-
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben einer Radarvorrichtung. Die Erfindung betrifft ferner eine Radarvorrichtung.
-
Stand der Technik
-
Radarsysteme zur Messung von Abstand, Relativgeschwindigkeit und Winkel von Objekten (z.B. von Fahrzeugen, Hindernissen, usw.) werden im Kraftfahrzeug (KFZ) zunehmend für Sicherheits- und Komfortfunktionen eingesetzt. Dabei finden zunehmend so genannte MIMO-Systeme (engl. multiple input multiple output) Verwendung, bei denen mehrere Sende- und Empfangsantennen eingesetzt werden. Mithilfe des MIMO-Prinzips lassen sich besonders genaue Winkelschätzungen vornehmen, wobei die für die Winkelschätzung wichtige Antennenapertur (Antennenfläche) virtuell vergrößert wird. Dabei senden mehrere Sendeantennen unbeeinflusst voneinander ihre Signale aus, die in den Empfangskanälen getrennt werden. Die virtuelle Vergrößerung der Apertur erreicht man dadurch, dass der Abstand der Sendeantennen zu den Empfangsantennen unterschiedlich ist und somit rechnerisch so verfahren werden kann, als ob nur eine einzige Sendeantenne vorhanden wäre, die Zahl der Empfangsantennen sich aber vervielfacht und sich somit virtuell eine höhere Breite und/oder Höhe der Antennenapertur ergibt.
-
Die Trennung der Signale der verschiedenen Sendeantennen kann im Frequenz- oder im Zeitbereich erfolgen. Häufig erfolgt die Trennung im Zeitbereich, d.h. die Antennen senden nacheinander im Zeitmultiplex TDM (engl. time division multiplex). Ein Nachteil dabei ist, dass die Messzeit sich durch die sequenzielle Messung erhöht und sich Objekte während der erhöhten Messzeit deutlich bewegt haben können, was eine Genauigkeit der Messung vermindern kann.
-
Eine andere Möglichkeit der Trennung besteht in der Trennung im Frequenzbereich (Frequenzmultiplex). Dabei belegen verschiedene Antennen zum gleichen Zeitpunkt verschiedene Frequenzbereiche. Ein Nachteil dieser Methode ist die reduzierte verfügbare Bandbreite pro Sendekanal. Die Abstands-Trennfähigkeit eines Radarsystems ist direkt proportional zu seiner Bandbreite, wodurch die Abstands-Trennfähigkeit bei konventionellem Frequenzmultiplex verringert sein kann.
-
Die obigen Ausführungen gelten unabhängig vom eingesetzten Modulationsverfahren. Typische Sendefrequenzen liegen heute bei 24 GHz oder 77 GHz, die maximal belegbaren Bandbreiten liegen bei < ca. 4 GHz, typischerweise aber deutlich darunter, zum Beispiel bei ca. 0,5 GHz.
-
Heutige Kfz-Radarsysteme setzen in der Regel eine FMCW-Modulation ein, bei der nacheinander mehrere lineare Frequenzrampen unterschiedlicher Steigung durchlaufen werden. Die Mischung des momentanen Sendesignals mit dem Empfangssignal ergibt ein niederfrequentes Signal, dessen Frequenz zum Abstand proportional ist, das aber noch eine additive/subtraktive Komponente durch eine Dopplerfrequenz, die zur Relativgeschwindigkeit proportional ist, enthält. Die Trennung von Abstands- und Geschwindigkeitsinformation mehrerer Ziele erfolgt durch ein kompliziertes und relativ fehleranfälliges Verfahren, bei dem die Ergebnisse der verschiedenen Rampen mit den Ergebnissen früher erfolgter Messungen kombiniert werden.
-
Neuere Systeme verwenden eine FMCW-Modulation mit deutlich schnelleren Rampen (Chirp-Modulation), wodurch die Dopplerverschiebung innerhalb einer Rampe vernachlässigbar wird. Die daraus gewonnene Abstandsinformation ist weitgehend eindeutig, eine Dopplerverschiebung kann anschließend durch Beobachtung der zeitlichen Entwicklung der Phase des komplexen Abstandsignals bestimmt werden.
-
Zukünftig werden auch digitale Modulationsverfahren eine wichtige Rolle in Kfz-Radarsystemen spielen. Digitale Modulationsverfahren, wie z.B. OFDM (engl. orthogonal frequency division multiplex) werden bereits in einigen Kommunikationsanwendungen (z.B. WLAN, LTE, DVB-T) eingesetzt.
-
Offenbarung der Erfindung
-
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Verfahren zum Betreiben einer MIMO-Radarvorrichtung bereitzustellen.
-
Die Aufgabe wird gemäß einem ersten Aspekt gelöst mit einem Verfahren zum Betreiben einer Radarvorrichtung mit wenigstens zwei Sendeantennen und wenigstens einer Empfangsantenne, aufweisend die Schritte:
- – Erzeugen von Sendespektren durch komplexe Modulation von zueinander äquidistanten orthogonalen OFDM-Unterträgern, wobei jedes Sendespektren für jede der Sendeantennen eine definierte Anzahl von diskreten OFDM-Unterträgern aufweist, wobei alle Sendespektren im Wesentlichen dieselbe Bandbreite aufweisen, wobei OFDM-Unterträger nicht-überlappend und im Wesentlichen nicht-äquidistant auf die Sendespektren aufgeteilt werden, wobei jedes Sendespektrum wenigstens zwei direkt benachbarte OFDM-Unterträger aufweist;
- – Transformieren der Sendespektren in den Zeitbereich;
- – Digital/Analog-Wandeln, Hochfrequentes Modulieren der Sendespektren und gleichzeitiges Aussenden der modulierten Sendespektren mittels der Sendeantennen;
- – Demodulieren und Digitalisieren eines von der Empfangsantenne empfangenen Empfangssignals;
- – Erzeugen eines Empfangsspektrums pro Sendespektrum, wobei ein Aufteilen der OFDM-Unterträger entsprechend ihrer Aufteilung in den Sendespektren durchgeführt wird;
- – Eliminieren der gesendeten Signalformen der Sendespektren aus den Empfangsspektren;
- – Erzeugen eines Radarbildes pro Empfangsspektrum;
- – Auswerten der Radarbilder in einer Abstandsdimension und in einer Geschwindigkeitsdimension; und
- – Durchführen einer Signalauswertung für das Empfangssignal.
-
Auf diese Weise wird ein Zwischenergebnis einer Messung in Form von Peaks erreicht, wobei aus Indizes der Peaks ein Abstand und eine Geschwindigkeit von Objekten ermittelt werden kann. Man kann so die Abstandstrennfähigkeit ohne Abstriche gegenüber einer herkömmlichen Kombination aus OFDM und MIMO erhalten, wobei ein eindeutig schätzbarer Abstandsbereich vorteilhaft nicht reduziert ist.
-
Gemäß einem zweiten Aspekt wird die Aufgabe gelöst mit einer Radarvorrichtung aufweisend:
- – eine Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen von Sendespektren durch komplexe Modulation von zueinander äquidistanten orthogonalen OFDM-Unterträgern, wobei jedes Sendespektren für jede der Sendeantennen eine definierte Anzahl von diskreten OFDM-Unterträgern aufweist, wobei alle Sendespektren im Wesentlichen dieselbe Bandbreite aufweisen, wobei OFDM-Unterträger nicht-überlappend und im Wesentlichen nichtäquidistant auf die Sendespektren aufteilbar sind, wobei jedes Sendespektrum wenigstens zwei direkt benachbarte OFDM-Unterträger aufweist;
- – eine erste Bearbeitungseinrichtung mittels der die Sendespektren digitalanalog wandelbar und hochfrequent modulierbar sind;
- – wenigstens zwei Sendantennen zum gleichzeitigen Senden der beiden Sendespektren;
- – wenigstens eine Empfangsantenne zum Empfangen eines Empfangsspektrums;
- – eine zweite Bearbeitungseinrichtung zum Demodulieren und Analog/Digital Wandel des Empfangssignals; und
- – eine Auswertungseinrichtung zum Erzeugen des Empfangsspektrums vom Empfangssignal und Trennen der Sendespektren, wobei ein Aufteilen der OFDM-Unterträger entsprechend ihrer Aufteilung in den Sendespektren durchführbar ist, wobei die Sendespektren aus den Empfangsspektren eliminierbar sind, wobei ein Radarbild pro Sende-Empfangspfad erzeugbar ist, wobei die Radarbilder in einer Abstandsdimension und in einer Geschwindigkeitsdimension auswertbar sind, wobei eine weitere Signalauswertung für das Empfangssignal durchführbar ist.
-
Vorteilhaft wird mit der Erfindung eine Kombination aus MIMO-Radar mit OFDM-Modulation bereitgestellt, die eine Verschlechterung einer Trennfähigkeit bzw. Auflösungsfähigkeit vermeidet. Auf diese Weise ist eine verbesserte Schätzung von Zielen unterstützt. Mit der Erfindung wird bei einer Nutzung von mehreren Sendeantennen, die implizit eine verbesserte Winkelschätzfähigkeit aufweist, ein eindeutig messbarer Abstandsbereich und eine max. mögliche Trennfähigkeit beibehalten wird.
-
Bevorzugte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens sind Gegenstand von Unteransprüchen.
-
Eine vorteilhafte Weiterbildung des Verfahrens sieht vor, dass für Spitzenwerte der Radarbilder eine Winkelschätzung für ein ermitteltes Ziel durchgeführt wird. Auf diese Weise kann eine besonders genaue Detektion und Lokalisierung von Zielen realisiert werden.
-
Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung des Verfahrens sieht vor, dass die nichtäquidistanten OFDM-Unterträger pseudozufällig in den Sendespektren angeordnet werden. Dadurch wird eine Möglichkeit zur Realisierung eines vorteilhaften nicht äquidistanten Musters der OFDM-Unterträger in den Sendespektren bereitgestellt.
-
Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung des Verfahrens sieht vor, dass die Anzahl der OFDM-Unterträger eine Zweierpotenz ist. Dies ist besonders vorteilhaft für eine Realisierung einer effizienten und schnellen Durchführung einer Fouriertransformation.
-
Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung des Verfahrens sieht vor, dass die in den Zeitbereich transformierten Sendespektren oder die Aufteilung der Sendespektren auf die Sendeantennen während eines Messvorgangs geändert werden. Vorteilhaft ist dadurch eine noch effizientere Arbeitsweise des Verfahrens unterstützt.
-
Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung des Verfahrens sieht vor, dass ein Radarquerschnitt eines Ziels geschätzt wird. Dadurch kann ein weiterer wichtiger Parameter aus detektierten Zielen geschätzt werden.
-
Die Erfindung wird nachfolgend mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand von mehreren Figuren detailliert beschrieben. Dabei bilden alle beschriebenen oder dargestellten Merkmale für sich oder in beliebiger Kombination den Gegenstand der Erfindung, unabhängig von ihrer Zusammenfassung in den Patentansprüchen oder deren Rückbeziehung, sowie unabhängig von ihrer Formulierung bzw. Darstellung in der Beschreibung bzw. in den Zeichnungen. Auf bereits bekannte Prinzipien eines MIMO-Radars wird nicht näher eingegangen. Gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente haben gleiche Bezugszeichen.
-
In den Figuren zeigt:
-
1 ein herkömmliches auf OFDM basierendes Radarsystem;
-
2 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radarvorrichtung;
-
3 eine Ausführung eines nicht-äquidistanten Verteilungsschemas von OFDM-Unterträgern auf Sendespektren;
-
4 eine Auswertungseinrichtung der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung;
-
5 eine prinzipielle Darstellung einer Auswertung von Echosignalen der Radarvorrichtung; und
-
6 einen prinzipiellen Ablauf einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
-
Ausführungsformen der Erfindung
-
1 zeigt ein Übersichtsschaltbild einer auf einem orthogonalen Frequenzmultiplexverfahren OFDM (engl. Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) basierenden Radarvorrichtung 100. Mittels Einrichtungen 10, 20, 30 wird ein Sendesignal wie folgt erzeugt:
-
Zunächst erfolgt eine Auswahl von N (z.B. N = 1024) auszusendenden, diskreten, äquidistanten Sendefrequenzen fi bzw. OFDM-Unterträgern nach folgender mathematischer Beziehung: fi = f0 + (i – 1)·df, i = 1...N (1)
- f0
- Beginn des Sendebands (z.B. 77 GHz)
- df
- Linienabstand der Sendefrequenz fi
-
Für jede der Sendefrequenzen fi wird eine komplexe Amplitude ai gewählt: TX = [a1a2...aN] (2)
-
Dabei repräsentiert der Vektor TX ein komplexes, diskretes Sendespektrum (bezogen auf die Sendefrequenzen fi).
-
Durch eine inverse schnelle Fouriertransformation iFFT(TX) werden daraus komplexe Abtastwerte eines Basisband-Sendesignals erzeugt, diese Werte werden in einer elektronischen Speichereinrichtung 10 (z.B. einem RAM) hinterlegt, aus der sie zyklisch ausgelesen werden können. Die Berechnung der Abtastwerte per inverser Fast-Fourier-Transformation kann vorab beim Entwurf des Systems erfolgen und muss nicht in Echtzeit erfolgen.
-
Ein D/A-Wandler 20 erzeugt aus der periodisch aus der Speichereinrichtung 10 ausgelesenen Folge ein zyklisches, komplexes, analoges Basisbandsignal mit den Frequenzen fi = 0, df, 2·df, ... (N – 1)·df.
-
Mittels eines Einseitenband-HF-Modulator 30 und eines Oszillators (nicht dargestellt, zum Beispiel mit einer Resonanzfrequenz f0 = 77 GHz) wird das Basisband-Sendesignal in den gewünschten Frequenzbereich (zum Beispiel 77...78 GHz) verschoben und nachfolgend durch eine Sendeantenne 40 abgestrahlt.
-
Das Sendesignal wird an einem oder mehreren Zielen
200 reflektiert und gelangt zu einer Empfangsantenne
50. Für den Fall, dass ein k-tes Ziel
200 die Entfernung d
k zur Radarvorrichtung
100 aufweist, beträgt die Echolaufzeit t
k:
- c
- Lichtgeschwindigkeit (3·108m/s).
-
Die i-te Sendefrequenz f
i erfährt durch das k-te Ziel
200 eine Phasenverschiebung φ
i,k von:
-
Daraus folgt für das Empfangsspektrum RX (analog zum Sendespektrum TX) an der Empfangsantenne 50, dass jede Sendefrequenz eine von den Abständen der Ziele 200 abhängige Phasenverschiebung erfährt, außerdem eine vom Zielabstand und von den Reflexionseigenschaften des k-ten Ziels 200 abhängige Abschwächung vk. Für das Empfangsspektrum RX gilt somit: RX = [b1b2...bN] (5)
- bi (i = 0...N – 1)
- komplexe Amplituden bei den Sendefrequenzen fi
-
Für die komplexen Amplituden b
i gilt:
- j
- imaginäre Einheit der komplexen Zahlen
-
Die Verarbeitung des analogen Empfangssignals wird folgendermaßen durchgeführt:
Ein HF-Demodulator 60 macht die Frequenzverschiebung des HF-Modulators 30 rückgängig. Am A/D-Wandler 70 steht somit ein Basisbandsignal mit Frequenzen 0, df, 2·df, ... (N – 1)·df an, welches vom A/D-Wandler 70 in ein digitales, komplexes Zeitsignal gewandelt wird.
-
Mittels einer Fast-Fourier-Transformation FFT werden daraus die Zahlenwerte bi des Spektrums RX berechnet.
-
Durch eine elementweise Division des Empfangsspektrums durch das Sendespektrum, durch die eine spektrale Normierung des Empfangsspektrums realisiert wird, wird die Abhängigkeit von den komplexen Sendeamplituden b
i beseitigt. Auf diese Weise erhält man ein Spektrum der Übertragungsstrecke Q von der Radarvorrichtung
100 zu den Zielen
200 und zurück zur Radarvorrichtung
100 mit den Spektrallinien q
i:
-
Vorzugsweise wird die Division durch ai durch eine gleichwertige, aber weniger aufwendige Multiplikation mit dem Wert (ai*/|ai|2) ersetzt, der vorab berechnet werden kann. ai* ist dabei der zu ai konjugiert komplexe Wert. Vorzugsweise werden alle Amplituden |ai| gleich gewählt.
-
Man erkennt, dass für jedes Ziel 200 (k = 1...K) über die Werte qi hinweg eine komplexe Schwingung entsteht, deren Phasenfortschritt über dem Index i proportional zur Zielentfernung dk ist.
-
Wird das Spektrum Q der Übertragungsstrecke einer inversen Fast-Fourier-Transformation unterzogen, erhält man die Impulsantwort der Übertragungsstrecke, je ein lokales Maximum bezeichnet die Distanz dk und die Echoamplitude eines Ziels 200.
-
Bei der Abstands- und Geschwindigkeitsauswertung werden die Empfangssignale also in der oben beschriebenen Weise HF-demoduliert, digitalisiert, spektral normiert und im zweidimensionalen Raum (Abstand d, Geschwindigkeit v) ausgewertet. Dabei entsteht pro Ziel 200 in jeder der beiden Dimensionen eine komplexe Schwingung, deren Frequenz dem Abstand bzw. der Geschwindigkeit des Ziels 200 in Relation zur Radarvorrichtung 100 entspricht.
-
Erfindungsgemäß wird eine spezifische MIMO-Radarvorrichtung mit wenigstens zwei Sendeantennen und wenigstens einer Empfangsantenne vorgeschlagen. 2 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Radarvorrichtung 100 mit beispielsweise zwei Sende- und zwei Empfangspfaden.
-
Die Radarvorrichtung 100 basiert auf der herkömmlichen Radarvorrichtung 100 von 1, wobei aber jetzt pro Sendepfad zwei D/A-Wandler 20, 20a, zwei HF-Modulatoren 30, 30a und zwei Sendeantennen 40, 40a vorgesehen sind. Der Empfangspfad umfasst jeweils wenigstens eine Empfangsantenne 50, 50a, zwei HF-Demodulatoren 60, 60a und zwei A/D-Wandler 70, 70a. Mittels einer Auswertungseinrichtung 80 werden die in den Empfangspfaden empfangenen Signale ausgewertet.
-
In der Radarvorrichtung 100 von 2 wird das äquidistante Sendespektrum TX zunächst in zwei nicht-äquidistante Sendeteilspektren TX1, TX2 unterteilt. Dabei wird das Sendespektrum TX auf die Anzahl der vorhandenen Sendeantennen 40, 40a aufgeteilt, wodurch eine besondere Art von Frequenzmultiplex realisiert wird.
-
3 zeigt eine beispielhafte pseudo-zufällige Aufteilung von N = 256 äquidistanten Frequenzlinien fi bzw. OFDM-Unterträgern auf zwei nicht-äquidistante Teilspektren TX1, TX2. In der oberen Darstellung von 3 ist dabei das nichtäquidistante Teilspektrum TX1 für die erste Sendeantenne 40 dargestellt und in der unteren Abbildung ist das nicht-äquidistante Teilspektrum TX2 für die zweite Sendeantenne 40a dargestellt. Ein Wert „1“ in der jeweiligen Abbildung bedeutet, dass die Frequenzlinie fi vorhanden ist, ein Wert „0“ bedeutet, dass die Frequenzlinie fi nicht vorhanden ist.
-
„Nicht-Äquidistanz“ bedeutet in diesem Zusammenhang, dass bezogen auf den gesamten Frequenzbereich die Frequenzlinien fi der beiden Teilspektren TX1, TX2 überwiegend ungleiche Abstände voneinander aufweisen. Dabei müssen aber in wenigstens einem Teilbereich der beiden Teilspektren TX1, TX2 direkt benachbarte OFDM-Unterträger vorhanden sein, wobei vorteilhaft mehrere solcher Bereiche mit direkt benachbarten OFDM-Unterträgern vorhanden sind. Der minimale Abstand zwischen den einzelnen Frequenzlinien fi bzw. OFDM-Unterträgern entscheidet, bis zu welchen Frequenzen eine Schätzung durchgeführt werden kann, wobei die Frequenzen den Abständen zum Ziel 200 entsprechen. Je höher eine eindeutig messbare Frequenz ist, desto größer ist ein eindeutig messbarer Abstandsbereich zum Ziel 200.
-
Im Ergebnis werden auf diese Weise nicht-überlappende bzw. komplementäre Teilspektren TX1, TX2 bereitgestellt, was bedeutet, dass für ein Teilspektrum TX1, TX2, in welchem eine Frequenzlinie vorhanden ist, das andere Teilspektrum TX1, TX2 diese Frequenzlinie nicht enthält.
-
Die Aufteilung erfolgt derart, dass jedes Teilspektrum TX1, TX2 eine gleiche Anzahl (im gezeigten Beispiel 128) von Frequenzlinien fi bzw. OFDM-Unterträgern enthält. Das Spektrum wird für jede Sendeantenne 40, 40a derart definiert, dass alle OFDM-Unterträger für beide Teilspektren TX1, TX2 nicht überlappend vergeben sind. Auf diese Weise wird das Zeitsignal für jede der Sendeantennen 40, 40a separat generiert. Nach einer Verschiebung ins HF-Band mittels HF-Modulatoren 30, 30a werden die Sendespektren TX1, TX2 gleichzeitig mittels der zugeordneten Sendeantennen 40, 40a gesendet, wobei das erste Teilspektrum TX1 über die erste Sendeantenne 40 gesendet wird und wobei das zweite Teilspektrum TX2 über die zweite Sendeantenne 40a gesendet wird.
-
Eine derartige nicht-äquidistante Aufteilung des gesamten Sendespektrums TX auf zwei oder mehr Kanäle hat den Vorteil, dass in allen Kanälen nahezu das gesamte Frequenzband N·df belegt ist, was eine Trennfähigkeit der Radarvorrichtung 10 für eng beieinander liegende Ziele 200 optimiert. Aufgrund der wenigstens in Teilbereichen der Sendespektren TX1, TX2 eng benachbarten Spektrallinien bzw. OFDM-Unterträger, der zu einem Eindeutigkeitsbereich (d.h. ein maximaler Abstand eines Ziels 200, der noch eindeutig auswertbar ist) der Radarvorrichtung 100 proportional ist, ist der Eindeutigkeitsbereich der Radarvorrichtung 100 optimiert. Im Vergleich zu Zeitmultiplex-Systemen kann auf diese Weise eine Anzahl der Sendeantennen größer sein, da die Messzeit nicht ansteigt.
-
In einer Variante kann vorgesehen sein, dass während einer Messung die komplexen Modulationssymbole (OFDM-Symbole), die auf den OFDM-Unterträgern gesendet werden, sowie das Aufteilungsmuster der OFDM-Unterträger auf die Sendespektren TX1, TX2 geändert wird.
-
4 zeigt eine Auswertungseinrichtung 80, mittels der die Empfangssignale der Empfangsantennen 50, 50a ausgewertet werden.
-
Zunächst machen HF-Demodulatoren 60, 60a (nicht dargestellt in 4) die Frequenzverschiebungen der HF-Modulatoren 30, 30a in den beiden Empfangskanälen rückgängig.
-
Transformationseinrichtungen 81, 81a führen für jeden Empfangskanal getrennt Fast-Fourier-Transformationen zur Ermittlung von Zahlenwerten bi des Empfangsspektrums RX durch. Danach erfolgt eine Aufteilung der für jeden Empfangskanal berechneten Spektren auf so viele Teilspektren, wie Sendekanäle vorhanden sind. Im gezeigten Beispiel sind dies die Spektren RX11, RX12 für den ersten Empfangskanal und die Spektren RX21, RX22 für den zweiten Empfangskanal. Danach erfolgt ein Nullsetzen von Spektralwerten, die von anderen als der gerade betrachteten Sendeantenne stammen.
-
Danach folgt mittels einer Normierungseinrichtung 82 eine elementweise Division aller Empfangs-Teilspektren RX11, RX12, RX21, RX22 durch das Sendespektrum, wodurch im Ergebnis eine Berechnung von Elementen qi der spektralen Normierung durchgeführt wird.
-
Danach erfolgt mittels Transformationseinrichtungen 83, 83a, 84, 84a eine Durchführung von Fast-Fourier-Transformationen in der Abstandsdimension der Empfangsteilspektren RX11, RX12, RX21, RX22 und mittels Transformationseinrichtungen 85, 85a, 86, 86a eine Durchführung von Fast-Fourier-Transformationen der Empfangsteilspektren RX21, RX22 in der Geschwindigkeitsdimension über mehrere Messungen hinweg.
-
Im Ergebnis resultieren daraus Echosignale E11, E12 für den ersten Empfangspfad und Echosignale E21, E22 für den zweiten Empfangspfad.
-
Ein Beispiel für einen Verlauf der beiden Echosignale E11 und E12 in einer Abstandsdimension zeigt 5, wobei ein Amplitudenverlauf über einen Verlauf von Frequenzbins fB aufgetragen ist. Man erkennt vom Betragsverlauf eines nicht-kohärent integrierten Signals IS ein Ziel 200 im zehnten Frequenzbin, was einem definierten Abstandswert entspricht. Durch die nicht-lineare Abtastung sind gewisse Mehrdeutigkeiten in Form von Nebenkeulen präsent. Diese Mehrdeutigkeiten stammen daher, dass die Spektrallinien qi Lücken aufweisen, die mit Nullen aufgefüllt wurden. Da aber das Abtastraster für unterschiedliche Kanäle unterschiedlich aussieht und daher an unterschiedlichen Stellen mit Nullen aufgefüllt wird, entstehen durch die Fouriertransformation Spektren, wo die den Zielen 200 zugehörigen Amplitudenspitzen in allen Kanälen in denselben Stellen sind, die Mehrdeutigkeiten jedoch an unterschiedlichen Stellen auftreten.(
-
Bei der vorgeschlagenen Radarvorrichtung 100 wird dieser Effekt genutzt, um die Mehrdeutigkeiten deutlich zu reduzieren. Für die Abstands- und Geschwindigkeitsauswertung stehen NRX × NTX (d.h. ein Produkt aus einer Anzahl der Sendeantennen und einer Anzahl der Empfangsantennen) zweidimensionale Radarbilder zur Verfügung, die für die Abstands- und Geschwindigkeitsauswertung genutzt werden können. Diese sind aber kohärent nicht integrierbar, weil sie von unterschiedlichen Antennen 40, 40a, 50, 50a gesendet und empfangen wurden, und weisen somit unterschiedliche Anfangsphasen auf.
-
Um die zur Verfügung stehende Information von allen Kanälen zu nutzen, und gleichzeitig Abstands- und Geschwindigkeitsauswertung von der Winkelschätzung zu trennen, wird eine nicht-kohärente Integration der Kanäle, d.h. eine Integration von Beträgen der zweidimensionalen Radarbilder durchgeführt. Mit dieser Methode können die Mehrdeutigkeiten wesentlich unterdrückt werden.
-
5 zeigt qualitativ das Ergebnis der genannten nicht-kohärenten Integration von zwei Kanälen mit den Echosignalen E11 und E12 für eine einzelne Empfangsantenne 50. Je mehr Kanäle integriert werden, desto geringer werden die Mehrdeutigkeiten, was sich in der reduzierten Welligkeit des integrierten Signals IS niederschlägt. Darüber hinaus wird das Rauschen durch die nicht-kohärente Integration unterdrückt, analog zu einer Mittelung. Somit verhindert die nichtkohärente Integration nicht nur die Mehrdeutigkeiten wegen der nichtäquidistanten spektralen Aufteilung, sondern unterdrückt auch das Rauschen, was sich positiv auf den Dynamikbereich der Radarvorrichtung 100 auswirken kann.
-
5 zeigt somit einen Verlauf der Echosignale E11, E12 nur in der Abstandsdimension. In der Geschwindigkeitsdimension gelten die Prinzipien wie bei einer herkömmlichen MIMO-Radarvorrichtung.
-
Nach der nicht-kohärenten Integration entsteht ein Radarbild, in dem für jedes Ziel 200 eine Amplitudenspitze vorhanden ist. Daraufhin werden die Positionen (Abstand d und Geschwindigkeit v) der größten Amplitudenspitzen detektiert. Aus den einzelnen zweidimensionalen Spektren lassen sich an den Positionen der Amplitudenspitzen die jeweiligen komplexen Amplituden der Ziele 200 entnehmen. Die derart ermittelten komplexen Amplituden können für eine nachfolgende Winkelschätzung genutzt werden, da der Verlauf der komplexen Amplituden über die Antennen hinweg von der Einfallsrichtung (Richtung des Ziels 200) abhängt. Danach kann eine Reflexliste zur Verfügung stehen, welche die Parameter Abstand, relative Geschwindigkeit und Winkel von detektierten Zielen 200 in der Umgebung umfasst. Vorteilhaft können auf diese Weise weitere Parameter von Zielen 200 ermittelt werden, z.B. ein Radarkreuz bzw. -querschnitt.
-
6 zeigt einen prinzipiellen Ablauf einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
-
In einem Schritt 300 wird ein Erzeugen von Sendespektren TX1, TX2 durch komplexe Modulation von zueinander äquidistanten orthogonalen OFDM-Unterträgern durchgeführt, wobei jedes Sendespektren TX1, TX2 für jede der Sendeantennen 40, 40a eine definierte Anzahl von diskreten OFDM-Unterträgern aufweist, wobei alle Sendespektren TX1, TX2 im Wesentlichen dieselbe Bandbreite aufweisen, wobei OFDM-Unterträger nicht-überlappend und im Wesentlichen nicht-äquidistant auf die Sendespektren TX1, TX2 aufgeteilt werden, wobei jedes Sendespektrum TX1, TX2 wenigstens zwei direkt benachbarte OFDM-Unterträger aufweist.
-
In einem Schritt 310 wird ein Transformieren der Sendespektren TX1, TX2 in den Zeitbereich durchgeführt.
-
In einem Schritt 320 werden ein Digital/Analog-Wandeln, ein Hochfrequentes Modulieren der Sendespektren TX1, TX2 und gleichzeitiges Aussenden der modulierten Sendespektren TX1, TX2 mittels der Sendeantennen 40, 40a durchgeführt.
-
In einem Schritt 330 werden ein Demodulieren und Digitalisieren eines von der Empfangsantenne 50 empfangenen Empfangssignals durchgeführt.
-
In einem Schritt 340 wird ein Erzeugen eines Empfangsspektrums RX1, RX2 pro Sendespektrum TX1, TX2 durchgeführt, wobei ein Aufteilen der OFDM-Unterträger entsprechend ihrer Aufteilung in den Sendespektren TX1, TX2 durchgeführt wird.
-
In einem Schritt 350 wird ein Eliminieren der gesendeten Signalformen der Sendespektren TX1, TX2 aus den Empfangsspektren RX1, RX2 durchgeführt.
-
In einem Schritt 360 wird ein Erzeugen eines Radarbildes pro Empfangsspektrum RX1, RX2 durchgeführt.
-
In einem Schritt 370 werden schließlich ein Auswerten der Radarbilder in einer Abstandsdimension und in einer Geschwindigkeitsdimension und ein Durchführen einer Signalauswertung für das Empfangssignal durchgeführt.
-
Vorteilhaft stellt die Erfindung eine Kombination aus MIMO-Radar in OFDM-Technologie bereit, die einen optimiert messbaren Abstandsbereich bei einer maximal möglichen Trennfähigkeit aufweist. Eine verbesserte Winkelschätzung eines MIMO-Systems ist dadurch unterstützt, dass Ressourcen betreffend Abstands- und Geschwindigkeitsschätzung nicht verringert sind.
-
Der Fachmann wird die beschriebenen Merkmale der Erfindung geeignet abwandeln und miteinander kombinieren, ohne vom Kern der Erfindung abzuweichen.
