DE102019102777A1 - Pulsweitenmodulations-Mustergenerator und entsprechende Systeme, Verfahren und Computerprogramme - Google Patents

Abstract

Ein Pulsweitenmodulations-Mustergenerator zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters wird bereitgestellt. In mindestens einer Betriebsart wird der Dreiphasen-Wechselrichter derart gesteuert, dass sich mindestens vier Leistungsbauelemente des Wechselrichters beim Führen eines vollen Stroms während des Anwendens von Nullvektoren in einer Steuerperiode abwechseln.

Description

• Erfindungsgebiet
• Die vorliegende Anmeldung betrifft Pulsweitenmodulations(PWM)-Mustergeneratoren, die ausgelegt sind zum Steuern beispielsweise eines Dreiphasen-Wechselrichters, einen derartigen Mustergenerator enthaltende Systeme und entsprechende Verfahren und Computerprogramme.
• Hintergrund
• Permanentmagnet-Synchronmotoren (PMSMs - Permanent Magnet Synchronous Motors) werden in einer Vielfalt von Anwendungen verwendet, einschließlich Kraftfahrzeug-, Industrie- und Verbraucheranwendungen. Für hybridelektrische Fahrzeuge und Elektrofahrzeuge wie etwa elektrische Wagen werden PMSMs z.B. als Motorgeneratoren sowohl zum Fahren des Fahrzeugs als auch zum Erzeugen eines Stroms für das Fahrzeug beispielsweise während Verlangsamungsphasen verwendet. Wenn der Motorgenerator als ein Motor verwendet wird, ist eine feldorientierte Steuerung (FOC) über Raumvektor-Pulsweitenmodulation (SVPWM) ein oftmals verwendeter Ansatz zum Ansteuern des Motors über einen Dreiphasen-Wechselrichter. Die feldorientierte Steuerung wird beispielsweise in US 9,614,473 B1 beschrieben. Auch in anderen Anwendungen kann ein Elektromotor unter Verwendung von FOC angesteuert werden. Ein Dreiphasen-Wechselrichter enthält in vielen Anwendungen drei Halbbrücken, wobei jede Halbbrücke zwei Schalter wie etwa IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) oder andere Transistoren umfasst. Solche Schalter werden auch als Leistungsschalter bezeichnet. Jede Halbbrücke umfasst weiterhin zwei Dioden, und jede Diode ist antiparallel zu einem assoziierten Schalter gekoppelt.
• Antiparallel bedeutet, dass eine Durchlassrichtung der Diode einer bevorzugten Stromflussrichtung des assoziierten Schalters entgegengesetzt ist, beispielsweise entgegengesetzt einer Durchlassrichtung eines als ein Schalter verwendeten IGBT. Diese Dioden können in einigen Schalterumsetzungen in dem Design des Schalters inhärent sein, wohingegen sie in anderen Anwendungen separat bereitgestellt werden können. Solche Dioden werden in einigen Kontexten auch als Freilaufdioden bezeichnet. Die Schalter und die Dioden werden hierin gemeinsam als Leistungsbauelemente bezeichnet.
• Wenn sich der Motor im Betrieb dreht, werden die Schalter auf Basis eines Rückkopplungssignals von dem Motor, das die Winkelposition unter Verwendung von Steuervektoren, oder mit anderen Worten einem Rückkopplungswinkel, anzeigt, gesteuert. Bei einem derartigen Steuerschema wechseln sich die Leistungsbauelemente ab beim Leiten von Strom, der durch Wicklungen des Motors fließt, um Drehmoment zum Ansteuern des Motors zu liefern.
• Dieser Ansatz kann jedoch zu Problemen führen, wenn der Rotor des Motors verriegelt ist, d.h. sich nicht bewegt. Dies kann beispielsweise in gewissen Fahrsituationen in einem Elektrofahrzeug auftreten. In diesem Fall fließt der Strom immer durch die gleichen Leistungsbauelemente, bestimmt durch die Position, in der der Rotor verriegelt ist, was ein Überhitzen dieser Leistungsbauelemente verursachen kann, auch als Hotspots bezeichnet. Ähnliche Probleme können in anderen Fällen auftreten, z.B. bei sehr niedrigen Drehzahlen des Rotors.
• Um dies weiter zu veranschaulichen, gibt es drei Worst-Case-Szenarien für Elektrofahrzeuge für den Betrieb eines Dreiphasen-Wechselrichters, die auch als der Spitzenleistungsfall, der Spitzendrehmomentfall und der Verriegelte-Rotor-Drehmoment-Fall bezeichnet werden. Die Spitzenleistung tritt oftmals in einem Beschleunigungsstadium auf, d.h., wenn das Fahrzeug beschleunigt wird und maximale Leistung für die Beschleunigung erfordert, so dass der Motor möglicherweise maximale Leistung zieht. Der Spitzendrehmomentfall tritt beispielsweise auf, wenn einen Hügel hochgefahren wird. Der Verriegelte-Rotor-Drehmoment-Fall kann auftreten, wenn mit dem Aufwärtsfahren eines Hügels oder des Erkletterns eines Hindernisses gestartet wird, d.h., wenn die Winkeldrehung des Motors des Elektrofahrzeug wesentlich reduziert oder vollständig gestoppt ist.
• Im Allgemeinen ist das abgegebene Drehmoment eines Motors proportional zu dem durch den Motor fließenden Phasenstrom. Bei vielen Designs ist das Drehmoment in dem Verriegelte-Rotor-Drehmoment-Fall, d.h. das durch den Motor im Fall eines verriegelten Rotors generierte Drehmoment, so ausgelegt, dass es nahe dem Spitzendrehmoment ist. Da bei solchen Designs der Leistungsverlust bei dem Verriegelte-Rotor-Drehmoment über dem Leistungsverlust bei den Fällen Spitzendrehmoment und Spitzenleistung liegt, kann der Verriegelte-Rotor-Drehmoment-Fall in solchen Designs als das Worst-Case angesehen werden. Dies bedeutet, dass der Leistungsverlust in dem Verriegelte-Rotor-Drehmoment-Fall das Design der Leistungsschalter bestimmt, wenn der Dreiphasen-Wechselrichter ausgelegt wird, da die Leistungsschalter in der Lage sein müssen, die Hotspot-Temperatur und die Leistungsverluste in dem Verriegelte-Rotor-Fall auszuhalten (z.B. Erhitzung aufgrund der Leistungsverluste). Das Auslegen von Leistungsschaltern für höhere Leistungsverluste ist zwar möglich, vergrößert aber allgemein die Flächenanforderung und die Kosten der Leistungsschalter.
• Kurzdarstellung
• Ein Pulsweitenmodulations-Mustergenerator, wie in Anspruch 1 definiert, und ein Verfahren, wie in Anspruch 12 definiert, werden bereitgestellt. Die abhängigen Ansprüche definieren weitere Ausführungsformen, ein System, das einen derartigen PWM-Mustergenerator umfasst, und ein das Verfahren betreffende Computerprogramm.
• Gemäß einer Ausführungsform wird ein Pulsweitenmodulations-Mustergenerator bereitgestellt, der ausgebildet ist zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters,
  wobei der Dreiphasen-Wechselrichter drei Halbbrücken umfasst, die jeweils zwei Schalter und zwei Dioden, die antiparallel zu den Schaltern gekoppelt sind, als Leistungsbauelemente umfassen,
  wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgebildet ist zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters unter Verwendung einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation,
  wobei in mindestens einer Betriebsart der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgelegt ist zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters derart, dass in jeder Steuerperiode der Raumvektor-Pulsweitenmodulation mindestens vier der Leistungsbauelemente des Dreiphasen-Wechselrichters sich beim Führen eines vollen Stroms während des Anwendens eines Nullvektors abwechseln,
  wobei Nullvektoren Vektoren sind, wo alle drei Halbbrücken auf eine gleiche Weise gesteuert werden, und wobei ein voller Strom ein Absolutstromwert eines größten Phasenstroms unter drei Phasenströmen des Dreiphasen-Wechselrichters ist.
• Gemäß weiteren Ausführungsformen wird ein Verfahren zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters bereitgestellt, wobei der Dreiphasen-Wechselrichter drei Halbbrücken umfasst, die jeweils zwei Schalter und zwei Dioden, die antiparallel zu den Schaltern gekoppelt sind, als Leistungsbauelemente umfasst, wobei das Verfahren umfasst:
• Verwenden einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation,
• und in mindestens einer Betriebsart, Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters derart, dass in jeder Steuerperiode der Raumvektor-Pulsweitenmodulation vier der Leistungsbauelemente sich beim Führen eines vollen Stroms während des Anwendens eines Nullvektors abwechseln, wobei Nullvektoren Vektoren sind, wo alle drei Halbbrücken auf die gleiche Weise gesteuert werden, und wobei ein voller Strom ein Absolutstromwert eines größten Phasenstroms unter drei Phasenströmen des Dreiphasen-Wechselrichters ist.
• Die obige kurze Darstellung soll lediglich einen kurzen Überblick über einige Merkmale einiger Ausführungsformen vermitteln und ist nicht als beschränkend auszulegen, da andere Ausführungsformen andere Merkmale als die oben explizit definierten umfassen können.
• Figurenliste
• 1 ist ein Diagramm, das ein System gemäß einer Ausführungsform darstellt.
• 2 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren gemäß einer Ausführungsform darstellt.
• 3 ist ein Diagramm, das eine feldorientierte Steuerung unter Verwendung von Raumvektor-Pulsweitenmodulation darstellt.
• 4 ist ein weiteres Diagramm, das eine feldorientierte Steuerung unter Verwendung von Raumvektor-Pulsweitenmodulation darstellt.
• 5 ist ein Diagramm eines Referenzbeispiels, das eine herkömmliche feldorientierte Steuerung darstellt.
• 6 ist ein Diagramm eines weiteren Referenzbeispiels, das eine herkömmliche feldorientierte Steuerung an einer anderen Rotorposition darstellt.
• 7 ist ein Diagramm, das darstellt, welche Leistungsbauelemente einen vollen Strom in welchem Sektor einer herkömmlichen feldorientierten Steuerung führen.
• 8 ist ein Diagramm, das eine feldorientierte Steuerung unter Verwendung von Raumvektor-Pulsweitenmodulation gemäß einer Ausführungsform darstellt.
• 9 ist ein Diagramm, das eine feldorientierte Steuerung unter Verwendung von Raumvektor-Pulsweitenmodulation gemäß einer weiteren Ausführungsform darstellt.
• 10 veranschaulicht ein Doppel-Dreiphasen-Motorsystem als ein Beispielsanwendungsszenarium.
• 11 veranschaulicht einen Doppel-Dreiphasen-Motor, der in dem System von 10 verwendet werden kann.
• Ausführliche Beschreibung
• Nachfolgend werden verschiedene Ausführungsformen unten unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ausführlich erörtert. Diese Ausführungsformen werden lediglich als Beispiel vorgelegt und sind nicht als beschränkend auszulegen. Merkmale von verschiedenen Ausführungsformen können kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen zu bilden. Variationen, Modifikationen und Details, bezüglich einer der Ausführungsformen beschrieben, lassen sich ebenfalls auf andere Ausführungsformen anwenden und werden deshalb nicht wiederholt beschrieben.
• 1 ist ein Diagramm, das ein System gemäß einer Ausführungsform darstellt, einschließlich eines Pulsweitenmodulations(PWM)-Mustergenerators 10, der in mindestens einer Betriebsart Techniken gemäß Ausführungsformen wie hierin offenbart und wie weiter unten beschrieben werden wird verwendet.
• Das System von 1 umfasst neben dem PWM-Mustergenerator 10 eine Stromquelle 11, im Fall eines Fahrzeugs beispielsweise die Batterie des Fahrzeugs, einen Dreiphasen-Wechselrichter, allgemein mit 110 bezeichnet, und einen Motor 17. Ein Kondensator 111 kann parallel zur Stromquelle 11 gekoppelt sein.
• Der Dreiphasen-Wechselrichter 110 enthält drei Halbbrücken. Eine erste Halbbrücke umfasst ein erstes High-Side-Bauelement M1 und ein erstes Low-Side-Bauelement M2, eine zweite Halbbrücke umfasst ein zweites High-Side-Bauelement M3 und ein zweites Low-Side-Bauelement M4, und eine dritte Halbbrücke umfasst ein drittes High-Side-Bauelement M5 und ein drittes Low-Side-Bauelement M6. Jede Halbbrücke ist zwischen einen ersten Anschluss der Stromquelle 11 und einen zweiten Anschluss der Stromquelle 11 gekoppelt. Jedes der High-Side-Bauelemente M1, M3, M5 umfasst einen jeweiligen High-Side-Schalter 12A, 12B, 12C und eine jeweilige Diode 13A, 13B, 13C, antiparallel zu dem jeweiligen High-Side-Schalter 12A, 12B, 12C gekoppelt. Gleichermaßen umfasst jeder der Low-Side-Bauelemente M2, M4 und M6 einen jeweiligen Low-Side-Schalter 14A, 14B, 14C und eine jeweilige Diode 15A, 15B, 15C, antiparallel zu dem jeweiligen Low-Side-Schalter 14A, 14B, 14C gekoppelt. Bei einigen Ausführungsformen können die Schalter 12A-12C und 14A-14C als Transistoren umgesetzt sein, beispielsweise IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), BJTs (Bipolar Junction Transistors) oder Feldeffekttransistoren wie etwa Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs). Die Dioden 13A-13C und 15A-15C können separat bereitgestellte Dioden oder in einigen Fällen Dioden als Teil des Transistordesigns des jeweiligen Schalters sein, beispielsweise Körperdioden. Die Schalter 12A-12C, 14A-14C und die Dioden 13A-13C, 15A-15C werden hierin kollektiv als Leistungsbauelemente bezeichnet. Deshalb umfasst der Wechselrichter 110 in der Ausführungsform von 1 12 solcher Leistungsbauelemente.
• Der Wechselrichter 110 besitzt drei Ausgangsknoten 112A, 112B, 112C, die jeweils zwischen einem jeweiligen Paar aus High-Side-Schalter und Low-Side-Schalter liegen, wie in 1 gezeigt. Die Halbbrücken und ihre jeweiligen Ausgangsknoten werden hier auch als Phasen U, V beziehungsweise W bezeichnet, und der über den jeweiligen Ausgangsknoten fließende Strom wird auch als ein Phasenstrom bezeichnet. Der Motor 17 umfasst drei Wicklungen 18A, 18B, 18C. Die Wicklungen 18A-18C können Statorwicklungen sein, während ein Rotor Permanentmagnete besitzt, in einigen Ausführungsformen. In anderen Ausführungsformen kann es sich bei den Wicklungen 18A-18C um Rotorwicklungen handeln. Ein erstes Ende von Wicklung 18A ist an den Ausgangsknoten 112A gekoppelt, ein erstes Ende von Wicklung 18B ist an den Ausgangsknoten 112B gekoppelt, und ein erstes Ende der dritten Wicklung 18C ist an den Ausgangsknoten 122C gekoppelt, d.h. in Betrieb wird jeder der drei Phasenströme an eine assoziierte Wicklung 18A-18C geliefert. Zweite Endungen der Wicklungen 18A, 18B und 18C sind zusammengekoppelt. In Betrieb werden die High-Side-Schalter 12A-12C und Low-Side-Schalter 14A-14C durch durch den PWM-Mustergenerator 10 ausgegebene pulsweitenmodulierte Signale pwm angesteuert, was das Fließen eines Stroms zum Motor 17 verursacht, was wiederum verursacht, dass die Wicklungen 18A-18C Magnetfelder Erzeugen, die ein Motordrehmoment Erzeugen. Die pulsweitenmodulierten Signale pwm werden auf Basis eines feldorientierten Steuerschemas unter Verwendung von Raumvektoren generiert, wie später ausführlicher erläutert werden wird, auf Basis eines Rückkopplungssignals fb, was eine Winkelposition des Rotors des Motors 17 anzeigt, über einen Rückkopplungspfad 19 empfangen, d.h. einen Rückkopplungswinkel. Eine derartige Winkelposition kann durch herkömmliche Sensoren gemessen werden.
• In mindestens einer Betriebsart ist der PWM-Mustergenerator 10 ausgebildet zum Erzeugen von Signalen pwm auf eine Weise, dass in jeder Steuerperiode mindestens vier Leistungsbauelemente sich abwechseln beim Führen eines vollen Stroms während der Anwendung eines Nullvektors, wobei alle drei Halbbrücken auf die gleiche Weise, wie später erörtert, während einer Steuerperiode gesteuert werden. Eine derartige Betriebsart kann beispielsweise ein Modus für eine niedrige Drehzahl sein, insbesondere ein Fall, wo der Rotor verriegelt ist, kann aber auch in anderen Situationen verwendet werden. Eine Steuerperiode ist, wie später ausführlicher beschrieben werden wird, eine Periode, während der eine gewisse Sequenz von Vektoren angewendet wird, um die Signale pwm zu bestimmen. Nach der Steuerperiode wird, solange sich die Winkelposition des Rotors in einem gleichen Sektor befindet, die Sequenz von Vektoren in einer nächsten Steuerperiode wiederholt. Ein voller Strom ist im Wesentlichen ein größter Strom, der zu einer gegebenen Zeit durch den Wechselrichter fließt. Genauer gesagt ist der volle Strom ein Absolutstromwert des größten Phasenstroms der drei Phasenströme (Ströme durch die Knoten 112A-112C in 1) während des Ladens von Motorwicklungen oder Entladens von Motorwicklungen, d.h. während einer vollständigen Steuerperiode, wobei der volle Strom ein Mittelwert in einer Steuerperiode oder ein Übergangswert zu einer beliebigen Zeit der Steuerperiode sein kann. In vielen Steuerschemata trägt zu jeder gegebenen Zeit eines der Leistungsbauelemente die Summe aus Strömen, die durch zwei andere Leistungsbauelemente fließen. Beispielsweise kann in einer Situation, wie in 1 gezeigt, wo die Schalter 12A-12C offen sind (nicht leitend zwischen ihren jeweiligen Lastanschlüssen) und die Schalter 14A-14C geschlossen sind (leitend zwischen ihren Anschlüssen), ein Strom über die Diode 15C zum Motor 17 fließen, was eine Summe aus Strömen ist, die von dem Motor 17 über die Schalter 14A, 14B fließen, wie gezeigt. In anderen Phasen einer Steuerperiode können ähnliche Situationen auftreten, wo ein Strom über eines der Leistungsbauelemente (der volle Strom) eine Summe aus Strömen ist, die über zwei andere Leistungsbauelemente fließen.
• Der PWM-Mustergenerator 10 kann unter Verwendung von Software, Hardware, Firmware oder Kombinationen davon umgesetzt werden. Beispielsweise kann der PWM-Mustergenerator 10 unter Verwendung von einem oder mehreren Prozessoren umgesetzt werden, die durch einen entsprechenden Programmcode programmiert sind, kann aber auch unter Verwendung von Hardware wie etwa applikationsspezifischen integrierten Schaltungen (ASICs) oder feldprogrammierbaren Gatearrays (FPGAs) umgesetzt werden.
• 2 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren gemäß einer Ausführungsform darstellt. Das Verfahren von 2 kann in einem PWM-Mustergenerator 10 von 1 umgesetzt werden, kann aber auch unabhängig davon umgesetzt werden. Bei einigen Ausführungsformen kann das Verfahren von 2 unter Verwendung eines Programmcodes umgesetzt werden, der beispielsweise auf einem greifbaren Speichermedium vorgesehen sein kann und der, wenn er auf einem Prozessor läuft, bewirkt, dass das Verfahren von 2 ausgeführt wird. Umsetzungen vollständig oder teilweise in Hardware, beispielsweise unter Verwendung von ASICs, FPGAs oder einer anderen spezifischen Hardware, sind ebenfalls möglich.
• Bei 20 in 2 umfasst das Verfahren das Detektieren eines niedrigen Rotordrehzahlzustands oder eines verriegelten Rotorzustands. Beispielsweise kann detektiert werden, wann die Rotordrehzahl eines Motors unter einem vordefinierten Schwellwert liegt, beispielsweise bei oder nahe null, was ein verriegelter Rotorzustand anzeigt.
• Bei 21 werden beim Detektieren des niedrigen Rotordrehzahlzustands oder dem verriegelten Rotorzustand bei 20 Leistungsbauelemente eines Dreiphasen-Wechselrichters, beispielsweise die Leistungsbauelemente des Wechselrichters 110 von 1, derart gesteuert, dass sich mindestens vier Leistungsbauelemente abwechseln beim Führen eines vollen Stroms in jeder Steuerperiode, während Nullvektoren angewendet werden, wie oben kurz für das System von 1 erläutert. Es sei angemerkt, dass in anderen Ausführungsformen das Detektieren des niedrigen Rotordrehzahlzustands bei 20 entfallen kann und die Steuerung bei 21 ungeachtet des Zustands des Motors, insbesondere eines Rotors davon, durchgeführt werden kann.
• Als Nächstes werden Steuertechniken für Leistungsbauelemente eines Dreiphasen-Wechselrichters gemäß einigen Ausführungsformen, der zum Steuern der Leistungsbauelemente verwendet werden kann, so dass mindestens vier Leistungsbauelemente sich abwechseln beim Führen eines vollen Stroms in jeder Steuerperiode, während Nullvektoren angewendet werden, ausführlicher beschrieben. Zum besseren Verständnis wird zuerst unter Bezugnahme auf 3-7 eine feldorientierte Steuerung unter Verwendung von Raumvektor-Pulsweitenmodulation im Allgemeinen beschrieben, und das Problem von Hotspots im Fall eines verriegelten Motorzustands wird ausführlicher erläutert. Danach werden verschiedene nicht beschränkende Ausführungsformen beschrieben.
• 3 zeigt sechs grundlegende aktive Vektoren ${\overrightarrow{V}}_1\text{ bis }{\overrightarrow{V}}_6$

  

  und sechs Sektoren 1-6 für eine elektrische Periode. Eine elektrische Periode entspricht einer vollen Drehung des Rotors um 360°. Jeder der aktiven Vektoren ${\overrightarrow{V}}_1\text{ bis }{\overrightarrow{V}}_6$

  

  ist mit einem jeweiligen Winkel assoziiert. Beispielsweise ist der Winkel von ${\overrightarrow{V}}_1$

  

  0°, der Winkel von ${\overrightarrow{V}}_2$

  

  ist 60°, der Winkel von ${\overrightarrow{V}}_3$

  

  ist 120°, der Winkel von ${\overrightarrow{V}}_4$

  

  ist 180°, der Winkel ${\overrightarrow{V}}_5$

  

  ist 240° und der Winkel von ${\overrightarrow{V}}_6$

  

  ist 300°. Außerdem werden zwei sogenannte Nullvektoren ${\overrightarrow{V}}_0=\left[000\right]\text{ und }{\overrightarrow{V}}_7\left[111\right]$

  

  verwendet. Die drei Ziffern des Vektors zeigen die Steuerung der High-Side-Schalter eines Dreiphasen-Wechselrichters (beispielsweise High-Side-Schalter 12A, 12B, 12C in 1) an, wobei eine „1“ einen geschlossenen Schalter anzeigt und eine „0“ einen offenen Schalter anzeigt. Der entsprechende Low-Side-Schalter wird auf umgekehrte Weise zu dem jeweiligen High-Side-Schalter gesteuert, d.h., wenn der High-Side-Schalter einer Halbbrücke geschlossen ist, der Low-Side-Schalter offen ist und umgekehrt. Mit Nullvektoren werden deshalb alle drei Halbbrücken auf die gleiche Weise gesteuert.
• Die Steuerung innerhalb einer Steuerperiode hängt von dem erfassten Winkel des Rotors ab, auch als elektrischer Grad bezeichnet. Wenn beispielsweise der erfasste Winkel 240° beträgt, entspricht dies dem Vektor ${\overrightarrow{V}}_5=\left[001\right].$

  

  Dies bedeutet, dass für die erste Halbbrücke (Phase U) der High-Side-Leistungsschalter (12A) offen ist und der Low-Side-Schalter (14A) geschlossen ist, bei der zweiten Halbbrücke (Phase V) auch der High-Side-Leistungsschalter (12B in 1) offen ist und der Low-Side-Leistungsschalter (14B in 1) geschlossen ist und für die dritte Halbbrücke (Phase W) der High-Side-Leistungsschalter (12C in 1) geschlossen ist und der Low-Side-Leistungsschalter (14C in 1) offen ist.
• Wenn ein Ist-Winkel keinem der grundlegenden aktiven Vektoren entspricht, beispielsweise Vektor ${\overrightarrow{V}}_{ref}$

  

  von 3 entspricht, begrenzen die Vektoren den Sektor, in dem der Ist-Winkel für die Steuerung verwendet wird. Beispielsweise befindet sich ${\overrightarrow{V}}_{ref}$

  

  im Sektor 1, so dass die Vektoren ${\overrightarrow{V}}_1\text{ bis }{\overrightarrow{V}}_2$

  

  für eine Steuerung gemäß einem pulsweitenmodulierten Schema verwendet werden, zusammen mit den Nullvektoren ${\overrightarrow{V}}_0\text{ und }{\overrightarrow{V}}_7.$

  

  Beispielsweise kann in einem gegebenen Sektor k (k = 1, 3, 5; d.h. ungerade Sektorzahl) das Steuerschema gemäß ${\overrightarrow{V}}_0-{\overrightarrow{V}}_k->{\overrightarrow{V}}_{k+1}->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_{k+1}->{\overrightarrow{V}}_k->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  sein. Ein Beispiel für den Vektor ${\overrightarrow{V}}_{ref}$

  

  in Sektor 1 ist in 4 gezeigt. Hier wechselt die Steuerung von ${\overrightarrow{V}}_0=\left[000\right]$

  

  zu ${\overrightarrow{V}}_1=\left[100\right]$

  

  zu ${\overrightarrow{V}}_2=\left[110\right]$

  

  usw. Die Signale „pwm Phase U“, „pwm Phase V“ und „pwm Phase W“ zeigen die Steuersignale für die drei Phasen U, V, W des Dreiphasen-Wechselrichters für das Beispiel wie in 1 gezeigt, wo ein H-Signal einen geschlossenen High-Side-Schalter und einen offenen Low-Side-Schalter anzeigt, während ein L-Signal einen offenen High-Side-Schalter und einen geschlossenen Low-Side-Schalter anzeigt, und auch einer Spannung an dem jeweiligen Ausgangsknoten (H oder L) entspricht, z.B. Ausgangsknoten 112A-112C von 1. Für die Sektoren k=2, 4, 6; d.h. gerade Sektorzahl, werden in der obigen Sequenz ${\overrightarrow{V}}_k\text{ und }{\overrightarrow{V}}_{k+1}$

  

  vertauscht.
• Um mehr Details zu liefern, zeigt 4 eine Steuerung über eine Steuerperiode Ts. Wie hierin verwendet, wird Ts verwendet sowohl zur Bezugnahme auf die Steuerperiode als auch auf deren Zeitdauer. Die Zeiten T0, Tk und Tk+1 zeigen die Dauern an, während deren die jeweiligen Vektoren angewendet werden, wie in 1 gezeigt. Beispielsweise wird in 4 der erste Nullvektor ${\overrightarrow{V}}_0$

  

  für T0/2 angewendet, dann wird ${\overrightarrow{V}}_1$

  

  während einer Zeitdauer Tk angewendet, dann wird ${\overrightarrow{V}}_2$

  

  während einer Zeitdauer Tk+1 angewendet usw. Tk und Tk+1 werden gemäß dem Winkel zwischen dem Vektor ${\overrightarrow{V}}_{ref},$

  

  d.h. dem Stromvektor, und ${\overrightarrow{V}}_1\left({\overrightarrow{V}}_k\right)$

  

  im Allgemeinen und einer Zielspannungsamplitude des Vektors ${\overrightarrow{V}}_{ref}$

  

  berechnet. Je näher beispielsweise ${\overrightarrow{V}}_1\text{ an }{\overrightarrow{V}}_{ref}$

  

  ist, umso länger ist Tk im Vergleich zu Tk+1. T0 ist dann gleich Ts/2 - Tk - Tk+1.
• Wenn der Winkel des Vektors ${\overrightarrow{V}}_{ref}$

  

  einem der sechs Vektoren ${\overrightarrow{V}}_1\text{ bis }{\overrightarrow{V}}_6$

  

  entspricht, wird ein ähnliches Steuerschema wie in 4 gezeigt verwendet, doch werden die Zeiten Tk und Tk+1 zu einer einzelnen Zeit Tkk vereinigt, wo der entsprechende grundlegende Vektor angewendet wird.
• Die entsprechende Steuerfrequenz Fs = 1/Ts kann beispielsweise 8 kHz für mittlere und hohe Motordrehzahlen sein, kann zu 4 kHz für niedrige Motordrehzahlen geändert werden und zu 2 kHz für sehr niedrige Motordrehzahlen einschließlich eines verriegelten Rotorfalls mit hohem Ausgangsdrehmoment geändert werden. Mit anderen Worten kann Ts in Abhängigkeit von vordefinierten Schwellwerten geändert werden. Es sei angemerkt, dass das in 4 dargestellte Steuerschema auch bei einigen Ausführungsformen in einigen anderen Betriebsarten verwendet werden kann, beispielsweise bei höheren Rotordrehzahlen, wenn kein verriegelter Rotor oder eine sehr niedrige Rotordrehzahl detektiert wird.
• Als Nächstes wird ein Fall, wo der Rotor verriegelt ist, ausführlicher erläutert. 5 zeigt ein Referenzbeispiel, wo der Motor bei einem Winkel von 240° entsprechend dem aktiven Vektor ${\overrightarrow{V}}_5=\left[001\right]$

  

  verriegelt ist. Zur Erleichterung der Erläuterung wird 5 unter Bezugnahme auf 1 beschrieben. Ein Doppelpfeil 50 bezeichnet die Steuerperiode Ts, die in Zeitschlitze I-V unterteilt ist. Eine Kurve 51 zeigt das Steuersignal für die Phase U, eine Kurve 52 zeigt das Steuersignal für die Phase V, und eine Kurve 53 zeigt ein Steuersignal für die Phase W. Während der Zeiten Tkk wird der Vektor ${\overrightarrow{V}}_5$

  

  angewendet. Eine Kurve 54 zeigt den Strom der Phase W, einschließlich des Ladestroms (ansteigender Teil von Kurve 54), verursacht durch das Anwenden des Steuervektors ${\overrightarrow{V}}_5$

  

  während der Zeitperiode Tkk, wo der High-Side-Schalter 12C geschlossen ist, um einen Stromfluss zu Erzeugen. Die Zahl 55 bezeichnet den mittleren Strom durch den High-Side-Schalter der Phase W (Schalter 12C von 1), Zahl 56 bezeichnet den mittleren Strom durch den Low-Side-Schalter 14A, die Zahl 57 bezeichnet den Stromfluss durch den Low-Side-Schalter 14B, die Zahl 58 bezeichnet den Strom durch die Diode 13A, die Zahl 59 bezeichnet den Strom durch die Diode 13B, und Zahl 510 bezeichnet den Strom durch die Diode 15C von 1. Dickere Linien veranschaulichen den oben erwähnten vollen Strom, während dünnere Linien einen Teilstrom darstellen. Bei 511 in 5 ist ein Stromfluss durch das Bauelementsystem von 1 für jede der Phasen I bis V gezeigt. Beispielsweise fließt während Phase II der volle Strom durch den High-Side-Schalter 12C, der geschlossen ist, der eine Summe aus Strömen durch den Low-Side-Schalter 14A und den Low-Side-Schalter 14B ist. Gleichermaßen fließt beispielsweise während Phase V ein voller Strom durch die Diode 15C, der eine Summe aus Strömen durch die Low-Side-Schalter 15A, 15B ist, wie aus den Diagrammen bei 511 ersichtlich. Wie erwähnt, zeigen die Wellenformen 51, 52 und 53 auch die Ausgangsspannung an den Knoten 112A, 112B und 112C an, die sich auf einem positiven Potential befinden (H-Potential in 5), wenn der jeweilige High-Side-Schalter geschlossen ist, und auf einem niedrigen Potential, wenn der jeweilige Low-Side-Schalter geschlossen ist, entsprechend der Funktion der Halbbrücken. Es sei angemerkt, dass die Wellenformen auf ideale Weise gezeigt sind, während bei tatsächlichen Umsetzungen beispielsweise Flanken andere Formen als die in den Figuren gezeigten vertikalen Flanken besitzen können.
• In 5 sind Tk und Tk+1 als ein Zeitschlitz Tkk kombiniert, wie oben erläutert, weil die Wellenform des Pulsweitenmodulationssignals von Phase U vollständig die gleiche ist wie die Wellenform des Signals von Phase V bei dem Winkel von 240°. Mit anderen Worten befinden sich steigende und fallende Flanken des Pulsweitenmodulationssignals von Phase U (51 in 5) an den gleichen Zeitpunkten wie die steigenden und fallenden Flanken von Phase V (Signal 52 von 5). Dieses Phänomen, dass zwei der drei pulsweitenmodulierten Signale der Phasen U, V und W die gleichen sind, gilt für alle Fälle, wo eine Ist-Winkelposition des Motors mit einem der Vektoren ${\overrightarrow{V}}_1\text{ bis }{\overrightarrow{V}}_6$

  

  zusammenfällt, d.h. mit einem der grundlegenden aktiven Vektoren.
• Im Allgemeinen fließt, wenn der Rotor verriegelt ist (Fall des verriegelten Rotordrehmoments) ein starker Strom durch die Motorwicklung, um ein verriegeltes Rotordrehmoment bereitzustellen, und die Ladezeit der Motorwicklungen während der Zeitperiode Tkk ist sehr kurz, da aufgrund des Sich-Nicht-Drehens des Rotors keine elektromagnetische Kraftspannung auf die Wicklung ausgeübt wird. Beispielsweise können die beiden Perioden mit Längen Tkk eine Dauer von etwa 10% der Steuerperiode Ts haben, wie in 5 gezeigt, oder weniger. Die genaue Länge von Tkk ändert sich gemäß verschiedenen Eingangsparametern wie Batteriespannung, Widerstandswert und Induktanz des Stators des Motors, erforderlichem Strom, um das verriegelte Rotordrehmoment bereitzustellen.
• Die folgende ausführlichere Analyse der Situation von 5 beginnt zur Zeit t1 mit Zeitschlitz II. Hier wird der Vektor ${\overrightarrow{V}}_S$

  

  angewendet. Wie erwähnt und bei 55 angezeigt, empfängt die mit Phase W verbundene Motorwicklung den ganzen Strom von dem Wechselrichter. Bei t1 gibt die Stromquelle (beispielsweise Stromquelle 11 von 1) Energie aus, um die Motorwicklungen über den geschlossenen High-Side-Schalter 12C zu laden, fließt zurück über die geschlossenen Low-Side-Schalter 14A und 14B. Deshalb trägt der High-Side-Schalter 12C den vollen Strom, während die Low-Side-Schalter 14A, 14B jeweils etwa die Hälfte des vollen Stroms führen.
• Zwischen Zeit t3 und t5 in Zeitschlitz III wird der Nullvektor ${\overrightarrow{V}}_7=\left[111\right]$

  

  während einer Dauer von T0 angewendet. Hier sind die Low-Side-Schalter 14A, 14B geöffnet und die High-Side-Schalter 12A, 12B sind geschlossen. Der High-Side-Schalter 12C bleibt geschlossen und der Low-Side-Schalter 14C bleibt offen. Ein Freilaufstrom aufgrund gespeicherter Energie in der Motorwicklung fließt, wie bei 511 für den Zeitschlitz III dargestellt, wobei der High-Side-Schalter 12C den vollen Strom führt und die Dioden 13A, 13B etwa die Hälfte des Stroms führen.
• Zwischen t5 und t7 während Zeitschlitz IV werden die Motorwicklungen wieder von der Stromquelle geladen, wie für Zeitschlitz II oben erläutert wurde.
• Wenn im Zeitschlitz V, wird der Nullvektor ${\overrightarrow{V}}_0=\left[000\right]$

  

  während T0/2 und dann wieder während T0/2 in einem nächsten Zeitschlitz I einer nächsten Steuerperiode angewendet, d.h. insgesamt während einer Dauer T0 angewendet. Alle 14A, 14B, 14C sind geschlossen und die High-Side-Schalter 12A, 12B, 12C sind geöffnet. Ein Freilaufstrom aufgrund gespeicherter Energie in den Motorwicklungen fließt über die Low-Side-Schalter 14A, 14B und die Diode 14C, wie bei 511 für die Zeitschlitze V, I gezeigt und auch wie in 1 gezeigt. In diesem Fall führt die Diode 15C den vollen Strom und die Low-Side-Schalter 14A, 14B führen jeweils etwa die Hälfte des Stroms. Es sei angemerkt, dass bei Umsetzungen, wo ein IGBT als Schalter verwendet wird, der Schalter 15C in Sperrrichtung vorgespannt ist, so dass im Wesentlichen aller Strom über die Diode fließt. Bei anderen Schalterumsetzungen wie MOSFETs könnte im Prinzip ein Strom auch über den geschlossenen Schalter 15C fließen, doch führt die Diode 15C in üblichen Umsetzungen mindestens die meisten des Stroms aufgrund eines niedrigeren Widerstandswerts. In der nächsten Steuerperiode wiederholt sich die gleiche Handlung. Da sich der Motor in einem Rotor-verriegelten Zustand befindet oder in einem Zustand mit einer sehr niedrigen Drehzahl, schreitet auch der Motorwinkel nicht voran oder schreitet nicht schnell genug zu einem nächsten Sektor des feldorientierten Steuerschemas (siehe 6) voran, so dass die bezüglich 5 dargestellte Steuerperiode sich viele Male wieder holen kann.
• Aus 5 ist ersichtlich, dass nicht alle zwölf Leistungsbauelemente in dem Fall des verriegelten Rotordrehmoments aktiv sind (Strom führen), aber nur sechs Leistungsbauelemente involviert sind. Zudem ist unter den involvierten sechs Leistungsbauelementen der mittlere Strom beim Leiten nicht der gleiche. In dem Beispiel von 5 führen der Schalter 12C und die Diode 15C den vollen Strom, wohingegen andere involvierte Leistungsbauelemente nur etwa die Hälfte dieses vollen Stroms führen. Zudem ist für die involvierten Leistungsbauelemente die Zeit, während der sie Strom leiten, nicht die gleiche. Beispielsweise führt der High-Side-Schalter 12C, wie in 5 zu sehen, den Strom während T0+2*Tkk, während die Diode 15C den vollen Strom während einer Dauer von T0 führt. Dies bedeutet, dass das Tastverhältnis für den Schalter 12C möglicherweise etwa 55% beträgt unter der Annahme, dass 2*Tkk etwa 10% von Ts ist, und das Tastverhältnis der Diode 15C beträgt etwa 45%.
• Falls unter der Annahme, dass die Spannung an dem Schalter 12C etwa die gleiche ist wie der Spannungsabfall an der Diode 15C beim Führen des vollen Stroms, beträgt der Leitungsleistungsverlust der Diode 15C aufgrund verschiedener Tastverhältnisse etwa 82% (45/55) des Leistungsverlustes in dem High-Side-Schalter 12C. Deshalb kann der High-Side-Schalter 12C der heißeste werden (heißester Hotspot), und die Diode 15C ist der zweite heißeste Hotspot. Andere involvierte Leistungsbauelemente sind, wenn sie nur etwa die Hälfte des vollen Stroms führen, weniger kritisch.
• Bei einigen herkömmlichen Umsetzungen, um Probleme mit Hotspots zu reduzieren, wird ein Ausgleichen des Leistungsverlusts zwischen den beiden heißesten Bauelementen (in dem Beispiel von 5 der High-Side-Schalter 12C und die Diode 15C) durchgeführt. Beispielsweise wird in 5, um dies zu erzielen, die Dauer T0 des Zeitschlitzes III, wenn der Vektor ${\overrightarrow{V}}_7$

  

  angewendet wird, reduziert und die Dauer der T0/2 der beiden Zeitschlitze I, V, wenn der Vektor ${\overrightarrow{V}}_0$

  

  angewendet wird, nimmt entsprechend zu. Da die Unterschiede bei den Tastzyklen für diese Bauelemente nicht sehr hoch sind, ist der Effekt jedoch begrenzt. Insbesondere würde in dem oben angegebenen Zahlenbeispiel in diesem Fall das Tastverhältnis für den High-Side-Schalter 12C von 55% auf 50% reduziert, was eine vergleichsweise geringe Reduktion des Leistungsverlustes ist. Zudem ist dieser Ansatz nur machbar, falls die Ist-Winkelposition des Rotors einem der grundlegenden aktiven Vektoren ${\overrightarrow{V}}_1\text{ bis }{\overrightarrow{V}}_6$

  

  entspricht.
• Bevor nun auf die Techniken zum Reduzieren von Hotspots gemäß verschiedenen Ausführungsformen Bezug genommen wird, wird unter Bezugnahme auf 6 der allgemeinere Fall, wenn der Ist-Winkel des Rotors sich in irgendeinem der Sektoren 1-6 von 3 befindet, ohne mit einem der Vektoren ${\overrightarrow{V}}_1\text{ bis }{\overrightarrow{V}}_6$

  

  zusammenzufallen, unter Bezugnahme auf 6 erörtert.
• 6 zeigt ein Beispiel, wo der Winkel im Sektor 4 von 3 liegt, mit Vektor ${\overrightarrow{V}}_k={\overrightarrow{V}}_7=\left[011\right]$

  

  und Vektor ${\overrightarrow{V}}_{k+1}={\overrightarrow{V}}_5=\left[001\right].$

  

  ${\overrightarrow{V}}_{k+1}={\overrightarrow{V}}_5=\left[001\right].$

  

  In 6 bezeichnet die Zahl 50 wieder die Steuerperiode, eine Kurve 61 zeigt die Steuerung für die Phase U (ähnlich Kurve 51 von 5), eine Kurve 62 zeigt die Steuerung für die Phase V (ähnlich Kurve 52 von 5), und eine Kurve 63 zeigt die Steuerung für die Phase W (ähnlich Kurve 53 von 5). Eine Kurve 64 zeigt den Strom der Phase W und/oder U, entsprechend einem durch 112C und/oder 112B von 1 fließenden Strom. Ein Hauptunterschied zu 5 besteht darin, dass jeder der Zeitschlitze mit einer Dauer Tkk, wo der Vektor ${\overrightarrow{V}}_5$

  

  angewendet wird, durch zwei Zeitschlitze mit den Dauern Tk+1 und Tk ersetzt wird, wo die Vektoren ${\overrightarrow{V}}_5\text{ und }{\overrightarrow{V}}_4$

  

  angewendet werden (Zeitschlitze II, III und V, VI von 6). Die Zahl 62 bezeichnet den mittleren Strom durch den High-Side-Schalter 12C (ähnlich 55 von 5), Zahl 66 bezeichnet den mittleren Strom durch den Low-Side-Schalter 14A (ähnlich 56 von 5), Zahl 67 bezeichnet den mittleren Strom durch den Low-Side-Schalter 14B (ähnlich 57 von 5), die Zahl 68 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 13A (ähnlich 58 von 5), und die Zahl 610 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 15C ist gezeigt (ähnlich 510 von 5). Der Vektor ${\overrightarrow{V}}_5$

  

  wird in den Zeitschlitzen II, VI angewendet, und der Vektor ${\overrightarrow{V}}_4$

  

  wird in den Zeitschlitzen III, V angewendet.
• Ähnlich zu 5 stellt auch in der Situation von 6 die Ladezeit (Zeitschlitze II, III, V, VI) einen vergleichsweise kleinen Teil einer Steuerperiode dar, in dem in 6 gezeigten Beispiel etwa 10% von Ts, wie in 5. Weiterhin wird für das Beispiel von 6 angenommen, dass Tk = Tk+1. Dies ist beispielsweise genau dann der Fall, wenn der Vektor ${\overrightarrow{V}}_{ref}$

  

  genau zwischen ${\overrightarrow{V}}_4\text{ und }{\overrightarrow{V}}_5$

  

  liegt. Bei anderen Positionen kann die Beziehung variieren. Weiterhin hängt der Anteil der Gesamtladezeit (2Tk+2Tk+1) in einer Steuerperiode Ts von Eingangsparametern wie etwa Versorgungsspannungen, Widerstandswert und Induktanz des Stators des Motors ab (beispielsweise Wicklungen 18A-18C von 1) oder dem benötigten Strom, um das verriegelte Rotordrehmoment bereitzustellen.
• Eine Erläuterung des Steuerschemas von 6 startet in Zeitschlitz II, wo der Vektor ${\overrightarrow{V}}_5$

  

  während einer Zeit Tk+1 angewendet wird. Wieder wird der Zweckmäßigkeit halber zur Erleichterung der Erläuterung auf das System von 1 Bezug genommen. In Phase II gibt die Stromquelle 11 Energie zum Laden der Motorwicklungen über den geschlossenen High-Side-Schalter 12C und die Low-Side-Schalter 14A, 14B aus, wobei der High-Side-Schalter 12C den vollen Strom führt (65 in 6), wohingegen die Low-Side-Schalter 14A, 14B jeweils etwa den halben Strom führen.
• Während des Zeitschlitzes III gibt die Stromquelle 11 weiterhin Energie zum Laden der Motorwicklungen aus, in diesem Fall über die High-Side-Schalter 12B, 12C, die geschlossen sind, und den Low-Side-Schalter 14A, der geschlossen ist. In diesem Fall (66 in 6) führt der Low-Side-Schalter 14A den vollen Storm, und die High-Side-Schalter 12B, 12C (65, 67 in 6) führen jeweils etwa die Hälfte des vollen Stroms.
• Während Zeitschlitz IV wird der Nullvektor ${\overrightarrow{V}}_7=\left[111\right]$

  

  angewendet. Die High-Side-Schalter 12A-12C sind geschlossen und die Low-Side-Schalter 14A-14C sind offen. In diesem Fall fließt ein Freilaufstrom aufgrund von gespeicherter Energie in den Motorwicklungen, wie für Zeitschlitz IV bei 611 von 4 gezeigt. Die Diode 13A führt den vollen Strom (69 in 6), wobei die High-Side-Schalter 12B, 12C jeweils etwa die Hälfte des vollen Stroms führen (65, 68 in 6)
• In Zeitschlitz V ist die Situation im Wesentlichen die gleiche wie in Zeitschlitz III, wo ebenfalls der Vektor ${\overrightarrow{V}}_4$

  

  angewendet wird. Wie in Zeitschlitz III führt der Low-Side-Schalter 14A den vollen Strom, während die High-Side-Schalter 12B, 12C jeweils etwa die Hälfte des Stroms führen.
• In Zeitschlitz VI wird das Laden fortgesetzt, wobei die Situation im Wesentlichen der Situation in Zeitschlitz II entspricht, wo ebenfalls der Vektor ${\overrightarrow{V}}_5=\left[001\right]$

  

  angewendet wird. Wie im Zeitschlitz II führt der High-Side-Schalter 12C den vollen Storm, und die Low-Side-Schalter 14A, 14B führen jeweils etwa die Hälfte des vollen Stroms.
• In Zeitschlitz VII und einem nächsten Zeitschlitz I wird der Nullvektor ${\overrightarrow{V}}_0=\left[000\right]$

  

  für eine Zeit T0 angewendet (T0/2 in Zeitschlitz VII und T0/2 in Zeitschlitz I). Der Freilaufstrom von den Motorwicklungen fließt über Low-Side-Schalter 14A, 14B und die Diode 15C, wie bei 611 gezeigt, für die Zeitschlitze VII, I. Die Diode 15C führt den vollen Strom, und die Low-Side-Schalter 14A, 14B führen jeweils etwa die Hälfte des vollen Stroms.
• In der nächsten Steuerperiode Ts wiederholt sich die gleiche Handlung, solange der Rotor verriegelt ist. Die folgenden Merkmale und Eigenschaften können aus dem Beispiel von 6 hergeleitet werden.
• Zuerst führen, ähnlich wie bei 5, nicht alle zwölf Leistungsbauelemente des Wechselrichters einen Strom während eines Falls mit verriegeltem Rotor, sondern es sind nur sechs Leistungsbauelemente involviert. Zudem ist unter diesen sechs Leistungsbauelementen der mittlere Strom für jedes leitende nicht der gleiche. In dem Beispiel von 6 führen nur der High-Side-Schalter 12C, der Low-Side-Schalter 14A, die Diode 13A und die Diode 15C den vollen Strom, wohingegen andere Leistungsbauelemente nur etwa die Hälfte des vollen Stroms führen.
• Jedoch differieren unter diesen vier Leistungsbauelementen, die den vollen Strom führen, die Zeiten signifikant, während denen sie den vollen Strom führen. Die Zeit, während der der High-Side-Schalter 12C und der Low-Side-Schalter 14A den vollen Strom während einer Steuerperiode Ts führen, ist sehr kurz (2Tk+1 beziehungsweise 2Tk), was einem Tastverhältnis von etwa 5% entspricht. Die Zeit, während der die Diode 13A und die Diode 15C den vollen Strom führen, ist signifikant länger, jeweils für eine Periode T0 entsprechend einem Tastverhältnis von 45%.
• Falls ähnlich wie in dem Beispiel von 5 angenommen wird, dass der Spannungsabfall etwa der gleiche für alle zwölf Leistungsbauelemente ist, ist der Leitungsleistungsverlust jedes Leistungsbauelements proportional zu dem Tastverhältnis und dem während des aktuellen Zyklus geführten Stroms. Deshalb besitzen in dem Beispiel von 6 die Dioden 13A und 15C die am weitesten höchsten Leitungsleistungsverluste, wohingegen die Leistungsverluste für die anderen vier involvierten Leistungsbauelemente viel niedriger sind. Deshalb erzeugen diese Leistungsbauelemente die meiste Wärme und bilden Hotspots. Zudem ist, da ihr Tastverhältnis mindestens etwa das gleiche ist, ein Ausgleichen zwischen den Tastverhältnissen zwischen diesen beiden Leistungsbauelementen, wie als ein herkömmliches Verfahren für die Situation in 5 erläutert, kaum möglich.
• Für die anderen fünf Sektoren (6 zeigt ein Beispiel für Sektor 4 wie erwähnt), kann eine ähnliche Analyse durchgeführt werden, und in jedem Fall besitzen zwei der Dioden die höchsten Leistungsverluste. Ein Überblick ist in 7 angegeben, der im Wesentlichen 3 reproduziert und zusätzlich feststellt, welche Dioden die höchsten Leistungsverluste für jeden Sektor besitzen, wobei jede den vollen Strom über eine Periode T0 leitet.
• Für die obigen Erläuterungen kann auch hergeleitet werden, warum der Leitungsleistungsverlust bei einem Fall mit verriegeltem Rotordrehmoment höher ist als in einem Fall mit einer niedrigen Rotordrehzahl mit dem gleichen Drehmoment. Um dies zu erläutern, wird Diode 15C als ein Beispiel genommen. Die Diode 15C ist eines der Hotspot-Bauelemente in den Sektoren 4 und 5, aber in keinem der anderen Sektoren. Falls der Motor sich dreht (sogar wenn er langsam ist), bewegt sich auch die Zielvektorposition ( $\left({\overrightarrow{V}}_{ref}\text{ von Fig}.3\right)$

  

  von 3) in der Vektorkarte durch die Sektoren 1-6. Deshalb ist die Diode 15C in diesem Fall ein Hotspot-Bauelement nur in zweien der sechs Sektoren, was ein Gesamttastverhältnis von etwa 0,15 in einer elektrischen Periode (1/3*0,45)TE liefert, d.h. eine Umdrehung des Motors, was viel niedriger ist als das Tastverhältnis von 45% bei dem Fall mit dem verriegelten Rotordrehmoment. Dennoch können unten erörterte Techniken zum Beispiel auch auf einen Fall angewendet werden, wo sich der Rotor mit niedrigen Drehzahlen dreht oder in anderen Situationen.
• Bei Ausführungsformen wird zum Reduzieren von Leistungsverlusten in mindestens einer Betriebsart, z.B. einem Fall mit verriegeltem Rotor wie bereits kurz bezüglich 1 und 2 erläutert, in Ausführungsformen ein Dreiphasen-Wechselrichter durch einen PWM-Mustergenerator wie etwa den PWM-Mustergenerator 10 von 1 gesteuert, so dass sich mindestens vier Leistungsbauelemente des Dreiphasen-Wechselrichters beim Leiten des vollen Stroms abwechseln, während ein Nullvektor ( $({\overrightarrow{V}}_0=\left[000\right]\text{ oder }{\overrightarrow{V}}_7=\left[111\right]$

  

  in den obigen Beispielen) angewendet wird. Mit anderen Worten wechseln sich mindestens vier Leistungsbauelemente des Dreiphasen-Wechselrichters beim Leiten eines vollen Stroms während eines vergleichsweise großen Teils der Steuerperiode ab, beispielsweise während mindestens 60% der Steuerperiode oder darüber, wie etwa während mindestens 80% oder mindestens 90% der Steuerperiode Ts. Auf diese Weise können Leitungsleistungsverluste in individuellen Leistungsbauelementen in einigen Ausführungsformen reduziert werden.
• Steuerschemata gemäß nachfolgend erörterten Ausführungsformen basieren auf zwei Nullvektoren ${\overrightarrow{V}}_0\text{ und }{\overrightarrow{V}}_7$

  

  und auf den beiden grundlegenden aktiven Vektoren, die einen Sektor begrenzen, in dem der Winkel entsprechend einer Ist-Rotorposition liegt (beispielsweise ${\overrightarrow{V}}_1\text{ und }{\overrightarrow{V}}_2,$

  

  wenn sich der Vektor ${\overrightarrow{V}}_{ref}$

  

  in Sektor 1 befindet usw.). Verschiedene Ansätze zum Umsetzen eines derartigen Steuerschemas werden unten erörtert:
• Ansatz 1: Für einen ersten Ansatz eines Steuerschemas gemäß einigen Ausführungsformen werden vier verschiedene Kombinationen aus zwei Vektoren definiert, wobei in jeder Kombination auf einem der grundlegenden aktiven Vektoren, die einen jeweiligen Sektor begrenzen, einer der Nullvektoren folgt. Wie zuvor werden die einen Sektor begrenzenden beiden grundlegenden aktiven Vektoren als ${\overrightarrow{V}}_k\text{ und }{\overrightarrow{V}}_{k+1}$

  

  bezeichnet, und die Nullvektoren sind ${\overrightarrow{V}}_0\text{ und }{\overrightarrow{V}}_7.$

  

  Die vier Vektorkombinationen lauten dann ${\overrightarrow{V}}_k->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  (d.h. Übergang von ${\overrightarrow{V}}_k\text{ zu }{\overrightarrow{V}}_0$

  

  ), ${\overrightarrow{V}}_k->{\overrightarrow{V}}_7,{\overrightarrow{V}}_{k+1}->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  und ${\overrightarrow{V}}_{k+1}\to {\overrightarrow{V}}_7.$

  

  Zwischen den Vektoren der Kombination wird kein Vektor eingefügt. In dem ersten Ansatz werden in jeder Steuerperiode Ts alle vier dieser vier Kombinationen aus zwei Vektoren mindestens einmal angewendet.
• Insbesondere können bei einigen Ausführungsformen die vier Kombinationen in Sequenzen ohne zusätzliche Steuervektoren angewendet werden, wobei die Reihenfolge, in der die vier Vektorkombinationen angewendet werden, variiert werden kann.
• Ein Beispiel für diesen Ansatz 1 wird später unter Bezugnahme auf 9 erörtert.
• Ansatz 2: Auch in Ansatz 2 werden die beiden grundlegenden aktiven Vektoren ${\overrightarrow{V}}_k\text{ und }{\overrightarrow{V}}_{k+1}$

  

  zusammen mit den beiden Nullvektoren ${\overrightarrow{V}}_0\text{ und }{\overrightarrow{V}}_7$

  

  verwendet. Für eine Steuerfrequenz werden zwei Kombinationen aus drei Vektoren definiert, wobei eine der Kombinationen einen der aktiven Vektoren, beispielsweise ${\overrightarrow{V}}_k,$

  

  verwendet, gefolgt von den beiden Nullvektoren ${\overrightarrow{V}}_0\text{ und }{\overrightarrow{V}}_7$

  

  in beliebiger Reihenfolge), und die andere Kombination aus drei Vektoren umfasst den jeweiligen anderen grundlegenden aktiven Vektor, beispielsweise ${\overrightarrow{V}}_{k+1},$

  

  gefolgt von den beiden verschiedenen Nullvektoren in beliebiger Reihenfolge. Beispielsweise können die Kombinationen ${\overrightarrow{V}}_k->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$

  

  und ${\overrightarrow{V}}_{k+1}->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$

  

  lauten. Anstelle der Reihenfolge ${\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$

  

  kann auch die Reihenfolge ${\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  in einer oder beiden der Sequenzen verwendet werden. Beide Drei-Vektor-Kombinationen werden dann in einer Steuersequenz angewendet. Bei einigen Ausführungsformen werden keine weiteren Vektoren verwendet. Bei anderen Ausführungsformen können zusätzliche Vektoren zwischen den beiden Sequenzen eingefügt werden, aber nicht innerhalb der Sequenzen.
• Es sei angemerkt, dass dieser Ansatz 2 mit dem Ansatz 1 insofern verwandt ist, als jede Vektorkombination in einem gewissen Sinne zwei der Kombinationen aus zwei Vektoren von Ansatz 1 „kombiniert“. Beispielsweise kann ${\overrightarrow{V}}_k->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$

  

  als eine Kombination aus ${\overrightarrow{V}}_k->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  und ${\overrightarrow{V}}_k->{\overrightarrow{V}}_7$

  

  angesehen werden. Ein spezifisches Beispiel für diesen Ansatz 2 wird später unter Bezugnahme auf 8 erläutert.
• Ansatz 3: Ansatz 3 ist eine Mischung aus den Ansätzen 1 und 2. Hier wird eine der Kombinationen aus drei Vektoren von Ansatz 2 verwendet zusammen mit zweien der Kombinationen aus zwei Vektoren von Ansatz 1, in jeder Steuerperiode. Bei einigen Ausführungsformen sind die beiden Kombinationen aus zwei Vektoren jene der aktiven Vektoren, die nicht in der Kombination aus drei Vektoren verwendet werden. Beispielsweise kann eine Kombination aus drei Vektoren ${\overrightarrow{V}}_k->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  verwendet werden, und zusätzlich können die beiden Kombinationen aus zwei Vektoren ${\overrightarrow{V}}_{k+1}->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  und ${\overrightarrow{V}}_{k+1}->{\overrightarrow{V}}_7$

  

  verwendet werden.
• Nach diesen Erläuterungen der verschiedenen Ansätze werden unter Bezugnahme auf 8 und 9 spezifische Beispiele für diese Ansätze erörtert. Die Art von Darstellungen in den Diagrammen von 8 und 9 zur Erleichterung des Vergleichs und zum besseren Verständnis entspricht der Art, wie die Bezugsbeispiele in 5 und 6 erörtert wurden.
• 8 veranschaulicht ein Steuerschema auf Basis von Ansatz 2 oben unter Verwendung von zwei Kombinationen aus drei Vektoren, in diesem Fall mit zwischen den Kombinationen eingesetzten zusätzlichen Vektoren. Die Zahl 50 bezeichnet wieder die Steuerperiode Ts. Jede Steuerperiode in diesem Fall kann in acht Zeitschlitze mit den Bezeichnungen I-VIII unterteilt werden, in denen verschiedene Steuervektoren nacheinander angewendet werden. Die Kurven 81, 82 und 83 zeigen die Steuerung der Phasen U, V, W ähnlich den Kurven 51-53 von 5 und den Kurven 61-63 von 6 und können deshalb auch eine Spannung an den Knoten 112A, 112B beziehungsweise 112C von 1 veranschaulichen. Weiterhin zeigt Kurve 84 ähnlich den Kurven 54 und 64 einen Strom für die Phase W und/oder U, z.B. einen über den Ausgangsknoten 112C von 1 fließenden Strom.
• 8 und 9 veranschaulichen jeweils einen Fall, wo eine Winkelposition des Rotors in Sektor 4 liegt, d.h. ${\overrightarrow{V}}_{ref}$

  

  ist in Sektor 4, so dass ${\overrightarrow{V}}_4\text{ und }{\overrightarrow{V}}_5$

  

  die den Sektor begrenzenden grundlegenden aktiven Vektoren sind. Die Zahl 85 bezeichnet den mittleren Strom durch den High-Side-Schalter 12C, die Zahl 86 bezeichnet den mittleren Strom durch den Low-Side-Schalter 14A, die Zahl 87 bezeichnet den mittleren Strom durch den Low-Side-Schalter 14B, die Zahl 88 bezeichnet den mittleren Strom durch den High-Side-Schalter 12B, die Zahl 89 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 13A, die Zahl 810 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 15C, die Zahl 811 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 15B und die Zahl 812 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 13B. Wie zuvor zeigen dickere Linien einen vollen Strom an, wohingegen dünnere Linien etwa die Hälfte des fließenden vollen Stroms anzeigen.
• Bei 813 sind im Wesentlichen der Leistungswandler und der Motor von 1 reproduziert, wobei der Stromfluss in jeder Phase gezeigt ist.
• In 8 wird ähnlich zu 5 und 6 angenommen, dass die Gesamtladezeit, wo Energie von der Batteriestromquelle 11 zu dem Motor fließt, etwa 10% der Steuerperiode Ts beträgt, entsprechend den Zeitschlitzen II, III, VI und VII in 8. Weiterhin wird wie für 6 für die nachfolgende Analyse angenommen, dass Tk+1 und Tk gleich sind. Der reale Wert, wie für 6 erläutert, kann von Parametern wie etwa Ist-Winkel, Batteriespannung, Widerstandswert und Induktanz des Motorstators und des Stroms abhängen, der benötigt wird, um das verriegelte Rotordrehmoment bereitzustellen.
• Die folgende Analyse startet in Zeitschlitz II. Hier wird der Vektor ${\overrightarrow{V}}_5=\left[001\right]$

  

  angewendet. Die Stromquelle 11 gibt Leistung zum Laden der Wicklungen 18A, 18C des Motors 17 über den High-Side-Schalter 12C, den Low-Side-Schalter 14A und den Low-Side-Schalter 14B aus, wobei der High-Side-Schalter 12C den vollen Strom führt und die Low-Side-Schalter 14A, 14B jeweils etwa die Hälfte des Stroms führen.
• Im Zeitschlitz III wird der Vektor ${\overrightarrow{V}}_4=\left[011\right]$

  

  angewendet, wodurch das Laden fortgesetzt wird. Hier gibt die Stromquelle 11 weiter Energie zum Laden der Motorwicklungen über die High-Side-Schalter 12B, 12C und den Low-Side-Schalter 14A aus. Der Low-Side-Schalter 14A führt den vollen Strom, und die High-Side-Schalter 12B, 12C führen etwa die Hälfte des vollen Stroms.
• In Zeitschlitz IV wird der Nullvektor ${\overrightarrow{V}}_7=\left[111\right]$

  

  für T0/2 angewendet. Im Vergleich zu Zeitschlitz III ist der Low-Side-Schalter 14A geöffnet und der High-Side-Schalter 12A ist geschlossen, so dass alle High-Side-Schalter geschlossen sind. Ein Freilaufstrom fließt, wie bei 813 für Phase IV gezeigt, über die Diode 13A und die High-Side-Schalter 12B, 12C. Die Diode 13A führt den vollen Strom, wohingegen die High-Side-Schalter 12B, 12C jeweils etwa die Hälfte des Stroms führen.
• Während des Zeitschlitzes V wird der Nullvektor ${\overrightarrow{V}}_0=\left[000\right]$

  

  angewendet, wodurch alle High-Side-Schalter 12A bis 12C geöffnet und alle Low-Side-Schalter 14A-14C geschlossen werden. Ein Freilaufstrom fließt, wie bei 813 für Phase V gezeigt. Der Low-Side-Schalter 14A führt den vollen Strom, während die Dioden 15B und 15C jeweils etwa die Hälfte des vollen Stroms führen.
• Danach wird in den Zeitschlitzen VI und VII der Motor wieder durch das Anwenden des Vektors ${\overrightarrow{V}}_4$

  

  gefolgt von dem Vektor ${\overrightarrow{V}}_5$

  

  geladen. In Zeitschlitz VI, ähnlich Zeitschlitz III, führt der Low-Side-Schalter 14A den vollen Strom, während die High-Side-Schalter 12B, 12C jeweils etwa die Hälfte des vollen Stroms führen. Während Zeitschlitz VII, ähnlich Zeitschlitz II, führt der High-Side-Schalter 12C den vollen Strom, während die Low-Side-Schalter 14A, 14B jeweils etwa die Hälfte des Stroms führen.
• In Zeitschlitz VIII wird wieder der Nullvektor ${\overrightarrow{V}}_0=\left[000\right]$

  

  angewendet. In diesem Fall fließt der Freilaufstrom über die Low-Side-Schalter 14A und 14B sowie die Diode 15C. Die Diode 15C führt den vollen Strom, während die Low-Side-Schalter 14A, 14B jeweils etwa die Hälfte des vollen Stroms führen. Danach wird in Zeitschlitz I einer nächsten Steuerperiode Ts der Nullvektor ${\overrightarrow{V}}_7=\left[111\right]$

  

  angewendet, wodurch alle High-Side-Schalter geschlossen und alle Low-Side-Schalter geöffnet werden. Hier führt der High-Side-Schalter 12C etwa den vollen Strom, während die Dioden 13A, 13B jeweils etwa die Hälfte des vollen Stroms führen.
• Dann wird die oben beschriebene Sequenz wiederholt. Wie bereits erwähnt, zeigt 8 ein Beispiel für den oben erwähnten Ansatz 2. Die erste Kombination aus drei Vektoren wird in Zeitschlitzen III, IV und V als ${\overrightarrow{V}}_4->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  angewendet, und die andere Kombination aus drei Vektoren wird in Zeitschlitzen VII, VIII und dem nächsten Zeitschlitz I als ${\overrightarrow{V}}_5->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$

  

  angewendet. Dazwischen wird in den Zeitschlitzen II und VI der jeweilige andere aktive Vektor, der den aktuellen Sektor begrenzt, angewendet.
• In dem unten stehenden Beispiel führen immer noch nicht alle zwölf Leistungsbauelemente den Strom in dem Fall des verriegelten Rotordrehmoments, es sind aber acht Leistungsbauelemente involviert. Von diesen acht Leistungsbauelementen führen vier Leistungsbauelemente den vollen Strom, nämlich der High-Side-Schalter 12C, der Low-Side-Schalter 14A, die Diode 14A und die Diode 15C. Jedes dieser Leistungsbauelemente führt im Gegensatz zu dem Beispiel von 6 den vollen Strom, während ein Nullvektor angewendet wird, was zu einer gleichmäßigeren Verteilung von Tastverhältnissen unter diesen vier Leistungsbauelementen führt. Mit den oben angegebenen Zahlenbeispielen beträgt das Tastverhältnis des High-Side-Schalters 12C und des Low-Side-Schalters 14A für das Führen des vollen Stroms jeweils 27,5%, und die Tastverhältnisse, die den vollen Strom für die Dioden 13A und 15C führen, betragen jeweils 22,5% der Steuerperiode. Deshalb wechseln sich diese vier Leistungsbauelemente beim Führen des vollen Stroms ab, und das größte Tastverhältnis, während dem ein Bauelement den vollen Strom führt, ist im Vergleich beispielsweise zu 6 reduziert. Es sollte berücksichtigt werden, dass jedes der vier Leistungsbauelemente etwa die Hälfte des vollen Stroms für eine gewisse Zeit führt, was ebenfalls zu einigen Leistungsverlusten beiträgt.
  Zur genaueren Analyse und unter Berücksichtigung, dass diese Bauelemente ebenfalls die Hälfte des vollen Stroms während einiger Zeitschlitze führen, wenn U der Spannungsabfall an jedem Leistungsbauelement ist, I der mittlere Wert des vollen Stroms ist und angenommen wird, dass der Spannungsabfall an allen zwölf Leistungsbauelementen der gleiche ist, können die Leistungsverluste P für die oben erwähnten Bauelemente wie folgt berechnet werden: $$\begin{array}{l}\text{P }\left(\text{High}-\text{Side}-\text{Schalter 12C}\right)=(\text{U*I*22}\text{,5\%Ts}+\text{U*I*2}\text{,5\%Ts}+\\ \text{U*I*2}\text{,5\%*Ts}+\text{U*0}\text{,5*I*22}\text{,5*Ts}+\text{U*0}\text{,5*I*2}\text{,5\%*Ts}+\\ \text{U*0}\text{,5*I*2}\text{,5\%*Ts})/\text{Ts}=\text{41}\text{,25\%*U*I}\end{array}$$

  

  Der Leistungsverlust für den Low-Side-Schalter 14A, P (Low-Side-Schalter 14A) ist der gleiche wie P (High-Side-Schalter 12C) und beträgt deshalb ebenfalls 41,25%*U*I.
• Der Leistungsverlust für die Diode 13A und für die Diode 15A beträgt jeweils P (Diode 13A) = P (Diode 15C) = (U*I*22,5%*Ts + U*0,5*I*22,5%*Ts)/Ts = 33,75%*U*I
• Die obigen Berechnungen gelten für einen Ladezeitanteil von 10%, d.h. (2*TK + 2*Tkk) = 0,1*Ts.
• Der Wert für die Leistungsverluste ändert sich mit Parametern. Als ein Beispiel werden unten die Leistungsverluste für eine Gesamtladezeit berechnet, die 5% der Steuerperiode Ts beträgt (2*Tk + 2*Tkk = 0,05*Ts) und 5% Welligkeit des vollen Stroms. Dies ist ein realistisches Szenarium für viele Anwendungen, da für viele Anwendungen in dem Fall mit verriegeltem Rotordrehmoment die Ladezeit unter 10% liegt und etwa 5% der Steuerperiode betragen kann. Beispielsweise kann die Induktanz jeder der drei Motorwicklungen 18A bis 18C etwa 500 µH betragen. Die Steuerfrequenz 1/Ts in einem derartigen Fall kann 2 kHz betragen. Dies bedeutet, dass die Steuerperiode Ts etwa 500 µs beträgt. In einer derartigen Situation kann die Ladezeit von 95% auf 105% des mittleren vollen Stroms etwa 15 µs betragen, was 3% von Ts ist. Außerdem liegt ein Mittelwert zum Führen des vollen Stroms über die Schalter 2,5% unter dem Mittelwert des vollen Stroms in Ts. Der Mittelwert für das Führen des vollen Stroms über eine der Dioden liegt 2,5% über dem Mittelwert des vollen Stroms in Ts. Beispielsweise kann während Zeitschlitz IV der volle Strom über die Diode 13A 2,5% über dem mittleren vollen Strom während Ts liegen, und während Zeitschlitz V kann der Mittelwert für den vollen Strom über den Low-Side-Schalter 14A 2,5% unter dem mittleren vollen Strom über der vollständigen Steuerperiode Ts liegen. Dies ergibt eine Gesamtvariation des vollen Stroms von 5%, was die oben erwähnten Welligkeiten sind. Dies führt zu den folgenden Ergebnissen für die Leistungsverluste: $$\begin{array}{l}\text{P }\left(\text{High}-\text{Side}-\text{Schalter 12C}\right)=\text{P}\left(\text{Low}-\text{Side}-\text{Schalter 14A}\right)=\\ (\text{U*0}\text{,975*I*23}\text{,75\%*Ts}+\text{U*0}\text{,975*I*1}\text{,25\%*Ts}+\\ \text{U*0}\text{,975*I*1}\text{,25\%*Ts}+\text{U*0}\text{,5*I*23}\text{,75\%*Ts}+\text{U*0}\text{,5*I*1}\text{,25\%*Ts}+\\ \text{U*0}\text{,5*I*1}\text{,25\%*Ts})/\text{Ts}=\mathrm{38,}\text{72\%*U*I}\end{array}$$

  

  $$\begin{array}{l}\text{P }\left(\text{Diode 13A}\right)=\text{P }\left(\text{Diode 15C}\right)=(\text{U*1}\text{,025*I*23}\text{,75\%*Ts}+\\ \text{U*0}\text{,5*I*23}\text{,75\%*Ts})\text{/Ts}=3\text{6}\text{,22\%*U*I}\end{array}$$

  
• Deshalb sind in dem vielleicht realistischeren Szenarium die Leistungsverluste der vier Leistungsbauelemente zueinander ähnlicher als in dem oben beschrifteten Fall von 10%. Da die Ladezeit in realistischen Situationen wahrscheinlicher in der Größenordnung von 5% als in der Größenordnung von 10% liegt, bedeutet dies, dass üblicherweise ein größeres Gleichgewicht zwischen den Leistungsbauelementen als für eine Ladezeit von 10% Ts erhalten werden kann. Zudem können durch Verteilen des vollen Stroms und von assoziierten Leistungsverlusten über die vier Leistungsbauelemente insbesondere während Zeiten, wenn Nullvektoren angewendet werden, die einen höheren Anteil von Ts ausmachen als die Zeiten, wenn aktive Vektoren (Ladezeit) angewendet werden, Leistungsverluste in individuellen Bauelementen im Vergleich zu den Referenzbeispielen von 5 und 6 reduziert werden, wodurch die Entstehung von Hotspots reduziert wird. Dies kann in einigen Ausführungsformen die Anforderungen für das Auslegen der Leistungsbauelemente lockern, was in einigen Fällen zum Einsparen von Kosten beitragen kann.
• 9 veranschaulicht ein Beispiel für den oben erwähnten Ansatz 1 und wird mit einem Diagramm ähnlich den Diagrammen von 5, 6 und 8 geliefert. Die Zahl 50 bezeichnet wieder die Steuerperiode, die in diesem Fall eine Dauer Ts des doppelten der Dauer Ts in 8 haben kann, da in diesem Fall eine niedrigere Steuerfrequenz Fs ausreicht, wie unten erläutert wird. Jede Steuerperiode Ts kann in acht Zeitschlitze I bis VIII unterteilt werden.
• Wenn insbesondere in 9 die Länge der Steuerperiode im Vergleich zu 8 verdoppelt wird, verdoppelt sich auch die Zeit T0, so dass die Entladeperioden in 9 und 8 die gleiche Länge besitzen. Das Reduzieren der Steuerfrequenz mehr in Abhängigkeit von der Umsetzung in jedem Fall kann zu Drehmomentform und unterbrochenem Drehmoment führen, da die Stromwelligkeit mit kürzeren Entladeperioden zunehmen kann.
• In 9 zeigen die Kurven 91 bis 93 die Steuersignale für die Phasen U, V und W entsprechend Spannungen an den Ausgangsknoten 112A bis 112C, wie für die jeweiligen Kurven 51 bis 53 von 5, 61 bis 63 von 6 und 81 bis 83 von 8 erläutert wurde. Eine Kurve 94 zeigt den kurzzeitigen und mittleren Strom von Phase W und, wo anwendbar, auch für Phase U. Die Zahl 95 bezeichnet den mittleren Strom durch den High-Side-Schalter 12C, die Zahl 96 bezeichnet den mittleren Strom durch den Low-Side-Schalter 14A, die Zahl 97 bezeichnet den mittleren Strom durch den Low-Side-Schalter 14B, die Zahl 98 bezeichnet den mittleren Strom durch den High-Side-Schalter 12B, die Zahl 99 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 13A, die Zahl 910 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 15C, die Zahl 911 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 15B, und die Zahl 912 bezeichnet den mittleren Strom durch die Diode 13B. Dicke Linien bezeichnen den fließenden vollen Strom, und dünnere Linien bezeichnen die Hälfte des fließenden vollen Stroms. Bei 913 ist ein Stromfluss für die variierenden Phasen gezeigt.
• Die Zeitschlitze I bis VIII enthalten die vier Kombinationen aus zwei für den Ansatz 1 erwähnten Vektoren in Sequenz. Insbesondere wird in den Zeitschlitzen I und II ${\overrightarrow{V}}_5->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  angewendet, in den Zeitschlitzen III und IV wird ${\overrightarrow{V}}_5->{\overrightarrow{V}}_7$

  

  angewendet, in den Zeitschlitzen V und VI wird ${\overrightarrow{V}}_4->{\overrightarrow{V}}_7$

  

  angewendet, und in den Phasen VII und VIII wird ${\overrightarrow{V}}_4->{\overrightarrow{V}}_0$

  

  angewendet.
• Wie aus der Kurve 94 ersichtlich ist, gibt es im Vergleich beispielsweise zu 8 in jeder Steuerperiode Ts vier Ladezeiten (während des Anwendens eines aktiven Vektors) und vier Entladezeiten (beim Anwenden des folgenden Nullvektors). Deshalb kann im Vergleich zu 8 für die Anwendung des Steuerschemas von 9 bei einigen Ausführungsformen die Steuerperiode Ts die doppelte Länge als die Steuerperiode von 8 besitzen, entsprechend der Hälfte der Steuerfrequenz Fs. Wenn beispielsweise in 8 die Steuerfrequenz Fs = 1/Ts 2 kHz beträgt, kann sie in 9 1 kHz betragen.
• Weiterhin führen, wie aus den dicken Linien in 9 ersichtlich ist, wieder vier von insgesamt acht einen Strom führenden Leistungsbauelementen den vollen Strom, die gleichen Leistungsbauelemente wie in 8, nämlich der High-Side-Schalter 12C, der Low-Side-Schalter 14A, die Diode 13A und die Diode 15C.
• Wenn ein Ladezeitanteil von 5% und die Steuerperiode Ts mit der doppelten Länge im Vergleich zu 9 genommen werden, lauten die Leitungsverluste in dem Fall von 9, auf die gleiche Weise wie oben berechnet: $$\begin{array}{l}\text{P }\left(\text{High}-\text{Side}-\text{Schalter 12C}\right)=\text{P }\left(\text{Low}-\text{Side}-\text{Schalter 14A}\right)=\\ \mathrm{38,4375}\text{\%*U*I}\end{array}$$

  

  $$\text{P }\left(\text{Diode 13A}\right)=\text{P }\left(\text{Diode 15C}\right)=\mathrm{36,5}\text{625\%*U*I}$$

  
• Folgende Tabelle fasst die oben berechneten Leitungsleistungsverluste zusammen und vergleicht sie mit dem herkömmlichen Fall von 6: Tabelle 1

  		8 Leitungsleistungsverlust (10% Ladezeit) (*U*I)	8 Leitungsleistungsverlust (5% Ladezeit) (*U*I)	9 Leitungsleistungsverlust (5% Ladezeit) (*U*I)
  Herkömmliches PWM (6)	Schalter 12C, 14A	30%	27,5%	*
  	Dioden 13A, 15C	45%	47,5%	*
  PWM von Ausführungsformen	Schalter 12C, 14A	41,25%	38,72%	38,4375%
  	Dioden 13A, 15C	33,75%	36,22%	36,5625%
  Leitungsleistungsverlustverbesserung durch Ausführungsform	Hotspot-Leistungsbauelemente	8,3% [(45-41,25)/45]	18,5% [(47,5-38,72)/47,5]	19,1% [(47,5-38,43)/47,5]

• In der obigen Tabelle ist für 6 eine Steuerfrequenz von 1 kHz, wie sie auf 9 angewendet wurde, nicht möglich, deshalb wurden hier für die Verbesserungsberechnung 2 kHz als eine Steuerfrequenz in 6 verwendet. Wie ersichtlich ist, ist der Leitungsleistungsverlust in den Hotspot-Bauelementen in den Ausführungsformen im Vergleich zu dem herkömmlichen Fall von 6 um 8,3%, 18,5% beziehungsweise 19,1% reduziert. Im Fall von 9 kann die benötigte kleinste Steuerfrequenz etwa die Hälfte der kleinsten Steuerfrequenz im Vergleich zum herkömmlichen Fall betragen. Es sei auch angemerkt, dass die Verbesserung besser wird, wenn die Ladezeit reduziert wird (größere Verbesserung bei 5% Ladezeit im Vergleich zu 10% Ladezeit).
• Die Leitungsleistungsverluste dominieren die vollständigen Leistungsverluste. Deshalb können auch die Schaltleitungsverluste eine gewisse Auswirkung besitzen.
• In den Beispielen von 8 (Ansatz 2) können die Schaltleistungsverluste etwas höher sein als im herkömmlichen Fall von 6, da mehr Schaltereignisse auftreten. Insbesondere kann in diesem Fall in einigen Umsetzungen die Schaltfrequenz von Leistungsbauelementen zwei- bis dreimal höher sein als im herkömmlichen Fall. Dennoch kann immer noch Leistung eingespart werden, da die Leitungsleistungsverluste im Vergleich zu Schaltleistungsverlusten dominieren. Für den Fall von 9 (Ansatz 1) sind, da die Steuerfrequenz halbiert werden kann, die Schaltleistungsverluste etwa die gleichen oder liegen sogar geringfügig unter dem herkömmlichen Fall. In dieser Hinsicht sollte angemerkt werden, dass die Übergänge zwischen benachbarten Vektoren in dem Beispiel von 9 so stetig sind wie in der herkömmlichen Sequenz von 6.
• Es sei angemerkt, dass 5, 6, 8 und 9 Beispiele für Sektor 4 zeigen, d.h. einen geradzahligen Sektor. Für ungeradzahlige Sektoren können die Positionen von ${\overrightarrow{V}}_k\text{ und }{\overrightarrow{V}}_{k+1}$

  

  vertauscht werden. Wenn keine bestimmte Ordnung impliziert ist, können die einen Sektor begrenzenden beiden aktiven Vektoren auch als ${\overrightarrow{V}}_a\text{ und }{\overrightarrow{V}}_b$

  

  bezeichnet werden.
• Als Zusammenfassung der verschiedenen hierin offenbarten Ansätze und Techniken können Leistungsverluste beim Ansteuern eines Dreiphasen-Wechselrichters, um einen Elektromotor zu steuern, reduziert werden.
• In den oben beschriebenen Ausführungsformen wird ein Dreiphasen-Wechselrichter zum Steuern eines Dreiphasen-Motors verwendet. Dies ist jedoch nicht als beschränkend auszulegen. Beispielsweise kann die FOC-Steuerung wie oben erörtert auch auf einen Doppel-Dreiphasen-Motor angewendet werden, der durch zwei Dreiphasen-Wechselrichter gesteuert wird. Dies wird unter Bezugnahme auf 10 und 11 kurz erläutert.
• 10 zeigt ein System, das einen Doppel-Dreiphasen-Motor 1000 umfasst, der durch einen ersten Dreiphasen-Wechselrichter 1001A und einen zweiten Dreiphasen-Wechselrichter 1001B gesteuert wird. Jeder der Dreiphasen-Wechselrichter 1001A, 1001B kann gemäß oben erörterten Techniken gesteuert werden, d.h. so, dass in mindestens einer Betriebsart wie etwa einem Zustand mit verriegeltem Rotor für jeden Dreiphasen-Wechselrichter 1001A, 1001B sich vier Leistungsbauelemente beim Führen eines vollen Stroms während des Anwendens von Nullvektoren abwechseln. Die Dreiphasen-Wechselrichter 1001A, 1001B werden durch eine Versorgungsspannung U_dc über einen Filterkondensator 1002 in dem Beispielsystem von 10 versorgt.
• Ein Doppel-Dreiphasen-Motor ist ein Motor, der zwei Sätze aus drei Wicklungen enthält. Bei einigen Umsetzungen sind die beiden Sätze elektrisch voneinander getrennt. Bei anderen Umsetzungen können die beiden Sätze einen gemeinsamen elektrischen Knoten besitzen. Ein Beispiel für den ersten Fall ist in 11 gezeigt.
• 11 zeigt schematisch einen Motor, der einen ersten Satz von Wicklungen 1101A, 1101B und 1101C und einen zweiten Satz von Wicklungen 1102A, 1102B und 1102C enthält. Der erste Satz von Wicklungen ist zu dem zweiten Satz von Wicklungen um einen Winkel, der im Beispiel von 11 30° beträgt, versetzt. Die Wicklungen 1101A, 1101B und 1101C können durch die Phasen u_I , v_I beziehungsweise w_I von dem ersten Dreiphasen-Wechselrichter 1101A von 10 versorgt werden, und die Wicklungen 1102A, 1102B und 1102C können durch Phasen u_II , v_II beziehungsweise w_II von dem ersten Dreiphasen-Wechselrichter 1001A von 10 versorgt werden. In 11 sind die Wicklungen 1101A, 1101B und 1101C an einen Knoten 1103A elektrisch miteinander gekoppelt, und die Wicklungen 1102A, 1102B, 1102C sind an einen Knoten 1103B elektrisch miteinander gekoppelt. Jedoch sind der erste und der zweite Satz von Wicklungen nicht elektrisch verbunden.
• In anderen Ausführungsformen können 6-Phasen-Motoren auf ähnliche Weise wie der Doppel-Dreiphasen-Motor, der unter Bezugnahme auf 10 und 11 erläutert wird, mit einer ähnlichen Wechselrichteranordnung wie in 10 gezeigt angesteuert werden, die als ein Sechsphasen-Wechselrichter wirkt. Hier wird ein einzelnes 6-Phasen-Steuerschema verwendet, das eine Kombination aus zwei Steuerschemata sein kann, wie oben für zwei Gruppen aus drei Wicklungen erörtert. Bei einem derartigen Sechsphasen-Motor sind die Wicklungen des Motors an einem gemeinsamen Knoten elektrisch verbunden.
• Einige Ausführungsformen werden durch die folgenden Beispiele definiert:
• Beispiel 1. Ein Pulsweitenmodulations-Mustergenerator, der ausgebildet ist zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters, wobei der Dreiphasen-Wechselrichter drei Halbbrücken umfasst, die jeweils zwei Schalter und zwei Dioden, die antiparallel zu den Schaltern gekoppelt sind, als Leistungsbauelemente umfassen, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgebildet ist zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters unter Verwendung einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation, wobei in mindestens einer Betriebsart der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgelegt ist zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters derart, dass in jeder Steuerperiode der Raumvektor-Pulsweitenmodulation mindestens vier der Leistungsbauelemente des Dreiphasen-Wechselrichters sich beim Führen eines vollen Stroms während des Anwendens eines Nullvektors abwechseln, wobei Nullvektoren Vektoren sind, wo alle drei Halbbrücken auf eine gleiche Weise gesteuert werden, und wobei ein voller Strom ein Absolutstromwert eines größten Phasenstroms unter drei Phasenströmen des Dreiphasen-Wechselrichters ist.
• Beispiel 2. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator von Beispiel 1, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgebildet ist zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters unter Verwendung einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation auf Basis eines Rückkopplungswinkels und auf Basis des Rückkopplungswinkels gewählten Steuervektoren.
• Beispiel 3. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator von Beispiel 1 oder 2, wobei die mindestens eine Betriebsart eine Betriebsart mit einem verriegelten Rotorzustand eines durch den Dreiphasen-Wechselrichter gesteuerten Motors ist, oder eine Betriebsart ist, bei der eine Drehzahl des Motors unter einem vordefinierten Schwellwert liegt.
• Beispiel 4. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator von einem von Beispielen 1 bis 3, wobei in der mindestens einen Betriebsart in jeder Steuerperiode die Steuerung auf zwei aktiven Vektoren, die einen Sektor begrenzen, der durch einen Rückkopplungswinkel angezeigt wird, und zwei verschiedenen Nullvektoren basiert.
• Beispiel 5. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator von Beispiel 4, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgelegt ist zum Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode: von vier verschiedenen Sequenzen der beiden aktiven Vektoren und der beiden Nullvektoren, wobei jede Sequenz mindestens einen der beiden aktiven Vektoren und einen der beiden Nullvektoren enthält.
• Beispiel 6. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator von Beispiel 5, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgelegt ist zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters in jeder Steuerperiode gemäß einem Steuerschema ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0-{\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_0,$
  
  wobei ${\overrightarrow{V}}_a,{\overrightarrow{V}}_b$
  
  die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$
  
  ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$
  
  ein zweiter Nullvektor ist.
• Beispiel 7. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator von Beispiel 4, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgelegt ist zum Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode:
  • einer ersten Sequenz, die einen der aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren, und
  • einer zweiten Sequenz, die den anderen der beiden aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren.
• Beispiel 8. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator von Beispiel 7, wobei die erste Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$
  
  oder ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$
  
  ist und die zweite Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$
  
  oder ${\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$
  
  ist, wobei ${\overrightarrow{V}}_a\text{, }{\overrightarrow{V}}_b$
  
  die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$
  
  ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$
  
  ein zweiter Nullvektor ist.
• Beispiel 9. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator nach Beispiel 7 oder 8, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgelegt ist zum Verwenden einer der aktiven Vektoren zwischen der ersten Sequenz und der zweiten Sequenz.
• Beispiel 10. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator nach Beispiel 4, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgelegt ist zum Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode:
  • von zwei verschiedenen Sequenzen von zwei Vektoren,
  wobei jede der zwei verschiedenen Sequenzen einen der beiden aktiven Vektoren und einen Nullvektor enthält, und von einer Sequenz, die einen der beiden aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren.
• Beispiel 11. Der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator nach Beispiel 10, wobei jede der zwei verschiedenen Sequenzen den einen der beiden aktiven Vektoren gefolgt von dem Nullvektor enthält.
• Beispiel 12. Ein System, umfassend:
  • den Pulsweitenmodulations-Mustergenerator nach einem der Beispiele 1 bis 11 und einen an den Pulsweitenmodulations-Mustergenerator gekoppelten Dreiphasen-Wechselrichter.
• Beispiel 13. Das System von Beispiel 12, weiterhin umfassend einen an den Dreiphasen-Wechselrichter gekoppelten Motor.
• Beispiel 14. Das System von Beispiel 13, wobei der Motor ein Doppel-Dreiphasen-Motor ist, wobei das System weiterhin einen weiteren, an den Motor und an den Pulsweitenmodulations-Mustergenerator gekoppelten Dreiphasen-Wechselrichter umfasst.
• Beispiel 15. Ein System, umfassend:
  • einen Sechsphasen-Wechselrichter, wobei der Sechsphasen-Wechselrichter sechs Halbbrücken jeweils umfassend zwei Schalter und zwei antiparallel zu den Schaltern gekoppelte Dioden als Leistungsbauelemente umfasst,
  • einen Pulsweitenmodulations-Mustergenerator, der ausgebildet ist zum Steuern des Sechsphasen-Wechselrichters,
  • wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgebildet ist zum Steuern des Sechsphasen-Wechselrichters unter Verwendung einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation,
  • wobei in mindestens einer Betriebsart der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgelegt ist zum Steuern des Sechsphasen-Wechselrichters, so dass in jeder Steuerperiode der Raumvektor-Pulsweitenmodulation für jede von zwei Gruppen aus drei Halbbrücken der sechs Halbbrücken mindestens vier der Leistungsbauelemente des Dreiphasen-Wechselrichters sich beim Führen eines vollen Stroms während des Anwendens eines Nullvektors abwechseln,
  • wobei Nullvektoren Vektoren sind, wo alle drei Halbbrücken auf gleiche Weise gesteuert werden, und
  • wobei ein voller Strom ein Absolutstromwert eines größten Phasenstroms unter drei Phasenströmen des Dreiphasen-Wechselrichters ist.
• Beispiel 16. Ein Verfahren zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters, wobei der Dreiphasen-Wechselrichter drei Halbbrücken umfasst, die jeweils zwei Schalter und zwei Dioden, die antiparallel zu den Schaltern gekoppelt sind, als Leistungsbauelemente umfasst, wobei das Verfahren umfasst:
  • Verwenden einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation,
  • und in mindestens einer Betriebsart, Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters derart, dass in jeder Steuerperiode der Raumvektor-Pulsweitenmodulation vier der Leistungsbauelemente sich beim Führen eines vollen Stroms während des Anwendens eines Nullvektors abwechseln, wobei Nullvektoren Vektoren sind, wo alle drei Halbbrücken auf die gleiche Weise gesteuert werden, und wobei ein voller Strom ein Absolutstromwert eines größten Phasenstroms unter drei Phasenströmen des Dreiphasen-Wechselrichters ist.
• Beispiel 17. Das Verfahren von Beispiel 16, wobei das Verwenden auf Basis eines Rückkopplungswinkels und von auf Basis des Rückkopplungswinkels gewählten Steuervektoren basiert.
• Beispiel 18. Das Verfahren von Beispiel 16 oder 17, wobei die mindestens eine Betriebsart eine Betriebsart mit einem verriegelten Rotorzustand eines durch den Dreiphasen-Wechselrichter gesteuerten Motors ist, oder eine Betriebsart ist, bei der eine Drehzahl des Motors unter einem vordefinierten Schwellwert liegt.
• Beispiel 19. Das Verfahren von einem der Beispiele 16 bis 18, wobei in der mindestens einen Betriebsart in jeder Steuerperiode die Steuerung auf zwei aktiven Vektoren, die einen Sektor begrenzen, der durch einen Rückkopplungswinkel angezeigt wird, und auf zwei verschiedenen Nullvektoren basiert.
• Beispiel 20. Das Verfahren von Beispiel 19, wobei das Steuern das Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode umfasst: von vier verschiedenen Sequenzen der beiden aktiven Vektoren und der beiden Nullvektoren, wobei jede Sequenz einen der beiden aktiven Vektoren und einen der beiden Nullvektoren enthält.
• Beispiel 21. Das Verfahren von Beispiel 20, wobei jede Sequenz den einen der beiden aktiven Vektoren gefolgt von dem einen der beiden Nullvektoren enthält.
• Beispiel 22. Das Verfahren von Beispiel 20 oder 21, wobei das Steuern Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters in jeder Steuerperiode gemäß einem Steuerschema ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_0$
  
  das umfasst, wobei ${\overrightarrow{V}}_a,{\overrightarrow{V}}_b$
  
  die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$
  
  ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$
  
  ein zweiter Nullvektor ist.
• Beispiel 23. Das Verfahren von Beispiel 19, wobei das Steuern das Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode umfasst:
  • einer ersten Sequenz, die einen der aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren, und
  • einer zweiten Sequenz, die den anderen der beiden aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren.
• Beispiel 24. Das Verfahren von Beispiel 23, wobei die erste Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$
  
  oder ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$
  
  ist und die zweite Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$
  
  oder ${\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$
  
  ist, wobei ${\overrightarrow{V}}_a,{\overrightarrow{V}}_b$
  
  die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$
  
  ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$
  
  ein zweiter Nullvektor ist.
• Beispiel 25. Das Verfahren nach Beispiel 23 oder 24, wobei das Steuern das Verwenden eines der aktiven Vektoren zwischen der ersten Sequenz und der zweiten Sequenz umfasst.
• Beispiel 26. Das Verfahren nach Beispiel 19, wobei das Steuern das Verwenden, in der mindestens einem Betriebsart, in jeder Steuerperiode umfasst:
  • von zwei verschiedenen Sequenzen von zwei Vektoren,
  • wobei jede Sequenz einen der beiden aktiven Vektoren und einen der beiden Nullvektoren enthält, und
  • von einer Sequenz, die einen der beiden aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren.
• Beispiel 27. Ein Computerprogramm umfassend einen Programmcode, der bei Ausführung auf einem oder mehreren Prozessoren die Ausführung des Verfahrens von einem der Beispiele 16 bis 26 bewirkt. Das Bewirken einer Ausführungsform bedeutet insbesondere, dass der eine oder die mehreren Prozessoren als Controller wirken, die die Ausführung des Verfahrens steuern.
• Beispiel 28. Computerprogramm umfassend einen Programmcode zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters, wobei der Dreiphasen-Wechselrichter jeweils drei Halbbrücken umfasst, die jeweils zwei Schalter und zwei antiparallel zu den Schaltern gekoppelte Dioden als Leistungsbauelemente umfassen, wobei der Programmcode bei Ausführung auf einem oder mehreren Prozessoren bewirkt Verwenden einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation, und in mindestens einer Betriebsart, Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters derart, dass in jeder Steuerperiode der Raumvektor-Pulsweitenmodulation vier der Leistungsbauelemente sich beim Führen eines vollen Stroms während einer Anwendung eines Nullvektors abwechseln, wobei Nullvektoren Vektoren sind, wo alle drei Halbbrücken auf die gleiche Weise gesteuert werden, und wobei ein voller Strom ein Absolutstromwert eines größten Phasenstroms unter drei Phasenströmen des Dreiphasen-Wechselrichters ist.
• Beispiel 29. Ein greifbares Speichermedium, das das Computerprogramm nach Beispiel 27 oder 28 speichert.
• Beispiel 30. Ein Bauelement zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters, wobei der Dreiphasen-Wechselrichter drei Halbbrücken umfasst, die jeweils zwei Schalter und zwei Dioden antiparallel zu den Schaltern als Leistungsbauelemente umfasst, wobei das Bauelement umfasst:
  • Mittel zum Verwenden einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation, und
  • Mittel zum Steuern, in mindestens einer Betriebsart, des Dreiphasen-Wechselrichters derart, dass in jeder Steuerperiode der Raumvektor-Pulsweitenmodulation vier der Leistungsbauelemente sich beim Führen eines vollen Stroms während einer Anwendung eines Nullvektors abwechseln,
  wobei Nullvektoren Vektoren sind, wo alle drei Halbbrücken auf die gleiche Weise gesteuert werden, und wobei ein voller Strom ein Absolutstromwert eines größten Phasenstroms unter drei Phasenströmen des Dreiphasen-Wechselrichters ist.
• Beispiel 31. Das Bauelement von Beispiel 30, wobei die mindestens eine Betriebsart eine Betriebsart mit einem verriegelten Rotorzustand eines durch den Dreiphasen-Wechselrichter gesteuerten Motors ist, oder eine Betriebsart ist, bei der eine Drehzahl des Motors unter einem vordefinierten Schwellwert liegt.
• Beispiel 32. Das Bauelement von Beispiel 30 oder 31, wobei in der mindestens einen Betriebsart in jeder Steuerperiode die Steuerung auf zwei aktiven Vektoren, die einen Sektor begrenzen, der durch einen Rückkopplungswinkel angezeigt wird, und auf zwei verschiedenen Nullvektoren basiert.
• Beispiel 33. Das Bauelement von Beispiel 32, wobei das Mittel zum Steuern Mittel umfasst zum Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode: von vier verschiedenen Sequenzen der beiden aktiven Vektoren und der beiden Nullvektoren, wobei jede Sequenz mindestens einen der beiden aktiven Vektoren und einen der beiden Nullvektoren enthält.
• Beispiel 34. Das Bauelement von Beispiel 33, wobei das Mittel zum Steuern Mittel umfasst zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters in jeder Steuerperiode gemäß einem Steuerschema ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_0,$
  
  wobei ${\overrightarrow{V}}_a,{\overrightarrow{V}}_b$
  
  die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$
  
  ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$
  
  ein zweiter Nullvektor ist.
• Beispiel 35. Das Bauelement von Beispiel 32, wobei das Mittel zum Steuern Mittel umfasst zum Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode: einer ersten Sequenz, die einen der aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren, und einer zweiten Sequenz, die den anderen der beiden aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren.
• Beispiel 36. Das Bauelement von Beispiel 35, wobei die erste Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7\text{ oder }{\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$
  
  ist und die zweite Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0\text{ oder }{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$
  
  ist, wobei ${\overrightarrow{V}}_a,{\overrightarrow{V}}_b$
  
  die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$
  
  ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$
  
  ein zweiter Nullvektor ist.
• Beispiel 37. Das Bauelement nach Beispiel 35 oder 36, wobei das Mittel zum Steuern Mittel umfasst zum Verwenden eines der aktiven Vektoren zwischen der ersten Sequenz und der zweiten Sequenz.
• Beispiel 38. Das Verfahren nach Beispiel 32, wobei das Mittel zum Steuern Mittel umfasst zum Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode: zwei verschiedener Sequenzen aus zwei Vektoren, wobei jede Sequenz einen der beiden aktiven Vektoren und einen der beiden Nullvektoren enthält, und eine Sequenz einen der beiden aktiven Vektoren gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren enthält.
• Obwohl hier spezifische Ausführungsformen dargestellt und beschrieben worden sind, versteht der Durchschnittsfachmann, dass eine Vielfalt an alternativen und/oder äquivalenten Umsetzungen für die gezeigten und beschriebenen spezifischen Ausführungsformen substituiert werden kann, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Diese Anmeldung soll alle Adaptationen oder Variationen der hierin erörterten spezifischen Ausführungsformen abdecken. Deshalb soll die vorliegende Erfindung nur durch die Ansprüche und die Äquivalente davon beschränkt werden.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• US 9614473 B1 [0002]

Claims (20)

1. Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10), der ausgebildet ist zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters (110), wobei der Dreiphasen-Wechselrichter (110) drei Halbbrücken umfasst, die jeweils zwei Schalter (12A-12C; 14A-14C) und zwei Dioden (13A-13C; 15A-15C), die antiparallel zu den Schaltern gekoppelt sind, als Leistungsbauelemente umfassen, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgebildet ist zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters unter Verwendung einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation, wobei in mindestens einer Betriebsart der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator ausgelegt ist zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters derart, dass in jeder Steuerperiode der Raumvektor-Pulsweitenmodulation mindestens vier der Leistungsbauelemente des Dreiphasen-Wechselrichters sich beim Führen eines vollen Stroms während des Anwendens eines Nullvektors abwechseln, wobei Nullvektoren Vektoren sind, wo alle drei Halbbrücken auf eine gleiche Weise gesteuert werden, und wobei ein voller Strom ein Absolutstromwert eines größten Phasenstroms unter drei Phasenströmen des Dreiphasen-Wechselrichters ist.
2. Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) nach Anspruch 1, wobei die mindestens eine Betriebsart eine Betriebsart mit einem verriegelten Rotorzustand eines durch den Dreiphasen-Wechselrichter gesteuerten Motors ist, oder eine Betriebsart ist, bei der eine Drehzahl des Motors unter einem vordefinierten Schwellwert liegt.
3. Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) nach Anspruch 1 oder 2, wobei in der mindestens einen Betriebsart in jeder Steuerperiode die Steuerung auf zwei aktiven Vektoren, die einen Sektor begrenzen, der durch einen Rückkopplungswinkel angezeigt wird, und auf zwei verschiedenen Nullvektoren basiert.
4. Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) nach Anspruch 3, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) ausgelegt ist zum Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode: von vier verschiedenen Sequenzen der beiden aktiven Vektoren und der beiden Nullvektoren, wobei jede Sequenz mindestens einen der beiden aktiven Vektoren und einen der beiden Nullvektoren enthält.
5. Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) nach Anspruch 4, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) ausgelegt ist zum Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters in jeder Steuerperiode gemäß einem Steuerschema ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_0,$

   

   wobei ${\overrightarrow{V}}_a,{\overrightarrow{V}}_b$

   

   die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$

   

   ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$

   

   ein zweiter Nullvektor ist.
6. Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) nach Anspruch 3, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) ausgelegt ist zum Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode: einer ersten Sequenz, die einen der aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren, und einer zweiten Sequenz, die den anderen der beiden aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren.
7. Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) nach Anspruch 6, wobei die erste Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$

   

   oder ${\overrightarrow{V}}_a\to {\overrightarrow{V}}_7\to {\overrightarrow{V}}_0$

   

   ist und die zweite Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$

   

   oder ${\overrightarrow{V}}_b\to {\overrightarrow{V}}_0\to {\overrightarrow{V}}_7$

   

   ist, wobei ${\overrightarrow{V}}_a,{\overrightarrow{V}}_b$

   

   die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$

   

   ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$

   

   ein zweiter Nullvektor ist.
8. Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) nach Anspruch 6 oder 7, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) ausgelegt ist zum Verwenden einer der aktiven Vektoren zwischen der ersten Sequenz und der zweiten Sequenz.
9. Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) nach Anspruch 3, wobei der Pulsweitenmodulations-Mustergenerator (10) ausgelegt ist zum Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode: von zwei verschiedenen Sequenzen von zwei Vektoren, wobei jede der zwei verschiedenen Sequenzen einen der beiden aktiven Vektoren und einen Nullvektor enthält, und von einer Sequenz, die einen der beiden aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren.
10. Verfahren zum Steuern eines Dreiphasen-Wechselrichters (110), wobei der Dreiphasen-Wechselrichter (110) drei Halbbrücken umfasst, die jeweils zwei Schalter (12A-12C; 14A-14C) und zwei Dioden (13A-13C; 15A-15C), die antiparallel zu den Schaltern gekoppelt sind, als Leistungsbauelemente umfasst, wobei das Verfahren umfasst: Verwenden einer feldorientierten Steuerung über Raumvektor-Pulsweitenmodulation, und in mindestens einer Betriebsart, Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters derart, dass in jeder Steuerperiode der Raumvektor-Pulsweitenmodulation vier der Leistungsbauelemente sich beim Führen eines vollen Stroms während des Anwendens eines Nullvektors abwechseln, wobei Nullvektoren Vektoren sind, wo alle drei Halbbrücken auf die gleiche Weise gesteuert werden, und wobei ein voller Strom ein Absolutstromwert eines größten Phasenstroms unter drei Phasenströmen des Dreiphasen-Wechselrichters ist.
11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei die mindestens eine Betriebsart eine Betriebsart mit einem verriegelten Rotorzustand eines durch den Dreiphasen-Wechselrichter gesteuerten Motors ist, oder eine Betriebsart ist, bei der eine Drehzahl des Motors unter einem vordefinierten Schwellwert liegt.
12. Verfahren nach Anspruch 10 oder 11, wobei in der mindestens einen Betriebsart in jeder Steuerperiode die Steuerung auf zwei aktiven Vektoren, die einen Sektor begrenzen, der durch einen Rückkopplungswinkel angezeigt wird, und auf zwei verschiedenen Nullvektoren basiert.
13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Steuern das Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode umfasst: von vier verschiedenen Sequenzen der beiden aktiven Vektoren und der beiden Nullvektoren, wobei jede Sequenz einen der beiden aktiven Vektoren und einen der beiden Nullvektoren enthält.
14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Steuern Steuern des Dreiphasen-Wechselrichters in jeder Steuerperiode gemäß einem Steuerschema ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_0$

    

    das umfasst, wobei ${\overrightarrow{V}}_a,{\overrightarrow{V}}_b$

    

    die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$

    

    ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$

    

    ein zweiter Nullvektor ist.
15. Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Steuern das Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode umfasst: einer ersten Sequenz, die einen der aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren, und einer zweiten Sequenz, die den anderen der beiden aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren.
16. Verfahren nach Anspruch 15, wobei die erste Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$

    

    oder ${\overrightarrow{V}}_a->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$

    

    ist und die zweite Sequenz eine von ${\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_7->{\overrightarrow{V}}_0$

    

    oder ${\overrightarrow{V}}_b->{\overrightarrow{V}}_0->{\overrightarrow{V}}_7$

    

    ist, wobei ${\overrightarrow{V}}_a,{\overrightarrow{V}}_b$

    

    die beiden aktiven Vektoren sind, ${\overrightarrow{V}}_7$

    

    ein erster Nullvektor ist und ${\overrightarrow{V}}_0$

    

    ein zweiter Nullvektor ist.
17. Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, wobei das Steuern das Verwenden eines der aktiven Vektoren zwischen der ersten Sequenz und der zweiten Sequenz umfasst.
18. Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Steuern das Verwenden, in der mindestens einen Betriebsart, in jeder Steuerperiode umfasst: von zwei verschiedenen Sequenzen von zwei Vektoren, wobei jede Sequenz einen der beiden aktiven Vektoren und einen der beiden Nullvektoren enthält, und von einer Sequenz, die einen der beiden aktiven Vektoren enthält, gefolgt von zwei verschiedenen Nullvektoren.
19. Computerprogramm umfassend einen Programmcode, der bei Ausführung auf einem oder mehreren Prozessoren die Ausführung des Verfahrens von einem der Ansprüche 10 bis 18 bewirkt.
20. Greifbares Speichermedium, das das Computerprogramm nach Anspruch 9 speichert.

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