DE102020213004A1 - Leistungswandler - Google Patents

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DE102020213004A1 DE102020213004.3A DE102020213004A DE102020213004A1 DE 102020213004 A1 DE102020213004 A1 DE 102020213004A1 DE 102020213004 A DE102020213004 A DE 102020213004A DE 102020213004 A1 DE102020213004 A1 DE 102020213004A1
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Dialog Semiconductor UK Ltd
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Abstract

Ein Leistungswandler umfasst einen ersten fliegenden Kondensator, einen Induktor und eine Ansteuervorrichtung. Ein Netzwerk von Schaltern hat einen ersten Schalter, um den ersten fliegenden Kondensator mit einem ersten Port zu koppeln, und einen zweiten Schalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um das Netzwerk von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen anzusteuern, die einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand umfasst. In dem ersten Zustand ist der Masse-Port über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit einem zweiten Port gekoppelt, und der erste Port ist von dem zweiten Port entkoppelt. In dem zweiten Zustand ist der Masse-Port über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt, und der erste Port ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt.

Description

  • Technischer Bereich
  • Die vorliegende Offenbarung betrifft einen Leistungswandler und ein Verfahren zu dessen Betrieb. Insbesondere betrifft die vorliegende Offenbarung einen Leistungswandler, der mit einem kleinen Ausgangs-zu-Eingangs-Spannungsumwandlungsverhältnis betrieben werden kann, zum Beispiel ein Umwandlungsverhältnis Vout/Vin < 1/4.
  • Hintergrund
  • Typische Spannungsreglermodule (VRMs - Voltage-Regulator-Modules), wie sie in Industrie-, Server-, Netzwerk- und Computeranwendungen verwendet werden, werden von einer Versorgungsspannung (z.B. 12V) versorgt, die viel höher ist als die maximale Eingangsspannung der Last. Zum Beispiel kann die Spannungsversorgung 12V sein und die Eingangsspannung der Last kann < 1,8V für CPU, GPU, SoC oder ein anderes Speichermodul sein.
  • Herkömmliche Buck- bzw. Abwärtswandler und dreistufige Abwärtswandler implementieren eine Abwärts- bzw. Step-Down-Spannungsumwandlung durch Aufnehmen (für einen Arbeitszyklus D < 1) eines Strompulses von dem Eingangs-Terminal gleich dem Laststrom. Infolgedessen ist die Amplitude der Eingangsstrompulse gleich dem Laststrom, was zu Anwendungsrauschen und EMI-Problemen führt. Mehrphasenwandler verteilen den Laststrom auf mehrere Induktoren, wodurch sich der Arbeitszyklus erhöht, während dem ein Strom von dem Eingangs-Terminal bezogen wird. Somit wird der Pegel des geschalteten Eingangsstroms um die Anzahl von Phasen bis zu einem bestimmten Arbeitszyklus reduziert. Dieser Ansatz erfordert jedoch die Verwendung von mehreren Spulen, die den Gesamtinduktorkernverlust erhöhen.
  • Daneben wirkt bei herkömmlichen DC-DC-Wandlern der Induktor für kurze Zeitintervalle als Konstantstromquelle. Folglich erfordert der Induktor eine signifikante Zeit, um auf eine plötzliche Änderung des Laststroms zu reagieren, wodurch eine begrenzte transiente Lastantwort vorgesehen wird.
  • Zusammenfassung
  • Es besteht daher ein Bedarf für eine effiziente Leistungsumwandlung, wenn das Ausgangs-zu-Eingangsspannungsverhältnis VOUT/VIN relativ klein ist, zum Beispiel weniger als ¼.
  • Es ist eine Aufgabe der Offenbarung, eine oder mehrere der oben angeführten Einschränkungen zu adressieren.
  • Gemäß einem ersten Aspekt der Offenbarung ist ein Leistungswandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei der Leistungswandler einen Masse-Port, einen ersten Port und einen zweiten Port hat, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den ersten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen zweiten Schalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Optional weist der Leistungswandler weiter einen zweiten fliegenden Kondensator auf, der über einen ersten Induktorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist, wobei das Netzwerk von Schaltern einen Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator aufweist.
  • Optional, wobei in dem ersten Zustand der erste Pfad den ersten fliegenden Kondensator, den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Terminal mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Massepfad, der den zweiten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den ersten Induktorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Optional weist das Netzwerk von Schaltern einen zweiten Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator und einen Masseschalter auf, um den zweiten fliegenden Kondensator mit Masse zu koppeln.
  • Optional ist der Induktor über einen zweiten Induktorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt, und der erste fliegende Kondensator ist über einen dritten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt.
  • Optional, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen anderen Pfad, der den Masseschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den ersten Induktorschalter und den Induktor aufweist; und wobei in dem zweiten Zustand der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den zweiten Kondensatorschalter, den ersten fliegenden Kondensator und den dritten Kondensatorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Optional weist der Leistungswandler weiter einen dritten fliegenden Kondensator auf, wobei der dritte fliegende Kondensator einen ersten Terminal hat, der über einen ersten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über einen zweiten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.
  • Optional weist die Ansteuersequenz einen primären ersten Zustand, einen sekundären ersten Zustand, einen primären zweiten Zustand und einen sekundären zweiten Zustand auf.
  • Optional, wobei in dem primären zweiten Zustand der Masse-Port über einen ersten Massepfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Optional, wobei in dem sekundären zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über den ersten Massepfad und einen zweiten Massepfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Optional, wobei in dem primären und dem sekundären ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist.
  • Optional weist die Ansteuersequenz einen ersten zusätzlichen Zustand und einen zweiten zusätzlichen Zustand auf, wobei in dem ersten zusätzlichen Zustand der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei in dem zweiten zusätzlichen Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist.
  • Optional weist die Ansteuersequenz einen anderen ersten Zustand auf, in dem der Masse-Port von dem zweiten Port entkoppelt ist und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den Induktor aufweist.
  • Optional weist der Leistungswandler weiter einen Stromsensor zum Erfassen eines Induktorstroms durch den Induktor auf, wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Öffnen des zweiten Schalters während des zweiten Zustands, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat. Zum Beispiel kann der Schwellenwert ein Nullstromwert sein.
  • Optional ist der Leistungswandler ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Magnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist.
  • Optional ist der Leistungswandler ein Step-Up- bzw. Aufwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Magnetisierungszustand ist.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt der Offenbarung wird ein Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei das Verfahren aufweist ein Vorsehen eines Leistungswandlers mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw.
  • Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den ersten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen zweiten Schalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; ein Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Die in Bezug auf den ersten Aspekt der Offenbarung beschriebenen Optionen sind auch dem zweiten Aspekt der Offenbarung gemeinsam.
  • Gemäß einem dritten Aspekt der Offenbarung wird ein Leistungswandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei der Leistungswandler einen Masse-Port, einen ersten Port und einen zweiten Port hat, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht, wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen zweiten fliegenden Kondensator, der mit dem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den zweiten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen Masseschalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; einen ersten Kondensatorschalter, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist; wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den ersten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den Masseschalter und den Induktor aufweist, und wobei einer des ersten Ports und des Masse-Ports mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Optional ist in dem zweiten Zustand der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt und wobei der vierte Pfad den zweiten fliegenden Kondensator aufweist.
  • Optional ist in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt über einen fünften Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Optional hat der Induktor einen ersten Terminal, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist über einen ersten Induktorschalter, und einen zweiten Terminal, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste fliegende Kondensator über einen zweiten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  • Optional ist der zweite fliegende Kondensator über einen dritten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt.
  • Optional weist der Leistungswandler weiter einen Stromsensor zum Erfassen eines Induktorstroms durch den Induktor auf, wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Öffnen des Masseschalters während des zweiten Zustands, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat. Zum Beispiel kann der Schwellenwert ein Nullstromwert sein.
  • Optional ist der Leistungswandler ein Abwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Magnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist.
  • Optional ist der Leistungswandler ein Aufwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Magnetisierungszustand ist.
  • Gemäß einem vierten Aspekt der Offenbarung wird ein Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei das Verfahren aufweist ein Vorsehen eines Leistungswandlers mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht, wobei der Leistungswandler weiter einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen zweiten fliegenden Kondensator, der mit dem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den zweiten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen Masseschalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; einen ersten Kondensatorschalter, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist; ein Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den ersten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den Masseschalter und den Induktor aufweist, und wobei einer des ersten Ports und des Masse-Ports mit dem zweiten Port über einen vierten Pfad gekoppelt ist, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Optional ist in dem zweiten Zustand der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt und wobei der vierte Pfad den zweiten fliegenden Kondensator aufweist.
  • Optional ist in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port über einen fünften Pfad gekoppelt, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Die in Bezug auf den dritten Aspekt der Offenbarung beschriebenen Optionen sind auch dem vierten Aspekt der Offenbarung gemeinsam.
  • Figurenliste
  • Die Offenbarung wird im Folgenden beispielhaft und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen detaillierter beschrieben, in denen:
    • 1A ein Diagramm eines zweistufigen Buck- bzw. Abwärtswandlers ist;
    • 1B ein Diagramm eines dreistufigen Abwärtswandlers ist;
    • 1C ein Diagramm eines kombinierten Abwärtswandlers und kapazitiven Teilers ist;
    • 1D ein Diagramm eines mehrstufigen Abwärtswandlers ist;
    • 1E ein Diagramm eines anderen mehrstufigen Abwärtswandlers ist;
    • 2 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Vorsehen einer Spannung mit einem Eingangs-zu-Ausgangs-Umwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung ist;
    • 3 ein Diagramm eines Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 2 ist;
    • 4A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 ist;
    • 4B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 ist;
    • 4C ein Diagramm eines anderen Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 ist;
    • 4D ein Diagramm eines anderen Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 ist;
    • 5 eine Darstellung einer Ansteuersequenz zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 mit einem spezifischen Umwandlungsverhältnis ist;
    • 6 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 2 ist;
    • 7A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 6 ist;
    • 7B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 6 ist;
    • 7C ein Diagramm eines anderen Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 6 ist;
    • 8 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 2 ist;
    • 9A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 8 ist;
    • 9B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 8 ist;
    • 10 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 2 ist;
    • 11A ein Diagramm eines ersten Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
    • 11B ein Diagramm eines ersten Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
    • 11C ein Diagramm eines zweiten Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
    • 11D ein Diagramm eines zweiten Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
    • 12 eine Darstellung einer Ansteuersequenz zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
    • 13A ein Diagramm eines anderen Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
    • 13B ein Diagramm eines weiteren Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist.
    • 14 ein Ablaufdiagramm eines anderen Verfahrens zum Vorsehen einer Spannung mit einem Eingangs-zu-Ausgangs-Umwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung ist;
    • 15 ein Diagramm eines Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 14 ist;
    • 16A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 15 ist;
    • 16B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 15 ist;
    • 17 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 14 ist;
    • 18A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 17 ist;
    • 18B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 17 ist.
    • 19 ein Diagramm von 3 ist, das mit invertierten Eingangs- und Ausgangs-Ports dargestellt ist;
    • 20A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 19 ist;
    • 20B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 19 ist;
    • 21 ein Diagramm eines anderen Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 19 ist.
  • Detaillierte Beschreibung
  • Die 1A und 1B zeigen die Topologien herkömmlicher Abwärtswandler mit zwei und drei Stufen. Der zweistufige Abwärtswandler sieht einen Ausgangsstrom alternativ von dem Eingangs-Terminal und dem Masse-Terminal vor. Folglich ist der Pegel eines gepulsten Eingangsstroms IIN (während einer Induktormagnetisierung) gleich dem Laststrom IOUT (ansonsten Null): I I N I O U T = 1                    D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0001
  • Für den dreistufigen Abwärtswandler kann der fliegende Kondensator CF auf VCF = VIN/2 geregelt werden, so dass die Magnetisierungsspannung über den Induktor L in Richtung VL = VIN/2 - VOUT reduziert wird.
  • 1C zeigt einen kombinierten Abwärtswandler und kapazitiven Spannungsteiler gemäß US8427113 . In diesem Beispiel werden der fliegende Kondensator CF und der Reservoirkondensator CR automatisch auf die gleiche Spannung VCF = VCR = VIN/2 geladen. Während des Induktormagnetisierungszustands wird der Laststrom parallel durch den Eingangs-Terminal und den (geladenen) Reservoirkondensator CR geliefert, wodurch die Amplitude der Eingangsstrompulse (diskontinuierlicher Strom) auf 1/2 des Laststroms reduziert wird: I I N I O U T = 1 2                       D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0002
  • Das obige Ergebnis beschreibt ein Verhältnis von durchschnittlichen Strömen während der Periode der Induktormagnetisierung (ein Einfluss einer Induktorstromwelligkeit wird vernachlässigt). Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannungen wird erlangt durch Anwenden des Volt-Sek.-Ausgleichsprinzips auf die Spannung des Induktors während des Induktionsmagnetisierungsschaltzustands DP und des Induktor-Entmagnetisierungsschaltzustands DV: V O U T V I N = D 2     D P = D ,     D V = 1 − D            D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0003
  • Aus Gleichung (3) kann ein theoretisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/2 für D = 1 abgeleitet werden, wobei D der Arbeitszyklus des Induktormagnetisierungszustands ist, der den Eingangs- mit dem Ausgangs-Port des Wandlers verbindet. Für D = 1 gibt es jedoch keine Zeit, um die Ladung von dem fliegenden Kondensator CF in den Reservoirkondensator CR umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Eine ausgeglichenere Stromverteilung wird erreicht, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert kleiner als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ 3/4, was zu einem praktischen maximalen Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/8 für D = 3/4 führt.
  • 1D zeigt ein Diagramm eines mehrstufigen Hybrid-Abwärtswandlers, der auch als Serienkondensator-Abwärtswandler gemäß US7230405 bezeichnet wird. In diesem Beispiel wird während der Magnetisierung (von dem Eingangs-Terminal) eines Induktors die Hälfte des Laststroms über den zweiten Induktor (entmagnetisiert von dem Masse-Terminal) vorgesehen. Infolgedessen wird die Amplitude der an dem Eingang erzeugten Strompulse reduziert. I I N I O U T = 1 2                    D ∈ [ 0,   0,5 ]
    Figure DE102020213004A1_0004
  • Der fliegende Kondensator kann auf VCF = VIN/2 geregelt werden, so dass die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung der Gleichung (3) folgt. Für einen ausgeglichenen Induktorlaststrom wird jedoch der maximale mögliche Arbeitszyklus auf D = 0,5 reduziert: V O U T V I N = D 2     D P = D ,        D V = 1 − D                 D ∈ [ 0,   0,5 ]
    Figure DE102020213004A1_0005
  • Dies entspricht einem maximalen Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 1/4 für D = 0,5.
  • 1E zeigt eine abgeleitete Topologie des Wandlers von 1D, bei der die zwei fliegenden Kondensatoren C1 und C2 beide auf VC1 = VC2 = VIN/2 geregelt sind, wodurch die Amplitude der Eingangsstrompulse weiter nach unten reduziert wird auf: I I N I O U T = 1 4                 D ∈ [ 0,  0 ,5 ]
    Figure DE102020213004A1_0006
  • 2 ist ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung.
  • In Schritt 210 wird ein Leistungswandler mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port vorgesehen. Der Leistungswandler kann entweder als Abwärtswandler oder als Aufwärtswandler arbeiten. Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, empfängt der erste Port eine Eingangsspannung und der zweite Port sieht die Ausgangsspannung vor. Wenn der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, empfängt der zweite Port eine Eingangsspannung und der erste Port sieht die Ausgangsspannung vor. Der Leistungswandler umfasst einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung. Das Netzwerk von Schaltern weist einen ersten Schalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem ersten Port; einen zweiten Schalter zum Koppeln des Induktors mit Masse auf.
  • In Schritt 220 wird das Netzwerk von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen angesteuert, die einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand umfassen. In dem ersten Zustand ist der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und der erste Port ist von dem zweiten Port entkoppelt. In dem zweiten Zustand ist der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.
  • Infolgedessen fließt in dem ersten Zustand kein Strom zwischen dem ersten Port und dem zweiten Port.
  • Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Magnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Entmagnetisierungszustand. Wenn umgekehrt der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Magnetisierungszustand.
  • Optional kann ein Stromsensor vorgesehen sein, um einen Induktorstrom durch den Induktor zu erfassen. Dann kann der zweite Schalter während des zweiten Zustands geöffnet werden, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat. Dies ermöglicht, einen Strom, der von dem Ausgang zu Masse fließt (negativer Induktorstrom), bei niedrigem Ausgangsstrom zu deaktivieren.
  • Die Verwendung des Verfahrens von 2 ermöglicht, eine effiziente Leistungsumwandlung zu liefern, insbesondere für ein kleines Abwärts-Ausgangs-zu-Eingangs-Spannungsumwandlungsverhältnis, zum Beispiel für VOUT/VIN < ¼, oder für große Aufwärts-Spannungsumwandlungsverhältnisse. Durch Implementieren eines kapazitiven Strompfades, der den Induktor umgeht, können die Verluste aufgrund des Induktor-DC-Widerstands reduziert werden, wodurch eine Effizienz des Wandlers und eine Spannungsregelung verbessert werden. Zusätzlich kann der fliegende Kondensator als zusätzliche Ausgangskapazität wirken, wodurch die Antwort auf einen transienten Laststrom verbessert wird.
  • 3 ist ein Diagramm eines DC-DC-Wandlers 300 zum Implementieren des Verfahrens von 2. Der DC-DC-Wandler 300 umfasst einen Induktor L und einen fliegenden Kondensator CF, der zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 302) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 304) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, das aus fünf Schaltern S1, S2, S3, S4, S5 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 302 und Masse vorgesehen, und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 304 und Masse vorgesehen. Die Kondensatoren Cin und Cout sind mit einer festen Massespannung verbunden und können als Reservoirkondensatoren bezeichnet werden. Der Kondensator CF hat Terminals, die mit variierenden Spannungen vorgesehen sind, und kann als fliegender Kondensator bezeichnet werden.
  • Der fliegende Kondensator CF ist über einen ersten Schalter, den Eingangsschalter S1, mit dem Eingangsknoten 302 und über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt. Der fliegende Kondensator CF hat einen ersten Terminal, der mit dem Knoten 306 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der mit dem Knoten 308 gekoppelt ist. Zusätzlich ist der zweite Terminal des Kondensators CF über den Schalter S3 mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. Der Induktor L hat einen ersten Terminal an dem Knoten 310 und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt ist. Der erste Induktor-Terminal ist über den Schalter S5 (der als Entmagnetisierungsschalter bezeichnet werden kann) mit Masse und über den ersten Induktorschalter S2 an dem Knoten 306 mit CF gekoppelt. Der zweite Induktor-Terminal ist mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt.
  • Eine Ansteuervorrichtung 320 ist vorgesehen zum Erzeugen einer Vielzahl von Steuersignalen Ct1, Ct2, Ct3, Ct4, Ct5, um jeweils die Schalter S1-S5 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung 320 ist ausgebildet zum Betreiben des DC-DC-Wandlers 300 mit einer Sequenz von Zuständen. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand zum Magnetisieren des Induktors und einen Entmagnetisierungszustand zum Entmagnetisieren des Induktors umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein zum Beibehalten des Magnetisierungszustands und des Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.
  • 4A zeigt den DC-DC-Wandler von 3, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S2 und S4 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten 302 ist von dem Ausgangsknoten 304 entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S4, CF, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt.
  • 4B zeigt den DC-DC-Wandler von 3, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S1, S3 und S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2 und S4 offen sind. Der Eingangsknoten 302 ist über einen Eingangspfad, der CF und S3 umfasst und den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. Die Masse ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S5 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt.
  • In Betrieb bezieht der DC-DC-Leistungswandler von 3 keinen Strom von dem Eingangs-Terminal während der Induktormagnetisierung (siehe 4A). Strom wird von dem Eingangs-Terminal während des Induktor-Entmagnetisierungs-Schaltzustands bezogen (siehe 4B).
  • Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus Dv des Entmagnetisierungszustands DV kann ausgedrückt werden als: I I N I O U T = D ( 1 + D ) ( 1 − D ) w a ¨ h r e d   D v = 1 − D        D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0007
  • Dabei ist D der Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und Dv ist der Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands. Für einen Arbeitszyklus D < - 0,618 (kleines Ausgangs-zu Eingangs-Spannungsumwandlungsverhältnis) ist der Pegel der Eingangsstrompulse IIN kleiner als der Pegel des Laststroms IOUT.
  • Der fliegende Kondensator wird automatisch auf VCF = VIN - VOUT geladen, und die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird erlangt durch Anwenden des Volt-Sek.-Ausgleichsprinzips auf die Spannung des Induktors: V O U T V I N = D 1 + D        D P = D ,        D v = 1 − D        D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0008
  • Wobei DP der Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands DP ist.
  • Gemäß Gleichung (8) ist das theoretisch maximale Wandler-Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/2 für D = 1. Für D = 1 ist jedoch Dv = 0 und es gibt keine Zeit zur Umverteilung der Ladung von dem fliegenden Kondensator CF in den Ausgangskondensator COUT, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde.
  • Eine Stromumverteilung kann durch Auswählen eines Arbeitszyklus von weniger als 1 erreicht werden, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/7 erreicht.
  • Für Anwendungen, die ein Spannungsumwandlungsverhältnis größer als VOUT/VIN = 3/7 erfordern, kann der Induktormagnetisierungszustand DP von 4A ersetzt werden oder in Kombination verwendet werden mit einem modifizierten Magnetisierungszustand DP2.
  • 4C zeigt den DC-DC-Wandler von 3, der in einem zweiten Magnetisierungszustand DP2 arbeitet, in dem die Schalter S1 und S2 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S3, S4 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten 302 ist über einen Magnetisierungspfad, der S1, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. Die Masse ist nicht mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt.
  • Wenn der zweite Magnetisierungszustand DP2 in die Ansteuersequenz bei D > 0,5 eingeführt wird, kann die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ausgedrückt werden als: V O U T V I N = D 2 − D     D P 2 = 2 D − 1        D P = D V = 1 − D D ∈ [ 0, 5 ,  1 ]
    Figure DE102020213004A1_0009
  • Wobei DP2 der Arbeitszyklus des zweiten Magnetisierungszustands DP2 ist.
  • Durch Erhöhen des Arbeitszyklusses DP2 nähert sich der Wandlerbetrieb dem eines herkömmlichen Buck- bzw. Abwärtswandlers mit einem erweiterten maximalen Arbeitszyklus von D = 1, einem maximalen Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 1 an und die Amplitude der Eingangsstrompulse nähert sich dem Pegel des Ausgangsstroms an.
  • Die Effizienz des DC-DC-Wandlers 300 kann für einen niedrigen Ausgangsstrom verbessert werden, indem ein umgekehrter Ausgangsstrom verhindert wird. Dies kann unter Verwendung eines modifizierten Entmagnetisierungszustands DV' erreicht werden.
  • 4D zeigt den DC-DC-Wandler von 3, der in einem zweiten Entmagnetisierungszustand DV' arbeitet, in dem die Schalter S1 und S3 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten 302 ist über einen Eingangspfad, der S1, CF und S3 umfasst, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. Die Masse ist nicht mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt.
  • Der DC-DC-Wandler 300 kann mit einem Stromsensor 330 (siehe 3) zum Erfassen eines Induktorstroms IL durch den Induktor vorgesehen sein. Die Ansteuervorrichtung 320 kann konfiguriert sein zum Betreiben des Wandlers in einem sogenannten diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM - Discontinuous Conduction Mode), in dem der Wandler ein Vorsehen von Strom stoppt, bis die Ausgangsspannung unter einen Schwellenwert gefallen ist. In diesem Beispiel ist die Ansteuervorrichtung 320 konfiguriert zum Öffnen des Entmagnetisierungsschalters S5 während des Entmagnetisierungszustands DV, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom IL einen Nullwert erreicht hat. Dies kann unter Verwendung einer Nulldurchgangskomparatorschaltung erreicht werden. Daher steuert die Ansteuervorrichtung 320 die Wandlerschaltung mit dem zweiten Entmagnetisierungszustand DV' an, nachdem der Induktorstrom unter Null gefallen ist. Während des modifizierten Entmagnetisierungszustands DV' wird der Strom durch den Induktor unterbrochen, der Strom durch den fliegenden Kondensator wird jedoch weiterhin an den Ausgangs-Port vorgesehen.
  • 5 zeigt eine Ansteuersequenz zum Betreiben des DC-DC-Wandlers von 3 mit einem Umwandlungsverhältnis V O U T V I N = 1 12 ⋅
    Figure DE102020213004A1_0010
    In diesem Beispiel steuert die Ansteuervorrichtung 320 den DC-DC-Wandler 300 mit dem Magnetisierungszustand PD (Wellenform 510) zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 für eine Dauer Δ1 und dann mit dem Entmagnetisierungszustand DV (Wellenform 520) zwischen dem Zeitpunkt t1 und t2 für eine Dauer Δ2 an. Diese Sequenz wird dann über die Zeit wiederholt, um die erforderliche Ausgangsleistung zu liefern. Es ist offensichtlich, dass eine Verzögerung, die auch als Totzeit bezeichnet wird, zu den Zeitpunkten t1 und t2 eingeführt werden kann.
  • Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/12 ist der Magnetisierungs-Arbeitszyklus DP = 1/11. Infolgedessen fließt der Eingangsstrom nahezu kontinuierlich (mehr als 90% Arbeitszyklus) und sein Pegel beträgt weniger als 10% des Laststroms, wie aus Gleichung (7) abgeleitet. Daher ist die Amplitude der Eingangsstrompulse mehr als zehnmal niedriger als die eines herkömmlichen Abwärtswandlers oder eines dreistufigen Abwärtswandlers. Bei kleinen Spannungsumwandlungsverhältnissen nähert sich der Eingangsstrom einer kontinuierlichen Leitung bei Eingangsstrompegeln an, die mit dem Spannungsumwandlungsverhältnis skalieren.
  • Für kleine Abwärts-Spannungsumwandlungsverhältnisse (große Aufwärts-Spannungsumwandlungsverhältnisse) gibt es einen relativ langen Arbeitszyklus, während dem der Strom von dem Eingangs-Terminal zu dem Ausgangs-Terminal fließt. Dieser verlängerte Arbeitszyklus des Eingangsstroms reduziert den Eingangsstrompegel, wodurch die Amplitude des gepulsten Stroms und assoziierte Spannungswelligkeiten reduziert werden.
  • 6 ist ein Diagramm eines anderen DC-DC-Wandlers 600 zum Implementieren des Verfahrens von 2. Der DC-DC-Wandler 600 umfasst einen Induktor L und zwei fliegende Kondensatoren CF1 und CF2, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 602) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 604) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, die aus sechs Schaltern S1-S6 gebildet sind. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 602 und Masse vorgesehen und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 604 und Masse vorgesehen.
  • Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal, der über den Schalter S5 (der als Eingangsschalter bezeichnet werden kann) mit dem Eingangsknoten 602 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über den Masseschalter S3 mit Masse gekoppelt ist. Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 606 und einen zweiten Terminal an dem Knoten 608. Der erste Terminal ist über einen Kondensatorschalter S1 und den Eingangsschalter S5 mit dem Eingangsknoten 602 gekoppelt. Der zweite Terminal ist über den Schalter S4 mit Masse gekoppelt. Der Induktor L hat einen ersten Terminal, der mit dem zweiten fliegenden Kondensator CF2 an dem Knoten 608 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt ist. Der erste Terminal von CF2 ist über den Schalter S2 mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt. Der zweite Terminal des Induktors ist über den Schalter S6 mit dem zweiten Terminal von CF1 gekoppelt. Daher sind der Induktor L und der erste und der zweite fliegende Kondensator CF1, CF2 alle mit dem Ausgangsknoten 604 verbunden, wodurch die Option vorgesehen wird, den Ausgangsstrom über mehrere parallele Strompfade aufzuteilen.
  • Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um sechs Steuersignale Ct1-Ct6 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S6 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 600 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.
  • 7A zeigt den DC-DC-Wandler von 6, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S1 und S3 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S5 und S6 offen sind. Der Eingangsknoten 602 ist von dem Ausgangsknoten 604 entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S3, CF1, S1, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt.
  • 7B zeigt den DC-DC-Wandler von 6, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S2, S4, S5 und S6 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1 und S3 offen sind. Der Eingangsknoten 602 ist über einen Eingangspfad, der S5, CF1, S6 umfasst, der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt. Die Masse ist über zwei Pfade mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt: einem Massepfad und einem Entmagnetisierungspfad. Der Massepfad umfasst S4, CF2, S2, während L umgangen wird. Der Entmagnetisierungspfad umfasst S4 und den Induktor L.
  • In Betrieb lädt der Wandler 600 die fliegenden Kondensatoren automatisch auf VCF2 = VOUT und VCF1 = VIN - VOUT während des Entmagnetisierungszustands DV und verbindet dann CF1 und CF2 in Serie während des Magnetisierungszustands DP. Der zweite fliegende Kondensator erhöht den Anteil des Stroms, der den Induktor umgeht. Die Topologie des Wandlers 600 reduziert weiter die Amplitude von Eingangsstrompulsen, den Induktorstrom und den Verlust aufgrund des DC-Widerstands des Induktors.
  • Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus Dv des Entmagnetisierungszustands DV kann ausgedrückt werden als: I I N I O U T = D ( 1 + 2 D ) ( 1 − D ) w a ¨ h r e n d   D V = 1 − D D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0011
  • Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird ausgedrückt als: V O U T V I N = D 1 + 2 D D P = D ,      D V = 1 − D      D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0012
  • Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/12 ist der Magnetisierungs-Arbeitszyklus DP = 1/10. Die Amplitude der Eingangsstrompulse IIN, abgeleitet aus der Gleichung (10), beträgt nur 5/54 des Laststroms IOUT.
  • Das theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis, das aus Gleichung (11) abgeleitet wird, ist VOUT/VIN = 1/3 für D = 1. Für D = 1 ist jedoch Dv = 0 und es gibt während der Ansteuerperiode keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/10 erreicht.
  • Höhere Ausgangsspannungen können erreicht werden, indem ein modifizierter Magnetisierungszustand DP2 in die Ansteuersequenz eingefügt wird.
  • 7C zeigt den DC-DC-Wandler von 6, der in einem zweiten Magnetisierungszustand DP2 arbeitet, in dem die Schalter S1 und S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S3, S4 und S6 offen sind. Der Masseknoten ist von dem Ausgangsknoten 604 entkoppelt. Der Eingangsknoten 602 ist über einen Pfad, der S5, S1, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt.
  • Der zweite Magnetisierungszustand DP2 führt einen Induktormagnetisierungsstrom von dem Eingangs-Port durch den zweiten fliegenden Kondensator ein. Ein Beschränken des Arbeitszyklus auf z.B. D ≤ 3/4 erhöht das praktische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis auf VOUT/VIN = 3/8 für D = 3/4. V O U T V I N = D 2    D P 2 = 2 D − 1, D P = D V = 1 − D D ∈ [ 0, 5 ,0,75 ]
    Figure DE102020213004A1_0013
  • Die Topologie des Wandlers von 6 verbessert die Umwandlungseffizienz durch Minimieren von Leitungsverlusten in dem Wandler und den externen Komponenten (Induktor DCR, Kondensator ESR), aber auch durch Reduzieren eines Induktorkernverlusts. Darüber hinaus ermöglicht der Spannungsabfall von den fliegenden Kondensatoren auch die Verwendung von Schaltern, zum Beispiel Leistungs-FETs, mit einer reduzierten Nennspannung. Zum Beispiel kann der Entmagnetisierungsschalter S4 des Induktors mit einer reduzierten Nennspannung implementiert werden. Dies verbessert die Gütezahl der Schalter (kleinerer interner Transistorwiderstand Ron und kleinere Gate-Kapazität).
  • 8 ist ein Diagramm eines anderen DC-DC-Wandlers 800 zum Implementieren des Verfahrens von 2. Der Wandler 800 kann mit Leistungsschaltern mit einer relativ niedrigen Nennspannung implementiert werden, zum Beispiel einer Nennspannung nahe der Hälfte der Eingangsspannung. Der DC-DC-Wandler 800 umfasst einen Induktor L und zwei fliegende Kondensatoren CF1 und CF2, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 802) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 804) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, das aus acht Schaltern S1-S8 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 802 und Masse vorgesehen und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 804 und Masse vorgesehen.
  • Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 806, der über den Kondensatorschalter S3 mit CF2 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 808, der über den Masseschalter S5 mit Masse gekoppelt ist. Der Induktor L hat einen ersten Terminal an dem Knoten 810 und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 804 gekoppelt ist. Der erste Induktor-Terminal ist über den Schalter S8 (der als Entmagnetisierungsschalter bezeichnet werden kann) mit Masse und mit CF1 über den ersten Induktorschalter S6 an dem Knoten 806 gekoppelt. Der zweite Induktor-Terminal ist mit dem Ausgangsknoten 804 und mit CF1 über den zweiten Kondensatorschalter S7 an dem Knoten 808 gekoppelt. Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 812, der mit dem Eingangs- Terminal über den Eingangsschalter S1 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 814, der über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt ist. Der erste Terminal von CF2 ist über den Kondensatorschalter S2 mit dem ersten Terminal des Induktors gekoppelt. Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um acht Steuersignale Ct1-Ct8 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S8 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 800 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.
  • 9A zeigt den DC-DC-Wandler von 8, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S2, S4, S5 und S6 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3, S7 und S8 offen sind. Der Eingangsknoten 802 ist von dem Ausgangsknoten 804 entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen ersten Magnetisierungspfad, der S5, CF1, S6 und den Induktor L umfasst, und einen zweiten Magnetisierungspfad, der S4, CF2, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 804 gekoppelt.
  • 9B zeigt den DC-DC-Wandler von 8, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S1, S3, S7 und S8 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S5 und S6 offen sind. Der Eingangsknoten 802 ist über einen Eingangspfad, der S1, CF2, S3, CF1 umfasst und der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 804 gekoppelt. Die Masse ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S8 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 804 gekoppelt.
  • In Betrieb sind die fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 abwechselnd in Serie (während des Entmagnetisierungszustands DV) und parallel (während des Magnetisierungszustands DP) verbunden. Die fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 werden automatisch auf VCF1 = VCF2 = (VIN - VOUT)/2 geladen.
  • Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus Dv des Entmagnetisierungszustands DV kann ausgedrückt werden als: I I N I O U T = 1 ( 2 + D ) ( 1 − D )    w ä h r e n d   D v = 1 − D    D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0014
  • Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird ausgedrückt als: V O U T V I N = D 2 + D      D P = D      D V = 1 − D      D ∈ [ 0,   1 ]   
    Figure DE102020213004A1_0015
  • Durch Kombinieren der Gleichungen 13 und 14 I I N I O U T = V O U T V I N 1 ( 1 − D ) .
    Figure DE102020213004A1_0016
    Infolgedessen skaliert der Pegel des Eingangsstroms mit dem Produkt des Spannungsumwandlungsverhältnisses mit 1/(1-D).
  • Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/12 ist der Magnetisierungs-Arbeitszyklus DP = 2/11. Die aus Gleichung (13) abgeleitete Amplitude der Eingangsstrompulse IIN ist nur ~ 10% (11/108) des Laststroms IOUT.
  • Das aus Gleichung (14) abgeleitete theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis ist VOUT/VIN = 1/3 für D = 1. Für D = 1 gibt es jedoch während der Ansteuerperiode Dv = 0 keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/11 erreicht.
  • 10 ist ein Diagramm eines anderen DC-DC-Wandlers 1000 zum Implementieren des Verfahrens von 2. Der Wandler 1000 ist ausgebildet für einen Betrieb bei sehr kleinen Spannungsumwandlungsverhältnissen, zum Beispiel für Vout/Vin < 1/7. Zum Beispiel kann ein typisches Umwandlungsverhältnis Vout/Vin = 1/12 sein. Der Wandler 1000 ist ähnlich zu dem Wandler 600, bei dem der Schalter S5 durch eine Vorwandlerstufe ersetzt wurde. Die Vorwandlerstufe, die auch als erste Portstufe oder Eingangsstufe bezeichnet wird, kann als serielle-parallele Topologie, Dickson-Topologie oder jede andere kapazitive Spannungsteilertopologie implementiert werden.
  • Der DC-DC-Wandler 1000 umfasst einen Induktor L und drei fliegende Kondensatoren CF1, CF2 und CF3, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 1002) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 1004) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, das aus neun Schaltern S1-S9 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 1002 und Masse vorgesehen, und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 1004 und Masse vorgesehen.
  • Eine Eingangsstufe ist zwischen dem Eingangsknoten 1002 und einem Zwischenknoten 1014 vorgesehen, und eine Ausgangsstufe ist zwischen dem Zwischenknoten 1014 und dem Ausgangsknoten 1004 vorgesehen. Die Eingangsstufe besteht aus CF3 und den Schaltern S1, S2, S3, S4. Der dritte fliegende Kondensator CF3 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1010, der über den Eingangsschalter S1 mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1012, der über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt ist. Der erste Terminal von CF3 ist über den zwischen den Knoten 1010 und 1014 vorgesehenen Kondensatorschalter S2 mit der Ausgangsstufe gekoppelt. In ähnlicher Weise ist der zweite Terminal von CF3 über den zwischen den Knoten 1012 und 1014 vorgesehenen Kondensatorschalter S3 mit der Ausgangsstufe gekoppelt.
  • Die Ausgangsstufe besteht aus CF1, CF2 und den Schaltern S5, S6, S7, S8 und S9. Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal, der über den Schalter S5 mit dem zweiten fliegenden Kondensator CF2 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über den Masseschalter S7 mit Masse und über den Schalter S9 mit dem Ausgangsknoten 1004 gekoppelt ist. Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1006, der mit S5 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1008, der über S8 mit Masse gekoppelt ist. Der Induktor L hat einen ersten Terminal, der mit dem zweiten fliegenden Kondensator CF2 an dem Knoten 1008 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 1004 gekoppelt ist. Der erste Terminal von CF2 ist über den Schalter S6 mit dem Ausgangsknoten 1004 gekoppelt. Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um neun Steuersignale Ct1-Ct9 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S9 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 1000 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel kann ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.
  • 11A zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Magnetisierungszustand D1 arbeitet, in dem die Schalter S5 und S7 geschlossen sind, während die Schalter S2, S4, S6, S8 und S9 offen sind, und zumindest einer von S1 und S3 ebenfalls offen ist. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S7, CF1, S5, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt.
  • 11B zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Entmagnetisierungszustand DV1 arbeitet, in dem die Schalter S1, S3, S6, S8 und S9 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S5 und S7 offen sind. Der Eingangsknoten ist über einen Eingangspfad, der S1, CF3, S3, CF1, S9 umfasst, der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. Die Masse ist über zwei Pfade mit dem Ausgangsknoten gekoppelt: einen Massepfad und einen Entmagnetisierungspfad. Der Massepfad umfasst S8, CF2, S6, während L umgangen wird. Der Entmagnetisierungspfad umfasst S8 und den Induktor L.
  • 11C zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem zweiten Magnetisierungszustand D2 arbeitet, in dem die Schalter S5 und S7 geschlossen sind, während die Schalter S1, S3, S6, S8 und S9 offen sind, und zumindest einer von S2 und S4 ebenfalls offen ist. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S7, CF1, S5, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt.
  • 11D zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Entmagnetisierungszustand DV2 arbeitet, in dem die Schalter S2, S4, S6, S8 und S9 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3, S5 und S7 offen sind. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt. Die Masse ist über drei Pfade mit dem Ausgangsknoten gekoppelt: einen ersten Massepfad, einen zweiten Massepfad und einen Entmagnetisierungspfad. Der erste Massepfad umfasst S4, CF3, S2, CF1, S9 und umgeht den Induktor L. Der zweite Massepfad umfasst S8, CF2, S6, während L umgangen wird. Der Entmagnetisierungspfad umfasst S8 und den Induktor L.
  • 12 zeigt eine Ansteuersequenz zum Betreiben des DC-DC-Wandlers 1000. Die Ansteuersequenz hat eine Ansteuerperiode T = T1 + T2, wobei T1 die Ansteuerperiode eines Zyklus der Zustände D1 und DV1 ist und T2, wobei T2 die Ansteuerperiode eines Zyklus der Zustände D2 und DV2 ist. In diesem Beispiel steuert die Ansteuervorrichtung den DC-DC-Wandler 1000 mit dem Magnetisierungszustand D1 (Wellenform 1210) zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 für eine Dauer von Δ1 an, dann mit dem Entmagnetisierungszustand DV1 (Wellenform 1220) zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 für eine Dauer Δ2, dann mit dem Magnetisierungszustand D2 (Wellenform 1230) zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 für eine Dauer Δ3, dann mit dem Entmagnetisierungszustand DV2 (Wellenform 1240) zwischen den Zeitpunkten t3 und t4 für eine Dauer Δ4. Diese Ansteuersequenz D1/DV1/D2/DV2 wird dann über die Zeit wiederholt, um die erforderliche Ausgangsleistung zu liefern.
  • In Betrieb werden die fliegenden Kondensatoren automatisch in Richtung VCF3 = VIN/2, VCF2 = VOUT und VCF1 = VIN/2 - VOUT geladen.
  • Das Verhältnis zwischen Eingangs- und Laststrompegel folgt Gleichung (10). Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung kann ausgedrückt werden als: V O U T V I N = D 2 + 4 D    D x = D ,      D V x = 1 − D D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0017
    wobei Dx der Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands D1 oder D2 ist und Dvx der Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands DV1 oder DV2 ist.
  • Das theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis, das aus Gleichung (15) abgeleitet wird, ist VOUT/VIN = 1/4 für D = 1. Für D = 1, Dvx = 0 und es gibt während der Ansteuerperiode keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Ladung des Kondensators CF3 wird durch das Verhältnis DV1/DV2 gesteuert. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = 3/4 wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/20 erreicht. Die Ansteuersequenz von 12 ist für ein Umwandlungsverhältnis V O U T V I N = 3 20
    Figure DE102020213004A1_0018
    dargestellt, in dem T1 = T2 = T/2, Δ1= Δ3 = 3/4 T1 und Δ2 = Δ4 = 1/4 T1.
  • Höhere Ausgangsspannungen können erreicht werden, indem zusätzlich zu den Schaltzuständen D1 und D2 andere Zustände (in dem Fall eines Abwärtswandlers zusätzliche Magnetisierungszustände) verwendet werden.
  • 13A zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Magnetisierungszustand DP1 arbeitet, in dem die Schalter S1, S3, S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S6, S7, S8 und S9 offen sind. Der Eingangsknoten ist über einen Magnetisierungspfad, der S1, CF3, S3, S5, CF2 und L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. Die Masse ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt.
  • 13B zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Magnetisierungszustand DP2 arbeitet, in dem die Schalter S2, S4 und S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3, S6, S7, S8 und S9 offen sind. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S4, CF3, S2, S5, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt.
  • Diese Zustände führen einen Induktormagnetisierungsstrom von dem Eingangs-Port (durch den fliegenden Kondensator CF2) ein. Durch Beschränken des Arbeitszyklus auf D ≤ 3/4 kann ein höheres praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis erreicht werden. Zum Beispiel ist für D = ¾ das Verhältnis VOUT/VIN = 3/16. V O U T V I N = D 4    D P 2 = 2 D − 1, D P = D V = 1 − D    D ∈ [ 0, 5 ,0,75 ]
    Figure DE102020213004A1_0019
  • 14 ist ein Ablaufdiagramm eines anderen Verfahrens zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung.
  • In Schritt 1410 wird ein Leistungswandler mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port vorgesehen. Der Leistungswandler kann entweder als Step-Down- bzw. Abwärtswandler oder als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeiten. Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, empfängt der erste Port eine Eingangsspannung und der zweite Port sieht die Ausgangsspannung vor. Wenn der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, empfängt der zweite Port eine Eingangsspannung und der erste Port sieht die Ausgangsspannung vor. Der Leistungswandler umfasst einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen zweiten fliegenden Kondensator, der mit dem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung. Das Netzwerk von Schaltern weist einen ersten Schalter zum Koppeln des zweiten fliegenden Kondensators mit dem ersten Port; einen Masseschalter zum Koppeln des Induktors mit Masse, und einen ersten Kondensatorschalter auf, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.
  • In Schritt 1420 wird das Netzwerk von Schaltern während einer Ansteuerperiode mit einer Sequenz von Zuständen angesteuert. Die Sequenz von Zuständen weist einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand auf. In dem ersten Zustand ist der Masse-Port über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt, und wobei der erste Port über einen zweiten Pfad, der den ersten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt. In dem zweiten Zustand ist der Masse-Port über einen dritten Pfad, der den Masseschalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt, und einer des ersten Ports und des Masse-Ports ist über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt. Infolgedessen fließt in dem ersten Zustand ein reduzierter Strom zwischen dem ersten Port und dem zweiten Port. Zum Beispiel bei einem Betrieb als Abwärtswandler, wird ein reduzierter Strom von dem ersten Port zu dem zweiten Port gezogen. In ähnlicher Weise wird bei einem Betrieb als Aufwärtswandler ein reduzierter Strom von dem zweiten Port zu dem ersten Port gezogen.
  • Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Magnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Entmagnetisierungszustand. Wenn umgekehrt der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Magnetisierungszustand.
  • 15 ist ein Diagramm eines DC-DC-Wandlers 1500 zum Implementieren des Verfahrens von 14. Der DC-DC-Wandler 1500 umfasst einen Induktor L und zwei fliegende Kondensatoren CF1 und CF2, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 1502) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 1504) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, das aus sieben Schaltern S1-S7 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 1502 und Masse vorgesehen, und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 1504 und Masse vorgesehen.
  • Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1506, der über den Kondensatorschalter S5 mit dem Eingangsknoten 1502 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1508, der über den Masseschalter S3 mit Masse gekoppelt ist. Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1510, der über den Schalter S1 (auch als Eingangsschalter bezeichnet) mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1512, der über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt ist. Der Induktor L hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1512 und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt ist. Der erste Induktor-Terminal ist über den Induktorschalter S6 an dem Knoten 1506 mit CF1 gekoppelt und mit CF2 an dem Knoten 1512. Der erste Induktor-Terminal ist auch über den Schalter S4 mit Masse gekoppelt. Der zweite Terminal von CF1 ist über den Schalter S7 mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. Der erste Terminal von CF2 ist über den Schalter S2 mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um sieben Steuersignale Ct1-Ct7 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S7 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 1500 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.
  • 16A zeigt den DC-DC-Wandler von 15, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S1, S3 und S6 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S5 und S7 offen sind. Der Eingangsknoten 1502 ist über einen ersten Pfad oder Magnetisierungspfad, der S1, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. Der Masse-Port ist über einen zweiten Pfad oder zweiten Magnetisierungspfad, der S3, CF1, S6 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt.
  • 16B zeigt den DC-DC-Wandler von 15, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S2, S4, S5 und S7 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3 und S6 offen sind. Der Eingangsknoten 1502 ist über einen Pfad, der S5, CF1, S7 umfasst, der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. Die Masse ist über einen Pfad, der auch als Entmagnetisierungspfad bezeichnet wird, der S4 und den Induktor L umfasst, und über einen anderen Pfad, der auch als Massepfad bezeichnet wird, der S4, CF2 und S2 umfasst, der ebenfalls den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt.
  • In Betrieb werden die fliegenden Kondensatoren automatisch auf VCF2 = VOUT und VCF1 = VIN - VOUT geladen. Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung folgt der Gleichung (8).
  • Wie in den 16A und 16B dargestellt, wird ein Strom von dem Eingangs-Terminal sowohl während des Magnetisierungszustands DP als auch des Entmagnetisierungszustands DV vorgesehen. Infolgedessen implementiert der Wandler 1500 einen kontinuierlichen Eingangsstrom über die Ansteuerperiode und der Eingangsstrom ist im Vergleich zu dem Wandler 600 von 6 insbesondere für Spannungsumwandlungsverhältnisse nahe dem maximalen Verhältnis von VOUT/VIN = ½ reduziert. Für diesen Betriebsbereich arbeitet der Wandler 1500 wie ein Umwandler für DC-Spannungen mit einem Eingangsstrompegel nahe der Hälfte des Laststroms.
  • 17 ist ein Diagramm eines anderen DC-DC-Wandlers 1700 zum Implementieren des Verfahrens von 14. Der DC-DC-Wandler 1700 umfasst einen Induktor L und zwei fliegende Kondensatoren CF1 und CF2, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 1702) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 1704) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, das aus sechs Schaltern S1-S6 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 1702 und Masse vorgesehen und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 1704 und Masse vorgesehen.
  • Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1706, der über den Kondensatorschalter S5 mit CF2 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1708, der über den Masseschalter S3 mit Masse und über den Schalter S6 mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt ist.
  • Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1710, der über den ersten Schalter oder Eingangsschalter S1 mit dem Eingangsknoten 1702 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1712, der über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt ist. Der Induktor L hat einen ersten Induktor-Terminal, der über S4 mit Masse gekoppelt ist, und einen zweiten Induktor-Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt ist. Der erste Induktor-Terminal ist mit CF2 an dem Knoten 1712 gekoppelt und mit CF1 über den Induktorschalter S2 an dem Knoten 1706. Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um sechs Steuersignale Ct1-Ct6 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S6 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 1700 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.
  • 18A zeigt den DC-DC-Wandler von 17, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S1, S2 und S3 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S4, S5 und S6 offen sind. Der Eingangsknoten 1702 ist über einen Magnetisierungspfad, der S1, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt. Die Masse ist über einen Pfad, der S3, CF1, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt.
  • 18B zeigt den DC-DC-Wandler von 17, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S4, S5 und S6 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S2 und S3 offen sind. Der Eingangsknoten 1702 ist von dem Ausgangsknoten 1704 entkoppelt. Die Masse ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S4 und den Induktor L umfasst, und über einen anderen Pfad, der S4, CF2, S5, CF1 und S6 umfasst, der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt.
  • Während des Magnetisierungszustands DP sieht der Wandler 1700 typischerweise die Hälfte des Induktormagnetisierungsstroms von dem Eingangs-Terminal (über den fliegenden Kondensator CF2) und die andere Hälfte von dem Masse-Terminal (über den fliegenden Kondensator CF1) vor. Während des Entmagnetisierungszustands sind die fliegenden Kondensatoren in Serie verbunden, um einen zusätzlichen Ausgangsstrom von dem Masse-Terminal vorzusehen. Diese Operation verhindert das Auftreten von Stromspitzen von dem Eingangsknoten, die typischerweise erzeugt werden, wenn die Eingangs- und Ausgangskondensatoren direkt über einen fliegenden Kondensator verbunden werden.
  • Die fliegenden Kondensatoren werden automatisch auf VCF2 = (VIN + VOUT)/2 und VCF1 = (VIN - VOUT)/2 geladen.
  • Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus DP des Magnetisierungszustands DP kann ausgedrückt werden als: I I N I O U T = 1 2 + D w a ¨ h r e n d     D P = D      D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0020
  • Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ist: V O U T V I N = D 2 + D    D P = D ,    D V = 1 − D    D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0021
  • Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = ¼ ist der Arbeitszyklus D = 2/3. Die aus Gleichung (17) abgeleitete Amplitude der Eingangsstrompulse IIN beträgt nur 3/8 des Laststroms IOUT.
  • Das theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis, das aus Gleichung (18) abgeleitet wird, ist VOUT/VIN = 1/3 für D = 1. Jedoch ist für D = 1 Dv = 0 und es gibt während der Ansteuerperiode keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/11 erreicht.
  • Daher reduziert der Wandler 1700 für Umwandlungsverhältnisse von Ausgangs- zu Eingangsspannung, die größer als VOUT/VIN = ¼ sind, die Amplitude der Eingangsstrompulse und reduziert auch die Nennspannung des Entmagnetisierungsschalters auf ungefähr die Hälfte der maximalen Eingangsspannung.
  • Der Wandler 1700 kann modifiziert werden, indem der Schalter S6 durch eine feste Verbindung zwischen dem zweiten Terminal von CF1 und dem Ausgangsknoten ersetzt wird und indem die Masseverbindung von CF1 über S3 entfernt wird. In diesem Fall würden die Spannungen über den fliegenden Kondensatoren als VCF2 = VIN/2 und VCF1 = VIN/2 - VOUT ausgedrückt. In diesem Szenario wird jedoch der Ausgangsstrom während der Induktormagnetisierung auf ~ 50% des Induktorstroms reduziert, was zu einer langsameren transienten Lastanwort und einer Zunahme der Ausgangsstrom/spannungs-Welligkeit führt, insbesondere bei einem hohen Arbeitszyklus. Der Wandler 800 kann ebenfalls auf ähnliche Weise modifiziert werden.
  • Die in Bezug auf die 3 bis 18 beschriebenen DC-DC-Wandler sind konfiguriert zum Reduzieren der Amplitude der Eingangsstrompulse im Vergleich zu herkömmlichen Wandlern. Dies reduziert sowohl die Leistungsverluste als auch den Rauschenpegel an der Leistungsversorgung und entsprechende EMI-Probleme. Durch Implementieren eines kapazitiven Pfads, der den Induktor umgeht, können auch die Verluste aufgrund von Induktor DCR reduziert werden, wodurch eine Wandlereffizienz, eine Spannungsregelung verbessert wird und eine Antwort auf einen transienten Laststrom verbessert wird. Wenn weiter der Induktorstrom über einen erweiterten Magnetisierungszustand erhöht wird, wird eine zusätzliche Ladung in den fliegenden Kondensatoren gespeichert. Diese Ladung wird nachfolgend an den Wandler-Ausgangs-Port während des nachfolgenden Entmagnetisierungszustands vorgesehen. Dies reduziert den Ausgangsspannungsabfall während eines plötzlichen Anstiegs des Laststroms weiter. Darüber hinaus erfordert die Spannung über dem/den fliegenden Kondensator(en) keine Regelung, wodurch die Komplexität in der Steuerschaltung und das Risiko von Interferenz mit den Regelkreisen von Ausgangsspannung und -strom des Wandlers reduziert wird.
  • Die in Bezug auf die 3 bis 18 beschriebenen DC-DC-Wandler wurden als Step-Down- bzw. Abwärtswandler beschrieben, die auch als Buck-Wandler bezeichnet werden. Es ist offensichtlich, dass diese Wandler in umgekehrter Richtung (d.h. Verwenden des Eingangs als Ausgang und des Ausgangs als Eingang) als Aufwärtswandler betrieben werden können, um eine Aufwärtswandlung zu erreichen. In diesem Fall wird die Magnetisierungsphase (Entmagnetisierungsphase) in dem Abwärts-Betrieb zu einer Entmagnetisierungsphase (Magnetisierungsphase) in dem Aufwärts-Betrieb.
  • Die Übertragungsfunktion eines herkömmlichen Aufwärtswandlers enthält eine sogenannte Nullstelle in der rechten Halbebene, wie in der Veröffentlichung mit dem Titel „Right-Half-Plane Zero Elimination for Boost Converter Using Magnetic Coupling With Forward Energy Transfer“, IEEE, 2019 von Poorali, beschrieben wird. Die Null resultiert aus der Tatsache, dass ein Wandler den Ausgangsstrom während einer Induktor-Entmagnetisierung vorsieht. Dies begrenzt die Bandbreite eines Regelungssystems im kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM - continuous conduction mode). Infolgedessen implementieren herkömmliche Aufwärtswandler eine höhere Ausgangsspannungswelligkeit für Anwendungen mit schneller Dynamik.
  • 19 zeigt das Diagramm von 3, dargestellt mit invertierten Eingangs- und Ausgangs-Ports.
  • 20A und 20B zeigen den Magnetisierungszustand DP bzw. den Entmagnetisierungszustand DV.
  • 20A zeigt den DC-DC-Wandler von 19, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S1, S3 und S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2 und S4 offen sind. Der Eingangsknoten ist über einen Eingangspfad, der CF und S3 enthält und den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. Der Eingangsknoten ist über einen Magnetisierungspfad, der S5 und den Induktor L umfasst, mit Masse gekoppelt.
  • 20B zeigt den DC-DC-Wandler von 19, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S2 und S4 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt oder getrennt. Der Eingangsknoten ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S4, CF, S2 und den Induktor L umfasst, mit Masse gekoppelt.
  • In Betrieb bezieht der DC-DC-Leistungswandler von 19 während der Induktor-Entmagnetisierung keinen Strom von dem Eingangs-Terminal (siehe 20B). Strom wird von dem Eingangs-Terminal während des Induktormagnetisierungs-Schaltzustands bezogen (siehe 20A). Wie oben in Bezug auf die 20A und 20B dargestellt, übertragen die vorgeschlagenen Topologien der Offenbarung das Vorsehen des Wandlerausgangsstroms in den Schaltzustand, der den Induktor magnetisiert, wodurch die Nullstelle in der rechten Halbebene effektiv von der Übertragungsfunktion der Aufwärts-Steuerung zu einer höheren Frequenz verschoben wird.
  • Im Vergleich zu transformatorlosen Wandlern des Standes der Technik ermöglichen die Wandlertopologien der Offenbarung eine Aufwärtswandlung mit großem Spannungsverhältnis mit verbesserter Leistungsversorgungs-Unterdrückung und schnellem Dynamikverhalten.
  • Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird durch Anwenden des Volt-Sek.-Ausgleichsprinzips auf die Spannung des Induktors erlangt: V O U T V I N = 2 − D 1 − D     D P = D ,        D V = 1 − D      D ∈ [ 0,   1 ]
    Figure DE102020213004A1_0022
  • Gemäß Gleichung (19) ist das theoretische Minimum-Wandler-Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 2 für D = 0. Für D = 0 gibt es jedoch keine Zeit, um die Ladung von dem fliegenden Kondensator CF in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen (dies würde einen unendlichen Strom erfordern, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde). Eine ausgeglichenere Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf z.B. D ≥ 1/4 begrenzt wird, was zu einem realistischeren Minimum-Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 7/3 für D = 1/4 führt. Für niedrigere Spannungsumwandlungsverhältnisse kann der Schaltzustand DV teilweise oder vollständig durch einen modifizierten Entmagnetisierungszustand DV2 ersetzt werden.
  • 21 zeigt den DC-DC-Wandler von 19, der in einem zweiten Entmagnetisierungszustand DV2 arbeitet, in dem die Schalter S1 und S2 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S3, S4 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S1, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. Die Masse ist nicht mit dem Ausgangsknoten gekoppelt.
  • Durch die Einführung eines zunehmenden Anteils von DV2 für Arbeitszyklen unter D < 0,5 wird die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung: V O U T V I N = 1 + D 1 − D    D P = D V = D , D V 2 = 1 − 2 D      D ∈ [ 0,  0 ,5 ]
    Figure DE102020213004A1_0023
  • Ein zunehmender Anteil des Schaltzustands DV2 während einer Induktor-Entmagnetisierung macht den Wandlerbetrieb ähnlich zu dem eines herkömmlichen Aufwärtswandlers mit einem Minimum-Arbeitszyklus von D = 0 und einem Minimum-Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN > 1. Dies hat auch den Nachteil einer Wiedereinführung eines größeren Einflusses von der Nullstelle in der rechten Halbebene.
  • Ein Deaktivieren eines negativen Induktorstroms bei niedrigem Ausgangsstrom zur Erhöhung einer Wandlereffizienz kann auf Aufwärts-Ableitungen der vorgeschlagenen Wandlertopologien angewendet werden, indem der Entmagnetisierungsstrompfad innerhalb des Entmagnetisierungszustands Dvx geöffnet wird, sobald der Induktorstrom Null erreicht.
  • Ein Reduzieren der Nennspannung von Aufwärtswandler-Leistungsschaltern auf VOUT/2 kann für die Topologien der 8, 10 und 17 mit umgekehrten Rollen der Eingangs- und Ausgangs-Ports erreicht werden.
  • Für Fachleute ist offensichtlich, dass Variationen der offenbarten Anordnungen möglich sind, ohne von der Offenbarung abzuweichen. Dementsprechend ist die obige Beschreibung des spezifischen Ausführungsbeispiels nur beispielhaft und dient nicht zum Zweck einer Einschränkung. Für Fachleute ist offensichtlich, dass geringfügige Modifikationen ohne wesentliche Änderungen an der beschriebenen Operation vorgenommen werden können.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • US 8427113 [0041]
    • US 7230405 [0044]

Claims (17)

  1. Ein Leistungswandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis, wobei der Leistungswandler einen Masse-Port, einen ersten Port und einen zweiten Port hat, wobei, wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler aufweist einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung; wobei das Netzwerk von Schaltern aufweist einen ersten Schalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem ersten Port; einen zweiten Schalter zum Koppeln des Induktors mit Masse; wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste Port über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  2. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 1, der weiter einen zweiten fliegenden Kondensator aufweist, der über einen ersten Induktorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist, wobei das Netzwerk von Schaltern einen Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator aufweist.
  3. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 2, wobei in dem ersten Zustand der erste Pfad den ersten fliegenden Kondensator, den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Terminal über einen Massepfad, der den zweiten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den ersten Induktorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  4. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 2, wobei das Netzwerk von Schaltern einen zweiten Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator und einen Masseschalter aufweist, um den zweiten fliegenden Kondensator mit Masse zu koppeln.
  5. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 4, wobei der Induktor über einen zweiten Induktorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist und wobei der erste fliegende Kondensator über einen dritten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  6. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 5, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port über einen anderen Pfad, der den Masseschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den ersten Induktorschalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist; und wobei in dem zweiten Zustand der erste Port über einen Pfad, der den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den zweiten Kondensatorschalter, den ersten fliegenden Kondensator und den dritten Kondensatorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  7. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 2, der weiter einen dritten fliegenden Kondensator aufweist, wobei der dritte fliegenden Kondensator einen ersten Terminal hat, der über einen ersten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über einen zweiten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.
  8. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 7, wobei die Ansteuersequenz einen primären ersten Zustand, einen sekundären ersten Zustand, einen primären zweiten Zustand und einen sekundären zweiten Zustand aufweist.
  9. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 8, wobei in dem primären zweiten Zustand der Masse-Port über einen ersten Massepfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste Port über einen Pfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  10. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 9, wobei in dem sekundären zweiten Zustand der Masse-Port über den ersten Massepfad und einen zweiten Massepfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  11. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 8, wobei in dem primären und dem sekundären ersten Zustand der Masse-Port über einen Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  12. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 11, wobei die Ansteuersequenz einen ersten zusätzlichen Zustand und einen zweiten zusätzlichen Zustand aufweist, wobei in dem ersten zusätzlichen Zustand der erste Port über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei in dem zweiten zusätzlichen Zustand der Masse-Port über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  13. Der Leistungswandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Ansteuersequenz einen anderen ersten Zustand aufweist, in dem der Masse-Port von dem zweiten Port entkoppelt ist und wobei der erste Port über einen Pfad, der den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
  14. Der Leistungswandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, der weiter einen Stromsensor zum Erfassen eines Induktorstroms durch den Induktor aufweist, wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Öffnen des zweiten Schalters während des zweiten Zustands, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat.
  15. Der Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei der Leistungswandler ein Abwärtswandler ist, wobei der erste Zustand ein Magnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist.
  16. Der Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei der Leistungswandler ein Aufwärtswandler ist, wobei der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Magnetisierungszustand ist.
  17. Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis, wobei das Verfahren aufweist Vorsehen eines Leistungswandlers mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port, wobei, wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem ersten Port; einen zweiten Schalter zum Koppeln des Induktors mit Masse aufweist; Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste Port über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.
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