DE102019122965B4 - Converter with secondary side regulation - Google Patents

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Abstract

Wandler (W) mit einem Transformator (TF) für ein Wechselsignal und einem sekundärseitigen Gleichrichter (GL), wobei der Wandler (W) einen ausgangsseitigen kapazitiven Spannungsteiler (C1, C2), der zwischen die Ausgangsknoten (VOUT+, VOUT-) des Wandlers (W) elektrisch gekoppelt ist, und eine selektive Koppelkomponente (T3), die zwischen einen Eingangsknoten (GLIN-/+) des Gleichrichters (GL) und einen Zwischenknoten (ZKN) des kapazitiven Spannungsteilers (C1, C2) elektrisch gekoppelt ist, aufweist, und die selektive Koppelkomponente (T3) so eingerichtet ist, dass sie eine elektrische Verbindung in mindestens eine Stromrichtung selektiv unterbrechen kann, wobei der Wandler so eingerichtet ist, dass eine ausgangsseitige Spannung (UDC) durch Einstellen eines Verhältnisses einer Dauer (t2) einer Unterbrechung der elektrischen Verbindung zu einer Grundperiode des Wechselsignals selektiv einstellbar ist, wobei die selektive Koppelkomponente die Funktion eines Schalters (ST3) mit einer parallelen Diode (DT3) hat, wobei die Diode (DT3) vom negativen Eingangsknoten zum Zwischenknoten des kapazitiven Spannungsteilers in Flussrichtung elektrisch gekoppelt ist, wobei der Wandler (W) dadurch gekennzeichnet ist, dass die selektive Koppelkomponente ein einziger Transistor (T3) ist, insbesondere ein MOSFET-Transistor.Converter (W) with a transformer (TF) for an alternating signal and a secondary-side rectifier (GL), the converter (W) having an output-side capacitive voltage divider (C1, C2) which is connected between the output nodes (VOUT+, VOUT-) of the converter ( W) is electrically coupled, and has a selective coupling component (T3), which is electrically coupled between an input node (GLIN-/+) of the rectifier (GL) and an intermediate node (ZKN) of the capacitive voltage divider (C1, C2), and the selective coupling component (T3) is set up so that it can selectively interrupt an electrical connection in at least one current direction, the converter being set up so that an output-side voltage (UDC) is generated by setting a ratio of a duration (t2) of an interruption of the electrical Connection to a basic period of the alternating signal can be selectively adjusted, the selective coupling component having the function of a switch (ST3) with a parallel diode (DT3), the diode (DT3) being electrically coupled from the negative input node to the intermediate node of the capacitive voltage divider in the flow direction, wherein the converter (W) is characterized in that the selective coupling component is a single transistor (T3), in particular a MOSFET transistor.

Description

GEBIET DER ERFINDUNGFIELD OF THE INVENTION

Die Erfindung betrifft einen Wandler mit sekundärseitiger Regelung.The invention relates to a converter with secondary-side regulation.

TECHNISCHER HINTERGRUNDTECHNICAL BACKGROUND

Bei der Verbesserung von Spannungswandlern ergeben sich große Anforderungen an das Design im Hinblick auf den Wirkungsgrad und die Anwendungsmöglichkeiten. Grundsätzlich sind heutzutage serielle und parallele Resonanzwandler bekannt. Ein viel verwendeter Vertreter ist der sogenannte LLC-Resonanzwandler, der beispielsweise aus der Veröffentlichung „Design Considerations for an LLC Resonant Converter“ von Hangseok Choi auf www.fairchildsemi.com bekannt ist. Grundsätzlich gibt es hier eine eingangsseitige Gleichspannung, die durch einen Wechselrichter in eine Wechselspannung gewandelt, auf einen Resonanzkreis gegeben und über einen Transformator an einen ausgangsseitigen Gleichrichter gelangt. Die Verstärkung einer solchen Schaltung wird eingangsseitig über die Frequenz und wenn nötig zusätzlich über das Tastverhältnis (auch Duty-Cycle) geregelt. Bei einem hohen Ausgangsspannungsbereich muss der LLC-Wandler für einen großen Stellbereich ausgelegt werden, was einen großen technischen Aufwand verursacht. Beispielsweise müssen ggf. der Kernquerschnitt und die Primärwicklung vergrößert werden, was wiederum zu einer Erhöhung von Volumen und Gewicht eines solchen Wandlers führt. Zusammenfassend heißt das, dass bei Erhöhung der Variabilität der Ausgangsspannung der Transformator deutlich größer ausgelegt werden muss als bei einer festen Ausgangsspannung.When improving voltage converters, there are great demands on the design in terms of efficiency and possible applications. Basically, serial and parallel resonance converters are known today. A widely used representative is the so-called LLC resonant converter, which is known, for example, from the publication “Design Considerations for an LLC Resonant Converter” by Hangseok Choi on www.fairchildsemi.com. Basically, there is a direct voltage on the input side, which is converted into an alternating voltage by an inverter, fed into a resonant circuit and sent via a transformer to a rectifier on the output side. The gain of such a circuit is regulated on the input side via the frequency and, if necessary, additionally via the duty cycle. With a high output voltage range, the LLC converter must be designed for a large adjustment range, which requires a lot of technical effort. For example, the core cross section and the primary winding may have to be increased, which in turn leads to an increase in the volume and weight of such a converter. In summary, this means that if the variability of the output voltage is increased, the transformer must be designed to be significantly larger than with a fixed output voltage.

Die US 2013 / 0 336 013 A1 , US 2018 / 0 368 225 A1 und WO 2019/ 144 241 A1 offenbaren gattungsgemäße Wandler, die jedoch nicht ausreichend einfach und optimal arbeiten.The US 2013 / 0 336 013 A1 , US 2018 / 0 368 225 A1 and WO 2019/ 144 241 A1 disclose generic converters, which, however, do not work sufficiently simply and optimally.

ZUSAMMENFASSUNGSUMMARY

Es ist eine Aufgabe der Erfindung einen Wandler bereitzustellen, der eine größere Variabilität der Ausgangsspannung bei einer geringeren Erhöhung von Volumen und Komplexität der Schaltung ermöglicht. Insbesondere ist es eine Aufgabe der Erfindung einen Wandler bereitzustellen, der eine hohe Variabilität bei geringer schaltungstechnischer Komplexität und geringerem Volumen aufweist.It is an object of the invention to provide a converter that enables greater variability in the output voltage with a smaller increase in circuit volume and complexity. In particular, it is an object of the invention to provide a converter that has a high degree of variability with low circuit complexity and a smaller volume.

Es wird ein Wandler gemäß dem Gegenstand des Patentanspruchs 1 bereitgestellt. Dies ermöglicht eine sekundärseitige stufenlose Regelung der Ausgangsspannung eines Wandlers, an den ausgangsseitig eine Last bspw. eine zu ladende Batterie oder ein zu ladender Akkumulator angeschlossen ist.A converter according to the subject matter of patent claim 1 is provided. This enables a stepless regulation of the output voltage of a converter on the secondary side, to which a load, for example a battery or accumulator to be charged, is connected on the output side.

Zwischen einer Sekundärseite des Transformators und dem Gleichrichter ist vorteilhaft eine Offset-Kompensation vorgesehen. Die Offset-Kompensation kann vorteilhaft einen Kondensator umfassen. Die sekundärseitige Offsetkompensation gewährleistet, dass ein ausgangsseitiger Offset wirksam unterdrückt wird.Offset compensation is advantageously provided between a secondary side of the transformer and the rectifier. The offset compensation can advantageously include a capacitor. The secondary offset compensation ensures that an offset on the output side is effectively suppressed.

Die Offset-Kompensation ist vorteilhaft zwischen einen ersten sekundärseitigen Knoten des Transformators und einen ersten Eingangsknoten des Brückengleichrichters elektrisch gekoppelt. Zudem kann ein zweiter sekundärseitiger Knoten des Transformators mit einem zweiten Eingangsknoten des Brückengleichrichters gekoppelt sein.The offset compensation is advantageously electrically coupled between a first secondary-side node of the transformer and a first input node of the bridge rectifier. In addition, a second secondary-side node of the transformer can be coupled to a second input node of the bridge rectifier.

Die Offset-Kompensation, die vorteilhaft einen Kondensator umfasst oder als Kondensator ausgebildet ist, kann einen Kapazitätswert aufweisen, der so groß ist, dass eine Spannungsänderung auf der Kapazität bzw. dem Kondensator innerhalb einer Periode sehr klein ist. Insbesondere kann die Kapazität bzw. der Kapazitätswert des Kondensators sehr viel größer sein als das Produkt aus einem nominalen oder maximalen Ladestrom des Wandlers und einer Grundperiode eines Wechselsignals des Wandlers geteilt durch die Ausgangsspannung des Wandlers (CB >> IDC*T/UDC). Ebenso können auch die Kapazitäten oder die Summe der Kapazitäten des kapazitiven Spannungsteilers sehr viel größer sein als das Produkt aus einem nominalen oder maximalen Ladestrom des Wandlers und einer Grundperiode eines Wechselsignals des Wandlers geteilt durch die Ausgangsspannung des Wandlers (C1, C2 >> IDC*T/UDC). Die Spannung auf einer der Kapazitäten sollte vorteilhaft nicht mehr als 20%, vorteilhafter nicht mehr als 10% während einer Grundperiode schwanken.The offset compensation, which advantageously comprises a capacitor or is designed as a capacitor, can have a capacitance value that is so large that a voltage change on the capacitor or capacitor within one period is very small. In particular, the capacity or the capacitance value of the capacitor can be much larger than the product of a nominal or maximum charging current of the converter and a basic period of an alternating signal of the converter divided by the output voltage of the converter (CB >> IDC*T/UDC). Likewise, the capacities or the sum of the capacities of the capacitive voltage divider can also be much larger than the product of a nominal or maximum charging current of the converter and a basic period of an alternating signal of the converter divided by the output voltage of the converter (C1, C2 >> IDC*T /UDC). The voltage on one of the capacitances should advantageously not fluctuate more than 20%, more advantageously not more than 10% during a basic period.

Die selektive Koppelkomponente kann auf zahlreiche verschiedene Arten aufgebaut sein. Sie hat mindestens die Funktionalität eines Schalters mit einer parallelen Diode. Die Diode ist dabei vom negativen Eingangsknoten zum Zwischenknoten des kapazitiven Spannungsteilers in Flussrichtung elektrisch gekoppelt. Die selektive Koppelkomponente ist ein einziger Transistor, vorteilhaft ein einziger MOSFET-Transistor.The selective coupling component can be constructed in numerous different ways. It has at least the functionality of a switch with a parallel diode. The diode is electrically coupled from the negative input node to the intermediate node of the capacitive voltage divider in the flow direction. The selective coupling component is a single transistor, advantageously a single MOSFET transistor.

Die vorliegende Erfindung stellt auch ein Verfahren unter Verwendung des Wandlers wie zuvor beschrieben bereit, gemäß dem Gegenstand des Patentanspruchs 6. Durch Einstellen eines Zeitpunktes der Unterbrechung einer elektrischen Verbindung zwischen einem Zwischenknoten eines zwischen Ausgangsknoten des Wandlers gekoppelten kapazitiven Spannungsteilers und einem Eingangsknoten eines sekundärseitigen Brückengleichrichters, ein ausgangsseitiger Spannungshub geregelt wird. Das Verfahren basiert auf einem selektiven Öffnen und/oder Schließen einer stromleitenden Verbindung zwischen einem ausgangsseitigen (sekundärseitigen) Brückengleichrichter und einem kapazitiven Spannungsteiler. Insbesondere wird der Spannungshub am Ausgang des Wandlers durch Einstellen eines (Tast-)Verhältnisses von Ein- zu Ausschaltzeit der leitenden Verbindung sekundärseitig geregelt.The present invention also provides a method of using the converter as described above, according to the subject matter of claim 6. By adjusting a timing of interruption of an electrical connection between an intermediate node of a capacitive voltage divider coupled between output nodes of the converter and an input node a secondary-side bridge rectifier, an output-side voltage swing is regulated. The method is based on a selective opening and/or closing of a current-conducting connection between an output-side (secondary-side) bridge rectifier and a capacitive voltage divider. In particular, the voltage swing at the output of the converter is regulated on the secondary side by setting a (duty) ratio between the on and off times of the conductive connection.

Zudem kommen natürlich auch die üblichen zusätzlichen Regelungsmaßnahmen zum Regeln der sekundärseitigen Spannung in Betracht, wie etwa die Änderung der Frequenz. Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, dass die Frequenzregelung durch die Erfindung entlastet werden kann.Of course, the usual additional control measures for regulating the secondary side voltage also come into consideration, such as changing the frequency. An advantage of the invention is that the frequency control can be relieved by the invention.

Die Erfindung stellt auch ein Kraftfahrzeug bereit, das einen Wandler der hierin beschriebenen Art aufweist.The invention also provides a motor vehicle having a converter of the type described herein.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGENBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

Weitere Aspekte und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele anhand der beigefügten Figuren, dabei zeigt:

  • 1 einen vereinfachten Schaltplan eines Wandlers gemäß einem Ausführungsbeispiel,
  • 2 vier Schaltzustände der sekundärseitigen Spannungsregelung,
  • 3 vereinfachte Schaltpläne zur Ergänzung der Offset-Kompensation,
  • 4 ist eine vereinfachte Darstellung eines Diagramms von Spannungsverläufen gemäß einem Ausführungsbeispiel und
  • 5 ein vereinfachtes Diagramm, welches das Verhältnis zwischen dem Tastverhältnis (Duty-Cycle) und der Verstärkung des Wandlers illustriert.
Further aspects and advantages of the invention result from the following description of the exemplary embodiments based on the attached figures, which shows:
  • 1 a simplified circuit diagram of a converter according to an exemplary embodiment,
  • 2 four switching states of the secondary voltage regulation,
  • 3 simplified circuit diagrams to supplement offset compensation,
  • 4 is a simplified representation of a diagram of voltage curves according to an exemplary embodiment and
  • 5 a simplified diagram illustrating the relationship between the duty cycle and the gain of the converter.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELEDETAILED DESCRIPTION OF THE EMBODIMENTS

1 zeigt einen vereinfachten Schaltplan eines Wandlers W gemäß einem Ausführungsbeispiel. Der Wandler besitzt eine Primärseite PRS und ein Sekundärseite SES. 1 shows a simplified circuit diagram of a converter W according to an exemplary embodiment. The converter has a primary side PRS and a secondary side SES.

Auf der Primärseite PRS ist eine Gleichspannungsquelle UIN, die an einen Wechselrichter angeschlossen ist, der die Transistoren TR1 und TR2 umfasst und die Gleichspannung UIN in eine Wechselspannung umwandelt. Die Wechselspannung wird auf einen Resonanzkreis RK gegeben, der einen Kondensator/Kapazität CR und die Induktivitäten bzw. die Spulen LP und LM in Reihenschaltung aufweist. Dabei ist die Induktivität/Spule LM wiederum parallel zur Primärseite eines Transformators TF gekoppelt. Der Transformator TF hat ein Übertragungsverhältnis von N:1. N kann 1 sein. Der Transformator besitzt sekundärseitig einen positiven Ausgangsknoten TFOUT+ und einen negativen Ausgangsknoten TFOUT-.On the primary side PRS there is a direct voltage source UIN, which is connected to an inverter which includes the transistors TR1 and TR2 and converts the direct voltage UIN into an alternating voltage. The alternating voltage is applied to a resonant circuit RK, which has a capacitor/capacitance CR and the inductors or coils LP and LM connected in series. The inductor/coil LM is in turn coupled in parallel to the primary side of a transformer TF. The transformer TF has a transmission ratio of N:1. N can be 1. The transformer has a positive output node TFOUT+ and a negative output node TFOUT- on the secondary side.

Abweichend von bekannten LLC-Wandlern folgt auf der Sekundärseite SES auf den Transformator TF eine Offset-Kompensationsstufe, die im vorliegenden Fall zunächst nur einen Kondensator CB umfasst. Die Offset-Kompensationsstufe OFK bzw. der Kondensator CB ist zwischen den ersten sekundärseitigen Ausgangsknoten TFOUT+ des Transformators TF und den ersten Eingangsknoten GLIN+ des Gleichrichters GL elektrisch gekoppelt. In einer anderen Ausgestaltung könnte CB könnte auch zwischen TFOUT- und dem zweiten Eingangsknoten GLIN- gekoppelt sein, oder sogar aufgrund von Symmetrieüberlegungen auf beide Pfade aufgeteilt sein.In contrast to known LLC converters, the transformer TF is followed on the secondary side SES by an offset compensation stage, which in the present case initially only includes a capacitor CB. The offset compensation stage OFK or the capacitor CB is electrically coupled between the first secondary-side output node TFOUT+ of the transformer TF and the first input node GLIN+ of the rectifier GL. In another embodiment, CB could also be coupled between TFOUT and the second input node GLIN, or even split between both paths due to symmetry considerations.

Auf die Offset-Kompensationsstufe OFK folgt der Gleichrichter GL, im vorliegenden Fall ein Brückengleichrichter ist und - in üblicher Weise - die Dioden D1 bis D4 aufweist. Der Gleichrichter GL bzw. Brückengleichrichter hat einen positiven Eingangsknoten GLIN+ und einen negativen Eingangsknoten GLIN-. Der zweite sekundärseitige Knoten TFOUT- des Transformators TF ist mit dem zweiten Eingangsknoten GLIN- des Brückengleichrichters GL elektrisch gekoppelt.The offset compensation stage OFK is followed by the rectifier GL, which in the present case is a bridge rectifier and - in the usual way - has the diodes D1 to D4. The rectifier GL or bridge rectifier has a positive input node GLIN+ and a negative input node GLIN-. The second secondary-side node TFOUT- of the transformer TF is electrically coupled to the second input node GLIN- of the bridge rectifier GL.

Ebenfalls abweichend von bekannten LLC-Wandlern ist an die Ausgangsknoten VOUT+ und VOUT- ein kapazitiver Spannungsteiler aus den Kondensatoren C1, C2 elektrisch gekoppelt.Also different from known LLC converters, a capacitive voltage divider made up of capacitors C1, C2 is electrically coupled to the output nodes VOUT+ and VOUT-.

An die Ausgangsknoten VOUT+, VOUT- ist ebenfalls eine Last, bspw. eine aufzuladende Batterie bzw. ein Akkumulator UDC, gekoppelt. Die Last ist vereinfachend als ideale Spannungsquelle dargestellt.A load, for example a battery to be charged or an accumulator UDC, is also coupled to the output nodes VOUT+, VOUT-. The load is shown for simplicity as an ideal voltage source.

Die Aufgabe des Wandlers W besteht nun darin, die Batterie bzw. den Akkumulator UDC von einem bestimmten anfänglichen niedrigen Spannungslevel (beispielsweise 350 Volt), auf ein nachfolgendes höheres Spannungslevel (beispielsweise 700 Volt) zu laden.The task of the converter W is now to charge the battery or accumulator UDC from a specific initial low voltage level (for example 350 volts) to a subsequent higher voltage level (for example 700 volts).

Der Ausgangsstrom des Wandlers W ist der Strom IDC. Mit dem Strom IDC fließt Ladung auf die Batterie/Akku UDC, wodurch sich die deren Spannung erhöht.The output current of the converter W is the current IDC. With the current IDC, charge flows to the battery/rechargeable battery UDC, which increases its voltage.

Der kapazitive Spannungsteiler aus den Kapazitäten bzw. Kondensatoren C1 und C2 hat einen Zwischenknoten ZKN, an dem die Kondensatoren C1 und C2 mit jeweils einer ersten Seite elektrisch gekoppelt sind. Der erste Kondensator C1 ist mit der anderen, zweiten Seite an VOUT+ und der zweite Kondensator C2 ist mit der anderen, zweiten Seite an VOUT- gekoppelt.The capacitive voltage divider made up of the capacitors C1 and C2 has an intermediate node ZKN, at which the capacitors C1 and C2 each have a first side are rically coupled. The first capacitor C1 is coupled to the other, second side to VOUT+ and the second capacitor C2 is coupled to the other, second side to VOUT-.

Zwischen dem zweiten, negativen Eingangsknoten GLIN- des Gleichrichters GL und dem Zwischenknoten ZKN des kapazitiven Spannungsteilers ist das ebenfalls neuartige selektive Koppelkomponente SLK gekoppelt. Die selektive Koppelkomponente SLK ist ein Transistor und besonders vorteilhaft einen MOSFET-Transistor T3.The likewise novel selective coupling component SLK is coupled between the second, negative input node GLIN- of the rectifier GL and the intermediate node ZKN of the capacitive voltage divider. The selective coupling component SLK is a transistor and particularly advantageously a MOSFET transistor T3.

Die selektive Koppelkomponente SLK bzw. der Transistor T3 hat im vorliegenden Ausführungsbeispiel vorteilhaft die Funktionalität eines Schalters ST3 und einer dazu parallel geschalteten Diode DT3, wie dies ebenfalls in 1 rechts unten gezeigt ist. Die Diode DT3 ist dabei in Flussrichtung vom negativen Eingangsknoten GLIN- des Gleichrichters zum Zwischenknoten ZKN des kapazitiven Spannungsteilers geschaltet. Die Funktion der selektiven Koppelkomponente SLK besteht im Wesentlichen darin, einen Strom (bzw. eine elektrisch leitende Verbindung) zwischen dem Zwischenknoten ZKN und dem negativen Eingangsknoten GLIN- des Brückengleichrichters selektiv ein- und/oder bzw. abzuschalten. Je nach Ausführung der selektiven Koppelkomponente SLK kann lediglich das Abschalten (elektrisches Trennen) der Verbindung zwischen den Knoten ZKN und GLIN- relevant sein.In the present exemplary embodiment, the selective coupling component SLK or the transistor T3 advantageously has the functionality of a switch ST3 and a diode DT3 connected in parallel, as also shown in FIG 1 shown below right. The diode DT3 is connected in the flow direction from the negative input node GLIN- of the rectifier to the intermediate node ZKN of the capacitive voltage divider. The function of the selective coupling component SLK is essentially to selectively switch on and/or switch off a current (or an electrically conductive connection) between the intermediate node ZKN and the negative input node GLIN- of the bridge rectifier. Depending on the version of the selective coupling component SLK, only switching off (electrically disconnecting) the connection between the nodes ZKN and GLIN- may be relevant.

Bei den Komponenten Wechselrichter WR, Resonanzkreis RK, Transformator TF und Gleichrichter GL handelt es sich um die Standardkomponenten eines LLC-Wandlers. Grundsätzlich kann der Wandler W auch nach einem anderen Prinzip aufgebaut sein.The components inverter WR, resonance circuit RK, transformer TF and rectifier GL are the standard components of an LLC converter. In principle, the converter W can also be constructed according to a different principle.

Gemäß der vorliegenden Erfindung kommen die Komponenten der Offset-Kompensation OFK (Kondensator CB etc.), der kapazitive Spannungsteiler KST (Kondensatoren C1, C2) und die selektive Koppelkomponente SLK (bspw. Transistor T3) hinzu.According to the present invention, the components of the offset compensation OFK (capacitor CB etc.), the capacitive voltage divider KST (capacitors C1, C2) and the selective coupling component SLK (e.g. transistor T3) are added.

Der Kondensator CB kann eine Kapazität aufweisen, die so groß ist, dass eine Spannungsänderung auf dem Kondensator CB innerhalb einer Grundperiode T mindestens einer ersten Harmonischen des Wechselsignals, das über den Transformator TF übertragen wird, sehr klein ist. Insbesondere kann die Kapazität bzw. der Kapazitätswert des Kondensators CB sehr viel größer sein als das Produkt aus einem nominalen oder maximalen Ladestrom IDC des Wandlers und einer Grundperiode T eines Wechselsignals des Wandlers W geteilt durch die Ausgangsspannung UDC des Wandlers (CB >> IDC*T/UDC). Ebenso können auch die Kapazitäten C1, C2 oder die Summe der Kapazitäten (C1+C2) des kapazitiven Spannungsteilers KST sehr viel größer sein als das Produkt aus einem nominalen oder maximalen Ladestrom IDC des Wandlers W und einer Grundperiode T eines Wechselsignals des Wandlers geteilt durch die Ausgangsspannung UDC des Wandlers (C1, C2 >> IDC*T/UDC). Insbesondere kann das Größenverhältnis einen Faktor 5 oder 10 oder größer betragen. Grundsätzlich sollte die Spannung auf einer der Kapazitäten C1, C2 oder CB nicht mehr als 20%, vorteilhaft nicht mehr als 10% während einer Periode schwanken.The capacitor CB can have a capacity that is so large that a voltage change on the capacitor CB within a fundamental period T of at least a first harmonic of the alternating signal that is transmitted via the transformer TF is very small. In particular, the capacity or the capacitance value of the capacitor CB can be much larger than the product of a nominal or maximum charging current IDC of the converter and a basic period T of an alternating signal of the converter W divided by the output voltage UDC of the converter (CB >> IDC*T /UDC). Likewise, the capacitances C1, C2 or the sum of the capacitances (C1+C2) of the capacitive voltage divider KST can be much larger than the product of a nominal or maximum charging current IDC of the converter W and a basic period T of an alternating signal of the converter divided by the Output voltage UDC of the converter (C1, C2 >> IDC*T/UDC). In particular, the size ratio can be a factor of 5 or 10 or greater. In principle, the voltage on one of the capacitances C1, C2 or CB should not fluctuate more than 20%, advantageously not more than 10%, during a period.

Die Ausgangsspannung des Transformators TF ist U`AC. Diese wird über die Offset-Kompensationsstufe OFK zur Eingangsspannung UAC des Gleichrichters GL. Die Offset-Kompensationsstufe OFK reduziert den Offset um die Spannung UOffset. Die Spannung UAC, genauer genommen die Wechselspannung UAC, liegt zwischen dem positiven Eingangsknoten GLIN+ des Gleichrichters GL und dem negativen Eingangsknoten GLIN- des Gleichrichters GL.The output voltage of the transformer TF is U`AC. This becomes the input voltage UAC of the rectifier GL via the offset compensation stage OFK. The offset compensation stage OFK reduces the offset by the voltage UOffset. The voltage UAC, more precisely the alternating voltage UAC, lies between the positive input node GLIN+ of the rectifier GL and the negative input node GLIN- of the rectifier GL.

Der Gleichrichter GL ist wie allgemein üblich aufgebaut. Die Dioden D1 und D3 zeigen jeweils von den Eingangsknoten GLIN+ bzw. GLIN- in Flussrichtung zum positiven Ausgangsknoten VOUT+ des Wandlers W. Die Dioden D2 und D4 des Gleichrichters GL zeigen in Flussrichtung vom negativen Ausgangsknoten VOUTdes Wandlers W jeweils zum positiven Eingangsknoten GLIN+ bzw. negativen Eingangsknoten GLIN- des Gleichrichters GL.The rectifier GL is constructed as usual. The diodes D1 and D3 each point from the input nodes GLIN+ and GLIN- in the flow direction to the positive output node VOUT+ of the converter W. The diodes D2 and D4 of the rectifier GL point in the flow direction from the negative output node VOUT of the converter W to the positive input node GLIN+ and negative, respectively Input node GLIN- of the rectifier GL.

Das ‚+‘-Zeichen und das ‚-‘-Zeichen bei TFOUT und GLIN ist nur zur Unterscheidung eingeführt. Ein Tauschen der beiden Vorzeichen ist zulässig und hätte die gleiche Wirkung, wie ein Umpolen einer Trafo-Wicklung. Die prinzipielle Funktion ist davon nicht betroffen.The '+' sign and the '-' sign in TFOUT and GLIN are only introduced for distinction. Swapping the two signs is permitted and would have the same effect as reversing the polarity of a transformer winding. The basic function is not affected by this.

2 zeigt vier Zustände A, B, C und D der Sekundärseite SES eines Wandlers W gemäß dem zuvor erläuterten Ausführungsbeispiel. Es gibt vier Zeitabschnitte t1, t2, t3 und t4, die gemeinsam eine Grundperiode T andauern. Es gilt t1+t2+t3+t4=T. Außerdem gilt t1+t2=t3+t4=T/2. 2 shows four states A, B, C and D of the secondary side SES of a converter W according to the previously explained exemplary embodiment. There are four time periods t1, t2, t3 and t4, which together last a basic period T. The following applies: t1+t2+t3+t4=T. Furthermore, t1+t2=t3+t4=T/2.

Die selektive Koppelkomponente SLK (T3) wird in 2 lediglich als Schalter dargestellt, der entweder geöffnet oder geschlossen ist. Dabei ist zu beachten, dass die Schaltzustände der selektiven Koppelkomponente SLK nicht alle extern vorgegeben werden müssen, sondern sich auch dadurch ergeben können, dass in die selektive Koppelkomponente SLK als Transistor T3 ausgeführt ist, der als Diode DT3 und paralleler Schalter ST3 arbeitet. Dadurch sind die Schaltung und der Betrieb besonders einfach.The selective coupling component SLK (T3) is in 2 simply shown as a switch that is either open or closed. It should be noted that the switching states of the selective coupling component SLK do not all have to be specified externally, but can also result from the fact that the selective coupling component SLK is designed as a transistor T3, which works as a diode DT3 and a parallel switch ST3. This makes switching and operation particularly easy.

An die Eingangsknoten GLIN+ und GLIN- des Gleichrichters GL wird durch den Transformator TF ein Wechselstrom IAC eingeprägt, wie im kleinen oberen Diagramm jeweils dargestellt. Dieser sinusförmige Strom IAC durchläuft zunächst eine positive Halbwelle und dann eine negative Halbwelle und hat die Grundperiode bzw. Periodendauer T (erste Harmonische). Oberwellen des Wechselstroms IAC werden für die vorliegende Betrachtung vernachlässigt.The transformer connects to the input nodes GLIN+ and GLIN- of the rectifier GL TF an alternating current IAC impressed, as shown in the small diagram above. This sinusoidal current IAC first goes through a positive half-wave and then a negative half-wave and has the fundamental period or period length T (first harmonic). Harmonics of the alternating current IAC are neglected for the present consideration.

Im Schritt A befindet sich der momentane Strom IAC innerhalb und im aufsteigenden Teil der positiven Halbwelle. Die selektive Koppelkomponente SLK ist geschlossen, d. h. der Strom kann vom Zwischenknoten ZKN des kapazitiven Spannungsteilers C1, C2 zum negativen Eingangsknoten GLIN- des Gleichrichters GL fließen. Die Eingangsspannung UAC, also die Spannung zwischen den Knoten GLIN+ und GLIN-, ist nun Null. Die Dauer des Schrittes A ist t1. Nach Ablauf der Dauer t1 wird der Schalter bzw. die selektive Koppelkomponente SLK (T3) geöffnet, so dass die Verbindung zwischen den Knoten ZKN und GLIN- keinen Stromfluss mehr zulässt. Dadurch entwickelt sich an den Knoten GLIN+ und GLINeine Spannung UAC, wie sie im linksseitigen Diagramm dargestellt ist. Es folgt der nächste Schritt, also Schritt B. Die Wahl der Dauer t1 ist maßgeblich für die Höhe der Ausgangsspannung. Die Dauer t1 kann nicht größer werden als T/2 und nicht kleiner als Null.In step A, the instantaneous current IAC is within and in the rising part of the positive half-wave. The selective coupling component SLK is closed, i.e. H. the current can flow from the intermediate node ZKN of the capacitive voltage divider C1, C2 to the negative input node GLIN- of the rectifier GL. The input voltage UAC, i.e. the voltage between the nodes GLIN+ and GLIN-, is now zero. The duration of step A is t1. After the duration t1 has elapsed, the switch or the selective coupling component SLK (T3) is opened, so that the connection between the nodes ZKN and GLIN- no longer allows current to flow. This causes a voltage UAC to develop at the nodes GLIN+ and GLIN, as shown in the diagram on the left. The next step follows, i.e. step B. The choice of duration t1 is decisive for the level of the output voltage. The duration t1 cannot be greater than T/2 and cannot be less than zero.

In Schritt A ergeben sich die durch gestrichelte Linien mit Pfeilen angegebenen Maschen. Die eine Masche läuft von GLIN+ durch D1 (in Flussrichtung) und C1 zu ZKNN und GLIN- (verbunden). Die andere Masche läuft von GLIN+ über D1 (in Flussrichtung) durch UDC (Last, Batterie/Akku) und C2 zu ZKN und GLIN-. Damit ergeben sich die Spannung auf C1 zu ungefähr Null und auf C2 zu ungefähr UDC.In step A, the stitches indicated by dashed lines with arrows result. One stitch runs from GLIN+ through D1 (in flow direction) and C1 to ZKNN and GLIN- (connected). The other mesh runs from GLIN+ via D1 (in flow direction) through UDC (load, battery) and C2 to ZKN and GLIN-. This results in the voltage on C1 being approximately zero and on C2 being approximately UDC.

In Schritt B befindet sich der Strom IAC noch in der positiven Halbwelle, nur dass die selektive Koppelkomponente SLK geöffnet ist, so dass kein Stromfluss zwischen von ZKN nach GLIN- möglich ist. In Schritt B ergibt sich die durch gestrichelte Linie mit Pfeil angegebene Masche. Die Masche läuft von GLIN+ über D1 (in Flussrichtung) durch UDC (Last, Batterie/Akku) und D4 (in Flussrichtung) zu GLIN-In step B, the current IAC is still in the positive half-wave, except that the selective coupling component SLK is open, so that no current flow between ZKN and GLIN- is possible. In step B, the stitch indicated by the dashed line with an arrow results. The mesh runs from GLIN+ via D1 (in flow direction) through UDC (load, battery) and D4 (in flow direction) to GLIN-

In Schritt C, also während der Dauer t3, befindet sich der Strom IAC in der negativen Halbwelle. Die selektive Koppelkomponente SLK (T3) ist wiederum geschlossen bzw. stromleitend, so dass ein Stromfluss zwischen den Knoten ZKN und GLIN- möglich ist. Da die Diode DT3 in Flussrichtung zwischen dem Knoten GLIN- und ZKN geschaltet ist, wird diese Verbindung ohnehin leitend, sobald das Potenzial an GLIN- um die Flussspannung der Diode DT3 größer ist als an ZKN. Ein Stromfluss lässt sich dann mit einem MOSFET-Transistor T3, wie im vorliegenden Beispiel, nicht mehr verhindern. Alternativ oder ergänzend kann zusätzlich der Schalter ST3 zu Beginn des Schrittes C geschlossen werden. Nun ergeben sich die Maschen von GLIN- über C1 durch UDC und D2 zu GLIN+ und von GLIN- und ZKN durch C2 und D2 zu GLIN+.In step C, i.e. during the period t3, the current IAC is in the negative half-wave. The selective coupling component SLK (T3) is in turn closed or current-conducting, so that a current flow between the nodes ZKN and GLIN- is possible. Since the diode DT3 is connected in the flow direction between the node GLIN- and ZKN, this connection becomes conductive anyway as soon as the potential at GLIN- is greater than at ZKN by the flow voltage of the diode DT3. A current flow can then no longer be prevented with a MOSFET transistor T3, as in the present example. Alternatively or additionally, the switch ST3 can also be closed at the beginning of step C. Now the stitches result from GLIN- via C1 through UDC and D2 to GLIN+ and from GLIN- and ZKN through C2 and D2 to GLIN+.

In Schritt D gelangt dann der Strom IAC an das Ende der negativen Halbwelle und es ergeben sich die Spannungsverhältnisse wie im Diagramm zu Schritt D angegeben. Eine Masche verläuft von GLIN- über D3 durch UDC und D2 zu GLIN+. Das ist dann der Fall, wenn das Potenzial an GLIN- höher ist als an ZKN.In step D, the current IAC then reaches the end of the negative half-wave and the voltage conditions arise as shown in the diagram for step D. A stitch runs from GLIN- via D3 through UDC and D2 to GLIN+. This is the case when the potential at GLIN- is higher than at ZKN.

Durch Anwendung der Maschenregel ist zu erkennen, dass die Spannung über C1 immer etwa Null beträgt und die Spannung über dem zweiten Kondensator C2 des kapazitiven Spannungsteilers KST der Ausgangsspannung UDC, also der Batteriespannung folgt. In jedem Zyklus (Schritte A bis D) wird etwas Ladung auf die Batterie bzw. den Akku UDC geschoben und die Spannung UDC auf der Batterie/Akku erhöht sich geringfügig. Dieser Spannungserhöhung folgt der zweite Kondensator C2 Schritt für Schritt. Insgesamt kann so eine Spannungserhöhung um bis zu einem Faktor 2 in kontinuierlichen Schritten erreicht werden.By applying the mesh rule it can be seen that the voltage across C1 is always approximately zero and the voltage across the second capacitor C2 of the capacitive voltage divider KST follows the output voltage UDC, i.e. the battery voltage. In each cycle (steps A to D), some charge is pushed onto the battery or accumulator UDC and the voltage UDC on the battery/accumulator increases slightly. The second capacitor C2 follows this voltage increase step by step. Overall, a voltage increase of up to a factor of 2 can be achieved in continuous steps.

Die Werte der Kondensatoren/Kapazitäten C1 und C2 können unterschiedlich sein. Im Extremfall kann C1 oder C2 sogar zu Null werden. Als Konsequenz ergibt sich in den Phasen A und C eine unterschiedliche Strom-Aufteilung zwischen Kondensator- und Dioden-Strömen. Insbesondere kann die Dauer der Phase C und der Phase D verschieden sein bzw. variiert werden. Dies kann genutzt werden, um Verluste zu reduzieren.The values of the capacitors/capacitances C1 and C2 can be different. In extreme cases, C1 or C2 can even become zero. As a consequence, there is a different current distribution between capacitor and diode currents in phases A and C. In particular, the duration of phase C and phase D can be different or varied. This can be used to reduce losses.

3 zeigt vereinfachte Schaltpläne 3A und 3B für ergänzende Lösungen zur Offset-Kompensation OFK. Im Fall der Schaltung gemäß 3A wird ein Widerstand RSYM zwischen die Knoten TFOUT+ und TFOUT- des Transformators TF, also parallel zur Spannung U'AC, geschaltet. Über diesen Widerstand RSYM, kann sich die richtige Offset-Spannung am Kondensator CB einstellen. Das Produkt aus RSYM und CB definiert die Zeitkonstante, mit der sich die Spannung einstellt. 3 shows simplified circuit diagrams 3A and 3B for additional solutions for offset compensation OFK. In the case of the circuit according to 3A A resistor RSYM is connected between the nodes TFOUT+ and TFOUT- of the transformer TF, i.e. in parallel to the voltage U'AC. The correct offset voltage can be set on the capacitor CB via this resistor RSYM. The product of RSYM and CB defines the time constant with which the voltage is established.

Bei schnelleren Lade- bzw. Entladevorgängen der Offset-Kompensation CB kann die Schaltung gemäß 3B genutzt werden. Zusätzlich zum Widerstand RSYM werden parallel zum Widerstand noch jeweils ein Zweig mit einem Transistor 4, einen Widerstand RT4 und einer Diode DT4 sowie ein weiterer Zweig mit einem Transistor T5, einen Widerstand RT5 und einer Diode DT5 in Reihe eingefügt. Die beiden Zweige mit den Transistoren T4 und T5 sind gegenläufig geschaltet. Da RSYM aus Effizienzgründen sehr groß gewählt werden muss, kann die Schaltung gemäß 3A nur sehr langsam auf Änderungen reagieren. Für schnelle, dynamische Vorgänge, kann dann die Schaltung gemäß 3B herangezogen werden, da durch die Transistoren T4 und T5 sehr niedrige Widerstände selektiv realisiert werden können.For faster charging or discharging processes of the offset compensation CB, the circuit can be as follows 3B be used. In addition to the resistor RSYM, a branch with a transistor 4, a resistor RT4 and a diode DT4 and another branch with a transistor T5, a resistor RT5 and a diode DT5 are inserted in series parallel to the resistor. The two branches with the transistors T4 and T5 are connected in opposite directions. Because RSYM from efficiency reasons must be chosen very large, the circuit can be adjusted accordingly 3A respond very slowly to changes. For fast, dynamic processes, the circuit can then be adjusted accordingly 3B be used because the transistors T4 and T5 can selectively realize very low resistances.

4 ist ein vereinfachtes Diagramm, aus dem sich Spannungsverläufe für die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung entnehmen lassen. Dort ist die Spannung UAC über der Zeit aufgetragen. Wichtig sind dabei die Zeitabschnitt t1, t2, t3 und t4. Das Tastverhältnis (Duty-Cycle) ist das Verhältnis zwischen t1 und T (t1/T) und bezieht sich auf eine Grundperiode T. Dieses Tastverhältnis t1/T wird zur Einstellung der Ausgangsspannung UDC verwendet. Die Dauer t1 oder der Zeitpunkt des Übergangs zwischen t1 und t2, markiert den Zeitpunkt, zu dem die selektive Koppelkomponente SLK (T3) geöffnet wird, zu welcher also die Verbindung zwischen dem Zwischenknoten ZKN des kapazitiven Koppelelements SLK und dem (negativen) Eingangsknoten (GLIN-) des Gleichrichters GL unterbrochen wird. Dies ist in 4 durch tSLKO hervorgehoben. Sobald SLK (T3) geöffnet bzw. die Stromverbindung unterbrochen wird, ergibt sich am Eingang des Gleichrichters, also zwischen GLIN+ und GLIN- etwa ein Wert von UDC der Spannung UAC, so lange die positive Halbwelle des eingeprägten Eingangsstroms IAC anhält (vgl. auch 2A bis 2D). 4 is a simplified diagram showing voltage curves for the exemplary embodiments of the present invention. The voltage UAC is plotted there over time. The important periods are t1, t2, t3 and t4. The duty cycle is the ratio between t1 and T (t1/T) and refers to a basic period T. This duty cycle t1/T is used to set the output voltage UDC. The duration t1 or the time of the transition between t1 and t2 marks the time at which the selective coupling component SLK (T3) is opened, at which point the connection between the intermediate node ZKN of the capacitive coupling element SLK and the (negative) input node (GLIN -) of the rectifier GL is interrupted. This is in 4 highlighted by tSLKO. As soon as SLK (T3) is opened or the power connection is interrupted, a value of approximately UDC of the voltage UAC results at the input of the rectifier, i.e. between GLIN+ and GLIN-, as long as the positive half-wave of the impressed input current IAC lasts (see also 2A to 2D ).

Sobald IAC in die negative Halbwelle übergeht, also eine halbe Periode (T/2) durchlaufen ist, wird die Verbindung zwischen ZKN und GLIN- leitend und es ergibt sich die negative Spannung UDC am Eingang des Gleichrichters, also als Wert der Spannung UAC zwischen den Knoten GLIN+ und GLIN-. Die Verbindung kann leitend werden, weil sich dort eine Diode in Flussrichtung befindet, oder aber durch Schließen eines Schalters.As soon as IAC changes to the negative half-wave, i.e. half a period (T/2) has passed, the connection between ZKN and GLIN- becomes conductive and the negative voltage UDC results at the input of the rectifier, i.e. as the value of the voltage UAC between the GLIN+ and GLIN- nodes. The connection can become conductive because there is a diode in the direction of flow, or by closing a switch.

Die Spannung U'AC (hier nicht gezeigt) ist gegenüber UAC um einen Offset verschoben (U'AC=UOffset+UAC). Der Gleichspannungsanteil von U'AC muss durch die Offsetkompensation OFK möglichst vollständig eliminiert werden.The voltage U'AC (not shown here) is shifted by an offset compared to UAC (U'AC=UOffset+UAC). The direct voltage component of U'AC must be eliminated as completely as possible by the offset compensation OFK.

5 zeigt ein vereinfachtes Diagramm, welches das Verhältnis zwischen dem Tastverhältnis (Duty-Cycle) und der Verstärkung des Wandlers W illustriert. Das Tastverhältnis ist t1/T. Demnach reicht dieses von 0 bis 0,5. Die Dauer t1 kann also maximal eine halbe Periodendauer T einnehmen. Die Verstärkung variiert bei Variation des Tastverhältnisses t1 zwischen 0 und 0,5 von einem Wert von 1 bis etwa zu einem Wert von 2. 5 shows a simplified diagram that illustrates the relationship between the duty cycle and the gain of the converter W. The duty cycle is t1/T. This ranges from 0 to 0.5. The duration t1 can therefore take up a maximum of half a period T. The gain varies as the duty cycle t1 varies between 0 and 0.5 from a value of 1 to approximately a value of 2.

Aufgrund zahlreicher Einflüsse der Komponenten des Wandlers sind dabei bestimmte zusätzliche Effekte zu beachten, die jedoch durch entsprechendes Kalibrieren des Tastverhältnisses ausgeglichen werden können. Zum einen ergibt sich eine Phasenverschiebung in Abhängigkeit vom Tastverhältnis, die bei einem Tastverhältnis von 0 und einem Tastverhältnis von 50% zwar 0 ist, dazwischen aber ein Maximum erreicht. Zum anderen nimmt der Offset des Eingangssignals mit zunehmenden Tastverhältnis betragsmäßig zu, wird im vorliegenden Beispiel also immer negativer. Diese beiden Aspekte können kompensiert werden.Due to numerous influences of the converter's components, certain additional effects must be taken into account, but these can be compensated for by appropriately calibrating the duty cycle. On the one hand, there is a phase shift depending on the duty cycle, which is 0 at a duty cycle of 0 and a duty cycle of 50%, but reaches a maximum in between. On the other hand, the offset of the input signal increases in magnitude as the duty cycle increases, so in the present example it becomes more and more negative. These two aspects can be compensated.

Insgesamt sollte die Fläche zwischen der Spannung UAC und 0 während t1 und t2 betragsmäßig genauso groß sein, wie während t3 und t4. Insgesamt sollte der Offset also komplett ausgeglichen werden. Dies gelingt durch den Einsatz und die Verwendung von Schaltungen aus 3A und 3B.Overall, the area between the voltage UAC and 0 during t1 and t2 should be the same size as during t3 and t4. Overall, the offset should be completely compensated. This is achieved through the use and use of circuits 3A and 3B .

Claims (7)

Wandler (W) mit einem Transformator (TF) für ein Wechselsignal und einem sekundärseitigen Gleichrichter (GL), wobei der Wandler (W) einen ausgangsseitigen kapazitiven Spannungsteiler (C1, C2), der zwischen die Ausgangsknoten (VOUT+, VOUT-) des Wandlers (W) elektrisch gekoppelt ist, und eine selektive Koppelkomponente (T3), die zwischen einen Eingangsknoten (GLIN-/+) des Gleichrichters (GL) und einen Zwischenknoten (ZKN) des kapazitiven Spannungsteilers (C1, C2) elektrisch gekoppelt ist, aufweist, und die selektive Koppelkomponente (T3) so eingerichtet ist, dass sie eine elektrische Verbindung in mindestens eine Stromrichtung selektiv unterbrechen kann, wobei der Wandler so eingerichtet ist, dass eine ausgangsseitige Spannung (UDC) durch Einstellen eines Verhältnisses einer Dauer (t2) einer Unterbrechung der elektrischen Verbindung zu einer Grundperiode des Wechselsignals selektiv einstellbar ist, wobei die selektive Koppelkomponente die Funktion eines Schalters (ST3) mit einer parallelen Diode (DT3) hat, wobei die Diode (DT3) vom negativen Eingangsknoten zum Zwischenknoten des kapazitiven Spannungsteilers in Flussrichtung elektrisch gekoppelt ist, wobei der Wandler (W) dadurch gekennzeichnet ist, dass die selektive Koppelkomponente ein einziger Transistor (T3) ist, insbesondere ein MOSFET-Transistor.Converter (W) with a transformer (TF) for an alternating signal and a secondary-side rectifier (GL), the converter (W) having an output-side capacitive voltage divider (C1, C2) which is connected between the output nodes (VOUT+, VOUT-) of the converter ( W) is electrically coupled, and has a selective coupling component (T3), which is electrically coupled between an input node (GLIN-/+) of the rectifier (GL) and an intermediate node (ZKN) of the capacitive voltage divider (C1, C2), and the selective coupling component (T3) is set up so that it can selectively interrupt an electrical connection in at least one current direction, the converter being set up so that an output-side voltage (UDC) is generated by setting a ratio of a duration (t2) of an interruption of the electrical Connection to a basic period of the alternating signal can be selectively adjusted, the selective coupling component having the function of a switch (ST3) with a parallel diode (DT3), the diode (DT3) being electrically coupled from the negative input node to the intermediate node of the capacitive voltage divider in the flow direction, wherein the converter (W) is characterized in that the selective coupling component is a single transistor (T3), in particular a MOSFET transistor. Wandler (W) nach Anspruch 1, wobei zwischen einer Sekundärseite (SEK) des Transformators (TF) und dem Gleichrichter (GL) eine Offsetkompensation, insbesondere ein Kondensator (CB), vorgesehen ist.converter (W). Claim 1 , wherein an offset compensation, in particular a capacitor (CB), is provided between a secondary side (SEK) of the transformer (TF) and the rectifier (GL). Wandler (W) nach Anspruch 2, wobei die Offsetkompensation (CB) zwischen einen ersten sekundärseitigen Knoten (TFOUT+/-) des Transformators (TF) und einen ersten Eingangsknoten (GLIN+/-) des Gleichrichters (GL) elektrisch gekoppelt ist.converter (W). Claim 2 , where the offset compensation (CB) is between a first is electrically coupled to a secondary-side node (TFOUT+/-) of the transformer (TF) and a first input node (GLIN+/-) of the rectifier (GL). Wandler (W) nach Anspruch 3, wobei eine oder alle Kapazitätswerte der Offset-Kompensationsstufe (OFK) und/oder des kapazitiven Spannungsteilers (KST) so groß bezüglich der in einer Grundperiode (T) eines Wechselsignals des Wandlers (W) zur Last abfließenden Ladung, dass eine Spannungsänderung innerhalb einer Periode nicht größer als 20%, vorzugsweise nicht größer als 10% ist.converter (W). Claim 3 , where one or all capacitance values of the offset compensation stage (OFK) and / or the capacitive voltage divider (KST) are so large with respect to the charge flowing to the load in a basic period (T) of an alternating signal of the converter (W) that a voltage change within one period is not greater than 20%, preferably not greater than 10%. Kraftfahrzeug mit einem Wandler nach einem der vorstehenden Ansprüche.Motor vehicle with a converter according to one of the preceding claims. Verfahren zur Regelung der sekundärseitigen Spannung eines Wandlers (W) unter Verwendung des Wandlers nach den Ansprüchen 1 bis 4 mit den Schritten: Regeln der sekundärseitigen Spannung (UDC) des Wandlers (W) durch Einstellen eines Zeitpunktes (tSLKO) einer Unterbrechung einer elektrischen stromleitenden Verbindung zwischen einem Eingangsknoten (GLIN-/+) eines sekundärseitigen Gleichrichters (GL) und einem ausgangsseitigen kapazitiven Spannungsteiler (KST) und/oder durch Einstellen eines (Tast-)Verhältnisses von Ein- zu Ausschaltzeiten der leitenden Verbindung.Method for regulating the secondary side voltage of a converter (W) using the converter according to Claims 1 until 4 with the steps: regulating the secondary-side voltage (UDC) of the converter (W) by setting a point in time (tSLKO) of an interruption of an electrical current-carrying connection between an input node (GLIN-/+) of a secondary-side rectifier (GL) and an output-side capacitive voltage divider ( KST) and/or by setting a (duty) ratio of on to off times of the conductive connection. Verfahren nach Anspruch 6, das ferner umfasst: zusätzliches Regeln der sekundärseitigen Spannung durch Variieren der Frequenz des Wandlers.Procedure according to Claim 6 , further comprising: additionally regulating the secondary side voltage by varying the frequency of the converter.
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