden ist, und die mindestens zwei elektrischen Schalter in jedem Modul konfiguriert sind, um eine elektrische Verbindung zwischen einem ersten Modul und mindestens einem zweiten Modul zwischen mindestens zwei Alternativen der elektrischen Verbindung durch effektives Schalten der elektrischen Schalter zu ändern und wobei mindestens zwei Module durch mindestens zwei elektrische Verbindungen verbunden sind, von denen mindestens eine Induktivität von mehr als 100 nH aufweist.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die mindestens zwei Alternativen der elektrischen Verschaltung mindestens einen Serien-Zustand ermöglichen, bei dem das mindestens eine Energiespeicherelement eines ersten Moduls mit mindestens einem Energiespeicherelement mindestens eines zweiten Moduls in Reihe geschaltet ist, und die mindestens zwei Alternativen der elektrischen Konnektivität mindestens einen Bypass-Zustand ermöglichen, in dem mindestens ein Energiespeicherelement eines ersten Moduls mit höchstens einem seiner elektrischen Kontakte mit einem zweiten Modul elektrisch verbunden ist.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein Teil der paarweisen elektrischen Verbindung mindestens eines Moduls jedes Zweiges mit mindestens einem positiven Anschluss der Energiespeicherelemente der mindestens einen Module jedes Zweiges verbunden ist und mindestens ein anderer Teil der paarweisen elektrischen Verbindung mindestens eines Moduls jedes Zweiges mit mindestens einem negativen Anschluss der Energiespeicherelemente der mindestens einen Module jedes Zweiges so verbunden ist, dass die Energiespeicherelemente dauerhaft parallel oder zu einer Einheit verbunden sind.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 3, wobei die mindestens drei elektrischen Schalter eines ersten Moduls zusammen mit den mindestens drei elektrischen Schaltern eines zweiten Moduls, das elektrisch mit dem ersten Modul verbunden ist, dynamisch zwischen mehreren Verbindungszuständen wechseln können, die durch eine Kombination von mehreren Leistungspfad-Zuständen und mehreren Induktorpfad-Zuständen gebildet werden, und wobei die Verbindungszustände mindestens vier Leistungspfad-Zustände und mindestens vier Induktorpfad-Zustände umfassen, die durch geeignetes Ein- und Ausschalten der mindestens drei elektrischen Schalter kombiniert werden können.
Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, bei der ein Gleichstromnetzteil mit dem mindestens einen Energiespeicherelement mindestens eines Moduls verbunden ist, so dass das Gleichstromnetzteil elektrisch parallel zum Energiespeicherelement geschaltet ist.
Verfahren zur Erzeugung mindestens einer elektrischen Ausgangsspannung hoher Leistung und Qualität durch eine elektrische Schaltung nach Anspruch 1, wobei das Verfahren mindestens die folgenden Schritte durchführt: einen Ausgangserzeugungsschritt, der die Leistungszustände mehrerer Module so bestimmt, dass die Verbindung der Energiespeicherelemente der entsprechenden Module, die jeweils auf ein individuelles Spannungsniveau aufgeladen sind, entsprechend den ausgewählten Leistungspfad-Zuständen eine Annäherung an die angeforderte Ausgangsspannung mit einem Fehler von höchstens der kleinsten Spannung eines der Energiemodulelemente der Module erzeugt; und einen Kondensatorspannungsladeschritt, der die ausgewählten Leistungspfadzustände der Module empfängt, um einen Induktorpfad-Zustand für jedes von mindestens einem ersten und mindestens einem zweiten Modul auszuwählen, wobei der ausgewählte Induktorpfad-Zustand den mindestens einen Induktor magnetisiert oder den mindestens einen Induktor, der das mindestens eine erste und das mindestens eine zweite Modul verbindet, entmagnetisiert.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Magnetisierung des mindestens einen Induktors durch Kombination mindestens eines Leistungspfadzustands, der aus mindestens Serie+, Serie-, BypassL und BypassH ausgewählt wird, mit mindestens einem Induktorpfad-Zustand, der aus I+, I-, IL, IH ausgewählt wird, erreicht wird und die Magnetisierung des mindestens einen Induktors zumindest vorübergehend aufrechterhält, indem Leistungspfad-Zustände mit Induktorpfad-Zuständen kombiniert werden, die zu einer annähernd konstanten Magnetisierung führen und mindestens eine der folgenden Kombinationen umfassen: die Kombination von Serie+ und I+; die Kombination von Serie- und I-; die Kombination von BypassL und IL; die Kombination von BypassH und IH.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Verfahren die Magnetisierung des mindestens einen Induktors ändert, indem es beliebige Leistungs-Induktor-Pfadkombinationen auswählt, die eine Spannung an dem mindestens einen Induktor erzeugen, indem es mindestens einen Energiespeicher in einem Stromkreis mit dem mindestens einen Induktor verbindet.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Verhältnis der Zeitdauern mindestens eines magnetisierenden Induktorpfad-Zustands und des entmagnetisierenden Induktorpfad-Zustands zwischen mindestens einem ersten und mindestens einem zweiten Modul durch eine affine lineare Beziehung mit dem gewünschten Spannungsverhältnis zwischen den Energiespeicherelementen des mindestens ersten und des mindestens zweiten Moduls gewählt wird.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Kondensatorspannungsladeschritt die Induktorpfad-Zustände bestimmt, indem er die Leistungspfadzustände von dem Ausgangserzeugungsschritt empfängt; ein Spannungsverhältnis für die erforderliche Zielspannung des mindestens einen Energiespeicherelements mindestens eines ersten Moduls relativ zu der Spannung des mindestens einen elektrischen Energiespeicherelements mindestens eines zweiten Moduls berechnet, das mit dem mindestens einen ersten Modul elektrisch verbunden ist; einen zeitlichen Anteil von magnetisierenden Induktorpfad-Zuständen und entmagnetisierenden Induktorpfad-Zuständen bestimmt; und entsprechende Induktorpfad-Zustände für das mindestens eine erste und das mindestens eine zweite Modul basierend auf den Leistungspfad-Zuständen des mindestens einen ersten Moduls und des mindestens einen zweiten Moduls mit einer Nachschlagetabelle auswählt.