DE102021128249A1

DE102021128249A1 - Ratiometrische sensorschaltung

Info

Publication number: DE102021128249A1
Application number: DE102021128249.7A
Authority: DE
Inventors: Mario Motz
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2021-10-29
Filing date: 2021-10-29
Publication date: 2023-05-04
Also published as: US20230138691A1

Abstract

Die vorliegende Offenbarung betrifft eine Sensorschaltung (100) umfassend eine Regelschaltung (110), die ausgebildet ist, ein konstantes erstes Signal (112) mit einem durch ein Stellsignal (114) einstellbaren ersten Verstärker (118) auf ein ratiometrisches zweites Signal (116) zu regeln, und einen einstellbaren zweiten Verstärker (120) für ein Sensorsignal (132), dessen Verstärkung durch das Stellsignal (114) einstellbar ist.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Offenbarung betrifft im Allgemeinen Sensorschaltung und insbesondere Sensorschaltungen mit ratiometrischem Verhalten.
Hintergrund
Der Begriff „ratiometrisch“ bedeutet in der Elektronik, dass eine unbekannte Größe aus einem bekannten Verhältnis mehrerer anderer Größen zueinander abgeleitet werden kann. Allgemein ergibt sich bei einer ratiometrischen Messung als Quotient zweier Größen mit der gleichen Störungsüberlagerung, dass diese nicht die Messung beeinflusst. Eine ratiometrische Messgröße (wie z.B. eine gemessene Magnetfeldstärke) ist zum Beispiel unabhängig von einer Versorgungsspannung (V_DD), die Schwankungen unterliegen kann. Steigt an einem Messsystem die Versorgungsspannung beispielsweise unerwartet an, steigt ein linear an die Versorgungspannung gekoppeltes Messsignal folglich mit an. Die zu messende Größe hat sich aber nicht geändert. Ginge das Messsignal nun an einen ADC (Analog Digital Wandler) mit fester Referenzspannung, wäre das Resultat, dass der ADC einem Code liefert, der einer höheren Messgröße entspricht - Fehlmessung - in diesem Fall kein ratiometrisches System. Würde auch die Referenzspannung des ADC linear zur Versorgung mit ansteigen, würde sich die zu messende Größe am Ausgang des ADC nicht ändern - richtige Messung - da in diesem Fall ein ratiometrisches System vorliegt. Ratiometrisch bedeutet also, wenn sich das gemessene Signal durch eine Störgröße im System ändert, so muss sich die Vergleichsgröße genauso ändern, so dass sich die Änderung sozusagen „herauskürzt“ und die Änderung mit „1/1“ übrigbleibt. Mit diesem Bruch wird dann das Messsignal multipliziert. Bei 1 ist die Ratiometrie perfekt, bei 1.15 schon schlechter, usw.
Sensorschaltungen mit vollständig ratiometrischem Ausgang (ratiometrische Sensorschaltungen) können beispielsweise mittels digitaler Signalverarbeitung realisiert werden, sind aber relativ teurer und langsam. Ratiometrische Sensorschaltungen können beispielsweise auch mittels digital unterstützter Verstärker mit digital gesteuerter Verstärkung realisiert werden. Diese leiden nicht unter Geschwindigkeit, sind aber noch teurer. Sensoren mit ratiometrischer Ruhespannung (quiescent voltage), aber fixer Empfindlichkeit (= Verstärkung) vermeiden eine analoge Multiplikation mit der Versorgungsspannung, bieten aber nicht die Funktionalität eines mechanischen Potentiometers und passen nicht zu einem Low-Cost-Mikroprozessor (der das Sensorsignal empfängt), der die Versorgungsspannung als ADC-Referenz verwendet (ADC = Analog Digital Wandler). Ein Sensor mit fixer Empfindlichkeit (Verstärkung) bietet keine vollständige ratiometrische Reaktion.
Daher besteht ein Bedarf an verbesserten ratiometrischen Sensorschaltungen bei gleichzeitig überschaubaren Kosten.
Zusammenfassung
Diesem Bedarf wird durch Schaltungen und Verfahren gemäß der unabhängigen Ansprüche Rechnung getragen. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird eine Sensorschaltung vorgeschlagen, die eine Regelschaltung aufweist, welche ausgebildet ist, ein konstantes erstes Signal (z.B. konstanter Strom oder konstante Spannung) mit einem durch ein Stell- bzw. Steuersignal einstellbaren ersten Verstärker auf ein ratiometrisches zweites Signal (z.B. ratiometrischer Strom oder ratiometrische Spannung) zu regeln. Das zweite Signal ist also linear mit einem Versorgungssignal (z.B. Versorgungsspannung) gekoppelt. Die Sensorschaltung umfasst einen einstellbaren zweiten Verstärker für ein Sensorsignal, dessen Verstärkung durch das Steuersignal der Regelschaltung einstellbar ist. Dadurch kann am zweiten Verstärker für das Sensorsignal eine ratiometrische Verstärkung erhalten werden. Die Verstärkung des zweiten Verstärkers ist dadurch ebenfalls linear mit dem Versorgungssignal (z.B. Versorgungsspannung) gekoppelt. Mit der vorgeschlagenen Schaltungsanordnung kann mit relativ einfachen und kostengünstigen Verstärkerdesigns ein ratiometrisches Verhalten erreicht werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen sind der erste und zweite Verstärker als Replika-Verstärker ausgebildet, also als gegenseitige Nachbildungen. Wird beispielsweise der zweite Verstärker für das Sensorsignal als Hauptverstärker angesehen, so kann der erste Verstärker als exakte Nachbildung des Hauptverstärkers ausgebildet sein. Der erste Verstärker der Regelschaltung verstärkt jedoch nicht das Sensorsignal, sondern dient zum Einstellen des Steuersignals für den (baugleichen) zweiten Verstärker. Der Begriff „Verstärker“ meint hier nicht notwendigerweise nur ein einzelnes Verstärkerelement (wie z.B. einen Transistor), sondern kann eine komplette Verstärkerschaltung bedeuten, die eine Mehrzahl von Schaltungskomponenten aufweisen kann, wie z.B. Bipolar- oder MOS-Differenzstufen, Kaskoden, etc. Die Verwendung eines Replika-Verstärkers kann zum Zweck haben, dass sich beide Verstärker auch bei variierenden Umgebungsbedingungen stets identisch verhalten. Unter „Replika-Verstärker“ können nicht nur (im Rahmen von Fertigungstoleranzen) identische Verstärkerschaltungen verstanden werden, sondern auch sogenannte skalierbare Replika-Verstärker. Bei Letzteren kann sich beispielsweise ein Verstärkungsfaktor zwischen den beiden Verstärkern unterscheiden (z.B. durch unterschiedliche Emitterflächen oder Source-Drain-Kanäle), bei ansonsten identischer Implementierung.
Gemäß Ausführungsbeispielen liefert die Regelschaltung mit dem Replika-Verstärker (Replikationsverstärker) also ein Steuersignal, das die Verstärkung des Sensorsignals steuert, so dass ein (verstärktes) Ausgangssignal proportional zu einer Versorgungsspannung (ratiometrische Empfindlichkeit = ratiometrische Verstärkung) erhalten werden kann. Technologieabhängige Schwankungen und Temperaturschwankungen von unpräzisen Verstärkern können so kompensiert werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen ist die Sensorschaltung eine integrierte Sensorschaltung und der erste und zweite Verstärker sind auf einem gemeinsamen Halbleitersubstrat (bzw. Chip, Die) gebildet. Auf diese Weise lassen sich sehr exakte Replika-Schaltungen von Hauptschaltungen herstellen, da beide Schaltungen denselben Herstellungsprozessen und Herstellungsbedingungen unterliegen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Sensorschaltung einen Sensor, der ausgebildet ist zum Ausgeben des Sensorsignals ansprechend auf eine physikalische Messgröße. Der Sensor kann beispielsweise auf demselben Halbleitersubstrat wie die anderen Schaltungskomponenten (z.B. erster und zweiter Verstärker) der Sensorschaltung ausgebildet sein.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst der Sensor einen Magnetfeldsensor, wie zum Beispiel einen Hallsensor oder einen magnetoresistiven Sensor (xMR Sensor). Der Hallsensor kann beispielsweise für einen Spinning-Current Betrieb ausgebildet sein. Ein Hall-Sensor umfasst eines oder mehrere Hall-Effekt-Sensorelemente, die eine Magnetfeldstärke und/oder -Richtung messen. Diese Messungen werden verwendet, um Parameter zu erhalten, wie beispielsweise Abstand, Position und Drehgeschwindigkeit. Hall-Sensorelemente zeigen jedoch Versätze (Offsets) an deren Ausgängen aufgrund von mechanischen Belastungen, Dotierung und geometrischen Fehlern. Ferner zeigen Hall-Sensorelemente einen Offsetdrift, der zu einem unvorhersagbaren und zeitlich veränderlichen Ausgabefehler führt. Solche Offsets bei Hall-Sensorelementen können über das Drehstromverfahren bzw. Spinning-Current-Verfahren verringert werden, bei dem der Vorspannungsstrom (Bias Strom) eines Hall-Sensorelements räumlich um das Hall-Sensorelement herumgedreht wird, während die Ausgangssignale zeitlich gemittelt werden. Dies kann einen Offset und einen Offsetdrift verringern.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Sensorschaltung eine Referenzspannungsquelle, die ausgebildet ist, eine Referenzspannung als das konstante erste Signal bereitzustellen. Die Referenzspannungsquelle kann beispielsweise eine Bandabstandsreferenz umfassen. Als Bandabstandsreferenz bezeichnet man eine Referenzspannungsquelle, deren Ausgangsspannung in temperaturkompensiertem Zustand der Bandabstandsspannung eines Halbleiters entspricht. Je nach Halbleitermaterial variiert somit die erzeugte Spannung. Eine besondere Eigenschaft einer Bandabstandsreferenz ist eine hohe Präzision bei geringem schaltungstechnischem Aufwand. Zudem sind Bandabstandsreferenzen temperaturstabil und haben eine geringe Klemmenspannung (<3 Volt).
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Sensorschaltung einen zwischen eine externe Versorgungsspannung und Masse geschalteten Spannungsteiler, der ausgebildet ist, eine ratiometrische Spannung als das zweite Signal bereitzustellen. Der Spannungsteiler ist linear and die Versorgungsspannung gekoppelt, welche Schwankungen unterliegen kann. Der Spannungsteiler kann durch elektrische Widerstände gebildet werden, so dass dadurch eine mit der Versorgungsspannung linear gekoppelte Spannung als Regelgröße für die Regelschaltung erhalten wird.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfassen der erste und der zweite Verstärker jeweils eine MOS-Differenzstufe (MOS = Metal-Oxide-Semiconductor, Metall-Oxid-Halbleiter) mit einem ersten MOSFET und einem zweiten MOSFET (MOSFET = Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor). Die Source- und Drainströme der MOSFETs sind jeweils durch die Regelschaltung einstellbar. Bei vorgegeben Ein- und Ausgangsspannungen des ersten (Replika-) Verstärkers kann so dessen Verstärkung zwischen Ein- und Ausgangsspannung eingestellt werden. Es versteht sich, dass auch Bipolar-Differenzstufen verwendet werden könnten. Gegebenenfalls können an die Ausgänge der Differenzstufen noch (gefaltete) Kaskodenstrukturen gekoppelt sein.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Regelschaltung einen Transkonduktanzverstärker mit einem ersten Eingang für ein mittels des ersten Verstärkers verstärktes erstes Signal und mit einem zweiten Eingang für das ratiometrische zweite Signal (z.B. Spannung an einem Spannungsteiler), wobei der Transkonduktanzverstärker ausgebildet ist, an seinem Ausgang das Stellsignal abhängig von einer Differenz der Eingänge auszugeben. Ein Transkonduktanzverstärker ist ein spezieller Operationsverstärker, der die Differenzspannung an den beiden Eingängen in einen proportionalen Ausgangsstrom umwandelt. Üblicherweise kann er wie andere Operationsverstärker als integrierte Schaltung realisiert werden. Über den Ausgang des Transkonduktanzverstärkers können dann gesteuerte Stromquellen angesteuert werden, um Source- und Drain-Biasströme der MOSFETs der Differenzstufen einzustellen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen umfasst die Regelschaltung einen Komparator mit einem ersten Eingang für ein mittels des ersten Verstärkers verstärktes erstes Signal und einem zweiten Eingang für das ratiometrische zweite Signal und eine an einen Ausgang des Komparators gekoppelte Ladungspumpe, wobei der Komparator ausgebildet ist, an seinem Ausgang das Stellsignal abhängig von einer Differenz der Eingänge auszugeben. Über das Stellsignal kann die Ladungspumpe und darüber wiederum gesteuerte Stromquellen angesteuert werden, um Source- und Drain-Biasströme der MOSFETs der Differenzstufen einzustellen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen sind der erste und zweite Verstärker jeweils als Chopper-Verstärker ausgebildet. Chopper-Verstärker sind eine Art von Verstärkern, bei welchen ein zu verstärkendes Signal moduliert (gechoppt), verstärkt und wieder demoduliert wird. Durch Verwendung einer derartigen Technik kann ein Nullpunktfehler (oder Offsetfehler) und ein sogenanntes 1/f-Rauschen eines Verstärkers in ein Frequenzband verschoben werden, welches nicht von Interesse ist. Derartige Chopper-Verstärker können beispielsweise in Bandlückenschaltungen verwendet werden, welche eine definierte Referenzspannung bereitstellen, können aber ebenso bei anderen Anwendungen verwendet werden, bei welchen ein Signal zu verstärken ist, wie zum Beispiel zur Verstärkung von Messsignalen.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann der erste und/oder der zweite (Chopper-) Verstärker jeweils wenigstens einen kapazitiv gekoppelten Chopper-Demodulator aufweisen, um eine Chopper-Welligkeit weiter zu glätten. Bei einem kapazitiv gekoppelten Chopper-Demodulator kann ein Ausgang eines Verstärkers über ein oder mehrere Kapazitäten mit einer nachfolgenden Verstärkerstufe gekoppelt werden, um dadurch eine Chopper-Welligkeit zu glätten. Dabei können die Kapazitäten direkt in den Signalpfad zwischen Ausgang des Verstärkers und Eingang der nachfolgenden Verstärkerstufe und/oder zwischen den Signalpfad und Masse geschaltet werden.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen kann an einen Ausgang zumindest des zweiten Verstärkers (Hauptverstärker) eine Rückkopplungsschleife mit geschalteten Kondensatoren (switched capacitor) gekoppelt sein, die eine Chopper-Welligkeit zurückführt bzw. rückkoppelt. Dadurch kann eine Chopper-Welligkeit geglättet werden. Durch eine Rückkopplungsschleife mit geschalteten Kondensatoren können die Entladewiderstände durch geschaltete Kapazitäten (engl. switched capacitors) realisiert werden. Switched-Capacitor-Filter, oder häufig auch nur kurz SC-Filter, bezeichnet elektronische Filter, in denen ohmsche Widerstände durch geschaltete Kondensatoren ersetzt werden. Es handelt sich um zeitdiskrete Filter. Durch Variation der Schaltfrequenz ƒ_s, mit denen die Kapazitäten umgeschaltet werden, lassen sich die Filterparameter der SC-Filter sehr leicht verändern. Der Ersatz der ohmschen Widerstände R in einer gegebenen Schaltung wie einem Tiefpass durch Kapazitäten C_S, die mit der Umschaltfrequenz ƒ_s betrieben werden, lässt sich gemäß R = 1/ƒ_sC_S berechnen. Dem Fachmann wird einleuchten, dass die Schaltfrequenz ƒ_s der Kapazitäten nicht der Chopper-Frequenz ƒ_chop entsprechen muss.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird ein Verfahren zum Betreiben einer Sensorschaltung vorgeschlagen, umfassend ein Regeln eines konstanten ersten Signals mit einem durch ein Stell- bzw. Steuersignal einstellbaren ersten Verstärker auf ein ratiometrisches zweites Signal und ein Einstellen einer Verstärkung eines einstellbaren zweiten Verstärkers für ein Sensorsignal basierend auf dem Stellsignal.
Gemäß manchen Ausführungsbeispielen werden der erste und zweite Verstärker als identische oder skalierte Replika-Verstärker betrieben.
Figurenliste
Einige Beispiele von Vorrichtungen und/oder Verfahren werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Figuren lediglich beispielhaft näher erläutert. Es zeigen:

1 ein Blockdiagramm einer ratiometrischen Sensorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel;
2 ein weiteres Blockdiagramm einer ratiometrischen Sensorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel;
3 eine beispielhafte Implementierung einer integrierten ratiometrischen Sensorschaltung mit MOS-Differenzstufen;
4 eine weitere beispielhafte Implementierung einer integrierten ratiometrischen Sensorschaltung mit Chopper-Verstärkern;
5 eine weitere beispielhafte Implementierung einer integrierten ratiometrischen Sensorschaltung mit Chopper-Verstärkern; und
6 eine weitere beispielhafte Implementierung einer integrierten ratiometrischen Sensorschaltung mit Chopper-Verstärkern und Rückkopplungsschleife mit geschalteten Kondensatoren zur Unterdrückung der Chopper-Welligkeit.

Beschreibung
Einige Beispiele werden nun ausführlicher Bezug nehmend auf die beiliegenden Figuren beschrieben. Weitere mögliche Beispiele sind jedoch nicht auf die Merkmale dieser detailliert beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. Diese können Modifikationen der Merkmale sowie Entsprechungen und Alternativen zu den Merkmalen aufweisen. Ferner soll die Terminologie, die hierin zum Beschreiben bestimmter Beispiele verwendet wird, nicht einschränkend für weitere mögliche Beispiele sein.
Gleiche oder ähnliche Bezugszeichen beziehen sich in der gesamten Beschreibung der Figuren auf gleiche oder ähnliche Elemente beziehungsweise Merkmale, die jeweils identisch oder auch in abgewandelter Form implementiert sein können, während sie die gleiche oder eine ähnliche Funktion bereitstellen. In den Figuren können ferner die Stärken von Linien, Schichten und/oder Bereichen zur Verdeutlichung übertrieben sein.
Wenn zwei Elemente A und B unter Verwendung eines „oder“ kombiniert werden, ist dies so zu verstehen, dass alle möglichen Kombinationen offenbart sind, d. h. nur A, nur B sowie A und B, sofern nicht im Einzelfall ausdrücklich anders definiert. Als alternative Formulierung für die gleichen Kombinationen kann „zumindest eines von A und B“ oder „A und/oder B“ verwendet werden. Das gilt Äquivalent für Kombinationen von mehr als zwei Elementen.
Wenn eine Singularform, z. B. „ein, eine“ und „der, die, das“ verwendet wird und die Verwendung nur eines einzelnen Elements weder explizit noch implizit als verpflichtend definiert ist, können weitere Beispiele auch mehrere Elemente verwenden, um die gleiche Funktion zu implementieren. Wenn eine Funktion im Folgenden als unter Verwendung mehrerer Elemente implementiert beschrieben ist, können weitere Beispiele die gleiche Funktion unter Verwendung eines einzelnen Elements oder einer einzelnen Verarbeitungsentität implementieren. Es versteht sich weiterhin, dass die Begriffe „umfasst“, „umfassend“, „aufweist“ und/oder „aufweisend“ bei deren Gebrauch das Vorhandensein der angegebenen Merkmale, Ganzzahlen, Schritte, Operationen, Prozesse, Elemente, Komponenten und/oder einer Gruppe derselben beschreiben, dabei aber nicht das Vorhandensein oder das Hinzufügen eines oder mehrerer anderer Merkmale, Ganzzahlen, Schritte, Operationen, Prozesse, Elemente, Komponenten und/einer Gruppe derselben ausschließen.
Das hierin vorgeschlagene Konzept einer ratiometrischen Sensorschaltung hat grundsätzlich zahlreiche Einsatzmöglichkeiten in unterschiedlichen elektrischen bzw. elektronischen Schaltungen. Deshalb wird anhand der 1 und 2 das hierin offenbarte Schaltungskonzept zunächst ganz allgemein dargestellt.
Die 1 zeigt eine Prinzipdarstellung einer ratiometrischen Sensorschaltung 100 gemäß einem Ausführungsbeispiel.
Die Sensorschaltung 100 umfasst eine Regelschaltung 110, die ausgebildet ist, ein konstantes erstes Signal 112, wie z.B. eine konstante Spannung, mit einem durch ein Stell- bzw. Steuersignal 114 einstellbaren ersten Verstärker (nicht gezeigt) auf ein ratiometrisches zweites Signal 116 , wie z.B. eine ratiometrische Spannung, zu regeln. Die Sensorschaltung 100 umfasst außerdem einen einstellbaren zweiten Verstärker 120 für ein Sensorsignal 132, dessen Verstärkung durch das Stellsignal 114 der Regelschaltung 110 einstellbar ist.
Die Regelschaltung 110 regelt die Verstärkung V₁ des ersten Verstärkers (nicht gezeigt) also gemäß einem Verhältnis zwischen dem ratiometrischen zweiten Signal 116 (V_ratio) und dem konstanten ersten Signal 112 (V_const), d.h. V₁ = V_ratio/V_const. Dabei hängt das ratiometrische zweite Signal 116 linear von einem Versorgungssignal 140, wie z.B. einer externen Versorgungsspannung V_DD,ext, ab. Das Versorgungssignal 140 kann Schwankungen unterliegen und damit beispielsweise auch das Sensorsignal 132 ratiometrisch beeinflussen. Das ratiometrische zweite Signal 116 kann der Versorgungsspannung V_DD,ext 140 selbst entsprechen, oder einem davon abhängigen Signal. In dem in 1 gezeigten Beispiel umfasst die Sensorschaltung 100 einen zwischen die externe Versorgungsspannung 140 und Masse geschalteten Spannungsteiler 150, der ausgebildet ist, die ratiometrische Spannung V_ratio als zweites Signal 116 bereitzustellen, auf das die Regelschaltung 110 regelt. Der Spannungsteiler 150 umfasst hier beispielhaft drei in Serie geschaltete elektrische Widerstände, wobei die ratiometrische Spannung V_ratio an Klemmen eines mittleren Widerstands abgegriffen wird. Es versteht sich von selbst, dass der Spannungsteiler 150 auch anders ausgebildet sein könnte, beispielsweise mit nur zwei oder mehr als drei Widerständen.
Die in 1 gezeigte Sensorschaltung 100 umfasst eine Referenzspannungsquelle 160, die ausgebildet ist, der Regelschaltung 110 eine konstante Referenzspannung V_const als das erste Signal 112 bereitzustellen. Dazu kann die Referenzspannungsquelle 160 eine Bandabstandsreferenz 162 umfassen, welche im gezeigten Beispiel zwischen das Versorgungssignal 140 und Masse geschaltet ist. Zwischen einem Ausgang der Bandabstandsreferenz 162 und Masse kann ein weiterer Spannungsteiler 170 vorgesehen sein, der ausgebildet ist, basierend auf der Bandabstandsspannung am Ausgang der Bandabstandsreferenz 162 die konstante Referenzspannung V_const als zweites Signal 116 bereitzustellen. Es versteht sich, dass in anderen Ausführungsformen die Bandabstandsspannung der Bandabstandsreferenz 162 auch direkt als das erste Signal 112 herangezogen werden könnte und somit der Spannungsteiler 170 entfallen könnte. Der Spannungsteiler 170 umfasst hier beispielhaft drei in Serie geschaltete elektrische Widerstände, wobei die konstante Referenzspannung V_const an Klemmen eines mittleren Widerstands des Spannungsteilers 170 abgegriffen wird. Es versteht sich von selbst, dass der Spannungsteiler 170 auch anders ausgebildet sein könnte, beispielsweise mit nur zwei oder mehr als drei Widerständen.
Das Stell- bzw. Steuersignal 114 zum Einstellen der Verstärkung des ersten Verstärkers (in 1 nicht gezeigt), wird gleichermaßen dem zweiten Verstärker 120 zur Verstärkung des Sensorsignals 132 zugeführt, so dass sich dessen Verstärkung V₂ ebenfalls ratiometrisch verhält (also linear abhängig zum Versorgungssignal 140). Mit einem ratiometrischen Sensorsignal und einer ratiometrischen Verstärkung V₂ erhält man so ein vollständig ratiometrisches System. Als Sensor 130 zeigt die 1 beispielhaft einen Hall-Sensor zur Messung eines Magnetfelds. Eine durch das Magnetfeld hervorgerufene Hallspannung, welche sich ratiometrisch verhält, wird mittels des zweiten Verstärkers zu einem Ausgangssignal 122 verstärkt. Nachdem die Verstärkung V₂ des zweiten Verstärkers 120 ebenfalls ratiometrisch ist, erhält man ein vollständig ratiometrisches Messsystem. Es versteht sich, dass die vorliegende Offenbarung nicht auf Hallsensoren beschränkt ist, sondern auf beliebige Sensoren anwendbar ist. So könnten als Sensoren 130 beispielsweise andere Magnetfeldsensoren, wie z.B. magnetoresistive Sensoren (AMR, GMR, TMR), oder kapazitive Sensoren, induktive Sensoren, etc. zum Einsatz kommen. Die Sensoren 130 können dabei beispielsweise eine ratiometrische Ruhespannung (quiescent voltage) aufweisen, die linear von der Versorgungsspannung 140 abhängt.
Der erste Verstärker der Regelschaltung 110 und der zweite Verstärker 120 für das Sensorsignal 132 können als identische oder skalierbare Replika-Verstärker ausgebildet sein. Das ist in der 2 angedeutet, die den ersten Verstärker 118 in der Regelschleife 110 schematisch darstellt. Der erste Verstärker 118 ist als Replika (Nachbildung) des zweiten Verstärkers 120 ausgebildet, oder umgekehrt. Das bedeutet, dass beide Verstärker 118, 120 im Wesentlichen identisch aufgebaut sind und sich folglich auch entsprechend identisch verhalten. Das bedeutet, dass das Stellsignal 114 bei beiden Verstärkern 118, 120 zu derselben (ratiometrischen) Verstärkung führt (V₁ = V₂). Dazu können die beiden Verstärker 118, 120 mit identischen Schaltungsstrukturen gemeinsam auf einem Halbleiter-Chip implementiert sein. Damit kann ein nahezu identisches Verhalten gewährleistet werden. Neben den beiden Verstärkern 118, 120 können auch noch mehr oder alle Schaltungskomponenten der Sensorschaltung 100 als integrierte Schaltung gemeinsam auf dem Halbleiter-Chip integriert sein.
Eine beispielhafte Implementierung der Sensorschaltung 100 ist in 3 gezeigt.
Die integrierte Sensorschaltung 300 der 3 weist einen linken Schaltungsteil und einen rechten Schaltungsteil auf einem gemeinsamen Halbleitersubstrat (Die) auf. Der linke Schaltungsteil umfasst die Regelschaltung 110 mit Replika-Verstärker 118, der rechte Schaltungsteil umfasst Hall-Sensor 130 nebst Hauptverstärker 120 für das Sensorsignal 132. Replika-Verstärker 118 und Hauptverstärker 120 sind (im Rahmen von Fertigungstoleranzen) identisch ausgebildet, weisen also beispielsweise identische Transistoren auf. Replika-Verstärker 118 und Hauptverstärker 120 weisen jeweils eine MOS-Differenzstufe 302 mit jeweils einem ersten MOSFET 304 und einem zweiten MOSFET 306 und mit jeweils durch die Regelschaltung 110 einstellbaren Source- und Drain-Biasströmen der MOSTFETs 304, 306 auf. Dazu ist eine mittels der Regelschaltung 110 steuerbare Stromquelle 310 an die miteinander verbundenen Source-Anschlüsse der MOSFETs 304, 306 gekoppelt. Ferner ist eine mittels der Regelschaltung 110 steuerbare Stromquelle 312 an den Drain-Anschluss des MOSFET 304 und eine mittels der Regelschaltung 110 steuerbare Stromquelle 312 an den Drain-Anschluss des MOSFET 306 gekoppelt. Die MOS-Differenzstufen 302 bilden jeweils differenzielle Verstärker 118 und 120 mit einem jeweiligen differenziellen Eingang an den Gates der MOSFETs 304, 306 und einem jeweiligen differenziellen Ausgang an den Drain-Anschlüssen der MOSFETs 304, 306.
In dem in 3 gezeigten Beispiel weist die Regelschaltung 110 einen Transkonduktanzverstärker 308 mit einem ersten (differenziellen) Eingang für ein (differenzielles) Ausgangsignal des Replika-Verstärkers 118 und mit einem zweiten (differenziellen) Eingang für das (differenzielle) ratiometrische Sollsignal 116 von dem zwischen VDD_ext und Masse gekoppelten Spannungsteiler 150 auf. Das von dem Replika-Verstärker 118 verstärkte differenzielle Ausgangsignal kann zwischen den Drain-Anschlüssen der PMOSFETs 304, 306 abgegriffen werden. Der Transkonduktanzverstärker 308 ist ausgebildet, an seinem Ausgang das Stellsignal (Steuerstrom) 114 abhängig von einer Differenz der (differenziellen) Transkonduktanzverstärkereingänge auszugeben.
Mit dem Stellsignal (Steuerstrom) 114 und einem oder mehreren zwischen dem linken und rechten Schaltungsteil angeordneten Stromspiegeln können in beiden Schaltungsteilen die jeweiligen gesteuerte Stromquellen 310, 312 angesteuert werden, welche Source- und Drainströme der jeweiligen MOSFETs 304, 306 der MOS-Differenzstufen 302 so einstellen, dass eine Differenz der (differenziellen) Eingänge des Transkonduktanzverstärkers 308 (im Wesentlichen) Null wird. Das wiederum bedeutet dann, dass die durch die Regelschaltung 110 eingestellte Ausgangsspannung des Replika-Verstärkers 118 der ratiometrischen Sollspannung 116 entspricht. Die gesteuerten Stromquellen 310 sind jeweils zwischen ein Versorgungspotenzial 320 und Source-Anschlüsse der jeweiligen MOSFETs 304, 306 der Verstärker 118, 120 gekoppelt. Die Gate-Anschlüsse der MOSFETs 304, 306 des Replika-Verstärkers 118 bilden einen differenziellen Eingang für die konstante Referenzspannung 112. Die Gate-Anschlüsse der MOSFETs 304, 306 des Hauptverstärkers 120 bilden einen differenziellen Eingang für das differenzielle Sensorsignal 132. Zwischen die Drain-Anschlüsse der jeweiligen MOSFETs 304, 306 und Masse sind jeweils gesteuerte Stromquellen 312 gekoppelt, die über einen Stromspiegel mit dem Stellsignal (Steuerstrom) 114 gekoppelt sind. Somit werden beide Verstärker 118, 120 über die Regelschaltung 110 identisch ratiometrisch geregelt.
Optional kann zwischen den Drain-Anschlüssen der MOSFETs 304, 306 der jeweiligen MOS-Differenzstufen 302 ein Common-Mode-Ausgangssignal erhalten werden. Dazu kann zwischen die Drain-Anschlüsse der jeweiligen MOSFETs 304, 306 ein Spannungsteiler mit zwei identischen Widerständen 314 geschaltet werden. Die Widerstände 314 können beispielsweise als silizidierte Polysilizium-Widerstände (Poly-Widerstände) ausgeführt sein. Dabei wird davon ausgegangen, dass die integrierte Sensorschaltung 300 oder zumindest Teile davon in komplementärer Metall-Oxid-Halbleiter-Technologie (CMOS) ausgeführt sind. Integrierte Schaltungen (ICs) benötigen oft integrierte Widerstände für den ordnungsgemäßen Betrieb der Schaltung. Solche Widerstände bestehen in der Regel aus dotiertem polykristallinem Silizium. Um die Widerstände in den Polywiderständen zu verringern, kann eine Metallsilizidschicht über dem dotierten polykristallinen Silizium gebildet oder die Bildung einer solchen Schicht über dem dotierten polykristallinen Silizium verhindert werden. Diese Option der Metallsilizidschicht ermöglicht zwei verschiedene Arten von Widerständen aus polykristallinem Silizium. Der erste Typ mit der Metallsilizidschicht über dem dotierten polykristallinen Silizium wird als „silizidierter polykristalliner Siliziumwiderstand“ (silizidierter Polywiderstand) bezeichnet, und die elektrische Leitung dieses Widerstands erfolgt über die Metallsilizidschicht. Der zweite Typ ohne die Metallsilizidschicht über dem dotierten polykristallinen Silizium wird als „nicht silizidierter polykristalliner Siliziumwiderstand“ (nicht silizidierter Polywiderstand) bezeichnet. Bei der zweiten Art erfolgt die elektrische Leitung durch das polykristalline Silizium, was von der Dotierung (p- oder n-dotiert) des polykristallinen Siliziums abhängt. Der Temperaturkoeffizient des Widerstands von silizidierten Polysiliziumwiderständen ist ähnlich wie der von Metallwiderständen.
Obwohl 3 die integrierte Sensorschaltung 300 mit MOS-Differenzstufen 302 zeigt, versteht sich, dass auch andere Implementierungen dieses Konzepts möglich sind, wie beispielsweise mittels Bipolar-Differenzstufen, bei denen dann analog jeweilige Emitter- und Kollektor-Biasströme zum Einstellen einer Verstärkung mittels der Regelschaltung 110 geregelt werden können.
Eine weitere beispielhafte Implementierung der Sensorschaltung 100 ist in 4 gezeigt.
Die integrierte Sensorschaltung 400 der 4 unterscheidet sich von der integrierten Sensorschaltung 300 der 3 beispielsweise darin, dass die Regelschaltung 110 im linken Schaltungsteil anstatt des Transkonduktanzverstärkers 308 einen Komparator 408 mit einem ersten (differenziellen) Eingang für ein mittels des Replika-Verstärkers 118 verstärktes (differenzielles) Ausgangsignal und mit einem zweiten (differenziellen) Eingang für das (differenzielle) ratiometrische Sollsignal 116 von dem zwischen VDD_ext und Masse gekoppelten Spannungsteiler 150 umfasst. Ein Ausgangssignal des Komparators 408 wirkt als Stellsignal 114 und steuert eine an den Ausgang des Komparators 408 gekoppelte Ladungspumpe 410. Über die Ladungspumpe 410 können wiederum die gesteuerten Stromquellen 310, 312 angesteuert werden, welche Source- und Drainströme der jeweiligen MOSFETs 304, 306 der MOS-Differenzstufen 302 so einstellen, dass die Differenz der (differenziellen) Eingänge des Komparators 408 Null wird. Es versteht sich, dass Komparator 408 und Ladungspumpe 410 auch in dem Ausführungsbeispiel der 3 eingesetzt werden könnten.
Als weiterer Unterschied zu 3, werden in dem Ausführungsbeispiel der 4 beide Replika-Verstärker 118, 120 als sogenannte Chopper-Verstärker betrieben. Die 4 zeigt also eine Regelschleife 110 für gechoppte Replika-Verstärker 118 und gechoppte Sensor-Verstärker 120 zur Kompensation eines dynamischen Verstärkungsreduzierungseffekts von gechoppten Verstärkern und mit Komparator 408 und Ladungspumpe 410 in der Regelschleife 110 zur Bereitstellung eines Steuersignals 114 für Stromquellen 310, 312 (was die Verstärkung der Verstärker steuert). Beide Verstärkerschaltungen 118, 120 umfassen jeweils eine mit einer Chopper-Frequenz (Zerhackerfrequenz) f_chop geschaltete Modulator-Schaltung 412 am Eingang des jeweiligen Verstärkers, die ausgebildet ist, gemäß der Chopper-Frequenz eine jeweilige DC-Eingangsspannung (DC = Direct Current, Gleichspannung) in eine AC-Eingangsspannung (AC = Alternating Current), also eine Wechselspannung, zu wandeln. Beim Verstärker 118 handelt es sich bei der Eingangsspannung um die konstante Spannung V_const. Beim Verstärker 120 handelt es sich bei der Eingangsspannung um die Hallspannung 132. Beide Verstärkerschaltungen 118, 120 umfassen am Ausgang der jeweiligen Modulator-Schaltung 412 jeweils ferner die MOS-Differenzstufe 302 mit einem differenziellen Eingang für die AC-Eingangsspannung und mit einem differenziellen Ausgang (Drain-Anschlüsse der MOSFETs 304, 306) für eine verstärkte AC-Spannung. Beide Verstärkerschaltungen 118, 120 umfassen am Ausgang der MOS-Differenzstufe 302 ferner eine mit der Chopper-Frequenz f_chop geschaltete Demodulator-Schaltung 414, die ausgebildet ist, um die verstärkte AC-Spannung in zurück eine verstärkte DC-Spannung zu wandeln.
Die jeweiligen Demodulator-Schaltungen 414 können ausgebildet sein, um während unterschiedlicher Schaltphasen (der Modulator- bzw. Demodulator-Schaltung) jeden des invertierenden und des nicht-invertierenden Ausgangs der Verstärkerschaltung 118 und/oder 120 kapazitiv (d.h. mittels Kapazitäten) mit jedem invertierenden und nicht-invertierenden Eingang eines nachgeschalteten Differenzverstärkers 408 bzw. 418 zu koppeln. Dazu können Kapazitäten direkt in den jeweiligen Signalpfaden vorgesehen sein und/oder zwischen die jeweiligen Signalpfade und Masse geschaltet sein. Durch derartig kapazitiv gekoppelte Demodulator-Schaltungen 414 kann eine am Ausgang der Chopper-Verstärkerschaltung 118, 120 vorhandene Chopper-Welligkeit (Chopper-Ripple) gegenüber herkömmlichen (nicht kapazitiv gekoppelten) Chopper-Verstärkerschaltung weiter reduziert werden. Als Chopper-Welligkeit werden durch die Verstärkerschaltung verstärkte und durch die Demodulator-Schaltung 414 demodulierte Offset-Spannungen bezeichnet. Eine herkömmliche Demodulation einer Offset-Gleichspannung resultiert dann in einer unerwünschten Wechselspannung (Chopper-Ripple). Die vorgeschlagene kapazitiv gekoppelte Implementierung und Funktionsweise der Demodulator-Schaltungen 414 kann die Chopper-Welligkeit reduzieren. Kapazitiv gekoppelte Chopper-Verstärkerschaltungen werden beispielsweise in Qinwen Fan, Kofi A. A. Makinwa, Johan H. Huijsing: „Capacitively-Coupled Chopper Amplifiers“, Springer International Publishing, 2017 beschrieben.
Eine kapazitiv gekoppelte Demodulator-Schaltung 414 kann insbesondere am Ausgang des Haupt- bzw. Messverstärkers 120 für das Sensorsignal 132 des Hall-Sensor 130 interessant sein. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird der Hall-Sensor 130 in einem sogenannten Spinning-Current-Betrieb mit einer Spinning-Frequenz f_s betrieben. Während einer ersten Schaltphase des Hall-Sensors 130 fließt ein erster Strom über zwei erste von vier Anschlüssen des Hall-Sensors 130, so dass eine erste Hallspannung an den beiden anderen Anschlüssen abgegriffen werden kann. Während einer darauffolgenden zweiten Schaltphase fließt ein zweiter Strom über die beiden anderen Anschlüsse, so dass eine zweite Hallspannung an den ersten Anschlüssen abgegriffen werden kann, usw. Es versteht sich, dass Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung auch mit anderen Signalquellen betrieben werden können, welche mit Chopper-Verstärkern kombiniert werden können. Eine Frequenz f_s der Schaltphasen des Spinning-Current-Betriebs des Hall-Sensors 130 entspricht vorzugsweise der Chopper-Frequenz (Zerhackerfrequenz) f_chop der Modulator-Schaltungen 412 und der Demodulator-Schaltungen 414.
Ein differenzieller Ausgang der mit dem Messverstärker 120 gekoppelten Demodulator-Schaltung 414 kann beispielsweise einem nachgeschalteten Transkonduktanzverstärker 418 zugeführt werden, dessen Ausgang wiederum einem invertierenden Eingang eines nachgeschalteten Operationsverstärkers 420 zugeführt wird. Ein nicht-invertierender Eingang des Operationsverstärkers 420 ist über ein Tiefpassfilter 422 und den Spannungsteiler 150 mit dem externen Versorgungssignal 140 gekoppelt. Am Ausgang des Operationsverstärkers 420 kann dann ein gesamtverstärktes ratiometisches Messsignal 424 abgegriffen werden.
Eine weitere beispielhafte Implementierung der Sensorschaltung 100 ist in 5 gezeigt. Die integrierte Sensorschaltung 500 der 5 unterscheidet sich von der integrierten Sensorschaltung 400 der 4 dadurch, dass an den Ausgang des Komparators 408 ein Aufwärts-/Abwärtszähler bzw. digitaler Integrator 510 und ein DAC 512 gekoppelt ist, um ein Steuersignal für die gesteuerten Stromquellen 310, 312 zu liefern.
6 zeigt eine Ausführungsform einer integrierten ratiometrischen Sensorschaltung 600, bei der, ähnlich zu den 4 und 5, die Verstärker 118 und 120 ebenfalls als Chopper-Verstärker ausgebildet sind, also jeweils wenigstens eine Modulator-Schaltung 412 am Eingang und wenigstens eine Demodulator-Schaltung 414 am Ausgang des jeweiligen Verstärkers aufweisen. Zusätzlich weisen gemäß dem Ausführungsbeispiel der 6 die beiden (identischen) Verstärker 118, 120 jeweils gefaltete Kaskoden auf. Jeder Verstärker 118 und 120 ist eine gefaltete Kaskode mit einer MOS-Differenstufe 302 und einem Kaskodenpaar 602 (wie durch die gepunktete Linie bezeichnet) am Ausgang der MOS-Differenstufe 302.
Mit der Chopper-Frequenz f_chop werden abwechselnd invertierende und nicht-invertierende Komponenten des ratiometrischen Sollsignals 116 und eines Ausgangssignals der gefalteten Kaskode (Verstärker) 118 einem differenziellen Eingang eines Transkonduktanzverstärkers 608 zugeführt, um das Stell- bzw. Steuersignal 114 für die gesteuerten Stromquellen 310, 312 auszugeben. Die die gesteuerten Stromquellen 310 steuern hier Source-Biaströme der jeweiligen MOS-Differenstufen 302 und Source-Biaströme des jeweiligen Kaskodenpaars 602. Die die gesteuerten Stromquellen 312 steuern hier Drain-Biaströme des jeweiligen Kaskodenpaars 602. Bei der in 6 gezeigten Schalterstellung am Transkonduktanzverstärker 608 wird die untere Leitung (Signalkomponente) des ratiometrischen Sollsignals 116 an den invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers 608 gelegt, während die linke Leitung (Signalkomponente) des Ausgangssignals der gefalteten Kaskode (Verstärker) 118 an den nicht-invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers 608 gelegt wird. In der nächsten Chopper-Schaltphase wird die obere Leitung (Signalkomponente) des ratiometrischen Sollsignals 116 an den nicht-invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers 608 gelegt, während die rechte Leitung (Signalkomponente) des Ausgangssignals der gefalteten Kaskode (Verstärker) 118 an den invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers 608 gelegt wird. Die über die Regelschleife 110 eingestellten Source- und Drain-Biasströme werden über Stromspiegel 604 verteilt, um bei beiden Verstärkern (gefaltete Kaskoden) 118 und 120 jeweils dieselbe Verstärkung einzustellen.
Zwischen einen Ausgang des Hauptverstärkers (gefaltete Kaskode) 120 und einen nachgeschalteten Transkonduktanzverstärker 418 ist eine optionale Rückkopplungsschleife 610 angeordnet, welche die Chopper-Welligkeit zurückführen (anstelle eines groß kapazitiv gekoppelten Chopper-Demodulators) kann. Genauer gesagt, kann die SC-Rückkopplungsschleife 610 zwischen einen Eingang des Kaskodenpaars 602 (bzw. einen Ausgang der MOS-Differenstufe 302) und einen Ausgang des Kaskodenpaars 602 des Hauptverstärkers 120 gekoppelt sein. In der SC-Rückkopplungsschleife 610 können mit einer Umschaltfrequenz ƒ_s für jeden der differenziellen Signalpfade ein oder mehrere Kapazitäten zwischen die jeweilige Signalleitung und Masse geschaltet werden.
Durch die Schaltungsanordnung der 6 kann am Ausgang 424 ein größerer Dynamikbereich (noch höhere Verstärkung möglich) und mehr Spielraum für Common-Mode-Pegel erreicht werden. Das Zerhacken (Chopping) erfolgt unter den Kaskoden 602, was im Allgemeinen schneller ist. Große Ausgangswiderstände mit ihren parasitären Kapazitäten befinden sich nicht mehr in der Zerhackerschleife, sondern weiterhin in der Verstärkungsschleife.
Gemäß Ausführungsbeispielen vergleicht der Regelkreis 110 eine feste Eingangsspannung 112 (z.B. abgeleitet von einer Bandgap-Schaltung oder der internen Versorgung des Sensors) mit einer geteilten externen Versorgungsspannung VDDext (die ratiometrisch zu VDDext ist) 116 und regelt so die Verstärkung des Sensorverstärkers. Die Verstärkung des Replika-Verstärkers 118 wird durch den Vergleich des festen Eingangssignals 112 mit der geteilten VDDext-Spannung 116 gesteuert und stellt die Verstärkung des Replika-Verstärkers 118 und des Sensor-Verstärkers 120 ein. Dadurch können technologieabhängige Schwankungen und Temperaturschwankungen von unpräzisen Verstärkern kompensiert werden. Darüber hinaus können die dynamischen Effekte des Choppings (Gain-Reduction-Effekte) kompensiert werden.
Die Aspekte und Merkmale, die im Zusammenhang mit einem bestimmten der vorherigen Beispiele beschrieben sind, können auch mit einem oder mehreren der weiteren Beispiele kombiniert werden, um ein identisches oder ähnliches Merkmal dieses weiteren Beispiels zu ersetzen oder um das Merkmal in das weitere Beispiel zusätzlich einzuführen.
Es versteht sich ferner, dass die Offenbarung mehrerer, in der Beschreibung oder den Ansprüchen offenbarter Schritte, Prozesse, Operationen oder Funktionen nicht als zwingend in der beschriebenen Reihenfolge befindlich ausgelegt werden soll, sofern dies nicht im Einzelfall explizit angegeben oder aus technischen Gründen zwingend erforderlich ist. Daher wird durch die vorhergehende Beschreibung die Durchführung von mehreren Schritten oder Funktionen nicht auf eine bestimmte Reihenfolge begrenzt. Ferner kann bei weiteren Beispielen ein einzelner Schritt, eine einzelne Funktion, ein einzelner Prozess oder eine einzelne Operation mehrere Teilschritte, -funktionen, -prozesse oder -operationen einschließen und/oder in dieselben aufgebrochen werden.
Wenn einige Aspekte in den vorhergehenden Abschnitten im Zusammenhang mit einer Vorrichtung oder einem System beschrieben wurden, sind diese Aspekte auch als eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens zu verstehen. Dabei kann beispielsweise ein Block, eine Vorrichtung oder ein funktionaler Aspekt der Vorrichtung oder des Systems einem Merkmal, etwa einem Verfahrensschritt, des entsprechenden Verfahrens entsprechen. Entsprechend dazu sind Aspekte, die im Zusammenhang mit einem Verfahren beschrieben werden, auch als eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks, eines entsprechenden Elements, einer Eigenschaft oder eines funktionalen Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung oder eines entsprechenden Systems zu verstehen.
Die folgenden Ansprüche werden hiermit in die detaillierte Beschreibung aufgenommen, wobei jeder Anspruch als getrenntes Beispiel für sich stehen kann. Ferner ist zu beachten, dass - obwohl ein abhängiger Anspruch sich in den Ansprüchen auf eine bestimmte Kombination mit einem oder mehreren anderen Ansprüchen bezieht - andere Beispiele auch eine Kombination des abhängigen Anspruchs mit dem Gegenstand jedes anderen abhängigen oder unabhängigen Anspruchs umfassen können. Solche Kombinationen werden hiermit explizit vorgeschlagen, sofern nicht im Einzelfall angegeben ist, dass eine bestimmte Kombination nicht beabsichtigt ist. Ferner sollen auch Merkmale eines Anspruchs für jeden anderen unabhängigen Anspruch eingeschlossen sein, selbst wenn dieser Anspruch nicht direkt als abhängig von diesem anderen unabhängigen Anspruch definiert ist.

Claims

Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600), umfassend eine Regelschaltung (110), die ausgebildet ist, ein konstantes erstes Signal (112) mit einem durch ein Stellsignal (114) einstellbaren ersten Verstärker (118) auf ein ratiometrisches zweites Signal (116) zu regeln; und einen einstellbaren zweiten Verstärker (120) für ein Sensorsignal (132), dessen Verstärkung durch das Stellsignal (114) einstellbar ist.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach Anspruch 1, wobei der erste und zweite Verstärker (118; 120) als Replika-Verstärker ausgebildet sind.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Sensorschaltung eine integrierte Sensorschaltung ist und der erste und zweite Verstärker (118; 120) auf einem gemeinsamen Halbleitersubstrat gebildet sind.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner umfassend einen Sensor (130), ausgebildet zum Ausgeben des Sensorsignals (132) ansprechend auf eine physikalische Messgröße.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach Anspruch 4, wobei der Sensor (130) als Magnetfeldsensor ausgebildet ist.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend eine Referenzspannungsquelle (160; 162), die ausgebildet ist, eine Referenzspannung als das erste Signal (112) bereitzustellen.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach Anspruch 6, wobei die Referenzspannungsquelle eine Bandabstandsreferenz (162) umfasst.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, umfassend einen zwischen eine externe Versorgungsspannung (140) und Masse geschalteten Spannungsteiler (150), der ausgebildet ist, eine ratiometrische Spannung als zweites Signal (116) bereitzustellen.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste und zweite Verstärker jeweils eine MOS-Differenzstufe (302) mit einem ersten MOSFET (304) und einem zweiten MOSFET (306) und mit jeweils durch die Regelschaltung (110) einstellbaren Source- und Drainströmen aufweisen.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Regelschaltung (110) einen Transkonduktanzverstärker (308; 608) mit einem ersten Eingang für ein mittels des ersten Verstärkers (118) verstärktes erstes Signal und einem zweiten Eingang für das ratiometrische zweite Signal (116) umfasst, wobei der Transkonduktanzverstärker (308; 608) ausgebildet ist, an seinem Ausgang das Stellsignal (114) abhängig von einer Differenz der Eingänge auszugeben.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Regelschaltung (110) einen Komparator (408) mit einem ersten Eingang für ein mittels des ersten Verstärkers (118) verstärktes erstes Signal und einem zweiten Eingang für das ratiometrische zweite Signal (116) und eine an einen Ausgang des Komparators (408) gekoppelte Ladungspumpe (410) umfasst, wobei der Komparator (408) ausgebildet ist, an seinem Ausgang das Stellsignal (114) abhängig von einer Differenz der Eingänge auszugeben.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste und zweite Verstärker (118; 120) jeweils als Chopper-Verstärker ausgebildet sind.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach Anspruch 12, wobei der erste und/oder der zweite Verstärker (118; 120) jeweils wenigstens einen kapazitiv gekoppelten Chopper-Demodulator (414) aufweisen.
Sensorschaltung (100; 300; 400; 500; 600) nach Anspruch 12 oder 13, wobei an einen Ausgang des zweiten Verstärkers (118; 120) eine Rückkopplungsschleife mit geschalteten Kondensatoren gekoppelt ist, die eine Chopper-Welligkeit zurückführt.
Verfahren zum Betreiben einer Sensorschaltung, umfassend Regeln eines konstanten ersten Signals (112) mit einem durch ein Stellsignal (114) einstellbaren ersten Verstärker (118) auf ein ratiometrisches zweites Signal (116); und Einstellen einer Verstärkung eines einstellbaren zweiten Verstärkers (120) für ein Sensorsignal (32) basierend auf dem Stellsignal (114).
Verfahren nach Anspruch 15, wobei der erste und zweite Verstärker (118; 120) als identische oder skalierte Replika-Verstärker betrieben werden.