DE102016222078B4 - Steuervorrichtung und Steuerverfahren für DC/DC-Wandler - Google Patents

Abstract

Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler, mit:einer Leistungswandlerschaltung (10), die enthält- eine Drosselspule (12), die an einem Ende mit einer Gleichstromversorgung (1) verbunden ist,- einen Schaltkreis (13), der eine Vielzahl von Schaltelementen (131, 132, 133, 134) umfasst und der mit dem anderen Ende der Drosselspule (12) verbunden ist,- einen Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), der die Eingangsspannung detektiert und ausgibt, und- einen Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23), der die Ausgangsspannung detektiert und ausgibt, und die eine Eingangsspannung von der Gleichstromversorgung wandelt und die gewandelte Eingangsspannung als eine Ausgangsspannung ausgibt;wobei die Steuervorrichtung (30) eine Steuerung unter Verwendung eines Steuerberechnungswerts zum Schalten der Vielzahl von Schaltelementen auf AN und AUS durch Zuführen von jeweils einem Gate-Signal (G1, G2, G3, G4) an jedes der Schaltelemente (131, 132, 133, 134) durchführt,wobei die Steuervorrichtung (30) umfasst:eine Steuerung (32), die einen ersten Berechnungswert (X2) in Übereinstimmung mit einem spezifischen Steuerverfahren berechnet und ausgibt, unter Verwendung,als Eingabe, einer Differentialspannung zwischen einer Soll-Ausgangsspannung (Vout*)und der Ausgangsspannung (Vout), die von dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23) ausgegeben wird; undein Berechnungsmittel (33), das den Steuerberechnungswert aus dem ersten Berechnungswert (X2), ausgegeben von der Steuereinheit (32), und der Eingangsspannung (Vin), ausgegeben von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), berechnet, undwobei das Berechnungsmittel (33) einen addierten Wert berechnet, durch Addieren des ersten Berechnungswerts (X2), ausgegeben von der Steuereinheit (32), zu der Eingangsspannung (Vin), ausgegeben von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), und einen Wert als den Steuerberechnungswert berechnet, der erhalten wird durch Dividieren des ersten Berechnungswerts (X2) durch den addierten Wert.

Description

• Hintergrund der Erfindung
• Erfindungsgebiet
• Diese Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung und ein Steuerverfahren für einen DC/DC-Wandler bzw. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, die verwendet werden zum Steuern eines DC/DC-Wandlers.
• Beschreibung des Stands der Technik
• Im Stand der Technik ist ein DC/DC-Wandler für einen bidirektionalen Leistungstransfer verfügbar. Diese Art von DC/DC-Wandler führt einen Stromlaufbetrieb (engl. power running operation) durch, in dem eine Spannung einer Gleichstromeingabe (engl. direct current power input) von einer Gleichstromversorgung (engl. direct current power supply), wie zum Beispiel einer Batterie, gewandelt wird und der gewandelte Strom zu einem Motor geliefert wird, sowie einen Rückgewinnungsbetrieb (engl. regenerative operation), bei dem ein durch den Motor erzeugter Gleichstrom an die Gleichstromversorgung geliefert wird, und wird in verschiedenen Anwendungen, wie zum Beispiel Hybridfahrzeugen und elektrischen Fahrzeugen verwendet.
• Eine Spannung zwischen dem DC/DC-Wandler und dem Motor, oder mit anderen Worten eine Ausgangsspannung, wird durch den DC/DC-Wandler gesteuert, jedoch kann die Ausgangsspannung aus verschiedenen Gründen von einer Soll-Spannung abweichen, wie zum Beispiel eine schnelle Variation in der Soll-Spannung und Lastvariation in dem Motor. Aus diesem Grund wurde ein DC/DC-Wandler vorgeschlagen, der dazu führt, dass die Ausgangsspannung der Sollspannung mit einem hohen Grad eines Ansprechverhaltens folgt, wenn eine Abweichung zwischen der Soll-Spannung und der Ausgangsspannung auftritt, indem eine Verstärkung angepasst wird, die während einer Ausgangsspannungs-Feedbacksteuerung verwendet wird (siehe, zum Beispiel, JP 2011-193693 A ).
  Aus US 2010/0052627 A1 ist ein DC/DC-Wandler bekannt, bei dem ein Schalttransistor angesteuert wird, der einerseits mit einem Schaltungspunkt zwischen einer Drossel und einer Diode und andererseits mit Masse verbunden ist. Der Schalttransistor wird von einem Steuerschaltkreis ein- und ausgeschaltet, um die Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers zu bestimmen.
• Zusammenfassung der Erfindung
• Bei einer Anwendung, bei der die Spannung der Gleichstromeingabe von der Gleichstromversorgung, oder mit anderen Worten eine Eingangsspannung, und die Soll-Spannung in einem weiten Bereich verwendet werden, unterscheiden sich die Variationsgrößen in einer Steuerbetriebsgröße und der Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers gemäß der jeweiligen Spannungswerte der Eingangsspannung und der Soll-Spannung.
• Der Stand der Technik, der in JP 2011-193693 A beschrieben wird, ist unterdessen konfiguriert unter Berücksichtigung der Tatsache, dass dann, wenn eine Steuerung unter Verwendung einer festen Verstärkung durchgeführt wird, das Ansprechverhalten in Übereinstimmung mit individuellen Spannungsbedingungen variiert. Zum Erhalten eines gleichen Grads des Ansprechverhaltens während der Steuerung der Ausgangsspannung wird insbesondere ein Verstärkungskennfeld bereitgestellt, bei dem die Verstärkung mit den individuellen Spannungsbedingungen assoziiert ist, und die Verstärkung wird unter Verwendung des Verstärkungskennfelds ausgewählt.
• Wenn der Spannungsverwendungsbereich des DC/DC-Wandlers breit ist, ist jedoch eine Speichervorrichtung mit einem großen Ausmaß erforderlich, um die Verstärkungen zu speichern. In diesem Fall muss entweder eine Last, die an einem Speichermedium angewendet wird, oder eine Größe des Speichermediums während einer digitalen Steuerung erhöht werden, wohingegen während einer analogen Steuerung eine Befestigungsoberfläche erhöht werden muss.
• Diese Erfindung dient zum Lösen der oben erläuterten Probleme, und eine diesbezügliche Aufgabe ist die Bereitstellung einer Steuervorrichtung und eines Steuerverfahrens für einen DC/DC-Wandler, womit ein DC/DC-Wandler mit einer besseren Stabilität und einem verbesserten Ansprechverhalten gesteuert werden kann, während die Größe eines Speichermediums reduziert wird.
• Eine Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler gemäß dieser Erfindung umfasst die Merkmale gemäß Patentanspruch 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
• Ein Steuerverfahren für einen DC/DC-Wandler gemäß dieser Erfindung ergibt sich aus Patentanspruch 10.
• Gemäß dieser Erfindung kann eine Steuervorrichtung und ein Steuerverfahren für einen DC/DC-Wandler erhalten werden, womit ein DC/DC-Wandler mit einer verbesserten Stabilität und einem verbesserten Ansprechverhalten gesteuert werden kann, während die Größe eines Speichermediums reduziert wird.
• Figurenliste
• 1 ist eine Ansicht zur Darstellung einer Konfiguration eines DC/DC-Wandlersystems gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 2 ist eine Ansicht zur Darstellung einer Konfiguration einer Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 3A ist ein Verstärker-Charakteristikdiagramm zur Darstellung einer Transfercharakteristik einer Leistungswandlerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 3B ist ein Phasen-Charakteristikdiagramm zur Darstellung der Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 4A ist ein Verstärker-Charakteristikdiagramm zur Darstellung der Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 4B ist ein Phasen-Charakteristikdiagramm zur Darstellung der Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 5A ist ein Verstärker-Charakteristikdiagramm zur Darstellung einer Transfercharakteristik einer Verstärkernormalisierungseinheit und der Leistungswandlerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 5B ist ein Phasen-Charakteristikdiagramm zur Darstellung der Transfercharakteristik der. Verstärkernormalisierungseinheit und der Leistungswandlerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 6 ist ein Verstärker-Charakteristikdiagramm zur Darstellung eines Ausbildungsverfahrens, das für den Fall eingesetzt wird, dass eine PI-Steuerung als ein Steuerverfahren durch die erste Steuerung gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung verwendet wird.
• 7A ist ein Verstärker-Charakteristikdiagramm zur Darstellung eines Effekts einer Resonanzunterdrückungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 7B ist ein Verstärker-Charakteristikdiagramm zur Darstellung eines Effekts der Resonanzunterdrückungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 8 ist ein Spannungswellenformdiagramm zur Darstellung einer Spannungsvariation in einem herkömmlichen DC/DC-Wandler, das als ein Vergleichsbeispiel des DC/DC-Wandlers gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung dient.
• 9 ist ein Spannungswellenformdiagramm zur Darstellung einer Spannungsvariation in dem DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 10 ist eine Ansicht zur Darstellung einer Konfiguration eines DC/DC-Wandlersystems gemäß einer zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 11 ist eine Ansicht zur Darstellung einer Konfiguration einer Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 12A ist eine Ansicht zur Darstellung eines Betriebsmodus des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 12B ist eine Ansicht zur Darstellung eines Betriebsmodus des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 12C ist eine Ansicht zur Darstellung eines Betriebsmodus des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 12D ist eine Ansicht zur Darstellung eines Betriebsmodus des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 13 ist eine Ansicht zur Darstellung eines Betriebs des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 14 ist eine Ansicht zur Darstellung eines Betriebs des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 15 ist eine Ansicht zur Darstellung eines Betriebs des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• 16 ist eine Ansicht zur Darstellung eines Betriebs des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
• Bevorzugte Ausführungsformen einer Steuervorrichtung und eines Steuerverfahrens für einen DC/DC-Wandler bzw. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler gemäß dieser Erfindung werden im Folgenden unter Verwendung der Zeichnungen erläutert. Es wird vermerkt, dass in den Zeichnungen identische oder entsprechende Teile identische Bezugszeichen aufweisen, und eine diesbezügliche sich wiederholende Erläuterung vermieden wird.
• Erste Ausführungsform
• 1 ist eine Ansicht zur Darstellung einer Konfiguration eines DC/DC-Wandlersystems gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung. Das in 1 gezeigte DC/DC-Wandlersystem enthält einen DC/DC-Wandler mit einer Leistungswandlerschaltung 10, einen Niedrig-Spannungsseiten-Spannungsdetektor 21, einen Stromdetektor 22 und einen HochSpannungsseiten-Spannungsdetektor 23, und eine DC/DC-Wandlersteuervorrichtung30 (im Folgenden als Steuervorrichtung 30 bezeichnet). Es wird vermerkt, dass 1 auch eine Batterie 1 zeigt, die mit einer Niedrigspannungsseite der Leistungswandlerschaltung 10 verbunden ist, und einen Motor 2, der mit einer Hochspannungsseite der Leistungswandlerschaltung 10 verbunden ist.
• Die Leistungswandlerschaltung 10 ist eine bidirektionale Leistungswandlerschaltung, die geeignet ist für eine bidirektionale Leistungswandlung zwischen der Niederspannungsseite und der Hochspannungsseite. Ein Anschuss bzw. Terminal T1 und ein Anschluss bzw. Terminal T2 sind an einer Eingangsseite der Leistungswandlerschaltung 10 als Niederspannungsseiten-Anschlüsse bereitgestellt, während ein Anschluss T3 und ein Anschluss T4 an einer Ausgangsseite der Leistungswandlerschaltung 10 als Hochspannungsseiten-Anschlüsse bereitgestellt sind.
• Die Leistungswandlerschaltung 10 erhöht eine Gleichstrom-Eingangsspannung Vin, die eingegeben wird zwischen dem Anschluss T1 und dem Anschluss T2, auf eine Spannung, die gleich zu oder höher ist als die Eingangsspannung Vin, und gibt eine erhöhte Ausgangsspannung Vout zwischen dem Anschluss T3 und dem Anschluss T4 aus.
• Die Batterie 1 dient als ein Beispiel einer Gleichstrom-Stromquelle und ist verbunden zwischen dem Anschluss T1 und dem Anschluss T2. Der Motor 2 ist zwischen dem Anschluss T3 und dem Anschluss T4 verbunden.
• Die Leistungswandlerschaltung 10 enthält einen Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11, eine Drosselspule 12, einen Schaltkreis 13 und einen Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14. Der Schaltkreis 13 ist mit einem ersten Schaltelement 131 und einem zweiten Schaltelemente 132 konfiguriert, das in Reihe mit dem ersten Schaltelement 131 verbunden ist.
• Der Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 dient zum Glätten der Eingangsspannung Vin, und ist an einem Ende mit dem Anschluss T1 und an einem anderen Ende mit dem Anschluss T2 verbunden. Der Anschluss T1 und der Anschluss T3 weisen gemeinsame Verbindungen auf. Es wird vermerkt, dass ein einzelner Anschluss für sowohl den Anschluss T1 als auch den Anschluss T3 verwendet werden kann.
• Die Drosselspule 12 ist an einem Ende mit der Batterie 1 und an einem anderen Ende mit dem Schaltkreis 13 verbunden. Insbesondere dient die Drosselspule 12 zum Speichern von Energie, und ist an einem Ende mit dem Anschluss T2 und an dem anderen Ende mit einem Verbindungsabschnitt C1 zwischen dem ersten Schaltelement 131 und dem zweiten Schaltelement 132 verbunden.
• Das erste Schaltelement 131 wird zum AN- und AUS-Schalten in Übereinstimmung mit einem Gate-Signal G1 gesteuert, das im Folgenden erläutert wird.
• Das zweite Schaltelement 132 wird gleichermaßen zum AN- und AUS-Schalten gesteuert, in Übereinstimmung mit einem Gate-Signal G2, das im Folgenden erläutert wird.
• Es wird vermerkt, dass eine Kombination eines BiPolar-Transistors mit isolierter Gate-Elektrode (engl. insulated gate bipolar transistor bzw. IGBT), der ANschaltet, wenn das Gate-Signal hoch ist, und eine AntiParallel-Diode zum Beispiel für das erste Schaltelement 131 und das zweite Schaltelement 132 verwendet wird.
• Das erste Schaltelement 131 ist an einem Ende mit dem Verbindungsabschnitt C1 und an einem anderen Ende mit dem Anschluss T1 verbunden. Das zweite Schaltelement 132 ist an einem Ende mit dem Verbindungsanschluss C1 und an einem anderen Ende mit dem Anschluss T4 verbunden.
• Insbesondere ist ein Emitter-Anschluss des ersten Schaltelements 131 mit dem Anschluss T1 verbunden, und ein Kollektor-Anschluss des zweiten Schaltelements 132 ist mit dem Anschluss T4 verbunden. Ein Kollektor-Anschluss des ersten Schaltelements 131 und ein Emitter-Anschluss des zweiten Schaltelements 132 sind mit dem Verbindungsabschnitt C1 verbunden. Der Verbindungsabschnitt C1 ist über die Drosselspule 12 mit dem Anschluss T2 verbunden.
• Die Leistungswandlerschaltung 10 enthält hier die Drosselspule 12, die an einem Ende mit der Batterie 1 verbunden ist, und den Schaltkreis 13, der konfiguriert ist, die Vielzahl von Schaltelementen 131, 132 aufzunehmen und mit dem anderen Ende der Drosselspule 12 verbunden ist. Die Leistungswandlerschaltung 10 wandelt die von der Batterie 1 eingegebene Eingangsspannung Vin, und gibt die gewandelte Eingangsspannung Vin als Ausgangsspannung Vout aus.
• Der Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor 21 detektiert eine Zwischenanschlussspannung des Niederspannungsseiten-Glättungskondensators 11 als die-Eingangsspannung Vin, und gibt die detektierte Eingangsspannung Vin an die Steuervorrichtung 30 aus. Der Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor 21 führt somit ein Detektieren und Ausgeben der Eingangsspannung Vin durch.
• Der Stromdetektor 22 detektiert einen durch die Drosselspule 12 fließenden Strom als einen Drosselspulenstrom IL und gibt den detektierten Drosselspulenstrom IL an die Steuervorrichtung 30 aus. Der Stromdetektor 22 führt somit eine Detektion und Ausgabe des Drosselspulenstroms IL durch, der durch die Drosselspule 12 fließt.
• Der Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor 23 detektiert eine Zwischenanschlussspannung des Hochspannungsseiten-Glättungskondensators 14 als die Ausgangsspannung Vout, und gibt die detektierte Ausgangsspannung Vout an die Steuervorrichtung 30 aus. Der Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor 23 führt somit eine Detektion und Ausgabe der Ausgangsspannung Vout durch.
• Die Steuervorrichtung 30 implementiert eine Gesamtsteuerung des DC/DC-Wandlersystems, und ist zum Beispiel durch einen Mikrocomputer oder dergleichen realisiert, der konfiguriert ist zum Ausführen eines Programms, das in einem Speicher gespeichert ist.
• Die Steuervorrichtung 30 führt eine Steuerung zum Schalten des ersten Schaltelements 131 und des zweiten Schaltelements 132 auf AN und AUS unter Verwendung eines Steuerberechnungswerts durch, der im Folgenden erläutert wird. Die Steuervorrichtung 30 erzeugt insbesondere das Gate-Signal G1 für das erste Schaltelement 131 und das Gate-Signal G2 für das zweite Schaltelement 132 in Übereinstimmung mit jeweiligen Detektionswerten, die durch den Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor 21, den Stromdetektor 22 und den Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor 23 erhalten werden.
• Im Folgenden wird eine Konfiguration der Steuervorrichtung 30 mit Bezug auf 2 erläutert. 2 ist eine Ansicht zur Darstellung der Konfiguration der Steuervorrichtung 30 für einen DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung. Die in 2 gezeigte Steuervorrichtung 30 enthält ein Subtraktionsmittel 31, eine erste Steuerung 32, ein Berechnungsmittel 33, einen Dreieck-Wellenform-Generator 34, ein Vergleichsmittel 35 und ein Gate-Signal-Ausgabemittel 36.
• Eine extern bestimmte Soll-Ausgangsspannung Vout* wird in die Steuervorrichtung 30 eingegeben. Das Subtraktionsmittel 31 berechnet eine Differenz zwischen der eingegebenen Soll-Ausgangsspannung Vout* und der Ausgangsspannung Vout, die von dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor 23 eingegeben wird, als eine Differentialspannung Verr, und gibt die berechnete Differentialspannung Verr an die erste Steuerung 32 aus.
• Die erste Steuerung 32 berechnet einen Berechnungswert X2 unter Verwendung der Differentialspannung Verr als Eingabe in Übereinstimmung mit einem spezifischen Steuerverfahren, wie zum Beispiel einer PI-Steuerung, einer P-Steuerung, einer PD-Steuerung oder einer PID-Steuerung, und gibt den berechneten Berechnungswert X2 an das Berechnungsmittel 33 aus.
• Die erste Steuerung 32 führt somit eine Berechnung und Ausgabe des Berechnungswerts X2 in Übereinstimmung mit einem spezifischen Steuerverfahren durch, unter Verwendung, als Eingabe, der Differentialspannung Verr zwischen der Soll-Ausgangsspannung Vout* und der Ausgangsspannung Vout, die von dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor 23 eingegeben wird.
• Es wird vermerkt, dass in der ersten Ausführungsform ein beispielhafter Fall erläutert wird, bei dem eine PI-Steuerung für das spezifische Steuerverfahren verwendet wird. In diesem Fall verstärkt die erste Steuerung 32 die Differentialspannung Verr unter Verwendung einer eingestellten Verstärkung, und gibt die verstärkte Differentialspannung Verr als den Berechnungswert X2 aus.
• Das Berechnungsmittel 33 enthält eine Resonanzunterdrückungseinheit 331 mit einem Multiplikationsmittel 331a und einem Subtraktionsmittel 331b, und eine Verstärkernormalisierungseinheit 332 mit einem Verstärker-Vergleichsmittel 332a und einem Divisionsmittel 332b.
• Das Multiplikationsmittel 331a der Resonanzunterdrückungseinheit 331 multipliziert den von dem Stromdetektor 22 eingegebenen Drosselspulenstrom IL mit einer eingestellten Dämpfungskonstanten Rdmp, und gibt einen resultierenden Multiplikationswert an das Subtraktionsmittel 331b aus. Das Subtraktionsmittel 331b berechnet eine Differenz zwischen dem Berechnungswert X2, eingegeben von der ersten Steuerung 32, und dem Multiplikationswert, eingegeben von dem Multiplikationsmittel 331a, und gibt einen resultierenden Berechnungswert an die Verstärkernormalisierungseinheit 332 als einen Berechnungswert X aus.
• Die Resonanzunterdrückungseinheit 331 berechnet, mit anderen Worten, den Berechnungswert X aus dem eingegebenen Berechnungswert X2 und dem Drosselspulenstrom IL, indem eine in der folgenden Gleichung (1) gezeigte Berechnungsverarbeitung durchgeführt wird, und gibt den resultierenden Berechnungswert X an die Verstärkernormalisierungseinheit 332 aus.
• $$X=X2-IL\times Rdmp$$

  
• Es wird vermerkt, dass in der als Beispiel in der ersten Ausführungsform erläuterten Konfiguration der Drosselspulenstrom IL mit der eingestellten Konstanten Rdmp multipliziert wird, jedoch an dieser Stelle eine Konfiguration verwendet werden kann, bei der der Drosselspulenstrom IL nicht durch die eingestellte Konstante Rdmp multipliziert wird. In diesem Fall entspricht der Berechnungswert X einer Differenz zwischen dem Berechnungswert X2, ausgegeben von der ersten Steuerung 32, und dem Drosselspulenstrom IL, ausgegeben von dem Stromdetektor 22.
• Das Verstärkervergleichsmittel 332a der Verstärkernormalisierungseinheit 332 berechnet einen Berechnungswert G(X) aus dem Berechnungswert X, der von dem Subtraktionsmittel 331b eingegeben wird, und der Eingangsspannung Vin, die von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor 21 eingegeben wird, indem eine in der folgenden Gleichung (2) gezeigte Berechnungsverarbeitung durchgeführt wird, und gibt den resultierenden Berechnungswert G(X) an das Divisionsmittel 332b aus.
• $$G\left(X\right)=X+Vin$$

  
• Das Divisionsmittel 332b gibt einen Wert, der erhalten wird durch Dividieren des Berechnungswerts X, eingegeben von dem Subtraktionsmittel 331b, durch den Berechnungswert G(X), eingegeben von dem Verstärkervergleichsmittel 332a, als einen Steuerberechnungswert aus. Es wird vermerkt, dass in der ersten Ausführungsform ein beispielhafter Fall erläutert wird, bei dem ein Duty als Steuerberechnungswert ausgegeben wird und in das Vergleichsmittel 35 eingegeben wird.
• In dem als Beispiel in der ersten Ausführungsform beschriebenen Fall enthält die Steuervorrichtung 30 die Resonanzunterdrückungseinheit 331, jedoch muss die Steuervorrichtung 30 die Resonanzunterdrückungseinheit 331 nicht aufweisen. In diesem Fall entspricht der Berechnungswert G(X) einer Summe des von der ersten Steuerung 32 ausgegebenen Berechnungswerts X2 und der von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor 21 ausgegebenen Eingangsspannung Vin. Der Steuerberechnungswert ist darüber hinaus ein Wert, der durch Dividieren des durch die erste Steuerung 32 ausgegebenen Berechnungswerts X2 durch den Berechnungswert G(X) erhalten wird.
• Der Dreieck-Wellenform-Generator 34 erzeugt eine Dreieck-Wellenform mit einer spezifischen Periode, und gibt die erzeugte Dreieck-Wellenform an das Vergleichsmittel 35 aus. Das Vergleichsmittel 35 erzeugt eine Pulswellenform, indem ein von der Verstärkernormalisierungseinheit 332 eingegebenes Duty mit der von dem Dreieck-Wellenform-Generator 34 eingegebenen Dreieck-Wellenform verglichen wird. Es wird vermerkt, dass in dem als Beispiel in der ersten Ausführungsform erläuterten Fall eine Dreieck-Wellenform als eine Trägerwelle verwendet wird, jedoch anstelle dessen eine Sägezahnwelle für die Trägerwelle verwendet werden kann.
• Die von dem Vergleichsmittel 35 ausgegebene Pulswellenform bildet das Gate-Signal G1 an einer Seite des Gate-Signal-Ausgabemittels 36 aus, und geht durch einen Wechselrichter bzw. Inverter 361 an einer anderen Seite des Gate-Signal-Ausgangsmittels 36, um das Gate-Signal G2 auszubilden, das eine Komplementärbeziehung zu dem Gate-Signal G1 aufweist. Das Gate-Signal-Ausgangsmittel 36 gibt die erzeugten Gate-Signale G1 und G2 aus.
• Die Steuervorrichtung 30 modifiziert ein Duty, indem eine Feedbacksteuerung an der Ausgangsspannung Vout in der oben erläuterten Art und Weise durchgeführt wird, um Abweichungen von einem idealen Zustand zu korrigieren, wie zum Beispiel Verluste, die durch eine Widerstandskomponente der Schaltung verursacht wird, und einen Fehler in einer tatsächlichen AN-Periode, der durch Signalverzögerungen in dem Gate-Signal verursacht wird. Durch den Einsatz einer PI-Steuerung, PID-Steuerung oder dergleichen als Steuerverfahren der ersten Steuerung 32 in einem stationären Zustand, kann die Ausgangsspannung Vout somit der Soll-Ausgangsspannung Vout* folgen.
• Variationsgrößen in der Ausgangsspannung Vout und dem Drosselspulenstrom IL werden als nächstes erläutert, wenn ein Duty durch die Steuervorrichtung 30 angepasst wird.
• In einem idealen Zustand, in dem ein durch die Steuervorrichtung 30 berechnetes Duty, so wie dieses ist, in den jeweiligen AN-Perioden der Schaltelemente 131, 132 wiedergegeben wird, entspricht ein AN-Verhältnis des ersten Schaltelements 131 einem Duty, und ein AN-Verhältnis des zweiten Schaltelements 132 entspricht (1-Duty).
• Wenn hier eine zu dem Motor 2 fließende Stromgröße als Io eingestellt ist, ist eine Kapazität des Hochspannungsseiten-Glättungskondensators 14 als Co eingestellt, und eine Induktivität der Drosselspule 12 ist als L eingestellt, so dass eine Zustandsraum-Mittelungsgleichung der Leistungswandlerschaltung 10 wie folgt in Gleichung (3) ausgedrückt werden kann.
• $$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}Vout\\ IL\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\begin{array}{c}0\\ -\frac{1-Duty}{L}\end{array}& \begin{array}{c}\frac{1-Duty}{Co}\\ 0\end{array}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}Vout\\ IL\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}1-\frac{Io}{Co}\\ \frac{Vin}{L}\end{array}\right]$$

  
• Es wird vermerkt, dass dann, wenn Gleichung (3) in der Form einer Variation von einem Mittelwert unter Verwendung mikroskopischer Fluktuationen gegeben ist (d.h., wenn Gleichung (3) linearisiert wird), wird die folgende gezeigte Gleichung (4) erhalten. In der Gleichung (4) bezeichnen Parameter, die mit einer Tilde (~) markiert sind, mikroskopische Fluktuationen, während Parameter, die mit einem Balkenzeichen (-) markiert sind, mittlere Zustandswerte bezeichnen.
• $$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}\tilde{V}out\\ \tilde{I}L\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\begin{array}{c}0\\ -\frac{1-\overline{D}uty}{L}\end{array}& \begin{array}{c}\frac{1-\overline{D}uty}{Co}\\ 0\end{array}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\tilde{V}out\\ \tilde{I}L\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}-\frac{\overline{I}L}{Co}\\ \frac{\overline{V}out}{L}\end{array}\right]\tilde{D}uty+\left[\begin{array}{c}-\frac{\tilde{I}o}{Co}\\ \frac{\tilde{V}in}{L}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\tilde{I}o\\ \tilde{V}in\end{array}\right]$$

  
• Wenn eine Laplace-Transformation bezüglich der linearisierten Zustandsgleichung von Gleichung (4) implementiert wird, wird eine Transferfunktion der Ausgangsspannung Vout und des Drosselspulenstroms IL relativ zu der Betriebsgröße Duty erhalten, wie im Folgenden in Gleichung (5) und Gleichung (6) gezeigt, wobei $$\omega 0=\frac{1}{{\left(1-\overline{D}uty\right)}^2}\frac{\overline{V}in-sL\overline{I}L}{{\left(\frac{s}{\omega 0}\right)}^2+1}$$

  
• $$\frac{\tilde{V}out}{\tilde{D}uty}=\frac{1}{{\left(1-\overline{D}uty\right)}^2}\frac{\overline{V}in-sL\overline{I}L}{{\left(\frac{s}{\omega 0}\right)}^2+1}$$

  

  $$\frac{\tilde{I}L}{\tilde{D}uty}=\frac{1}{{\left(1-\overline{D}uty\right)}^2}\frac{sCo\overline{V}out+\left(1-\overline{D}uty\right)\overline{I}L}{{\left(\frac{s}{\omega 0}\right)}^2+1}$$

  
• Wenn, wie sich aus der Transferfunktion der Gleichung (5) ergibt, eine gewünschte Ausgangsspannung Vout in den Motor 2 ausgegeben wird, und zwar von der Eingangsspannung Vin, die von der Batterie 1 erhalten wird, indem die jeweiligen AN-Verhältnisse, oder, mit anderen Worten, ein Duty der Schaltelemente 131, 132 angepasst werden, treten Unterschiede in einer Duty-Variationsgröße und einer Vout Variationsgröße in Abhängigkeit von den mittleren Zuständen der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout und Duty auf.
• Eine Differenz, die in einer Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung 10 auftritt, wie in Gleichung (5) gezeigt, wenn sich der Mittelwert der Eingangsspannung Vin unterscheidet, wird als nächstes mit Bezug auf die 3A und 3B erläutert. Eine Differenz, die in der Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung 10 auftritt, wie in Gleichung (5) gezeigt, wenn der Mittelwert der Ausgangsspannung Vout sich unterscheidet, wird ferner mit Bezug auf die 4A und 4B erläutert.
• Die 3A und 4A sind Verstärker-Charakteristikdiagramme zur Darstellung der Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung 10 gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung. Die 3B und 4B sind Phasen-Charakteristikdiagramme zur Darstellung der Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung 10 gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• Es wird vermerkt, dass in den 3A und 3B durchgezogene Linien und gestrichelte Linien Unterschiede in dem Mittelwert der Eingangsspannung Vin anzeigen, wobei 3A eine graphische Darstellung einer Verstärkung entsprechend der durchgezogenen Linie und der gestrichelten Linie ist, und 3B eine graphische Darstellung der Phase entsprechend der durchgezogenen Linie und der gestrichelten Linie ist. In den 4A und 4B zeigen durchgezogene Linien und gestrichelte Linien Unterschiede in dem Mittelwert der Ausgangsspannung Vout, wobei 4B eine graphische Darstellung einer Verstärkung entsprechend der durchgezogenen Linie und der gestrichelten Linie ist, während 4B eine graphische Darstellung einer Phase entsprechend der durchgezogenen Linie und der gestrichelten Linie ist.
• Es wird hier ein Fall erläutert, bei dem eine Batteriespannung in Übereinstimmung mit einer Laderate der Batterie 1 derart variiert, dass die Eingangsspannung Vin bei verschiedenen Werten angelegt wird, als ein spezifisches Beispiel für einen Fall, bei dem sich der Mittelwert der Eingangsspannung Vin unterscheidet. Ferner wird ein Fall erläutert, bei dem die Soll-Ausgangsspannung Vout* in die Steuervorrichtung 30 mit verschiedenen Werten eingegeben wird, als eine optimale Soll-Ausgangsspannung Vout* entsprechend einem Drehmoment und einer Rotationsgeschwindigkeits-Effizienz-Charakteristik des Motors 2, als ein spezifisches Beispiel für einen Fall, bei dem sich der Mittelwert der Ausgangsspannung Vout unterscheidet.
• Wenn der Mittelwert der Eingangsspannung Vin und der Mittelwert der Ausgangsspannung Vout auf diese Art und Weise variieren, tritt eine Differenz in der Ausgangsspannung Vout (mit der Tilde) auf, die bezüglich einem identischen Betriebsgrößen-Duty (mit der Tilde) variiert. Die Verstärker-Charakteristik und die Phasen-Charakteristik variieren darüber hinaus in Übereinstimmung mit dem Mittelwert von Duty sowie den jeweiligen Mittelwerten der Eingangsspannung Vin und der Ausgangsspannung Vout, so dass dann, wenn die Leistungswandlerschaltung 10 in einem idealen Zustand ist, Duty, Vout und Vin eine durch die Gleichung (7) ausgedrückte Beziehung aufweisen. Wenn sich daher der Mittelwert von Duty unterscheidet, werden eine vergleichbare VerstärkerCharakteristik zu jener der 3A und 4A und eine vergleichbare Phasen-Charakteristik zu jener der 3B und 4B erhalten.
• $$1-\overline{D}uty=\frac{\overline{V}in}{\overline{V}out}$$

  
• Im Folgenden wird eine Transfercharakteristik der Verstärker-Normalisierungseinheit 332 und der Leistungswandlerschaltung 10 mit Bezug auf die 5A und 5B erläutert, die erhalten wird durch Multiplizieren einer Transfercharakteristik der Verstärker-Normalisierungseinheit 332 mit der Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung 10.
• 5A ist ein Verstärker-Charakteristikdiagramm zur Darstellung der Transfercharakteristik der Verstärker-Normalisierungseinheit 332 und der Leistungswandlerschaltung 10 gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung. 5B ist ein Phasen-Charakteristikdiagramm zur Darstellung der Transfercharakteristik der Verstärker-Normalisierungseinheit 332 und der Leistungswandlerschaltung 10 gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• Wenn eine Transferfunktion der Verstärker-Normalisierungseinheit 332 mit der Transferfunktion der Leistungswandlerschaltung 10, gezeigt in Gleichung (5), multipliziert wird, wird eine Transferfunktion der Ausgangsspannung Vout relativ zu dem Berechnungswert X erhalten. In diesem Fall ist die Transferfunktion der Ausgangsspannung Vout relativ zu dem Berechnungswert X wie in der folgenden Gleichung (8) gezeigt, während die 5A und 5B ein Verstärker-Charakteristikdiagramm bzw. ein Phasen-Charakteristikdiagramm entsprechend dieser Transferfunktion zeigen.
• $$\begin{array}{c}\frac{\tilde{V}out}{\tilde{X}}=\frac{{\left(1-\overline{D}uty\right)}^2}{\overline{V}in}\frac{1}{{\left(1-\overline{D}uty\right)}^2}\frac{\overline{V}in-sL\overline{I}L}{{\left(\frac{s}{\omega 0}\right)}^2+1}\\ =\frac{1}{{\left(\frac{s}{\omega 0}\right)}^2+1}-\frac{1}{\overline{V}in}\cdot \frac{sL\overline{I}L}{{\left(\frac{s}{\omega 0}\right)}^2+1}\end{array}$$

  
• Zu einer unterschiedlichen Eingangsspannung und einer unterschiedlichen Ausgangsspannung wird eine Verstärkung an oder unterhalb einer LC-Resonanzfrequenz gleich zu einem Spitzenpunkt der Verstärkung. Im Folgenden wird ein Verfahren mit Bezug auf 6 erläutert, das in einem Fall eingesetzt wird, wenn die Transfercharakteristik der Verstärker-Normalisierungseinheit 332 und der Leistungswandlerschaltung 10 einer Steuerung unterworfen sind, und eine PI-Steuerung als Steuerverfahren der ersten Steuerung 32 verwendet wird. 6 ist ein Verstärker-Charakteristikdiagramm zur Darstellung eines Verfahrens, das für einen Fall eingesetzt wird, bei dem eine PI-Steuerung als Steuerverfahren der ersten Steuerung 32 gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung verwendet wird.
• Wie in 6 gezeigt, ist die Verstärkung gleich bei oder unterhalb des Resonanzpunkts, und daher wird eine Übergangsfrequenz der PI-Steuerung, die durch die erste Steuerung 32 durchgeführt wird, bei einer Frequenz eingestellt, die nicht größer als ein Resonanzpunkt der Steuerung ist, die der Leistungswandlerschaltung 10 unterliegt. Durch die Einstellung der Übergangsfrequenz auf diese Art und Weise kann eine Stabilität sichergestellt werden. Um ein Ansprechverhalten sicherzustellen, wird die Übergangsfrequenz der PI-Steuerung darüber hinaus auf eine maximale Frequenz eingestellt, bei der die Stabilität sichergestellt werden kann.
• Die Steuervorrichtung 30 ist somit konfiguriert, die Verstärker-Normalisierungseinheit 332 als ein ausbildendes Element der Steuervorrichtung 30 zum Steuern der ursprünglichen der Steuerung unterworfenen Leistungswandlerschaltung 10 zu enthalten. Mit anderen Worten wird das durch die erste Steuerung 32 erhaltene Berechnungsresultat in der ersten Ausführungsform unter Verwendung der detektierten Eingangsspannung Vin normalisiert, und als ein Ergebnis wird die kombinierte Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung 10 und der Verstärker-Normalisierungseinheit 332 konstant bei oder unterhalb der Resonanzfrequenz.
• Die erste Steuerung 32 kann daher eine Stabilität und ein Ansprechverhalten unter Verwendung einer identischen Steuerverstärkung bei beliebigen Eingangsspannungs- und Ausgangsspannungsbedingungen sicherstellen.
• Es wird vermerkt, dass dann, wenn die Steuervorrichtung 30 die Verstärker-Normalisierungseinheit 332 nicht enthält, die als ein Merkmal dieser Erfindung dient, individuelle Steuerverstärkungen in der ersten Steuerung 32 für jede Spannungsbedingung gespeichert werden müssen, um eine Stabilität und ein Ansprechverhalten unter beliebigen Eingangsspannungs- und Ausgangsspannungsbedingungen sicherzustellen.
• Wenn die Steuervorrichtung 30 andererseits die Verstärker-Normalisierungseinheit 332 enthält, wie in dieser Erfindung, müssen individuelle Steuerverstärkungen nicht in Übereinstimmung mit der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung gespeichert werden, und ein Speichermedium, das während einer digitalen Steuerung verwendet wird, kann daher in der Größe reduziert werden.
• Eine optimale Steuerverstärkung muss ferner nicht in Übereinstimmung mit der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung eingestellt werden, und eine Anzahl von Ausbildungsprozessen, die zum Erhalten der optimalen Verstärkung erforderlich sind, können daher reduziert werden. Die individuellen Steuerverstärkungen müssen darüber hinaus nicht in Übereinstimmung mit der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung geschaltet bzw. gewechselt werden, und daher können Betriebsverifikationen, die während einer Steuerverstärkungsschaltung durchgeführt werden, reduziert werden, und eine Hysterese muss während eines Schaltens nicht bereitgestellt werden.
• Als nächstes werden Effekt mit Bezug auf die 7A und 7B beschrieben, die erhalten werden, wenn die Steuervorrichtung 30 mit der Resonanzunterdrückungseinheit 331 konfiguriert ist. Die 7A und 7B sind Verstärker-Charakteristikdiagramme zur Darstellung der Effekte der Resonanzunterdrückungseinheit 331 gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• Es wird vermerkt, dass in 7A eine durchgezogene Linie eine Verstärkercharakteristik entsprechend der Transfercharakteristik der Ausgangsspannung Vout relativ zu dem Berechnungswert X bezeichnet, während eine gestrichelte Linie eine Verstärkercharakteristik entsprechend der Transfercharakteristik der Ausgangsspannung Vout relativ zu dem Berechnungswert X2 bezeichnet. In 7B bezeichnet eine durchgezogene Linie darüber hinaus eine PI-Steuerung (1) entsprechend der durchgezogenen Linie in 7A, während eine gestrichelte Linie eine PI-Steuerung (2) entsprechend der gestrichelten Linie in 7A bezeichnet.
• Die Gleichung (6), die die Transferfunktion von IL relativ zu Duty repräsentiert, zeigt gleichermaßen eine Transfercharakteristik, gemäß derer der Spitzenpunkt der Verstärkung an dem LC-Resonanzpunkt auftritt, und die Verstärkungsspitze an dem LC-Resonanzpunkt wird daher durch die Resonanzunterdrückungseinheit 331 verringert, indem die in Gleichung (6) gezeigte Charakteristik subtrahiert wird. Die eingestellte Konstante Rdmp, die mit dem Drosselspulenstrom IL durch das Multiplikationsmittel 331a multipliziert wird, ist hier ein Wert, der unter Berücksichtigung der Stabilität des Drosselspulenstroms IL eingestellt wird. Die Verstärkungsspitze an dem Resonanzpunkt kann somit unterdrückt werden.
• Wenn eine PI-Steuerung durch die erste Steuerung 32 verwendet wird, ist die Übergangsfrequenz wie in PI-Steuerung (1) eingestellt, gezeigt in 7B, mit Bezug auf Vout/X, was einem Fall entspricht, bei dem die Resonanzunterdrückungseinheit 331 nicht bereitgestellt ist. Mit Bezug auf Vout/X2, was einem Fall entspricht, bei dem die Resonanzunterdrückungseinheit 331 bereitgestellt ist, kann die Steuerung andererseits derart eingestellt werden, dass die Berechnungen schnell durchgeführt werden, wie in der in 7B gezeigten PI-Steuerung (2), und als ein Ergebnis wird eine Verbesserung in dem Ansprechverhalten der Steuerung erreicht.
• Als nächstes werden Effekte des DC/DC-Wandlers gemäß der ersten Ausführungsform mit Bezug auf die 8 und 9 erläutert. 8 ist ein Spannungswellenformdiagramm zur Darstellung einer Spannungsvariation in einem herkömmlichen DC/DC-Wandler, das als ein Vergleichsbeispiel des DC/DC-Wandlers gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung dient, und 9 ist ein Spannungswellenformdiagramm zur Darstellung einer Spannungsvariation in dem DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung.
• Es wird vermerkt, dass die Spannungswellenformdiagramme der 8 und 9 eine folgende Wellenform der Ausgangsspannung Vout zeigen, die eine stufenartige Variation in der Soll-Ausgangsspannung Vout* (in den Zeichnungen als Vout_ref dargestellt) unter den Bedingungen (1) bzw. (2) begleitet. Die Bedingungen (1) und (2) bezeichnen unterschiedliche Bedingungen der Eingangsspannung Vin.
• In einem herkömmlichen DC/DC-Wandler, der durch eine Steuervorrichtung gesteuert wird, die die Verstärker-Normalisierungseinheit 332 nicht enthält, tritt, wie in 8 gezeigt, eine Differenz in der Zeit, die dafür erforderlich ist, dass die Ausgangsspannung Vout Vout_ref folgt, oder mit anderen Worten das Ansprechverhalten, zwischen einer Ausgangsspannung Vout_(1) unter der Bedingung (1) und einer Ausgangsspannung Vout_(2) unter der Bedingung (2) auf.
• Wie in 9 gezeigt, ist andererseits in einem DC/DC-Wandler, der durch die Steuervorrichtung 30 gemäß der ersten Ausführungsform gesteuert wird, die Zeit, die dafür erforderlich ist, dass die Ausgangsspannung Vout Vout_ref folgt, oder mit anderen Worten das Ansprechverhalten, zwischen der Ausgangsspannung Vout_(1) unter der Bedingung (1) und der Ausgangsspannung Vout_(2) unter der Bedingung (2) abgestimmt.
• Gemäß der ersten Ausführungsform wird, wie oben erläutert, eine Konfiguration als eine erste Konfiguration bereitgestellt, bei der der erste Berechnungswert X2 gemäß einem bestimmten Steuerverfahren berechnet wird,-das, als Eingabe, die Differentialspannung Verr zwischen der Soll-Ausgangsspannung Vout* und der Ausgangsspannung Vout verwendet, ausgegeben von dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor, worauf der Steuerberechnungswert aus dem ersten Berechnungswert X2 und der von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor ausgegebenen Eingangsspannung Vin berechnet wird.
• Mit dieser Konfiguration kann eine Steuerung an dem DC/DC-Wandler mit einer verbesserten Stabilität und Ansprechverhalten durchgeführt werden, während die Größe eines Speichermediums reduziert wird. Da, mit anderen Worten, ein Verstärkungskennfeld nicht erforderlich ist, kann ein Speichermedium der Steuervorrichtung in dessen Größe reduziert werden, und darüber hinaus kann ein DC/DC-Wandler realisiert werden, der eine verbesserte Stabilität und Ansprechverhalten unabhängig von den Bedingungen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung aufweist.
• Eine Konfiguration, bei der ein addierter Wert, der berechnet wird durch Addieren des ersten Berechnungswerts X2 zu der Eingangsspannung Vin, ausgegeben von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor, worauf ein Wert, der erhalten wird durch Dividieren des ersten Berechnungswerts X2 durch den addierten Wert, als Steuerberechnungswert berechnet wird, wird darüber hinaus in Bezug auf die oben erläuterte erste Konfiguration als eine zweite Konfiguration bereitgestellt.
• Mit dieser Konfiguration kann eine Verstärkung an oder unterhalb des Resonanzpunkts an einem Bode-Diagramm, das die Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung zeigt, gleich gemacht werden, und als ein Ergebnis kann eine Steuerung unter Verwendung einer festen Steuerverstärkung mit Bezug auf eine sich unterscheidende Eingangsspannung und eine sich unterscheidende Ausgangsspannung durchgeführt werden.
• Eine Konfiguration, bei der ein Wert, der durch Subtrahieren des Drosselspulenstroms IL, ausgegeben von dem Stromdetektor, von dem ersten Berechnungswert X2 als der zweite Berechnungswert X berechnet wird, ein addierter Wert durch Addieren des zweiten Berechnungswerts X zu der Eingangsspannung Vin, ausgegeben von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor berechnet wird, und ein Wert, der erhalten wird durch Dividieren des zweiten Berechnungswerts X durch den addierten Wert, als der Steuerberechnungswert berechnet wird, wird darüber hinaus mit Bezug auf die oben erläuterte erste Konfiguration als eine dritte Konfiguration bereitgestellt.
• Mit dieser Konfiguration kann ein Phänomen verhindert werden, bei dem eine Oszillation kontinuierlich mit einer größeren Wahrscheinlichkeit auftritt, wenn der Drosselspulenstrom ansteigt.
• Eine Konfiguration, bei der ein Wert, der erhalten wird durch Subtrahieren eines Werts, der erhalten wird durch Multiplizieren der eingestellten Konstanten Rdmp mit dem von dem Stromdetektor ausgegebenen Drosselspulenstrom IL, von dem ersten Berechnungswert X2, als der zweite Berechnungswert X berechnet wird, bei der ein addierter Wert berechnet wird durch Addieren des zweiten Berechnungswerts X zu der von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor ausgegebenen Eingangsspannung Vin, und bei der ein Wert, der erhalten wird durch Dividieren des zweiten Berechnungswerts X durch den addierten Wert, als der Steuerberechnungswert berechnet wird, wird darüber hinaus mit Bezug auf die oben erläuterte erste Konfiguration als eine vierte Konfiguration bereitgestellt.
• Mit dieser Konfiguration kann das oben erläuterte Phänomen verhindert werden, und da die eingestellte Dämpfungskonstante Rdmp mit dem Drosselspulenstrom IL multipliziert wird, kann eine Stabilität gleichermaßen mit Bezug auf einen Resonanzunterdrückungspegel sichergestellt werden.
• Zweite Ausführungsform
• Die Steuervorrichtung 30 gemäß einer zweiten Ausführungsform dieser Erfindung steuert einen DC/DC-Wandler, bei dem die Leistungswandlerschaltung 10 unterschiedlich zu der Leistungswandlerschaltung 10 der ersten Ausführungsform konfiguriert ist. Es wird vermerkt, dass in der zweiten Ausführungsform Aspekte, die vergleichbar zu der ersten Ausführungsform sind, nicht erläutert werden, und anstelle dessen sich die Aufmerksamkeit der folgenden Beschreibung auf Aspekte richtet, die sich von der ersten Ausführungsform unterscheiden.
• In der zweiten Ausführungsform sind die Verstärker- und Phasen-Charakteristikdiagramme, die die Transfercharakteristik der Leistungswandlerschaltung 10 zeigen, vergleichbar zu den 3A bis 4B der ersten Ausführungsform. Die Verstärker- und Phasen-Charakteristikdiagramme, die die Transfercharakteristik der Verstärker-Normalisierungseinheit 332 und der Leistungswandlerschaltung 10 zeigen, sind darüber hinaus vergleichbar zu den 5A und 5B der ersten Ausführungsform. Das Spannungs-Wellenformdiagramm, das die Spannungsvariation in dem DC/DC-Wandler zeigt, ist darüber hinaus vergleichbar zu 9 der ersten Ausführungsform.
• 10 ist eine Ansicht zur Darstellung einer Konfiguration eines DC/DC-Wandlersystems gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung. Das in 10 gezeigte DC/DC-Wandlersystem enthält einen DC/DC-Wandler mit der Leistungswandlerschaltung 10, dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor 21, dem Stromdetektor 22, dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor 23 und einem Spannungsdetektor 24 und der Steuervorrichtung 30.
• Die Leistungswandlerschaltung 10 enthält den Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11, die Drosselspule 12, den Schaltkreis 13, den Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14 und einen Lade-/Entladungskondensator 15.
• Der Schaltkreis 13 ist mit dem ersten Schaltelement 131, dem zweiten Schaltelement 132, in Reihe mit dem ersten Schaltelement 131 verbunden, einem dritten Schaltelement 133, in Reihe mit dem zweiten Schaltelement 132 verbunden, und einem vierten Schaltelement 134, in Reihe mit dem dritten Schaltelement 133 verbunden, konfiguriert.
• Die Drosselspule 12 ist an einem Ende mit dem Anschluss T2 verbunden, und an dem anderen Ende mit einem Verbindungsabschnitt C2 zwischen dem zweiten Schaltelement 132 und dem dritten Schaltelement 133.
• Der Lade-/Entladungskondensator 15 dient zum Halbieren der an der Drosselspule 12 angelegten Spannung, und ist an einem Ende mit einem Verbindungsabschnitt C3 zwischen dem ersten Schaltelement 131 und dem zweiten Schaltelement 132 und an einem anderen Ende mit einem Verbindungsabschnitt C4 zwischen dem dritten Schaltelement 133 und dem vierten Schaltelement 134 verbunden.
• Die Leistungswandlerschaltung 10 gemäß der zweiten Ausführungsform enthält somit den Lade-/Entladungskondensator 15, der parallel mit dem zweiten Schaltelement 132 und dem dritten Schaltelement 133, die in Reihe verbunden sind, verbunden ist.
• Das erste Schaltelement 131 wird gesteuert, um in Übereinstimmung mit dem im Folgenden erläuterten Gate-Signal G1 AN und AUS zu schalten. Das zweite Schaltelement 132 wird gleichermaßen gesteuert, um in Übereinstimmung mit dem im Folgenden erläuterten Gate-Signal G2 AN und AUS zu schalten. Das dritte Schaltelement 133 wird gleichermaßen gesteuert, um in Übereinstimmung mit einem im Folgenden erläuterten Gate-Signal G3 AN und AUS zu schalten, und das vierte Schaltelement 134 wird gesteuert, um in Übereinstimmung mit einem Gate-Signal G4, das im Folgenden erläutert wird, AN und AUS zu schalten.
• Es wird vermerkt, dass eine Kombination eines BiPolar-Transistors mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT), der AN schaltet, wenn das Gate-Signal hoch ist, und eine AntiParallel-Diode zum Beispiel für das erste Schaltelement 131, das zweite Schaltelement 132, das dritte Schaltelement 133 und das vierte Schaltelement 134 verwendet wird.
• Das erste Schaltelement 131 ist an einem End mit dem Verbindungsabschnitt C3 und an dem anderen Ende mit dem Anschluss T1 verbunden. Das zweite Schaltelement 132 ist an einem Ende mit dem Verbindungsabschnitt C3 und an dem anderen Ende mit dem Verbindungsabschnitt C2 verbunden. Das dritte Schaltelement 133 ist an einem Ende mit dem Verbindungsabschnitt C2 und an dem anderen Ende mit dem Verbindungsabschnitt C4 verbunden. Das vierte Schaltelement 134 ist an einem Ende mit dem Verbindungsabschnitt C4 und an einem anderen Ende mit dem Anschluss T4 verbunden.
• Der Emitter-Anschluss des ersten Schaltelements 131 ist insbesondere mit dem Anschluss T1 verbunden, und der Kollektor-Anschluss des zweiten Schaltelements 132 ist über den Verbindungsabschnitt C2 mit der Drosselspule 12 verbunden. Ein Emitter-Anschluss des dritten Schaltelements 133 ist über den Verbindungsabschnitt C2 mit der Drosselspule 12 verbunden, und ein Kollektor-Anschluss des vierten Schaltelements 134 ist mit dem Anschluss T4 verbunden. Der Kollektor-Anschluss des zweiten Schaltelements 132 und ein Emitter-Anschluss des dritten Schaltelements 133 sind mit dem Verbindungsabschnitt C2 verbunden. Der Verbindungsabschnitt C2 ist über die Drosselspule 12 mit dem Anschluss T2 verbunden.
• Der Spannungsdetektor 24 detektiert eine Spannung zwischen dem Verbindungsabschnitt C3 und dem Verbindungsabschnitt C4, oder, mit anderen Worten, eine Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf, die als eine Zwischenanschlussspannung des Lade-/Entladungskondensators 15 dient, als einen Zwischenwert der Zwischenspannung des Hochspannungsseiten-Glättungskondensators 14, und gibt die detektierte Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf an die Steuervorrichtung 30 aus.
• Die Steuervorrichtung 30 führt eine Steuerung zum Schalten des ersten Schaltelements 131, des zweiten Schaltelements 132, des dritten Schaltelements 133 und des vierten Schaltelements 134 auf AN und AUS durch. Die Steuervorrichtung 30 erzeugt insbesondere das Gate-Signal G1 für das erste Schaltelement 131, das Gate-Signal G2 für das zweite Schaltelement 132, das Gate-Signal G3 für das dritte Schaltelement 133 und das Gate-Signal G4 für das vierte Schaltelement 134 in Übereinstimmung mit jeweiligen Detektionswerten, die durch den Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor 21, den Stromdetektor 22, den Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor 23 und den Spannungsdetektor 24 erhalten werden.
• Im Folgenden wird eine Konfiguration der Steuervorrichtung 30 gemäß der zweiten Ausführungsform mit Bezug auf 11 erläutert. 11 ist eine Ansicht zur Darstellung der Konfiguration der Steuervorrichtung 30 für einen DC/DC-Wandler gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung. Die in 11 gezeigte Steuervorrichtung 30 enthält das Subtraktionsmittel 31, die erste Steuerung 32, das Berechnungsmittel 33, ein Multiplikationsmittel 37, ein Subtraktionsmittel 38, eine zweite Steuerung 39, ein erstes Duty-Berechnungsmittel 40, einen Dreieck-Wellenform-Generator41, ein Vergleichsmittel 42, ein Gate-Signal-Ausgabemittel 43, ein zweites Duty-Berechnungsmittel 44, einen Dreieck-Wellenform-Generator 45, ein Vergleichsmittel 46 und ein Gate-Signal-Ausgabemittel 47.
• Die Steuervorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform ist hier konfiguriert zum Steuern der Ausgangsspannung Vout auf die Soll-Ausgangsspannung Vout*, und zum Steuern der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf auf eine Hälfte des Werts der Ausgangsspannung Vout. Mit dieser Konfiguration kann eine Welligkeit in dem Drosselspulenstrom IL, der durch die Drosselspule 12 fließt, reduziert werden.
• Das Subtraktionsmittel 31, die erste Steuerung 32 und das Berechnungsmittel 33 führen vergleichbare Operationsschritte zu der ersten Ausführungsform durch, als dessen Ergebnis der Steuerberechnungswert ausgegeben wird. Der Steuerberechnungswert wird dann in das erste Duty-Berechnungsmittel 40 bzw. das zweite Duty-Berechnungsmittel 44 eingegeben. Es wird vermerkt, dass in der zweiten Ausführungsform, vergleichbar zu der ersten Ausführungsform, ein beispielhafter Fall beschrieben wird, bei dem Duty als der Steuerberechnungswert ausgegeben wird und in das erste Duty-Berechnungsmittel 40 bzw. das zweite Duty-Berechnungsmittel 44 eingegeben wird.
• Das Multiplikationsmittel 37 multipliziert die Ausgangsspannung Vout, eingegeben von dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor 23, mit ein halb und gibt einen resultierenden Multiplikationswert an das Subtraktionsmittel 38 als eine Soll-Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf* aus.
• Das Subtraktionsmittel 38 berechnet eine Differenz zwischen der Soll-Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf*, eingegeben von dem Multiplikationsmittel 37, und der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf, eingegeben von dem Spannungsdetektor 24, als eine Differentialspannung, und gibt die berechnete Differentialspannung an die zweite Steuerung 39 aus.
• Die zweite Steuerung 39 berechnet einen Berechnungswert ΔD unter Verwendung der durch das Subtraktionsmittel 38 berechneten Differentialspannung als Eingabe, in Übereinstimmung mit einem bestimmten Steuerverfahren, wie zum Beispiel einer PI-Steuerung, einer P-Steuerung oder einer PID-Steuerung, und gibt den berechneten Berechnungswert ΔD an das erste Duty-Berechnungsmittel 40 und das zweite Duty-Berechnungsmittel 44 aus. Es wird vermerkt, dass der Berechnungswert ΔD berechnet wird, um die Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf mit der Soll-Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf* abzustimmen.
• Das erste Duty-Berechnungsmittel 40 gibt an das Vergleichsmittel 42 einen Berechnungswert D1 aus, der unter Verwendung von Duty und ΔD als Eingaben angepasst wird, so dass die Ausgangsspannung Vout mit der Soll-Ausgangsspannung Vout* abgestimmt ist und die Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf mit der Soll-Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf* abgestimmt ist.
• Der Dreieck-Wellenform-Generator 41 erzeugt eine Dreieck-Wellenform mit einer spezifischen Periode, und gibt die erzeugte Dreieck-Wellenform an das Vergleichsmittel 42 aus. Das Vergleichsmittel 42 erzeugt eine Pulswellenform durch einen Vergleich des Berechnungswerts D1, eingegeben von dem ersten Duty-Berechnungsmittel 40, mit der Dreieckwellenform die von dem Dreieck-Wellenform-Generator 41 eingegeben wird.
• Die Pulswellenform, die von dem Vergleichsmittel 42 ausgegeben wird, bildet das Gate-Signal G1, so wie dies ist, an einer Seite des Gate-Signal-Ausgangsmittels 43 aus und geht durch einen Wechselrichter bzw. Inverter 431 an einer anderen Seite des Gate-Signal-Ausgabemittels 43, um das Gate-Signal G4 auszubilden, das eine Komplementärbeziehung zwischen Gate-Signal G1 aufweist. Das Gate-Signal-Ausgabemittel 43 gibt dann die erzeugten Gate-Signale G1 und G4 aus.
• Das zweite Duty-Berechnungsmittel 44 gibt an das Vergleichsmittel 46 einen Berechnungswert D2 aus, der unter Verwendung von Duty und ΔD als Eingaben angepasst wird, so dass die Ausgangsspannung Vout mit der Soll-Ausgangsspannung Vout* abgestimmt ist, und die Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf mit der Soll-Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf* abgestimmt ist.
• Der Dreieck-Wellenform-Generator 45 erzeugt eine Dreieck-Wellenform mit einer spezifischen Periode und einer Phase, die um 180 Grad von der Phase der Dreieck-Wellenform abweicht, die eine spezifische Periode aufweist, die durch den Dreieck-Wellenform-Generator 41 erzeugt wird, und gibt die erzeugte Dreieck-Wellenform an das Vergleichsmittel 46 aus. Das Vergleichsmittel 46 erzeugt eine Pulswellenform durch einen Vergleich des Berechnungswerts D2, eingegeben von dem zweiten Duty-Berechnungsmittel 44, mit der Dreieck-Wellenform, die von dem Dreieck-Wellenform-Generator 45 eingegeben wird.
• Die Pulswellenform, die von dem Vergleichsmittel 46 ausgegeben wird, bildet das Gate-Signal G2, wie es ist, an einer Seite des Gate-Signal-Ausgabemittels 47 aus, und geht durch einen Wechselrichter bzw. Inverter 471 an einer anderen Seite des Gate-Signal-Ausgabemittels 47, um das Gate-Signal G3 auszubilden, das eine Komplementärbeziehung zu dem Gate-Signal G2 aufweist. Das Gate-Signal-Ausgabemittel 47 gibt dann die erzeugten Gate-Signale G2 und G3 aus.
• Im Folgenden werden mit Bezug auf die 12A bis 12D Operationen bzw. Betriebsschritte erläutert, die durch den DC/DC-Wandler gemäß der zweiten Ausführungsform in einem stationären Zustand durchgeführt werden. Die 12A bis 12D sind Ansichten zur Darstellung von Betriebsmodi des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• Es wird hier vermerkt, dass ein stationärer Zustand ein Zustand ist, bei dem die Ausgangsspannung Vout mit einer Stabilität erhalten wird, indem die jeweiligen Schaltelemente 131 bis 134 für ein AN- und AUS- Schalten gesteuert werden. Der DC/DC-Wandler weist darüber hinaus zwei Betriebszustände auf, und zwar einen Zustand, bei dem der Motor 2 durch die Einspeisung von Strom in dem Motor 2 von der Batterie 1 betrieben wird oder mit anderen Worten einen Stromlaufbetrieb, und einen Zustand, bei dem der Motor 2 Strom erzeugt und der durch den Motor 2 erzeugte Strom an die Batterie 1 geliefert wird oder mit anderen Worten einen Rückgewinnungsbetrieb.
• Wie in den 12A bis 12D gezeigt, werden hier vier Modi, und zwar Modus 1 bis Modus 4 als Betriebsmodi des DC/DC-Wandlers in einem stationären Zustand bereitgestellt.
• Im Modus 1 sind, wie in 12A gezeigt, die Schaltelemente 131, 133 auf AN und die Schaltelemente 132, 134 sind AUS. Im Modus 1 wird darüber hinaus in dem Lade-/Entladungskondensator 15 während eines Stromlaufbetriebs Energie gespeichert, und Energie wird während eines Rückgewinnungsbetriebs von dem Lade-/Entladungskondensator 15 entladen.
• Im Modus 2 sind die Schaltelemente 131, 133 AUS, und die Schaltelemente 132, 134 sind AN, wie in 12B gezeigt. Im Modus 2 wird darüber hinaus während eines Stromlaufbetriebs Energie von dem Lade-/Entladungskondensator 15 entladen, und während eines Rückgewinnungsbetriebs wird Energie in dem Lade-/Entladungskondensator 15 gespeichert.
• Im Modus 3 sind die Schaltelemente 131, 132 AUS, und die Schaltelemente 133, 134 sind AN, wie in 12C gezeigt. Im Modus 3 wird darüber hinaus während eines Stromlaufbetriebs Energie aus der Drosselspule 12 entladen, und eine Energie wird während eines Rückgewinnungsbetriebs in der Drosselspule 12 gespeichert.
• Im Modus 4 sind die Schaltelemente 131, 132 AN, und die Schaltelemente 133, 134 sind AUS, wie in 12D gezeigt. Im Modus 4 wird darüber hinaus während eines Stromlaufbetriebs Energie in der Drosselspule 12 gespeichert und Energie wird von der Drosselspule 12 während eines Rückgewinnungsbetriebs entladen.
• Durch ein geeignetes Anpassen von Zeitverhältnissen der jeweiligen Betriebsmodi kann die Eingangsspannung Vin, die zwischen dem Anschluss T1 und dem Anschluss T2 eingegeben wird, auf eine gewünschte Spannung erhöht werden, und die erhöhte Spannung kann zwischen dem Anschluss T3 und dem Anschluss T4 als Ausgangsspannung Vout ausgegeben werden.
• Der Betrieb, der hier durch den DC/DC-Wandler gemäß der zweiten Ausführungsform in dem stationären Zustand durchgeführt wird, unterscheidet sich in Abhängigkeit davon, ob oder ob nicht ein Erhöhungsverhältnis N, durch das die Ausgangsspannung Vout relativ zu der Eingangsspannung Vin erhöht wird, gleich oder größer als 2 ist. Operationen, die durch den DC/DC-Wandler in dem stationären Zustand durchgeführt werden, wenn das Erhöhungsverhältnis N kleiner als 2 ist und wenn das Erhöhungsverhältnis N gleich zu oder größer als 2 ist, wird im Folgenden separat mit Bezug auf die 13 bis 16 erläutert. Die 13 bis 16 sind Ansichten zur Darstellung von Operationen bzw. Betriebsschritten des DC/DC-Wandlers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
• Zuerst wird ein Fall mit Bezug auf 13 erläutert, bei dem der Betriebszustand des DC/DC-Wandlers dem Stromlaufbetrieb entspricht und das Erhöhungsverhältnis N kleiner als 2 ist.
• 13 zeigt Wellenformen der Gate-Signale G1 bis G4 relativ zu den jeweiligen Schaltelementen 131 bis 134, eine Wellenform des Drosselspulenstroms IL, eine Wellenform eines Lade-/Entladungskondensatorstroms Icf, wobei es sich um einen Strom handelt, der durch den Lade-/Entladungskondensator 15 fließt, und eine Wellenform der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf.
• Es wird vermerkt, dass die in 13 gezeigten Wellenformen Wellenformen sind, die erhalten werden können, wenn das Erhöhungsverhältnis N kleiner als 2 ist.
• In dem stationären Zustand wird die Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf darüber hinaus auf die Hälfte des Werts der Ausgangsspannung Vout gesteuert, und eine Größenbeziehung zwischen der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout und der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf erfüllt daher die folgende Beziehung. $$\text{Vout>Vin>Vcf}$$

  
• Wenn die Gate-Signale G1, G3, die sich jeweils auf das erste Schaltelement 131 bzw. das dritte Schaltelement 133 beziehen, auf hoch sind, und die Gate-Signale G2, G4, die sich jeweils auf das zweite Schaltelement 132 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, niedrig sind, oder mit anderen Worten im Modus 1, schalten die Schaltelemente 131, 133 auf AN und die Schaltelemente 132, 134 auf AUS. Energie fließt daher entlang des folgenden Pfads von dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 zu der Drosselspule 12 und dem Lade-/Entladungskondensator 15.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 →Drosselspule 12 →drittes Schaltelemente 133 → Lade-/Entladungskondensator 15 →erstes Schaltelement 131
• Wenn die Gate-Signale G1, G2, die sich auf das erstes Schaltelement 131 bzw. das zweite Schaltelement 132 beziehen, niedrig sind, und die Gate-Signale G3, G4, die sich auf das dritte Schaltelement 133 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, hoch sind, oder mit anderen Worten im Modus 3, schalten die Schaltelemente 131, 132 auf AUS und die Schaltelemente 133, 134 schalten auf AN. Energie, die in der Drosselspule 12 gespeichert ist, fließt folglich entlang des folgenden Pfads zu dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 und dem Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 → Drosselspule 12 →drittes Schaltelement 133 →viertes Schaltelement 134 →Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14
• Wenn die Gate-Signale G1, G3, die sich auf das erstes Schaltelement 131 bzw. das dritte Schaltelement 133 beziehen, niedrig sind, und die Gate-Signale G2, G4, die sich auf das zweite Schaltelement 132 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, hoch sind, oder mit anderen Worten im Modus 2, schalten die Schaltelemente 131, 133 auf AUS und die Schaltelemente 132, 134 schalten auf AN. Die in dem Lade-/Entladungskondensator 15 gespeicherte Energie fließt folglich entlang eines folgenden Pfads zu dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 und dem Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14, und Energie wird in der Drosselspule 12 gespeichert.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 →Drosselspule 12 → zweites Schaltelement 132 →Lade-/Entladungskondensator 15 →viertes Schaltelement 134 → Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14
• Wenn die Gate-Signale G1, G2, die sich auf das erstes Schaltelement 131 bzw. das zweite Schaltelement 132 beziehen, niedrig sind, und die Gate-Signale G3, G4, die sich auf das dritte Schaltelement 133 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, hoch sind, oder mit anderen Worten im Modus 4, schalten die Schaltelemente 131, 132 auf AUS und die Schaltelemente 133, 134 schalten auf AN. Die in der Drosselspule 12 gespeicherte Energie fließt folglich entlang des folgenden Pfads zu dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 und dem Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 →Drosselspule 12 →drittes Schaltelement 133 →viertes Schaltelement 134 →Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14
• Wie in 13 gezeigt, wird die Reihe von oben erläuterten Operation, d.h. eine Reihe von Operationen, die durch Modus 1, Modus 3, Modus 2 und Modus 3 ausgebildet werden, in Intervallen einer Periode Ts wiederholt. Als ein Ergebnis kann die zwischen dem Anschluss T1 und dem Anschluss T2 eingegebene Eingangsspannung Vin von 1 auf eine gewünschte Spannung mit dem Erhöhungsverhältnis N erhöht werden, das kleiner als 2 ist, worauf die erhöhte Spannung zwischen dem Anschluss T3 und dem Anschluss T4 als die Ausgangsspannung Vout ausgegeben werden kann, während eine Energie von der Batterie 1 an den Motor 2 geliefert wird.
• Als nächstes wird mit Bezug auf 14 ein Fall erläutert, bei dem der Betriebszustand des DC/DC-Wandlers dem Stromlaufbetrieb entspricht und das Erhöhungsverhältnis N gleich zu oder größer als 2 ist.
• 14 zeigt die Wellenformen der Gate-Signale G1 bis G4, die Wellenform des Drosselspulenstroms IL, die Wellenform des Lade-/Entladungskondensatorstroms Icf und die Wellenform der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf. Es wird vermerkt, dass die in 14 gezeigten Wellenformen Wellenformen sind, die erhalten werden können, wenn das Erhöhungsverhältnis N gleich zu oder größer als 2 ist.
• In dem stationären Zustand wird die Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf ferner auf die Hälfte des Werts der Ausgangsspannung Vout gesteuert, und daher erfüllt die Größenbeziehung zwischen der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout und der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf die folgende Beziehung. $$\text{Vout>Vcf>Vin}$$

  
• Wenn die Gate-Signale G1, G2, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das zweite Schaltelement 132 beziehen, auf hoch sind, und die Gate-Signale G3, G4, die sich auf das dritte Schaltelement 133 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, niedrig sind, oder mit anderen Worten im Modus 4, schalten die Schaltelemente 131, 132 auf AN und die Schaltelemente 133, 134 schalten auf AUS. Eine Energie fließt folglich entlang des folgenden Pfads von dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 zu der Drosselspule 12.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 → Drosselspule 12 → zweites Schaltelement 132 →erstes Schaltelement 131
• Wenn die Gate-Signale G1, G3, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das dritte Schaltelement 133 beziehen, hoch sind, und die Gate-Signale G2, G4, die sich auf das zweite Schaltelement 132 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, niedrig sind, oder mit anderen Worten im Modus 1, schalten die Schaltelemente 131, 133 als nächstes auf AN und die Schaltelemente 132, 134 schalten auf AUS. Die in der Drosselspule 12 gespeicherte Energie fließt folglich entlang des folgenden Pfads zu dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 und dem Lade/Entladungskondensator 15.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 →Drosselspule 12 → drittes Schaltelement 133 → Lade-/Entladungskondensator 15 → erstes Schaltelement 131
• Wenn die Gate-Signale G1, G2, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das zweite Schaltelement 132 beziehen, hoch sind, und die Gate-Signale G3, G4, die sich auf das dritte Schaltelement 133 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, niedrig sind, oder mit anderen Worten im Modus 4, schalten die Schaltelemente 131, 132 als nächstes auf AN und die Schaltelemente 133, 134 schalten auf AUS. Energie fließt folglich entlang des folgenden Pfads von dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 zu der Drosselspule 121.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 → Drosselspule 12 → zweites Schaltelement 132 → erstes Schaltelement 131
• Wenn die Gate-Signale G1, G3, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das dritte Schaltelement 133 beziehen, niedrig sind, und die Gate-Signale G2, G4, die sich auf das zweite Schaltelement 132 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, hoch sind, oder mit anderen Worten im Modus 2, schalten die Schaltelemente 131, 133 als nächstes auf AUS und die Schaltelemente 132, 134 schalten auf AN. Die Energie, die in der Drosselspule 12 und dem Lade-/Entladungskondensator 15 gespeichert ist, fließt folglich entlang des folgenden Pfads zu dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 und dem Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 → Drosselspule 12 → zweites Schaltelement 132 → Lade-/Entladungskondensator 15 → viertes Schaltelement 134 → Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14
• Wie in 14 gezeigt, wird die oben erläuterte Reihe von Operationen, d.h. eine Reihe von Operationen, die durch den Modus 4, Modus 1, Modus 4 und Modus 2 ausgebildet wird, in Intervallen der Periode Ts wiederholt. Als ein Ergebnis kann die zwischen dem Anschluss T1 und dem Anschluss T2 eingegebene Eingangsspannung Vin auf eine gewünschte Spannung bei dem Erhöhungsverhältnis N erhöht werden, die gleich zu oder größer als 2 ist, worauf die erhöhte Spannung zwischen dem Anschluss T3 und dem Anschluss T4 als die Ausgangsspannung Vout ausgegeben werden kann, während eine Energie von der Batterie 1 an den Motor 2 geliefert wird.
• Als nächstes wird mit Bezug auf 15 ein Fall erläutert, bei dem der Betriebszustand des DC/DC-Wandlers dem Rückgewinnungsbetrieb entspricht und das Erhöhungsverhältnis N kleiner als 2 ist.
• 15 zeigt die Wellenformen der Gate-Signale G1 bis G4, die Wellenform des Drosselspulenstroms IL, die Wellenform des Lade-/Entladungskondensatorstroms Icf und die Wellenform der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf. Es wird vermerkt, dass die in 15 gezeigten Wellenformen Wellenformen sind, die erhalten werden können, wenn das Erhöhungsverhältnis N kleiner als 2 ist.
• In dem stationären Zustand wird die Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf darüber hinaus auf die Hälfte des Werts der Ausgangsspannung Vout gesteuert, und die Größenbeziehung zwischen der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout und der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf erfüllt daher die folgende Beziehung. $$\text{Vout>Vin>Vcf}$$

  
• Wenn die Gate-Signale G1, G3, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das dritte Schaltelement 133 beziehen, hoch sind, und die Gate-Signale G2, G4, die sich auf das zweite Schaltelement 132 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, niedrig sind, oder mit anderen Worten im Modus 1, schalten die Schaltelemente 131, 133 auf AN und die Schaltelemente 132, 134 schalten auf AUS. Energie fließt folglich entlang eines folgenden Pfads von dem Lade-/Entladungskondensator 15 und der Drosselspule 12 zu dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 ← Drosselspule 12 ← drittes Schaltelement 133 ← Lade-/Entladungskondensator 15 ← erstes Schaltelement 131
• Wenn die Gate-Signale G1, G2, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das zweite Schaltelement 132 beziehen, niedrig sind, und die Gate-Signale G3, G4, die sich auf das dritte Schaltelement 133 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, hoch sind, oder mit anderen Worten im Modus 3, schalten die Schaltelemente 131, 132 als nächstes auf AUS und die Schaltelemente 133, 134 schalten auf AN. Energie fließt folglich entlang eines folgenden Pfads von dem Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14 zu der Drosselspule 12 und dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 ← Drosselspule 12 ← drittes Schaltelement 133 ← viertes Schaltelement 134 ← Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14
• Wenn die Gate-Signale G1, G3, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das dritte Schaltelement 133 beziehen, niedrig sind, und die Gate-Signale G2, G4, die sich auf das zweite Schaltelement 132 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, hoch sind, oder mit anderen Worten im Modus 2, schalten die Schaltelemente 131, 133 als nächstes auf AUS und die Schaltelemente 132, 134 schalten auf AN. Energie fließt folglich entlang eines folgenden Pfads von dem Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14 und der Drosselspule 12 zu dem Lade-/Entladungskondensator 15 und dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 ← Drosselspule 12 ← zweites Schaltelement 132 ← Lade-/Entladungskondensator 15 ← viertes Schaltelement 134 ← Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14
• Wenn die Gate-Signale G1, G2, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das zweite Schaltelement 132 beziehen, niedrig sind, und die Gate-Signale G3, G4, die sich auf das dritte Schaltelement 133 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, hoch sind, oder mit anderen Worten im Modus 3, schalten die Schaltelemente 131, 132 als nächstes auf AUS und die Schaltelemente 133, 134 schalten auf AN. Energie fließt folglich entlang des folgenden Pfads von dem Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14 zu der Drosselspule 12 und dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 ← Drosselspule 12 ← drittes Schaltelement 133 ← viertes Schaltelement 134 ← Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14
• Wie in 15 gezeigt, wird die Reihe der oben erläuterten Operationen, d.h. eine Reihe von Operationen, die durch den Modus 1, Modus 3, Modus 2 und Modus 3 ausgebildet wird, in Intervallen der Periode Ts wiederholt. Als ein Ergebnis kann die zwischen dem Anschluss T1 und dem Anschluss T2 eingegebene Eingangsspannung Vin von 1 auf eine gewünschte Spannung mit dem Erhöhungsverhältnis N erhöht werden, das kleiner als 2 ist, worauf die erhöhte Spannung zwischen dem Anschluss T3 und dem Anschluss T4 als die Ausgangsspannung Vout ausgegeben werden kann, während eine durch den Motor 2 erzeugte Energie in der Batterie 1 gespeichert wird.
• Als nächstes wird mit Bezug auf 16 ein Fall erläutert, bei dem der Betriebszustand des DC/DC-Wandlers dem Rückgewinnungsbetrieb entspricht und das Erhöhungsverhältnis N gleich zu oder größer als 2 ist.
• 16 zeigt die Wellenformen der Gate-Signale G1 bis G4, die Wellenform des Drosselspulenstroms IL, die Wellenform des Lade-/Entladungskondensatorstroms Icf und die Wellenform der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf. Es wird vermerkt, dass die in 16 gezeigten Wellenformen Wellenformen sind, die erhalten werden können, wenn das Erhöhungsverhältnis N gleich zu oder größer als 2 ist.
• In dem stationären Zustand ist die Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf darüber hinaus auf die Hälfte des Werts der Ausgangsspannung Vout gesteuert, und das Größenverhältnis zwischen der Eingangsspannung Vin, der Ausgangsspannung Vout und der Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf erfüllt ferner die folgende Beziehung. $$\text{Vout>Vcf>Vin}$$

  
• Wenn die Gate-Signale G1, G2, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das zweite Schaltelement 132 beziehen, hoch sind, und die Gate-Signale G3, G4, die sich auf das dritte Schaltelement 133 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, niedrig sind, oder mit anderen Worten im Modus 4, schalten die Schaltelemente 131, 132 als nächstes auf AN und die Schaltelemente 133, 134 schalten auf AUS. Energie fließt folglich entlang eines folgenden Pfads von der Drosselspule 12 zu dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 ← Drosselspule 12 ← zweites Schaltelement 132 ← erstes Schaltelement 131
• Wenn die Gate-Signale G1, G3, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das dritte Schaltelement 133 beziehen, hoch sind, und die Gate-Signale G2, G4, die sich auf das zweite Schaltelement 132 bzw. das vierte Schaltelement 134 beziehen, niedrig sind, oder mit anderen Worten im Modus 1, schalten die Schaltelemente 131, 133 als nächstes auf AN und die Schaltelemente 132, 134 schalten auf AUS. Energie fließt folglich entlang des folgenden Pfads von den Lade-/Entladungskondensator 15 zu der Drosselspule 12 und dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 ← Drosselspule 12 ← drittes Schaltelement 133 ← Lade-/Entladungskondensator 15 ← erstes Schaltelement 131
• Wenn die Gate-Signale G1, G2, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das zweite Schaltelement 132 beziehen, hoch sind, und die Gate-Signale G3, G4, die sich auf das dritte Schaltelement 133 bzw. auf das vierte Schaltelement 134 beziehen, niedrig sind, oder mit anderen Worten im Modus 4, schalten die Schaltelemente 131, 132 als nächstes auf AN und die Schaltelemente 133, 134 schalten auf AUS. Energie fließt folglich entlang des folgenden Pfads von der Drosselspule 12 zu dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 ← Drosselspule 12 ← zweites Schaltelement 132 ← erstes Schaltelement 131
• Wenn die Gate-Signale G1, G3, die sich auf das erste Schaltelement 131 bzw. das dritte Schaltelement 133 beziehen, niedrig sind, und die Gate-Signale G2, G4, die sich auf das zweite Schaltelement 132 bzw. auf das vierte Schaltelement 134 beziehen, hoch sind, oder mit anderen Worten im Modus 2, schalten die Schaltelemente 131, 133 als nächstes auf AUS und die Schaltelemente 132, 134 schalten auf AN. Energie fließt folglich entlang eines folgenden Pfads von dem Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14 zu der Drosselspule 12, dem Lade-/Entladungskondensator 15 und dem Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11.
• Niederspannungsseiten-Glättungskondensator 11 ← Drosselspule 12 ← zweites Schaltelement 132 ← Lade-/Entladungskondensator 15 <- viertes Schaltelement 134 ← Hochspannungsseiten-Glättungskondensator 14
• Wie in 16 gezeigt, wird die Reihe der oben erläuterten Operationen, d.h. eine Reihe von Operationen, die durch den Modus 4, Modus 1, Modus 4 und Modus 2 ausgebildet werden, in Intervallen der Periode Ts wiederholt. Als ein Ergebnis kann die zwischen dem Anschluss T1 und dem Anschluss T2 eingegebene Eingangsspannung Vin auf eine gewünschte Spannung mit dem Erhöhungsverhältnis N erhöht werden, das gleich zu oder größer als 2 ist, worauf die erhöhte Spannung zwischen dem Anschluss T3 und dem Anschluss T4 als die Ausgangsspannung Vout ausgegeben werden kann, während die durch den Motor 2 erzeugte Energie in der Batterie 1 gespeichert wird.
• Als nächstes werden Variationsgrößen in der Ausgangsspannung Vout und dem Drosselspulenstrom IL erläutert, wenn Duty durch die Steuervorrichtung 30 angepasst wird.
• In einem idealen Zustand, in dem die durch die Steuervorrichtung 30 berechneten Werte, so wie sie sind, in den jeweiligen AN-Perioden der Schaltelemente 131 bis 134 wiedergegeben werden, entspricht das AN-Verhältnis des ersten Schaltelements 131 D1, entspricht das AN-Verhältnis des vierten Schaltelements 134 (1-D1), entspricht das AN-Verhältnis des zweiten Schaltelements 132 D2, und entspricht das AN-Verhältnis des dritten Schaltelements 133 (1-D2).
• Wenn die Größe des Stroms, der in Richtung des Motors 2 fließt, als Io eingestellt ist, die Kapazität des Hochspannungsseiten-Glättungskondensators 14 als Co eingestellt ist, und die Induktivität der Drosselspule 12 als L eingestellt ist, kann hier eine Zustandsraum-Mittelungsgleichung der Leistungswandlerschaltung 10 wie in der folgenden Gleichung (9) wiedergegeben werden.
• $$\frac{d}{dt}\left[\begin{array}{c}Vout\\ IL\\ Vcf\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\begin{array}{c}0\\ -\frac{1-D1}{L}\\ 0\end{array}& \begin{array}{c}0\\ 0\\ \frac{D1-D2}{Cf}\end{array}& \begin{array}{c}\frac{1-D1}{Co}\\ \frac{D2-D1}{L}\\ 0\end{array}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}Vout\\ IL\\ Vcf\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}-\frac{Io}{Co}\\ \frac{Vin}{L}\\ 0\end{array}\right]$$

  
• In dem stationären Zustand ist die linke Seite der Gleichung (9) = 0 und daher können die im Folgenden gezeigten Gleichungen (10)-(12) erhalten werden. Es ist ersichtlich, dass in dem stationären Zustand die Ausgangsspannung Vout und die Lade-/Entladungskondensatorspannung Vcf idealerweise an einem festen Wert konvergieren, wenn das AN-Duty D1 und das AN-Duty D2 gleich sind. $$\text{Vout/Vin=1/}\left(1-\text{D1}\right)$$

  

  $$\text{IL=Io/}\left(\text{1-D1}\right)$$

  

  $$\text{D1=D2}$$

  
• Wenn die Gleichung (12) in Gleichung (9) eingefügt wird, nimmt die resultierende Gleichung eine Form an, die vergleichbar zu der Gleichung (3) ist, die in der ersten Ausführungsform beschrieben wurde. In dem stationären Zustand wird, mit anderen Worten, eine identische Charakteristik mit Bezug auf die Leistungswandlerschaltung 10 gemäß der ersten Ausführungsform und der Leistungswandlerschaltung 10 gemäß der zweiten Ausführungsform erhalten. Durch eine Konfiguration der Steuervorrichtung 3 mit der Resonanzunterdrückungseinheit 331 und der Verstärkernormalisierungseinheit 332 werden daher, vergleichbar zu der ersten Ausführungsform, vergleichbare Effekte zu der ersten Ausführungsform erhalten.
• Gemäß der zweiten Ausführungsform, wie oben erläutert, kann diese Erfindung gleichermaßen für eine Leistungswandlerschaltung 10 mit einer MLC-Schaltungskonfiguration angewendet werden, und auf diese Art und Weise werden vergleichbare Effekte zu der ersten Ausführungsform erhalten.
• Es wird vermerkt, dass in der oben erläuterten ersten und zweiten Ausführungsform die Schaltelemente 131 bis 134 unter Verwendung von IGBTs ausgebildet sind, jedoch die Schaltelemente 131 bis 134 unter Verwendung von MOSFETs, JFEETs usw. ausgebildet werden können. Die Schaltelemente und Diodenelemente können darüber hinaus unter Verwendung von Wide-Bandgap-Halbleitern ausgebildet werden, die eine größere Bandlücke als Silizium-Halbleiter aufweisen. Siliziumkarbid (SiC), Gallium-Nitrid-basierte Materialien und Diamant können als Beispiele von Wide-Bandgap-Halbleitermaterialien angeführt werden.
• Schaltelemente und Diodenelemente, die aus Wide-Bandgap-Halbleitern ausgebildet sind, zeigen einen besseren Spannungswiderstand und eine hohe erlaubte Stromdichte, und die Größe des Schaltelements und des Diodenelements kann daher reduziert werden. Durch die Verwendung kleiner Schaltelemente und Diodenelemente kann darüber hinaus die Größe eines Halbleitermoduls reduziert werden, das diese Elemente enthält. Diese Schaltelemente und Diodenelemente zeigen darüber hinaus einen besseren Wärmewiderstand, und Wärmedissipationslamellen einer Wärmesenke können daher in der Größe reduziert werden und ein Wasserkühlungsabschnitt kann anstelle dessen durch Luft gekühlt werden. Die Größe des Halbleitermoduls kann folglich weiter reduziert werden. Ein Strom- bzw. Leistungsverlust ist darüber hinaus gering, und die Effizienz der Schaltelemente und Diodenelemente kann daher verbessert werden, was zu einer Verbesserung in der Effizienz des Halbleitermoduls führt. Wide-Bandgap-Halbleiter können darüber hinaus zur Ausbildung von sowohl dem Schaltelement als auch dem Diodenelement verwendet werden oder zur Ausbildung von einem davon. Mit dieser Konfiguration können die oben erläuterten Effekte in der ersten und zweiten Ausführungsform erhalten werden.
• Diese Erfindung ist ferner nicht auf die Leistungswandlerschaltung 10 gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform beschränkt, die oben erläutert wurden, und vergleichbare Effekte können durch Anwendung dieser Erfindung auf eine andere Schaltungskonfiguration erhalten werden, die eine vergleichbare Transfercharakteristik aufweist. Die erste und zweite Ausführungsform dieser Erfindung kann darüber hinaus im Umfang der Erfindung frei kombiniert werden, und kann ebenso geeignet modifiziert oder ausgelassen werden.

Claims (10)

1. Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler, mit: einer Leistungswandlerschaltung (10), die enthält - eine Drosselspule (12), die an einem Ende mit einer Gleichstromversorgung (1) verbunden ist, - einen Schaltkreis (13), der eine Vielzahl von Schaltelementen (131, 132, 133, 134) umfasst und der mit dem anderen Ende der Drosselspule (12) verbunden ist, - einen Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), der die Eingangsspannung detektiert und ausgibt, und - einen Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23), der die Ausgangsspannung detektiert und ausgibt, und die eine Eingangsspannung von der Gleichstromversorgung wandelt und die gewandelte Eingangsspannung als eine Ausgangsspannung ausgibt; wobei die Steuervorrichtung (30) eine Steuerung unter Verwendung eines Steuerberechnungswerts zum Schalten der Vielzahl von Schaltelementen auf AN und AUS durch Zuführen von jeweils einem Gate-Signal (G1, G2, G3, G4) an jedes der Schaltelemente (131, 132, 133, 134) durchführt, wobei die Steuervorrichtung (30) umfasst: eine Steuerung (32), die einen ersten Berechnungswert (X2) in Übereinstimmung mit einem spezifischen Steuerverfahren berechnet und ausgibt, unter Verwendung, als Eingabe, einer Differentialspannung zwischen einer Soll-Ausgangsspannung (Vout*)und der Ausgangsspannung (Vout), die von dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23) ausgegeben wird; und ein Berechnungsmittel (33), das den Steuerberechnungswert aus dem ersten Berechnungswert (X2), ausgegeben von der Steuereinheit (32), und der Eingangsspannung (Vin), ausgegeben von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), berechnet, undwobei das Berechnungsmittel (33) einen addierten Wert berechnet, durch Addieren des ersten Berechnungswerts (X2), ausgegeben von der Steuereinheit (32), zu der Eingangsspannung (Vin), ausgegeben von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), und einen Wert als den Steuerberechnungswert berechnet, der erhalten wird durch Dividieren des ersten Berechnungswerts (X2) durch den addierten Wert.
2. Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler mit: einer Leistungswandlerschaltung (10), die enthält - eine Drosselspule (12), die an einem Ende mit einer Gleichstromversorgung (1) verbunden ist, - einen Schaltkreis (13), der eine Vielzahl von Schaltelementen (131, 132, 133, 134) umfasst und der mit dem anderen Ende der Drosselspule (12) verbunden ist, - einen Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), der die Eingangsspannung detektiert und ausgibt, und - einen Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23), der die Ausgangsspannung detektiert und ausgibt, und die eine Eingangsspannung von der Gleichstromversorgung wandelt und die gewandelte Eingangsspannung als eine Ausgangsspannung ausgibt; wobei die Steuervorrichtung (30) eine Steuerung unter Verwendung eines Steuerberechnungswerts zum Schalten der Vielzahl von Schaltelementen auf AN und AUS durch Zuführen von jeweils einem Gate-Signal (G1, G2, G3, G4) an jedes der Schaltelemente (131, 132, 133, 134) durchführt, wobei die Steuervorrichtung (30) umfasst: eine Steuerung (32), die einen ersten Berechnungswert (X2) in Übereinstimmung mit einem spezifischen Steuerverfahren berechnet und ausgibt, unter Verwendung, als Eingabe, einer Differentialspannung zwischen einer Soll-Ausgangsspannung (Vout*)und der Ausgangsspannung (Vout), die von dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23) ausgegeben wird; und ein Berechnungsmittel (33), das den Steuerberechnungswert aus dem ersten Berechnungswert (X2), ausgegeben von der Steuereinheit (32), und der Eingangsspannung (Vin), ausgegeben von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), berechnet, wobei der DC/DC-Wandler ferner einen Stromdetektor (22) enthält, der einen durch die Drosselspule (12) fließenden Drosselspulenstrom detektiert und ausgibt, und das Berechnungsmittel (33): einen Wert als einen zweiten Berechnungswert (X) berechnet, der erhalten wird durch Subtrahieren des Drosselspulenstroms, ausgegeben von dem Stromdetektor (22), von dem ersten Berechnungswert (X2), ausgegeben von der Steuerung (32); einen addierten Wert durch Addieren des zweiten Berechnungswerts (X) zu der Eingangsspannung berechnet, die von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21) ausgegeben wird; und einen Wert als den Steuerberechnungswert berechnet, der erhalten wird durch Dividieren des zweiten Berechnungswerts (X) durch den addierten Wert.
3. Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler mit einer Leistungswandlerschaltung (10), die enthält - eine Drosselspule (12), die an einem Ende mit einer Gleichstromversorgung (1) verbunden ist, - einen Schaltkreis (13), der eine Vielzahl von Schaltelementen (131, 132, 133, 134) umfasst und der mit dem anderen Ende der Drosselspule (12) verbunden ist, - einen Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), der die Eingangsspannung detektiert und ausgibt, und - einen Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23), der die Ausgangsspannung detektiert und ausgibt, und die eine Eingangsspannung von der Gleichstromversorgung wandelt und die gewandelte Eingangsspannung als eine Ausgangsspannung ausgibt; wobei die Steuervorrichtung (30) eine Steuerung unter Verwendung eines Steuerberechnungswerts zum Schalten der Vielzahl von Schaltelementen auf AN und AUS durch Zuführen von jeweils einem Gate-Signal (G1, G2, G3, G4) an jedes der Schaltelemente (131, 132, 133, 134) durchführt, wobei die Steuervorrichtung (30) umfasst: eine Steuerung (32), die einen ersten Berechnungswert (X2) in Übereinstimmung mit einem spezifischen Steuerverfahren berechnet und ausgibt, unter Verwendung, als Eingabe, einer Differentialspannungzwischen einer Soll-Ausgangsspannung (Vout*)und der Ausgangsspannung (Vout), die von dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23) ausgegeben wird; und ein Berechnungsmittel (33), das den Steuerberechnungswert aus dem ersten Berechnungswert (X2), ausgegeben von der Steuereinheit (32), und der Eingangsspannung (Vin), ausgegeben von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), berechnet wobei der DC/DC-Wandler ferner einen Stromdetektor (22) enthält, der einen durch die Drosselspule (12) fließenden Drosselspulenstrom detektiert und ausgibt; und das Berechnungsmittel (33): als einen zweiten Berechnungswert (X), einen Wert berechnet, der erhalten wird durch Subtrahieren, von dem von der Steuerung (32) ausgegebenen ersten Berechnungswert (X2), eines Werts, der erhalten wird durch Multiplizieren des von dem Stromdetektor (22) ausgegebenen Drosselspulenstroms mit einer eingestellten Konstanten; einen addierten Wert berechnet, durch Addieren des zweiten Berechnungswerts (X) zu der Eingangsspannung, die von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21) ausgegeben wird; und einen Wert als den Steuerberechnungswert berechnet, der erhalten wird durch Dividieren des zweiten Berechnungswerts (X)durch den addierten Wert.
4. Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Schaltkreis (13) konfiguriert ist mit einem ersten Schaltelement (131) und einem zweiten Schaltelement (132), das in Reihe mit dem ersten Schaltelement (131) verbunden ist, und das andere Ende der Drosselspule (12) mit einem Verbindungsabschnitt zwischen dem ersten Schaltelement (131) und dem zweiten Schaltelement (132) verbunden ist.
5. Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Schaltkreis (13) konfiguriert ist mit einem ersten Schaltelement (131), einem zweiten Schaltelement (132), das in Reihe mit dem ersten Schaltelement (131) verbunden ist, einem dritten Schaltelement (133), das in Reihe mit dem zweiten Schaltelement (132) verbunden ist, und einem vierten Schaltelement (134), das in Reihe mit dem dritten Schaltelement (133) verbunden ist, wobei die Leistungswandlerschaltung (10) ferner einen Kondensator enthält, der parallel mit dem zweiten Schaltelement (132) und dem dritten Schaltelement (133) verbunden ist, wobei das zweite Schaltelement (132) und das dritte Schaltelement (133) in Reihe verbunden sind, und das andere Ende der Drosselspule (12) mit einem Verbindungsabschnitt zwischen dem zweiten Schaltelement (132) und dem dritten Schaltelement (133) verbunden ist.
6. Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das spezifische Steuerverfahren eine PI-Steuerung ist, und eine Übergangsfrequenz der PI-Steuerung auf eine Frequenz eingestellt ist, die einen Resonanzpunkt der Leistungswandlerschaltung (10) nicht übersteigt.
7. Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das spezifische Steuerverfahren eine PI-Steuerung, eine P-Steuerung, eine PD-Steuerung oder eine PID-Steuerung ist.
8. Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die Vielzahl von Schaltelementen jeweils Halbleiterelemente enthalten, die aus Wide-Bandgap-Halbleitern ausgebildet sind.
9. Steuervorrichtung für einen DC/DC-Wandler nach Anspruch 8, wobei die Wide-Bandgap-Halbleiter aus Siliziumkarbid, einem Gallium-Nitrid-basierten Material oder Diamant ausgebildet sind.
10. Steuerverfahren für einen DC-/DC-Wandler, mit einer Leistungswandlerschaltung (10), die enthält - eine Drosselspule (12), die an einem Ende mit einer Gleichstromversorgung verbunden ist, - einen Schaltkreis (13), der eine Vielzahl von Schaltelementen (131, 132, 133, 134) umfasst und der mit dem anderen Ende der Drosselspule (12) verbunden ist, - einen Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), der die Eingangsspannung detektiert und ausgibt, und - einen Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23), der die Ausgangsspannung detektiert und ausgibt, und die eine von der Gleichstromversorgung eingegebene Eingangsspannung wandelt und die gewandelte Eingangsspannung als eine Ausgangsspannung ausgibt; einer Steuerung, die unter Verwendung eines Steuerberechnungswerts zum Schalten der Vielzahl von Schaltelementen auf AN und AUS durch Zuführen von jeweils einem Gate-Signal (G1, G2, G3, G4) an jedes der Schaltelemente (131, 132, 133, 134) in dem Steuerverfahren durchgeführt wird, wobei das Steuerverfahren die Schritte umfasst zum: Berechnen eines ersten Berechnungswerts (X2) in Übereinstimmung mit einem spezifischen Steuerverfahren unter Verwendung, als Eingabe, einer Differentialspannung zwischen einer Soll-Ausgangsspannung (Vout*) und der Ausgangsspannung (Vout), die von dem Hochspannungsseiten-Spannungsdetektor (23) ausgegeben wird; und Berechnen des Steuerberechnungswerts aus dem ersten Berechnungswert (X2) und der von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21) ausgegebenen Eingangsspannung (Vin), und Berechnen eines addierten Wertes, durch Addieren des ersten Berechnungswerts (X2), ausgegeben von der Steuereinheit (32), zu der Eingangsspannung (Vin), ausgegeben von dem Niederspannungsseiten-Spannungsdetektor (21), und Berechnen eines Wertes als den Steuerberechnungswert, der erhalten wird durch Dividieren des ersten Berechnungswerts (X2) durch den addierten Wert.

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