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Die vorliegende Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung,
- - wobei die Schaltungsanordnung eine Anzahl von Halbleiter-Leistungsschaltern und eine Steuerschaltung für die Halbleiter-Leistungsschalter umfasst,
- - wobei die Halbleiter-Leistungsschalter jeweils zwei Leistungsanschlüsse und einen Steueranschluss aufweisen,
- - wobei über die Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters eine an einen der Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters angeschlossene Last mit elektrischer Energie versorgt wird,
- - wobei dem Steueranschluss des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters von der Steuerschaltung ein jeweiliges Steuersignal zugeführt wird,
- - wobei je nach Wert des jeweiligen Steuersignals zwischen den beiden Leistungsanschlüssen des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters entweder eine niederohmige Verbindung oder eine hochohmige Verbindung besteht,
- - wobei Potenziale der beiden Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters erfasst und der Steuerschaltung zugeführt werden,
- - wobei die Steuerschaltung durch Auswertung der Differenz der beiden Potenziale ermittelt, ob bezüglich der Last ein Kurzschluss aufgetreten ist,
- - wobei die Steuerschaltung in dem Fall, dass sie keinen Kurzschluss erkennt, das jeweilige Steuersignal für den jeweiligen Steueranschluss gemäß einer der Steuerschaltung zugeführten Vorgabe ermittelt,
- - wobei die Steuerschaltung in dem Fall, dass sie einen Kurzschluss erkennt, das jeweilige Steuersignal derart ermittelt, dass zwischen den beiden Leistungsanschlüssen des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters eine hochohmige Verbindung besteht,
- - wobei die Schaltungsanordnung für die Halbleiter-Leistungsschalter jeweils eine Filterschaltung umfasst und die Potenziale der beiden Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters der Steuerschaltung über die jeweilige Filterschaltung zugeführt werden.
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Derartige Schaltungsanordnungen mit Halbleiter-Leistungsschaltern und einer zugehörigen Steuerschaltung sind allgemein bekannt. Beispielsweise weisen ein- oder mehrphasige Umrichter oftmals mehrere derartige Halbleiter-Leistungsschalter und die zugehörige Steuereinrichtung auf. Konkret kann auf die
DE 10 2014 110 768 B3 verwiesen werden.
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Die Halbleiter-Leistungsschalter können - sowohl im Stand der Technik als auch im Rahmen der vorliegenden Erfindung - beispielsweise als IGBTs oder als Feldeffekttransistoren ausgebildet sein, insbesondere als MOSFETs. Im erstgenannten Fall sind die beiden Leistungsanschlüsse der Emitter und der Kollektor des jeweiligen IGBTs, im zweitgenannten Fall sind die beiden Leistungsanschlüsse Source und Drain des jeweiligen Feldeffekttransistors. Der Steueranschluss ist in beiden Fällen das Gate des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters.
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Eine niederohmige Verbindung bedeutet, dass der jeweilige Halbleiter-Leistungsschalter durchgeschaltet ist, also leitet. Eine hochohmige Verbindung bedeutet, dass der jeweilige Halbleiter-Leistungsschalter gesperrt ist, also nicht leitet. Dies gilt sowohl im Stand der Technik als auch im Rahmen der vorliegenden Erfindung.
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Das jeweilige Steuersignal kann - sowohl im Stand der Technik als auch im Rahmen der vorliegenden Erfindung - beispielsweise eine Steuerspannung sein. In diesem Fall kann der Wert des jeweiligen Steuersignals beispielsweise „Steuerspannung hoch“ oder „Steuerspannung niedrig“ sein. Die konkreten Werte ergeben sich aus der konkreten Schaltung und den konkret verwendeten Halbleiter-Leistungsschaltern.
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Die Differenz der beiden Potenziale der beiden Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters entspricht - sowohl im Stand der Technik als auch im Rahmen der vorliegenden Erfindung - der Spannung zwischen den beiden Leistungsanschlüssen des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters.
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Zum Schutz vor einer Beschädigung der Last und auch der Halbleiter-Leistungsschalter selbst müssen die von den Halbleiter-Leistungsschaltern geschalteten Ströme begrenzt werden. Die Strombegrenzung erfolgt oftmals dadurch, dass im durchgeschalteten Zustand des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters (wenn also zwischen den beiden Leistungsanschlüssen des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters eine niederohmige Verbindung besteht) der Potenzialunterschied zwischen den beiden Leistungsanschlüssen des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters überwacht wird. Denn im Falle eines Kurzschlusses fließt zwischen den Leistungsanschlüssen des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters ein so hoher Strom, dass die Spannung zwischen den beiden Leistungsanschlüssen des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters über die Durchlassspannung hinaus ansteigt. Zur Erkennung von Kurzschlüssen kann die Steuerschaltung daher die Differenz der beiden Potenziale auswerten, also die Spannung zwischen den beiden Leistungsanschlüssen des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters.
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Erkennt die Steuerschaltung keinen Kurzschluss, erfolgt eine „völlig normale“ Ansteuerung des Steueranschlusses des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters (Normalbetrieb). Erkennt die Steuerschaltung hingegen einen Kurzschluss, sperrt die Steuerschaltung zumindest den jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalter (Kurzschlussreaktion). Oftmals werden in diesem Fall auch die anderen Halbleiter-Leistungsschalter gesperrt. In beiden Betriebsarten (Normalbetrieb und Kurzschlussreaktion) werden jedoch entsprechende Werte für die Steuersignale ermittelt und den Steueranschlüssen der Halbleiter-Leistungsschalter zugeführt. Diese Ausführungen gelten sowohl im Stand der Technik als auch im Rahmen der vorliegenden Erfindung.
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Weiterhin können jedoch auch beim Umschalten eines Halbleiter-Leistungsschalters (es kann sich hierbei um den konkret überwachten Halbleiter-Leistungsschalter oder um einen anderen Halbleiter-Leistungsschalter handeln) vom gesperrten Zustand (wenn also zwischen den beiden Leistungsanschlüssen des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters eine hochohmige Verbindung besteht) in den durchgeschalteten Zustand kurze Spikes (Dauer meist unter 1 µs) auftreten. Insbesondere kann ein derartiger Spike auftreten, wenn bei einer mehrphasigen Umrichterbrücke eine Kommutierung erfolgt.
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Manche dieser Spikes sind unkritisch. Andere dieser Spikes können jedoch dazu führen, dass die Steuerschaltung aufgrund des Spikes fälschlich auf Kurzschluss erkennt. Insbesondere weist die Steuerschaltung eine Zeitkonstante auf. Die Zeitkonstante liegt oftmals im Bereich von ca. 100 ns. Weist ein Spike eine Dauer auf, die kleiner als die Zeitkonstante ist, wird der Spike von der Steuerschaltung nicht erkannt. Weist ein Spike hingegen eine Dauer auf, die größer als die Zeitkonstante ist, wird der Spike von der Steuerschaltung erkannt. Dadurch ergibt sich die obenstehend erläuterte Gefahr, dass die Steuerschaltung fälschlich auf Kurzschluss erkennt.
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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art derart weiterzuentwickeln, dass eine fehlerhafte Erkennung eines Kurzschlusses aufgrund eines nur kurzzeitig auftretenden Spikes beim Umschalten vom gesperrten in den durchgeschalteten Zustand eines jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters vermieden wird. Die Erkennung eines „echten“ Kurzschlusses soll jedoch nicht beeinträchtigt werden.
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Die Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Schaltungsanordnung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche 2 bis 11.
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Erfindungsgemäß wird eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art dadurch ausgestaltet,
- - dass die Filterschaltungen als Tiefpassfilter ausgebildet sind,
- - dass die Filterschaltungen jeweils einen ersten Widerstand und einen ersten Kondensator aufweisen,
- - dass der jeweilige erste Widerstand eingangsseitig mit einem der beiden Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters und der erste Kondensator mit dem anderen der beiden Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters verbunden ist und
- - dass die Steuerschaltung mit dem einen der beiden Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters über einen jeweiligen ersten Knotenpunkt der jeweiligen Filterschaltung verbunden ist, der sowohl mit dem jeweiligen ersten Widerstand als auch mit dem jeweiligen ersten Kondensator verbunden ist, und mit dem anderen der beiden Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters direkt verbunden ist.
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Die Filterschaltungen zwischen den Halbleiter-Leistungsschaltern und der Steuerschaltung sind somit in der einfachsten Ausgestaltung als einfache RC-Glieder ausgebildet. Es handelt sich also um Tiefpassfilter 1. Ordnung. Die genannten RC-Glieder werden nachstehend kurz als erste RC-Glieder bezeichnet. Durch die Filterschaltungen werden Spikes in hinreichendem Umfang gedämpft. Ohne die Filterschaltungen würde die Steuerschaltung jedoch zumindest einige der Spikes als Kurzschluss interpretieren, obwohl tatsächlich kein Kurzschluss vorliegt.
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In einer verbesserten Ausgestaltung ist vorgesehen,
- - dass die jeweilige Filterschaltung für die Halbleiter-Leistungsschalter jeweils zusätzlich einen jeweiligen zweiten Widerstand und einen jeweiligen zweiten Kondensator aufweist,
- - dass der jeweilige zweite Widerstand mit dem jeweiligen ersten Knotenpunkt und der jeweilige zweite Kondensator mit dem anderen der beiden Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters verbunden ist und
- - dass die Steuerschaltung mit dem einem der beiden Leistungsanschlüsse des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters über einen jeweiligen zweiten Knotenpunkt der jeweiligen Filterschaltung verbunden ist, der sowohl mit dem jeweiligen zweiten Widerstand als auch mit dem jeweiligen zweiten Kondensator verbunden ist.
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Die Serienschaltung des jeweiligen zweiten Widerstandes und des jeweiligen zweiten Kondensators wird nachstehend kurz als jeweiliges zweites RC-Glied bezeichnet.
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Die jeweilige Filterschaltung zwischen einem jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalter und der Steuerschaltung kann somit zu einem Tiefpassfilter 2. Ordnung erweitert sein. Dadurch ergibt sich eine erhöhte Filterqualität. Insbesondere kann eine bessere Dämpfung kurzer Störpulse erfolgen. Dadurch kann trotz einer hohen Dämpfung gewährleistet werden, dass die Kurzschlusserkennung durch die Steuerschaltung nicht beeinträchtigt wird.
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Vorzugsweise ist das Produkt des Widerstandswertes des jeweiligen zweiten Widerstands und des Kapazitätswertes des jeweiligen zweiten Kondensators kleiner als das Produkt des Widerstandswertes des jeweiligen ersten Widerstands und des Kapazitätswertes des jeweiligen ersten Kondensators.
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Die beiden Produkte entsprechen den jeweiligen Zeitkonstanten der beiden RC-Glieder. Durch die vorstehende Spezifikation weist das jeweilige zweite RC-Glied somit eine kleinere Zeitkonstante als das jeweilige erste RC-Glied auf. Dadurch kann die Filterwirkung optimiert werden. Oftmals ist die Zeitkonstante sogar erheblich kleiner (Faktor 10 oder mehr).
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Vorzugsweise ist dem jeweiligen ersten Widerstand eine jeweilige Serienschaltung eines jeweiligen dritten Widerstandes und einer jeweiligen Diode parallel geschaltet und ist weiterhin ein Widerstandswert des jeweiligen dritten Widerstandes kleiner als der Widerstandswert des jeweiligen ersten Widerstandes. Dadurch kann der erste Kondensator, der sich im gesperrten Zustand des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters aufgeladen hat, beim Leitend-Schalten des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters schnell entladen werden. Aufgrund ihrer Funktion wird die jeweilige Serienschaltung des jeweiligen dritten Widerstandes und der jeweiligen Diode nachstehend kurz als jeweilige Entladeschaltung bezeichnet.
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Aufgrund der jeweiligen Entladeschaltung weist die jeweilige Filterschaltung im Ergebnis beim Leitend-Schalten des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters ein schnelleres Ansprechverhalten auf. Dies ist insbesondere deshalb von Bedeutung, weil im Falle eines „echten“ Kurzschlusses sehr schnell - binnen weniger Mikrosekunden - eine Abschaltung zumindest des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters erfolgen muss. Ein „echter“ Kurzschluss kann aber erst dann erkannt werden, wenn der jeweilige erste Kondensator entladen ist. Durch die Entladeschaltungen wird somit die Totzeit, während derer eine Kurzschlusserkennung nicht möglich ist, deutlich reduziert.
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Die Anschlüsse, mittels derer die Steuerschaltung die überwachten jeweiligen Potenziale entgegennimmt, treiben einen (wenn auch sehr geringen) Strom. In Verbindung mit einem Widerstand eingangsseitig dieser beiden Anschlüsse ist daher die Einstellung einer Ansprechschwelle möglich, bei deren Überschreiten die Steuerschaltung auf Kurzschluss erkennt. Aufgrund der jeweiligen Entladeschaltung ist die Einstellung einer Ansprechschwelle durch den jeweiligen ersten Widerstand, also den Widerstand des jeweiligen ersten RC-Gliedes, nicht mehr möglich. In Kombination mit dem jeweiligen zweiten RC-Glied kann jedoch weiterhin durch dessen Widerstand die Ansprechschwelle eingestellt werden.
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Das Entladen des jeweiligen ersten Kondensators ist umso schneller, je kleiner der jeweilige dritte Widerstand ist. Vorzugsweise ist der Widerstandswert des jeweiligen dritten Widerstandes daher erheblich kleiner (Faktor 10 oder mehr) als der Widerstandswert des jeweiligen ersten Widerstandes.
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Vorzugsweise ist die jeweilige Diode als Schottky-Diode ausgebildet. Eine Schottky-Diode weist üblicherweise eine sehr niedrige Durchlassspannung und ein sehr schnelles Ansprechverhalten auf. Das Ansprechverhalten der Entladeschaltungen wird daher verbessert.
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In vielen Fällen bilden die Halbleiter-Leistungsschalter eine Mehrzahl von Umrichterbrücken. Die Umrichterbrücken umfassen in diesem Fall jeweils zwei der Halbleiter-Leistungsschalter, wobei die beiden Halbleiter-Leistungsschalter der jeweiligen Umrichterbrücke in Reihe geschaltet sind, so dass
- - der eine Leistungsanschluss des einen Halbleiter-Leistungsschalters und der andere Leistungsanschluss des anderen Halbleiter-Leistungsschalters einer jeweiligen Umrichterbrücke miteinander verbunden sind,
- - die anderen Leistungsanschlüsse der einen Halbleiter-Leistungsschalter der Umrichterbrücken miteinander verbunden sind und
- - die einen Leistungsanschlüsse der anderen Halbleiter-Leistungsschalter der Umrichterbrücken miteinander verbunden sind.
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Die Anzahl an Umrichterbrücken liegt meist bei drei. In diesem Fall werden für die Halbleiter-Leistungsschalter der Umrichterbrücken insgesamt sechs Filterschaltungen benötigt.
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Es sind aber auch andere Ausgestaltungen möglich. Oftmals wird beispielsweise ein Zwischenkreis eines Zwischenkreisumrichters über einen sogenannten Chopper geladen gehalten, wobei der Chopper (unter anderem) ebenfalls einen Halbleiter-Leistungsschalter aufweist. Auch ein derartiger Chopper kann ein Halbleiter-Leistungsschalter im Sinne der vorliegenden Erfindung sein.
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In der Regel sind die Umrichterbrücken auf einer ersten Platine angeordnet. Die Filterschaltungen hingegen sind oftmals auf einer zweiten Platine angeordnet. In diesem Fall werden vorzugsweise die Potenziale der anderen Leistungsanschlüsse der einen Halbleiter-Leistungsschalter der Umrichterbrücken an der ersten Platine an einem ersten gemeinsamen Abgreifpunkt abgegriffen und von dort aus der zweiten Platine zugeführt. In analoger Weise werden in diesem Fall vorzugsweise die Potenziale der einen Leistungsanschlüsse der anderen Halbleiter-Leistungsschalter der Umrichterbrücken an der ersten Platine an einem zweiten gemeinsamen Abgreifpunkt abgegriffen und von dort aus der zweiten Platine zugeführt.
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Eine Alternative zu einem gemeinsamen Abgriff der Gleichspannungspotenziale wäre, für jede Umrichterbrücke das jeweilige positive und negative Potenzial jeweils eigenständig abzugreifen. Dafür müssten aber mehr Abgreifpunkte realisiert werden. Durch die erläuterte vorteilhafte Ausgestaltung ist es hingegen nicht erforderlich, die - prinzipiell gleichen - Potenziale der Halbleiter-Leistungsschalter für jeden der Halbleiter-Leistungsschalter einzeln zu erfassen.
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Die Potenziale zwischen dem einen Leistungsanschluss des einen Halbleiter-Leistungsschalters und dem anderen Leistungsanschluss des anderen Halbleiter-Leistungsschalters einer jeweiligen Umrichterbrücke werden vorzugsweise an der ersten Platine an jeweiligen dritten Abgreifpunkten abgegriffen und von dort aus der zweiten Platine zugeführt. Diese gemeinsamen Potenziale werden also vorzugsweise ebenfalls nur je einmal abgegriffen.
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Die an den Abgreifpunkten der Umrichterbrücken abgegriffenen Potenziale werden nachstehend als Phasenpotenziale bezeichnet. Die beiden den Umrichterbrücken gemeinsamen Potenziale werden nachstehend als Gleichspannungspotenziale bezeichnet.
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Für eine übliche Umrichterschaltung mit drei Umrichterbrücken werden dadurch insgesamt nur fünf Abgriffe benötigt, nämlich je ein Abgriff für das Phasenpotenzial der jeweiligen Umrichterbrücke und zwei Abgriffe für die beiden den Umrichterbrücken gemeinsamen Potenziale. Wenn zusätzlich noch der Halbleiter-Leistungsschalter eines Choppers auf Kurzschluss überwacht werden soll, wird mindestens ein weiterer Abgriff benötigt. Auch mit Überwachung des Halbleiter-Leistungsschalters des Choppers werden jedoch insgesamt maximal sieben Abgriffe benötigt.
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Die Halbleiter-Leistungsschalter können in üblichen TO-Gehäusen angeordnet sein. In diesem Fall können die Halbleiter-Leistungsschalter auf einer „normalen“ Leiterplatte angeordnet sein, also einer Leiterplatte, die als elektrisch isolierenden Grundkörper eine Platte auf Epoxidharzbasis aufweist. In vielen Fällen ist die erste Platine jedoch ein DCB-Substrat (DCB = direct copper bonding) oder ein AMB-Substrat (AMB = active metal brazing). Die zweite Platine ist in der Regel eine „normale“ Leiterplatte. Die vorliegende Erfindung ist aber nicht auf die genannten Ausgestaltungen der ersten Platine und/oder der zweiten Platine beschränkt.
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In der Praxis erfolgen die Abgriffe an den Kontakten der ersten Leiterplatte oftmals über Federkontakte. Aufgrund des gemeinsamen Abgriffs der Gleichspannungspotenziale kann die Schaltungsanordnung als Ganzes einfach und kostengünstig hergestellt werden und arbeitet auch zuverlässig. Auch kann ein Druckstück, mittels dessen die Federkontakte an die entsprechenden Kontakte der ersten Platine angedrückt werden, unmodifiziert beibehalten werden. Demgegenüber müsste bei einem individuellen Abgreifen der Gleichspannungspotenziale das Druckstück umkonstruiert werden. Dies ist aufwendig und teuer.
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Es ist möglich, dass die Steuerschaltung (vollständig) als diskrete Schaltung ausgebildet ist. Vorzugsweise umfasst sie jedoch ein ASIC. Insbesondere diejenigen Teile der Steuerschaltung, welche die Kurzschlusserkennung durchführen, sind oftmals in einem ASIC angeordnet. Es ist sogar möglich, dass die Steuerschaltung vollständig in einem ASIC angeordnet ist.
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Soweit diejenigen Teile der Steuerschaltung, welche die Kurzschlusserkennung durchführen, innerhalb eines ASICs angeordnet sind, sind die Filterschaltungen selbstverständlich mit entsprechenden Eingängen des ASICs verbunden.
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Vorzugsweise sind die Steuerschaltung und die Filterschaltungen auf derselben Platine angeordnet. Dadurch wird die gesamte Schaltungsanordnung kompakt.
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Die Filterschaltungen können in einem ASIC angeordnet sein. Wenn die Steuerschaltung ein ASIC umfasst, können die Filterschaltungen gegebenenfalls in einem eigenen ASIC oder auch in demjenigen ASIC angeordnet sein, das Bestandteil der Steuerschaltung ist. Deutlich bevorzugt ist jedoch, wenn die Filterschaltungen als diskrete Schaltungen ausgebildet sind, also mit diskreten Bauelementen aufgebaut sind. Die Bauelemente der Filterschaltungen sind die Widerstände und Kondensatoren der ersten und zweiten RC-Glieder und gegebenenfalls die Widerstände und die Dioden der Entladeschaltungen. Aufgrund des Aufbaus als diskrete Schaltungen kann mit relativ geringem Aufwand eine geringe Streuung der Eigenschaften der Filterschaltungen erreicht werden.
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Weitere Vorteile und Einzelheiten ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen. Es zeigen in schematischer Prinzipdarstellung:
- 1 eine Schaltungsanordnung,
- 2 einen Halbleiter-Leistungsschalter und eine Filterschaltung,
- 3 Filterschaltungen und eine Steuerschaltung und
- 4 eine Differenz von Potenzialen.
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1 zeigt beispielhaft eine typische Schaltungsanordnung, bei der die vorliegende Erfindung angewendet werden kann. In Verbindung mit 1 wird zunächst die typische Schaltungsanordnung als solche erläutert, wie sie auch im Stand der Technik bekannt ist.
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Die Schaltungsanordnung gemäß 1 stellt eine typische Umrichteranordnung dar. Die Umrichteranordnung weist einen Gleichspannungs-Zwischenkreis auf, der seinerseits einen Zwischenkreiskondensator 1 aufweist. Dem Zwischenkreiskondensator 1 können beispielsweise an Eingangsanschlüssen 2 ein positives und ein negatives Basispotenzial B+, B- zugeführt werden. Alternativ kann dem Zwischenkreiskondensator 1 die erforderliche Energie auch über einen gesteuerten oder ungesteuerten eingangsseitigen Gleichrichter zugeführt werden. Das Spannungsniveau des Gleichspannungskreises, also die Differenz zwischen den beiden Basispotenzialen B+, B-, liegt oftmals im Bereich zwischen 24 V und 80 V. Ein derartiges Spannungsniveau wird insbesondere bei Gabelstaplern und ähnlichen Flurförderzeugen verwendet. Es sind aber auch andere, insbesondere höhere Spannungsniveaus (mehrere 100 V, sogar über 1000 V) möglich und denkbar.
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Die Schaltungsanordnung weist weiterhin mehrere Umrichterbrücken 3 auf. Oftmals sind drei Umrichterbrücken 3 vorhanden. Die Umrichterbrücken 3 weisen jeweils zwei Halbleiter-Leistungsschalter 4 auf. Die beiden Halbleiter-Leistungsschalter 4 der jeweiligen Umrichterbrücke 3 sind in Reihe geschaltet. Über die Umrichterbrücken 3 - genauer: die Halbleiter-Leistungsschalter 4 der Umrichterbrücken 3 - wird eine Last 5 mit elektrischer Energie versorgt. Mittels der Halbleiter-Leistungsschalter 4 geschaltete Lastströme I1 bis I3 können im Bereich von mehreren 100 A liegen, beispielsweise bei 350 Arms, 400 Arms oder 500 Arms (A = Ampere, rms = root mean square). Die Last 5 ist in 1 als Elektromotor dargestellt. Dies ist aber nur rein beispielhaft.
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Zwischen dem Zwischenkreiskondensator 1 und den Umrichterbrücken 3 ist eine Ladeschaltung 6 angeordnet. Die Ladeschaltung 6 umfasst ebenfalls einen Halbleiter-Leistungsschalter 4. Dem Halbleiter-Leistungsschalter 4 der Ladeschaltung 6 kann eine Drossel 7 nachgeordnet sein, der eine in Sperrrichtung gepolte Diode 8 parallel geschaltet ist. Zwischen dem Halbleiter-Leistungsschalter 4 der Ladeschaltung 6 und der Drossel 7 kann eine Anschlussstelle angeordnet sein, über den eine Freilaufdiode 9 mit dem negativen Basispotenzial B- verbunden ist.
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Den Halbleiter-Leistungsschaltern 4 ist jeweils eine Freilaufdiode 10 parallel geschaltet. Eingezeichnet ist dies in 1 der Übersichtlichkeit halber nur für den Halbleiter-Leistungsschalter 4 der Ladeschaltung 6. Auch die anderen Halbleiter-Leistungsschalter 4 weisen jedoch eine derartige Freilaufdiode 10 auf. Die jeweilige Freilaufdiode 10 kann ein eigenständiges Bauteil sein. Alternativ kann es sich um eine intrinsische Diode handeln, die bei der Herstellung des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters 4 zwangsweise mit erzeugt wird.
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Die Halbleiter-Leistungsschalter 4 weisen gemäß 2 jeweils zwei Leistungsanschlüsse 11, 12 und einen Steueranschluss 13 auf. Zwischen den beiden Leistungsanschlüssen 11, 12 des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters 4 besteht entweder eine hochohmige oder eine niederohmige Verbindung. Ob eine hochohmige oder eine niederohmige Verbindung besteht, ist vom Wert eines jeweiligen Steuersignals S0 bis S6 (siehe 1) abhängig, der dem Steueranschluss 13 des jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalters 4 von einer Steuerschaltung 14 der Schaltungsanordnung zugeführt wird. Durch entsprechende Ansteuerung der Halbleiter-Leistungsschalter 4 der Umrichterbrücken 3 und auch des Halbleiter-Leistungsschalters 4 der Ladeschaltung 6 durch die Steuerschaltung 14 erfolgt somit das Zuführen der elektrischen Energie zu der Last 5.
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Die Gleichspannungspotenziale U+, U- eingangsseitig der Umrichterbrücken 3 werden an Abgreifpunkten 15 erfasst. Weiterhin werden an Abgreifpunkten 16 Phasenpotenziale U1 bis U3 erfasst. Die Phasenpotenziale U1 bis U3 entsprechen dem jeweiligen Potenzial der jeweiligen Umrichterbrücke 3 zwischen den beiden Halbleiter-Leistungsschaltern 4 der jeweiligen Umrichterbrücke 3. Weiterhin werden an Abgreifpunkten 17 die Potenziale U0, U0" eingangsseitig und ausgangsseitig des Halbleiter-Leistungsschalters 4 der Ladeschaltung 6 erfasst.
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Zumindest für einige der Halbleiter-Leistungsschalter 4 wird durch die Steuerschaltung 14 überwacht, ob bezüglich der Last 5 ein Kurzschluss aufgetreten ist. Für jeden Halbleiter-Leistungsschalter 4, bei dem eine derartige Überwachung erfolgt, werden die für den jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalter 4 erfassten Potenziale U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 der Steuerschaltung 14 zugeführt. Die entsprechenden Potenziale U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 werden der Steuerschaltung 14 aber nicht direkt zugeführt, sondern entsprechend der Darstellung in 3 über eine jeweilige Filterschaltung 18. Die Gesamtheit der Filterschaltungen 18 ist in 1 gestrichelt eingezeichnet und mit dem Bezugszeichen 19 versehen.
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In 3 ist dargestellt, welche Potenziale U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 welcher Filterschaltung 18 als Eingangssignale zugeführt werden. Insbesondere ist aus 3 ersichtlich, dass jeder Filterschaltung 18 jeweils zwei der Potenziale U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 zugeführt werden, dass eines der beiden der jeweiligen Filterschaltung 18 zugeführten Potenziale U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 unverändert (direkt) der Steuerschaltung 14 zugeführt wird und das andere der beiden der jeweiligen Filterschaltung 18 zugeführten Potenziale U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 gefiltert wird. Welches Potenzial U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 der Steuerschaltung 14 direkt zugeführt wird und welches Potenzial U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 der Steuerschaltung 14 gefiltert zugeführt wird, ist von untergeordneter Bedeutung, da von der Steuerschaltung 14 jeweils die Differenz der beiden der jeweiligen Filterschaltung 18 zugeführten Potenziale U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 ausgewertet wird.
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Die Steuerschaltung 14 ermittelt durch Auswertung der Differenz der beiden für den jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalter 4 erfassten Potenziale U0, U0", U+, U- und U1 bis U3 (genauer: durch Auswertung der Differenz des jeweiligen gefilterten Potenzials U0', U+' und U1' bis U3' und des jeweiligen ungefilterten Potenzials U0", U- und U1 bis U3), ob bezüglich der Last 5 ein Kurzschluss aufgetreten ist. Die genaue Art und Weise der Erkennung eines Kurzschluss ist Fachleuten allgemein bekannt.
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Beispielsweise kann die Steuerschaltung 14 gemäß 4 prüfen, ob die Differenz δP des jeweiligen gefilterten Potenzials U0', U+' und U1' bis U3' und des jeweiligen ungefilterten Potenzials U0", U- und U1 bis U3 - in 4 dargestellt als Funktion der Zeit t - für einen Zeitraum oberhalb einer zulässigen Grenzzeit T0 einen maximal zulässigen Schwellenwert δP0 übersteigt. Ist dies der Fall, erkennt die Steuerschaltung 14 auf Kurzschluss. Ist dies nicht der Fall, erkennt die Steuerschaltung 14 nicht auf Kurzschluss. Dargestellt ist in 4 eine Situation, in welcher die Steuereinrichtung 14 (fälschlich) auf Kurzschluss erkennt, also diejenige Situation, die gerade vermieden werden soll.
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Es sind natürlich auch andere Arten der Auswertung möglich. Beispielsweise kann die Steuereinrichtung 14 während einer gleitenden, vorbestimmten Zeitspanne ein Integral der Fläche unter der Kurve δP ermitteln und in Abhängigkeit dieses Integrals entscheiden, ob ein Kurzschluss vorliegt oder nicht.
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Erkennt die Steuerschaltung 14 einen Kurzschluss, sperrt sie die Halbleiter-Leistungsschalter 4. Sie ermittelt also die Steuersignale S0 bis S6 derart, dass die Leistungsanschlüsse 11, 12 der Halbleiter-Leistungsschalter 4 nur noch hochohmig miteinander verbunden sind. Erkennt die Steuerschaltung 14 hingegen keinen Kurzschluss, ermittelt sie die Steuersignale S0 bis S6 gemäß einer Vorgabe V (siehe 1). Die Vorgabe V kann beispielsweise einen Sollbetrieb der Last 5 charakterisieren.
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Die Filterschaltungen 18 sind in aller Regel baugleich. Nachstehend wird daher unter Bezugnahme auf 2 nur der Aufbau einer der Filterschaltungen 18 näher erläutert, nämlich der Aufbau der Filterschaltung 18 für den Halbleiter-Leistungsschalter 4 der Ladeschaltung 6. Die entsprechenden Ausführungen gelten aber auch für die anderen Filterschaltungen 18.
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Gemäß 2 ist die dargestellte Filterschaltung 18 als Tiefpassfilter ausgebildet. In 2 sind hierbei vorteilhafte Ausgestaltungen der Filterschaltung 18 mit dargestellt. Nachstehend wird zunächst die Basiskonfiguration der Filterschaltung 18 erläutert, danach die Ausgestaltungen.
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Gemäß 2 weist die Filterschaltung 18 einen ersten Widerstand 20 und einen ersten Kondensator 21 auf. Der erste Widerstand 20 ist eingangsseitig mit einem der beiden Leistungsanschlüsse 11, 12 verbunden, im konkreten Beispiel mit dem Leistungsanschluss 11 des Halbleiter-Leistungsschalters 4 der Ladeschaltung 6. Der erste Kondensator 21 ist mit dem anderen Leistungsanschluss 12 des Halbleiter-Leistungsschalters 4 verbunden. Weiterhin sind der erste Widerstand 20 und der erste Kondensator 21 an einem Knotenpunkt 22 miteinander verbunden.
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Im einfachsten Fall (= Basiskonfiguration) ist dies die vollständige Filterschaltung 18. In diesem Fall ist die Steuerschaltung 14 direkt mit dem Knotenpunkt 22 verbunden und wird der Steuerschaltung 14 demzufolge als gefiltertes Potenzial U0' das am Knotenpunkt 22 anstehende Potenzial zugeführt.
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Vorzugsweise - erste mögliche Ausgestaltung - weist die Filterschaltung 18 gemäß der Darstellung in 2 zusätzlich einen zweiten Widerstand 23 und einen zweiten Kondensator 24 auf. In diesem Fall ist der zweite Widerstand 23 mit dem Knotenpunkt 22 verbunden. Der zweite Kondensator 24 ist analog zum ersten Kondensator 21 mit dem anderen Leistungsanschluss 12 des Halbleiter-Leistungsschalters 4 verbunden. In diesem Fall sind der zweite Widerstand 23 und der zweite Kondensator 24 an einem weiteren Knotenpunkt 25 miteinander verbunden. In diesem Fall ist die Steuerschaltung 14 mit dem Knotenpunkt 25 verbunden und wird der Steuerschaltung 14 demzufolge als gefiltertes Potenzial U0' das am Knotenpunkt 25 anstehende Potenzial zugeführt.
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Weiterhin kann die Filterschaltung 18 - zweite mögliche Ausgestaltung - gemäß der Darstellung in 2 einen dritten Widerstand 26 und eine Diode 27 aufweisen. Der dritte Widerstand 26 und die Diode 27 sind in Reihe geschaltet und dem ersten Widerstand 20 parallel geschaltet. Die Diode 27 ist vorzugsweise als Schottky-Diode ausgebildet.
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Die beiden Ausgestaltungen können entsprechend der Darstellung in 2 auch in Kombination realisiert sein.
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In 2 sind auch bevorzugte Widerstandswerte R1 bis R3 des ersten, zweiten und dritten Widerstands 20, 23, 26 und bevorzugte Kapazitätswerte C1, C2 des ersten und des zweiten Kondensators 21, 24 eingezeichnet.
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Sofern der dritte Widerstand 26 vorhanden ist, muss sein Widerstandswert R3 kleiner - sogar deutlich kleiner - als der Widerstandswert R1 des ersten Widerstandes 20 sein. Bevorzugt ist ein Quotient R1/R3 von mindestens 10. Aufgrund der konkret verwendeten Werte (R1 = 1 kQ, R3 = 50 Ω) ergibt sich sogar ein Quotient von 20.
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Sofern der zweite Widerstand 23 und der zweite Kondensator 24 vorhanden sind, ist weiterhin das Produkt des Widerstandswertes R2 des zweiten Widerstands 23 und des Kapazitätswertes C2 des zweiten Kondensators 24 kleiner als das Produkt des Widerstandswertes R1 des ersten Widerstands 20 und des Kapazitätswertes C1 des ersten Kondensators 21. Aufgrund der konkret verwendeten Werte (R1 = 1 kΩ, C1 = 680 pF, R2 = 1,6 kΩ, C2 = 15 pF) ergibt sich ein Quotient des einen Produkts zum anderen Produkt von 85/3, also von etwas über 28.
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In vielen Fällen sind entsprechend der schematischen Darstellung in 1 die Umrichterbrücken 3 (mit der Ladeschaltung 6 oder ohne die Ladeschaltung 6) auf einer ersten Platine 28 angeordnet, während die Filterschaltungen 18 (und meist auch die Steuerschaltung 14) auf einer zweiten Platine 29 angeordnet sind. In diesem Fall weist die erste Platine 28 an den Abgreifpunkten 15 bis 17 jeweilige Kontakte auf. Der Begriff „Abgreifpunkt“ bezeichnet somit zugleich auch einen jeweiligen Kontakt auf der ersten Platine 28. Der Abgriff an den Abgreifpunkten 15 bis 17 kann beispielsweise über Federkontakte (nicht dargestellt) erfolgen.
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Ersichtlich ist somit einerseits für die beiden Gleichspannungspotenziale U+ und U- eingangsseitig und ausgangsseitig der Umrichterbrücken 3 nur ein gemeinsamer Abgriff vorhanden. An den beiden Abgreifpunkten 15 werden die beiden Gleichspannungspotenziale U+ und U- abgegriffen und von dort aus der zweiten Platine 29 zugeführt. Ersichtlich ist somit weiterhin für die Phasenpotenziale U1 bis U3 ebenfalls jeweils nur ein einzelner Abgreifpunkt 16 vorhanden. An den Abgreifpunkten 16, die als solche Bestandteil der ersten Platine 28 sind, werden die Phasenpotenziale U1 bis U3 abgegriffen und von dort aus der zweiten Platine 29 zugeführt. Es werden daher zum Abgreifen der Potenziale U+, U- und U1 bis U3 der Umrichterschaltung als solcher (also ohne die Ladeschaltung 6) insgesamt nur fünf Abgreifpunkte 15, 16 benötigt. Sollen zusätzlich auch die Potenziale U0, U0" eingangsseitig und ausgangsseitig des Halbleiter-Leistungsschalters 4 der Ladeschaltung 6 abgegriffen werden, werden zwei weitere Abgreifpunkte 17 und damit insgesamt sieben Abgreifpunkte 15 bis 17 benötigt.
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In analoger Weise kann auch das Zuführen der Steuersignale S0 bis S6 über entsprechende Kontaktpunkte (ebenfalls nicht dargestellt) erfolgen. Die Kontaktpunkte zum Zuführen der Steuersignale S0 bis S6 müssen in jedem Fall einzeln für den jeweiligen Halbleiter-Leistungsschalter 4 und dessen jeweiliges Steuersignal S0 bis S6 vorhanden sein.
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Entsprechend der Darstellung in 3 kann die Steuerschaltung 14 als ASIC 30 ausgebildet sein (oder zumindest ein derartiges ASIC 30 umfassen). Die Filterschaltungen 18 sind hingegen vorzugsweise als diskrete Schaltungen ausgebildet. Sie sind also nicht Bestandteil des ASICs 30 der Steuerschaltung 14 und auch nicht Bestandteil eines eigenen ASICs.
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Die vorliegende Erfindung weist viele Vorteile auf. Insbesondere ist es möglich, die Spikes, die bei Kommutierungsvorgängen oftmals unvermeidbar sind, mit rein passiven Elementen (nämlich den Bauelementen 20, 21, 23, 24, 26 und 27 der Filterschaltungen 18) deutlich zu dämpfen. Dies gilt sowohl bezüglich der Dauer der Spikes als auch bezüglich der Höhe der Spikes. Dadurch werden die Spikes von der Steuerschaltung 14 nicht mehr - fälschlich - als Kurzschluss interpretiert, so dass der normale Betrieb der Schaltungsanordnung und damit auch der Last 5 beibehalten wird. Die Erkennung eines „echten“ Kurzschluss durch die Steuerschaltung 14 wird hingegen nicht beeinträchtigt.
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Die obige Beschreibung dient ausschließlich der Erläuterung der vorliegenden Erfindung. Der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung soll hingegen ausschließlich durch die beigefügten Ansprüche bestimmt sein.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Zwischenkreiskondensator
- 2
- Eingangsanschlüsse
- 3
- Umrichterbrücken
- 4
- Halbleiter-Leistungsschalter
- 5
- Last
- 6
- Ladeschaltung
- 7
- Drossel
- 8, 27
- Dioden
- 9, 10
- Freilaufdioden
- 11, 12
- Leistungsanschlüsse
- 13
- Steueranschluss
- 14
- Steuerschaltung
- 15 bis 17
- Abgreifpunkte
- 18
- Filterschaltungen
- 19
- Gesamtheit der Filterschaltungen
- 20, 23, 26
- Widerstände
- 21, 24
- Kondensatoren
- 22, 25
- Knotenpunkte
- 28, 29
- Platinen
- 30
- ASIC
- B+, B-
- Basispotenziale
- C1, C2
- Kapazitätswerte
- I1 bis I3
- Lastströme
- R1 bis R3
- Widerstandswerte
- S0 bis S6
- Steuersignale
- t
- Zeit
- T0
- Grenzzeit
- U0, U0"
- Potenziale
- U1 bis U3
- Phasenpotenziale
- U+, U-
- Gleichspannungspotenziale
- V
- Vorgabe
- δP
- Differenz von Potenzialen
- δP0
- Schwellenwert
