DE102013222211B4 - Vorrichtung und Verfahren zur Detektion von Signalinterferenzen - Google Patents

Abstract

Vorrichtung zur Detektion von Signalinterferenzen in einem komplexen Empfangssignal mit folgenden Merkmalen: einer Prozessoreinrichtung (12; 12'), die ausgebildet ist, um eine Anzahl (N) von Abtastwerten des komplexen Empfangssignals zu erfassen; Realteile und Imaginärteile der Abtastwerte des komplexen Empfangssignals zu extrahieren (38; 42); Potenzen (48; 48a; 48b) der extrahierten Realteile (38) und der extrahierten Imaginärteile (42) mit einem Exponenten von 4 zu erhalten; einen Mittelwert der Potenzen zu erhalten (52a; 52b); die Normierungspotenzen (46; 46a; 46b) der extrahierten Realteile (38) und der extrahierten Imaginärteile (42) mit einem Exponenten von 2 zu erhalten; einen Mittelwert der Normierungspotenzen (54; 54a; 54b) zu erhalten; einen Realteilquotienten (56a) basierend auf dem Mittelwert (54a) der Potenzen (48a) der Realteile (38) und dem Mittelwert (52a) der Normierungspotenzen (46a) der Realteile (38), und einen Imaginärteilquotienten (56b) basierend auf dem Mittelwert (54b) der Potenzen (48b) der Imaginärteile (42) und dem Mittelwert (52b) der Normierungspotenzen (46b) der Imaginärteile (42) zu erhalten; einen Summenwert (62) basierend auf einem Quadratwert (58a), der auf dem Realteilquotienten (56a) beruht, und einem Quadratwert (58b), der auf dem Imaginärteilquotienten (56b) beruht, zu erhalten; und das Ergebnis basierend auf einem Wurzelwert (64), der auf dem Summenwert (62) beruht, zu erhalten, so dass basierend auf einer Potenz (48a; 48b) einer Komponente (38; 42) des komplexen Empfangssignals mit einem Exponenten größer als 2 ein Ergebnis erhalten wird, das auf der Potenz (48a; 48b) beruht. einer Vergleichseinrichtung (14) zum Vergleichen des Ergebnisses mit einem vordefinierten Schwellwert (16), um ein Signalinterferenzdetektionsergebnis abhängig von dem Vergleich zu erhalten.

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Detektion von Signalinterferenzen in der funkgestützten Kommunikation durch Auswertung des empfangenen Funksignals.
• Die funkbasierte Kommunikation wird zunehmend auch in der industriellen Automatisierungstechnik eingesetzt und ermöglicht kostengünstigere und flexiblere Fertigungsprozesse sowie die Umsetzung neuer Automatisierungskonzepte. Die Anforderungen an die funkbasierte Kommunikation, besonders an Zuverlässigkeit und Zeitverhalten, bspw. Echtzeitfähigkeit sind für diesen Anwendungsfall bedeutend höher als beispielsweise für den Heim- und Bürobereich.
• Als problematisch erweist sich bei der Erfüllung dieser Anforderung die Tatsache, dass alle funkbasierten Kommunikationssysteme die begrenzte Ressource Funkspektrum gemeinsam nutzen und darum konkurrieren. Die Konkurrenz ist speziell in den sogenannten Industrial, Scientific and Medical (ISM) Bändern, d. h. Frequenzbereiche die ohne Zuteilung durch Regulierungsbehörden in Industrie, Wissenschaft, Medizin, in häuslichen und ähnlichen Bereichen genutzt werden können, groß. Darüber hinaus treten hochfrequente sowie niederfrequente Störungen durch beispielsweise Mikrowellensysteme oder Lichtbogenschweißen bzw. durch Transformatoren oder Motoren auf. Hierbei ist zu beachten, dass die Ausbreitung elektromagnetischer Wellen nicht örtlich begrenzt ist.
• Durch das sogenannte Frequenzmanagement bzw. Koexistenzmanagement, welches bspw. durch die VDI/VDE-Richtlinie 2185 definiert ist, kann die Koexistenz von Funkanwendungen hergestellt und gewährleistet werden, welche die Grundvoraussetzung für die Erfüllung der Anforderungen ist. Das Problem dabei ist, dass das Frequenzmanagement nur Koexistenz zwischen erfassten Systemen gewährleisten kann. Fremdsysteme, wie etwa Mobiltelefone mit WLAN, Bluetooth, etc. und Störungen, wie die oben genannten, können die funkbasierte Kommunikation stören und damit ihre Zuverlässigkeit und Zeitverhalten negativ beeinflussen.
• Ansätze, um diese Effekte abzumildern beschreiben bspw. in [1], dass die Vorgaben des Frequenzmanagements z. B. durch „... ein automatisches System zur permanenten Überwachung des Funkspektrums installiert werden, das gegebenenfalls Unregelmäßigkeiten bereits feststellen kann, auch wenn diese noch keine Auswirkung auf den Anlagenbetrieb haben” Berücksichtigt werden können. Eine Realisierung eines solchen „automatischen Systems zur permanenten Überwachung des Funkspektrums” ist in [2] beschrieben. Dabei wird das Spektrum (Leistung über der Frequenz) im 2,4 GHz-ISM-Band gemessen und mit den in einer Lernphase bestimmten typischen Umgebungsbedingungen (Maske) verglichen. Überschreitet das gemessene Leistungsdichtespektrum den Referenzwert um einen einstellbaren Schwellwert so löst das System Alarm über eine oder mehrere Schnittstellen aus.
• Da Fremdsysteme oder Störer auch mit einer Leistung unterhalb des Referenzwertes auftreten können und Kollisionen von Systemen mit gleichen Grenzfrequenzen sich auf Basis der Spektralanalyse nicht detektieren lassen, ist diese Form der Realisierung prinzipiell zur Sicherung der Koexistenz und damit der Verfügbarkeit und des Zeitverhaltens begrenzt.
• Dabei wird die beispielsweise von Bluetooth-Systemen genutzte Liste der aufgrund von Störungen nicht zu verwendenden Frequenzen (Blacklist) zurückgegriffen. Mit dieser Information werden Störquellen anhand von Kanalmuster, Verlauf der Störung und Bandbreite der Störung erkannt.
• In [1] ist ebenfalls ein Verfahren zur Schätzung eines Signal-zu-Rausch-Abstands (Signal-to-Noise-Ratio – SNR) beschrieben, das Rückschlüsse auf eine Kanalqualität liefern kann.
• Bspw. bietet Bluetooth-Technologie günstige und relativ unkomplizierte Lösungen für verschiedene Anwendungen im sogenannten ISM-Frequenzband. Bei Anwendungen, die starke Anforderungen bezüglich Betriebssicherung und Echtzeitfähigkeit stellen, wie etwa im Bereich der industriellen Automatisierungstechnik, kann es entscheidend sein, Interferenzquellen, die Datenpakete korrumpieren können, was zu erneuten Übertragungen und Verzögerungen führen kann, zu entdecken. In einem industriellen Umfeld, wo bestimmte Frequenzbänder für bestimmte Piconetze (lokal begrenzte Personal Area Network – PAN, die über bspw. über Bluetooth kommunizieren) reserviert sind, sind Funkkanäle normalerweise vordefiniert, wie es bspw. für Bluetooth in 15 gezeigt ist.
• Bluetooth wurde aufgrund seiner geringen Kosten und geringen Energiebedarfs sehr beliebt. Die Vorteile von Bluetooth erstrecken sich über mehrere industrielle Anwendungen, wie etwa Sensoren und Aktuatoren zur Steuerung beweglicher Maschinenteile, Messen und Steuern von beweglichen Objekten, Koordinierung zwischen Robotern und Fahrzeugen, Maschinenüberwachung und viele andere. Diese Anwendungen können strenge Zuverlässigkeit und Quality of Service(QoS)-Standards benötigen, da sonst die Effizient im Hinblick auf eingesetzte Ressourcen, wie etwa Zeit und/oder Geld, gefährdet sein können, wie es in [5] beschrieben ist. Folglich kann es äußerst kritisch sein, eine zuverlässige Kommunikation innerhalb von Umgebungen der industriellen Automatisierung zu unterhalten.
• Signale werden im Bluetooth-Standard moduliert, indem Gaussian Minimum Shift Keying (GMSK) mit einem Modulationsindex von 0,35 genutzt wird. Eine binäre 1 ist durch eine positive Frequenzabweichung, eine binäre 0 ist durch eine negative Frequenzabweichung repräsentiert. GMSK ist eine Form des Continuous Phase Modulation (CPM), das Filter mit einer Gauss-Form zur Pulsformung nutzt. Die Sendeleistung kann bis 100 mW erreichen, was den Sendebereich bis auf 100 m erweitern kann. Bluetooth-Systeme haben 79 verschiedene Kanäle mit jeweils 1 MHz Bandbreite und genutzten Mittenfrequenzen, die durch f = (2402 + k) MHz, k = 0, 1, 2....78 (1) wie es in [6] und exemplarisch in 15 beschrieben ist.
• Funksender sind durch umfängliche Nutzung und eine zunehmende Anzahl von Geräten zunehmend verknappendem Spektrum gezwungen zu koexistieren, wie es in [7] beschrieben ist. Um ein gewisses Level industriellen QoS beizubehalten, ist es wichtig, gegenseitige Interferenz zu erkennen. Bluetooth-Bluetooth Koexistenz wurde in verschiedenen Arbeiten, wie etwa [8], [9] oder [10] behandelt. Ergebnisse dieser Arbeiten führen zu dem Schluss, dass Bluetooth-Bluetooth Interferenz mehr von der Dichte von Knoten in einem bestimmten Bereich denn von der Anzahl der Knoten abhängt. Willig erklärt in [11], dass ein höheres Risiko der Interferenz existiert, wenn dieselben Frequenzen durch einander überlappende Piconets temporär okkupiert (englisch: hopped) werden. In [12] wird durch Howitt ein analytisches Modell zur Charakterisierung gegenseitiger Interferenz in Bluetooth Piconets hergeleitet. Ferner wird die Wahrscheinlichkeit einer für die Datenübertragung schädlichen Kollision, die eine erneute Übertragung erfordert, hergeleitet und mehrere Faktoren, wie etwa die Frequenzverschiebung und die relative Stärke beider Signale berücksichtigt.
• Neben einer Interferenz durch überlappende Piconets kann auch eine Interferenz durch externe Systeme und Geräte in einem Piconet die Übertragungsqualität beeinflussen.
• Bekannte Ansätze können in Energiedetektoren, Detektion durch Hypothesentests, informationstheoretische Detektoren und Detektion durch Hidden Markov Modulierung unterschieden werden. Energiedetektion ist aufgrund der geringen Komplexität eine der häufigsten Methoden, um Interferenz zu detektieren. Nach einer Fast Fourier Transformation (FFT) mit N Stützstellen wird die Gesamtleistung des Signals als die Summe der Leistungen an den N Frequenzpunkten und mit einem vordefinierten Schwellwert verglichen. Jedoch hängt dieser Schwellwert weitgehend von dem Rauschpegel ab, der in einem laufenden Betrieb variieren wird, wie es in [13] beschrieben ist. Deshalb nimmt der Gesamterfolg in Umgebungen mit einem starken Rauschanteil ab. Zusätzlich betrachten solche Detektoren lediglich die Gesamtleistung des empfangenen Signals. Eine fehlerhafte Entscheidung wird getroffen, wenn zwei Signale interferieren, ihre Gesamtleistung jedoch kleiner als der Schwellwert ist oder wenn ein einzelnes nutzbares Signal eine Leistung aufweist, die größer ist als der Schwellwert. So ist beispielsweise vorstellbar, dass zwei ggf. unkorrelierte oder gering korrelierte Signale eines Nutzsignalsenders und eines Störers eine Kollision von Datenpaketen auslösen, sich jedoch zumindest teilweise gegenseitig in Amplitude durch Superposition, d. h. Überlagerung, auslöschen. Dies kann dazu führen, dass eine nicht oder lediglich gering erhöhte, jedoch unterhalb eines Leistungs- oder Energieschwellwertes liegende Sendeleistung am Interferenzdetektor feststellbar ist. In anderen Worten kann in diesem Fall die Signalinterferenz an einem Energiedetektor unentdeckt bleiben.
• Bei einer Detektion durch Hypothesentests kann die Detektion von Interferenz als ein klassisches Detektionsproblem gesehen werden, bei dem die Detektionstheorie genutzt werden kann. Der Funkempfänger evaluiert die Wahrscheinlichkeit zweier Hypothesen: Die Anwesenheit oder die Abwesenheit von Interferenz, was für jede Frequenzlinie bzw. Spektrallinie durchgeführt wird. Die Hypothesenwahrscheinlichkeiten werden dann mit einem Schwellwert mittels einem generalisierten Wahrscheinlichkeitsquotiententests (Likelihood Ratio Test) verglichen, wie es beispielsweise in [14] beschrieben ist. Jedoch kann aufgrund der Komplexität von genutzten Wahrscheinlichkeitsdichtefunktionen (Probability Density Function) (PDF's) eine analytische Auswertung des Schwellwerts praktisch unausführbar sein. Zusätzlich erfordert eine Auswertung der Kanalverhältnisse Kenntnis über die Anzahl der Störer in jeder Frequenzlinie, so dass die Komplexität exponentiell mit der Anzahl der Störer steigen wird.
• Informationstheoretische Detektoren können die Anzahl der Störer in einer bestimmten Frequenzlinie durch Eigenwertanalyse schätzen, wie es in [15] beschrieben ist. Anstatt einen Energieschwellwert zu schätzen, wird eine Kovarianzmatrix geschätzt, um Eigenwerte zu generieren, die als eine Schätzung der spektralen Leistung dienen. Daraufhin werden informationstheoretische Kriterien genutzt, um die Signalraumdimensionen und somit die Anzahl der Störer zu schlussfolgern. Jedoch definiert die Signalraumdimension den Energieschwellwert, der in Energieverfahren genutzt wird, so dass von solchen Detektoren erwartet wird, dass sie ähnliche Ergebnisse erbringen, wie Energiedetektoren.
• Bei einer Detektion mittels Hidden Markov-Modellierung basiert ein Interferenzdetektor auf Hidden Markov-Ketten, wie es beispielsweise in [16] vorgeschlagen wird. Eine Zustandsgröße repräsentiert die Anzahl möglicher Störer in jeder Frequenzlinie, wobei der erste Zustand lediglich Rauschen, der zweite Zustand Rauschen plus ein Signal, der dritte Zustand Rauschen plus zwei Signale, usw. darstellt. Somit bestimmt die Zustandsfolge für die Markov-Kette den Interferenzstatus jeder Frequenzlinie. Jedoch benötigt das Bestimmen des optimalen Modells für jede Situation große Speicheranforderungen und eine große Komplexität der Berechnung, wie es beispielsweise in [16] beschrieben ist. Zusätzlich sollte eine Übergangsmatrix, die die verschiedenen Übergangswahrscheinlichkeiten zwischen zwei beliebigen Zuständen bestimmt, vorab bestimmt werden.
• Aus der US 6,177,906 B1 ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Implementierung einer adaptiven intelligenten Antennenverarbeitung in einer Empfangs-Kornrnunikations-Station, umfassend eine Bestimmung von Gewichtungsvektoren für die Verarbeitung bekannt.
• Weitere Referenzen sind in
• US020050061057A1
• US000008295189B2
• US000008290100B2
• US000007149205B2
• WO002008112928A2
• US020080192644A1
• US020080279093A1
• US020080299932A1
• JP000S58133060A
• JP000S58137337A
• JP000H08316996A
• JP002002335196A
• JP002002353878A
• JP002008054303A
• JP002009267855A
• GB000002451682A
• CN000101047486B
• CN000101692631B
• CN000101697624B
• US20090197556A1
• US6130907A
• US6704378B2
• EP2391022A1
angegeben.
• Wünschenswert wäre demnach eine Vorrichtung und ein Verfahren, die bzw. das mit verhältnismäßig geringem Rechenaufwand eine zuverlässige Detektion von Signalinterferenzen ermöglicht.
• Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, eine Vorrichtung und ein Verfahren für eine zuverlässigere Detektion von Interferenzen in einer funkgestützten Kommunikation zu schaffen.
• Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Patentansprüche gelöst.
• Der Kerngedanke der vorliegenden Erfindung besteht darin, erkannt zu haben, dass obige Aufgabe dadurch gelöst werden kann, dass Ergebnisse und Auswertungen basierend auf Potenzen von Signalkomponenten mit einer Ordnung größer als 2, Rückschlüsse auf eine durch einen interferierenden Sendeknoten erzeugte Signalinterferenz ermöglichen.
• Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst eine Vorrichtung zur Detektion von Signalinterferenzen eines Empfangssignals eine Prozessoreinrichtung und eine Vergleichseinrichtung. Die Prozessoreinrichtung ist ausgebildet, um eine Potenz einer Komponente des Empfangssignals mit einem Exponenten größer als 2 zu berechnen und ein Ergebnis auszugeben, das auf der Potenz beruht. Die Vergleichseinrichtung ist ausgebildet, um das Ergebnis mit einem vordefinierten Schwellwert zu vergleichen und basierend auf dem Vergleich ein Vergleichsergebnis, beispielsweise eine festgestellte Signalinterferenz, bereitzustellen. Dabei ist die Prozessoreinrichtung ausgebildet, um eine Anzahl von Abtastwerten des komplexen Empfangssignals zu erfassen und um Realteile und Imaginärteile der Abtastwerte des komplexen Empfangssignals zu extrahieren. Die Prozessoreinrichtung ist ausgebildet, um Potenzen der extrahierten Realteile und der extrahierten Imaginärteile mit einem Exponenten von 4 sowie einen Mittelwert der Potenzen zu erhalten. Ferner ist die Prozessoreinrichtung ausgebildet, um die Normierungspotenzen der extrahierten Realteile und der extrahierten Imaginärteile mit einem Exponenten von 2 und einen Mittelwert der Normierungspotenzen zu erhalten. Die Prozessoreinrichtung ist ferner ausgebildet, um einen Realteilquotienten basierend auf dem Mittelwert der Potenzen der Realteile und dem Mittelwert der Normierungspotenzen der Realteile, und einen Imaginärteilquotienten basierend auf dem Mittelwert der Potenzen der Imaginärteile und dem Mittelwert der Normierungspotenzen der Imaginärteile zu erhalten. Ferner wird durch die Prozessoreinrichtung ein Summenwert basierend auf einem Quadratwert, der auf dem Realteilquotienten beruht, und einem Quadratwert, der auf dem Imaginärteilquotienten beruht, und das Ergebnis basierend auf einem Wurzelwert, der auf dem Summenwert beruht, zu erhalten.
• Vorteilhaft an dieser Ausführungsform ist, dass eine Signalinterferenz unabhängig von einer Gesamtsendeleistung, die möglicherweise durch mehrere interferierende Sender in einem Frequenzband abgestrahlt wird, feststellbar ist und eine erhöhte Genauigkeit bzw. Aussagesicherheit des Vergleichsergebnisses erhalten werden kann.
• Weitere vorteilhafte Ausführungsformen sind der Gegenstand der abhängigen Patentansprüche. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
• 1 eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zur Detektion von Signalinterferenzen;
• 2 eine schematische Darstellung einer Vorrichtung, die ein weiteres Ausführungsbeispiel ist;
• 3a eine schematische Darstellung eines Bandpassfilters, welches durch eine Software realisiert und basierend auf einem Steuersignal einstellbar ist;
• 3b eine schematische Darstellung einer Vorrichtung, die einen Konfigurator und den Schwellwertspeicher aufweist;
• 4 Auszüge einer Vorrichtung, bei der die Prozessoreinrichtung ausgebildet ist, eine vorbestimmte Anzahl von Abtastwerten eines komplexwertigen Eingangssignals zu erfassen;
• 5 eine schematische Darstellung einer Vorrichtung, die im Gegensatz zur Vorrichtung aus 4 lediglich einen Signalpfad aufweist;
• 6 eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zur Detektion von Signalinterferenzen, die ausgebildet ist, um die Potenz in Form einer Kurtosis der Realteile und der Imaginärteile des komplexen Eingangssignals zu bilden;
• 7 eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zur Detektion von Signalinterferenzen, die ausgebildet ist, um die Potenz in Form einer Kurtosis der Realteile des komplexen Eingangssignals zu bilden;
• 8 eine schematische Darstellung eines simulativen Aufbaus zur Gewinnung von Schwellwerten;
• 9 eine schematische Darstellung eines experimentellen Setups mit einer Vorrichtung mit Laborgeräten zur Bestimmung von Schwellwerten;
• 10 einen qualitativen Graphen, an dem an der Abszisse ein SINR in dB und an der Ordinate ein jeweiliger ermittelter Kurtosis-Wert bezeichnet ist zur Gegenüberstellung simulativer und experimenteller Schwellwerte;
• 11 ein schematisches Ablaufdiagramm eines Verfahrens zur Entscheidungsfindung, ob ein Signal als interferiert, d. h. fehlerhaft, oder nicht interferiert klassifiziert werden kann;
• 12 einen Graphen mit fünf Datenreihen 96a–e. An der Abszisse des Graphen ist das Interferer-To-Noise-Ratio (INR) in dB aufgetragen. Die Ordinate zeigt eine Wahrscheinlichkeit einer Fehldetektion;
• 13 einen Graphen mit drei Datenreihen 98a–c, die für verschiedene Funkstandards mögliche Kurtosis-Werte variierenden SINR-Werte gegenüberstellt;
• 14 zeigt eine schematische Darstellung eines Systemmodells zur Beschreibung des empfangenen Signals;
• 15 zeigt eine schematische Darstellung von Kanälen, wie sie beispielsweise durch Bluetooth in dem 2,4 GHz ISM-Band okkupiert werden.
• Bevor nachfolgend Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung im Detail anhand der Zeichnungen näher erläutert werden, wird darauf hingewiesen, dass identische, funktionsgleiche oder gleichwirkende Elemente, Objekte und/oder Strukturen in den unterschiedlichen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind, so dass die in unterschiedlichen Ausführungsbeispielen dargestellte Beschreibung dieser Elemente untereinander austauschbar ist bzw. aufeinander angewendet werden kann.
• 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Vorrichtung 10 zur Detektion von Signalinterferenzen. Vorrichtung 10 umfasst eine Prozessoreinrichtung 12, eine Vergleichseinrichtung 14 und einen Schwellwertspeicher 16. Die Prozessoreinrichtung 12 ist ausgebildet, um basierend auf einer Komponente, wie etwa ein Realteil und/oder ein Imaginärteil eines komplexen Empfangssignals, eine Potenz zu berechnen. Die Potenz weist einen Exponenten von größer als 2 auf, bspw. größergleich 2,5, größergleich 2,8, größergleich 3, größergleich 4 oder größergleich 5. Die Prozessoreinrichtung 12 ist ferner ausgebildet, ein Ergebnis, bspw. durch Ausführen von weiteren Rechenschritten, basierend auf der Potenz zu erhalten. Beispielsweise kann das Ergebnis ein von einer Signalleistung des Nutzsignals und/oder des Interferenzsignals unabhängiger Wert sein, der es ermöglicht, eine Signalinterferenz zu detektieren, auch wenn bspw. eine kumulierte Signalleistung von Nutzsignal und Interferenzsignal unterhalb eines Leistungsgrenzwertes ist, so dass eine Interferenzdetektion basierend auf der Signalleistung (Leistungs-, oder Energiedetektoren) keine Signalinterferenz detektieren würde.
• Alternativ ist ebenfalls vorstellbar, dass die Prozessoreinrichtung 12 ausgebildet, um ein Moment vierter Ordnung, die Kurtosis, eine andere Potenz oder ein anderes zentrales Moment zu berechnen. So kann beispielsweise ein zentrales Moment dritter Ordnung, die auch als Schiefe (Skewness) bezeichnet werden kann, und mithin eine Potenz mit einem Exponenten von 3 berechnet werden. Alternativ kann, möglicherweise unter Gewinnung Detektionsgenauigkeiten auch ein zentrales Moment fünfter oder höherer Ordnung berechnet werden. Alternativ ist ebenfalls vorstellbar, die Potenz mit einem Exponenten in Form einer reellen Zahl, wie beispielsweise 2,1 oder 2,3, 3,5 oder 4,2 zu berechnen. Ein zentrales Moment zweiter Ordnung entspricht einer Signalleistung abzüglich des Mittelwertes des Signals und mithin der Varianz. In anderen Worten entspricht das zweite zentrale Moment damit einem Leistungsmittelwert. Das zentrale Moment der dritten Ordnung kann beispielsweise von additivem weißem Gaußschen Rauschen beeinflusst sein. Dies kann möglicherweise zu einer verringerten Detektionsgenauigkeit führen, jedoch gegenüber der Kurtosis möglicherweise einen verringerten Rechenaufwand aufweisen. Ist beispielsweise das zentrale Moment der dritten Ordnung hinreichend genau, können ein verringerter Rechenaufwand und mithin eine verringerte Anzahl von Rechenoperationen zu Zeit- und Energieeinsparungen führen.
• Eine Potenz mit einem Exponenten größer 2 kann mithin den Informationsgewinn der Signalüberlagerung ermöglichen.
• Die Vergleichseinrichtung 14 ist ausgebildet, um das Ergebnis der Prozessoreinrichtung 12 mit einem vordefinierten Schwellwert zu vergleichen, so dass ein Signalinterferenzdetektionsergebnis abhängig von dem Vergleich erhalten werden kann. In anderen Worten kann ein Vergleichsergebnis Rückschlüsse auf eine Überlagerung eines Nutzsignals mit einem Interferenzsignal liefern, wenn das Ergebnis größergleich oder kleinergleich dem vordefinierten Schwellwert ist. Das Signalinterferenzergebnis kann bspw. von einer weiteren Einrichtung oder Vorrichtung genutzt werden, um Aktionen basierend auf Signalinterferenzergebnis abzuleiten, wie etwa einen Alarm oder eine Signalisierung (Warnung) für andere Kommunikationspunkte.
• Das Empfangssignal kann beispielsweise von einer Empfangseinrichtung 18, wie etwa eine Antenne zum Empfangen eines drahtlos übermittelten Signals, oder einem Kabel, wie etwa einem Koaxialkabel, zum Empfangen eines drahtgebundenen Signals erhalten werden. Das drahtgebundene Signal kann bspw. von einer an einer anderen Position befindlichen Empfangseinrichtung drahtlos empfangen der Prozessoreinrichtung über eine draht- oder kabelgebundene Verbindung zwischen der Empfangseinrichtung und der Prozessoreinrichtung bereitgestellt werden.
• Der Schwellwertspeicher 16 ist ausgebildet, den vordefinierten Schwellwert zu speichern, so dass der vordefinierte Schwellwert von der Vergleichseinrichtung 14 erhalten werden kann, um den Vergleich auszuführen. Der Schwellwertspeicher kann mehrere vordefinierte Schwellwerte aufweisen, die bspw. basierend auf verschiedenen Szenarien und/oder verschiedene Empfangs-, Übertragungs- oder Interenzarten des Empfangssignals vordefiniert sind.
• So können bspw. verschiedene Schwellwerte für eine Interferenz eines zu empfangenen Bluetooth-Signals, oder eines zu empfangenen WLAN-Signals auf dem Schwellwertspeicher gespeichert sein. Alternativ oder zusätzlich können bspw. verschiedene Schwellwerte für verschiedene Szenarien einer Kommunikationsumgebung, bspw. eine Industrie- oder Lagerhalle auf dem Schwellwertspeicher gespeichert sein, die Schwellwerte abhängig davon, ob die Lagerhalle voll, d. h., es finden viele Reflektionen von Funksignalen statt, oder leer, d. h., es ein Funksignal wird ggf. weniger oft reflektiert, ist.
• Vorrichtung 10 ermöglicht es unter anderem, eine Interferenz von externen, d. h. einem jeweiligen Koexistenzmanagementsystem fremden Quellen, wie etwa Mobiltelefone oder anderen elektronischen Geräten oder anderen Piconets, die eventuelle nicht in ein jeweiliges Koexistenzmanagementkonzept eingetragen sind, zu detektieren. In anderen Worten kann eine normalisierte Kumulante vierter Ordnung, die sogenannte Kurtosis, genutzt werden, um die Interferenzstärke in verschiedenen Interferenzszenarien zu charakterisieren.
• Vorrichtung 10 ermöglicht es somit, in einem beliebigen Empfangssignal die Überlagerung und somit Interferenz von mehreren Sendesignalen zu detektieren. Durch die in nachfolgenden Ausführungen beschriebenen mathematischen Vorgehensweisen kann eine auftretende Interferenz im Gegensatz zu bekannten Systemen nicht nur vermutet werden, beispielsweise bei Überschreitung eines Sendeleistungsschwellwertes, sondern die Interferenz selbst kann durch Identifizierung der Signalüberlagerungen detektiert werden.
• Wird Vorrichtung 10 beispielsweise eingesetzt, um Interferenzen in einem drahtlosen lokalen Netzwerk (Wireless Local Area Network – WLAN) zur Interferenzdetektion eingesetzt, kann beispielsweise ein in dem Schwellwertspeicher 16 hierfür hinterlegter vordefinierter Schwellwert niedriger sein als bei einem Bluetooth-System. Eine erhöhte Mediumbandbreite kann zu einem kleineren vordefinierten Schwellwert bei gleicher angestrebter Bitfehlerrate führen. Bei einem WLAN gemäß IEEE 802.11 G können Kanäle eine Bandbreite von 20 MHz aufweisen. Demgegenüber steht eine Bandbreite eines Bluetooth-Geräts von 1 MHz.
• Das Gesamtsystem erlaubt es selbst Interferenzen mit relativ niedriger spektralen Leistungsdichte zu detektieren.
• Die Profilkurven zwischen einem SINR-Grenzwert und der Potenz können beispielsweise erstellt werden, indem beispielhafte Signalvektoren in Software, wie etwa MATLAB eingegeben und die Potenz, bspw. ein zentrales Moment mit einer Ordnung von größer als 2, des Vektors bzw. der Vektoren berechnet wird, wie es bspw. in der 8 gezeigt ist. Alternativ können die Profilkurven auch experimentell ermittelt werden, wie es in der 9 dargestellt ist.
• Da viele Mobilfunkstandards, wie beispielsweise GSM oder Bluetooth eine dynamische Einstellung der Sendeleistung erlauben, um beispielsweise bei einer guten Empfangsqualität mit einer geringeren Sendeleistung senden zu können und mithin Energie in beispielsweise mobilen Geräten einzusparen, um beispielsweise Gerätelaufzeiten zu verlängern, ist vorstellbar, dass eine Überlagerung zweier Sendesignale mit jeweils geringer Leistung zu einer Interferenz bzw. einer Datenkollision und mithin eines Verlustes eines Datenpaketes führen kann, eine gemeinsame Sendeleistung der beiden Sendesignale jedoch unterhalb des vordefinierten Leistungs- oder Energieschwellwertes liegt.
• Vorteilhaft an dieser Ausführungsform ist, dass durch eine Potenz einer Komponente des Empfangssignals mit einem Exponenten größer als 2 eine Signalinterferenzdetektion unabhängig von einer Leistung eines Nutzsignals und/oder einer Interferenz ermöglicht werden kann, so dass eine zuverlässige Signalinterferenzdetektion durchführbar ist. Zuverlässig bedeutet in dieser Hinsicht, dass eine Signalinterferenz, die bspw. zu einer Kollision von Datenpaketen führen kann, auch erkannt werden kann, wenn bspw. eine Sendeleistung von Nutzsignalsender und/oder Störer unterhalb eines Schwellwertes liegen, der auf einer maximalen Signalleistung basiert.
• Neben der oben beschriebenen Erhöhung der Zuverlässigkeit von Funksystemen, können auch Anwendungen im Bereich des Cognitive Radio (CR) von dieser Form der Interferenzdetektion profitieren. Cognitive Radio ist ein Verfahren, bei dem ein drahtlos arbeitendes Kommunikationsgerät seine Umgebung wahrnimmt und opportunistisch auf das kurzzeitig nicht benutzte Spektrum zugreift. Hierbei muss ein CR erkennen, wenn ein primärer Nutzer sein lizenziertes Frequenzband wieder beansprucht und das beanspruchte Band unmittelbar wieder freigegeben, ohne dass störende Interferenzen entstehen.
• Bisherige CR-Ansätze setzen hierbei entweder auf eine Datenbankabfrage (TV White Space Devices) – in welcher alle aktuell freien Frequenzbereiche hinterlegt sind – oder auf Spectrum Sensing, bei welchem der Kanal vor dem eigentlichen Senden auf einen primären Nutzer geprüft wird. Dennoch kann es bei Nutzung von Spectrum Sensing zu Interferenzen mit dem primären Nutzer kommen. Gründe hierfür finden sich im sogenannten Hidden-Terminal-Problem oder dem gleichzeitigen oder kurzzeitig versetzten Beginn der Funkübertragung des primären Nutzers und CRs.
• Abhilfe kann hierbei ein Netzwerk von CRs, welches mit der oben beschriebenen Interferenzdetektion ausgestattet ist, schaffen. Durch diese können die anderen CRs während der Übertragung eine Interferenz erkennen, und somit frühzeitig den Kanal dem primären Nutzer freigeben.
• Ferner sind Anwendungen in der Medizintechnik oder im industriellen Umfeld, wie etwa in der Maschinensteuerung, die hohe Anforderungen an eine zuverlässige Datenübermittlung stellen kann, realisierbar.
• 2 zeigt eine schematische Darstellung einer Vorrichtung 20, die ein weiteres Ausführungsbeispiel ist. Vorrichtung 20 weist die Prozessoreinrichtung 12 auf, die ein Bandpassfilter 22 mit einer veränderlichen bzw. einstellbaren Bandbreite und eine Berechnungseinrichtung 24 umfasst. Ferner weist Vorrichtung 20 einen Konfigurator 26 auf, der mit der Prozessoreinrichtung 12 bzw. dem Bandpassfilter 22 verbunden ist. Der Konfigurator 26 ist für einen ersten oder einen zweiten Drahtloskommunikationsstandard konfigurierbar und ausgebildet, um abhängig von der Konfiguration auf den ersten oder den zweiten Drahtloskommunikationsstandard einen ersten vordefinierten Schwellwert oder einen zweiten vordefinierten Schwellwert, der sich von dem ersten vordefinierten Schwellwert unterscheiden kann, an die Vergleichseinrichtung 14 zu liefern.
• Unterschiedliche Drahtloskommunikationsstandards können bspw. Bluetooth- oder Wireless Local Area Network-(WLAN-) sein und Kommunikationsvorschriften bereitstellen, die eine drahtlose Übermittlung von Signalen in verschiedenen Frequenzbereichen und/oder Bandbreiten definieren. So kann ein Kanal bspw. im Bluetooth-Standard, wie es schematisch in der 15 dargestellt ist, innerhalb des ISM-Bandes bei ca. 2,4 GHz in einem von 79 Kanälen mit einer Bandbreite von ca. 1 MHz eingerichtet sein. Alternativ kann WLAN, bspw. durch die Standards 802.11 b, g oder n, Bereiche des gleichen Frequenzbandes mit Kanälen in einer Bandbreite von bspw. 20, 40 oder 80 MHz nutzen. Das Bandpassfilter 22 kann ferner auch bezüglich einer Mittenfrequenz einstellbar sein, d. h., dass durch ein Verschieben der Mittenfrequenz des Filters ein veränderliches Teilfrequenzband aus einem Gesamtspektrum herausgefiltert wird, bspw. in Form einer Kanalselektion eines Drahtloskommunikationsstandards.
• Der Konfigurator 26 ist für den ersten oder den zweiten Drahtloskommunikationsstandard basierend auf einer Benutzereingabe an einem Input-Interface 28 oder durch Analyse des Empfangssignals automatisch konfigurierbar. So kann bspw. eine Eingabe an einem Input-Terminal 28 durch einen Benutzer eine Konfiguration des Konfigurators 26 auslösen. Alternativ kann der Konfigurator 26 bspw. eine Analyse des Empfangssignals auf genutzte Frequenzbänder oder verwendete Bandbreiten durchführen.
• Basierend auf der Konfiguration des Konfigurators 26 auf den ersten oder den zweiten Drahtloskommunikationsstandard ist der Konfigurator 26 ausgebildet, das Bandpassfilter 22 auf eine erste oder eine zweite Bandbreite einzustellen, so dass ein mit dem Bandpassfilter 22 gefiltertes Empfangssignal im Wesentlichen lediglich in Frequenzbereichen, in denen eine Interferenzdetektion durchgeführt werden soll, Signalanteile aufweist. Das Bandpassfilter 22 kann in Software oder in Hardware realisiert sein und bspw. ein Filter mit variabler Bandbreite oder eine Kombination aus zumindest zwei Filtern mit fester oder variabler Bandbreite sein. Der Konfigurator 26 und der Schwellwertspeicher 16 können auch in einer gemeinsamen Vorrichtung 32 angeordnet sein.
• Die Berechnungseinrichtung 24 ist ausgebildet, um die Potenzen, um basierend auf der mit dem Bandpassfilter 22 gefilterten Komponente die Potenz zu berechnen, um das Ergebnis zu erhalten.
• Vorteilhaft dieser Ausführungsform ist, dass in einer Kommunikationsumgebung, in welcher mehrere Drahtloskommunikationsstandards für eine Kommunikation verwendet werden, die Signalinterferenz für mehrere oder alle verwendeten Drahtloskommunikationsstandards detektierbar sein können. So kann bspw. ein Störer durch eine ausgesendete Interferenz den Empfang eines WLAN-Datenpaketes in einem Umfang, der unterhalb des für den WLAN-Standard vordefinierten ersten Schwellwertes liegt, und den Empfang eines Bluetooth-Datenpaketes in einem Umfang, der oberhalb eines zweiten vordefinierten Schwellwertes liegt, durch Interferenz stören, so dass für die WLAN oder die Bluetooth-Kommunikation ein entsprechendes Vergleichsergebnis, aus dem bspw. ein Alarmsignal abgeleitet werden kann, erhalten wird.
• 3a zeigt eine schematische Darstellung eines Bandpassfilters 22, welches durch eine Software realisiert und basierend auf einem Steuersignal, bspw. von dem Konfigurator, einstellbar ist.
• 3b zeigt eine schematische Darstellung der Vorrichtung 32, die den Konfigurator 26 und den Schwellwertspeicher 16 aufweist. Die Vorrichtung 32 ist bspw. ausgebildet, um basierend auf einer Benutzereingabe an dem Input-Interface 28 ein Wahlelement 34, bspw. einen Schalter, zu verstellen. Das Wahlelement 34 ist ausgebildet, um einen Signalpfad mit einem ersten Element 36a, das eine Auswahl der ersten Bandbreite anzeigt, und/oder einen Signalpfad mit einem zweiten Element 36b, das eine Auswahl der zweiten Bandbreite anzeigt, zu schließen. Alternativ oder zusätzlich können beide Signalpfade gemeinsam geschlossen werden, wenn bspw. eine dritte Bandbreite eine Kombination aus der ersten Bandbreite und der zweiten Bandbreite ist. Über den Signalpfad kann der erste, zweite oder ggf. ein dritter vordefinierter Schwellwert erhalten und der Vergleichseinrichtung bereitgestellt werden.
• Der Konfigurator oder die Vorrichtung 32 können ganz oder teilweise in Software realisiert sein, so dass bspw. ein Signalpfad eine Abfrage eines jeweiligen vordefinierten Schwellwertes aus einem Speicherbaustein ist und/oder das Schalterelement Programmcode zur Unterscheidung eines von dem Input-Interface empfangenen Signals umfasst.
• 4 zeigt Auszüge einer Vorrichtung 40, bei der die Prozessoreinrichtung 12 ausgebildet ist, eine vorbestimmte Anzahl von Abtastwerten eines komplexwertigen Eingangssignals zu erfassen. Die Abtastwerte können bspw. durch Abtastung eines analogen Signaleinganges der Prozessoreinrichtung 12 oder durch Analog-Digital-Wandlung des komplexwertigen Eingangssignals in einer Vorverarbeitungseinrichtung, die die Analog-Digital gewandelten Werte der Prozessoreinrichtung 12 bereitstellt, erhalten werden. Eine vorbestimmte Anzahl von Abtastwerten kann bspw. eine Sendedauer eines Datenpaktes eines Drahtloskommunikationsstandards multipliziert mit einer Abtastrate oder Teile oder Vielfache der Sendedauer eines Datenpaktes eines Drahtloskommunikationsstandards multipliziert mit einer Abtastrate sein. So kann bspw. ein Datenpaket, das über Bluetooth gesendet wird, eine Länge von 625 Bits aufweisen. Wird ein Zeitfenster von bspw. 272 μs mit einer Rate von 110 MHz abgetastet, so können bspw. 30.000 Abtastwerte erhalten werden.
• Die Prozessoreinrichtung 12 umfasst einen Realteilbilder 38 und einen Imaginärteilbilder 42. Der Realteilbilder 38 ist ausgebildet, um Realteile der Abtastwerte zu erhalten, auf deren Basis in einem Realteilpfad 44a Rechenoperationen durchgeführt werden können. Der Imaginärteilbilder 42 ist ausgebildet, um Imaginärteile der Abtastwerte zu erhalten, auf deren Basis in einem Imaginärteilpfad 44b Rechenoperationen durchgeführt werden können.
• Die Prozessoreinrichtung 12 ist ausgebildet, um basierend auf den erhaltenen Realteilen in einem Potenzierer 46a eine Normierungspotenz der Realteile mit einem Exponenten von 2 zu bilden. Die Normierungspotenz kann auf dem Exponenten der Potenz der Komponente basieren oder unabhängig davon gewählt sein. Beispielsweise kann die Normierungspotenz dem Exponenten der Potenz dividiert durch zwei entsprechen. Die Prozessoreinrichtung 12 ist ferner ausgebildet, um basierend auf den erhaltenen Realteilen in einem Potenzierer 48a die Potenz mit dem Exponenten von größer als 2 zu erhalten, so dass eine Mehrzahl von potenzierten Realteilen erhalten wird.
• Die Prozessoreinrichtung 12 umfasst ferner einen Summierer 52a und einen Summierer 54a in dem Realteilpfad 44a. Der Summierer 52a ist ausgebildet, um die Normierungspotenzen aufzusummieren und eine Summer der Normierungspotenzen zu erhalten. Der Summierer 52a ist ferner ausgebildet, um die erhaltene Summe durch die vorbestimmte Anzahl an Abtastwerten zu dividieren.
• Der Summierer 54a ist ausgebildet, um eine Summe der Mehrzahl an potenzierten Abtastwerte, d. h. der Realteile, zu erhalten. Das bedeutet, dass die Potenz basierend auf der Summe, die von dem Summierer 54a geliefert wird, erhalten werden kann. Der Summierer 54a ist ferner ausgebildet, um die erhaltene Summe durch die vordefinierte Anzahl an Abtastwerten zu dividieren. Die dividierte Summe des Summierers 54a kann einen Mittelwert der Abtastwerte, d. h. der Realteile, sein, wenn das Empfangssignal einen Mittelwert aufweist. Wenn ein störungsfreies Signal bspw. Mittelwertfrei gesendet wird, wie es bspw. bei Drahtloskommunikationsstandard erfolgen kann, so kann ein empfängerseitig erhaltener Mittelwert dahingehend interpretiert werden, dass das gesendete Signal eine Interferenz erfahren hat. Die Summierer 52a und 54a sind ferner ausgebildet, um eine Abweichung eines potenzierten Realteils oder Normierungsquotienten von dem jeweils erhaltenen Mittelwert zu bestimmen. In anderen Worten kann eine Abweichung basierend auf der Potenz erhalten werden.
• Der Realteilpfad 44a umfasst ferner eine Quotienteneinrichtung 56a, die ausgebildet ist, um einen Realteilquotienten basierend auf den Summen der Summierer 52a und 54a zu bilden. In anderen Worten können die Summen der Summierer 52a und 52b in ein Verhältnis zueinander gesetzt werden. Bspw. kann durch Dividieren der Potenz durch die Normierungspotenz eine Normierung der Potenz erhalten werden. Eine Normierungspotenz mit einem Wert von 2 ermöglicht eine Normierung der Potenz bezüglich der Leistung des Empfangssignals, so dass das Ergebnis basierend auf dem Realteilquotienten von der Signalleistung unabhängig sein kann. Alternativ kann der Realteilquotienten bspw. auch eine Division der Normierungspotenz durch die Potenz umfassen.
• Der Realteilpfad 44a umfasst einen Quadrierer 58a, der ausgebildet ist, einen Quadratwert basierend auf dem Realteilquotienten bilden, d. h., den Realteilquotienten zu quadrieren.
• Der Imaginärteilpfad 44b ist äquivalent zu dem Realteilpfad 44a aufgebaut und umfasst einen Potenzierer 46b, der ausgebildet ist, die Normierungspotenzen der Imaginärteile zu bilden, einen Potenzierer 48b, der ausgebildet ist, die Potenzen basierend auf den Imaginärteilen zu bilden, einen Summierer 52b und einen Summierer 54b, die ausgebildet sind, die Potenzen bzw. Normierungspotenzen zu addieren bzw. einen Mittelwert zu bilden oder eine Abweichung zwischen den Potenzen oder Normierungspotenzen und den entsprechenden Mittelwerten zu bestimmen. Der Imaginärteilpfad 44b umfasst ferner eine Quotienteneinrichtung 56b, die ausgebildet ist, um einen Imaginärteilquotienten basierend auf den Summen der Summierer 52b und 54b zu bilden. Der Imaginärteilpfad 44b umfasst einen Quadrierer 58b, der ausgebildet ist, einen Quadratwert basierend auf dem Imaginärteilquotienten bilden, d. h., den Imaginärteilquotienten zu quadrieren.
• Die Potenzierer 46a und 48a, die Summierer 52a und 54a und der Quotienteneinrichtung 56a bilden einen Berechnungspfad 65a. Ferner bilden die Potenzierer 46b und 48b, die Summierer 52b und 54b und der Quotienteneinrichtung 56b bilden einen Berechnungspfad 65b. Alternative Ausführungsformen weisen alternative Komponenten der der Berechnungspfade auf, wie es in nachfolgenden Ausführungsbeispielen gezeigt ist.
• Die Prozessoreinrichtung 12 umfasst einen Addierer 62, der ausgebildet ist, um den Quadratwert des ersten und den Quadratwert des zweiten Quadrierers 58a und 58b zu addieren, so dass die Zwischenwerte des Realteilpfades und des Imaginärteilpfades zusammengeführt sind und eine Summe der Quadratwerte erhalten werden kann. Die Prozessoreinrichtung 12 umfasst ferner einen Wurzelbilder, der ausgebildet ist, um eine Wurzel der Summe des Addierers 62 zu erhalten, wobei der Wurzelwert das Ergebnis ist, welches der Vergleichseinrichtung 14 geliefert wird. Durch bilden der Wurzel kann eine Dimension der Quotienten, die von den Quotientenbildern 56a und 56b durch die Bildung der Quadratwerte in den Quadrierern erhalten werden wiederhergestellt werden.
• Alternative Ausführungsbeispiele zeigen Vorrichtungen, die entweder den Realteilpfad oder den Imaginärteilpfad ganz oder teilweise aufweisen. Diese Ausführungsbeispiele weisen teilweise modifizierte Realteilpfade oder Imaginärteilpfade auf, die das Ergebnis aus dem jeweiligen Quotientenbilder 56a oder 56b erhalten. Durch die Abwesenheit des jeweils anderen Pfades 44a oder 44b kann eine Quadrierung im Quadrierer 58a oder 58b, sowie die Summenbildung im Addierer 62 und die Wurzelbildung im Wurzelbilder 64 entfallen.
• Gegenüber diesen Ausführungsformen hat Vorrichtung 40 zu Vorteil, dass durch die Auswertung der Realteile und Imaginärteile der Abtastwerte eine gegenüber einer Betrachtung der Realteile oder Imaginärteile vergrößerte Stichprobe der Abtastwerte betrachtet, d. h. ausgewertet werden kann. Im Gegenzug kann ein Rechenaufwand der Prozessoreinrichtung 12 verringert sein, wenn die Prozessoreinrichtung 12 lediglich den Realteilpfad oder den Imaginärteilpfad ganz oder teilweise umfasst.
• Alternative Ausführungsbeispiele zeigen eine Normierungspotenz die innerhalb einer Toleranz von kleinergleich ±10%, ±15% oder ±20% bezüglich des Exponenten der Potenz der Komponente dividiert durch zwei liegt. Ist die Potenz der Komponente bspw. 3, so kann die Normierungspotenz bei einer Toleranz von ±10% bspw. in einem Bereich zwischen 1,35 und 1,65 liegen. Ist die Potenz der Komponente bspw. 4, wie etwa bei einer Berechnung der Kurtosis, so kann die Normierungspotenz bei einer Toleranz von ±20% in einem Bereich zwischen 1,6 und 2,4 liegen.
• In anderen Worten kann Vorrichtung 40 eine Interferenzdetektion unabhängig von der Gesamtleistung im Band ermöglichen, da die Signalleistung durch die Leistungsnormierung aus der Betrachtung herausgenommen werden kann.
• 5 zeigt eine schematische Darstellung einer Vorrichtung 50, die im Gegensatz zur Vorrichtung 40 lediglich einen Signalpfad aufweist. Die Vorrichtung 50 weist ein Bandpassfilter 22 auf, der ausgebildet ist, um ein Sample, d. h. eine Komponente, bzw. einen Abtastwert, des Empfangssignals zu filtern und ein gefiltertes Sample zu erhalten. Das Bandpassfilter 22' kann eine veränderliche Bandbreite aufweisen, wie es für das Bandpassfilter 22 beschrieben wurde. Alternativ kann das Bandpassfilter 22' eine unveränderliche Bandbreite aufweisen, wenn bspw. eine Drahtloskommunikation in einem unveränderlichen Frequenzspektrum bezüglich Interferenzen überwacht werden soll. Vorrichtung 50 weist ferner einen Potenzierer 48 auf, der ausgebildet ist, um eine Potenz des gefilterten Samples zu liefern. Vorrichtung 50 weist einen Summierer 54 auf, der ausgebildet ist, um die Potenzen einer Mehrzahl, d. h. der definierten Anzahl, von Samples aufzuaddieren und das Ergebnis zu liefern.
• Wird lediglich der Realteil oder der Imaginärteil bzw. das komplexwertige Empfangssignal für die Interferenzdetektion ausgewertet, kann eine Summation einzelner Potenzen mit dem vordefinierten Schwellwert verglichen werden. Bspw. kann ein Summationswert, der von Null verschieden ist, auf einen Gleichanteil, der von einer Interferenz auf dem Übertragungskanal des Empfangssignal verursacht ist, hindeuten.
• 6 zeigt eine schematische Darstellung einer Vorrichtung 60 zur Detektion von Signalinterferenzen. Die Prozessoreinrichtung 12 umfasst eine Vorverarbeitungseinrichtung 66, die ausgebildet ist, um ein empfangendes Signal vorzuverarbeiten. Die Vorverarbeitungseinrichtung 66 kann bspw. das Bandpassfilter 22, einen optionalen Vorverstärker zur Verstärkung des empfangenen Signals und/oder einen Analog-Digital-Wandler umfassen, um das Empfangssignal zu digitalisieren. Ist Vorrichtung 60 beispielsweise ein Bluetooth-Gerät, so kann eine Bandpassfilterung beispielsweise einen Frequenzbereich zwischen 2402 und 2480 MHz filtern.
• Ist Vorrichtung 60 ausgebildet, eine Bluetooth-Interferenz für eine Bluetooth-Umgebung zu detektieren, kann Vorrichtung 60 auch als gegenseitige Bluetooth-Interferenzdetektion unter Verwendung Statistik höherer Ordnung bezeichnet werden.
• Vorrichtung 60 umfasst ferner eine Alarmeinrichtung 74, die ausgebildet ist, um basierend auf dem Signalinterferenzergebnis ein Alarmsignal bereitzustellen. Beispielsweise kann die Prozessoreinrichtung 12 bzw. die Vergleichseinrichtung 14 einen Signalwert ungleich 0 bereitstellen, wenn das Signalinterferenzergebnis anzeigt, dass das Ergebnis der Prozessoreinrichtung 12 unterhalb des vordefinierten Schwellwertes liegt. Wenn die Vergleichseinrichtung 14 ein Signalinterferenzergebnis ausgibt, das eine Überschreitung des Schwellwertes und mithin eine Signalinterferenz anzeigt, kann die Vergleichseinrichtung einen niedrigeren Signalwert von bspw. 0 ausgeben. Die Alarmeinrichtung 74 kann beispielsweise bei einem reduzierten oder auf 0 gesetzten Signalwert einen Alarm auslösen. Diese Variante hat zum Vorteil, dass eine sogenannte Zero-Dead Funktionalität realisierbar ist, die beispielsweise auch dann einen Alarm generieren kann, wenn die Prozessoreinrichtung 12 oder die Vergleichseinrichtung 14 einen Defekt aufweist und die Prozessoreinrichtung 12 kein Signal, d. h. einen Signalwert von 0, ausgibt. Alternativ kann die Vergleichseinrichtung 14 beispielsweise ausgebildet sein, um das Überschreiten des vordefinierten Schwellwertes durch einen von 0 verschiedenen oder gegenüber einem Standardwert vergrößerten Signalwert anzuzeigen, so dass die Alarmeinrichtung 74 basierend auf dem von 0 verschiedenen oder vergrößerten Signalwert ein Alarmsignal genieren kann.
• Die Prozessoreinrichtung 12 ist ausgebildet, um basierend auf dem Realteil und dem Imaginärteil des vorverarbeiteten Empfangssignals das vierte zentrale Moment, die sogenannte Kurtosis, auch als Wölbung einer empirischen Häufigkeitsverteilung bezeichnet, zu berechnen. Vorrichtung 60 umfasst die Vergleichseinrichtung 14, die ausgebildet ist, um das Ergebnisse mit dem vordefinierten Schwellwert zu vergleichen. Die Prozessoreinrichtung 12 umfasst die Berechnungspfade 65a und 65b, die ausgebildet sind, um basierend auf dem Realteil bzw. dem Imaginärteil des Empfangssignals eine Potenz mit einem Exponenten von 4 und einem Exponenten von 2 zu berechnen sowie Quotienten basierend auf dem Exponenten von 4 und einem Quadratwert des Exponenten von 2 zu bilden.
• In andere Worten ist die Prozessoreinrichtung 12 ausgebildet, um die Kurtosis, d. h. das vierte zentrale Moment des Realteils und des Imaginärteils zu berechnen. Ein Wert der Kurtosis kann von einer Stärke einer auftretenden Interferenz abhängig sein, so dass im Gegensatz zu traditionellen Energiedetektoren, die die Energie innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes messen, eine auftretende Interferenz durch Nutzen der Kurtosis charakterisierbar und auf das SINR geschlossen werden kann.
• Die Kurtosis ist mathematisch definiert als das standardisierte vierte Moment des Mittelwertes und kann durch folgende Gleichung ausgedrückt werden:

  

  wobei kurt(X) die Kurtosis, E[(X – μ)] den Erwartungswert einer Abweichung eines Wertes X von einem Mittelwert μ bezeichnet. Vorteilhaft an der Kurtosis ist, dass sie unabhängig von der Signalleistung ist und lediglich abhängig von der Kontur der PDF ist. Damit kann Vorrichtung 60 als SINR-basierter Interferenzdetektor bezeichnet werden.
• Ferner erlaubt die Kurtosis eine Aufhebung von Effekten des additiven weißen Gaußschen Rauschens (Additive White Gaussian Noise – AWGN). Die Kurtosis einer Gaußschen Zufallsvariable ist gemäß Formel 2 gleich dem Wert 3. Wird von dem Ergebnis der Wert 3 abgezogen, so kann die Kurtosis den Wert 0 annehmen und somit für weitere Betrachtungen das AWGN vernachlässigt werden.
• Es versteht sich, dass die Darstellungen und Erläuterungen mathematischer Natur sind. Eine Vorrichtung zur Detektion von Signalinterferenzen kann eine Umsetzung gleicher, äquivalenter oder ähnlicher Zusammenhänge realisieren. Die Formeln und Zusammenhänge erlauben jedoch eine Darstellung, warum die Kurtosis als Entscheidungskriterium für das Vorhandensein einer Signalinterferenz nutzbar und ggf. vorteilhat ist.
• Die Kurtosis β eines Signals I ist definiert als
• 
• Ein mathematischer Erfahrungswert einer Wertereihe ist definiert als die Mittelung über alle Werte, d. h. zu allen Zeitpunkten und mithin von –∞ bis +∞. Vorrichtung 60 ist ausgebildet, um den jeweiligen Erfahrungswert über eine endliche Anzahl von N Abtastpunkten zu schätzen, so dass die Kurtosis von N erfassten Signalwerten als

  

  beschrieben werden kann.
• Der Schätzer ist in diesem Fall erwartungstreu.
• Der geschätzte Erwartungswert E kann auch als ein gleitender Mittelwert, d. h. als ein Mittelwert des Empfangssignals über ein begrenztes vergangenes Zeitfenster, bspw. der Länge N ausgeführt sein. Eine Berücksichtigung neuerer, d. h. gegenwärtiger oder zukünftiger Werte kann beispielsweise durch ein ”Vergessen” realisiert sein, d. h. es wird stets eine gewisse Anzahl von aufeinanderfolgenden vergangenen Werten berücksichtigt. Ältere Werte bleiben bspw. unberücksichtigt. Alternativ kann eine Gewichtung vergangener Werte derart erfolgen, dass eine Anzahl N vergangener Abtastwerte, ggf. in Form des vergangenen geschätzten Erfahrungswertes mit einem geringeren Faktor als nachfolgende, neue Abtastwerte gewichtet wird. So können bspw. langsame Veränderungen der Kommunikationsumgebung berücksichtigt werden, da die vergangenen Werte weiter berücksichtigt werden können.
• Wird die Kurtosis bspw. auf ein interferiertes Signal der Form I(t) = A₁X₁(t) + A₂X₂(t) + N(t) (4), angewendet, kann die Kurtosis gemäß Formel 3 als

  

  dargestellt werden. Eine Herleitung des Zusammenhangs ist am Ende der Beschreibung angefügt.
• Dabei bezeichnet X₁(t) und X₂(t) das Nutzsignal bzw. das interferierende Signal mit Sendeleistungen normalisiert auf 1. N(t) bezeichnet additives weißes Gaußsches Rauschen mit einer festen Varianz σ 2 / 1 . Ferner kann für die folgenden Ausführungen angenommen werden, dass die Momente vierter Ordnung des Nutzsignals (m_1,4) und des Störers (m_2,4) fest sind.
• Eine Ausbreitung von Funksignalen über eine Nicht-Sichtverbindung (Non-Line-Off-Sight – NLOS) kann über einen sogenannten Rayleigh-Fading Channel über die Rayleighverteilten Zufallsvariablen A₁ und A₂ berücksichtigt werden. Diese werden in Formel 5 in Form von p₁ und p₂ als Parameter der Zufallsvariablen A₁ und A₂ dargestellt und ermöglichen, um Differenzen der Sendeleistungen zwischen den Signalen X₁ und X₂ zu charakterisieren.
• Das SINR mit X₁ als das Nutzsignal und X₂ als der Störer kann ausgedrückt werden als:

  
• Ein Vergleich der Formeln 5 und 6 zeigt, dass der SINR direkt mit der Kurtosis zusammenhängt. Das SINR beruht auf den Variablen p₁, p₂ und σ_n. Diese sind auch in Formel 6 enthalten. Dadurch kann durch Bestimmung der Kurtosis auf das SINR und somit die Anwesenheit oder Abwesenheit einer Interferenz zurückgeschlossen werden. Der vordefinierte Schwellwert, bspw. einer Kurtosis, kann bspw. durch eine Simulation oder messtechnische Erfassung bestimmt sein, wobei ein Kurtosis-Wert dann einen Rückschluss auf einen vorab erfassten SINR-Wert erlaubt.
• Dies kann ferner erlauben, über eine Anwesenheit einer Interferenz auch die Stärke der Interferenz zu bestimmen. Ein SINR-Schwellwert für eine Entscheidung, einen Alarm zu generieren, kann beispielsweise von einer benötigten oder angestrebten Bitfehlerrate (Bit Error Rate – BER) abhängig sein. Beispielsweise kann für Bluetooth-Systeme ein minimales SINR von 11 dB angestrebt werden, um eine Bitfehlerwahrscheinlichkeit ≤ 0,1% für Gleichkanalstörungen (Co-Channel Interference) zu erreichen, wie es beispielsweise in [6] beschrieben ist.
• In anderen Worten umfasst die Detektion von Signalinterferenzen zwei Schritte. In einem ersten Schritt werden Profilkurven, die die Kurtosis zu dem SINR in ein Verhältnis setzen, empirisch erzeugt und ein jeweiliger SINR Schwellwert basierend auf einer benötigten oder angestrebten Bitfehlerrate ausgewählt und in dem Schwellwertspeicher der Vorrichtung 32 hinterlegt. Ein zweiter Schritt kann als Klassifikationsschritt bezeichnet werden. Die Kurtosis eines empfangenen Signals wird ermittelt und mit dem hinterlegten Schwellwert verglichen, um eine Entscheidung bezüglich der auftretenden Interferenz basierend auf dem Vergleich zu treffen.
• Die Prozessoreinrichtung 12 umfasst ferner einen Quadrierer 58'a und einen Quadrierer 58'b, die ausgebildet sind, um ein Betragsquadrat der Kurtosis des Realteils und ein Betragsquadrat der Kurtosis des imaginärteils zu bilden. Der Addierer 62 ist ausgebildet, um die beiden Betragsquadrate zu addieren. Der Wurzelbilder 64 ist ausgebildet, um eine Wurzel aus der erhaltenen Summe zu ziehen. Die erhaltene Summe wird der Vergleichseinrichtung 14 bereitgestellt.
• In anderen Worten setzt Vorrichtung 60 auf herkömmlichen Überwachungs- und Alarmierungssystemen auf. Durch Betrachtung der Kurtosis werden bestehende Einschränkungen überwunden. Damit kann die Detektion von Interferenzen durch Signale und/oder Störer auch unterhalb der typischen Sendeleistung der primären Systeme ermöglicht werden, beispielsweise wenn die Sendeleistung des Störers und des Nutzsignals aufaddiert unterhalb eines Energieschwellwertes liegen.
• Vorrichtung 60 kann auch als ein automatisch arbeitendes Überwachungs- und Alarmierungssystem bezeichnet werden, das Interferenzen, beispielsweise durch Fehlfunktion einzelner Funksysteme, Störungen und Fremdsysteme, erkennen und somit die Möglichkeit eröffnen kann, frühzeitig auf die Interferenzen zu reagieren. Hierdurch kann die Zuverlässigkeit und das Zeitverhalten funkbasierter Kommunikation abgesichert und/oder deren Ausfallzeit reduziert oder minimiert werden.
• In anderen Worten ist Vorrichtung 60 ausgebildet, um die elektromagnetischen Wellen mit der Antenne zu empfangen. Durch eine anschließende Vorverarbeitung (Bandpassfilterung, Frequenzumsetzung, etc.) wird sichergestellt, dass nur Signale der in der Umgebung installierten Systeme untersucht werden. Da in industriellen Anlagen ein sogenanntes Koexistenzmanagement durchgeführt wird, steht die Information über alle installierten Systeme mit Bandbreite und Mittenfrequenz zur Verfügung und kann aus einer Datenbank ausgelesen werden. In dem darauffolgenden Verarbeitungsschritt werden die Signale in Inphase- und/oder Quadratur-Komponente aufgespalten. Anschließend findet die Berechnung des vierten zentralen Moments (Kurtosis) statt. Die anschließende Schwellwertentscheidung stellt die Interferenzdetektion dar. Der Detektor hat zur Aufgabe, die Sicherheit und Zuverlässigkeit zu steigern. Dazu vergleicht er die gewonnen Daten mit hinterlegten Werten (schwellwertbasierter Ansatz). Der Schwellwert kann hierbei ein für jedes System empirisch bestimmter und in einer Datenbank abgelegter (hohe Genauigkeit) oder ein fester funksystemunabhängiger Wert sein. Eine weitere Möglichkeit ist die Verwendung eines maschinellen Lernverfahren, welche als Eingabe die statistisch gewonnenen Daten erhält.
• Alternativ ist ebenfalls vorstellbar, dass die Prozessoreinrichtung 12 ausgebildet ist, um die Kurtosis des Realteils und die Kurtosis des Imaginärteils ohne Bildung eines Betragsquadrates zu addieren und/oder ohne die Bildung einer Wurzel der Addition der Vergleichseinrichtung 14 bereitzustellen. Das Bilden der Betragsquadrate und/oder das Berechnen der Wurzel kann als ggf. reversible mathematische Operation beschrieben werden, die möglicherweise die Vergleichsoperationen der Vergleichseinrichtung 14 vereinfachen. Wird das Ergebnis der Prozessoreinrichtung 12 lediglich auf die Auswertung der Real- oder Imaginärteile des komplexen Empfangssignals gestützt, kann eine Quadrierung und/oder Betragsbildung durch den Quadrierer 58'a oder 58'b, eine Addition durch den Addierer 62 bzw. eine Wurzelberechnung durch den Wurzelbilder 64 entfallen, so dass die Vergleichseinrichtung 14 ausgebildet sein kann, das Ergebnis der Quotienteneinrichtung 56a oder 56b mit dem vordefinierten Schwellwert zu vergleichen. Da ein relevanter bis überwiegender Anteil der Interferenzinformation durch das Errechnen der Kurtosis erhalten werden kann, ist es vorstellbar, dass der Schwellwert direkt mit den Werten der Kurtosis verglichen wird.
• 7 zeigt eine schematische Darstellung einer Vorrichtung 70 zur Detektion von Signalinterferenzen. Vorrichtung 70 umfasst eine Prozessoreinrichtung 12, die ausgebildet ist, einen Realteil des vorverarbeiteten komplexwertigen Empfangssignals zu bilden und die Kurtosis des Realteils zu bilden. Vorrichtung 70 bzw. die Prozessoreinrichtung 12' weist ferner die Vergleichseinrichtung 14 auf, die ausgebildet ist, um die Kurtosis des Realteils mit einem in dem Schwellwertspeicher der Vorrichtung 32 hinterlegten Schwellwert zu vergleichen.
• Gegenüber einer Berechnung der Kurtosis für den Realteil und den Imaginärteil, wie es in 6 erläutert ist, kann die Bildung der Kurtosis lediglich des Realteils zu einem verminderten Rechenaufwand der Prozessoreinrichtung 12 und mithin zu günstigeren und/oder energiesparenderen Komponenten führen. Eine Berechnung des Realteils und des Imaginärteils kann eine erhöhte Berechnungsgenauigkeit ermöglichen, da die untersuchte Stichprobe, d. h. eine Anzahl von Abtastpunkten, vergrößert bzw. verdoppelt ist. Eine Vergrößerung der Stichprobe kann zu einem geringeren Schätzfehler der Potenz, wie bspw. der Kurtosis führen.
• 8 zeigt eine schematische Darstellung eines simulativen Aufbaus zur Gewinnung eines Profils, d. h. von Schwellwerten, die in Schwellwertspeichern einer Vorrichtung zur Interferenzdetektion hinterlegt werden können. Ein Aufbau oder Setup, wie es in 3: gezeigt ist, kann genutzt werden, um ein SINR-Kurtosisprofil zu erhalten.
• Der simulative Aufbau kann bspw. in einer MATLAB-Umgebung umgesetzt sein und umfasst zwei Signalquellen 76a und 76b, die ausgebildet sind, um basierend auf einer Signalbeschreibung, wie sie in Formel (4) und 14 gezeigt ist, die Signale X₁ und X₂ zu generieren. N(t) beschreibt additives weißes Gaußsches Rauschen mit der Varianz σ 2 / n .
• Vereinfachend kann für die Simulation davon ausgegangen werden, dass X₁ und X₂ unabhängige Zufallsprozesse (mittelwertfrei) mit normalisierten Varianzen und Momenten vierter Ordnung m_1,4 bzw. m_2,4 sind. Weiterhin sind A₁ und A₂ Rayleigh-verteilte Zufallsvariablen mit den Parametern P₁ und P₂.
• Die Signale X₁ und X₂ können beispielsweise Bluetooth- oder WLAN-Signale simulieren. Ein Rauschgenerator 78 ist ausgebildet, um additives weißes Gaußsches Rauschen N zu generieren. Der Aufbau ist ferner ausgebildet, um die Signale X₁ und X₂ mit Rayleigh-Koeffizienten A₁ und A₂ zu überlagern und so NLOS-Übertragungsstrecken nachzubilden. Die Überlagerung der Signale X₁ und X₂ mit den Rayleigh-Koeffizienten A₁ bzw. A₂ erlaubt die Berücksichtigung von Positionen von Nutzsignalsendern oder Störern sowie lokalen Gegebenheiten, wie sie beispielsweise durch eine Fabrikhalle mit verschiedenen Orten von Maschinen, Wänden, Türen und/oder Stockwerken ausgestaltet sein können. Insbesondere bestehende NLOS-Verbindungen zwischen einem Sender und einem Empfänger der Funkverbindung können durch die Rayleigh-Variablen modelliert werden. Der Aufbau umfasst zwei Berechnungspfade 82a und 82b: Einem nicht interferierten, von weißem Rauschen N überlagerten Berechnungspfad 82a mit dem Nutzsignal X₁ und einen und einen interferierten Berechnungspfad 82b mit dem Interferenzsignal X₂ zur Bestimmung des SINR.
• In dem interferenzfreien Berechnungspfad 82a wird das Nutzsignal X₁ mit der Rayleigh-Variablen A₁ beeinflusst und mit dem Rauschsignal N überlagert, d. h. das Rauschsignal N wird auf das Signal A₁·X₁ addiert. Für dieses interferenzfreie komplexwertige Signal werden für den Realteil und den Imaginärteil jeweils Potenzen, wie etwa die Kurtosis berechnet und die Ergebnisse quadriert, addiert und aus dem Resultat eine Wurzel gezogen, wie es beispielsweise in 6 für Vorrichtung 60 zur Interferenzdetektion gezeigt ist. Basierend auf der Information, dass das so erhaltene Ergebnis interferenzfrei ist, können für verschiedene Zeitpunkte und/oder Rayleigh-Variablen A₁ verschiedene Sollwerte (k₀, k₁, ...) in einem Ergebnisblock 83 abgeleitet werden.
• Der interferierte Berechnungspfad 82b umfasst einen Berechnungsblock 84, der ausgebildet ist, um neben dem Rayleigh-gestreuten Signal A₁·X₁ und dem überlagernden weißen Rauschen N auch das Rayleigh-gestreute Signal A₂·X₂, das einen Störer repräsentiert, zu empfangen, so dass in den Berechnungsblock 84 das Signal I(t), wie es beispielsweise in Formel 4 beschrieben ist, eingebbar ist In anderen Worten kann der Berechnungsblock 84 das Signal I(t) empfangen. Der Berechnungsblock 84 ist ausgebildet, um aus dem interferierten Signal I(t) das SINR zu berechnen, wie es beispielsweise in Formel 6 definiert ist. Daraus kann ein Ergebnisblock 86, d. h. (SINR₀, SINR₁, ...) für dieselben Szenarien, wie sie durch A₁ und X₁ im interferenzfreien Signalpfad 82a berücksichtigt sind, abgeleitet werden.
• In anderen Worten kann ein direkter Vergleich von einer interferenzfreien Übertragung für verschiedene Zeitpunkte und/oder Szenarien im Ergebnisblock 83 mit den SINR-Werten des Ergebnisblockes 86 verglichen werden, um die Schwellwerte abzuleiten.
• Damit kann eine Bestimmung eines SINR-Wertes während eines laufenden Betriebs einer Vorrichtung zu Interferenzdetektion entfallen, da für solch eine Vorrichtung 10 ein aktuelles Szenario, d. h. die aktuellen Parameter A₁, A₂, X₁, X₂ bzw. N zumindest teilweise unbekannt sind. Das bedeutet, dass eine direkte Bestimmung des SINR im laufenden Betrieb bedingt bis nicht umsetzbar sein kann, da Sendeleistung und ähnliche Parameter zumindest teilweise unbekannt sind. Eine Berechnung des Signalinterferenzergebnisses basierend auf dem komplexen Eingangssignal hingegen ist durchführbar.
• In anderen Worten überlagert die MATLAB-Simulation Bluetooth-Signale in einem AWGN-Kanal mit Rayleigh-Streuung, um eine Interferenz zu modellieren (beispielsweise Bluetooth-Interferenzen). Die Bluetooth-Signale können in einem komplexen Basisband generiert werden. Zur Berechnung der Kurtosis werden die Inphase und Quadratur-Komponenten eines jeden Signals berücksichtigt. Das Bluetooth-Signal kann eine Datenrate von 1 Mbps ohne Spreizung aufweisen, was zu einer Bitdauer von ca. 1 μs führt. Ein Datenpaket mit einer Länge von 625 Bits wird für die Simulation zusammengesetzt. Für eine Simulation kann zusätzlich angenommen werden, dass die Pakete in einem einzelnen Zeitintervall übertragen werden (Single Time Slot Pakets). Ein Zeitfenster von ungefähr 272 μs, das ca. 30.000 Abtastpunkten entspricht, wird in dem jeweiligen Detektionsprozess des Berechnungspfades 82a und 82b berücksichtigt, um einen SINR und die Kurtosis zu bestimmen, um eine grafische Ausgabe zu ermöglichen. Beispielsweise wird angenommen, dass über diese 30.000 Abtastpunkte entweder eine Interferenz über den gesamten Zeitraum, d. h. volle Überlappung, oder keine Interferenz, d. h. keine Überlappung, vorliegt. Alternative Szenarien können auch eine teilweise Überlappung, d. h. eine Interferenz während eines Teils des Betrachtungszeitraums, berücksichtigen.
• A₁ und A₂ können für das experimentelle Setup als Zufallsvariablen der Rayleigh-Streuung mit A₁, das einen Parameter von 0 dB aufweist und A₂ mit einem Parameter, der zwischen 0 und 20 dB variiert, bestimmt werden. Die Leistung des thermischen Rauschens N ist auf einen Wert von 0 dB normalisiert. Für jeden SINR-Schritt wird eine gewisse Anzahl, bspw. 5.000, 10.000 oder 20.000 Simulationen ausgeführt. Für die weitere Bearbeitung kann bspw. der Median-Wert oder der geometrische Mittelwert der Ergebnisse der Gesamtzahl an Simulationen berücksichtigt werden.
• 9 zeigt eine schematische Darstellung eines experimentellen Setups mit einer Vorrichtung 90 mit Laborgeräten zur Bestimmung von vordefinierten Schwellwerten.
• Bluetooth-Bluetooth-Interferenzszenarien können so getestet und an eine Softwaredefinierte Funkumgebung (Software Defined Radio-SDR). Zwei Bluetooth-Quellen ohne eine direkte Sichtverbindung (Non Line-Off-Sight – NLOS) werden hierfür auf einem gleichen Kanal interferiert, wobei eine Sendeleistung eines Senders konstant gehalten und eine Sendeleistung des zweiten Signalgenerators variiert wird.
• Die Vorrichtung 90 ist ausgebildet, um bspw. eine Simulationsumgebung, wie sie in 8 gezeigt ist, in Hardware nachzubilden. Die Ergebnisse können zusätzlich oder alternativ zu der Simulation genutzt werden, bspw., um die Ergebnisse der Simulation und der Vorrichtung 90 vergleichen oder verifizieren zu können. Die Vorrichtung 90 umfasst zwei Signalgeneratoren 88a und 88b. Die Signalgeneratoren können beispielsweise vom Typ SMIQ06B der Firma Rohde & Schwarz sein und sind ausgebildet, um Signale, wie Bluetooth- oder WLAN-Signale mit Mittenfrequenzen von 2,420 GHz zu erzeugen. SMIQ06B Signalgeneratoren weisen einen Frequenzbereich von 300 kHz bis 6.4 GHz auf und können Signale mit einer Sendeleistung von bis zu 16 dBm erzeugen. Eine Empfangseinrichtung 92 ist ausgebildet, um die von den Signalgeneratoren 88a und 88b über einen modellierten Rayleigh-Kanal zu empfangen, so dass an der Empfangseinrichtung 92 ein interferiertes Signal A₁ X₁ + A₂, X₂ empfangen wird, welches durch die Signalgeneratoren 88a und 88b und/oder von der Empfangseinrichtung 92 von thermischem Rauschen N überlagert sein kann, so dass an der Empfangseinrichtung 92 das modellierte Signal I(t) auswertbar ist. Die Empfangseinrichtung 92 kann beispielsweise ein USRP2 RFX2400 Transceiver sein, der mit einem PC 94 verbunden ist. Auf dem PC 94 kann Software, wie etwa MATLAB und/oder Simulink zur Auswertung der empfangenen Signale genutzt werden. Die Empfangseinrichtung 92 ist ausgebildet, um Signale in das Basisband zu verschieben und mit einer Abtastrate von bspw. 100 Mega-Samples per Second (Msps) abzutasten. Für eine Signalverarbeitung, beispielsweise in MATLAB, können beispielsweise 30.000 Abtastpunkte zu einem Zeitpunkt berücksichtigt werden. Ferner kann ein geeigneter Downsampling-Faktor angewendet werden, um die Abtastrate anzupassen, beispielsweise an eine Simulationsumgebung, wie sie in 8 gezeigt ist.
• 10 zeigt einen qualitativen Graphen, an dem an der Abszisse ein SINR in dB und an der Ordinate ein jeweiliger ermittelter Kurtosis-Wert bezeichnet ist. Der Graph weist zwei Datenreihen auf. Eine erste Datenreihe, durch dreieckige Datenpunkte dargestellt, zeigt mögliche Ergebnisse einer simulativen Kurtosis-Ermittlung, wie sie beispielsweise durch eine Simulation ermittelbar ist, wie sie in 8 dargestellt ist.
• Eine Wertermittlung kann bspw. so erhalten werden, dass für beide Kurven die Leistung einer Quelle konstant gehalten und die Leistung der anderen Quelle variiert wird. Nach Empfang des Signals werden Kurtosis-Werte von Inphase- und Quadratur-Komponenten bestimmt und dann für verschiedene SINR-Werte in MATLAB kombiniert. Dies wird sowohl für die Simulation, wie sie in 8 exemplarisch dargestellt ist, und das Echtzeit-Setup, wie es in 9 dargestellt ist, durchgeführt. 10 zeigt wie die Kurtosis als eine Funktion des SINR für beide Fälle variiert.
• Eine zweite, durch rautenförmige Datenpunkte dargestellte Datenreihe zeigt mögliche Ergebnisse eines Experimentes mit Hardware-Komponenten, wie sie beispielsweise durch ein Experiment erhaltbar ist, wie es in 9 dargestellt ist. Der Graph zeigt, dass simulative und experimentelle Ergebnisse im Wesentlichen übereinstimmen können und dass bei steigendem SINR, d. h. mit einem abnehmend von Interferenzen gestörten Kanal ein Wert der Potenz, wie hier bspw. der Kurtosis sinkt. Eine Ergebnisberechnung basierend auf einer von der Kurtosis verschiedenen Potenz kann zu einem mit steigendem SINR Ergebniswert führen. Ein monotoner Verlauf einer steigenden oder abfallenden Kurve über ein steigendes SINR kann eine Ableitung eines jeweiligen vorhandenen Schwellwertes ermöglichen.
• In anderen Worten ändert sich das vierte zentrale Moment, die Kurtosis, auch in Abhängigkeit des Signal- zu Interferenzverhältnisses. Die Kurtosis weist in einem Bereich eines SINR bis hin zu beispielsweise 10 dB signifikante Unterschiede auf, d. h. sie kann beispielsweise zwischen 3,2 und 2,6 variieren, was eine Detektion von Interferenz basierend auf der Kurtosis ermöglichen kann. Der Bereich eines SINR von 0 dB, d. h. Interferenz und Nutzsignal weisen in etwa gleiche Leistung auf, bis hin zu einem SINR von 11 dB kann als relevant eingestuft werden. Beispielsweise kann bei Bluetooth bei einem SINR von größer als 11 dB eine Bitfehlerwahrscheinlichkeit kleiner 0,1% erreicht werden, was für viele Anwendungen ausreichend sein kann. Alternative Ausführungsbeispiele zeigen Anforderungen, die beispielsweise einen relevanten Bereich bis 15, 17 oder 20 dB erfordern und mithin einen derartigen relevanten Bereich definieren. Auch kann beispielsweise bei Betrachtung oder Überwachung eines anderen drahtlosen Übertragungsmediums, wie beispielsweise WLAN oder Wireless Metropolitan Area Network (WMAN) verschiedene Werte eines Potenzwertes, wie etwa eines Kurtosis-Wertes, in Abhängigkeit eines jeweiligen SINR erhalten werden.
• Nachdem ein derartiges Profil erhalten ist, kann ein Schwellwertpunkt auf der Kurve ausgewählt werden. Dieser Schwellwert kann beispielsweise genutzt werden, um empfangene Signale als interferiert oder nicht interferiert zu klassifizieren (basiert auf der Sensitivität des Empfängers). Wird beispielsweise ein minimales SINR von 11 dB benötigt, um eine Bitfehlerrate von ≤ 0,1% für Gleichkanalinterferenz zu erreichen, wie es beispielsweise in [6] beschrieben ist, so kann dies beispielsweise einer Kurtosis von ca. 2,5 auf dem Profil des Graphen entsprechen. In anderen Worten kann jeweils eine Anzahl von Samples, bspw. mit 30.000 empfangenen Abtastpunkten mit einer Kurtosis von mehr als 2,5 als nicht interferiert und angenommen werden, dass eine korrekte Demodulation des Signals mit einer Bitfehlerwahrscheinlichkeit ≤ 0,1% erreichbar ist. Ein empfangenes Sample mit einer Kurtosis von weniger als 2,5 kann als fehlerhaft betrachtet werden, wenn beispielsweise die Bitfehlerwahrscheinlichkeit nicht den Anforderungen entspricht.
• 11 zeigt ein schematisches Ablaufdiagramm eines Verfahrens 100 zur Entscheidungsfindung, ob ein Signal als interferiert, d. h. fehlerhaft, oder nicht interferiert klassifiziert werden kann.
• In einem Schritt 102 wird ein empfangenes analoges Signal mit einer Analog-Digital-Wandlung digitalisiert. In einem Schritt 104 wird die Kurtosis des Real- und/oder Imaginärteils des digitalisierten Signals bestimmt. In einem Schritt 106 wird ein Schwellwert bereitgestellt, beispielsweise indem für ein benötigtes oder angestrebtes SINR ein entsprechender Kurtosis-Wert aus einem Speicherbaustein oder einer Datenbank abgefragt wird. In einem Schritt 108 wird die im Schritt 104 bestimmte Potenz, bspw. die Kurtosis, mit dem im Schritt 106 abgerufenen Schwellwert verglichen. In einem Schritt 112 wird basierend auf dem Ergebnis des Vergleichs im Schritt 108 eine Entscheidung getroffen, beispielsweise, dass ein Signalpegel, der das Signalinterferenzergebnis anzeigt, verringert oder erhöht wird. Dies kann einem Alarmbaustein anzuzeigen, einen Alarm auszulösen, wenn die Entscheidung ergibt, dass das empfangene Signal so stark interferiert ist, dass es als fehlerhaft betrachtet wird.
• 12 zeigt einen Graphen mit fünf Datenreihen 96a–e. An der Abszisse des Graphen ist das Interferer-To-Noise-Ratio (INR) in dB aufgetragen. Die Ordinate zeigt eine Wahrscheinlichkeit einer Fehldetektion, d. h. einer Fehlentscheidung, bspw. ob eine Signalinterferenz fälschlicherweise erkannt oder nicht erkannt wird, für ein jeweiliges INR. Die verschiedenen Datenreihen 96a–e unterscheiden sich in ihrem jeweiligen SNR. Datenreihe 96a zeigt ein SNR von –2 dB, Datenreihe 96b ein SNR von 0 dB, Datenreihe 96c ein SNR von 2 dB, Datenreihe 96d ein SNR von 4 dB und Datenreihe 96e ein SNR von 6 dB. In anderen Worten wächst ein Signal zu Rauschabstand von der Datenreihe 96a hin zur Datenreihe 96e. Über die Abszisse steigt für eine Datenreihe das INR, umgangssprachlich ausgedrückt wird der Störer ”lauter”, d. h. der Störer sendet mit einer steigenden Sendeleistung. Mit steigendem INR steigt die Wahrscheinlichkeit ein Fehlentscheidung, da möglicherweise zunehmend der Störer als Nutzsignalsender identifiziert wird. Gleichzeitig sinkt eine Wahrscheinlichkeit der Fehldetektion mit steigendem SNR des Signals, d. h. mit zunehmender Signalqualität kann die Wahrscheinlichkeit einer Fehlentscheidung verringert werden.
• In anderen Worten zeigt 12 die Wahrscheinlichkeit einer Fehlentscheidung für verschiedene SNR-Werte in einem Leistungstest. Für verschiedene SNR-Werte wird das INR erhöht. Eine große Anzahl an Iterationen, beispielsweise 5.000, 10.000 oder 20.000, können pro INR ausgeführt werden, um einen Graphen, wie er beispielhaft in 12 gezeigt ist, zu erzeugen.
• 13 zeigt einen Graphen mit drei Datenreihen 98a–c, die für verschiedene Funkstandards mögliche Kurtosis-Werte (an der Ordinate angetragen) über variierende, an der Abszisse angetragene SINR-Werte gegenüberstellt. Die Datenreihe 98a zeigt eine Störung, d. h. Interferenz, eines Wifi-Signals mit einem Wifi-Signal. Die Datenreihe 98b zeigt die Kurtosis für ein Wifi-Signal, welches von einem Bluetooth-Signal gestört wird. Die Datenreihe 98c zeigt einen Verlauf der Kurtosis für ein Wifi-Signal, welches von einem Zigbee-Signal gestört wird. Zigbee ist ein Funkstandard, wie er beispielsweise für industrielle Sensornetze angewendet werden kann und kann beispielsweise drahtlose Übertragungsstrecken von bis zu 100 m überbrücken.
• Wifi-Signale sind beispielsweise WLAN-Signale, welche auf dem 802.11-Standard aufsetzen. Bei kleinen bis sehr kleinen SINR-Werten, d. h. beispielsweise Werte zwischen –50 und –30 dB des SINR beträgt die Kurtosis ca. 1,8, was beispielsweise einem nahezu oder vollständig uninterferierten WLAN-Signal entsprechen kann. Bei steigendem SINR steigt die Kurtosis für die Datenreihen 98a–c stetig an, um bei ca. 0 dB ein jeweiliges Maximum, das ein globales Maximum sein kann, zu erreichen und anschließend für weiter steigende SINR-Werte abzufallen. Bei Datenreihe 98a kann die Kurtosis bei hinreichend großem SINR von beispielsweise größer 30 dB bis nahezu auf den Wert für das jeweilige Übertragungssystem aus Sender und Störer, d. h., das WLAN-System, abfallen. Für die Datenreihen 98b und 98c, also für Bluetooth- oder Zigbee-Störer fällt die Kurtosis ebenfalls stark, jedoch jeweils auf den Kurtosis-Wert des Übertragungssystems mit der höchsten Empfangsleistung ab. Diese kann von Leistungsverlusten beeinflusst werden, die auf verschiedenen Pfaden, d. h. Übertragungswegen, zwischen Sender und Empfänger auftreten. Dies kann dazu führen, dass eine Empfangsleistung eines ZigBee-Signals trotz geringerer Sendeleistung größer ist als bei einem Bluetooth-Signal. Das bedeutet, dass Zigbee eine höhere Empfangsleistung als WLAN und Bluetooth eine höhere Empfangsleistung als Zigbee aufweisen kann. Bspw. kann ein WLAN-Signal mit einer Sendeleistung von bis zu 60 mW, ein Zigbee-Signal mit einer Sendeleistung von bis zu 10 mW und Bluetooth mit einer Sendeleistung von bis zu 100 mW übertragen werden. Eine grau hinterlegte Fläche 102 des Graphen beschreibt einen Bereich, der von einer Vorrichtung, wie etwa Vorrichtung 10, 20, 60 oder 70 einem Verfahren, wie etwa dem Verfahren 100, so klassifiziert werden kann, dass ein Ergebnis, das einen Wert innerhalb des Bereichs 102 aufweist als zu stark interferiert eingestuft wird. Daraus kann ein Schwellwert 104 vordefiniert werden. In anderen Worten kann dann das Signal als fehlerhaft eingeschätzt werden kann, da die Kurtosis-Werte oberhalb des möglichen Schwellwertes 104 liegen. Eine Kurtosis von ca. 2,2 bezeichnet einen möglichen Schwellwert 104.
• Eine Interferenzdetektion basierend auf der Kurtosis kann besonders gut bei etwa gleichgroßen Leistungen von Nutzsignalsender und Störer, d. h. bei einem SINR von ca. 0 dB, erfolgen, da hier große Variationen in der Kurtosis vorliegen. Dieser Bereich kann nachrichtentechnisch als ein kritischer oder der kritischste Bereich beschrieben werden, da hier eine Demodulation des Nutzsignals oft oder meist verhindert ist. Eine Detektion von Interferenz in diesem Bereich kann mithin große Vorteile bergen, insbesondere wenn Signalinterferenzen mittels Leistungsbetrachtung von Nutz- und Interferenzsignal von Energiedetektoren nicht oder mangelhaft erkannt werden. Dies kann beispielsweise geschehen, wenn Sendeleistung von Nutzsignalsender und Störer niedrig sind und eine gemeinsame Sendeleistung unterhalb eines Schwellwertes verbleibt. Die Leistungsunabhängigkeit der Kurtosis erlaubt demgegenüber die Interferenzdetektion auch in solchen Fällen.
• 14 zeigt eine schematische Darstellung eines Systemmodells zur Beschreibung des empfangenen Signals I(t). Ein Funksignal X₁(t) wird mit der Rayleigh-Variablen A₁ multipliziert, um die Transmission des Signals X₁(t) über einen Rayleigh-Kanal zu modellieren. Ein zweites Signal X₂(t) wird dementsprechend mit einer Rayleigh-Variablen A₂ multipliziert, um die Ausbreitung des zweiten Signals X₂(t) über einen zweiten Kanal zu modellieren. Die beiden NLOS-Signale werden in einem Punkt 106 addiert, um die gemeinsame Übertragung der Signale X₁(t) und X₂(t) über einen gemeinsamen Kanal zu repräsentieren. In einem Punkt 108 wird der Summe thermisches Rauschen N(t) aufaddiert und so das Signal I(t) erhalten, wie es beispielsweise in Formel 4 beschrieben ist.
• 15 zeigt eine schematische Darstellung von Kanälen, wie sie beispielsweise durch Bluetooth in dem 2,4 GHz ISM-Band okkupiert werden. In einem Frequenzbereich zwischen 2,402 und 2,480 GHz sind mit einem Abstand 112 von 1 MHz eine Anzahl von 79 Kanälen mit jeweils einer Bandbreite 112 von ca. 1 MHz angeordnet, wobei zwischen den Kanälen jeweils Lücken (engl.: gaps) zur Verminderung oder Verringerung von Kanalübersprechen angeordnet sind. In anderen Worten wird das 2.4 GHz ISM-Band von Bluetooth in 79 Subkanäle unterteilt. Das ganz oder teilweise gleiche ISM-Frequenzband wird von anderen Funkstandards, beispielsweise 802.11 b/g (WLAN) mit einer anderen Kanalaufteilung genutzt. Ein gleichzeitiges Nutzen des Mediums durch verschiedene, möglicherweise untereinander unkoordinierte, Standards kann zum Auftreten von Interferenz führen.
• Herleitung der Kurtosis-Beschreibung
• Die Kurtosis β eines Signals I kann als definiert werden:

  
• Das Moment vierter Ordnung von I, das ebenfalls mittelwertfrei ist, da es eine Summe mittelwertfreier Zufallsvariablen ist, ist durch m_I,4 = E[I⁴] definiert. Für I⁴ gilt:

  

  werden die Terme gleicher Dimension summiert, so ergibt sich aus obiger Gleichung:

  
• Aufgrund der Linearität des Erwartungswert-Operators ist der Erwartungswert von I⁴ die Summe der Erwartungswerte der individuellen Komponenten:

  
• X₁, X₂, A₁, A₂ und N sind voneinander unabhängig, so dass f₁(X₁), f₂(X₂), f₃(A₁), f₄(A₂), und f₅(N) für beliebige Funktionen f₁, f₂, f₃, f₄ und f₅ ebenfalls unabhängig voneinander sind. Damit könnte Formel 9 auch geschrieben werden als:

  
• Da N, X₁ und X₂ mittelwertfrei sind, reduziert sich Gleichung 10 zu:

  
• A₁ und A₂ sind Rayleigh-verteilt und weisen Moment zweiter und vierter Ordnung 2p 2 / 1, 2p 2 / 2 und 8p 2 / 1, bzw. 8p 4 / 2 auf. N weist eine Normalverteilung mit Momenten zweiter und vierter Ordnung von σ 2 / N bzw. 3σ 4 / N auf. X₁ und X₂ weisen Momente zweiter Ordnung, die zu 1 normalisiert sind, bzw. Momente vierter Ordnung m_1,4 und m_2,4 auf. Deshalb reduziert sich E[I⁴] zu:

  
• Das Moment zweiter Ordnung von 1 ergibt sich zu:

  
• Da X₁, X₂ und N unabhängig voneinander und mittelwertfrei sind, reduziert sich Gleichung 14 zu:

  
• Eine Quadrierung des Terms ergibt:

  
• Um schließlich die Kurtosis zu erhalten, wird, wie es für Gleichung A gezeigt ist, das Moment vierter Ordnung durch das Quadrat des Momentes zweiter Ordnung dividiert:

  

  womit Gleichung 5 hergeleitet ist.
• Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrensschritt beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar.
• Je nach bestimmten Implementierungsanforderungen können Ausführungsbeispiele der Erfindung in Hardware oder in Software implementiert sein. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums, beispielsweise einer Floppy-Disk, einer DVD, einer Blu-ray Disc, einer CD, eines ROM, eines PROM, eines EPROM, eines EEPROM oder eines FLASH-Speichers, einer Festplatte oder eines anderen magnetischen oder optischen Speichers durchgeführt werden, auf dem elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenwirken können oder zusammenwirken, dass das jeweilige Verfahren durchgeführt wird. Deshalb kann das digitale Speichermedium computerlesbar sein. Manche Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen also einen Datenträger, der elektronisch lesbare Steuersignale aufweist, die in der Lage sind, mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenzuwirken, dass eines der hierin beschriebenen Verfahren durchgeführt wird.
• Allgemein können Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung als Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode implementiert sein, wobei der Programmcode dahin gehend wirksam ist, eines der Verfahren durchzuführen, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer abläuft. Der Programmcode kann beispielsweise auch auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert sein.
• Andere Ausführungsbeispiele umfassen das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren, wobei das Computerprogramm auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist.
• Mit anderen Worten ist ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens somit ein Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufweist, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft. Ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verfahren ist somit ein Datenträger (oder ein digitales Speichermedium oder ein computerlesbares Medium), auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufgezeichnet ist.
• Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens ist somit ein Datenstrom oder eine Sequenz von Signalen, der bzw. die das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren darstellt bzw. darstellen. Der Datenstrom oder die Sequenz von Signalen kann bzw. können beispielsweise dahin gehend konfiguriert sein, über eine Datenkommunikationsverbindung, beispielsweise über das Internet, transferiert zu werden.
• Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst eine Verarbeitungseinrichtung, beispielsweise einen Computer oder ein programmierbares Logikbauelement, die dahin gehend konfiguriert oder angepasst ist, eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen.
• Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst einen Computer, auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren installiert ist.
• Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein programmierbares Logikbauelement (beispielsweise ein feldprogrammierbares Gatterarray, ein FPGA) dazu verwendet werden, manche oder alle Funktionalitäten der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein feldprogrammierbares Gatterarray mit einem Mikroprozessor zusammenwirken, um eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Allgemein werden die Verfahren bei einigen Ausführungsbeispielen seitens einer beliebigen Hardwarevorrichtung durchgeführt. Diese kann eine universell einsetzbare Hardware wie ein Computerprozessor (CPU) sein oder für das Verfahren spezifische Hardware, wie beispielsweise ein ASIC.
• Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei.
• Literaturverzeichnis
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Claims (14)

1. Vorrichtung zur Detektion von Signalinterferenzen in einem komplexen Empfangssignal mit folgenden Merkmalen: einer Prozessoreinrichtung (12; 12'), die ausgebildet ist, um eine Anzahl (N) von Abtastwerten des komplexen Empfangssignals zu erfassen; Realteile und Imaginärteile der Abtastwerte des komplexen Empfangssignals zu extrahieren (38; 42); Potenzen (48; 48a; 48b) der extrahierten Realteile (38) und der extrahierten Imaginärteile (42) mit einem Exponenten von 4 zu erhalten; einen Mittelwert der Potenzen zu erhalten (52a; 52b); die Normierungspotenzen (46; 46a; 46b) der extrahierten Realteile (38) und der extrahierten Imaginärteile (42) mit einem Exponenten von 2 zu erhalten; einen Mittelwert der Normierungspotenzen (54; 54a; 54b) zu erhalten; einen Realteilquotienten (56a) basierend auf dem Mittelwert (54a) der Potenzen (48a) der Realteile (38) und dem Mittelwert (52a) der Normierungspotenzen (46a) der Realteile (38), und einen Imaginärteilquotienten (56b) basierend auf dem Mittelwert (54b) der Potenzen (48b) der Imaginärteile (42) und dem Mittelwert (52b) der Normierungspotenzen (46b) der Imaginärteile (42) zu erhalten; einen Summenwert (62) basierend auf einem Quadratwert (58a), der auf dem Realteilquotienten (56a) beruht, und einem Quadratwert (58b), der auf dem Imaginärteilquotienten (56b) beruht, zu erhalten; und das Ergebnis basierend auf einem Wurzelwert (64), der auf dem Summenwert (62) beruht, zu erhalten, so dass basierend auf einer Potenz (48a; 48b) einer Komponente (38; 42) des komplexen Empfangssignals mit einem Exponenten größer als 2 ein Ergebnis erhalten wird, das auf der Potenz (48a; 48b) beruht. einer Vergleichseinrichtung (14) zum Vergleichen des Ergebnisses mit einem vordefinierten Schwellwert (16), um ein Signalinterferenzdetektionsergebnis abhängig von dem Vergleich zu erhalten.
2. Vorrichtung gemäß Anspruch 1, bei der die Prozessoreinrichtung (12; 12') ferner ausgebildet ist, um basierend auf einer Normierungspotenz (46a; 46b) der Komponente (38; 42) des komplexen Empfangssignals mit einem Exponenten, der innerhalb einer Toleranz von ±20% einem Wert der Potenz dividiert durch zwei entspricht, ein Normierungsergebnis zu erhalten, und um das Ergebnis basierend auf einem Quotienten (56a; 56b) basierend auf der Potenz (48a; 48b) mit dem Exponenten größer als 2 und der Normierungspotenz (46a; 46b) zu erhalten.
3. Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der das Empfangssignal ein komplexes Empfangssignal ist, bei der die Prozessoreinrichtung (12; 12') ausgebildet ist, um einen Realteil (38) oder einen Imaginärteil (42) des komplexen Empfangssignals zu extrahieren, und bei der die Prozessoreinrichtung (12; 12') ferner ausgebildet ist, um das Ergebnis basierend auf der Potenz (48a) des extrahierten Realteils (38) oder basierend auf der Potenz (48b) des extrahierten Imaginärteils (42) zu erhalten.
4. Vorrichtung gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, bei der die Prozessoreinrichtung (12; 12') ausgebildet ist, um das Ergebnis basierend auf der Potenz (48a; 48b) mit einem Exponenten von größer oder gleich 2,8 zu erhalten.
5. Vorrichtung gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, bei der die Prozessoreinrichtung (12; 12') ausgebildet ist, um eine vorbestimmte Anzahl (N) von Abtastwerten der Komponente (38; 42) zu erfassen; jeden Abtastwert mit dem Exponenten zu potenzieren (48a; 48b), um eine Mehrzahl von potenzierten Abtastwerten zu erhalten, und um die Mehrzahl von potenzierten Abtastwerten unter Verwendung der Anzahl von Abtastwerten aufzusummieren (54a; 54b); um eine Summe zu erhalten; und die Potenz basierend auf der Summe zu erhalten.
6. Vorrichtung gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, bei der das komplexe Empfangssignal ein mittelwertbehaftetes Signal ist und bei der die Prozessoreinrichtung (12; 12') ausgebildet ist, um eine vorbestimmte Anzahl (N) von Abtastwerten basierend auf der Komponente (38; 42) zu erfassen; um einen Mittelwert der Abtastwerte zu bilden (54a; 54b); um eine Abweichung zwischen zumindest einem der Abtastwerte und dem Mittelwert zu erhalten; und um die Potenz basierend auf der Abweichung zu erhalten.
7. Vorrichtung gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, die ferner eine Speichereinrichtung (16) aufweist, die ausgebildet ist, um den vordefinierten Schwellwert zu speichern und der Vergleichseinrichtung (14) bereitzustellen.
8. Vorrichtung gemäß Anspruch 7, bei der die Speichereinrichtung (16) ferner ausgebildet ist, um zumindest einen weiteren vordefinierten Schwellwert zu speichern und der Vergleichseinrichtung (14) basierend auf dem komplexen Empfangssignal bereitzustellen.
9. Vorrichtung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, die ausgebildet ist, um komplexe Empfangssignale zu empfangen, die auf unterschiedlichen Drahtloskommunikationsstandards basieren, die ferner einen Konfigurator (26) aufweist, der ausgebildet ist, um automatisch oder basierend auf einer Benutzereingabe (28) entweder für einen ersten Drahtloskommunikationsstandard oder für einen unterschiedlichen zweiten Drahtloskommunikationsstandard konfigurierbar ist, wobei die Prozessoreinrichtung (12; 12') ein Bandpassfilter (22) aufweist, der eine einstellbare Bandbreite hat, wobei der Konfigurator (26) ausgebildet ist, bei einer Konfiguration auf den ersten Drahtloskommunikationsstandard das Bandpassfilter (22) auf eine erste Bandbreite einzustellen und einen ersten vordefinierten Schwellwert der Vergleichseinrichtung (14) zu liefern, und bei einer Konfiguration auf den zweiten Drahtloskommunikationsstandard das Bandpassfilter (22) auf eine zweite, unterschiedliche Bandbreite einzustellen und einen zweiten, unterschiedlichen vordefinierten Schwellwert der Vergleichseinrichtung (14) zu liefern.
10. Vorrichtung gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, die ferner eine Alarmeinrichtung (74) aufweist, die ausgebildet ist, um basierend auf dem Signalinterferenzdetektionsergebnis ein Alarmsignal bereitzustellen.
11. Vorrichtung gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, bei der der Schwellwert einem Signal zu Interferenz Verhältnis (SINR) von kleiner oder gleich 11 dB entspricht, wenn das komplexen Empfangssignal ein Bluetooth-Signal ist.
12. Verfahren zur Ermittlung eines Schwellwertes mit folgenden Schritten: Empfangen eines Referenzsignals (A₁X₁); Empfangen eines interferierten Signals (I(t)), das auf dem Referenzsignal (A₁X₁) und einem Störsignal (A₂X₂) basiert. Erhalten (82b) des Signal-zu-Interferenz-plus-Rausch-Verhältnis (Signal-to-Interference-plus-Noise-Ratio – SINR) basierend auf dem interferierten Signal (I(t)); Erhalten (82a) eines Ergebnisses basierend auf einer Potenz einer Komponente des Referenzsignals mit einem Exponenten größer als 2; Vergleichen des Ergebnisses mit dem SINR; und Speichern des Ergebnisses in einem Schwellwertspeicher (16).
13. Verfahren zur Detektion von Signalinterferenzen in einem komplexen Empfangssignal mit folgenden Schritten: Erfassen einer Anzahl (N) von Abtastwerten des komplexen Empfangssignals; Extrahieren von Realteilen und Imaginärteilen der Abtastwerte des komplexen Empfangssignals (38; 42); Erhalten von Potenzen (48; 48a; 48b) der extrahierten Realteile (38) und der extrahierten Imaginärteile (42) mit einem Exponenten von 4; Erhalten eines Mittelwert der Potenzen (52a; 52b); Erhalten der Normierungspotenzen (46; 46a; 46b) der extrahierten Realteile (38) und der extrahierten Imaginärteile (42) mit einem Exponenten von 2; Erhalten eines Mittelwertes der Normierungspotenzen (54; 54a; 54b); Erhalten eines Realteilquotienten (56a) basierend auf dem Mittelwert (54a) der Potenzen (48a) der Realteile (38) und dem Mittelwert (52a) der Normierungspotenzen (46a) der Realteile (38), und eines Imaginärteilquotienten (56b) basierend auf dem Mittelwert (54b) der Potenzen (48b) der Imaginärteile (42) und dem Mittelwert (52b) der Normierungspotenzen (46b) der Imaginärteile (42); Erhalten eines Summenwertes (62) basierend auf einem Quadratwert (58a), der auf dem Realteilquotienten (56a) beruht, und einem Quadratwert (58b), der auf dem Imaginärteilquotienten (56b) beruht; und Erhalten eines Ergebnisses basierend auf einem Wurzelwert (64), der auf dem Summenwert (62) beruht, so dass das Ergebniss basierend auf einer Potenz einer Komponente des komplexen Empfangssignals mit einem Exponenten größer als 2 erhalten wird; und Vergleichen des Ergebnisses mit einem vordefinierten Schwellwert, um ein Signalinterferenzdetektionsergebnis abhängig von dem Vergleich zu erhalten.
14. Computerprogramm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 12 oder 13, wenn das Programm auf einem Computer läuft.

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