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Die vorliegende Anmeldung betrifft Resonanz-DC/DC-Wandler, insbesondere eine sekundärseitige Steuerung von Resonanz-DC/DC-Wandlern.
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Die Fähigkeit von Resonanzwandlern, ein beinahe verlustfreies Schalten zu erzielen, ermöglicht einen effizienten Hochfrequenzbetrieb. Bei Anwendungen mit hochdynamischen Lasten und/oder einer Trennung in dem Rückkopplungspfad begrenzen jedoch Implementierungseinzelheiten im Grunde die erreichbare Frequenz. Im Fall von getrennten Topologien wird ein Optokoppler verwendet, um eine Trennung zwischen der abgetasteten Ausgabe (Spannung oder Strom) der Sekundärseite und der Steuerung auf der Primärseite bereitzustellen. Die Steuerung des Resonanzwandlers reagiert auf die Anforderungen der Ausgabe, um eine Regelung aufrechtzuerhalten, indem die Steuergröße der primärseitigen Vorrichtungen eingestellt wird. Optokoppler sind langsame Vorrichtungen, die die erreichbare Bandbreite des Steuerkreises begrenzen. Dies widerspricht einem der Vorteile eines Hochfrequenzbetriebs, der in der Fähigkeit besteht, die Bandbreite des Kreises zu erhöhen. Sogar in nicht getrennten Anwendungen arbeitet die Rückkopplungsschleife auf der Frequenz der primärseitigen Vorrichtungen. Bei einer sekundärseitigen Steuerung arbeitet der Kreis in jedem Halbzyklus der Schaltperiode, wodurch die Antwortzeit wirkungsvoll halbiert wird. Ferner zeigen bestimmte Resonanzwandler mangelhaftes Verhalten, wenn sie großen Lastschwankungen unterzogen werden. Zum Beispiel verliert der Serienresonanzwandler bei einer herkömmlichen frequenzvariablen Steuerung (VF-Steuerung) bei lastfreien Bedingungen die Regelung. Eine sekundärseitige Steuerung kann dies überwinden.
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Eine sekundärseitige Steuertechnik umfasst ein Steuern des Betrages der Resonanzenergie, die an die Last übertragen wird. Ein herkömmlicher Ansatz umfasst die Einführung einer Phasenverschiebung in die Gatesignale von Synchrongleichrichtern in einem sekundären Transformatorsystem mit einem Mittelabgriff. Dieser Ansatz erlaubt es jedoch, dass ein Rückstrom in den Gleichrichtern fließt, was zu einer erhöhten Spannungswelligkeit am Ausgang führt. Ein anderer herkömmlicher Ansatz umfasst die Verwendung einer Vollbrückengleichrichterkonfiguration für einen Sekundärtransformator mit einer einfachen Wicklung. Zwei Gleichrichter sind einfache Dioden, und die anderen zwei Gleichrichter sind (steuerbare) Synchrongleichrichter. Bei diesem Ansatz befindet sich jedoch mindestens eine Diode in dem Gleichrichtungspfad, wodurch die erreichbare Effizienz bei Volllast begrenzt wird.
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Eine andere sekundärseitige Steuertechnik besteht in der Nutzung der Leitungsdifferenz des MOSFET-Kanals des Synchrongleichrichters und der intrinsischen Bodydiode. Ein herkömmlicher Ansatz umfasst die Verwendung eines Einfachmodulationsmodells, das ein niedrigeres transientes Verhalten aufweist als ein Zweiflankenmodulationsmodell. Ein anderer herkömmlicher Ansatz umfasst die Verwendung eines Zweiflankenmodulationsmodells, was zu der schnellsten erreichbaren Reaktion führt. Die Steuerung gibt jedoch den Kurs vor, da jeweils lediglich die Möglichkeit eines oder zweier ohmschen Abfälle oder eines oder zweier Diodenabfälle für Vollbrücken- und Mittelabgriff-Gleichrichter besteht.
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Gemäß einer Ausführungsform einer sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung umfasst die sekundärseitige Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung eine sekundärseitige Transformatorwicklung, einen Doppelweggleichrichter, der ein erstes Paar steuerbare Gleichrichter umfasst, das einen ersten Transistor, der mit einem ersten Anschluss der sekundärseitigen Transformatorwicklung verbunden ist, und einen zweiten Transistor, der mit einem zweiten Anschluss der sekundärseitigen Transformatorwicklung verbunden ist, umfasst, und eine Steuereinheit. Die Steuereinheit ist dazu ausgebildet, das Schalten der Transistoren des Doppelweggleichrichters derart zu steuern, dass der Doppelweggleichrichter (a) eine gleichgerichtete Ausgabe zum Versorgen einer Last erzeugt, indem Strom durch die sekundärseitige Transformatorwicklung oder Spannung über der sekundärseitigen Transformatorwicklung gleichgerichtet wird, und (b) die gleichgerichtete Ausgabe regelt.
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Ein entsprechendes Verfahren zum Gleichrichten und Regeln unter Verwendung der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung umfasst: Schalten der Transistoren des Doppelweggleichrichters, so dass der Doppelweggleichrichter eine gleichgerichtete Ausgabe zum Versorgen der Last erzeugt, indem Strom durch die sekundärseitige Transformatorwicklung oder Spannung über der sekundärseitigen Transformatorwicklung gleichgerichtet wird, und Schalten der Transistoren des Doppelweggleichrichters, um die gleichgerichtete Ausgabe zu regeln.
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Gemäß einer Ausführungsform eines elektronischen Systems umfasst das elektronische System eine Last, eine sekundärseitige Transformatorwicklung, einen Doppelweggleichrichter, der die sekundärseitige Transformatorwicklung mit der Last koppelt und ein erstes Paar steuerbare Gleichrichter umfasst, das einen ersten Transistor, der mit einem ersten Anschluss der sekundärseitigen Transformatorwicklung verbunden ist, und einen zweiten Transistor, der mit einem zweiten Anschluss der sekundärseitigen Transformatorwicklung verbunden ist, umfasst, und eine Steuereinheit. Die Steuereinheit ist dazu ausgebildet, das Schalten der Transistoren des Doppelweggleichrichters derart zu steuern, dass der Doppelweggleichrichter (a) eine gleichgerichtete Ausgabe zum Versorgen der Last erzeugt, indem Strom durch die sekundärseitige Transformatorwicklung oder Spannung über der sekundärseitigen Transformatorwicklung gleichgerichtet wird, und (b) die gleichgerichtete Ausgabe regelt.
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Ein Fachmann wird bei der Lektüre der nachstehenden ausführlichen Beschreibung und bei Ansicht der begleitenden Zeichnungen zusätzliche Merkmale und Vorteile erkennen.
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Die Elemente der Zeichnungen sind in Bezug aufeinander nicht notwendigerweise maßstabsgetreu. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechend ähnliche Elementente. Die Merkmale der verschiedenen dargestellten Ausführungsformen können kombiniert werden, sofern sie sich nicht gegenseitig ausschließen. Ausführungsformen sind in den Zeichnungen veranschaulicht und sind in der nachstehenden Beschreibung erläutert.
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1 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines elektronischen Systems, das eine sekundärseitige Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung zum Versorgen einer Last umfasst.
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2 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung von 1, die als ein Resonanzwandler des Spannungstyps implementiert ist.
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3 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit einem Betrieb der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung von 2 assoziiert sind, der eine alternierende Flankenmodulation zum Erzielen einer Gleichrichtung und Regelung verwendet.
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4 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung von 1, die als ein Resonanzwandler des Stromtyps implementiert ist.
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5 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit einem Betrieb der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung von 4 assoziiert sind, der eine alternierende Flankenmodulation zum Erzielen einer Gleichrichtung und Regelung verwendet.
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6 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit einem Betrieb der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung von 4 assoziiert sind, der eine Phasensprungmodulation mit einer Rückflankenmodulation zum Erzielen einer Gleichrichtung und Regelung verwendet.
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7 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit einem Betrieb der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung von 4 assoziiert sind, der eine Phasensprungmodulation mit einer Vorderflankenmodulation zum Erzielen einer Gleichrichtung und Regelung verwendet.
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8 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit einem Betrieb der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung von 4 assoziiert sind, der eine Phasensprungmodulation mit einer alternierenden Flankenmodulation zum Erzielen einer Gleichrichtung und Regelung verwendet.
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9 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung von 1, die mit lediglich einem Paar steuerbare Gleichrichter und einer Mittelabgriff-Konfiguration implementiert ist.
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10 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit einem Betrieb der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung von 9 assoziiert sind, der eine alternierende Flankenmodulation zum Erzielen einer Gleichrichtung und Regelung verwendet.
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11 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer Ausführungsform einer Nulldurchgangserfassungsschaltung zum Verwenden mit einem Resonanzwandler des Stromtyps, der eine einzelne Gleichrichtungs- und Regelungsstufe aufweist.
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12 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform einer Nulldurchgangserfassungsschaltung zum Verwenden mit einem Resonanzwandler des Stromtyps, der eine einzelne Gleichrichtungs- und Regelungsstufe aufweist.
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13 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer noch anderen Ausführungsform einer Nulldurchgangserfassungsschaltung zum Verwenden mit einem Resonanzwandler des Stromtyps, der eine einzelne Gleichrichtungs- und Regelungsstufe aufweist.
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Ausführungsformen, die hier beschrieben werden, verwenden eine sekundärseitige Steuerung zum Versorgen einer Last. Die Granularität der hier beschriebenen Techniken ist feinkörniger und kann zwei ohmsche Abfälle, ein ohmscher und ein Diodenabfall oder zwei Diodenabfälle im Fall eines Vollbrücken-Gleichrichters sein. Die hier beschriebene Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung umfasst eine Transformatorwicklung, einen Doppelweggleichrichter und eine Steuereinheit. Der Doppelweggleichrichter weist ein erstes Paar steuerbare Gleichrichter auf, das einen ersten Transistor, der mit einem ersten Anschluss der Transformatorwicklung verbunden ist, und einen zweiten Transistor, der mit einem zweiten Anschluss der Transformatorwicklung verbunden ist, umfasst. Der Doppelweggleichrichter kann je nachdem, ob eine Mittelabgriff-Konfiguration verwendet wird, lediglich das erste Paar steuerbare Gleichrichter oder auch ein zweites Paar steuerbare Gleichrichter umfassen, wie hier nachstehend ausführlicher erläutert. In beiden Fällen ist die Steuereinheit dazu ausgebildet, das Schalten der Transistoren des Doppelweggleichrichters derart zu steuern, dass der Doppelweggleichrichter (a) eine gleichgerichtete Ausgabe zum Versorgen einer Last erzeugt, indem Strom durch die Transformatorwicklung oder Spannung über der Transformatorwicklung gleichgerichtet wird, und (b) die gleichgerichtete Ausgabe regelt. Daher ist eine zusätzliche Regelungsstufe, wie z.B. ein nicht getrennter DC/DC-Wandler, oder eine Rückkopplung in die Steuerung auf der Primärseite nicht notwendig, da die Transistoren des Doppelweggleichrichters gesteuert werden, um sowohl eine Gleichrichtung als auch eine Regelung an die Last bereitzustellen. Daher wird lediglich eine Umwandlungsstufe in der sekundärseitigen Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung verwendet, wodurch hohe Effizienz gefördert wird und Größe und Kosten reduziert werden.
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1 veranschaulicht eine Ausführungsform der Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 und ein elektronisches System 102, das die (sekundärseitige) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 und eine primärseitige Schaltung 104 umfasst. Die primärseitige Schaltung 104 ist mit der Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 mithilfe eines Transformators 103 gekoppelt. Der Transformator 103 stellt eine Trennung und/oder ein Spannungsumwandlungsverhältnis bereit. Die primärseitige Schaltung 104 umfasst eine Zerhackerschaltung 106, die entweder eine Vollbrücken- oder eine Halbbrückenkonfiguration bildet, ein Resonanznetzwerk 108, das eine Konfiguration von Induktivitäten und Kondensatoren aufweist, die primäre Wicklung 110 des Transformators 103 und eine Steuereinheit 112 zum Steuern des Betriebs der Zerhackerschaltung 106 und Kommunizieren mit der (sekundärseitigen) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung. Zum Beispiel stellt die primärseitige Steuereinheit 112 die Frequenz oder eine andere Steuergröße von Transistoren Q1 bis Q4 der Zerhackerschaltung 106 ein. Die Zerhackerschaltung 106 der primärseitigen Schaltung 104 weist eine Vollbrückenkonfiguration in 1 auf, die Transistoren Q1, Q2, Q3 und Q4 umfasst. Die primärseitige Steuereinheit 112 erzeugt Signale („Gate Q1“, „Gate Q2“ usw.) zum Schalten der Transistoren der Zerhackerschaltung 106. Die Gleichspannungseingabe (Vin) der primärseitigen Schaltung 104 ist als eine DC-Quelle dargestellt, die mithilfe mehrerer Umwandlungsstufen von dem Netzstrom abgeleitet werden kann.
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Die (sekundärseitige) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 des elektronischen Systems 102 umfasst die sekundäre Wicklung 116 eines Transformators 103, einen Doppelweggleichrichter 118 und eine Steuereinheit 120. Gemäß dieser Ausführungsform weist der Doppelweggleichrichter 118 zwei Paare steuerbare Gleichrichter auf. Das erste Paar steuerbare Gleichrichter umfasst einen ersten Transistor (S1), der mit einem ersten Anschluss der sekundären Transformatorwicklung 116 verbunden ist, und einen zweiten Transistor (S2), der mit einem zweiten Anschluss der Transformatorwicklung 116 verbunden ist. Das zweite Paar steuerbare Gleichrichter umfasst einen dritten Transistor (S3), der mit dem zweiten Anschluss der sekundären Transformatorwicklung 116 verbunden ist, und einen vierten Transistor (S4), der mit dem ersten Anschluss der Transformatorwicklung 116 verbunden ist. Die Transistoren des Doppelweggleichrichters 118 werden als gesteuerte Gleichrichter betrieben und können daher eine beliebige gewöhnliche Transistorart sein, die für den Gebrauch als ein Synchrongleichrichter geeignet ist, wie z.B. FETs (Feldeffekttransistoren), IGBTs (Bipolartransistoren mit isolierter Gateelektrode) usw., wo der Schaltzustand der Transistoren darüber bestimmt, ob die Transistoren als Dioden oder zum Gleichrichten eines niedrigen Wechselstroms mit einem kleinen Spannungsabfall ausgelegt sind. Die sekundärseitige Steuereinheit 120 erzeugt jeweilige Gatesignale („Gate S1“, „Gate S2“ usw.), um das Schalten der Gleichrichtertransistoren zu steuern, so dass der Doppelweggleichrichter 118 (a) eine gleichgerichtete Ausgabe zum Versorgen der Last 114 des elektronischen Systems 102 erzeugt, indem Strom durch die sekundäre Transformatorwicklung 116 oder Spannung über der Transformatorwicklung 116 gleichgerichtet wird, und (b) die gleichgerichtete Ausgabe regelt. Die Last 114 kann eine elektronische Vorrichtung sein, wie z.B. eine CPU (zentrale Verarbeitungseinheit), GPU (Grafikverarbeitungseinheit), ein Speicher (z.B. 48V/1V, der einen Resonanzwandler verwendet), oder die Last 114 kann ein anderer Wandler sein, z.B. um einen 400V/48V-Wandler oder einen 400V/12V-Wandler für einen Server zu implementieren.
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Gemäß der Ausführungsform von 1 verwendet die sekundärseitige Steuereinheit 120 eine alternierende Flankenmodulation zum Schalten der Transistoren des Doppelweggleichrichters 118, um den Bereich der Steuerbarkeit zu erhöhen. Die alternierende Flankenmodulationstechnik kann auf Resonanztopologien des Spannungstyps oder des Stromtyps angewendet werden. Die Bezeichnung Spannungstyp oder Stromtyp kennzeichnet den sinusförmigen Signalverlauf, der für Leistungsübertragung zuständig ist.
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2 zeigt die (sekundärseitige) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 und einen entsprechenden Filter 122 des elektronischen Systems 102 von 1, die als ein Resonanzwandler des Spannungstyps implementiert ist, wobei Vsec die zeitveränderliche Spannung über den Anschlüssen der sekundären Transformatorwicklung 116 und isec der entsprechende Strom in der Transformatorwicklung 116 ist. Der Filter 122 ist als ein Tiefpassfilter gezeigt, der eine Induktivität (Lf) und einen Kondensator (Cf) zum Koppeln des Resonanzwandlers des Spannungstyps 100 mit der Last 114 umfasst. Der Betrieb des in 2 dargestellten Resonanzwandlers des Spannungstyps 100 wird als Nächstes unter Bezugnahme auf 3 ausführlicher erläutert.
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3 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit dem Betrieb des Resonanzwandlers des Spannungstyps 100 von 2 assoziiert sind, wobei Vcomp ein kompensiertes Fehlersignal ist, das in jedem linearen Steuernetzwerk vorliegt. Die sekundärseitige Steuereinheit 120 verwendet eine Rückflankenmodulation zum Schalten von Transistoren S1 und S3 des Doppelweggleichrichters 118 und eine Vorderflankenmodulation zum Schalten von Transistoren S2 und S4 des Wandlers 118. In einer Ausführungsform schaltet die sekundärseitige Steuereinheit 120 den ersten und den dritten Gleichrichtertransistor S1, S3 auf der Grundlage eines Rückflanken-PWM-Signals (Pulsweitenmodulationssignal) (Vtmod), das mit dem Resonanzstrom- oder dem Resonanzspannungsverlauf (isec oder Vsec) für die sekundäre Transformatorwicklung 116 synchronisiert ist. Die sekundärseitige Steuereinheit 120 schaltet außerdem den zweiten und den vierten Gleichrichtertransistor S2, S4 auf der Grundlage eines Vorderflanken-PWM-Signals (Vlmod), das ebenfalls mit dem Resonanzsignalverlauf synchronisiert ist. Das Rückflanken- und das Vorderflanken-PWM-Signal Vtmod, Vlmod gehen jeweils bei Nulldurchgangspunkten des Resonanzsignalverlaufs gegen (d.h. nähern sich) null.
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Die sekundärseitige Steuereinheit 120 schaltet als Reaktion darauf, dass das Rückflanken-PWM-Signal Vtmod über das kompensierte Fehlersignal Vcomp steigt, den ersten Gleichrichtertransistor S1 aus, wenn der erste Transistor S1 eingeschaltet ist, oder sie schaltet den dritten Gleichrichtertransistor S3 aus, wenn der dritte Transistor S3 eingeschaltet ist. Die sekundärseitige Steuereinheit 120 schaltet gleichermaßen als Reaktion darauf, dass das Vorderflanken-PWM-Signal Vlmod unter das Fehlersignal Vcomp fällt, den zweiten Gleichrichtertransistor S2 ein, wenn der zweite Transistor S2 ausgeschaltet ist, oder sie schaltet den vierten Gleichrichtertransistor S4 ein, wenn der vierte Transistor S4 ausgeschaltet ist, Die Gatespannungen der Gleichrichtertransistoren sind jeweils als VgS1, VgS2, VgS3 und VgS4 in 4 gekennzeichnet, deren Pegel den jeweiligen Gatesignalen („Gate S1“, „Gate S2“ usw.) entsprechen, die durch die in 1 dargestellte sekundärseitige Steuereinheit 120 erzeugt werden. Das Gleichrichtungs- und Regelungsverhalten des Doppelweggleichrichters 118 ist identisch, wenn das Modulationsmodell umgeschaltet wird, d.h. eine Vorderflankenmodulation für Gleichrichtertransistoren S1 und S3 verwendet wird und eine Rückflankenmodulation für die Gleichrichtertransistoren S2 und S4 verwendet wird.
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Wenn die Transistoren des Doppelweggleichrichters 118 in einem offenen Regelkreis betrieben werden, entspricht in beiden Fällen die gleichgerichtete Spannung (Vrect) der um zwei ohmsche Abfälle (2IoRds) der Transistoren reduzierten gleichgerichteten Transformatorwicklungsspannung, d.h. Vrect = |Vsec| – 2IoRds, wobei Io der Transistorausgangsstrom (z.B. Drainstrom eines FET) ist und Rds der Transistor-Durchlasswiderstand (z.B. der Drain-Source-Widerstand eines FET) ist. Bei einer alternierenden Flankenmodulation gibt es drei mögliche Gleichrichterspannungsabfälle: (1) 2IoRds; (2) VF + IoRds; oder (3) 2VF, wobei VF die Durchlassspannung der Transistorbodydioden ist Die Bodydioden leiten nicht bei Volllast. Wenn die Last abnimmt, wird ermöglicht, dass die Bodydioden einen größeren Abschnitt des Zyklus leiten, wodurch ermöglicht wird, dass der Doppelweggleichrichter 118 sowohl eine Gleichrichtung als auch eine Regelung in einer einzelnen Resonanzwandlerstufe des Spannungstyps durchführt.
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Genauer wird die Ausgangsspannung des in
2 dargestellten Resonanzwandlers des Spannungstyps
100 folgendermaßen berechnet:
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Unter Verwendung der Verhältnisse
ergibt sich die Grundwechselspannung im stabilen Zustand über der primären Transformatorwicklung
110 durch:
wobei D
SR das Tastverhältnis der Transistoren ist, die als Synchrongleichrichter arbeiten, und dem Verhältnis von V
comp zu dem Betrag der Modulatoren (V
tmod = V
lmod) gleicht. N ist das Wicklungsverhältnis der primären Transformatorwicklung
110 zu der sekundären Transformatorwicklung
116. Der Umwandlungsfaktor β ist gegeben durch:
β = 1 + γ(1 – DSR) + λDSR (3)
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Aus Gleichungen (1) bis (3) geht hervor, dass ein Einstellen der Leitung der Gleichrichtertransistoren die Spannung an der primären Transformatorwicklung 110 ändert, was eine Änderung der Übertragungscharakteristik des Resonanztanks impliziert. Daher wird eine Lastregelung durch die alternierende Flankenmodulation der Doppelweggleichrichtertransistoren an der (sekundärseitigen) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 erreicht.
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4 zeigt die (sekundärseitige) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 und einen entsprechenden Filter 122 des elektronischen Systems 102 von 1, die als ein Resonanznetzwerk des Stromtyps implementiert ist, wobei isec der zeitveränderliche Strom in der sekundären Transformatorwicklung 116 ist. Der Filter 122 ist als ein Kondensator (Cf) zum Koppeln des Resonanzleistungswandlers des Stromtyps 100 mit der Last 114 implementiert. Der Betrieb der in 4 dargestellten (sekundärseitigen) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 wird als Nächstes unter Bezugnahme auf 5 ausführlicher erläutert.
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5 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit dem Betrieb des Resonanzleistungswandlers des Stromtyps 100 von 4 assoziiert sind, wobei Vcomp erneut ein kompensiertes Fehlersignal repräsentiert, das in einem linearen Steuernetzwerk vorhanden ist. Dem Transformatorwicklungsstromverlauf und dem gleichgerichteten Stromverlauf isec und irect kann entnommen werden, dass eine Einstellung des Tastverhältnisses DSR die Übertragungscharakteristik des Resonanztanks beeinflusst. Die maximale Leistung wird übertragen, wenn die Transistorkanäle des Doppelweggleichrichters 118 bei 100 % des Zyklus leiten, während die Übertragung einen Minimalwert aufweist, wenn die Gleichrichtertransistoren zu keinem Zeitpunkt leiten.
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Wie vorstehend hier erläutert, schaltet die Steuereinheit 120 der (sekundärseitigen) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 als Reaktion darauf, dass das Rückflanken-PWM-Signal Vtmod über das kompensierte Fehlersignal Vcomp steigt, den ersten Gleichrichtertransistor S1 aus (d.h. VgS1 = 0), wenn der erste Transistor S1 eingeschaltet ist, oder sie schaltet den dritten Gleichrichtertransistor S3 aus (d.h. VgS3 = 0), wenn der dritte Transistor S3 eingeschaltet ist. Die sekundärseitige Steuereinheit 120 schaltet gleichermaßen als Reaktion darauf, dass das Vorderflanken-PWM-Signal Vlmod unter das Fehlersignal Vcomp fällt, den zweiten Gleichrichtertransistor S2 ein (d.h. VgS2 = 1), wenn der zweite Transistor S2 ausgeschaltet ist, oder sie schaltet den vierten Gleichrichtertransistor S4 ein (d.h. VgS4 = 1), wenn der vierte Transistor S4 ausgeschaltet ist. Die Gatespannungspegel der Gleichrichtertransistoren VgS1, VgS2, VgS3 und VgS4 in 5 entsprechen den jeweiligen Gatesignalen („Gate S1“, „Gate S2“ usw.), die durch die in 1 dargestellte sekundärseitige Steuereinheit 120 erzeugt werden. Erneut ist das Gleichrichtungs- und Regelungsverhalten des Doppelweggleichrichters 118 identisch, wenn das Modulationsmodell umgeschaltet wird, wie vorstehend hier erläutert. In beiden Fällen und bei einer alternierenden Flankenmodulation gibt es drei mögliche Gleichrichterspannungsabfälle: (1) 2isecRds; (2) VF + isecRds; oder (3) 2VF, wobei VF die Durchlassspannung der Transistorbodydioden ist. Wenn die Last abnimmt, wird es ermöglicht, dass die Bodydioden einen größeren Abschnitt des Zyklus leiten, wodurch ermöglicht wird, dass der Doppelweggleichrichter 118 sowohl eine Gleichrichtung als auch eine Regelung in einer einzelnen Stufe des Resonanzleistungswandlers des Stromtyps durchführt.
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6 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit dem Betrieb der (sekundärseitigen) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung des Stromtyps 100 von 4 assoziiert sind, der auf einem Phasensprungmodulationsmodel (PSM-Modell) basiert. Gemäß dieser Ausführungsform schaltet die Steuereinheit 120 der (sekundärseitigen) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 die Transistoren jedes Paars steuerbare Gleichrichter auf eine komplementäre Weise mit einem ungefähr 50-%-Tastverhältnis. Die sekundärseitige Steuereinheit 120 führt außerdem eine Phasenverschiebung (ϕ) zwischen den Paaren von steuerbaren Gleichrichtern ein. Die in 6 dargestellten resultierenden Signalverläufe verwenden eine Rückflankenmodulation (gewöhnliche Phasensprungmodulationstechnik), um die Phasenverschiebung zu erzeugen.
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Wenn benachbarte Gleichrichtertransistoren (S1 und S3 oder S2 und S4) durch die sekundärseitige Steuereinheit 120 eingeschaltet werden, zirkuliert ein Resonanzstrom, ohne dass er an die Last 114 gesendet wird und ohne eine große Ausgangsspannungswelligkeit. Bei einer Rückflankenmodulation beginnt der gleichgerichtete Stromverlauf (irect) bei dem Nulldurchgang, der den Halbzyklus startet, und hört vor dem Ende des Halbzyklus auf. Wenn stattdessen eine Vorderflankenmodulation verwendet wird, würde der gleichgerichtete Stromverlauf zu einem Zeitpunkt nach dem Nulldurchgang, der den Halbzyklus startet, beginnen, und dann beim Nulldurchgang am Ende des Halbzyklus enden, wie in 7 dargestellt. Der gleichgerichtete Stromverlauf kann an dem Peak des gleichgerichteten Transformatorwicklungsstroms (isec) zentriert werden, wenn eine alternierende Flankenmodulation zum Erzeugen der Phasenverschiebung verwendet wird, wie in 8 dargestellt. Zum Beispiel kann die sekundärseitige Steuereinheit 120 eine Rückflankenmodulation zum Schalten des ersten und des vierten Gleichrichtertransistors (S1 und S4) und eine Vorderflankenmodulation zum Schalten des zweiten und des dritten Gleichrichtertransistors (S2 und S3) verwenden, um die Phasenverschiebung (ϕ) zwischen den Paaren von steuerbaren Gleichrichtern einzuführen. In beiden Fällen ist der durch den Doppelweggleichrichter 118 ausgegebene Strom (irect) sowohl gleichgerichtet als auch geregelt, wie in 6 dargestellt.
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Gemäß den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen wird eine PWM-basierte alternierende Flankenmodulation verwendet, um die Signalverläufe in 3 und 5 zu erzeugen, wobei obere Transistoren S1 und S3 des Doppelweggleichrichters 118 mithilfe eines Modulationsmodells gesteuert werden, und die unteren Gleichrichtertransistoren S2 und S4 mithilfe des entgegengesetzten Modells gesteuert werden. Jedoch können die Gleichrichtertransistoren für einen Resonanzwandler des Stromtyps unter Verwendung einer Phasensprungmodulation (PSM) umgeschaltet werden, um eine Gleichrichtung und Regelung in einer Stufe zu erreichen. Wie vorstehend für die Rückflankenmodulation beschrieben und in 6 dargestellt, arbeiten die Gleichrichtertransistoren S1 und S4 jeweils bei einem 50-%-Tastverhältnis und sind mit dem Transformatorwicklung-Stromverlauf (isec) phasenstarr. Die Gleichrichtertransistoren S2 und S3 werden komplementär mit einem 50-%-Tastverhältnis im stabilen Zustand geschaltet. Die Phasenverschiebung der Gleichrichtertransistoren S2 und S3 in Bezug auf die Gleichrichtertransistoren S1 und S4 wird durch die kompensierte Fehlerspannung Vcomp bestimmt. Dies ist eine gewöhnliche PSM (Phasensprungmodulation), die auf die Transistoren eines Doppelweggleichrichters 118 eines Resonanzwandlers zum Bereitstellen einer Regelung angewendet wird.
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7 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit dem Betrieb der (sekundärseitigen) Resonanzgleichrichtungs- und Regelungsschaltung des Stromtyps 100 von 4 assoziiert sind, der auf einem PSM-Modell basiert, das eine Vorderflankenmodulation statt einer Rückflankenmodulation zum Steuern des Schaltens der Gleichrichtertransistoren verwendet. Wie in 7 zu sehen ist, schaltet die sekundärseitige Steuereinheit 120 den ersten und den vierten Gleichrichtertransistor S1, S4 mit einem ungefähr 50-%-Tastverhältnis auf der Grundlage eines Vorderflanken-PWM-Signals (Vlmod), das mit dem Transformatorwicklungsstromverlauf (isec) phasenstarr ist. Die Gleichrichtertransistoren S2 und S3 werden komplementär mit einem 50-%-Tastverhältnis in einem stabilen Zustand geschaltet und die Phasenverschiebung (ϕ) der Transistoren S2 und S3 in Bezug auf die Transistoren S1 und S4 wird auch hier durch die kompensierte Fehlerspannung Vcomp bestimmt, wie in 7 dargestellt.
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8 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit dem Betrieb der (sekundärseitigen) Resonanzgleichrichtungs- und Regelungsschaltung des Stromtyps 100 von 4 assoziiert sind, der auf einem Phasensprungmodulationsmodell basiert, das alternierende Flankenmodulation zum Steuern des Schaltens der Gleichrichtertransistoren verendet. Die alternierende Flankenmodulation stellt eine PSM-Gleichrichtung bereit, aber jedes Modulationsmodell (Vorderflanken- und Rückflankenmodulation) ist für die oberen und die unteren Transistoren (S1/S4 oder S2/S3) des Doppelweggleichrichters 118 zuständig. Insbesondere erzeugt die sekundärseitige Steuereinheit 120 ein Rückflanken-PWM-Signal (Vtmod), das phasenstarr mit dem Transformatorwicklungsstromverlauf (isec) ist, zum Schalten des ersten und des vierten Gleichrichtertransistors S1, S4 mit einem ungefähr 50-%-Tastverhältnis. Die sekundärseitige Steuereinheit 120 erzeugt außerdem ein Vorderflanken-PWM-Signal (Vlmod), das phasenstarr mit dem Transformatorwicklungsstromverlauf (isec) ist, zum Schalten des zweiten und des dritten Gleichrichtertransistors S2, S3 ebenfalls mit einem ungefähr 50-%-Tastverhältnis. Ähnlich den vorstehend beschriebenen Vorderflanken- und Rückflanken-PSM-Ausführungsformen wird die Phasenverschiebung (ϕ) der Gleichrichtertransistoren S2 und S3 in Bezug auf die Gleichrichtertransistoren S1 und S4 durch die kompensierte Fehlerspannung Vcomp bestimmt, wie in 8 dargestellt. In einer Ausführungsform ist Vcomp z.B. auf die Hälfte der Modulationsspannung begrenzt, so dass die Ladung nicht aus dem Filterkondensator (Cf) entfernt wird und die Ausgangswelligkeit nicht steigt.
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Ein wesentlicher Unterschied zwischen einer PSM für die Gleichrichtung im Vergleich zu einer PWM besteht darin, dass der Strom zu dem Filter 122 nur dann fließt, wenn entgegengesetzte Schalter des Doppelweggleichrichters 118 eingeschaltet sind (z.B. S1 und S3, oder S2 und S4). Andernfalls zirkuliert der Strom. Eine PWMbasierte Schaltungssteuerung nutzt den Leitungsunterschied eines FET und einer Diode. Eine PSM-basierte Schaltungssteuerung erreicht die Regelung durch Steuern des Strombetrags, der an die Last 114 geliefert wird, und ist lediglich auf Resonanzwandler des Stromtyps anwendbar.
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9 veranschaulicht eine andere Ausführungsform der (sekundärseitigen) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100. Die in 9 dargestellte Ausführungsform ist der in 1 gezeigten Ausführungsform ähnlich, allerdings weist der Doppelweggleichrichter 118 lediglich ein Paar steuerbare Gleichrichter, das Transistoren S1 und S2 umfasst, und einen Mittelabgriff zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss der sekundären Transformatorwicklung 116 auf. Die Transistoren S1 und S2 richten das Spannungs- oder Stromsignal (Vsec oder isec) für den jeweiligen Halbzyklus auf der Grundlage der kompensierten Fehlerspannung Vcomp gleich. Wenn die Gleichrichtertransistoren eingeschaltet sind, kommt ein IR-Abfall über den Vorrichtungen zustande, wodurch die gleichgerichtete Spannung Vrect = |Vsec| – IoRds beträgt, wobei IoRds der IR-Abfall für einen FET darstellt. Wenn die Gleichrichtertransistoren ausgeschaltet sind, beträgt die gleichgerichtete Spannung Vrect = |Vsec| – VF, wobei VF die Durchlassspannung der Transistorbodydioden darstellt. Die Technik kann auf Topologien des Stromtyps angewendet werden und die entsprechenden Signalverläufe würden dann 5 ähnlich sein, wo die Transformatorwicklungsspannung durch eine einzelne IR- oder VF-Spannung verzerrt ist.
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10 veranschaulicht verschiedene Signalverläufe, die mit dem Betrieb der (sekundärseitigen) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 von 9 assoziiert sind. In Betrieb schaltet die sekundärseitige Steuereinheit 120 (in 9 nicht dargestellt) den ersten Gleichrichtertransistor S1 auf der Grundlage eines Rückflanken-PWM-Signals Vtmod, das mit dem Resonanzstrom- oder Resonanzspannungsverlauf (isec oder Vsec) für die sekundäre Transformatorwicklung 116 synchronisiert ist, und sie schaltet den zweiten Gleichrichtertransistor S2 auf der Grundlage eines Vorderflanken-PWM-Signals Vlmod, das ebenfalls mit dem Resonanzsignalverlauf synchronisiert ist. Das Rückflanken- und das Vorderflanken-PWM-Signal gehen jeweils gegen (nähern sich) null bei Nulldurchgangspunkten des Resonanzsignalverlaufs, wie vorstehend hier beschrieben. Die sekundärseitige Steuereinheit 120 schaltet den ersten Gleichrichtertransistor S1 aus, wenn der erste Transistor S1 eingeschaltet ist, als Reaktion darauf, dass das Rückflanken-PWM-Signal Vtmod über die kompensierte Fehlerspannung Vcomp steigt. Die sekundärseitige Steuereinheit 120 schaltet den zweiten Gleichrichtertransistor S2 ein, wenn sowohl der erste als auch der zweite Transistor S1 und S2 ausgeschaltet sind, als Reaktion darauf, dass das Vorderflanken-PWM-Signal Vlmod unter das Fehlersignal Vcomp fällt.
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Sowohl in der Ausführungsform des Resonanzwandlers des Spannungstyps als auch des Stromtyps, die hier vorstehend beschrieben wurden, misst, erfasst, schätzt oder erkennt die (sekundärseitige) Gleichrichtungs- und Regelungsschaltung 100 auf eine andere Weise die Nulldurchgangspunkte in dem Resonanzsignalverlauf (Vsec für ein Resonanznetzwerk des Spannungstyps und isec für ein Resonanznetzwerk des Stromtyps), um die vorstehend hier beschriebenen einstufigen Gleichrichtungs- und Regelungsmodulationsmodelle zu implementieren. Spannungsabtastschaltungen zum Abtasten von Vsec sind unkompliziert und allgemein bekannt und daher wird keine weitere Erläuterung diesbezüglich in Verbindung mit den Ausführungsformen des Resonanzwandlers des Spannungstyps präsentiert. Eine Nulldurchgangserfassung für Resonanzwandler des Stromtyps ist tendenziell komplexer, wobei einige Ausführungsformen davon nachstehend in Verbindung mit 11 bis 13 ausführlicher beschrieben werden.
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11 veranschaulicht eine Ausführungsform einer Nulldurchgangserfassungsschaltung zum Verwenden mit den hier beschriebenen Resonanzwandlern des Stromtyps. Gemäß dieser Ausführungsform wird ein Shuntwiderstand (Rshunt) in dem Strompfad angeordnet und die Spannung über dem Shuntwiderstand wird durch einen Komparator 130 gemessen, um Nulldurchgänge in isec zu bestimmen.
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12 veranschaulicht eine andere Ausführungsform einer Nulldurchgangserfassungsschaltung zum Verwenden mit den hier beschriebenen Resonanzwandlern des Stromtyps. Gemäß dieser Ausführungsform wird ein Stromtransformator (oder mehrere Stromtransformatoren) 140 in dem Strompfad angeordnet, um Nulldurchgänge in isec unter Verwendung eines Abtastnetzwerks 142 zu bestimmen. Mehr als ein Stromtransformator kann verwendet werden, um einen vollständigen Sinusverlauf zu erzeugen. Alternativ kann ein Stromtransformator verwendet werden, um einen Halbzyklus zu messen, und dann kann der zweite Halbzyklus vorhergesagt oder berechnet werden.
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13 veranschaulicht eine noch andere Ausführungsform einer Nulldurchgangserfassungsschaltung zum Verwenden mit den hier beschriebenen Resonanzwandlern des Stromtyps. Gemäß dieser Ausführungsform weisen zwei oder mehr von den Gleichrichtertransistoren S1, S2, S3, S4 zwei zusätzliche Anschlüsse 150, 152 auf, die ein Signal ausgeben, das in Zusammenhang mit dem Strom durch die jeweiligen Gleichrichtertransistoren steht. Zum Beispiel können die zwei zusätzlichen Anschlüsse 150, 152 für Stromspiegel, stromgesteuerte Spannungsquellen oder spannungsgesteuerte Spannungsquellen vorgesehen sein. Mindestens ein Gleichrichtertransistor in jedem Paar steuerbare Gleichrichter sollte in der Lage sein, die Strominformationen für einen vollständigen Resonanzzyklus zu liefern. Wenn jedoch lediglich ein Gleichrichtertransistor diese Information bereitstellen kann, ist lediglich eine Hälfte eines Zyklus bekannt und der zweite Halbzyklus kann vorhergesagt/berechnet werden, ähnlich wie bei der Stromtransformatorausführungsform von 12.
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Es versteht sich, dass die Merkmale der verschiedenen hier beschriebenen Ausführungsformen miteinander kombiniert werden können, sofern nicht anders spezifiziert.