DE102017100305A1 - Device and method for measuring an optical, capacitive, inductive transmission path by means of multiple modulation - Google Patents

Abstract

Es wird eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder von Objekten (O) innerhalb dieser vorgeschlagen, bei der ein Sender (H) in die Übertragungsstrecke hineinsendet und ein Empfänger (D) das Signal zusammen mit dem eines Kompensationssender (K) summierend überlagernd empfängt. Sowohl das Signal des Kompensationssenders (K) als auch das Signal des Senders (H) werden mit zwei Taktsignalen (clk1, clk2) statt wie im Stand der Technik bereits bekannt einem Taktsignal moduliert. Durch die hier offenbarte spezielle Wahl der beiden Taktsignale (clk1, clk2) wird sichergestellt, dass beide bezüglich des in der Demodulation gebildeten Skalarprodukts orthogonal sind. Die Skalar-Produktbildung wird dadurch synchronisiert, dass das erste Taktsignal (clk1) den digitalisierten Skalarproduktwert synchron mit seiner fallenden oder steigenden Flanke in ein FlipFlop (FF) lädt. Vorzugsweise ist die Taktperiode des ersten Taktsignals (clk1) ein geradzahliges ganzzahliges Vielfaches der Taktperiode des zweiten Taktsignals (clk2).A device and a method for measuring the properties of an electromagnetic transmission path (I1, I2, I3, I4) and / or objects (O) within it are proposed in which a transmitter (H) sends into the transmission path and a receiver ( D) receives the signal summing together with that of a compensation transmitter (K). Both the signal of the compensation transmitter (K) and the signal of the transmitter (H) are modulated with two clock signals (clk1, clk2) instead of a clock signal as already known in the prior art. The particular choice of the two clock signals (clk1, clk2) disclosed herein ensures that both are orthogonal with respect to the scalar product formed in the demodulation. The scalar product formation is synchronized by the first clock signal (clk1) loading the digitized scalar product value into a flip-flop (FF) in synchronism with its falling or rising edge. Preferably, the clock period of the first clock signal (clk1) is an even integer multiple of the clock period of the second clock signal (clk2).

Description

Oberbegriffpreamble

Die Erfindung richtet sich auf ein Verfahren und ein System bei dem die Reflexion oder die Wiederausstrahlung elektromagnetischer Wellen verwendet wird. Der Schwerpunkt liegt dabei auf der Verwendung optischer Wellen mit Übertragung stetiger, nicht modulierten, amplituden-, frequenz- oder phasenmodulierten Wellen. Die vorgeschlagene Vorrichtung ist aber auch für Systeme geeignet, die die Reflexion oder Wiederausstrahlung von Funkwellen anwenden oder vergleichbare Systeme, die die Reflexion oder Wiederausstrahlung von Wellen, deren Art oder Wellenlänge unerheblich oder nicht spezifiziert ist, anwenden. Des Weiteren betrifft die Vorrichtung Maßnahmen zum Überwachen, Kalibrieren oder Eichen. Die Vorrichtung ist auch geeignet als Messanordnung, gekennzeichnet durch die Verwendung optischer Messmittel zur Messung von Abständen und allgemeinen optischen Eigenschaften von Objekten und Übertragungskanälen. Sie betrifft auch Anordnungen zum Aufspüren von Objekten mittels ultraviolettem, sichtbarem und infrarotem Licht. Als Lichtquellen (Sender) sind insbesondere LEDs und Laser geeignet. Das Verfahren ist aber auch für elektrisches oder magnetisches Prospektieren oder Aufspüren oder die Vermessung magnetisch oder elektrostatisch aktiver Objekte geeignet.The invention is directed to a method and system in which the reflection or re-emission of electromagnetic waves is used. The focus is on the use of optical waves with transmission of continuous, non-modulated, amplitude, frequency or phase modulated waves. However, the proposed device is also suitable for systems that use the reflection or re-emission of radio waves or comparable systems that apply the reflection or re-emission of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified. Furthermore, the device relates to measures for monitoring, calibrating or calibrating. The device is also suitable as a measuring arrangement, characterized by the use of optical measuring means for measuring distances and general optical properties of objects and transmission channels. It also relates to arrangements for detecting objects by means of ultraviolet, visible and infrared light. In particular, LEDs and lasers are suitable as light sources (transmitters). However, the method is also suitable for electrical or magnetic prospecting or tracking or the measurement of magnetically or electrostatically active objects.

Allgemeine EinleitungGeneral introduction

Vorrichtungen und Verfahren zur Vermessung einer optischen, kapazitiven, induktiven Übertragungsstrecke werden in mannigfachen Anwendungen eingesetzt. Hier sind beispielsweise zu nennen: Gestenerkennungssysteme, Regensensoren, Fahrspurerkennung, Eissensoren etc. In der Regel sind die optischen, insbesondere elektromagnetischen Eigenschaften einer Übertragungsstrecke und/oder die optischen und insbesondere elektromagnetischen Eigenschaften eines Objekts innerhalb der Übertragungsstrecke zu erkennen.Devices and methods for measuring an optical, capacitive, inductive transmission path are used in a variety of applications. For example, gesture recognition systems, rain sensors, lane detection, ice sensors, etc. In general, the optical, in particular electromagnetic properties of a transmission path and / or the optical and in particular electromagnetic properties of an object can be recognized within the transmission path.

Stand der TechnikState of the art

Die Erfindung betrifft eine kompensierende elektromagnetische und/oder optische Messstrecke. Ein solches Messprinzip ist als HALIOS^®-System bekannt, das beispielsweise aus den folgenden Offenbarungen bekannt ist:

• EP 2 016 480 B1 , EP 2 598 908 A1 , WO 2013 113 456A1 , EP 2 594 023 A1 , EP 2 653 885 A1 ,
• EP 2 405 283 B1 , EP 1 671 160 B1 , EP 2 016 480 B1 , WO 2013 037 465 A1 , EP 1 901 947 B1 ,
• US 2012 0 326 958A1 , EP 1 747 484 B1 , EP 2 107 550 A3 , EP 1 723 446 B1 , EP 1 435 509 B1 ,
• EP 1410 507 B1 , EP 8 017 26 B1 , EP 1 435 509 B1 , EP 1 269 629 B1 , EP 1 258 084 B1 ,
• EP 801 726 B1 , EP 1 480 015 A1 , EP 1410 507 B1 , DE 10 2005 045 993 B4 , DE 4 339 574 C2 ,
• DE 4 411 770 C1 , DE 4 411 773 C2 , WO 2013 083 346 A1 , EP 2 679 982 A1 , WO 2013 076 079 A1 , WO 2013 156 557 A1 .

The invention relates to a compensating electromagnetic and / or optical measuring section. Such a measurement principle is known as HALIOS ^® system, which is known for example from the following disclosures:

• EP 2 016 480 B1 . EP 2 598 908 A1 . WO 2013 113 456A1 . EP 2 594 023 A1 . EP 2 653 885 A1 .
• EP 2 405 283 B1 . EP 1 671 160 B1 . EP 2 016 480 B1 . WO 2013 037 465 A1 . EP 1 901 947 B1 .
• US 2012 0 326 958A1 . EP 1 747 484 B1 . EP 2 107 550 A3 . EP 1 723 446 B1 . EP 1 435 509 B1 .
• EP 1410 507 B1 . EP 8 017 26 B1 . EP 1 435 509 B1 . EP 1 269 629 B1 . EP 1 258 084 B1 .
• EP 801 726 B1 . EP 1 480 015 A1 . EP 1410 507 B1 . DE 10 2005 045 993 B4 . DE 4 339 574 C2 .
• DE 4 411 770 C1 . DE 4 411 773 C2 . WO 2013 083 346 A1 . EP 2 679 982 A1 . WO 2013 076 079 A1 . WO 2013 156 557 A1 ,

Folgende Anmeldungen betreffen ebenfalls Halios^®-Systeme:The following applications also relate Halios ^® systems:

WO 2014 096 385 A1 , DE 10 2014 002 194 A1 , DE 10 2014 002 788 A1 , DE 10 2014 002 486 A1 WO 2014 096 385 A1 . DE 10 2014 002 194 A1 . DE 10 2014 002 788 A1 . DE 10 2014 002 486 A1

Allen diesen Verfahren ist gemeinsam, dass

• • ein Sender (H), der von einem Sendesignal (S5) gespeist wird, in eine erste Übertragungsstrecke (I1) ein moduliertes elektromagnetisches Sendesignal (S5i) einspeist, das mit dem Sendesignal (S5) korreliert, und
• • diese erste Übertragungsstrecke (I1) an einem zu vermessenden Objekt (O) endet, das das modulierte elektromagnetische Sendesignal (S5i) des Senders (H) reflektiert und/oder transmittiert und damit modifiziert, und
• • in eine zweite Übertragungsstrecke (I2) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) einspeist, und
• • wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) an einem Empfänger (D) endet, und
• • dass ein Kompensationssender (K), der durch ein Kompensationssendesignal (S3) gespeist wird, in eine dritte Übertragungsstrecke (I3), die ebenfalls an dem Empfänger (D) endet, ein moduliertes Kompensationssignal (S3i) einspeist, das mit dem Kompensationssignal (S3) korreliert, und
• • dass sich das modifizierte elektromagnetische Sendesignal (S5s) und das elektromagnetische Kompensationssignal (S3i) im Empfänger (D) überlagern, wobei aus dem Stand der Technik lineare und multiplizierende Überlagerungen bekannt sind, und
• • dass das so überlagerte Gesamtsignal durch den Empfänger (D) in ein Empfängerausgangssignal (S0) gewandelt wird und
• • dass auf Basis dieses Empfängerausgangssignals (S0) zumindest ein Regler (CT) nun das Sendesignal (S5) und/oder das Kompensationssignal (S3) in der Amplitude so ausregelt, dass zumindest für einen bestimmten Spektralbereich der Modulation des Empfängerausgangssignals (S0) die relevanten Anteile des Modulationsspektrums des Sendesignals (S5) im Empfängerausgangssignal (S0) verschwinden.

All these methods have in common that

• A transmitter (H), which is fed by a transmission signal (S5), feeds into a first transmission path (I1) a modulated electromagnetic transmission signal (S5i) which correlates with the transmission signal (S5), and
• This first transmission path (I1) ends at an object (O) to be measured, which reflects and / or transmits and modifies the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) of the transmitter (H), and
• • in a second transmission path (I2) as a modified electromagnetic transmission signal (S5s) feeds, and
• • wherein the second transmission link (I2) ends at a receiver (D), and
• • that a compensation transmitter (K), which is fed by a compensation transmission signal (S3), in a third transmission path (I3), which also ends at the receiver (D), a modulated compensation signal (S3i) fed with the compensation signal (S3 ), and
• • that the modified electromagnetic transmit signal (S5s) and the electromagnetic compensation signal (S3i) in the receiver (D) overlap, which are known from the prior art linear and multiplying overlays, and
• • that the total superimposed signal is converted by the receiver (D) in a receiver output signal (S0) and
• • that on the basis of this receiver output signal (S0) at least one controller (CT) now the transmission signal (S5) and / or the Compensates compensation signal (S3) in the amplitude so that at least for a certain spectral range of the modulation of the receiver output signal (S0) the relevant components of the modulation spectrum of the transmission signal (S5) in the receiver output signal (S0) disappear.

Dieses Regelprinzip wird im Folgenden mit „altes HALIOS^®-Prinzip“ bezeichnet. Die Kombinationen der in dieser Offenlegung genannten Schutzrechte mit der hier offengelegten technischen Lehre sind Teil dieser Offenlegung.This control principle is referred to below as "old HALIOS ^® principle". The combinations of the patents mentioned in this disclosure with the technical teaching disclosed herein are part of this disclosure.

1 zeigt das System der EP 2 602 635 B1 aus dem Stand der Technik. Bei dem System der EP 2 602 635 B1 handelt es sich um eine Variation des alten HALIOS^®-Prinzips, bei dem die absolute Amplitude des Sendesignals des Senders (H) und des Kompensationssenders (K) nicht geändert wird. Ein Taktgenerator (G) erzeugt ein digitales Basissendesignal (S50). Dieses Basissendesignal (S50) wird über einen ersten Schalter (SW1), der vom Regelsignal (S4) gesteuert wird, in das Sendevorsignal (S5v) bzw. das Kompensationsvorsignal (S3v) gewandelt. Dabei wird die Modulation des Kompensationssenders (K) mit dem Basissendesignal (S50) abgeschaltet, wenn der erste Schalter (SW1) eine erste Schalterstellung einnimmt, die das Basissendesignal (S50) nicht mit dem Kompensationsvorsignal (S3v), sondern dem Sendevorsignal (S5v) verbindet. In dieser ersten Schalterstellung des ersten Schalters (SW1) ist die Modulation des Senders (H) eingeschaltet. Die Modulation des Kompensationssenders (K) mit dem Basissendesignal (S50) wird jeweils eingeschaltet, wenn der erste Schalter (SW1) eine zweite Schalterstellung einnimmt, die das Basissendesignal (S50) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) und nicht mit dem Sendevorsignal (S5v) verbindet. In dieser zweiten Schalterstellung des ersten Schalters (SW1) ist die Modulation des Senders (H) ausgeschaltet. Diese Umschaltung entspricht der Multiplikation des Basissendesignals (S50) mit dem Regelsignal (S4) zum Kompensationsvorsignal (S3v) und mit dem invertierten Regelsignal (S4) zum Sendevorsignal (S5v). Es ist also ein gutes Beispiel zur Realisierung eines Multiplizierers durch einen Schalter. 1 shows the system of EP 2 602 635 B1 from the prior art. In the system of EP 2 602 635 B1 It is a variation of the old HALIOS ^® principle in which the absolute amplitude of the transmit signal of the transmitter (H) and the compensation transmitter (K) is not changed. A clock generator (G) generates a digital base transmission signal (S50). This basic transmission signal (S50) is converted into the transmission pre-signal (S5v) and the compensation pre-signal (S3v) via a first switch (SW1) controlled by the control signal (S4). In this case, the modulation of the compensation transmitter (K) with the base transmission signal (S50) is turned off when the first switch (SW1) occupies a first switch position which connects the base transmit signal (S50) not to the compensation bias signal (S3v) but to the transmit bias signal (S5v) , In this first switch position of the first switch (SW1), the modulation of the transmitter (H) is turned on. The modulation of the compensation transmitter (K) with the base transmission signal (S50) is turned on respectively when the first switch (SW1) assumes a second switch position connecting the base transmission signal (S50) to the compensation bias signal (S3v) and not to the transmission bias signal (S5v) , In this second switch position of the first switch (SW1), the modulation of the transmitter (H) is turned off. This switching corresponds to the multiplication of the base transmit signal (S50) by the control signal (S4) to the compensation bias signal (S3v) and the inverted control signal (S4) to the transmit bias signal (S5v). So it is a good example to realize a multiplier by a switch.

Ein zweiter Verstärker (V2) erzeugt das Sendesignal (S5) aus dem Sendevorsignal (S5v) und versorgt typischerweise den Sender (H) mit elektrischer Energie. Ein dritter Verstärker (V3) erzeugt das Kompensationssignal (S3) aus dem Kompensationsvorsignal (S3v) und versorgt typischerweise den Kompensationssender (K) mit elektrischer Energie. Hierdurch werden entweder der Sender (H) oder der Kompensationssender (K) mit dem Basissendesignal (S50) des Generators (G) moduliert, wobei das Regelsignal (S4) festlegt, welcher dieser beiden Sender (K, H) gerade sendet und dabei moduliert wird. Der Sender (H) bestrahlt nun, wie oben beschrieben, über eine erste Übertragungsstrecke (I1) das Objekt (O) mit dem modulierten elektromagnetischen Sendesignal (S5i). Dieses Objekt (O) reflektiert und/oder transmittiert nun die eingestrahlte elektromagnetische Strahlung in eine zweite Übertragungsstrecke (I2). Aus dem Stand der Technik ist bekannt, dass sowohl eine Vermessung der Eigenschaften der Übertragungsstrecke (I1, I2) oder von Teilen derselben, als auch eine Vermessung von Objekteigenschaften des Objekts (O) möglich ist. Der Kompensationssender (K) strahlt in eine, in den meisten Anwendungsfällen bekannte, dritte Übertragungsstrecke (I3) ein. Eine derartige Vorrichtung wird typischerweise so angeordnet, dass der Sender (H) nicht direkt in den Empfänger (D) einstrahlen kann und der Kompensationssender (K) möglichst ausschließlich direkt in den Empfänger (D) einstrahlen kann. Für eine optimale Einstellung des Arbeitspunktes wird die elektromagnetische Strahlung des Kompensationssender (K) in der dritten Übertragungsstrecke (I3) typischerweise geschwächt, damit der Kompensationssender (K) im gleichen elektrischen und elektromagnetischen Arbeitspunkt arbeiten kann, wie der Sender (H). Vorzugsweise wird die Schwächung in der dritten Übertragungsstrecke (I3) so dimensioniert, dass diese Schwächung mit einer für den bestimmungsgemäßen Anwendungsfall auftretenden Schwächung der elektromagnetischen Strahlung des Senders (H) in der ersten und zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und durch ein typisches Objekt (O) übereinstimmt. Die elektromagnetische Strahlung des Senders (H) und des Kompensationssenders (K) werden jeweils nach Durchgang durch ihre jeweiligen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3) im Empfänger (D), wie erwähnt, überlagernd empfangen. Dieser erzeugt ein Empfängerausgangssignal (S0). Durch einen Filter, der vorzugsweise ein Bandpassfilter (BP) ist, wird der Empfang auf das Frequenzspektrum der Modulation des Basissendesignals (S50) beschränkt. Dies dient beispielsweise einer Dämpfung des Einflusses beispielsweise von Störpegeln durch Sonnenbestrahlung bei optischen Anwendungen oder durch andere Fremdstrahler. Dieses kann trotz der nachfolgenden Signalverarbeitung aufgrund von Nichtlinearitäten, ansonsten ohne eine solche Filterung (BP), immer noch zu Fehlern führen. Das Ausgangssignal des Filters (BP), das gefilterte Empfängerausgangssignal (S1), wird anschließend zum verstärkten Empfängerausgangssignal (S2) durch einen ersten Verstärker (V1) verstärkt. Dem Fachmann ist offensichtlich, dass Filter (BP) und erster Verstärker (V1) als eine Einheit ausgeführt werden können. Besonders bevorzugt ist das verstärkte Empfängerausgangssignal (S3), ein differentielles Signal. In einem ersten Multiplizierer (M1) wird das verstärkte Empfängerausgangssignal (S2) mit dem Basissendesignal (S50) zum ersten Mischsignal (S6) multipliziert und dadurch gemischt. Dies kann im Falle eines differentiellen, verstärkten Empfängerausgangssignals (S2) durch vertauschen bzw. nicht vertauschen der beiden Leitungen des differentiellen, verstärkten Empfängerausgangssignals (S2) in Abhängigkeit vom logischen Zustand des Basissendesignals (S50) geschehen. Dies entspräche dann jeweils einer Multiplikation mit -1 und 1. Im Folgenden wird eine Multiplikation mit 0 und 1 ebenso beschrieben. Ein Vorzeichengenerator (VG) erzeugt ein Vorzeichensignal (S4i), das das Vorzeichen des Regelsignals (S4) angibt. Mit diesem Vorzeichensignal (S4i) wird das Mischsignal (S7) in einem zweiten Multiplizierer (M2) zum demodulierten Empfängerausgangssignal (S7) multipliziert. Auch dies kann bei einem differentiellen Signal durch Vertauschen der beiden Leitungen des differentiellen Signals geschehen. Ein erster Filter (F1) filtert das demodulierte Empfängerausgangssignal (S7) zum Regelvorsignal (S8). Typischerweise handelt es sich bei dem ersten Filter (F1) um einen einfachen Integrator, einen Tiefpass oder einen Bandpass, der nur die interessierenden Frequenzen durchlässt. Ein Komparator oder Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) wandelt das Regelvorsignal (S8) in das digitale Regelvorsignal (S9) um. In einer Verzögerungsstufe (FF) wird das digitale Regelvorsignal (S9) um einen Takt des Basissendesignals (S50) zum Regelsignal (S4) verzögert. Das Regelsignal (S4) stellt den Messwert als seriellen Delta-Sigma-Datenstrom dar.A second amplifier (V2) generates the transmit signal (S5) from the transmit bias signal (S5v) and typically supplies electrical power to the transmitter (H). A third amplifier (V3) generates the compensation signal (S3) from the compensation bias signal (S3v) and typically supplies the compensation transmitter (K) with electrical energy. In this way, either the transmitter (H) or the compensation transmitter (K) with the base transmission signal (S50) of the generator (G) are modulated, wherein the control signal (S4) determines which of these two transmitters (K, H) is currently transmitting and thereby modulated , The transmitter (H) irradiates now, as described above, via a first transmission path (I1) the object (O) with the modulated electromagnetic transmission signal (S5i). This object (O) now reflects and / or transmits the irradiated electromagnetic radiation into a second transmission path (I2). From the prior art it is known that both a measurement of the properties of the transmission path (I1, I2) or of parts thereof, as well as a measurement of object properties of the object (O) is possible. The compensation transmitter (K) radiates into a, known in most cases, third transmission line (I3). Such a device is typically arranged so that the transmitter (H) can not radiate directly into the receiver (D) and the compensation transmitter (K) can irradiate as exclusively as possible directly into the receiver (D). For optimum adjustment of the operating point, the electromagnetic radiation of the compensation transmitter (K) in the third transmission path (I3) is typically weakened so that the compensation transmitter (K) can operate in the same electrical and electromagnetic operating point as the transmitter (H). Preferably, the attenuation in the third transmission path (I3) is dimensioned such that this weakening occurs with a weakening of the electromagnetic radiation of the transmitter (H) in the first and second transmission path (I1, I2) and by a typical object occurring for the intended application ( O) matches. The electromagnetic radiation of the transmitter (H) and the compensation transmitter (K) are respectively received after passing through their respective transmission links (I1, I2, I3) in the receiver (D), as mentioned, superimposed. This generates a receiver output signal (S0). Through a filter, which is preferably a band-pass filter (BP), the reception is restricted to the frequency spectrum of the modulation of the base transmission signal (S50). This is for example a damping of the influence of, for example, noise levels due to sun exposure in optical applications or by other extraneous emitters. This may still result in errors despite subsequent signal processing due to nonlinearities, otherwise without such filtering (BP). The output of the filter (BP), the filtered receiver output (S1), is then amplified to the amplified receiver output (S2) by a first amplifier (V1). It will be apparent to those skilled in the art that filter (BP) and first amplifier (V1) can be implemented as one unit. Particularly preferably, the amplified receiver output signal (S3) is a differential signal. In a first multiplier (M1), the amplified receiver output signal (S2) is multiplied by the base transmission signal (S50) to the first composite signal (S6) and thereby mixed. In the case of a differential, amplified receiver output signal (S2), this can be done by exchanging or not interchanging the two lines of the Differential, amplified receiver output signal (S2) in dependence on the logic state of the base transmission signal (S50) done. This would then correspond to a multiplication by -1 and 1. In the following, a multiplication by 0 and 1 is also described. A sign generator (VG) generates a sign signal (S4i) indicating the sign of the control signal (S4). With this sign signal (S4i), the mixing signal (S7) is multiplied in a second multiplier (M2) to the demodulated receiver output signal (S7). This can also be done with a differential signal by swapping the two lines of the differential signal. A first filter (F1) filters the demodulated receiver output signal (S7) to the control reference signal (S8). Typically, the first filter (F1) is a simple integrator, a low pass, or a bandpass that passes only the frequencies of interest. A comparator or analog-to-digital converter (ADC) converts the control pre-signal (S8) to the digital control pre-signal (S9). In a delay stage (FF), the digital control header signal (S9) is delayed by one clock of the base send signal (S50) to the control signal (S4). The control signal (S4) represents the measured value as a serial delta-sigma data stream.

Bei dieser, in der EP 2 602 635 B1 offengelegten Vorrichtung werden in Abhängigkeit vom Regelvorsignal (S9), das durch den Ausgang des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) gebildet wird, der Sender (H) und der Kompensationssender (K) mit konstanter Amplitude gepulst. Eine Delta-Sigma-Schleife steuert die Dichte der Pulse des Kompensationssenders (K) und des Senders (H) derart, dass gemittelt über die Zeit die gleiche Menge elektromagnetischer Sendestrahlung, beispielsweise eine gleiche Lichtenergiemenge, der beiden Sendekanäle, des Senders (H) und des Kompensationssenders (K) auf den Empfänger (D) trifft. An dieser Stelle sollte erwähnt werden, dass dies jedoch eine bereits vereinfachte Darstellung ist. In einer typischen Realisierung der technischen Lehre der EP 2 602 635 B1 ist in Wirklichkeit die Signalmenge eines Signalpulses, beispielsweise die Lichtenergiemenge eines Lichtpulses, wegen des Bandpasses (BP) nicht linear proportional zu den demodulierten elektrischen Pulsen des demodulierten Empfängerausgangssignals der EP 2 602 635 B1 . In dieser typischen Realisierung der technischen Lehre der EP 2 602 635 B1 steuert dann eine Delta-Sigma-Schleife die Dichte der Pulse des Kompensationssenders (K) und des Senders (H) derart, dass gemittelt über die Zeit die Fläche der demodulierten Empfangspulse des demodulierten Empfängerausgangssignals, also des Mischsignals (S7), der beiden Sendekanäle, des Senders (H) und des Kompensationssenders (K), gleich ist (siehe 2). Das demodulierte Empfängerausgangssignal (also das Mischsignal S7) wird im Folgenden genauer beschrieben. Als Messsignal wird der Delta-Sigma-Datenstrom des einsynchronisierten Ausgangs (digitales Regelvorsignal S9) des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) verwendet. Dieser Delta-Sigma-Datenstrom ist typischerweise der Ausgang (Regelsignal S4) eines Flip-Flops (Verzögerungsstufe FF), zur Verzögerung und Einsynchronisation.In this, in the EP 2 602 635 B1 The device disclosed in US-A-4/614531 is pulsed in constant amplitude in response to the control anticipation signal (S9) formed by the output of the analog-to-digital converter (ADC), the transmitter (H) and the compensating transmitter (K). A delta-sigma loop controls the density of the pulses of the compensation transmitter (K) and the transmitter (H) such that, averaged over time, the same amount of electromagnetic transmission radiation, for example an equal amount of light energy, the two transmission channels, the transmitter (H) and of the compensation transmitter (K) hits the receiver (D). At this point it should be mentioned that this is an already simplified representation. In a typical realization of the technical teaching of EP 2 602 635 B1 In fact, the signal amount of a signal pulse, for example the amount of light energy of a light pulse, is not linearly proportional to the demodulated electrical pulses of the demodulated receiver output signal because of the bandpass (BP) EP 2 602 635 B1 , In this typical realization of the technical teaching of EP 2 602 635 B1 then controls a delta-sigma loop, the density of the pulses of the compensation transmitter (K) and the transmitter (H) such that averaged over time, the surface of the demodulated received pulses of the demodulated receiver output signal, ie the mixing signal (S7), the two transmission channels, of the transmitter (H) and the compensation transmitter (K) is the same (see 2 ). The demodulated receiver output signal (ie the mixed signal S7) will be described in more detail below. The measurement signal used is the delta-sigma data stream of the synchronized output (digital control pre-signal S9) of the analog-to-digital converter (ADC). This delta-sigma data stream is typically the output (control signal S4) of a flip-flop (delay stage FF) for delay and synchronization.

Bei der Umsetzung haben sich folgende Probleme gezeigt: Da bei der technische Lehre der EP 2 602 635 B1 nur zu 50% der Zeit einer der beiden Sender, der Kompensationssender (K) oder der Sender (H), eingeschaltet ist, wird im Empfänger (D) immer die volle Pulshöhe der beiden Sender (H, K) empfangen. Daher ist im Vergleich zum alten HALIOS^®-Prinzip, in welchem nur das Differenzsignal verstärkt wird, die Verstärkung des empfangenen Signals eingeschränkt. Dies beschränkt - so wurde im Rahmen der Ausarbeitung der Erfindung erkannt - die theoretische Messauflösung des Systems.In the implementation of the following problems have been found: Since the technical teaching of EP 2 602 635 B1 only 50% of the time of one of the two transmitters, the compensation transmitter (K) or the transmitter (H), is turned on, the receiver (D) always receives the full pulse height of the two transmitters (H, K). Therefore, as compared to the old HALIOS ^® principle in which only the differential signal is amplified, limited the gain of the received signal. This limits - as was recognized in the development of the invention - the theoretical measurement resolution of the system.

Ein weiteres Problem ist, dass der Bandpassmittelwert des Bandpasses (BP) in der analogen Verstärkerstrecke vom aktuellen Pulsverhältnis der beiden Sendekanäle abhängt. Dadurch ist es sehr schwer, das System störungsfrei zeitweise pausieren zu lassen, was in Anwendungen jedoch erfahrungsgemäß regelmäßig der Fall ist. Wenn der Integrator (erster Filter F1) angehalten wird, fehlt die Information, welcher Sender (H, K) pulsen soll. Der Bandpassmittelwert des Bandpasses (BP) ändert sich und damit auch die zu integrierende Pulshöhe.Another problem is that the band-pass average value of the bandpass (BP) in the analogue amplifier path depends on the current pulse ratio of the two transmission channels. As a result, it is very difficult to have the system paused without interruption for a while, which experience has shown is regularly the case in applications. When the integrator (first filter F1) is stopped, the information which transmitter (H, K) is to pulse is missing. The bandpass mean value of the bandpass (BP) changes and thus also the pulse height to be integrated.

Eine Notwenigkeit zum Pausieren ergibt sich z.B. bei einer Störung der Referenzspannung durch andere parallel durch die gleiche integrierte Schaltung durchgeführte Messungen, als deren Teil ggf. die erfindungsgemäße Vorrichtung realisiert wird.A need for pausing arises e.g. in the case of a disturbance of the reference voltage by other measurements carried out in parallel through the same integrated circuit, as part of which the device according to the invention is possibly realized.

Des Weiteren wurde bei der Verwendung von LEDs als Sender (H) und Kompensationssender (K) in optischen Systemen vereinzelt beobachtet, dass die zeitlich nicht konstante Ansteuerung der Sender (S, K), im Speziellen die zeitlich nicht konstante Ansteuerung von Sende-LEDs, entsprechend der Offenbarung des Patents EP 2 602 635 B1 , zu weiteren parasitären Effekten führen kann. Ein solcher parasitärer Effekt wird insbesondere z.B. für den Fall eines verzögerten Einschaltens der LED-Treiber (V2, V3) nach langer Aus-Phase nicht ausgeschlossen. Auch thermische Effekte durch niedrige Pulsraten eines Senders (H, K), insbesondere einer Sendediode, können auftreten.Furthermore, when LEDs were used as transmitters (H) and compensation transmitters (K) in optical systems, it was occasionally observed that the non-constant control of the transmitters (S, K), in particular the non-constant control of transmit LEDs, according to the disclosure of the patent EP 2 602 635 B1 , can lead to further parasitic effects. Such a parasitic effect is not excluded, in particular, for example in the case of delayed switching on of the LED drivers (V2, V3) after a long off phase. Even thermal effects due to low pulse rates of a transmitter (H, K), in particular a transmitting diode, can occur.

Die weiter unten beschriebene Lösung geht von dem Stand der Technik aus (siehe 2, 4, 6, 7, 8). In 2 ist die Technik der DE 10 2015 006 174 B3 dargestellt. Bei diesem bekannten Verfahren bzw. der Vorrichtung der DE 10 2015 006 174 B3 aus dem Stand der Technik werden die Sender (H) mit konstanter Amplitude unabhängig vom digitalisierten Regelvorsignal (S9) immer abwechselnd gepulst, sodass immer ein Sender (H, K) stets zu 50% der Gesamtzeit eingeschaltet ist und sendet. Dadurch entsteht hinter dem ersten Verstärker (V1) ein Wechselsignal als verstärktes Empfängerausgangssignal (S2), dessen Amplitude proportional zur Differenz der empfangenen Signalamplitude, bei LEDs als Sender proportional zur Differenz der empfangenen Lichtmenge, der beiden Messkanäle ist.The solution described below is based on the prior art (see 2 . 4 . 6 . 7 . 8th ). In 2 is the technique of DE 10 2015 006 174 B3 shown. In this known method and the device of DE 10 2015 006 174 B3 From the prior art, the transmitter (H) with constant amplitude regardless of the digitized control reference signal (S9) always alternately pulsed, so that always a transmitter (H, K) is always turned on to 50% of the total time and sends. This creates behind the first amplifier (V1) an alternating signal as amplified receiver output signal (S2) whose amplitude is proportional to the difference of the received signal amplitude, in LEDs as a transmitter proportional to the difference of the received light quantity, the two measurement channels.

Der Demodulator moduliert bei der DE 10 2015 006 174 B3 nicht immer zur selben Zeit, sondern in Abhängigkeit vom Ausgang des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC), dem digitalen Regelvorsignal (S9), auch um 180° phasenverschoben. Wenn das digitale Regelvorsignal (S9) logisch 1 ist, wird der eine Sender (bzw. die eine Sendediode) demoduliert, und wenn das digitale Regelvorsignal (S9) logisch 0 ist, wird der andere Sender (bzw. die andere Sendediode) demoduliert.The demodulator modulates at the DE 10 2015 006 174 B3 not always at the same time, but also phase-shifted by 180 °, depending on the output of the analog-to-digital converter (ADC), the digital control bias signal (S9). When the digital control header signal (S9) is logic 1, one transmitter (or one transmitter diode) is demodulated, and when the digital control header signal (S9) is logic 0, the other transmitter (or the other transmitter diode) is demodulated.

Zusätzlich wird in der DE 10 2015 006 174 B3 eine niedrige Referenzspannung (vref2) durch einen Referenzwertgeber (LR) erzeugt, um ein herabgesetztes, invertiertes Signal der Verstärkerkette zu erzeugen. Diese Referenzspannung (vref2) wird in der DE 10 2015 006 174 B3 als invertiertes Signal für den Demodulator benutzt. Der Integrator (Filter F1) der DE 10 2015 006 174 B3 benutzt die zusätzlich niedrige Referenzspannung (vref2) als Bezugspotential.In addition, in the DE 10 2015 006 174 B3 a low reference voltage (vref2) is generated by a reference value transmitter (LR) to produce a lowered, inverted signal of the amplifier chain. This reference voltage (vref2) is used in the DE 10 2015 006 174 B3 used as an inverted signal for the demodulator. The integrator (filter F1) of the DE 10 2015 006 174 B3 uses the additionally low reference voltage (vref2) as reference potential.

Anstatt die Signalamplitude (bei LEDS als Sender die Lichtmenge) über die Anzahl (zeitliche Pulsdichte) der Pulse der Sender (H, K) zu regeln, wird in der DE 10 2015 006 174 B3 die Pulsdichte über die Dichte der demodulierten elektrischen Pulse des Demodulators geregelt. Der Bitstrom (digitales Regelvorsignal S9) entscheidet, ob die „positive“ Phase oder die um 180° verschobene „negative“ Phase im Filter (F1) integriert wird.Instead of regulating the signal amplitude (in the case of LEDS as a transmitter, the amount of light) over the number (temporal pulse density) of the pulses of the transmitters (H, K), the DE 10 2015 006 174 B3 the pulse density is controlled by the density of the demodulated electrical pulses of the demodulator. The bit stream (digital control pre-signal S9) decides whether the "positive" phase or the "negative" phase shifted by 180 ° is integrated in the filter (F1).

Als Messsignal (Regelsignal S4) wird das Ausgangssignal des in einem Flip-Flop - als Verzögerungsstufe (FF) - zum Sendevorsignal (S5v) einsynchronisierten Ausgangs (digitalisiertes Regelvorsignal S9) des Analog-zu-Digitalwandlers (ADC) verwendet, welches über das gemittelte 0-1-Verhältniss den Messwert angibt. Z.B kann das Regelsignal (S4) mit einem nicht gezeichneten digitalen Tiefpass mit einer Knickfrequenz von beispielsweise 170 Hz nachgefiltert und als 11 bitWert ausgegeben werden.As a measurement signal (control signal S4), the output of the in a flip-flop - as a delay stage (FF) - synchronized to the Sendevorsignal (S5v) output (digitized Regelvorsignal S9) of the analog-to-digital converter (ADC) is used, which on the averaged 0 -1-ratio indicates the measured value. For example, the control signal (S4) with a not shown digital low-pass filter with a knee frequency of 170 Hz, for example, and output as 11 bit value.

Dieses Messverfahren der DE 10 2015 006 174 B3 misst somit die Differenz der beiden empfangenen Pulshöhen der beiden Kanäle 1 und 2.This measurement method of DE 10 2015 006 174 B3 thus measures the difference between the two received pulse heights of the two channels 1 and 2.

ProblembeschreibungProblem Description

Bei der Ausarbeitung der Erfindung wurde die im Schutzrecht EP 2 602 635 B1 offenbarte technische Lehre als Messverfahren umgesetzt. Dabei traten Schwierigkeiten bei Einstrahlung von modulierter Störstrahlung in den Übertragungskanal (I1, I2) und bei EMV-Einstrahlungstests auf. Erwartet wurde nur eine Empfindlichkeit bei der Abtastfrequenz (z.B. 100Khz) und einem Vielfachen derselben. Im Rahmen der Ausarbeitung der Erfindung wurde jedoch überraschender Weise nun festgestellt, dass eine erhebliche Empfindlichkeit ab 1/10 der Abtastfrequenz (hier ca. 10kHz) bei sehr vielen Frequenzen zu beobachten war (6, 7, 8). Es handelte sich eher um ein Frequenzband. Die Frequenzempfindlichkeit hing dabei auch vom Gleichsignalanteil (im Folgenden auch DC-Wert) des Messsignals ab. Beim DC-Wert handelt es sich um den zeitlich gemittelten Wert der 0-1 Folgen.In the preparation of the invention was in the protective right EP 2 602 635 B1 disclosed technical teaching implemented as a measurement method. Difficulties occurred in the irradiation of modulated interference in the transmission channel (I1, I2) and in EMC radiation tests. Only a sensitivity at the sampling frequency (eg 100Khz) and a multiple of the same was expected. In the context of the preparation of the invention, however, it has now surprisingly been found that a considerable sensitivity could be observed at very many frequencies from 1/10 of the sampling frequency (in this case about 10 kHz) ( 6 . 7 . 8th ). It was more of a frequency band. The frequency sensitivity also depended on the DC component (hereinafter DC value) of the measurement signal. The DC value is the time-averaged value of the 0-1 sequences.

In den 6, 7 und 8 ist die gemessene Empfindlichkeit bei einer modulierten Störstrahlung von 10 Hz bis 1 MHz dargestellt. Dabei zeigt 6, die Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend EP 2 602 635 B1 (Gleichspannungsanteil). 7 zeigt den entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert (Wechselspannungsanteil). 8 zeigt den entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert bei doppelt-logarithmischer Skalierung (in dB). Die Ergebnisse lassen darauf schließen, dass die Anwendungen im Automobil bestimmte Tests nicht bestehen würden und Probleme mit über IR-Licht kommunizierenden Systemen (z.B. Verkehrsschilder in Asien) oder frequenzmodulierten LED-Licht bestehen würden, wenn IR-Sendedioden verwendet werden.In the 6 . 7 and 8th the measured sensitivity is shown with a modulated interference radiation of 10 Hz to 1 MHz. It shows 6 , the frequency response corresponding to an example implementation EP 2 602 635 B1 (DC component). 7 shows the corresponding peak-to-peak value (AC voltage component). 8th shows the corresponding peak-to-peak value at double logarithmic scale (in dB). The results suggest that automotive applications would fail certain tests and would cause problems with IR-light communicating systems (eg, traffic signs in Asia) or frequency-modulated LED light when using IR transmitting diodes.

Problemursacheproblem cause

Es wurde nun erkannt, dass die Ursache für die Probleme aus dem Stand der Technik gemäß der EP 2 602 635 B1 die Abtastung bzw. Integration eines potentiellen Störsignals (SR) ist. Es wird zwar mit 100 kHz abgetastet, jedoch wird es nicht zyklisch konstant aufintegriert oder ab-integriert. Ob auf- oder ab-integriert wird hängt vom letzten Wert des Bit-Datenstroms, dem Regelsignal (S4) ab und damit vom Messwert. Es wurde erkannt, dass die wirksame Abtastfrequenz ständig variiert und dass ein Störsignal (SR) somit wiederum die wirksame Abtastfrequenz verändert. Da ein Störsignal (SR) mit der wirksamen Abtastfrequenz und der Breite des digitalen Tiefpassfilters in das Nutzband gefaltet wird, gibt es bei dem Messverfahren der EP 2 602 635 B1 somit sehr viele störende Frequenzen.It has now been recognized that the cause of the problems of the prior art according to the EP 2 602 635 B1 is the sampling or integration of a potential spurious signal (SR). Although it is sampled at 100 kHz, it is not cyclically constantly integrated or down-integrated. Whether it is integrated up or down depends on the last value of the bit data stream, the control signal (S4) and thus on the measured value. It has been recognized that the effective sampling frequency is constantly varying and that, in turn, an interfering signal (SR) changes the effective sampling frequency. Since an interfering signal (SR) is convoluted into the useful band at the effective sampling frequency and the width of the digital low-pass filter, in the measuring method, the EP 2 602 635 B1 thus many disturbing frequencies.

Aufgabe der Erfindung Object of the invention

Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine kompensierende Messvorrichtung anzugeben, die diesen Nachteil der technischen Lehre der EP 2 602 635 B1 vermeidet. Die Frequenzempfindlichkeit von Vorrichtungen gemäß der technischen Lehre der EP 2 602 635 B1 gegen Störungen von außen soll für alle Störer-Frequenzen eliminiert werden. Nur bei der Abtastfrequenz einer erfindungsgemäßen Vorrichtung und dem Vielfachen derselben wird eine Empfindlichkeit gegen Störquellen als unvermeidbar hingenommen, soweit diese Störfrequenzen von einem Bandpass nicht weggefiltert werden. Ziel ist es, ein Störsignal zyklisch konstant abzutasten bzw. zu integrieren.It is the object of the invention to provide a compensating measuring device, which this disadvantage of the technical teaching of EP 2 602 635 B1 avoids. The frequency sensitivity of devices according to the technical teaching of EP 2 602 635 B1 against external disturbances should be eliminated for all interferer frequencies. Only at the sampling frequency of a device according to the invention and the multiple thereof sensitivity to sources of interference is accepted as unavoidable, as far as these interference frequencies are not filtered away by a bandpass filter. The aim is to cyclically constantly sample or integrate an interference signal.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2 und ein Verfahren nach Anspruch 3 gelöst.This object is achieved by a device according to claim 1 or 2 and a method according to claim 3.

Lösung der erfindungsgemäßen AufgabeSolution of the problem of the invention

In den 3 und 5 ist eine verbesserte Vorrichtung dargestellt. Der Unterschied zu bestehenden Verfahren ( EP 2 602 635 B1 ) ist wie folgt:In the 3 and 5 an improved device is shown. The difference to existing procedures ( EP 2 602 635 B1 ) is as follows:

Statt einer Multiplikation des Sendetaktes in Form des bisherigen Basissendesignals (S50) einerseits mit dem Regelsignal (S4) andererseits wird nun vorgeschlagen, den Sendetakt in Form eines ersten Taktsignals (clk1) mit einem zweiten Taktsignal (clk2) und mit dem Regelsignal (S4) zu mischen und zwar bevorzugt zu multiplizieren.Instead of a multiplication of the transmission clock in the form of the previous base transmission signal (S50) on the one hand with the control signal (S4) on the other hand, it is now proposed to the send clock in the form of a first clock signal (clk1) with a second clock signal (CLK2) and with the control signal (S4) mix and preferably multiply.

Hierbei ist die Definition des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) wichtig. Beispielsweise ist es zum einen möglich, die Taktsignale (clk1, clk2) als symmetrische Taktsignale um den 0-Wert herum zu definieren. Zum anderen ist es möglich das erste und zweite Taktsignal als zwischen 0 und einer maximalen Amplitude - beispielsweise 1 - schwankend aufzufassen. Je nach der derartigen Pegeldefinition der Signale muss ggf. die Lage der invertierenden Verstärker bzw. der Inverter im Signalpfad und die Verwendung des Ursprungssignals oder des zu dem Ursprungssignal komplementären Signals angepasst werden. Hierzu werden im Folgenden zwei Beispiele angegeben.Here, the definition of the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) is important. For example, it is possible, on the one hand, to define the clock signals (clk1, clk2) as symmetrical clock signals around the 0 value. On the other hand, it is possible to regard the first and second clock signal as fluctuating between 0 and a maximum amplitude-for example 1. Depending on the level definition of the signals, the position of the inverting amplifier or the inverter in the signal path and the use of the original signal or of the signal complementary to the original signal may need to be adjusted. For this purpose, two examples are given below.

Fall I: clk1 und clk2 zwischen -1 und +1Case I: clk1 and clk2 between -1 and +1

Zunächst wird ein erstes Beispiel mit einem ersten Taktsignal (clk1) und einem zweiten Taktsignal (clk2) behandelt, bei dem diese Taktsignale (clk1, clk2) zwischen -1 und +1 schwanken.First, a first example is treated with a first clock signal (clk1) and a second clock signal (clk2) in which these clock signals (clk1, clk2) fluctuate between -1 and +1.

Die Mischung auf der Seite des Senders (H) erfolgt in diesem Fall I mit einem zum ersten Taktsignal (clk1) komplementären ersten Taktsignal (clk1q), das beispielsweise durch Invertierung des ersten Taktsignals (clk1) erzeugt werden kann, und mit einem zum zweiten Taktsignal (clk2) komplementären zweiten Taktsignal (clk2q), das beispielsweise durch Invertierung des zweiten Taktsignals (clk2) erzeugt werden kann. Die Mischung auf der Seite des Kompensationssenders (K) erfolgt dabei nun entgegengesetzt nicht mit dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) und dem komplementären zweiten Taktsignal (clk2q) auf der Seite des Sendesignals sondern mit dem ersten Taktsignal (clk1) und dem zweiten Taktsignal (clk2). Hierdurch sendet der Sender (H) immer dann, wenn der Kompensationssender (K) nicht sendet und umgekehrt. Die erste Periodendauer (T₁) des ersten Taktsignals (clk1) ist dabei von der zweiten Periodendauer (T₂) des zweiten Taktsignals (clk2) verschieden. Besonders bevorzugt und vorteilhaft ist es, wenn die erste Periodendauer (T₁) ein geradzahliges Vielfaches der zweiten Periodendauer (T₂) ist. Hierdurch entstehen auf dem Messsignal, das in die erste Übertragungsstrecke hineingesendet wird, neben dem Nutzsignal bei f=0Hz frequenzmäßig vier Satellitenbänder-zwei im negativen Frequenzbereich und zwei im positiven Frequenzbereich. Nach dem Empfang erfolgt eine dementsprechende zweistufige Demodulation. Ist der Betrag der Frequenz (1/T₂)des zweiten Taktsignals (clk2) ein ganzzahliges, vorzugsweises um einen geraden Faktor erhöhtes Vielfaches des Betrags der Frequenz des ersten Taktsignals (clk1), und ist der Duty-Cycle des zweiten Taktsignals (clk2) 50%, so eliminiert diese zusätzliche Modulation mit der erhöhten Taktfrequenz erhebliche Teile der niederfrequenten Störungen. Insbesondere werden Störungen (SR) mit einer Frequenz entsprechend der ersten Taktfrequenz (1/T₁), die für das Abtasten des Ausgangs des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) beispielsweise mittels eines Flip-Flops (FF) benutzt wird, durch die Multiplikation mit der zweiten Taktfrequenz (1/T₂) in einen anderen Frequenzbereich verschoben und werden für die Abtastung somit nicht mehr wirksam.The mixing on the side of the transmitter (H) takes place in this case I with a first clock signal (clk1q) which is complementary to the first clock signal (clk1) and which can be generated, for example, by inverting the first clock signal (clk1) and with one to the second clock signal (clk2) complementary second clock signal (clk2q), which can be generated for example by inverting the second clock signal (clk2). The mixture on the side of the compensation transmitter (K) now takes place oppositely not with the complementary first clock signal (clk1q) and the complementary second clock signal (clk2q) on the side of the transmission signal but with the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2 ). As a result, the transmitter (H) always transmits when the compensation transmitter (K) does not transmit and vice versa. The first period duration (T ₁ ) of the first clock signal (clk1) is different from the second period duration (T ₂ ) of the second clock signal (clk2). It is particularly preferred and advantageous if the first period (T ₁ ) is an even multiple of the second period (T ₂ ). As a result, in addition to the useful signal at f = 0 Hz, four satellite bands-two in the negative frequency range and two in the positive frequency range -are frequency-wise formed on the measurement signal which is sent into the first transmission link. After receiving a corresponding two-stage demodulation. Is the magnitude of the frequency (1 / T ₂ ) of the second clock signal (clk2) an integer, preferably an even factor increased multiple of the magnitude of the frequency of the first clock signal (clk1), and is the duty cycle of the second clock signal (clk2) 50%, this additional modulation with the increased clock frequency eliminates significant portions of the low-frequency noise. In particular, noise (SR) having a frequency corresponding to the first clock frequency (1 / T ₁ ) used for sampling the output of the analog-to-digital converter (ADC) by means of a flip-flop (FF), for example shifted the multiplication with the second clock frequency (1 / T ₂ ) in a different frequency range and are thus no longer effective for the scan.

Fall II: clk1 und clk2 zwischen 0 und +1Case II: clk1 and clk2 between 0 and +1

Nun wird ein zweites Beispiel mit einem ersten Taktsignal (clk1) und einem zweiten Taktsignal (clk2) behandelt, bei dem diese Taktsignale (clk1, clk2) zwischen 0 und +1 statt zwischen -1 und 1 schwanken.Now, a second example is treated with a first clock signal (clk1) and a second clock signal (clk2) in which these clock signals (clk1, clk2) fluctuate between 0 and +1 instead of between -1 and 1.

Hierbei tritt das Problem auf, dass bei einer Multiplikation des höher frequenten zweiten Taktsignals (clk2) mit dem niederfrequenten ersten Taktsignal (clk1) Pulse des zweiten Taktsignals (clk2) durch das erste Taktsignal (clk1) in dessen 0-Phasen gelöscht werden. Die Multiplikation muss daher für diesen Fall in anderer Weise erfolgen, als für den Fall I (4) mit zu Null symmetrischen Pegeln. Dieser Fall II (3) ist aber von besonderem Interesse für die Realisierung, da er eine einfache Digitalisierung der Methode erlaubt und hier daher als der bevorzugte Fall zu sehen ist. Auf dieses Problem wird im Verlauf genauer eingegangen werden.In this case, the problem arises that when the higher-frequency second clock signal (clk2) is multiplied by the low-frequency first clock signal (clk1), pulses of the second clock signal (clk2) are deleted by the first clock signal (clk1) in its 0-phase. The multiplication must therefore take place in a different way than in case I ( 4 ) with levels symmetrical to zero. This case II ( 3 ) but is of particular interest to the realization, as it is a simple digitization allowed the method and is therefore seen here as the preferred case. This issue will be discussed in more detail in the course.

Die Modulation mit einem ersten Taktsignal (clk1) mit einer ersten Frequenz (1/T₁) und einem zweiten Taktsignal (clk2) mit einer zweiten Frequenz (1/T₂) mit bevorzugt T₁=2*n*T₂ ist der entscheidende erfinderische Gedanke, der bisher in keiner vorausgehenden Schrift aus dem Stand der Technik bekannt ist.The modulation with a first clock signal (clk1) with a first frequency (1 / T ₁ ) and a second clock signal (clk2) with a second frequency (1 / T ₂ ) with preferably T ₁ = 2 * n * T ₂ is the decisive one inventive idea, which is not known in any prior art from the prior art.

Die Erfindung kann für den Fall I (clk1 und clk2 Pegel zwischen -1 und 1) bezüglich der Sendeseite also so zusammengefasst werden, dass das Sendesignal (S5) mit einem bandbegrenzten Taktsignal (clk1 × ckl2) multipliziert mit dem Regelsignal (S4) moduliert wird. Das Kompensationssendesignal (S3) wird mit dem dementsprechenden komplementären bandbegrenzten Taktsignal (clk1q × ckl2q) moduliert. Das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) weist dabei bevorzugt eine betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δω=ω_ο-ω_u und einer betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω)/2+ω_u auf.The invention can thus be summarized for the case I (clk1 and clk2 levels between -1 and 1) with respect to the transmitting side so that the transmission signal (S5) with a band-limited clock signal (clk1 × ckl2) multiplied by the control signal (S4) is modulated , The compensation transmission signal (S3) is modulated with the corresponding complementary band-limited clock signal (clk1q × ckl2q). The band-limited clock signal (clk1 × ckl2) preferably has an absolute lower limit frequency ω _u and a magnitude upper limit frequency ω _o with a magnitude frequency bandwidth Δω = ω _ο -ω _u and an absolute average frequency ω _m = Δω) / 2 + ω _u ,

Die Erfindung kann für den Fall II (clk1 und clk2 Pegel zwischen 0 und 1) demgegenüber bezüglich der Sendeseite so zusammengefasst werden, dass das Sendesignal (S5) mit einem ersten bandbegrenzten Taktsignal (clk1q × ckl2) moduliert wird, das beispielsweise durch Multiplikation des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit dem zweiten Taktsignal (clk2) erzeugt wird und gleichzeitig mit einem komplementären Regelsignal (S4q) multipliziert wird. Das Kompensationssendesignal (S3) wird mit dem dementsprechenden einem zweiten bandbegrenzten Taktsignal (clk1 × ckl2) moduliert, das beispielsweise durch Multiplikation des ersten Taktsignals (clk1) mit dem zweiten Taktsignal (clk2) erzeugt wird und gleichzeitig mit einem komplementären Regelsignal (S4q) multipliziert wird. Das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2) und das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) weisen dabei bevorzugt eine typischerweise gemeinsame betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine typischerweise gemeinsame betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer typischerweise gemeinsamen betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δω=ω_ο-ω_u und einer typischerweise gemeinsamen betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω)/2+ω_u auf.The invention can be summarized for the case II (clk1 and clk2 levels between 0 and 1) with respect to the transmitting side so that the transmission signal (S5) with a first band-limited clock signal (clk1q × ckl2) is modulated, for example, by multiplication of the complementary first clock signal (clk1q) is generated with the second clock signal (clk2) and simultaneously multiplied by a complementary control signal (S4q). The compensation transmission signal (S3) is modulated with the corresponding second band-limited clock signal (clk1 × ckl2), which is generated for example by multiplication of the first clock signal (clk1) with the second clock signal (clk2) and simultaneously multiplied by a complementary control signal (S4q) , The first band-limited clock signal (clk1q × ckl2) and the second band-limited clock signal (clk1 × ckl2) preferably have a common lower absolute limit frequency ω _u and a typically common absolute upper limit frequency ω _o with a typically common magnitude frequency bandwidth Δω = ω _ο - ω _u and a typical common average frequency ω _m = Δω) / 2 + ω _u .

Der bereits oben beschriebene vorteilhafte Effekt kann im Fall I und im Fall II nun dadurch für beliebige Taktsignale erreicht werden, dass deren Frequenzspektren nach erfolgter Amplitudennormung in einander überführt werden können. Die oben für monofrequente Taktsignale (clk1, clk2) beschriebenen Bedingungen können auf ein erstes nicht monofrequentes Taktsignal (clk1) und ein zweites nicht monofrequentes Taktsignal (clk2) nun erweitert und verallgemeinert werden, wobei ein komplementäres erste Taktsignal (clk1q) wieder komplementär zum ersten Taktsignal (clk1) ist und wobei das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) wiederum komplementär zum zweiten Taktsignal (clk2) ist. Das erste Taktsignal (clk1) weist ein erstes Frequenzspektrum (A₁(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude und das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) ein zweites Frequenzspektrum (A₂(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Analog weist das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) ein drittes Frequenzspektrum (A₃(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude das komplementäre zweite Taktsignal (clk2) ein viertes Frequenzspektrum (A₄(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Um die zuvor beschriebenen Bedingungen zu erfüllen, ist es vorteilhaft, wenn der erste normierte Amplitudenverlauf $$N_1\left(\omega \right)=\frac{\left|A_1\left(\omega \right)\right|}{{\displaystyle \underset{{\omega }_a}{\overset{{\omega }_b}{\int }}\left|A_1\left(\omega \right)\right|d\omega }}$$

und der zweite normierte Amplitudenverlauf $$N_2\left(\omega \right)=\frac{\left|A_2\left(\omega \right)\right|}{{\displaystyle \underset{{\omega }_a}{\overset{{\omega }_b}{\int }}\left|A_2\left(\omega \right)\right|d\omega }}$$

über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich (hier von ω_a bis ω_b) der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden können, dass gilt: $$\left|{\text{N}}_2\left(\mathrm{\omega }\right)-{\text{N}}_1\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|\le \left|{\text{N}}_1\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|*10\%.$$

The advantageous effect already described above can now be achieved for any clock signals in case I and in case II, that their frequency spectra can be converted into each other after the amplitude normalization. The conditions described above for monofrequency clock signals (clk1, clk2) can now be extended and generalized to a first non-monofrequency clock signal (clk1) and a second non-monofrequency clock signal (clk2), wherein a complementary first clock signal (clk1q) is again complementary to the first clock signal (clk1) and wherein the complementary second clock signal (clk2q) is in turn complementary to the second clock signal (clk2). The first clock signal (clk1) has a first frequency spectrum (A ₁ (ω)) with respect to its amplitude and the complementary second clock signal (clk2q) has a second frequency spectrum (A ₂ (ω)) with respect to its amplitude. Analogously, the complementary first clock signal (clk1q) has a third frequency spectrum (A ₃ (ω)) with respect to its amplitude the complementary second clock signal (clk2) a fourth frequency spectrum (A ₄ (ω)) in terms of its amplitude. In order to fulfill the conditions described above, it is advantageous if the first normalized amplitude curve $$N_1\left(\omega \right)=\frac{\left|A_1\left(\omega \right)\right|}{{\displaystyle \underset{{\omega }_a}{\overset{{\omega }_b}{\int }}\left|A_1\left(\omega \right)\right|d\omega }}$$

and the second normalized amplitude characteristic $$N_2\left(\omega \right)=\frac{\left|A_2\left(\omega \right)\right|}{{\displaystyle \underset{{\omega }_a}{\overset{{\omega }_b}{\int }}\left|A_2\left(\omega \right)\right|d\omega }}$$

can be converted into one another via the frequency range (in this case from ω _a to ω _b ) of the frequency (ω) which is relevant for the functioning of the measuring system such that the following applies: $$\left|{\text{N}}_2\left(\mathrm{\omega }\right)-{\text{N}}_1\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|\le \left|{\text{N}}_1\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|*10\%,$$

Diese Bedingung gilt sinnvoller Weise auch für die komplementären Taktsignale (clklq, clk2q) bzw. für das komplementäre bandbreitenbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2q).This condition also expediently applies to the complementary clock signals (clklq, clk2q) or to the complementary bandwidth-limited clock signal (clk1q × clk2q).

Dementsprechend sollte der oder wobei der dritte normierte Amplitudenverlauf $$N_3\left(\omega \right)=\frac{\left|A_3\left(\omega \right)\right|}{{\displaystyle \underset{{\omega }_a}{\overset{{\omega }_b}{\int }}\left|A_3\left(\omega \right)\right|d\omega }}$$

und der vierte normierte Amplitudenverlauf $$N_4\left(\omega \right)=\frac{\left|A_4\left(\omega \right)\right|}{{\displaystyle \underset{{\omega }_a}{\overset{{\omega }_b}{\int }}\left|A_4\left(\omega \right)\right|d\omega }}$$

über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich (hier von ω_a bis ω_b) der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden können, dass gilt: $$\left|{\text{N}}_4\left(\mathrm{\omega }\right)-{\text{N}}_3\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|\le \left|{\text{N}}_3\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|*10\%,$$

Accordingly, the or should be the third normalized amplitude curve $$N_3\left(\omega \right)=\frac{\left|A_3\left(\omega \right)\right|}{{\displaystyle \underset{{\omega }_a}{\overset{{\omega }_b}{\int }}\left|A_3\left(\omega \right)\right|d\omega }}$$

and the fourth normalized amplitude characteristic $$N_4\left(\omega \right)=\frac{\left|A_4\left(\omega \right)\right|}{{\displaystyle \underset{{\omega }_a}{\overset{{\omega }_b}{\int }}\left|A_4\left(\omega \right)\right|d\omega }}$$

can be converted into one another via the frequency range (in this case from ω _a to ω _b ) of the frequency (ω) which is relevant for the functioning of the measuring system such that the following applies: $$\left|{\text{N}}_4\left(\mathrm{\omega }\right)-{\text{N}}_3\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|\le \left|{\text{N}}_3\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|*10\%.$$

Vorteil der ErfindungAdvantage of the invention

Ein solches optisches Messsystem ermöglicht zumindest in einigen Realisierungen eine signifikante Verringerung der Empfindlichkeit eines optischen Messsystems gegenüber Störsignalen und EMV Einstrahlungen. Die Vorteile sind hierauf aber nicht beschränkt.Such an optical measuring system makes it possible, at least in some implementations, to significantly reduce the sensitivity of an optical measuring system to interfering signals and EMC radiation. The advantages are not limited to this.

Die Empfindlichkeit gegenüber einer auf den Empfänger (D) treffende Störgröße (SR) wird in der erfindungsgemäßen Vorrichtung somit erheblich gemindert. Die Verbesserung bezieht sich auch auf eine gestörte physikalische MessgrößeThe sensitivity to interference with the receiver (D) (SR) is thus considerably reduced in the device according to the invention. The improvement also relates to a disturbed physical quantity

Das Messprinzip besteht aus der von der Messgröße abhängigen Auf- bzw. Ab-Integration des demodulierten Signals, des Mischsignals (S7), in einem Filter (F1), das ein Integrator, Tiefpass aber auch ein Bandpass sein kann. Daher lässt sich die zu messende physikalische Eigenschaft (Verhältnis der Intensitäten in den Übertragungsstrecken (I1. I2)) nicht zyklisch konstant abtasten. Aufgrund der vorgenommenen Änderungen lässt sich nun jedoch ein Störsignal (SR), welches auf den Empfänger (D) trifft, sich zyklisch konstant abtasten bzw. integrieren. In den 3 und 5 ist das verbesserte Verfahren dargestellt. Das Vorzeichen des Integrators (F1) wird entgegen dem zitierten Stand der Technik nicht mehr vom Ergebnis, dem Regelsignal (S4), gesteuert sondern von dem ersten Taktsignal (clk1). Ist dessen Periodendauer (T₁) ein geradzahliges (n-faches) Vielfaches der Periodendauer (T₂) des zweiten Taktsignals (clk2), so erfolgt die Integration im ersten Filter (F1) immer zu einen gleichen Zeitpunkt in einer Taktperiode des zweiten Taktsignals (clk2) und immer über volle Perioden (T₂) des zweiten Taktsignals (clk2). Somit kann es zu keinem Phasenfehler bei der Integration mehr kommen. Zusammen mit dem vorzugsweise doppelt so schnellen zweiten Taktsignal (clk2) wird das gefilterte Empfängerausgangssignal (S1) und/oder ein verstärktes Empfängerausgangssignal (S2) somit zyklisch konstant abwechselnd auf- und ab-integriert. Somit ist sichergestellt, dass ein Störsignal (SR) konstant abgetastet wird und daher eine kontinuierliche Integration erfolgen kann.The measurement principle consists of the up-down and down-integration of the demodulated signal, the mixed signal (S7), dependent on the measured variable, in a filter (F1), which may be an integrator, low-pass filter or bandpass filter. Therefore, the physical property to be measured (ratio of the intensities in the transmission paths (I1, I2)) can not be scanned cyclically constant. Due to the changes made, however, an interference signal (SR), which strikes the receiver (D), can be cyclically constantly sampled or integrated. In the 3 and 5 the improved method is shown. Contrary to the cited prior art, the sign of the integrator (F1) is no longer controlled by the result, the control signal (S4), but by the first clock signal (clk1). If its period (T ₁ ) is an even-numbered (n-fold) multiple of the period (T ₂ ) of the second clock signal (clk2), the integration in the first filter (F1) always takes place at the same time in a clock period of the second clock signal ( clk2) and always over full periods (T ₂ ) of the second clock signal (clk2). Thus, there can be no more phase errors in the integration. Together with the preferably twice as fast second clock signal (CLK2), the filtered receiver output signal (S1) and / or an amplified receiver output signal (S2) is thus cyclically constantly alternately up-and-down integrated. This ensures that an interference signal (SR) is sampled constantly and therefore continuous integration can take place.

Im beispielhaften Fall I (siehe auch 4) wird die von der Messgröße, dem Regelsignal (S4) abhängige Auf- bzw. Ab-Integration dadurch sichergestellt, dass der durch einen Kompensationssender (K), die dritte und vierte Übertragungsstrecke (I3, I4) und den Empfänger (D) gebildete erste Übertragungskanal nur während der negativen Halbwelle des zweiten Taktsignals (clk2) und bei einem positiven Wert des Regelsignals (S4) aktiv ist. Das zweite Taktsignal (clk2) wird hier später in der Demodulation im Rahmen einer Multiplikation wiederverwendet, wodurch sich das Minuszeichen wieder weghebt. Der durch den Sender (H), die erste Übertragungsstrecke (I1), das Objekt (O), die zweite Übertragungsstrecke (I2) und den Empfänger (D) gebildete zweite Übertragungskanal ist hier beispielhaft nur bei einer positiven Integrationsphase, also bei in einer positiven Halbwelle des zweiten Taktsignals (clk2), und einem positiven Wert des Regelsignals (S4) aktiv. So wird immer noch sichergestellt, dass (vereinfacht gesagt) im zeitlichen Mittel die empfangene Lichtenergiemenge des ersten und zweiten Übertragungskanals über einen ersten Filter (F1), der vorzugsweise ein Integrator oder Tiefpass ist, gleich geregelt wird. In der negativen Halbwelle des zweiten Taktsignals (clk2) bei einem positiven Wert des Regelsignals (S4) ist hingegen der Kompensationssender (K) aktiv, der direkt in den Empfänger (D) einstrahlt. Im Empfangspfad führt dann die Verwendung des zweiten Taktsignals zu einem negativen Vorzeichen, was zu einer fortschreitenden Verringerung des Integrationsergebnisses des ersten Filters (F1) in dieser Halbwelle des zweiten Taktsignals (clk2) führt. Ein digitales Filter (FF) speichert das Zwischenergebnis als Regelsignal (S4) am Ende der Periode (T₁) des ersten Taktsignals (clk1) ab, das mit dem Ende einer Periode (T₂) des zweiten Taktsignals (clk2) zusammenfallen sollte, um keine Phasenfehler zu verursachen.In the exemplary case I (see also 4 ), the up-down or down-integration dependent on the measured variable, the control signal (S4) is ensured by the fact that the first and second transitions formed by a compensation transmitter (K), the third and fourth transmission links (I3, I4) and the receiver (D) Transmission channel only during the negative half cycle of the second clock signal (clk2) and at a positive value of the control signal (S4) is active. The second clock signal (clk2) is reused here later in the demodulation in the context of a multiplication, whereby the minus sign takes off again. The second transmission channel formed by the transmitter (H), the first transmission path (I1), the object (O), the second transmission path (I2) and the receiver (D) is here only by way of example in a positive integration phase, ie in a positive one Half-wave of the second clock signal (clk2), and a positive value of the control signal (S4) active. Thus, it is still ensured that (in simplified terms) the received light energy amount of the first and second transmission channel over a first Filter (F1), which is preferably an integrator or low pass, is controlled equal. In the negative half-wave of the second clock signal (clk2) with a positive value of the control signal (S4), however, the compensation transmitter (K) is active, which radiates directly into the receiver (D). In the reception path, the use of the second clock signal then leads to a negative sign, which leads to a progressive reduction of the integration result of the first filter (F1) in this half-cycle of the second clock signal (clk2). A digital filter (FF) stores the intermediate result as a control signal (S4) at the end of the period (T ₁ ) of the first clock signal (clk1) which should coincide with the end of a period (T ₂ ) of the second clock signal (clk2) to cause no phase errors.

Im beispielhaften Fall II (siehe auch 3) wird die von der Messgröße, dem Regelsignal (S4) abhängige Auf- bzw. Ab-Integration dadurch sichergestellt, dass der durch einen Kompensationssender (K), die dritte und vierte Übertragungsstrecke (I3, I4) und den Empfänger (D) gebildete erste Übertragungskanal nur während der positiven Integrationsphase und bei einem positiven Wert des Regelsignals (S4) aktiv ist. Die positive Integrationsphase liegt dann vor, wenn das zweite Taktsignal (clk2) sich in der positiven Halbwelle befindet. Der durch den Sender (H) , die erste Übertragungsstrecke (I1), das Objekt (O), die zweite Übertragungsstrecke (I2) und den Empfänger (D) gebildete zweite Übertragungskanal ist dagegen nur bei einer positiven Integrationsphase, also während der positiven Halbwelle des zweiten Taktsignal (clk2), und einem negativen Wert des Regelsignals (S4) aktiv. So wird immer noch sichergestellt, dass (vereinfacht gesagt) im zeitlichen Mittel die empfangene Lichtenergiemenge des ersten und zweiten Übertragungskanals über einen ersten Filter (F1), der vorzugsweise ein Integrator oder Tiefpass ist, gleich geregelt wird.In Exemplary Case II (see also 3 ), the up-down or down-integration dependent on the measured variable, the control signal (S4) is ensured by the fact that the first and second transitions formed by a compensation transmitter (K), the third and fourth transmission links (I3, I4) and the receiver (D) Transmission channel is active only during the positive integration phase and at a positive value of the control signal (S4). The positive integration phase occurs when the second clock signal (clk2) is in the positive half cycle. By contrast, the second transmission channel formed by the transmitter (H), the first transmission link (I1), the object (O), the second transmission link (I2) and the receiver (D) is only in a positive integration phase, ie during the positive half-wave of the second clock signal (clk2), and a negative value of the control signal (S4) active. Thus, it is still ensured that (in simplified terms) the amount of received light energy of the first and second transmission channels is regulated the same over a first filter (F1), which is preferably an integrator or low-pass filter.

Es wird somit zum Ersten ein Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke und/oder eines Objekts (O) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) vorgeschlagen. Das Verfahren muss nicht zwangsweise permanent angewendet werden. Es reicht aus, wenn das Verfahren nur während eines Betrachtungszeitraums zur Anwendung kommt.Thus, for the first, a method is proposed for measuring the properties of at least one electromagnetic transmission path and / or an object (O) within at least one electromagnetic transmission path (I1, I2, I3, I4). The procedure does not necessarily have to be applied permanently. It is sufficient if the method is only used during a period of observation.

Das Verfahren weist folgende Schritte auf, die typischerweise parallel durchgeführt werden. Es handelt sich also nicht um eine zeitliche Abfolge von Schritten.

1. 1. Erzeugen eines ersten Taktsignals (clk1) mit einer ersten Taktperiode (T₁);
2. 2. Erzeugen eines zweiten Takts (clk2) mit einer zweiten Taktperiode (T₂). Diese zweite Taktperiode (T₂) ist vorzugsweise nur halb so lang wie die erste Taktperiode (T₁), um das Nyquist-Theorem zu erfüllen. Bevorzugt ist die erste Taktperiode (T₁) ein ganzzahliges vielfaches der zweiten Taktperiode (T₂). Daher ist es beispielsweise denkbar, sowohl die erste, als auch die zweite Taktperiode (T₁, T₂) durch einen einzigen Taktgenerator (G), beispielsweise einen zweistelligen Binärzähler, erzeugen zu lassen, um die Synchronizität sicherzustellen.
3. 3. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) mit einem Regelsignal (S4), das den späteren Messwert darstellt, zu einem Kompensationsvorsignal (S3v);
4. 4. Im Fall I (z.B. Signalpegel zwischen -1 und 1, 4) das Mischen, insbesondere Multiplizieren, des zuvor in einem ersten Inverter (INV1) zu einem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) invertierten ersten Taktsignals (clk1) und des in einem zweiten Inverter (INV2) zu einem komplementären zweiten Taktsignal (clk2q) invertierten zweiten Taktsignals (clk2) mit dem Regelsignal (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v) und
5. 5. Im Fall II (z.B. Signalpegel zwischen 0 und 1, 3) das Mischen, insbesondere Multiplizieren, des zuvor in einem ersten Inverter (INV1) zu einem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) invertierten ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) mit dem in einem vierten Inverter (INV4) zum komplementären Regelsignal (S4q) modifizierten Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v);
6. 6. Erzeugen eines modulierten Sendesignals (S5) mit einer zumindest im Betrachtungszeitraum konstanten ersten Modulationsamplitude in Abhängigkeit vom Sendevorsignal (S5v);
7. 7. Erzeugen eines modulierten Kompensationssignals (S3) in Abhängigkeit vom Kompensationsvorsignal (S3v), das im Vergleich zum Sendesignal (S5) eine von der ersten Modulationsamplitude abweichende zweite Modulationsamplitude aufweisen kann, die im Betrachtungszeitraum konstant ist;
8. 8. Aussenden eines modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch einen Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendesignal (S5) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten, modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendesignals (S5) umfasst, proportional zum Sendesignal (S5) sind;
9. 9. Aussenden eines elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch einen Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationssignal (S3) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationssignals (S3) umfasst, proportional zum Kompensationssignal (S3) sind;
10. 10. Es folgt dann die Wechselwirkung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit der ersten und zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und einem sich darin ggf. befindlichen Objekt (O) und ggf. ebenfalls die Wechselwirkung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) mit der dritten und vierten Übertragungsstrecke (I3, I4) und einem darin ggf. befindlichen zweiten Objekt (O2). Dies kann zum Ersten durch Reflexion des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) an einem ersten Objekt (O) und/oder Transmission des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch ein erstes Objekt (O) und anschließende Einspeisung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2), wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) und/oder die erste Übertragungsstrecke (I1) mit dem ersten Objekt (O) identisch sein können, geschehen. Zum Zweiten kann dies alternativ oder gleichzeitig durch die Reflexion des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) an einem zweiten Objekt (O2) und/oder die Transmission des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch ein zweites Objekt (O2) und anschließende Einspeisung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4) geschehen. Dabei können die vierte Übertragungsstrecke (I4) und/oder die dritte Übertragungsstrecke (I3) mit dem zweiten Objekt (O2) identisch sein. Das erste Objekt (O) kann mit dem zweiten Objekt (O2) ebenfalls identisch sein.
11. 11. Es folgt der Austritt des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) des Senders (H) aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2), nach Durchgang durch dieselbe und der Empfang des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) durch einen Empfänger (D), sowie der Austritt des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) des Kompensationssenders (K) aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3), nach Durchgang durch die entsprechende Übertragungsstrecke (I3, I4) und der Empfang des ausgetretenen modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) durch den Empfänger (D). Der Empfang erfolgt dabei summierend überlagernd und/oder multiplizierend überlagernd mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H), das aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetreten ist.
12. 12. Ein Empfänger (D) bildet das Empfängerausgangssignal (S0) in Abhängigkeit von der Intensität der empfangenen Überlagerung des aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetretenen modifizierten Sendesignals (S5s) und des aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) ausgetretenen modulierten elektromagnetischen Kompensationssendesignals (S3s).
13. 13. Die auf Senderseite vorgenommene doppelte Mischung mit einem ersten Taktsignal (clk1) und einem zweiten Taktsignal (clk2) wird nun auf Empfangsseite durch eine zweistufige Demodulation je nach beispielhaftem Fall I (4) oder beispielhaftem Fall II (3) in unterschiedlicher Weise wieder rückgängig gemacht. Es folgt daher in einer ersten Demodulationsstufe die Mischung des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) andererseits, insbesondere in einem ersten Multiplizierer (M1). Dabei entsteht das erste Mischsignal (S6). Diese Entmischung erfolgt vorzugsweise wieder mittels Multiplikation.
14. 14. Des Weiteren folgt dann die zweite Stufe der Demodulation im Fall I durch Mischung des zuvor zum komplementären ersten Taktsignal (clk1q) invertierten ersten Taktsignals (clk1) mit dem ersten Mischsignal (S6) in einem zweiten Multiplizierer (M2). Im Fall II (3) wird das erste Taktsignal (clk1) mit einem negativen Vorzeichen versehen und dem zweiten Multiplizierer (M2) zugeführt. Dabei entsteht das Mischsignal (S7). Da Multiplikationen sowohl das Assoziativgesetz als auch das Kommutativgesetz erfüllen, ist die Reihenfolge der Multiplikationen beliebig. Daher ist es beispielsweise auch denkbar, im Fall I zunächst das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) mit dem zweiten Taktsignal (clk2) zu mischen und dann erst das so gewonnene Taktmischsignal einerseits mit dem Empfängerausgangssignal (S0) oder mit einem aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signal, insbesondere einem gefilterten Empfängerausgangssignal (S1) oder mit einem verstärkten Empfängerausgangssignal (S2), andererseits zu mischen. Auch die Multiplikation mit „-1“ kann anders vorgenommen werden. Am Ende ist es nur wichtig, die beiden Taktsignale (clk1 und clk2) so zu mischen, dass ein vorzeichenrichtiges Produkt des Wechselanteils der beiden Taktsignale (clk1, clk2) auf das Empfängerausgangssignal (S0) oder eines der daraus abgeleiteten Signale (S1, S2) aufmultipliziert wird und so eine Demodulation erzielt wird. Die Wahl des Vorzeichens erfolgt dabei so, dass sich Stabilität im Regelkreis einstellt.
15. 15. Es folgt dann wieder eine Filterung des Mischsignals (S7), bevorzugt in einem ersten Filter (F1) zur Bildung eines Regelvorsignals (S8). Besonders bewährt hat sich eine Tiefpassfilterung und/oder Integration als Filtercharakteristik des Filters (F1), da diese einfach zu implementieren sind. Zusammen mit der vorausgegangenen Multiplikation entsteht so ein Skalarprodukt zwischen dem Empfängerausgangssignal (S0) bzw. einem daraus abgeleiteten Signal (S1, S2) und den Wechselsignalanteilen der beiden Taktsignale (clk1 und clk2). Im Fall II ist daher im Entwurf darauf Sorgfalt zu verwenden, dass keine Gleichanteile bei der Skalar-Produktbildung den Integrator, das erste Filter (F1), erreichen können.
16. 16. Als Nächstes folgt dann im Signalpfad eine Analog-zu-Digital-Wandlung des Regelvorsignals (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9). Hierfür wird typischerweise ein Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) verwendet, bei dem es sich auch nur um einen Komparator mit einem 1-Bit-breitem Ausgang handeln kann. Man erhält ein digitales Regelvorsignal (S9), wobei insbesondere die Digitalisierung auch im Signalpfad vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann. Es ist aber von Vorteil, wenn das Quantisierungsrauschen nicht in den ersten Filter (F1) gelangt.
17. 17. Es folgt dann die Filterung und/oder Verzögerung des digitalen Regelvorsignals (S9), vorzugsweise in einem digitalen Filter (FF) und/oder Flip-Flop, zu dem besagten Regelsignal (S4), wobei insbesondere das digitale Filter (FF) eine Einheit mit dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) und/oder bei digitaler Realisierung des ersten Filters (F1) mit diesem ersten Filter (F1) eine Einheit bilden kann.
18. 18. Schließlich erfolgt die Ausgabe des Regelsignals (S4) als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4) und/oder zumindest eines der Objekte (O, O2) innerhalb zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4).

The method comprises the following steps, which are typically performed in parallel. It is not a chronological sequence of steps.

1. 1. generating a first clock signal (clk1) having a first clock period (T ₁ );
2. 2. Generate a second clock (clk2) with a second clock period (T ₂ ). This second clock period (T ₂ ) is preferably only half as long as the first clock period (T ₁ ) to satisfy the Nyquist theorem. Preferably, the first clock period (T ₁ ) is an integer multiple of the second clock period (T ₂ ). Therefore, it is conceivable, for example, to have both the first and the second clock period (T ₁ , T ₂ ) generated by a single clock generator (G), for example a two-digit binary counter, to ensure synchronicity.
3. 3. mixing, in particular multiplying, the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) with a control signal (S4), which represents the later measured value, to a compensating bias signal (S3v);
4. 4. In case I (eg signal levels between -1 and 1, 4 ) mixing, in particular multiplying, the first clock signal (clk1) previously inverted in a first inverter (INV1) to a complementary first clock signal (clk1q) and the second clock signal inverted in a second inverter (INV2) to a complementary second clock signal (clk2q) (clk2) with the control signal (S4) to a transmission pre-signal (S5v) and
5. 5. In case II (eg signal levels between 0 and 1, 3 ) mixing, in particular multiplying, the first clock signal (clk1) previously inverted in a first inverter (INV1) to a complementary first clock signal (clk1q) and the second clock signal (clk2) with that in a fourth inverter (INV4) to the complementary control signal ( S4q) modified control signal (S4) to a transmission pre-signal (S5v);
6. 6. generating a modulated transmission signal (S5) having a first modulation amplitude which is constant at least in the observation period as a function of the transmission pre-signal (S5v);
7. 7. generating a modulated compensation signal (S3) in response to the compensating bias signal (S3v), which compared to the transmission signal (S5) may have a second modulation amplitude different from the first modulation amplitude, which is constant in the observation period;
8. 8. transmitting a modulated electromagnetic transmission signal (S5i) by a transmitter (H) in the first transmission path (I1), wherein the signal intensity (signal energy) of this modulated electromagnetic transmission signal (S5i) with the transmission signal (S5) correlated in the form that at least Portions of the transmitted modulated electromagnetic transmission signal (S5i) in a viewing period comprising a plurality of pulses of the transmission signal (S5) are proportional to the transmission signal (S5);
9. 9. sending out a electromagnetic modulated compensation signal (S3i) by a compensation transmitter (K) in the third transmission path (I3), wherein the signal intensity (signal energy) of this modulated compensation signal (S3i) with the compensation signal (S3) in the form that correlates at least portions of the emitted electromagnetic modulated Compensation signal (S3i) in a viewing period, which comprises a plurality of pulses of the compensation signal (S3), proportional to the compensation signal (S3);
10. 10. This is followed by the interaction of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) with the first and second transmission path (I1, I2) and an object (O) located therein, and possibly also the interaction of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) the third and fourth transmission path (I3, I4) and a possibly located therein second object (O2). This can be done first by reflection of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) on a first object (O) and / or transmission of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) by a first object (O) and subsequent feeding of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) as modified electromagnetic transmission signal (S5s) in a second transmission path (I2), wherein the second transmission path (I2) and / or the first transmission path (I1) with the first object (O) may be identical done. Second, this may alternatively or simultaneously by the reflection of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) to a second object (O2) and / or the transmission of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) by a second object (O2) and then feeding the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) take place as a modified electromagnetic compensation signal (S3s) in a fourth transmission path (I4). In this case, the fourth transmission path (I4) and / or the third transmission path (I3) may be identical to the second object (O2). The first object (O) may also be identical to the second object (O2).
11. 11. It follows the exit of the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H) from the second transmission path (I2), after passage through the same and the reception of the modified electromagnetic transmission signal (S5s) by a receiver (D), and the outlet the modified electromagnetic compensation signal (S3s) of the compensation transmitter (K) from the fourth transmission path (I4) or third transmission path (I3), after passing through the corresponding transmission path (I3, I4) and the reception of the leaked modified electromagnetic compensation signal (S3s) by the Receiver (D). The reception takes place summarily superimposing and / or multiplying superimposed with the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H), which has exited from the second transmission path (I2).
12. 12. A receiver (D) forms the receiver output signal (S0) as a function of the intensity of the received superimposition of the second transmit link (I2) leaked modified transmit signal (S5s) and of the fourth link (I4) or third link (I3) leaked modulated electromagnetic compensation transmit signal (S3s).
13. 13. The duplicate mixing on the transmitter side with a first clock signal (clk1) and a second clock signal (clk2) is now performed on the receiver side by a two-stage demodulation according to exemplary case I (FIG. 4 ) or exemplary case II ( 3 ) reversed in different ways. Therefore, in a first demodulation stage, the mixture of the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (clk2) on the other hand, in particular in one first multiplier (M1). This produces the first mixed signal (S6). This separation is preferably carried out again by means of multiplication.
14. 14. Furthermore, the second stage of the demodulation then follows in case I by mixing the first clock signal (clk1) previously inverted to the complementary first clock signal (clk1q) with the first mixing signal (S6) in a second multiplier (M2). In case II ( 3 ), the first clock signal (clk1) is provided with a negative sign and supplied to the second multiplier (M2). This produces the mixed signal (S7). Since multiplications satisfy both the associative law and the commutative law, the order of the multiplications is arbitrary. Therefore, for example, it is also conceivable to first mix the complementary first clock signal (clk1q) with the second clock signal (clk2) in case I and then only the thus obtained clock mixing signal on the one hand with the receiver output signal (S0) or with a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or with an amplified receiver output signal (S2), on the other hand to mix. The multiplication by "-1" can be done differently. In the end, it is only important to mix the two clock signals (clk1 and clk2) in such a way that a sign-correct product of the alternating component of the two clock signals (clk1, clk2) is sent to the receiver output signal (S0) or one of the signals derived therefrom (S1, S2). is multiplied and thus a demodulation is achieved. The choice of the sign is done so that sets stability in the control loop.
15. 15. This is followed again by filtering the mixed signal (S7), preferably in a first filter (F1) to form a control pre-signal (S8). Low-pass filtering and / or integration as a filter characteristic of the filter (F1) has proved to be particularly successful since they are easy to implement. Together with the preceding multiplication, a scalar product thus results between the receiver output signal (S0) or a signal (S1, S2) derived therefrom and the alternating signal components of the two clock signals (clk1 and clk2). In case II, care must therefore be taken in the design that no DC equals in scalar product formation can reach the integrator, the first filter (F1).
16. 16. Next, in the signal path, an analog-to-digital conversion of the control reference signal (S8) to a digitized control signal (S9) follows. This typically uses an analog-to-digital converter (ADC), which may be just a comparator with a 1-bit wide output. A digital control pre-signal (S9) is obtained, whereby in particular the digitization also takes place in the signal path before the filtering by the first filter (F1). can be done. However, it is advantageous if the quantization noise does not get into the first filter (F1).
17. 17. Then follows the filtering and / or delay of the digital control pre-signal (S9), preferably in a digital filter (FF) and / or flip-flop, to said control signal (S4), wherein in particular the digital filter (FF) a Unit with the analog-to-digital converter (ADC) and / or in digital realization of the first filter (F1) with this first filter (F1) can form a unit.
18. 18. Finally, the output of the control signal (S4) takes place as a measured value signal for the properties of at least one of the optical transmission links (I1, I2, I3, I4) and / or at least one of the objects (O, O2) within at least one of the optical transmission links (I1 , I2, I3, I4).

In allgemeinerer Form kann das Verfahren wie folgt beschrieben werden: Es handelt sich in dieser allgemeineren Form ebenfalls um ein Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke und/oder eines Objekts (O) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums.In a more general form, the method can be described as follows: This more general form is also a method for measuring the properties of at least one electromagnetic transmission path and / or object (O) within at least one electromagnetic transmission path (I1, I2, I3, I4) for use during a period of observation.

Es umfasst im Fall I (4) folgende allgemeine Schritte:It covers in case I ( 4 ) following general steps:

Erzeugen eines bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × ckl2) und eines dazu komplementären bandbegrenzten Taktsignals (clk1q × ckl2q). Dabei besitzt das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) und damit auch das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2q) eine betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δω=ω_ο-ω_u und einer betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω)/2+ω_u. Dass bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) ist zeitlich oder im Frequenzspektrum dabei so strukturiert ist, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines ersten Taktsignals (clk1) mit einem zweiten Taktsignal (clk2) im Zeitbereich aufgefasst werden kann. Das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2q) ist ebenfalls zeitlich oder im Frequenzspektrum so strukturiert, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit einem komplementären zweiten Taktsignal (clk2q) im Zeitbereich aufgefasst werden kann. Das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) ist dabei komplementär zum ersten Taktsignal (clk1). Das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) ist dabei komplementär zum zweiten Taktsignal (clk2). Das erste Taktsignal (clk1) weist ein erstes Frequenzspektrum (A₁(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das zweite Taktsignal (clk2q) weist ein zweites Frequenzspektrum (A₂(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) weist ein drittes Frequenzspektrum (A₃(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das komplementäre zweite Taktsignal (clk2) weist ein viertes Frequenzspektrum (A₄(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Dabei können der erste normierte Amplitudenverlauf (N₁(ω)= |A₁(ω)|/∫|A₁(ω)|dω) und der zweite normierte Amplitudenverlauf (N₂(ω)=|A₂(ω)|/∫|A₂(ω)|dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden, dass gilt: |N₂(ω)-N₁(2*ω)|≤|N₁(2*ω)|*10%. Ebenso können der dritte normierte Amplitudenverlauf (N₃(ω)=|A₃(ω)|/∫|A₃(ω)|dω) und der vierte normierte Amplitudenverlauf (N₄(ω)=|A₄(ω)|/∫|A₄(ω)|dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden, dass gilt: |N₄(ω)-N₃(2*ω)|≤|N₃(2*ω)|*10%; Generating a band-limited clock signal (clk1 × ckl2) and a complementary band-limited clock signal (clk1q × ckl2q). In this case, the band-limited clock signal (clk1 × ckl2) and thus the complementary band-limited clock signal (clk1q × ckl2q) has a magnitude lower limit frequency ω _u and a magnitude upper limit frequency ω _o with a magnitude frequency bandwidth Δω = ω _ο -ω _u and a magnitude center frequency ω _m = Δω) / 2 + ω _u . The band-limited clock signal (clk1 × ckl2) is structured in terms of time or in the frequency spectrum such that it can be interpreted as a result of the multiplication of a first clock signal (clk1) by a second clock signal (clk2) in the time domain. The complementary band-limited clock signal (clk1q × ckl2q) is also structured in time or in the frequency spectrum such that it can be interpreted as a result of the multiplication of a complementary first clock signal (clk1q) with a complementary second clock signal (clk2q) in the time domain. The complementary first clock signal (clk1q) is complementary to the first clock signal (clk1). The complementary second clock signal (clk2q) is complementary to the second clock signal (clk2). The first clock signal (clk1) has a first frequency spectrum (A ₁ (ω)) in terms of its amplitude. The second clock signal (clk2q) has a second frequency spectrum (A ₂ (ω)) in terms of its amplitude. The complementary first clock signal (clk1q) has a third frequency spectrum (A ₃ (ω)) in terms of its amplitude. The complementary second clock signal (clk2) has a fourth frequency spectrum (A ₄ (ω)) in terms of its amplitude. The first normalized amplitude curve (N ₁ (ω) = | A ₁ (ω) | / ∫ | A ₁ (ω) | dω) and the second normalized amplitude curve (N ₂ (ω) = | A ₂ (ω) | / ∫ | A ₂ (ω) | dω) are converted into each other via the frequency range of the frequency (ω) relevant for the functioning of the measuring system in such a way that | N ₂ (ω) -N ₁ (2 * ω) | ≤ | N ₁ (2 * ω) | * 10%. Similarly, the third normalized amplitude characteristic (N ₃ (ω) = | A ₃ (ω) | / ∫ | A ₃ (ω) | dω) and the fourth normalized amplitude characteristic (N ₄ (ω) = | A ₄ (ω) | / ∫ | A ₄ (ω) | dω) are converted into one another via the frequency range of the frequency (ω) relevant for the functioning of the measuring system in such a way that | N ₄ (ω) -N ₃ (2 * ω) | ≤ | N ₃ (2 * ω) | * 10%;

Es umfasst im Fall II (3) (z.B. Signalpegel des ersten Taktsignals zwischen 0 und 1) folgende allgemeine Schritte:It covers case II ( 3 ) (eg signal level of the first clock signal between 0 and 1) following general steps:

Erzeugen eines ersten bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × ckl2) und eines zweiten bandbegrenzten Taktsignals (clk1q × ckl2). Dabei besitzen das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) und das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2) eine gemeinsame betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine gemeinsame betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer gemeinsamen betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δ_ω=ω_o-ω_u und einer gemeinsamen betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω/2+ω_u. Dass erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) ist zeitlich oder im Frequenzspektrum dabei so strukturiert ist, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines ersten Taktsignals (clk1) mit einem zweiten Taktsignal (clk2) im Zeitbereich aufgefasst werden kann. Das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2) ist ebenfalls zeitlich oder im Frequenzspektrum so strukturiert, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit dem besagten komplementären zweiten Taktsignal (clk2) im Zeitbereich aufgefasst werden kann. Das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) ist komplementär zum ersten Taktsignal (clk1). Das erste Taktsignal (clk1) weist wieder ein erstes Frequenzspektrum (A₁(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das zweite Taktsignal (clk2q) weist wieder ein zweites Frequenzspektrum (A₂(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) weist wieder ein drittes Frequenzspektrum (A₃(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude auf. Dabei können der erste normierte Amplitudenverlauf (N_i(ω)=|A₁(ω)|/∫|A₁(ω)|dω) und der zweite normierte Amplitudenverlauf (N₂(ω)=|A₂(ω)|/∫|A₂(ω)|dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden, dass gilt:
|N₂(ω)-N₁(2*ω)|≤|N₁(2*ω)|*10%. Ebenso können der dritte normierte Amplitudenverlauf (N₃(ω)=|A₃(ω)|/∫|A₃(ω)|dω) und der zweite normierte Amplitudenverlauf (N₄(ω)) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden, dass gilt: |N₂(ω)-N₃(2*ω)|≤|N₃(2*ω)|*10%;Generating a first band-limited clock signal (clk1 × ckl2) and a second band-limited clock signal (clk1q × ckl2). The first band-limited clock signal (clk1 × ckl2) and the second band-limited clock signal (clk1q × ckl2) have a common magnitude lower limit frequency ω _u and a common magnitude upper limit frequency ω _o with a common magnitude frequency bandwidth Δ _ω = ω _o -ω _u and a common magnitude center frequency ω _m = Δω / 2 + ω _u . The first band-limited clock signal (clk1 × ckl2) is structured temporally or in the frequency spectrum so that it can be interpreted as a result of the multiplication of a first clock signal (clk1) with a second clock signal (clk2) in the time domain. The second band-limited clock signal (clk1q × ckl2) is likewise structured in terms of time or in the frequency spectrum in such a way that it can be interpreted as a result of the multiplication of a complementary first clock signal (clk1q) with the said complementary second clock signal (clk2) in the time domain. The complementary first clock signal (clk1q) is complementary to the first clock signal (clk1). The first clock signal (clk1) again has a first frequency spectrum (A ₁ (ω)) in terms of its amplitude. The second clock signal (clk2q) again has a second frequency spectrum (A ₂ (ω)) in terms of its amplitude. The complementary first clock signal (clk1q) again has a third frequency spectrum (A ₃ (ω)) in terms of its amplitude. The first normalized amplitude curve (N _i (ω) = | A ₁ (ω) | / ∫ | A ₁ (ω) | dω) and the second normalized amplitude curve (N ₂ (ω) = | A ₂ (ω) | / ∫ | A ₂ (ω) | dω) over that for the functionality of the Measuring system relevant frequency range of the frequency (ω) are transferred into each other such that the following applies:
| N ₂ (ω) -N ₁ (2 * ω) | ≤ | N ₁ (2 * ω) | * 10%. Likewise, the third normalized amplitude characteristic (N ₃ (ω) = | A ₃ (ω) | / ∫ | A ₃ (ω) | dω) and the second normalized amplitude characteristic (N ₄ (ω)) can be used for the functionality of the measuring system relevant frequency range of the frequency (ω) are converted into each other such that: | N ₂ (ω) -N ₃ (2 * ω) | ≤ | N ₃ (2 * ω) | * 10%;

Die folgenden beiden Schritte 2 und 3 können ebenfalls unterschiedlich realisiert werden.The following two steps 2 and 3 can also be realized differently.

Im Fall I (4):In case I ( 4 ):

Mischen, insbesondere Multiplizieren, des bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und eines Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) oder Multiplizieren des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v);Mixing, in particular multiplying, the band-limited clock signal (clk1 × clk2) and a control signal (S4) to a compensation leading signal (S3v) or multiplying the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) and the control signal (S4) to a compensation leading signal ( S3V);

1. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des bandbegrenzten komplementären Taktsignals (clk1q × ckl2q) und des Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v) oder Multiplizieren des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q) und des Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v);1. Mixing, in particular multiplying, the band-limited complementary clock signal (clk1q × ckl2q) and the control signal (S4) to a transmit bias signal (S5v) or multiplying the complementary first clock signal (clk1q) and the complementary second clock signal (clk2q) and the control signal (S4 ) to a transmission pre-signal (S5v);

Die Alternative umfasst die zwei Schritte
2. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) und 3. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q) und des Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v);The alternative involves the two steps
2. mixing, in particular multiplying, the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) and the control signal (S4) to a compensation leading signal (S3v) and 3. mixing, in particular multiplying, the complementary first clock signal (clk1q) and the complementary one second clock signal (clk2q) and the control signal (S4) to a transmission pre-signal (S5v);

Im Fall II (3):In case II ( 3 ):

Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und eines Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) oder Multiplizieren des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v);Mixing, in particular multiplying, the first band-limited clock signal (clk1 × clk2) and a control signal (S4) to a compensation leading signal (S3v) or multiplying the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) and the control signal (S4) to a compensation leading signal (S3V);

1. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des zweiten bandbegrenzten Taktsignals (clk1q × ckl2) und des zum Regelsignal (S4) komplementären Regelsignals (S4q) zu einem Sendevorsignal (S5v) oder Multiplizieren des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des komplementären Regelsignals (S4q) zu einem Sendevorsignal (S5v);1. Mixing, in particular multiplying, the second band-limited clock signal (clk1q × ckl2) and the control signal (S4q) which is complementary to the control signal (S4) to a transmit bias signal (S5v) or multiplying the complementary first clock signal (clk1q) and the second clock signal (clk2) and the complementary control signal (S4q) to a transmission pre-signal (S5v);

Die Alternative für den Fall II (beispielsweise Signalpegel des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) zwischen 0 und 1) umfasst die zwei Schritte

• 1. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) und
• 2. Mischen, insbesondere Multiplizieren, des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des komplementären Regelsignals (S4q) zu einem Sendevorsignal (S5v);

The alternative for case II (eg signal levels of the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) between 0 and 1) comprises the two steps

• 1. Mixing, in particular multiplying, the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) and the control signal (S4) to a compensation leading signal (S3v) and
• 2. mixing, in particular multiplying, the complementary first clock signal (clk1q) and the second clock signal (clk2) and the complementary control signal (S4q) to a transmit bias signal (S5v);

Es folgt als weiterer Schritt für beide Fälle I und II:

1. 1. Aussenden eines modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch einen Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendesignal (S5) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendesignals (S5) umfasst, proportional zum Sendesignal (S5) sind;
2. 2. Aussenden eines elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch einen Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationssignal (S3) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationssignals (S3) umfasst, proportional zum Kompensationssignal (S3) sind;
3. 3. Einen oder mehrere der beiden Schritte
   1. a. Reflexion des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) an einem ersten Objekt (O) und/oder Transmission des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch ein erstes Objekt (O) und anschließende Einspeisung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2), wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) und/oder die erste Übertragungsstrecke (I1) mit dem ersten Objekt (O) identisch sein können, und/oder
   2. b. Reflexion des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) an einem zweiten Objekt (O2) und/oder Transmission des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch ein zweites Objekt (O2) und anschließende Einspeisung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4), wobei die vierte Übertragungsstrecke (I4) und/oder die dritte Übertragungsstrecke (I3) mit dem zweiten Objekt (O2) identisch sein können und wobei das erste Objekt (O) mit dem zweiten Objekt (O2) ebenfalls identisch sein kann;
4. 4. Austritt des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) des Senders (H) aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2), nach Durchgang durch dieselbe und Empfang des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) durch einen Empfänger (D);
5. 5. Austritt des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) des Kompensationssenders (K) aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3), nach Durchgang durch die entsprechende Übertragungsstrecke (I3, I4) und Empfang des ausgetretenen modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) durch den Empfänger (D), wobei der Empfang summierend und/oder multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H), das aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetreten ist, als Empfang einer Überlagerung erfolgt;
6. 6. Bilden eines Empfängerausgangssignals (S0) durch den Empfänger (D) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetretenen modifizierten Sendesignals (S5s) und des aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) ausgetretenen modulierten elektromagnetischen Kompensationssendesignals (S3s);

It follows as a further step for both cases I and II:

1. 1. transmitting a modulated electromagnetic transmission signal (S5i) by a transmitter (H) in the first transmission path (I1), wherein the signal intensity (signal energy) of this modulated electromagnetic transmission signal (S5i) with the transmission signal (S5) correlated in the form that at least Portions of the transmitted modulated electromagnetic transmission signal (S5i) in a viewing period comprising a plurality of pulses of the transmission signal (S5) are proportional to the transmission signal (S5);
2. 2. emitting an electromagnetic modulated compensation signal (S3i) by a compensation transmitter (K) in the third transmission path (I3), wherein the signal intensity (signal energy) of this modulated compensation signal (S3i) with the compensation signal (S3) correlated in the form that at least parts the emitted electromagnetic modulated compensation signal (S3i) in a period of observation comprising a plurality of pulses of the compensation signal (S3) are proportional to the compensation signal (S3);
3. 3. One or more of the two steps
   1. a. Reflection of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) on a first object (O) and / or transmission of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) by a first object (O) and subsequent feeding of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) as a modified electromagnetic transmission signal (S5s) in a second transmission path (I2), wherein the second transmission path (I2) and / or the first transmission path (I1) may be identical to the first object (O), and / or
   2. b. Reflection of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) on a second object (O2) and / or transmission of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) by a second object (O2) and subsequent feeding of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) as a modified electromagnetic compensation signal (S3s) in a fourth transmission path (I4), wherein the fourth transmission path (I4) and / or the third transmission path (I3) with the second object (O2) may be identical and wherein the first object (O) may also be identical to the second object (O2);
4. 4. exit of the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H) from the second transmission path (I2), after passing through it and receiving the modified electromagnetic transmission signal (S5s) by a receiver (D);
5. 5. exit of the modified electromagnetic compensation signal (S3s) of the compensation transmitter (K) from the fourth transmission path (I4) or third transmission path (I3), after passing through the corresponding transmission path (I3, I4) and reception of the leaked modified electromagnetic compensation signal (S3s) by the receiver (D), wherein the reception takes place summing and / or multiplying with the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H), which has exited the second transmission path (I2), as the receipt of an overlay;
6. 6. Forming a receiver output signal (S0) by the receiver (D) as a function of the received superposition of the leaked from the second transmission path (I2) modified transmit signal (S5s) and the fourth transmission line (I4) or third transmission line (I3) leaked modulated electromagnetic compensation transmission signal (S3s);

Die Demodulation kann wieder auf verschiedene Weisen erfolgen:The demodulation can be done again in different ways:

Als erste Möglichkeit:

• 7. Bilden eines ersten Mischsignals (S6) durch Multiplikation des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal (S0) abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2), insbesondere in einem ersten Multiplizierer (M1), andererseits;
• 8. Bilden eines Mischsignals (S7) im Fall I durch Multiplikation des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit dem ersten Mischsignal (S6) und im Fall II durch Multiplikation des ersten Taktsignals (clk1) mit einem Faktor -1 und mit dem ersten Mischsignal (S6), wobei diese Multiplikationen insbesondere in einem zweiten Multiplizierer (M2) erfolgen;

As a first option:

• 7. Forming a first mixed signal (S6) by multiplying the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal (S0), in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (clk2) in particular in a first multiplier (M1), on the other hand;
• 8. Forming a mixed signal (S7) in case I by multiplication of the complementary first clock signal (clk1q) with the first mixing signal (S6) and in case II by multiplication of the first clock signal (clk1) by a factor -1 and with the first mixed signal ( S6), these multiplications taking place in particular in a second multiplier (M2);

Als zweite Möglichkeit

• 9. Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und im Fall I mit dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) und im Fall II mit dem mit -1 multiplizierten ersten Taktsignal (clk1), insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3)

As a second option

• 9. forming a mixed signal (S7) by mixing, in particular multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (clk2) and in case I with the complementary first clock signal (clk1q) and in case II with the -1 multiplied first clock signal (clk1), in particular in a third mixer (Mi3)

Als dritte Möglichkeit

• 10. Im Fall I (4): Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und mit dem ersten Taktsignal (clk1) und anschließende Multiplikation mit -1, insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3)

As a third option

• 10. In case I ( 4 ): Forming a mixed signal (S7) by mixing, in particular multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (clk2) and with the first clock signal (clk1) and subsequent multiplication with -1, in particular in a third mixer (Mi3)

Als vierte Möglichkeit

• 11. Im Fall I (4): Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem bandbreitenbegrenzten Taktsignal (clk1 × clk2) und anschließende Multiplikation mit -1, insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3);

As a fourth option

• 11. In case I ( 4 ): Mixing, in particular multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the bandwidth limited clock signal (clk1 × clk2) and subsequent multiplication by -1, in particular in a third mixer (Mi3);

Als fünfte Möglichkeit

• 12. Im Fall I (4): Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignal (clk1q × clk2q) und anschließende Multiplikation mit -1, insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3);

As a fifth option

• 12. In case I ( 4 ): Forming a mixed signal (S7) by mixing, in particular multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the complementary bandwidth-limited clock signal (clk1q × clk2q) and subsequent multiplication by -1, in particular in a third mixer (Mi3);

Als weitere typische Schritte werden hier genannt:

• 13. Filterung - insbesondere Tiefpassfilterung und/oder Integration - des Mischsignals (S7), insbesondere in einem ersten Filter (F1), zur Bildung eines Regelvorsignals (S8);
• 14. Analog-zu-Digital-Wandlung des Regelvorsignals (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9), insbesondere in einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC), um ein digitales Regelvorsignal (S9) zu erhalten, wobei insbesondere die Digitalisierung auch im Signalpfad vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann;
• 15. Filterung und/oder Verzögerung des digitalen Regelvorsignals (S9), insbesondere in einem digitalen Filter (FF), zu dem besagten Regelsignal (S4),
  1. a. wobei das digitale Filter mit dem ersten Taktsignal (clk1) oder dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) synchronisiert ist und
  2. b. wobei insbesondere das digitale Filter (FF) eine Einheit mit dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) und/oder bei digitaler Realisierung des ersten Filters (F1) mit diesem ersten Filter (F1) eine Einheit bilden kann;
• 16. Ausgabe des Regelsignals (S4) als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken und/oder zumindest eines der Objekte (O, O2) innerhalb zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4).

As further typical steps are mentioned here:

• 13. Filtering - in particular low-pass filtering and / or integration - of the mixing signal (S7), in particular in a first filter (F1), to form a control bias signal (S8);
• 14. Analog-to-digital conversion of the Regelvorsignals (S8) to a digitized control signal (S9), in particular in an analog-to-digital converter (ADC), to obtain a digital Regelvorsignal (S9), in particular the digitization also in the signal path before filtering by the first filter (F1) can take place;
• 15. filtering and / or delaying the digital control pre-signal (S9), in particular in a digital filter (FF), to the said control signal (S4),
  1. a. wherein the digital filter is synchronized with the first clock signal (clk1) or the complementary first clock signal (clk1q), and
  2. b. in particular the digital filter (FF) being able to form a unit with the analogue-to-digital converter (ADC) and / or in digital realization of the first filter (F1) with this first filter (F1);
• 16. output of the control signal (S4) as a measured value signal for the properties of at least one of the optical transmission links and / or at least one of the objects (O, O2) within at least one of the optical transmission links (I1, I2, I3, I4).

Eine Benutzung bandbegrenzter Taktsignale (clk1 × clk2, clk1q × clk2q, clk1 × clk2) hat den Vorteil, dass beispielsweise bandbegrenzte Zufallssignale anstelle von monofrequenten Signalen verwendet werden können. Diese können zu einer Kode-Spreizung verwendet werden. Hierzu sei auf die EP 2 817 657 B1 verwiesen, die die Verwendung von bandbegrenzten Sendesignalen behandelt. In dieser Offenlegung wird also eine besonders einfache Variante des Verfahrens der EP 2 817 657 B1 behandelt, die durch eine ganz spezielle Form des Sendesignals ermöglicht wird und gegenüber dem Verfahren der EP 2 817 657 B1 erheblich vereinfacht ist. Die EP 2 817 657 B1 legt die hier offengelegten Randbedingungen an das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × clk2) und das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2q) sowie das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × clk2) und das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2) nicht offen.Using band-limited clock signals (clk1 × clk2, clk1q × clk2q, clk1 × clk2) has the advantage that, for example, band-limited random signals can be used instead of monofrequency signals. These can be used for code spreading. To this is on the EP 2 817 657 B1 referring to the use of band-limited transmit signals. In this disclosure, therefore, a particularly simple variant of the method of EP 2 817 657 B1 which is made possible by a very specific form of the transmission signal and compared to the method of EP 2 817 657 B1 is considerably simplified. The EP 2 817 657 B1 does not disclose the boundary conditions disclosed herein to the band limited clock signal (clk1 x clk2) and the complementary band limited clock signal (clk1q x clk2q) and the first band limited clock signal (clk1 x clk2) and the second band limited clock signal (clk1q x clk2).

Dem Verfahren entspricht eine korrespondierende Vorrichtung zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder mindestens eines Objekts (O, O2) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen oder optischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums. Sie weist einen ersten Taktgenerator (G) auf, der ein erstes Taktsignal (clk1) mit einer ersten Taktperiode (T₁) erzeugt und ein zweites Taktsignal (clk2) mit einer zweiten Taktperiode (T₂) erzeugt. Die zweite Taktperiode (T₂) ist kürzer als die erste Taktperiode (T₁). Vorzugsweise entspricht die zweite Taktperiode (T₂) der ersten Taktperiode (T₁) geteilt durch eine ganze Zahl größer 1. Der Taktgenerator (G) kann beispielsweise aus einem ersten Taktgenerator (G1) und einem zweiten Taktgenerator (G2) bestehen. Neben diesen Signalen erzeugt der Taktgenerator (G) auch ein zu dem ersten Taktsignal (clk1) komplementäres erstes Taktsignal (clk1q) und im Fall II (3) zusätzlich ein zu dem zweiten Taktsignal (clk2) komplementäres zweites Taktsignal (clk2q). Der Taktgenerator (G) kann stattdessen auch ein bandbegrenztes Taktsignal (clk1 × clk2) und ein dazu komplementäres bandbegrenztes Taktsignal (clk1q × clk2q) oder ein erstes bandbegrenztes Taktsignal (clk1 × clk2) und ein zweites bandbegrenztes Taktsignal (clk1q × ckl2) für die Nutzung der oben beschriebenen allgemeineren Verfahren erzeugen.The method corresponds to a corresponding device for measuring the properties of at least one electromagnetic transmission path (I1, I2, I3, I4) and / or at least one object (O, O2) within at least one electromagnetic or optical transmission path (I1, I2, I3, I4). for use during a viewing period. It has a first clock generator (G) which generates a first clock signal (clk1) with a first clock period (T ₁ ) and generates a second clock signal (clk2) with a second clock period (T ₂ ). The second clock period (T ₂ ) is shorter than the first clock period (T ₁ ). Preferably, the second clock period (T ₂ ) of the first clock period (T ₁ ) divided by an integer greater than 1. The clock generator (G) may for example consist of a first clock generator (G1) and a second clock generator (G2). In addition to these signals, the clock generator (G) also generates a first clock signal (clk1q) complementary to the first clock signal (clk1) and in the case II ( 3 ) additionally to the second clock signal (clk2) complementary second clock signal (clk2q). The clock generator (G) may instead use a band-limited clock signal (clk1 × clk2) and a complementary band-limited clock signal (clk1q × clk2q) or a first band-limited clock signal (clk1 × clk2) and a second band-limited clock signal (clk1q × ckl2) for use produce the more general method described above.

Die Vorrichtung umfasst des Weiteren einen ersten Mischer (Mi1), beispielsweise bestehend aus einem fünften und dritten Multiplizier (M5, M3), der das erste Taktsignal (clk1) und das zweite Taktsignal (clk2) und das Regelsignal (S4) zu dem Kompensationsvorsignal (S3v) miteinander mischt, hier also bevorzugt multipliziert, oder das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × clk2) mit dem Regelsignal (S4) zu dem Kompensationsvorsignal (S3v) mischt, hier also bevorzugt multipliziert.The apparatus further comprises a first mixer (Mi1), for example consisting of a fifth and third multiplier (M5, M3), the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) and the control signal (S4) to the compensation leading signal (Mi) S3v) with each other, in this case preferably multiplied, or the band-limited clock signal (clk1 × clk2) with the control signal (S4) to the compensation leading signal (S3v) mixes, so here preferably multiplied.

Die Vorrichtung umfasst des Weiteren einen zweiten Mischer (Mi2), beispielsweise bestehend aus einem vierten und sechsten Multiplizier (M4, M6), der im Fall I (4) das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) und das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) und das Regelsignal (S4) zu dem Sendevorsignal (S5v) miteinander mischt, hier also bevorzugt multipliziert, oder ebenfalls im Fall I (4) das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2q) bzw. das erste bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2q) mit dem Regelsignal (S4) zu dem Sendevorsignal (S5v) mischt, hier also bevorzugt multipliziert. Im Fall II (3) ist dieser Mischer verändert, um dem Problem Rechnung zu tragen, dass es in den negativen Halbwellen (0-Phasen) des zweiten Taktsignals (clk2) zu Auslöschungen kommen würde. Daher mischt der zweite Mischer (Mi2) dann nur das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) und das zweite Taktsignal (clk2) und das komplementäre Regelsignal (S4q) zu dem Sendevorsignal (S5v) miteinander. Auch hier handelt es sich bevorzugt um eine Multiplikation. Alternativ kann in diesem Fall II der zweite Mischer (Mi2) das zweite bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × clk2) mit dem Regelsignal (S4) zu dem Sendevorsignal (S5v) mischen, hier also bevorzugt multiplizieren.The apparatus further comprises a second mixer (Mi2), for example consisting of a fourth and sixth multiplier (M4, M6), which in case I ( 4 ), the complementary first clock signal (clk1q) and the complementary second clock signal (clk2q) and the control signal (S4) are mixed together to form the transmission first signal (S5v), in this case preferably multiplied, or also in case I ( 4 ), the complementary band-limited clock signal (clk1q × clk2q) or the first band-limited clock signal (clk1q × clk2q) with the control signal (S4) to the Sendevorsignal (S5v) mixes, so here preferably multiplied. In case II ( 3 ) this mixer is changed to address the problem that cancellations would occur in the negative half waves (0-phase) of the second clock signal (clk2). Therefore, the second mixer (Mi2) then mixes only the complementary first clock signal (clk1q) and the second clock signal (clk2) and the complementary control signal (S4q) to the transmission pre-signal (S5v). Again, it is preferably a multiplication. Alternatively, in this case II, the second mixer (Mi2) may be the second band limited one Mix clock signal (clk1q × clk2) with the control signal (S4) to the Sendevorsignal (S5v), here preferably multiply.

Diese Mischer und Signalgeneratoren können natürlich als eine funktionale Einheit gleicher Wirkung und anderer Architektur ausgeführt werden. Beispielsweise ist es verbreitet üblich, Multiplikationen und damit die Multiplizierer durch Schalter zu realisieren. Dies ist besonders dann von Vorteil, wenn beispielsweise im Empfangspfad die Signale differentiell verarbeitet werden.Of course, these mixers and signal generators can be implemented as a functional unit of equal effect and different architecture. For example, it is common practice to realize multiplications and thus the multipliers by switches. This is particularly advantageous if, for example, the signals are processed differentially in the receive path.

Die vorgeschlagene Vorrichtung weist in einer Ausprägung einen Sender (H) auf, der ein moduliertes elektromagnetisches Sendesignals (S5i) in die erste Übertragungsstrecke (I1) hineinsendet, wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendevorsignal (S5v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendevorsignals (S5v) umfasst, proportional zum Sendevorsignal (S5) sind. Sie weist einen Kompensationssender (K) auf, der ein elektromagnetisches moduliertes Kompensationssignals (S3i) in die dritte Übertragungsstrecke (I3) hineinsendet, wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationsvorsignals (S3v) umfasst, proportional zum Kompensationsvorsignal (S3v) sind.In one embodiment, the proposed device has a transmitter (H) which transmits a modulated electromagnetic transmission signal (S5i) into the first transmission path (I1), the signal intensity (signal energy) of this modulated electromagnetic transmission signal (S5i) being matched with the transmission pre-signal (S5v). in the form that at least portions of the transmitted modulated electromagnetic transmission signal (S5i) are proportional to the transmission pre-signal (S5) in a viewing period comprising a plurality of pulses of the transmission pre-signal (S5v). It has a compensation transmitter (K) which transmits an electromagnetic modulated compensation signal (S3i) into the third transmission link (I3), the signal intensity (signal energy) of this modulated compensation signal (S3i) being correlated with the compensation bias signal (S3v) in the form at least portions of the emitted electromagnetic modulated compensation signal (S3i) in a viewing period comprising a plurality of pulses of the compensation bias signal (S3v) are proportional to the compensation bias signal (S3v).

Das elektromagnetische modulierte Sendesignal (S5i) und/oder das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) wird an mindestens einem Objekt (O, O2) in mindestens einer Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4) reflektiert und/oder durch mindestens ein Objekt (O, O2) transmittiert. Anschließend speist das Objekt (O) das modulierte elektromagnetische Sendesignal (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2) ein. Auch kann das zweite Objekt (O2) anschließend das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4) einspeisen, wobei eine oder mehrere Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4) mit dem jeweiligen Objekt (O, O2) identisch sein können. Ein Empfänger (D) empfängt das modifizierte elektromagnetische Kompensationssignal (S3s) des Kompensationssenders (K) nach Austritt aus der dritten und/oder vierten Übertragungsstrecke (I3, I4) und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen. Der Empfang erfolgt summierend überlagernd und/oder multiplizierend überlagernd mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H). Der Empfänger (D) empfängt des Weiteren das modifizierte elektromagnetische Sendesignal (S5s) des Senders (H) nach Austritt aus der ersten und/oder zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen. Der Empfänger (D) erzeugt ein Empfängerausgangssignal (S0) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des modifizierten Sendesignals (S5s) und des Kompensationssendesignals (S3s).The electromagnetic modulated transmit signal (S5i) and / or the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) is reflected on at least one object (O, O2) in at least one transmission links (I1, I2, I3, I4) and / or by at least one object (O , O2). Subsequently, the object (O) feeds the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) as a modified electromagnetic transmission signal (S5s) into a second transmission path (I2). Also, the second object (O2) can then feed the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) as a modified electromagnetic compensation signal (S3s) in a fourth transmission path (I4), wherein one or more transmission links (I1, I2, I3, I4) with the respective object (O, O2) can be identical. A receiver (D) receives the modified electromagnetic compensation signal (S3s) of the compensation transmitter (K) after exiting the third and / or fourth transmission link (I3, I4) and after passing through at least one of them. The reception takes place summarily superimposing and / or multiplying superimposed with the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H). The receiver (D) further receives the modified electromagnetic transmit signal (S5s) of the transmitter (H) after exiting the first and / or second transmission link (I1, I2) and after passing through at least one of them. The receiver (D) generates a receiver output signal (S0) in response to the received superimposition of the modified transmit signal (S5s) and the compensation transmit signal (S3s).

Sie weist bevorzugt einen dritten Mischer (Mi3) auf. Dieser besteht bevorzugt aus einem ersten Multiplizierer (M1) und einem zweiten Multiplizierer (M2).It preferably has a third mixer (Mi3). This preferably consists of a first multiplier (M1) and a second multiplier (M2).

Der dritte Mischer (Mi3) multipliziert im Fall I (4) das zweite Taktsignal (clk2) mit dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q). Hierdurch wird im Fall I (4) im Rahmen der Demodulation ein Faktor -1 in den Signalkreis eingespeist, der zur Stabilität der Regelung führt. Die Demodulation durch den dritten Mischer (Mi3) im Fall I (4) erfolgt bevorzugt so, dass das zweite Taktsignal (clk2) und das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) oder entsprechende daraus abgeleitete Signale gleicher Wirkung (z.B. digitalisierte oder phasenverschobene Taktsignale) mit dem Empfängerausgangssignal (S0) oder einem aus dem Empfängerausgangssignal (S0) abgeleiteten Signal, insbesondere einem gefilterten Empfängerausgangssignal (S1) oder einem verstärkten Empfängerausgangssignal (S2), zu einem ersten Mischsignal (S7) multipliziert werden.The third mixer (Mi3) multiplies in case I ( 4 ) the second clock signal (clk2) with the complementary first clock signal (clk1q). As a result, in case I ( 4 ) In the context of demodulation a factor -1 is fed into the signal circuit, which leads to the stability of the control. The demodulation by the third mixer (Mi3) in case I ( 4 ) preferably takes place such that the second clock signal (clk2) and the complementary first clock signal (clk1q) or corresponding signals derived therefrom (eg digitized or phase-shifted clock signals) with the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal (S0) , in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), are multiplied to form a first mixing signal (S7).

Der dritte Mischer (Mi3) multipliziert im Fall II (3) das zweite Taktsignal (clk2) mit dem mit - 1 multiplizierten ersten Taktsignal (clk1). Hierdurch wird im Fall II (3) im Rahmen der Demodulation ein Faktor -1 in den Signalkreis eingespeist, der zur Stabilität der Regelung führt. Die Demodulation durch den dritten Mischer (Mi3) im Fall II (3) erfolgt bevorzugt so, dass das zweite Taktsignal (clk2) und das mit -1 multiplizierte erste Taktsignal (clk1) oder entsprechende daraus abgeleitete Signale gleicher Wirkung (z.B. digitalisierte oder phasenverschobene Taktsignale) mit dem Empfängerausgangssignal (S0) oder einem aus dem Empfängerausgangssignal (S0) abgeleiteten Signal, insbesondere einem gefilterten Empfängerausgangssignal (S1) oder einem verstärkten Empfängerausgangssignal (S2), zu einem ersten Mischsignal (S7) multipliziert werden.The third mixer (Mi3) multiplies in Case II ( 3 ) the second clock signal (clk2) with the multiplied by -1 first clock signal (clk1). In this way, in Case II ( 3 ) In the context of demodulation a factor -1 is fed into the signal circuit, which leads to the stability of the control. The demodulation by the third mixer (Mi3) in case II ( 3 ) is preferably such that the second clock signal (clk2) and the -1 multiplied first clock signal (clk1) or corresponding signals derived therefrom (eg digitized or phase-shifted clock signals) with the receiver output signal (S0) or one from the receiver output signal (S0 ), in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), are multiplied to form a first mixing signal (S7).

Der zweite Multiplizierer (M2) und der erste Multiplizierer (M1) können also in ihrer Funktion allesamt oder teilweise durch eine einzige Teilvorrichtung - den dritten Mischer (Mi3) -ersetzt werden, die Teile dieser Funktionen funktionsgleich ersetzt. Wesentlich ist, dass die Demodulation durch Mischung der beiden Taktsignale (clk1, clk2) oder durch Mischung mit aus diesen jeweils beispielsweise durch Multiplikation mit -1 oder Inversion abgeleiteten Signalen jeweils so erfolgt, dass er gleiche Zweck der Demodulation ohne eine Auslöschung durch NullPegel erfolgt.The second multiplier (M2) and the first multiplier (M1) can thus be replaced in their function all or partly by a single sub-device - the third mixer (Mi3), which replaces parts of these functions functionally identical. It is essential that the demodulation by mixing the two clock signals (clk1, clk2) or by Mixture with each of these derived, for example, by multiplication by -1 or inversion signals each carried out so that the same purpose of the demodulation is carried out without an erasure by zero level.

Die Vorrichtung weist einen bevorzugt analogen ersten Filter (F1) auf, der insbesondere ein Tiefpassfilter und/oder ein Integrator sein kann, und der das erste Mischsignal (S7) und/oder ein daraus abgeleitetes Signal zu einem Regelvorsignal (S8) filtert. Hierbei weist der erste Filter (F1) eine obere Filtergrenzfrequenz ω_fo auf die bei einigen Anwendungen unterhalb der halben unteren Grenzfrequenz ω_u des bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) bzw. des ersten bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) liegen sollte. Die Vorrichtung weist einen ein Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) auf, der das Regelvorsignal (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9) wandelt, wobei die Digitalisierung durch den Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) auch vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann, was aber erfahrungsgemäß weniger günstig ist. Dieses digitalisierte Regelsignal (S9) wird nun in einem digitalisierten Schleifenfilter (das Filter FF) weiterbehandelt. Die vorgeschlagene Vorrichtung weist also einen digitalen Filter (FF) auf, das gemäß dem hier offengelegten Vorschlag mit dem ersten Taktsignal (clk1) synchronisiert wird. Diese Synchronisation ist erfindungswesentlich und stellt sicher, dass die beiden Taktsignale (clk1, clk2) hinsichtlich des in der Vorrichtung implementierten Skalarprodukts stets orthogonal sind. Dieses digitale Filter (FF) ist im Falle eines ein-Bit-breiten digitalen Regelvorsignals (S9) der Ausgang des Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC). Dieses digitale Filter (FF) ist besonders bevorzugt lediglich ein Flip-Flop (FF). Das digitale Filter (FF) filtert das digitale Regelvorsignal (S9) zu dem Regelsignal (S4) und/oder verzögert dieses. Sofern es sich bei dem digitalen Regelvorsignal (S9) um ein digitales Signal mit einer Bit-Breite von mehr als einem Bit, also beispielsweise n Bit mit n>1, handelt, so wird das Regelsignal (S4) vor der Rückspeisung in die Vorrichtung bevorzugt wieder in ein analoges Signal gewandelt. Die Figuren zeigen lediglich den Fall eines ein-Bit breiten digitalen Regelvorsignals (S9). Ein solches ins Analoge zurückgewandelte Regelsignal (S4) mit n-Bit-Breite würde dann statt des Regelsignals (S4) das Eingangssignal für den ersten Mischer (Mi1) und den zweiten Mischer (Mi2) an Stelle des gezeichneten digitalen Regelsignals (S4) darstellen. Die Vorrichtung weist somit ein digitales Filter (FF) auf, das insbesondere ein Flip-Flop (FF) sein kann, und wobei dieses digitale Filter (FF) das digitale Regelvorsignal (S9) zu dem Regelsignal (S4) filtert und/oder verzögert. Das digitale Filter (FF) wird dabei mit dem ersten Taktsignal (clk1) oder dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) oder mit einem dazu synchronen und ggf. phasenverschobenen Signal synchronisiert. Besonders bevorzugt handelt es sich um ein mit dem ersten Taktsignal (clk1) synchronisiertes Flip-Flop (FF). Die Vorrichtung gibt das Regelsignal (S4) als Messwertsignal für Eigenschaften zumindest einer optischen Übertragungsmessstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder als Messwert der Eigenschaft zumindest eines Objekts (O, O2) innerhalb einer oder mehrerer optischer Übertragungsmessstrecken (I1, I2, I3, I4) aus oder zur Weiterverarbeitung an andere Teile der Vorrichtung weiter.The device has a preferably analogous first filter (F1), which may in particular be a low-pass filter and / or an integrator, and which filters the first mixing signal (S7) and / or a signal derived therefrom to form a control leading signal (S8). In this case, the first filter (F1) has an upper filter limit frequency ω _fo , which in some applications should be below half the lower limit frequency ω _{u of} the band-limited clock signal (clk1 × clk2) or of the first band-limited clock signal (clk1 × clk2). The device comprises an analog-to-digital converter (ADC), which converts the control pre-signal (S8) to a digitized control signal (S9), the digitization by the analog-to-digital converter (ADC) also before the Filtering by the first filter (F1) can be done, but experience has shown that this is less favorable. This digitized control signal (S9) is now processed in a digitized loop filter (the filter FF). The proposed device thus has a digital filter (FF) which is synchronized with the first clock signal (clk1) according to the proposal disclosed herein. This synchronization is essential to the invention and ensures that the two clock signals (clk1, clk2) are always orthogonal with respect to the scalar product implemented in the device. This digital filter (FF) is the output of the analog-to-digital converter (ADC) in the case of a one-bit-wide digital control preamble signal (S9). This digital filter (FF) is particularly preferably just a flip-flop (FF). The digital filter (FF) filters the digital control pre-signal (S9) to the control signal (S4) and / or delays it. If the digital control preamble signal (S9) is a digital signal with a bit width of more than one bit, that is, for example, n bits with n> 1, then the control signal (S4) is preferred before being fed back into the device again converted into an analogue signal. The figures merely show the case of a one-bit-wide digital control anticipation signal (S9). Such an analogue-converted control signal (S4) with n-bit width would then represent the input signal for the first mixer (Mi1) and the second mixer (Mi2) instead of the control signal (S4) instead of the drawn digital control signal (S4). The device thus comprises a digital filter (FF), which may in particular be a flip-flop (FF), and wherein this digital filter (FF) filters and / or delays the digital control pre-signal (S9) to the control signal (S4). The digital filter (FF) is synchronized with the first clock signal (clk1) or the complementary first clock signal (clk1q) or with a synchronous and possibly phase-shifted signal. Particularly preferred is a synchronized with the first clock signal (clk1) flip-flop (FF). The device outputs the control signal (S4) as a measured value signal for properties of at least one optical transmission measuring section (I1, I2, I3, I4) and / or as a measured value of the property of at least one object (O, O2) within one or more optical transmission measuring sections (I1, I2 , I3, I4) from or for further processing to other parts of the device on.

Solche Eigenschaften, die durch den Messwert repräsentiert werden können, können beispielsweise aber nicht nur sein:

• • die optische Transparenz einer Übertragungsstrecke,
• • der optische Brechungsindex in einer Übertragungsstrecke,
• • die optische Streuung in einer Übertragungsstrecke,
• • die Reflexion an einer Grenzfläche in der Übertragungsstrecke - insbesondere an der Wand einer Glasfaser,
• • spektrale Eigenschaften einer Übertragungsstrecke bei Verwendung von LEDs mit unterschiedlicher Wellenlänge
• • Reflektivität eines Objekts
• • Abstand eines Objekts
• • Polarisationseigenschaften einer Übertragungstrecke oder der Oberfläche eines Objekts
• • Reflexionseigenschaften der Oberfläche eines Objekts
• • Oberflächenform eines Objekts
• • Vorhandensein eines Objekts
• • Aerosoleigenschaften eines wolkenförmigen Objekts, wie beispielsweise Rauch, Nebel oder Regen
• • etc.

Such properties, which can be represented by the measured value, can not only be, for example:

• The optical transparency of a transmission path,
• The optical refractive index in a transmission path,
• The optical scattering in a transmission path,
• The reflection at an interface in the transmission path, in particular on the wall of a glass fiber,
• • Spectral characteristics of a transmission path when using LEDs with different wavelengths
• • reflectivity of an object
• • distance of an object
• • Polarization properties of a transmission line or the surface of an object
• • Reflection properties of the surface of an object
• • Surface shape of an object
• • Presence of an object
• • Aerosol properties of a cloud-shaped object, such as smoke, fog or rain
• • Etc.

Figurenlistelist of figures

• 1 1 zeigt schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der EP 2 602 635 B1 aus dem Stand der Technik. 1 1 schematically shows the device principle according to the EP 2 602 635 B1 from the prior art.
• 2 2 zeigt schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der DE 10 2015 006 174 B3 aus dem Stand der Technik. 2 2 schematically shows the device principle according to the DE 10 2015 006 174 B3 from the prior art.
• 3 3 zeigt beispielhaft schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der vorgeschlagenen Vorrichtung für den Fall II der Verwendung von unsymmetrischen Taktsignalpegeln beispielsweise zwischen 0 und 1. 3 3 shows by way of example schematically the device principle according to the proposed device for the case II of Use of unbalanced clock signal levels, for example, between 0 and 1.
• 4 3 zeigt beispielhaft schematisch das Vorrichtungsprinzip entsprechend der vorgeschlagenen Vorrichtung für den Fall I der Verwendung von zu Null symmetrischen Taktsignalpegeln beispielsweise zwischen -1 und 1. 4 3 shows by way of example schematically the device principle according to the proposed device for the case I of using zero-symmetrical clock signal levels, for example between -1 and 1.
• 5 5 zeigt die Signale entsprechend der EP 2 602 635 B1 . (Stand der Technik). 5 5 shows the signals according to the EP 2 602 635 B1 , (State of the art).
• 6 6 zeigt die Signale entsprechend der vorgeschlagenen Vorrichtung für den Fall II. 6 6 shows the signals according to the proposed device for the case II.
• 7 7 zeigt die Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend EP 2 602 635 B1 ohne einen Hochpassfilter. 7 7 shows the frequency response according to an example implementation EP 2 602 635 B1 without a high pass filter.
• 8 8 zeigt die Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend EP 2 602 635 B1 als entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert. 8th 8th shows the frequency response according to an example implementation EP 2 602 635 B1 as the corresponding peak-to-peak value.
• 9 9 zeigt den entsprechenden Spitze-zu-Spitze-Wert der Frequenzantwort einer beispielhaften Implementierung entsprechend EP 2 602 635 B1 bei doppelt-logarithmischer Skalierung (in dB). 9 9 Figure 4 shows the corresponding peak-to-peak value of the frequency response according to an example implementation EP 2 602 635 B1 at double-logarithmic scale (in dB).

Die Figuren werden im Text oben erläutert.The figures are explained in the text above.

Glossarglossary

MischenMix

Unter dem Mischen zweier Signale wird im Sinne dieser Offenlegung vorzugsweise die Multiplikation zweier Signale verstanden. Diese kann analog oder digital geschehen. Im Falle einer digitalen Multiplikation sind zwei Wertsysteme möglich. Zum Ersten (Fall I)kann ein Pegel als -1 und der andere Pegel als +1 bewertet werden. In dem Fall kann ein XOR-Gatter als Multiplizierer verwendet werden. Zum Zweiten (Fall II) kann ein Pegel als 0 und der andere Pegel als 1 bewertet werden. In dem Fall ist eine Multiplikation mittels eines einfachen Und-Gatters für zwei ein-bit-breite Signale möglich. Auch ist die Verwendung von Schaltern etc. denkbar. Des Weiteren können multiplizierende Verstärker etc. verwendet werden. Theoretisch ist auch die Verwendung nichtlinearer Mischer möglich, was aber nicht empfohlen wird.For the purposes of this disclosure, the mixing of two signals is preferably understood to mean the multiplication of two signals. This can be done analog or digital. In the case of digital multiplication, two value systems are possible. First (Case I), a level can be rated as -1 and the level other than +1. In that case, an XOR gate can be used as a multiplier. Second, (Case II), a level may be evaluated as 0 and the level as 1. In that case, multiplication by means of a simple AND gate is possible for two one-bit-wide signals. Also, the use of switches, etc. is conceivable. Furthermore, multiplying amplifiers, etc. can be used. Theoretically, the use of non-linear mixers is possible, but this is not recommended.

Entsprechen von AmplitudenCorrespond to amplitudes

Die erste Amplitude eines Signals bei einer ersten Frequenz ω₁ entspricht betragsmäßig dann der zweiten Amplitude eines ggf. anderen Signals bei einer zweiten Frequenz ω₂ , wenn der Betrag der ersten und zweiten Amplitude um nicht mehr als 10% des Amplitudenmesswertes voneinander abweicht.The first amplitude of a signal at a first frequency ω ₁ In terms of magnitude then corresponds to the second amplitude of a possibly different signal at a second frequency ω ₂ if the magnitude of the first and second amplitudes does not differ by more than 10% of the amplitude measurement value.

BetrachtungszeitraumThe period

Unter einem Betrachtungszeitraum wird im Sinne dieser Offenlegung ein Zeitraum verstanden, der mehrere aufeinander folgende Taktperioden des ersten Taktsignals (clk1) umfasst.For the purposes of this disclosure, a period of observation is understood to mean a period of time which comprises a plurality of consecutive clock periods of the first clock signal (FIG. clk1 ).

KomplementärComplementary

Ein erstes Signal S₁(t) ist im Sinne dieser Offenlegung komplementär zu einem zweiten Signal S₂(t), wenn bezüglich der Amplituden dieser beiden Signale zu einem Zeitpunkt t gilt: $${\text{S}}_2\left(\text{t}\right)={\text{a*S}}_1\left(\text{t}\right)+\text{O}$$

und a<0For the purposes of this disclosure, a first signal S ₁ (t) is complementary to a second signal S ₂ (t) if the following applies to the amplitudes of these two signals at a time t: $${\text{S}}_2\left(\text{t}\right)={\text{a * S}}_1\left(\text{t}\right)+\text{O}$$

and a <0

Das zweite Signal ist also eine affine Abbildung des ersten Signals mit einem Offset O. Bei einem digitalen Signal S₁(t) ist also das invertierte Signal ein komplementäres Signal. Kleinere zeitliche Verzögerungen durch die Durchlaufzeit durch die Verstärker bzw. Inverter sind hierbei vernachlässigbar, wenn diese Phasenbeziehung fest ist.The second signal is thus an affine mapping of the first signal with an offset O , In the case of a digital signal S ₁ (t), therefore, the inverted signal is a complementary signal. Smaller time delays due to the throughput time through the amplifiers or inverters are negligible if this phase relationship is fixed.

BezugszeichenlisteLIST OF REFERENCE NUMBERS

A1A1

Addierer;adder;

ADCADC

Komparator oder Analog-zu-Digital-Wandler;Comparator or analog-to-digital converter;

BPBP

Filter, der vorzugsweise ein Bandpassfilter ist;A filter, which is preferably a bandpass filter;

clk1clk1

erstes Taktsignal;first clock signal;

clk1qclk1q

komplementäres erstes Taktsignal. Das komplementäre erste Taktsignal wird bevorzugt aus dem ersten Taktsignal (clk1) durch Inversion oder Verstärkung mit einer negativen Verstärkung erzeugt;complementary first clock signal. The complementary first clock signal is preferably selected from the first clock signal ( clk1 ) is generated by inversion or amplification with a negative gain;

clk1 × clk2clk1 × clk2

bandbreitenbegrenztes Taktsignal (Fall I) bzw. erstes bandbreitenbegrenztes Taktsignal (Fall II). Besonders bevorzugt stellt das bandbreitenbegrenzte Taktsignal bzw. das erste bandbreitenbegrenzte Taktsignal das Produkt aus einem ersten Taktsignal (clk1) und einem zweiten Taktsignal (clk2) dar. Andere bandbreitenbegrenzten Taktsignale sind denkbar;Bandwidth-limited clock signal (case I) or first bandwidth-limited clock signal (case II). Particularly preferably, the bandwidth-limited clock signal or the first bandwidth-limited clock signal, the product of a first Clock signal ( clk1 ) and a second clock signal ( clk2 ). Other bandwidth-limited clock signals are conceivable;

clk1q × clk2clk1q × clk2

zweites bandbreitenbegrenztes komplementäres Taktsignal im Fall II. Das zweite bandbreitenbegrenzte Taktsignal stellt bevorzugt das Produkt aus einem komplementären ersten Taktsignal (clklq) und einem zweiten Taktsignal (clk2) dar;second bandwidth-limited complementary clock signal in case II. The second bandwidth-limited clock signal preferably represents the product of a complementary first clock signal (clklq) and a second clock signal ( clk2 );

clk1q × clk2qclk1q × clk2q

bandbreitenbegrenztes komplementäres Taktsignal im Fall I. Das bandbreitenbegrenzte komplementäre Taktsignal wird bevorzugt aus dem bandbreitenbegrenzten Taktsignal (clk1 × clk2) durch Inversion oder Verstärkung mit einer negativen Verstärkung erzeugt;Bandwidth-limited complementary clock signal in case I. The bandwidth-limited complementary clock signal is preferably selected from the bandwidth-limited clock signal (FIG. clk1 × clk2 ) is generated by inversion or amplification with a negative gain;

clk2clk2

zweites Taktsignal;second clock signal;

clk2qclk2q

komplementäres zweites Taktsignal. Das komplementäre zweite Taktsignal wird bevorzugt aus dem zweiten Taktsignal (clk2) durch Inversion oder Verstärkung mit einer negativen Verstärkung erzeugt;complementary second clock signal. The complementary second clock signal is preferably selected from the second clock signal ( clk2 ) is generated by inversion or amplification with a negative gain;

CTCT

Regler;regulator;

DD

Empfänger;Receiver;

ΔωΔω

Bandbreite des bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2q) (Fall I) bzw. des ersten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des zweiten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2) (Fall II)Bandwidth of the bandwidth-limited clock signal ( clk1 × clk2 ) and the complementary bandwidth-limited clock signal ( clk1q × clk2q ) (Case I) or the first bandwidth-limited clock signal ( clk1 × clk2 ) and the second bandwidth-limited clock signal ( clk1q × clk2 ) (Case II)

F1F1

erster Filter;first filter;

FFFF

Verzögerungsstufe. Die Verzögerungsstufe wird bevorzugt als getaktetes Register oder als Flip-Flop ausgeführt;Delay stage. The delay stage is preferably executed as a clocked register or as a flip-flop;

GG

Taktgenerator;Clock generator;

G1G1

erster Taktgenerator;first clock generator;

G2G2

zweiter Taktgenerator;second clock generator;

HH

Sender;Transmitter;

I1I1

erste Übertragungsstrecke;first transmission path;

I2I2

zweite Übertragungsstrecke;second transmission path;

I3I3

dritte Übertragungsstrecke;third transmission path;

I4I4

vierte Übertragungsstrecke;fourth transmission link;

INV1INV1

erster Inverter;first inverter;

INV2INV2

zweiter Inverter;second inverter;

INV3INV3

dritter Inverter;third inverter;

INV4INV4

vierte Inverter;fourth inverter;

KK

Kompensationssender;Compensation transmitter;

LRLR

Referenzwertgeber;Reference value generator;

M1M1

erster Multiplizierer;first multiplier;

M2M2

zweiter Multiplizierer;second multiplier;

M3M3

dritter Multiplizierer;third multiplier;

M4M4

vierter Multiplizierer;fourth multiplier;

M5M5

fünfter Multiplizierer;fifth multiplier;

M6M6

sechster Multiplizierer;sixth multiplier;

Mi1i1

erster Mischer beispielsweise bestehend aus dem fünften Multiplizierer (M5) und dem dritten Multiplizierer (M3);first mixer, for example consisting of the fifth multiplier ( M5 ) and the third multiplier ( M3 );

Mi2mi2

zweiter Mischer beispielsweise bestehend aus dem vierten Multiplizierer (M4) und dem sechsten Multiplizierer (M6);second mixer, for example consisting of the fourth multiplier ( M4 ) and the sixth multiplier ( M6 );

Mi3mi3

dritter Mischer beispielsweise bestehend aus dem ersten Multiplizierer (M1) und dem zweiten Multiplizierer (M2);third mixer, for example, consisting of the first multiplier ( M1 ) and the second multiplier ( M2 );

N₁(ω)N ₁ (ω)

normiertes Amplitudenfrequenzspektrum des ersten Taktsignals (clk1)normalized amplitude frequency spectrum of the first clock signal ( clk1 )

N₂(ω)N ₂ (ω)

normiertes Amplitudenfrequenzspektrum des zweiten Taktsignals (clk2)normalized amplitude frequency spectrum of the second clock signal ( clk2 )

N₃(ω)N ₃ (ω)

normiertes Amplitudenfrequenzspektrum des komplementären ersten Taktsignals (clk1q)normalized amplitude frequency spectrum of complementary first clock signal ( clk1q )

N₄(ω)N ₄ (ω)

normiertes Amplitudenfrequenzspektrum des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q)normalized amplitude frequency spectrum of the complementary second clock signal ( clk2q )

OO

erstes Objekt;first object;

O2O2

zweites Objekt;second object;

ω₁ ω ₁

erste Frequenz;first frequency;

ω₂ ω ₂

zweite Frequenz;second frequency;

ω_fo ω _fo

obere Filtergrenzfrequenz des ersten Filters (F1);upper filter cutoff frequency of the first filter ( F1 );

ω_u ω _u

untere Grenzfrequenz des bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2q) (Fall I) bzw. des ersten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des zweiten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2) (Fall II);lower limit frequency of the bandwidth-limited clock signal ( clk1 × clk2 ) and the complementary bandwidth-limited clock signal ( clk1q × clk2q ) (Case I) or the first bandwidth-limited clock signal ( clk1 × clk2 ) and the second bandwidth-limited clock signal ( clk1q × clk2 ) (Case II);

ω_m ω _m

Mittenfrequenz des bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2q) (Fall I) bzw. des ersten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des zweiten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2) (Fall II);Center frequency of the bandwidth-limited clock signal ( clk1 × clk2 ) and the complementary bandwidth-limited clock signal ( clk1q × clk2q ) (Case I) or the first bandwidth-limited clock signal ( clk1 × clk2 ) and the second bandwidth-limited clock signal ( clk1q × clk2 ) (Case II);

ω_o ω _o

obere Grenzfrequenz des bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2q) (Fall I) bzw. des ersten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1 × clk2) und des zweiten bandbreitenbegrenzten Taktsignals (clk1q × clk2) (Fall II);upper limit frequency of the bandwidth-limited clock signal ( clk1 × clk2 ) and the complementary bandwidth-limited clock signal ( clk1q × clk2q ) (Case I) or the first bandwidth-limited clock signal ( clk1 × clk2 ) and the second bandwidth-limited clock signal ( clk1q × clk2 ) (Case II);

S0S0

Empfängerausgangssignal des Empfängers (D);Receiver output signal of the receiver ( D );

S1S1

gefiltertes Empfänger Ausgangssignal;filtered receiver output signal;

S2S2

verstärktes Empfängerausgangssignal;amplified receiver output signal;

S3S3

Kompensationssignal;Compensation signal;

S3iS3i

moduliertes Kompensationssignal, das der Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3) einspeist und das mit dem Kompensationssignal (S3) korreliert;modulated compensation signal that the compensation transmitter ( K ) into the third transmission link ( I3 ) and that with the compensation signal ( S3 ) correlates;

S5sS5s

modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal, das das zweite Objekt (O2) auf Basis des modulierten Kompensationssignals (S3i) in die vierte Übertragungsstrecke (I4) einspeist;modified electromagnetic compensation signal representing the second object ( O2 ) based on the modulated compensation signal ( S3i ) in the fourth transmission link ( I4 ) feeds;

S3vS3V

Kompensationsvorsignal;Kompensationsvorsignal;

S4S4

Regelsignal, das auch den Messwert darstellt;Control signal, which also represents the measured value;

S4iS4i

Vorzeichensignal;Sign signal;

S4qS4Q

komplementäres Regelsignal, das auch den Messwert darstellt;complementary control signal, which also represents the measured value;

S5S5

Sendesignal;Transmission signal;

S50S50

Basissendesignals der EP 2 602 635 B1 Base end signal of EP 2 602 635 B1

S5ds5d

deformiertes Sendesignal;deformed transmission signal;

S5iS5i

moduliertes elektromagnetisches Sendesignal, das der Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1) einspeist;modulated electromagnetic transmission signal that the transmitter ( H ) in the first transmission path ( I1 ) feeds;

S5sS5s

modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal, das das Objekt (O) auf Basis des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in die zweite Übertragungsstrecke (I2) einspeist;modified electromagnetic transmission signal that the object ( O ) based on the modulated electromagnetic transmission signal ( S5i ) into the second transmission link ( I2 ) feeds;

S5vS5v

Sendevorsignal;Sendevorsignal;

S6S6

erstes Mischsignal;first mixed signal;

S7S7

Mischsignal;Mixed signal;

S8S8

Regelvorsignal;Regelvorsignal;

S9S9

digitales Regelvorsignal;digital control pre-signal;

S50S50

Basissendesignal;Base end signal;

SRSR

einfallendes Störsignal;incident interference signal;

SW1SW1

erster Schalter;first switch;

SW2 SW2

zweiter Schalter;second switch;

T₁ T ₁

erste Taktperiode des ersten Taktsignals (clk1) bzw. des komplementären ersten Taktsignals (clk1q);first clock period of the first clock signal ( clk1 ) or the complementary first clock signal ( clk1q );

T₂ T ₂

zweite Taktperiode des zweiten Taktsignals (clk2) bzw. des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q);second clock period of the second clock signal ( clk2 ) or the complementary second clock signal ( clk2q );

V1V1

erster Verstärker;first amplifier;

V2V2

zweiter Verstärker;second amplifier;

V3V3

dritter Verstärker;third amplifier;

VGVG

Vorzeichengenerator;Sign generator;

vref2vref2

Referenzwert;Reference value;

Liste der zitierten SchriftenList of quoted writings

• DE 4 339 574 C2 , DE 4 339 574 C2 .
• DE 4 411 770 C1 , DE 4 411 770 C1 .
• DE 4 411 773 C2 , DE 4 411 773 C2 .
• DE 10 2005 045 993 B4 , DE 10 2005 045 993 B4 .
• DE 10 2014 002 194 A1 , DE 10 2014 002 194 A1 .
• DE 10 2014 002 486 A1 , DE 10 2014 002 486 A1 .
• DE 10 2014 002 788 A1 , DE 10 2014 002 788 A1 .
• DE 10 2015 006 174 B3 , DE 10 2015 006 174 B3 .
• EP 8 017 26 B1 , EP 8 017 26 B1 .
• EP 1 258 084 B1 , EP 1 258 084 B1 .
• EP 1 269 629 B1 , EP 1 269 629 B1 .
• EP 1410 507 B1 , EP 1410 507 B1 .
• EP 1435 509 B1 , EP 1435 509 B1 .
• EP 1480 015A1 , EP 1480 015A1 .
• EP 1671160 B1 , EP 1671160 B1 .
• EP 1 723 446 B1 , EP 1 723 446 B1 .
• EP 1 747 484 B1 , EP 1 747 484 B1 .
• EP 1 901 947 B1 , EP 1 901 947 B1 .
• EP 2 016 480 B1 , EP 2 016 480 B1 .
• EP 2 107 550 A3 , EP 2 107 550 A3 .
• EP 2 405 283 B1 , EP 2 405 283 B1 .
• EP 2 594 023 A1 , EP 2 594 023 A1 .
• EP 2 598 908 A1 , EP 2 598 908 A1 .
• EP 2 602 635 B1 , EP 2 602 635 B1 .
• EP 2 653 885 A1 , EP 2 653 885 A1 .
• EP 2 679 982 A1 , EP 2 679 982 A1 .
• EP 2 817 657 B1 , EP 2 817 657 B1 .
• US 2012 0 326 958 A1 , US 2012 0 326 958 A1 .
• WO 2013 037 465 A1 , WO 2013 037 465 A1 .
• WO 2013 076 079 A1 , WO 2013 076 079 A1 .
• WO 2013 083 346 A1 , WO 2013 083 346 A1 .
• WO 2013 113 456 A1 , WO 2013 113 456 A1 .
• WO 2013 156 557 A1 , WO 2013 156 557 A1 .
• WO 2014 096 385 A1 . WO 2014 096 385 A1 ,

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG QUOTES INCLUDE IN THE DESCRIPTION

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Zitierte PatentliteraturCited patent literature

• EP 2016480 B1 [0003, 0086]EP 2016480 B1 [0003, 0086]
• EP 2598908 A1 [0003, 0086]EP 2598908 A1 [0003, 0086]
• WO 2013113456 A1 [0003, 0086]WO 2013113456 A1 [0003, 0086]
• EP 2594023 A1 [0003, 0086]EP 2594023 A1 [0003, 0086]
• EP 2653885 A1 [0003, 0086]EP 2653885 A1 [0003, 0086]
• EP 2405283 B1 [0003, 0086]EP 2405283 B1 [0003, 0086]
• EP 1671160 B1 [0003, 0086]EP 1671160 B1 [0003, 0086]
• WO 2013037465 A1 [0003, 0086]WO 2013037465 A1 [0003, 0086]
• EP 1901947 B1 [0003, 0086]EP 1901947 B1 [0003, 0086]
• US 20120326958 A1 [0003, 0086]US 20120326958 A1 [0003, 0086]
• EP 1747484 B1 [0003, 0086]EP 1747484 B1 [0003, 0086]
• EP 2107550 A3 [0003, 0086]EP 2107550 A3 [0003, 0086]
• EP 1723446 B1 [0003, 0086]EP 1723446 B1 [0003, 0086]
• EP 1435509 B1 [0003, 0086]EP 1435509 B1 [0003, 0086]
• EP 1410507 B1 [0003, 0086]EP 1410507 B1 [0003, 0086]
• EP 801726 B1 [0003, 0086]EP 801726 B1 [0003, 0086]
• EP 1269629 B1 [0003, 0086]EP 1269629 B1 [0003, 0086]
• EP 1258084 B1 [0003, 0086]EP 1258084 B1 [0003, 0086]
• EP 1480015 A1 [0003, 0086]EP 1480015 A1 [0003, 0086]
• DE 102005045993 B4 [0003, 0086]DE 102005045993 B4 [0003, 0086]
• DE 4339574 C2 [0003, 0086]DE 4339574 C2 [0003, 0086]
• DE 4411770 C1 [0003, 0086]DE 4411770 C1 [0003, 0086]
• DE 4411773 C2 [0003, 0086]DE 4411773 C2 [0003, 0086]
• WO 2013083346 A1 [0003, 0086]WO 2013083346 A1 [0003, 0086]
• EP 2679982 A1 [0003, 0086]EP 2679982 A1 [0003, 0086]
• WO 2013076079 A1 [0003, 0086]WO 2013076079 A1 [0003, 0086]
• WO 2013156557 A1 [0003, 0086]WO 2013156557 A1 [0003, 0086]
• WO 2014096385 A1 [0005, 0086]WO 2014096385 A1 [0005, 0086]
• DE 102014002194 A1 [0005, 0086]DE 102014002194 A1 [0005, 0086]
• DE 102014002788 A1 [0005, 0086]DE 102014002788 A1 [0005, 0086]
• DE 102014002486 A1 [0005, 0086]DE 102014002486 A1 [0005, 0086]
• EP 2602635 B1 [0008, 0010, 0011, 0014, 0021, 0022, 0023, 0024, 0026, 0080, 0086]EP 2602635 B1 [0008, 0010, 0011, 0014, 0021, 0022, 0023, 0024, 0026, 0080, 0086]
• DE 102015006174 B3 [0015, 0016, 0017, 0018, 0020, 0080, 0086]DE 102015006174 B3 [0015, 0016, 0017, 0018, 0020, 0080, 0086]
• EP 2817657 B1 [0068, 0086]EP 2817657 B1 [0068, 0086]

Claims (3)

Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke und/oder eines Objekts (O) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums mit den Schritten: - Erzeugen eines ersten Taktsignals (clk1) mit einer ersten Taktperiode (T₁) und eines dazu komplementären ersten Taktsignals (clk1q); - Erzeugen eines zweiten Taktsignals (clk2) mit einer zweiten Taktperiode (T₂), die kürzer als die erste Taktperiode (T₁) ist, und eines dazu komplementären zweiten Taktsignals (clk2q); - Mischen, insbesondere durch Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) mit einem Regelsignal (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v); - Mischen, insbesondere durch Multiplizieren, des komplementären ersten Takts (clk1q) und des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q) mit dem Regelsignal (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v); - Aussenden eines modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch einen Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendevorsignal (S5v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendevorsignals (S5v) umfasst, proportional zum Sendevorsignal (S5v) sind; - Aussenden eines elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch einen Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationsvorsignals (S3v) umfasst, proportional zum Kompensationsvorsignal (S3v) sind; - Einen oder mehrere der beiden Schritte • Reflexion des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) an einem ersten Objekt (O) und/oder Transmission des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch ein erstes Objekt (O) und anschließende Einspeisung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2), wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) und/oder die erste Übertragungsstrecke (I1) mit dem ersten Objekt (O) identisch sein können, und/oder • Reflexion des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) an einem zweiten Objekt (O2) und/oder Transmission des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch ein zweites Objekt (O2) und anschließende Einspeisung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4), wobei die vierte Übertragungsstrecke (I4) und/oder die dritte Übertragungsstrecke (I3) mit dem zweiten Objekt (O2) identisch sein können und • wobei das erste Objekt (O) mit dem zweiten Objekt (O2) ebenfalls identisch sein kann; - Austritt des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) des Senders (H) aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2), nach Durchgang durch dieselbe und Empfang des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) durch einen Empfänger (D); - Austritt des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) des Kompensationssenders (K) aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritte Übertragungsstrecke (I3) nach Durchgang durch die entsprechende Übertragungsstrecke (I3, I4) und Empfang des ausgetretenen modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) durch den Empfänger (D), wobei der Empfang summierend und/oder multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H), das aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetreten ist, als Empfang einer Überlagerung erfolgt; - Bilden eines Empfängerausgangssignals (S0) durch den Empfänger (D) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetretenen modifizierten Sendesignals (S5s) und des aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) ausgetretenen modulierten elektromagnetischen Kompensationssendesignals (S3s); - Entweder: • Bilden eines ersten Mischsignals (S6) durch Mischung, insbesondere durch Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2), insbesondere in einem ersten Multiplizierer (M1), andererseits; • Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere durch Multiplikation, des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit dem ersten Mischsignal (S6), insbesondere in einem zweiten Multiplizierer (M2); oder • Bilden des Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere durch Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2), und mit dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q); - Filterung, insbesondere Tiefpassfilterung und/oder Integration, des Mischsignals (S7), insbesondere in einem ersten Filter (F1), zur Bildung eines Regelvorsignals (S8); - Analog-zu-Digital-Wandlung des Regelvorsignals (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9), insbesondere in einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC), um ein digitales Regelvorsignal (S9) zu erhalten, wobei insbesondere die Digitalisierung auch im Signalpfad vor der Filterung durch das erste Filter (F1) erfolgen kann; - Filterung und/oder Verzögerung des digitalen Regelvorsignals (S9), insbesondere in einem digitalen Filter (FF), zu dem besagten Regelsignal (S4), • wobei die Filterung und/oder Verzögerung mit dem ersten Taktsignal (clk1) und/oder dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) synchronisiert ist und • wobei insbesondere das digitale Filter (FF) eine Einheit mit dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) und/oder bei digitaler Realisierung des ersten Filters (F1) mit diesem ersten Filter (F1) eine Einheit bilden kann; - Ausgabe des Regelsignals (S4) oder eines daraus abgeleiteten Signals als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken und/oder zumindest eines der Objekte (O, O2) innerhalb zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4). Method for measuring the properties of at least one electromagnetic transmission path and / or object (O) within at least one electromagnetic transmission path (I1, I2, I3, I4) for use during a viewing period, comprising the steps of: - generating a first clock signal (clk1) with a first clock period (T ₁ ) and a complementary thereto first clock signal (clk1q); Generating a second clock signal (clk2) having a second clock period (T ₂ ) which is shorter than the first clock period (T ₁ ) and a second clock signal (clk2q) complementary thereto; - Mixing, in particular by multiplying, the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) with a control signal (S4) to a compensation leading signal (S3v); - mixing, in particular by multiplying, the complementary first clock (clk1q) and the complementary second clock signal (clk2q) with the control signal (S4) to a transmission pre-signal (S5v); - Sending a modulated electromagnetic transmission signal (S5i) by a transmitter (H) in the first transmission path (I1), wherein the signal intensity (signal energy) of this modulated electromagnetic transmission signal (S5i) with the Sendevorsignal (S5v) correlated in the form that at least parts the transmitted modulated electromagnetic transmission signal (S5i) is proportional to the transmission pre-signal (S5v) in a viewing period comprising a plurality of pulses of the transmission pre-signal (S5v); - Sending an electromagnetic modulated compensation signal (S3i) by a compensation transmitter (K) in the third transmission path (I3), wherein the signal intensity (signal energy) of this modulated compensation signal (S3i) with the compensation leading signal (S3v) correlated in the form that at least parts of emitted electromagnetic modulated compensation signal (S3i) in a viewing period comprising a plurality of pulses of the compensating bias signal (S3v) are proportional to the compensating bias signal (S3v); - One or more of the two steps • Reflection of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) on a first object (O) and / or transmission of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) by a first object (O) and subsequent feeding of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i ) as a modified electromagnetic transmission signal (S5s) in a second transmission path (I2), wherein the second transmission path (I2) and / or the first transmission path (I1) with the first object (O) may be identical, and / or • reflection of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) at a second object (O2) and / or transmission of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) by a second object (O2) and then feeding the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) as a modified electromagnetic compensation signal (S3s) in a fourth Transmission path (I4), where the fourth transmission path (I4) and / or the third transmission path (I3) can be identical to the second object (O2) and • wherein the first object (O) can also be identical to the second object (O2); - Exiting the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H) from the second transmission path (I2), after passing through the same and receiving the modified electromagnetic transmission signal (S5s) by a receiver (D); - Output of the modified electromagnetic compensation signal (S3s) of the compensation transmitter (K) from the fourth transmission path (I4) or third transmission path (I3) after passing through the corresponding transmission path (I3, I4) and receiving the leaked modified electromagnetic compensation signal (S3s) by the Receiver (D), wherein the reception takes place summing and / or multiplying with the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H), which has exited from the second transmission path (I2), as receiving a superposition; - Forming of a receiver output signal (S0) by the receiver (D) in response to the received superposition of the leaked from the second transmission path (I2) modified transmit signal (S5s) and from the fourth transmission link (I4) or third transmission link (I3) modulated electromagnetic compensation transmission signal (S3s); Either: • Forming a first mixed signal (S6) by mixing, in particular by multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (clk2), in particular in a first multiplier (M1), on the other hand; Forming a mixed signal (S7) by mixing, in particular by multiplication, of the complementary first clock signal (clk1q) with the first mixing signal (S6), in particular in a second multiplier (M2); or • forming the mixed signal (S7) by mixing, in particular by multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (clk2 ), and with the complementary first clock signal (clk1q); - Filtering, in particular low-pass filtering and / or integration, of the mixing signal (S7), in particular in a first filter (F1), to form a Regelvorsignals (S8); - Analog-to-digital conversion of the control header signal (S8) to a digitized control signal (S9), in particular in an analog-to-digital converter (ADC) to obtain a digital control presignal (S9), in particular the digitization also in the signal path before the filtering by the first filter (F1) can take place; - Filtering and / or delay of the digital control header signal (S9), in particular in a digital filter (FF), to said control signal (S4), wherein the filtering and / or delay with the first clock signal (clk1) and / or the complementary the first clock signal (clk1q) is synchronized, and in particular wherein the digital filter (FF) is a unit with the analog-to-digital converter (ADC) and / or digitally implementing the first filter (F1) with this first filter (F1) can form a unit; - Output of the control signal (S4) or a signal derived therefrom as a measured value signal for the properties of at least one of the optical transmission links and / or at least one of the objects (O, O2) within at least one of the optical transmission links (I1, I2, I3, I4). Verfahren zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke und/oder eines Objekts (O) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums mit den Schritten: - Erzeugen eines bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × ckl2) und eines dazu komplementären bandbegrenzten Taktsignals (clk1q × ckl2q); • wobei das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) und damit auch das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2q) eine betragsmäßige untere Grenzfrequenz ω_u und eine betragsmäßige obere Grenzfrequenz ω_o mit einer betragsmäßigen Frequenzbandbreite Δω=ω_ο-ω_u und einer betragsmäßigen Mittenfrequenz ω_m = Δω/2+ω_u aufweisen und • wobei das bandbegrenzte Taktsignal (clk1 × ckl2) zeitlich oder im Frequenzspektrum so strukturiert ist, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines ersten Taktsignals (clk1) mit einem zweiten Taktsignal (clk2) im Zeitbereich aufgefasst werden kann und • wobei das komplementäre bandbegrenzte Taktsignal (clk1q × ckl2q) zeitlich oder im Frequenzspektrum so strukturiert ist, dass es als Ergebnis der Multiplikation eines komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit einem komplementären zweiten Taktsignal (clk2q) im Zeitbereich aufgefasst werden kann und • wobei das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) komplementär zum ersten Taktsignal (clk1) ist und • wobei das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) komplementär zum zweiten Taktsignal (clk2) ist und • wobei das erste Taktsignal (clk1) ein erstes Frequenzspektrum (A₁(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude aufweist und • wobei das zweite Taktsignal (clk2) ein zweites Frequenzspektrum (A₂(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude aufweist und • wobei das komplementäre erste Taktsignal (clklq) ein drittes Frequenzspektrum (A₃(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude aufweist und • wobei das komplementäre zweite Taktsignal (clk2) ein viertes Frequenzspektrum (A₄(ω)) hinsichtlich seiner Amplitude aufweist und • wobei der erste normierte Amplitudenverlauf (N₁(ω)= |A_ι(ω)|/∫|A₁(ω)|dω) und der zweite normierte Amplitudenverlauf (N₂(ω)=|A₂(ω)|/∫|A₂(ω)|dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden können, dass gilt: |N₂(ω)-N₁(2*ω) |≤ |N₁(2*ω) |*10%, oder wobei der dritte normierte Amplitudenverlauf (N₃(ω)= |A₃(ω) |/∫|A₃(ω) |ω) und der vierte normierte Amplitudenverlauf (N₄(ω)= |A₄(ω) |/∫|A₄(ω) |dω) über den für die Funktionstüchtigkeit des Messsystems relevanten Frequenzbereich der Frequenz (ω) ineinander derart überführt werden können, dass gilt: $$\left|{\text{N}}_4\left(\mathrm{\omega }\right)-{\text{N}}_3\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|\le \left|{\text{N}}_3\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|*10\%,$$

- Entweder • Mischen, insbesondere Multiplizieren, des bandbegrenzten Taktsignals (clk1 × ckl2) und eines Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) und • Mischen, insbesondere Multiplizieren des bandbegrenzten komplementären Taktsignals (clk1q × ckl2q) und des Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v) oder • Mischen, insbesondere Multiplizieren, des ersten Taktsignals (clk1) und des zweiten Taktsignals (clk2) und des Regelsignals (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) und • Mischen, insbesondere Multiplizieren, des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) und des komplementären zweiten Taktsignals (clk2q) und des Regelsignals (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v); - Aussenden eines modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch einen Sender (H) in die erste Übertragungsstrecke (I1), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendevorsignal (S5v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendevorsignals (S5v) umfasst, proportional zum Sendevorsignal (S5v) sind; - Aussenden eines elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch einen Kompensationssender (K) in die dritte Übertragungsstrecke (I3), wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationsvorsignals (S3v) umfasst, proportional zum Kompensationsvorsignal (S3v) sind; - Einen oder mehrere der beiden Schritte • Reflexion des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) an einem ersten Objekt (O) und/oder Transmission des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) durch ein erstes Objekt (O) und anschließende Einspeisung des modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2), wobei die zweite Übertragungsstrecke (I2) und/oder die erste Übertragungsstrecke (I1) mit dem ersten Objekt (O) identisch sein können, und/oder • Reflexion des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) an einem zweiten Objekt (O2) und/oder Transmission des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) durch ein zweites Objekt (O2) und anschließende Einspeisung des elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4), wobei die vierte Übertragungsstrecke (I4) und/oder die dritte Übertragungsstrecke (I3) mit dem zweiten Objekt (O2) identisch sein können und • wobei das erste Objekt (O) mit dem zweiten Objekt (O2) ebenfalls identisch sein kann; - Austritt des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) des Senders (H) aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2), nach Durchgang durch dieselbe und Empfang des modifizierten elektromagnetischen Sendesignals (S5s) durch einen Empfänger (D); - Austritt des modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) des Kompensationssenders (K) aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) nach Durchgang durch die entsprechende Übertragungsstrecke (I3, I4) und Empfang des ausgetretenen modifizierten elektromagnetischen Kompensationssignals (S3s) durch den Empfänger (D), wobei der Empfang summierend und/oder multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H), das aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetreten ist, als Empfang einer Überlagerung erfolgt; - Bilden eines Empfängerausgangssignals (S0) durch den Empfänger (D) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des aus der zweiten Übertragungsstrecke (I2) ausgetretenen modifizierten Sendesignals (S5s) und des aus der vierten Übertragungsstrecke (I4) oder dritten Übertragungsstrecke (I3) ausgetretenen modulierten elektromagnetischen Kompensationssendesignals (S3s); - Entweder • Bilden eines ersten Mischsignals (S6) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2), insbesondere in einem ersten Multiplizierer (M1), andererseits; • Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des komplementären ersten Taktsignals (clk1q) mit dem ersten Mischsignal (S6), insbesondere in einem zweiten Multiplizierer (M2); Oder • Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und mit dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q), insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3) Oder • Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und mit dem ersten Taktsignal (clk1) und anschließende Multiplikation mit -1, insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3) Oder • Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem dem bandbreitenbegrenzten Taktsignal (clk1 × clk2) und anschließende Multiplikation mit -1, insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3); Oder • Bilden eines Mischsignals (S7) durch Mischung, insbesondere Multiplikation, des Empfängerausgangssignals (S0) oder eines aus dem Empfängerausgangssignal abgeleiteten Signals, insbesondere eines gefilterten Empfängerausgangssignals (S1) oder eines verstärkten Empfängerausgangssignals (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und mit dem komplementären bandbreitenbegrenzten Taktsignal (clk1q × clk2q) und anschließende Multiplikation mit -1, insbesondere in einem dritten Mischer (Mi3); - Filterung, insbesondere Tiefpassfilterung und/oder Integration des Mischsignals (S7), insbesondere in einem ersten Filter (F1), zur Bildung eines Regelvorsignals (S8); - Analog-zu-Digital-Wandlung des Regelvorsignals (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9), insbesondere in einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC), um ein digitales Regelvorsignal (S9) zu erhalten, wobei insbesondere die Digitalisierung auch im Signalpfad vor der Filterung durch das erste Filter (F1) erfolgen kann; - Filterung und/oder Verzögerung des digitalen Regelvorsignals (S9), insbesondere in einem digitalen Filter (FF), zu dem besagten Regelsignal (S4), • wobei das digitale Filter (FF) mit dem ersten Taktsignal (clk1) oder dem komplementären ersten Taktsignal (clk1q) synchronisiert ist und • wobei insbesondere das digitale Filter (FF) eine Einheit mit dem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) und/oder bei digitaler Realisierung des ersten Filters (F1) mit diesem ersten Filter (F1) eine Einheit bilden kann; - Ausgabe des Regelsignals (S4) als Messwertsignal für die Eigenschaften zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken und/oder zumindest eines der Objekte (O, O2) innerhalb zumindest einer der optischen Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, 14).Method for measuring the properties of at least one electromagnetic transmission path and / or object (O) within at least one electromagnetic transmission path (I1, I2, I3, I4) for use during a viewing period, comprising the steps of: - generating a band-limited clock signal (clk1 × ckl2) and a complementary band-limited clock signal (clk1q × ckl2q); • wherein the band-limited clock signal (clk1 × ckl2) and thus also the complementary band-limited clock signal (clk1q × ckl2q) an absolute lower limit frequency ω _u and a magnitude upper limit frequency ω _o with a magnitude frequency bandwidth Δω = ω _ο -ω _u and an average center frequency ω _m = Δω / 2 + ω _u and • wherein the band-limited clock signal (clk1 × ckl2) is structured in time or in the frequency spectrum such that it as a result of the multiplication of a first clock signal (clk1) with a second clock signal (clk2) in the time domain and • wherein the complementary band-limited clock signal (clk1q × ckl2q) is structured in time or in the frequency spectrum such that it can be interpreted as a result of the multiplication of a complementary first clock signal (clk1q) with a complementary second clock signal (clk2q) in the time domain, and • where the complementary first clock signal (clk1q) is complementary r is the first clock signal (clk1), and wherein the complementary second clock signal (clk2q) is complementary to the second clock signal (clk2) and wherein the first clock signal (clk1) has a first frequency spectrum (A ₁ (ω)) in amplitude and Wherein the second clock signal (clk2) has a second frequency spectrum (A ₂ (ω)) in terms of its amplitude and wherein the complementary first clock signal (clklq) has a third frequency spectrum (A ₃ (ω)) in terms of its amplitude and complementary second clock signal (clk2) has a fourth frequency spectrum (A ₄ (ω)) with respect to its amplitude and • wherein the first normalized amplitude characteristic (N ₁ (ω) = | A _ι (ω) | / ∫ | A ₁ (ω) | dω) and the second normalized amplitude characteristic (N ₂ (ω) = | A ₂ (ω) | / ∫ | A ₂ (ω) | dω) are transferred into one another via the frequency range of the frequency (ω) which is relevant for the functioning of the measuring system can satisfy that | N ₂ (ω ) -N ₁ (2 * ω) | ≤ | N ₁ (2 * ω) | * 10%, or wherein the third normalized amplitude characteristic (N ₃ (ω) = | A ₃ (ω) | / ∫ | A ₃ (FIG. ω) | ω) and the fourth normalized amplitude characteristic (N ₄ (ω) = | A ₄ (ω) | / ∫ | A ₄ (ω) | dω) into each other via the frequency range of the frequency (ω) relevant for the functioning of the measuring system can be transferred such that $$\left|{\text{N}}_4\left(\mathrm{\omega }\right)-{\text{N}}_3\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|\le \left|{\text{N}}_3\left(2*\mathrm{\omega }\right)\right|*10\%.$$

Either mixing, in particular multiplying, the band-limited clock signal (clk1 × ckl2) and a control signal (S4) to a compensation leading signal (S3v) and mixing, in particular multiplying the band-limited complementary clock signal (clk1q × ckl2q) and the control signal (S4) a transmission bias signal (S5v); or mixing, in particular multiplying, the first clock signal (clk1) and the second clock signal (clk2) and the control signal (S4) to a compensation leading signal (S3v) and mixing, in particular multiplying, the complementary first clock signal (clk1q ) and the complementary second clock signal (clk2q) and the control signal (S4) to a transmission pre-signal (S5v); - Sending a modulated electromagnetic transmission signal (S5i) by a transmitter (H) in the first transmission path (I1), wherein the signal intensity (signal energy) of this modulated electromagnetic transmission signal (S5i) with the Sendevorsignal (S5v) correlated in the form that at least parts of the transmitted modulated electromagnetic transmission signal (S5i) in a viewing period including a plurality of pulses of the Transmit bias signal (S5v) proportional to the transmit bias signal (S5v); - Sending an electromagnetic modulated compensation signal (S3i) by a compensation transmitter (K) in the third transmission path (I3), wherein the signal intensity (signal energy) of this modulated compensation signal (S3i) with the compensation leading signal (S3v) correlated in the form that at least parts of emitted electromagnetic modulated compensation signal (S3i) in a viewing period comprising a plurality of pulses of the compensating bias signal (S3v) are proportional to the compensating bias signal (S3v); - One or more of the two steps • Reflection of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) on a first object (O) and / or transmission of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) by a first object (O) and subsequent feeding of the modulated electromagnetic transmission signal (S5i ) as a modified electromagnetic transmission signal (S5s) in a second transmission path (I2), wherein the second transmission path (I2) and / or the first transmission path (I1) with the first object (O) may be identical, and / or • reflection of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) at a second object (O2) and / or transmission of the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) by a second object (O2) and then feeding the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) as a modified electromagnetic compensation signal (S3s) in a fourth Transmission path (I4), where the fourth transmission path (I4) and / or the third transmission path (I3) can be identical to the second object (O2) and • wherein the first object (O) can also be identical to the second object (O2); - Exiting the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H) from the second transmission path (I2), after passing through the same and receiving the modified electromagnetic transmission signal (S5s) by a receiver (D); - Exit of the modified electromagnetic compensation signal (S3s) of the compensation transmitter (K) from the fourth transmission path (I4) or third transmission path (I3) after passing through the corresponding transmission path (I3, I4) and receiving the leaked modified electromagnetic compensation signal (S3s) by the Receiver (D), wherein the reception takes place summing and / or multiplying with the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H), which has exited from the second transmission path (I2), as receiving a superposition; - Forming of a receiver output signal (S0) by the receiver (D) in response to the received superposition of the leaked from the second transmission path (I2) modified transmit signal (S5s) and from the fourth transmission link (I4) or third transmission link (I3) modulated electromagnetic compensation transmission signal (S3s); Either forming a first mixed signal (S6) by mixing, in particular multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (S0). clk2), in particular in a first multiplier (M1), on the other hand; Forming a mixing signal (S7) by mixing, in particular multiplication, of the complementary first clock signal (clk1q) with the first mixing signal (S6), in particular in a second multiplier (M2); Or • forming a mixed signal (S7) by mixing, in particular multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (clk2) and with the complementary first clock signal (clk1q), in particular in a third mixer (Mi3) Or • forming a mixed signal (S7) by mixing, in particular multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal ( S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (clk2) and with the first clock signal (clk1) and subsequent multiplication with -1, in particular in a third mixer (Mi3) or • forming a mixed signal (S7) Mixture, in particular multiplicate ion, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the bandwidth-limited clock signal (clk1 × clk2) and then multiplied by -1, in particular a third mixer (Mi3); Or • forming a mixed signal (S7) by mixing, in particular multiplication, the receiver output signal (S0) or a signal derived from the receiver output signal, in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), on the one hand with the second clock signal (clk2) and with the complementary bandwidth-limited clock signal (clk1q × clk2q) and subsequent multiplication by -1, in particular in a third mixer (Mi3); - Filtering, in particular low-pass filtering and / or integration of the mixing signal (S7), in particular in a first filter (F1), for forming a Regelvorsignals (S8); - Analog-to-digital conversion of the control header signal (S8) to a digitized control signal (S9), in particular in an analog-to-digital converter (ADC) to obtain a digital control presignal (S9), in particular the digitization also in the signal path before the filtering by the first filter (F1) can take place; - Filtering and / or delay of the digital control header signal (S9), in particular in a digital filter (FF), to said control signal (S4), • wherein the digital filter (FF) with the first clock signal (clk1) or the complementary first clock signal (clk1q) and in particular wherein the digital filter (FF) is a unit with the analog-to-digital converter (ADC) and / or digitally realizing the first filter (F1) with this first filter (F1) can form; - Output of the control signal (S4) as a measured value signal for the properties of at least one of the optical transmission links and / or at least one of the objects (O, O2) within at least one of the optical transmission links (I1, I2, I3, 14). Vorrichtung zur Vermessung der Eigenschaften mindestens einer elektromagnetischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder mindestens eines Objekts (O, O2) innerhalb mindestens einer elektromagnetischen oder optischen Übertragungsstrecke (I1, I2, I3, I4) zur Anwendung während eines Betrachtungszeitraums, - wobei sie einen Taktgenerator (G) aufweist, • der einen erstes Taktsignal (clk1) mit einer ersten Taktperiode (T₁) und einen zum ersten Taktsignal (clk1) komplementäres erstes Taktsignal (clk1q) erzeugt und • der einen zweiten Taktsignal (clk2) mit einer zweiten Taktperiode (T₂) und einen zum zweiten Taktsignal (clk2) komplementäres zweites Taktsignal (clk2q) erzeugt, • wobei die die zweite Taktperiode (T₂) kürzer als die erste Taktperiode (T₁) ist, und - wobei sie entweder einen fünften und dritten Multiplizier (M5, M3) aufweist, • die das erste Taktsignal (clkl) und das zweite Taktsignal (clk2) mit einem Regelsignal (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) multiplizieren und • die als eine funktionale Einheit gleicher Wirkung ausgeführt sein können, oder wobei sie alternativ einen ersten Mischer (Mi1) aufweist, • der das erste Taktsignal (clkl) und das zweite Taktsignal (clk2) mit einem Regelsignal (S4) zu einem Kompensationsvorsignal (S3v) mischt, und - wobei sie entweder einen vierten und sechsten Multiplizierer (M4, M6) aufweist, • die das komplementäre erste Taktsignal (clk1q) und das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) mit einem Regelsignal (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v) multiplizieren und • die als eine funktionale Einheit gleicher Wirkung ausgeführt sein können oder wobei sie einen zweiten Mischer (Mi2) aufweist, • der das komplementäre erste Taktsignal (clklq) und das komplementäre zweite Taktsignal (clk2q) mit einem Regelsignal (S4) zu einem Sendevorsignal (S5v) mischt, und - wobei sie einen Sender (H) aufweist, der ein moduliertes elektromagnetisches Sendesignals (S5i) in die erste Übertragungsstrecke (I1) hineinsendet, wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) mit dem Sendevorsignal (S5v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten modulierten elektromagnetischen Sendesignals (S5i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Sendevorsignals (S5v) umfasst, proportional zum Sendevorsignal (S5v) sind und - wobei sie einen Kompensationssender (K) aufweist, der ein elektromagnetisches moduliertes Kompensationssignals (S3i) in die dritte Übertragungsstrecke (I3) hineinsendet, wobei die Signalintensität (Signalenergie) dieses modulierten Kompensationssignals (S3i) mit dem Kompensationsvorsignal (S3v) in der Form korreliert, dass zumindest Anteile des ausgesendeten elektromagnetischen modulierten Kompensationssignals (S3i) in einem Betrachtungszeitraum, der mehrere Pulse des Kompensationsvorsignals (S3v) umfasst, proportional zum Kompensationsvorsignal (S3v) sind; - wobei das elektromagnetische modulierte Sendesignal (S5i) und/oder das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) an mindestens einem Objekt (O, O2) in mindestens einer Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4) reflektiert und/oder durch mindestens ein Objekt (O, O2) transmittiert wird und dass das Objekt (O) anschließend das modulierte elektromagnetische Sendesignal (S5i) als modifiziertes elektromagnetisches Sendesignal (S5s) in eine zweite Übertragungsstrecke (I2) einspeist und/oder dass das zweite Objekt (O2) anschließend das elektromagnetische modulierte Kompensationssignal (S3i) als modifiziertes elektromagnetisches Kompensationssignal (S3s) in eine vierte Übertragungsstrecke (I4) einspeist, wobei eine oder mehrere Übertragungsstrecken (I1, I2, I3, I4) mit dem jeweiligen Objekt (O, O2) identisch sein können, und - wobei ein Empfänger (D) das modifizierte elektromagnetische Kompensationssignal (S3s) des Kompensationssenders (K) nach Austritt aus der dritten und/oder vierten Übertragungsstrecke (I3, I4) und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen empfängt, wobei der Empfang summierend und/oder multiplizierend mit dem modifizierten elektromagnetischen Sendesignal (S5s) des Senders (H) erfolgt, und - wobei der Empfänger (D) das modifizierte elektromagnetische Sendesignal (S5s) des Senders (H) nach Austritt aus der ersten und/oder zweiten Übertragungsstrecke (I1, I2) und nach Durchgang durch mindestens eine von diesen empfängt, und - wobei der Empfänger (D) ein Empfängerausgangssignal (S0) in Abhängigkeit von der empfangenen Überlagerung des modifizierten Sendesignals (S5s) und des Kompensationssendesignals (S3s) erzeugt und - wobei sie entweder als Fall α • einen ersten Multiplizierer (M1) aufweist, ■ der das erste Mischsignal (S6) erzeugt in dem er das Empfängerausgangssignal (S0) oder ein aus dem Empfängerausgangssignal (S0) abgeleitetes Signals, insbesondere ein gefiltertes Empfängerausgangssignal (S1) oder ein verstärktes Empfängerausgangssignal (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) andererseits multipliziert, und • einen zweiten Multiplizierer (M2) aufweist, ■ der das erste Mischsignal (S6) mit dem komplementären ersten Taktsignal (clk1) zum Mischsignal (S7) multipliziert, und • wobei der zweite Multiplizierer (M2) und der erste Multiplizierer (M1) in ihrer Funktion allesamt oder teilweise durch eine einzige Teilvorrichtung ersetzt sein können, die Teile dieser Funktionen funktionsgleich ersetzt, - oder wobei sie alternativ zum Fall α als Fall β • einen dritten Mischer (Mi3) aufweist, ■ der das Empfängerausgangssignal (S0) oder ein aus dem Empfängerausgangssignal (S0) abgeleitetes Signals, insbesondere ein gefiltertes Empfängerausgangssignal (S1) oder ein verstärktes Empfängerausgangssignal (S2), einerseits mit dem zweiten Taktsignal (clk2) und dem komplementären ersten Taktsignal (clk1) zum Mischsignal (S7) mischt, und - wobei sie einen ersten Filter (F1) aufweist, der insbesondere ein Tiefpassfilter und/oder ein Integrator sein kann und der das erste Mischsignal (S7) und/oder ein daraus abgeleitetes Signal zu einem Regelvorsignal (S8) filtert und - wobei sie einen ein Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) aufweist, der das Regelvorsignal (S8) zu einem digitalisierten Regelsignal (S9) wandelt, wobei die Digitalisierung durch den Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) auch vor der Filterung durch den ersten Filter (F1) erfolgen kann, und - wobei sie ein digitales Filter (FF) aufweist, das insbesondere ein Flipflop (FF) sein kann, und wobei dieses digitale Filter (FF) das digitale Regelvorsignals (S9) zu dem Regelsignal (S4) filtert und/oder verzögert und - wobei die Vorrichtung das Regelsignal (S4) als Messwertsignal für Eigenschaften zumindest einer optischen Übertragungsmessstrecke (I1, I2, I3, I4) und/oder zumindest eines Objekts (O, O2) innerhalb einer oder mehrerer optischer Übertragungsmessstrecken (I1, I2, I3, I4) ausgibt oder zur Weiterverarbeitung an andere Teile der Vorrichtung weitergibt.Device for measuring the properties of at least one electromagnetic transmission path (I1, I2, I3, I4) and / or at least one object (O, O2) within at least one electromagnetic or optical transmission path (I1, I2, I3, I4) for use during a viewing period in which it has a clock generator (G), which generates a first clock signal (clk1) with a first clock period (T ₁ ) and a first clock signal (clk1q) complementary to the first clock signal (clk1) and which generates a second clock signal (clk2 ) having a second clock period (T ₂ ) and a second clock signal (clk2q) complementary to the second clock signal (clk2), wherein the second clock period (T ₂ ) is shorter than the first clock period (T ₁ ), and wherein either a fifth and third multiplier (M5, M3), • the first clock signal (clkl) and the second clock signal (clk2) with a control signal (S4) to a compensation leading signal ( S3v) and • that can be implemented as a functional unit of equal effect, or alternatively has a first mixer (Mi1), • the first clock signal (clkl) and the second clock signal (clk2) with a control signal (S4) to a compensation ahead signal (S3v), and having either a fourth and sixth multiplier (M4, M6), the complementary first clock signal (clk1q) and the complementary second clock signal (clk2q) with a control signal (S4) to a transmission pre-signal (S5v) multiply and • which can be implemented as a functional unit of equal effect or wherein it has a second mixer (Mi2), • the complementary first clock signal (clklq) and the complementary second clock signal (clk2q) with a control signal (S4) to a transmission pre-signal (S5v), and - comprising a transmitter (H) transmitting a modulated electromagnetic transmission signal (S5i) into the first transmission signal the signal intensity (signal energy) of this modulated electromagnetic transmission signal (S5i) is correlated with the transmission pre-signal (S5v) such that at least portions of the transmitted modulated electromagnetic transmission signal (S5i) in a viewing period comprising a plurality of pulses of the transmission pre-signal (S5v), are proportional to the transmission pre-signal (S5v) and - having a compensation transmitter (K) transmitting an electromagnetic modulated compensation signal (S3i) into the third transmission path (I3), the signal intensity (signal energy) of this modulated compensation signal (S5v) S3i) is correlated with the compensation bias signal (S3v) in the form that at least portions of the emitted electromagnetic modulated compensation signal (S3i) are proportional to the compensation bias signal (S3v) in a viewing period comprising a plurality of pulses of the compensation bias signal (S3v); - wherein the electromagnetic modulated transmit signal (S5i) and / or the electromagnetic modulated compensation signal (S3i) on at least one object (O, O2) in at least one transmission links (I1, I2, I3, I4) reflected and / or by at least one object ( O, O2) is transmitted and that the object (O) subsequently feeds the modulated electromagnetic transmission signal (S5i) as a modified electromagnetic transmission signal (S5s) into a second transmission path (I2) and / or that the second object (O2) then modulates the electromagnetic Compensation signal (S3i) as a modified electromagnetic compensation signal (S3s) in a fourth transmission path (I4), wherein one or more transmission paths (I1, I2, I3, I4) with the respective object (O, O2) may be identical, and - a receiver (D) the modified electromagnetic compensation signal (S3s) of the compensation transmitter (K) after leaving the third and / or or fourth transmission link (I3, I4) and after passing through at least one of them, the reception occurring summing and / or multiplying with the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter (H), and - the receiver (D) transmitting the modified electromagnetic transmission signal (S5s) of the transmitter ( H) after exiting the first and / or second transmission path (I1, I2) and after passing through at least one of them, and - wherein the receiver (D) receives a receiver output signal (S0) in response to the received superimposition of the modified transmission signal (S0) S5s) and the compensation transmission signal (S3s), and wherein it has either a case of a first multiplier (M1) generating the first mixing signal (S6) in which it outputs the receiver output signal (S0) or one of the receiver output signal (S0 ), in particular a filtered receiver output signal (S1) or an amplified receiver output signal (S2), one side s multiplied by the second clock signal (clk2), and • having a second multiplier (M2) which multiplies the first mixing signal (S6) by the complementary first clock signal (clk1) to the mixing signal (S7), and wherein the second multiplier (M2) and the first multiplier (M1) may be replaced in their function all or in part by a single subdevice replacing functionally identical parts of these functions, or alternatively having a third mixer (Mi3) as case β The receiver output signal S0 or a signal derived from the receiver output signal S0, in particular a filtered receiver output signal S1 or an amplified receiver output signal S2, on the one hand with the second clock signal CLK2 and the complementary first clock signal CLK1 the mixing signal (S7), and - wherein it has a first filter (F1), in particular a low-pass filter and / or it can be an integrator and filters the first mixing signal (S7) and / or a signal derived therefrom into a control pre-signal (S8), and - having an analog-to-digital converter (ADC) which converts the control pre-signal (S8 ) to a digitized control signal (S9), wherein the digitization by the analog-to-digital converter (ADC) can also take place before filtering by the first filter (F1), and - having a digital filter (FF) which in particular may be a flip-flop (FF), and wherein said digital filter (FF) filters and / or delays the digital control header signal (S9) to the control signal (S4) and wherein the device uses the control signal (S4) as a measured value signal for characteristics at least one optical transmission measuring path (I1, I2, I3, I4) and / or at least one object (O, O2) within one or more optical transmission measuring sections (I1, I2, I3, I4) or passes on to other parts of the device for further processing t.

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