DE102013219222B4

DE102013219222B4 - Elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten

Info

Publication number: DE102013219222B4
Application number: DE102013219222.3A
Authority: DE
Inventors: Masahiro Aoyama
Original assignee: Suzuki Motor Corp
Current assignee: Suzuki Motor Corp
Priority date: 2012-09-28
Filing date: 2013-09-25
Publication date: 2020-08-06
Anticipated expiration: 2033-09-26
Also published as: CN103715797A; DE102013219222A1; CN103715797B

Abstract

Elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM), umfassend:einen Stator (11), der zur Aufnahme von Statorwicklungen eingerichtet ist und einen Wert für die Schlitze pro Phase pro Pol von 2 aufweist;einen Rotor (12), der in Bezug auf den Stator (11) um eine Rotorachse drehbar ist, wobei der Rotor (12) einen Außenumfang (12a) aufweist;mehrere Paare von Dauermagneten (16) in dem Rotor (12), wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang (12a) hin öffnet, einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen (17a) in dem Rotor (12) aufgenommen sind;Öffnungen (17c) mit einer geringen Permeabilität, wobei jede davon den in einem vorherbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete (16) ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator (11) ausgehende Magnetflusslinien in der Nähe einer Längsachse eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet (16) in dem vorherbestimmten Bereich befinden würde,wobei die Öffnung (17c) einen zusätzlichen Raum umfasst, der in einer der Magnetöffnungen (17a) aufgrund einer Verkürzung der Länge des in der Magnetöffnung (17a) aufgenommenen Dauermagnets (16) entlang der Magnetöffnung (17a) ausgebildet ist,wobei sich die Öffnung (17c) von dem zusätzlichen Raum zu der Rotorachse und zu dem Außenumfang (12a) hin erstreckt,wobei an der Öffnung (17c) ein Haltevorsprung für den Dauermagneten (16) vorgesehen ist, der einen um eine Ecke des Dauermagnets (16) herum laufenden und sich an den Dauermagneten (16) anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst;wobei der Haltevorsprung im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung (17c) in die Öffnung (17c) hinein ragt; undeine mittlere Regulierungsnut (21) und ein Paar von seitlichen Regulierungsnuten (22), die pro Magnetpol in einer Parallelbeziehung zu der Rotorachse in dem Außenumfang (12a) des Rotors (12) gebildet sind,wobei sich die mittlere Regulierungsnut (21) auf einer Längsachse für den Magnetpol befindet,wobei sich das Paar von seitlichen Regulierungsnuten (22) nahe an beiden äußeren Enden der Dauermagnete (16) des Paars, das den Magnetpol bildet, befindet;Flussbarrieren, die von beiden äußeren Endseiten der Dauermagnete (16) jedes Paars nach außen vorspringen,wobei die Flussbarrieren eine Beziehung von 144° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3° erfüllen,wobei θ6 der Einschlusswinkel zwischen einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an der Außenkante einer der Flussbarrieren erstreckt, und einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an der Außenkante der anderen der Flussbarrieren erstreckt, ist.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM) und genauer eine elektrische IPM-Drehmaschine mit einem hocheffizienten Betrieb in einem Antriebsmodus.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Elektrische Drehmaschinen müssen verschiedene Ausgangsleistungseigenschaften erfüllen, um verschiedene Anforderungen durch Vorrichtungen, woran sie angebracht sind, zu erfüllen. Wenn eine elektrische Drehmaschine zum Beispiel in einem Hybridelektrofahrzeug (HEV: Hybrid Electric Vehicle, Hybridfahrzeug) als Kraftquelle in Zusammenwirkung mit einem Verbrennungsmotor oder in einem Elektrofahrzeug (EV: Electric Vehicle, Elektrofahrzeug) als einzige Kraftquelle die Funktion eines Traktionsmotors durchführen soll, muss der Traktionsmotor in einem Antriebsmodus bei einer veränderlichen Geschwindigkeit über einen weiten Geschwindigkeitsbereich arbeiten und bei geringen Geschwindigkeiten ein ausreichend hohes Drehmoment bereitstellen.
Bei den Fahrzeugen der obigen Art verlangt eine Verbesserung im Hinblick auf die Kraftstoffersparnis eine Verbesserung bei der Effizienz der Energieumwandlung eines jeden der Bestandteile einschließlich einer elektrischen Drehmaschine, und im Fall einer fahrzeugeigenen elektrischen Drehmaschine insbesondere eine Verbesserung der Effizienz in einem häufig verwendeten Bereich. Ferner muss die fahrzeugeigene elektrische Drehmaschine von dem Gesichtspunkt von Beschränkungen hinsichtlich des Platzes für ihre Montage und von dem Gesichtspunkt der Miniaturisierung her einen kompakteren Aufbau mit einer hohen Energiedichte aufweisen.
Übrigens arbeitet eine elektrische Drehmaschine in HEVs oder EVs in einem normalen Antriebsmodus im Allgemeinen bei geringen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen. Aus diesem Grund besteht die Neigung, für eine hohe Effizienz starke Dauermagnete zu verwenden, da das magnetische Moment mehr zu der Erzeugung von Drehmoment für die fahrzeugeigene elektrische Drehmaschine beiträgt, als das Reluktanzmoment, das mit der Amplitude der Ströme durch die Statorwicklungen veränderlich ist.
Diese Neigung zeigt sich in der zunehmenden Verwendung von Synchronmotoren vom Dauermagnettyp, die einen Neodym-Magnet mit einer hohen Remanenz umfassen, der in einen Magnetkern eingebettet ist, und als IPM-Synchronmotoren (Synchronmotoren mit innenliegenden Dauermagneten) bezeichnet werden. Bei einer solchen elektrischen IPM-Drehmaschine wird vorgeschlagen, mehrere Paare von Dauermagneten auf eine solche Weise in einen Rotor einzubetten, dass die Dauermagnete jedes Paars in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, die sich zu einem Außenumfang des Rotors hin öffnet, um einen Magnetkreis zu erzeugen, der fähig ist, aktiv sowohl das Reluktanzmoment als auch das magnetische Moment zu benutzen (siehe zum Beispiel die Patentliteraturbeispiele 1 und 2). Ferner wird bei elektrischen IPM-Drehmaschinen auch vorgeschlagen, einen Magnetöffnungswinkel der Dauermagnete in Bezug auf einen Außenumfang eines Rotors festzulegen (siehe zum Beispiel die Patentliteraturbeispiele 3 und 4).
STAND DER TECHNIK

Patentliteraturbeispiel 1: JP 2006 - 254 629 A
Patentliteraturbeispiel 2: JP 2012 - 39 775 A
Patentliteraturbeispiel 3: JP 2003 - 153 476 A
Patentliteraturbeispiel 4: JP 2009- 11 011 A

Der Typus des permanent hilfserregten IPM-Rotors, der Permanentmagnetfelder und auch Reluktanzmomente nutzt, ist der Fachwelt bekannt. Vgl. dazu die allgemein zusammenfassende Schrift Meixner et al., Elektrische Kraftfahrzeugantriebstechnik, Erfinderaktivitäten 2011, Deutsches Patent und Markenamt, Oktober 2012, ISSN 2193-8180, S. 51-52, die die Feldverteilungen bei solchen Rotoren anhand der DE 696 29 419 T2 diskutiert.
Die 8 der US 2012 / 0 200 193 A1 zeigt einen eher konventionellen V-Magnet Rotor mit kleineren Fluss-Sperren an der Spitze des V.
Die JP 2012 - 34 432 A oder die US 2012 / 0 139 378 A1 oder die US 2011 / 0 241 468 A1 zeigt einen IPM-Rotor mit V-Magneten mit vergrößerten Fluss-Sperren, zum Einsparen von Magnetmaterial.
Aus der Schrift Müller et al., Berechnung elektrischer Maschinen, 6. Auflage, WILEY VCH Verlag, 2008, S. 4, 5, 21 ist zu entnehmen, wie die Lochzahl eines Stators definiert wird.
Aus der Schrift Breimer et al., Fachkunde Elektrotechnik, Verlag Willing & Co., 7. Auflage, 1965, S. 202 sind gängige Werte für die Nutzahl und die Polzahl von Statoren zu entnehmen, z. B. 48 und 2.
Es ist der Fachwelt bekannt, dass Permanentmagnete nicht weiter aufmagnetisiert werden können, also differentiell sich wie Luft verhalten und nicht wie Eisen, was auch aus den Feldbildern hervorgeht, siehe dazu auch die Schrift Beckert, Berechnung magnetischer Kreise mit Permanentmagneten, Skriptum für Nichtelektrotechniker, TU Bergakademie Freiberg, Januar 2008, S. 4, relative Permeabilität von NdFeB und SmCo Magneten.
Es ist bekannt, dass störende Harmonische durch Kerben oder Vertiefungen im Rotor, die an bestimmten Stellen und mit bestimmten Abmessungen unterzubringen sind, kompensiert werden können. Die Schrift Studer et al., Study of Cogging Torque in Permanent Magnet Machines, IEEE, Industry Applications Conference, Conference Record of the Thirty-Second IAS Annual Meeting, 1997 zeigt explizit die Berechnung des Effektes von Kerben am Rotorumfang bei den Magneten und auch die Effekte bei Modifikation dieser Kerben.
Solches wird auch in der JP 2004 - 328 956 A , JP 2002 - 165 394 A oder US 2005 / 0 121 990 A1 gezeigt.
Die letztere zeigt insbesondere auch Kerben am Rand und in der Polmitte von Magnetpolen (vgl. 2A und 2B), sowie auch eine besonders große, „rund“ geformte Kerbe in der Polmitte (vgl. 13).
Einige Fachveröffentlichungen zeigen die effizienten und schnell durchführbaren Finite-Elemente Berechnungen als lang etablierte Methoden, wie die Schrift Miller, Small motor drives expand their technology horizons, Power Engineering Journal, Sep. 1987, S. 283-289, oder die Schrift Miller et al., Finite Elements applied to synchronous and switched reluctance motors, IEE Seminar Current trends in the use of finite elements (FE) in electromechanical analysis and design, IEE Savoy Place, 2000, oder die Schrift Reece, Electrical machines and electromagnetics - computer aids to design, Power Engineering Journal, Nov. 1988, S. 315-321.
Dies schlägt sich auch in der Lehre nieder, z. B. in der Studienordnung der Fachhochschule Dortmund, 1999, S. 7, Wahlpflichtkatalog EU2, NBE Numerische Berechnung elektrischer Maschinen, FEM Finite- Elemente-Theorie und -Anwendung, oder in der Schrift Aschendorf, Erst berechnen, dann bauen, Zeitschrift Konstruktionspraxis, Nr. 6., 7. Jahrgang, Juni 1996, S. 16 -19, oder in der Schrift Aschendorf, Amperehaltiger Röntgenblick, Zeitschrift KEM, 2001, S. 56 ff.
Übrigens kommen in den jüngsten elektrischen Drehmaschinen vermehrt Dauermagnete, die Seltenerdelemente wie Nd, Dy und Tb enthalten, in Verwendung, um den Magnetismus und die Wärmebeständigkeit zu erhöhen, doch verursachen steigende Preise, die durch ihre Seltenheit und die Instabilität ihres Vertriebs verursacht werden, einen zunehmenden Bedarf an einer Verbesserung der Effizienz bei einer Verringerung der Verwendungsmenge dieser Seltenerdelemente.
Doch da eine elektrische Drehmaschine in HEVs und EVs in einem normalen Antriebsmodus bei geringen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen arbeitet, besteht die Neigung, selbst in IPM-Motoren wie den in den Patentliteraturbeispielen 1 bis 4 beschriebenen die Verwendungsmenge von Dauermagneten mit hohem Magnetismus zu erhöhen, um das magnetische Moment, das im Antriebsmodus zum Betrieb bei geringen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen beiträgt, zu erhöhen. Dieser Ansatz entfernt sich von der Erfüllung der Aufgabe einer Verringerung der Verwendungsmenge von Seltenerdelementen.
Ferner wird bei den in den Patentliteraturbeispielen 3 und 4 beschriebenen elektrischen IPM-Drehmaschinen die Drehmomentwelligkeit nicht beschränkt und in einem Antriebsmodus kein leistungsfähiger Betrieb bereitgestellt, da ein Magnetöffnungswinkel der Dauermagnete in Bezug auf den Außenumfang eines Rotors mit der Absicht festgelegt ist, das Drehmoment zu erhöhen.
KURZDARSTELLUNG
Daher ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine billige elektrische Drehmaschine mit hoher Energiedichte bereitzustellen, die in einem Antriebsmodus einen hocheffizienten Betrieb vornimmt, während die Verwendungsmenge der Dauermagnete verringert ist.
Nach einem ersten Gesichtspunkt der Erfindung wird eine elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM) bereitgestellt, die Folgendes umfasst:

einen Stator, der zur Aufnahme von Statorwicklungen eingerichtet ist und einen Wert für die Schlitze pro Phase pro Pol von 2 aufweist;
einen Rotor, der in Bezug auf den Stator um eine Rotorachse drehbar ist, wobei der Rotor einen Außenumfang aufweist;
mehrere Paare von Dauermagneten in dem Rotor, wobei die Dauermagnete jedes Paars in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang hin öffnet, einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind;
Öffnungen mit einer geringen Permeabilität, wobei jede davon den in einem vorherbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator ausgehende Magnetflusslinien in der Nähe einer Längsachse (direkten Achse) eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet in dem vorherbestimmten Bereich befinden würde,
wobei die Öffnung einen zusätzlichen Raum umfasst, der in einer der Magnetöffnungen aufgrund einer Verkürzung der Länge des in der Magnetöffnung aufgenommenen Dauermagnets entlang der Magnetöffnung ausgebildet ist,
wobei sich die Öffnung von dem zusätzlichen Raum zu der Rotorachse und zu dem Außenumfang hin erstreckt, und
wobei an der Öffnung ein Haltevorsprung für den Dauermagneten vorgesehen ist, der einen um eine Ecke des Dauermagnets herum laufenden und sich an den Dauermagneten anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst;
wobei der Haltevorsprung im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung in die Öffnung hinein ragt; und
eine mittlere Regulierungsnut und ein Paar von seitlichen Regulierungsnuten, die pro Magnetpol in einer Parallelbeziehung zu der Rotorachse in dem Außenumfang des Rotors gebildet sind,
wobei sich die mittlere Regulierungsnut auf einer Längsachse für den Magnetpol befindet,
wobei sich das Paar von seitlichen Regulierungsnuten nahe an beiden äußeren Enden der Dauermagnete des Paars, das den Magnetpol bildet, befindet,
Flussbarrieren, die von beiden äußeren Endseiten der Dauermagnete jedes Paars nach außen vorspringen,
wobei die Flussbarrieren eine Beziehung von 144° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3° erfüllen,
wobei θ6 der Einschlusswinkel zwischen einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an der Außenkante einer der Flussbarrieren erstreckt, und einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an der Außenkante der anderen der Flussbarrieren erstreckt, ist.

Nach einem zweiten Gesichtspunkt der Erfindung erfüllen die Dauermagnete jedes Paars eine Beziehung von
27,5° ≦ θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 72,5°,
wobei θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer in der Nähe des Außenumfangs des Rotors befindlichen Wandfläche eines der Dauermagnete jedes Paars erstreckt.
Nach einem dritten Gesichtspunkt der Erfindung erfüllen die Dauermagnete jedes Paars eine Beziehung von
37,5° ≦ θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 82,5°,
wobei θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer in der Nähe des Außenumfangs des Rotors befindlichen Wandfläche eines der Dauermagnete jedes Paars erstreckt.
Nach einem vierten Gesichtspunkt der Erfindung erfüllen die Dauermagnete jedes Paars eine Beziehung von
37,5° ≦ θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 72,5°,
wobei θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer in der Nähe des Außenumfangs des Rotors befindlichen Wandfläche eines der Dauermagnete jedes Paars erstreckt.
Da nach dem oben genannten ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung eine Öffnung mit einer geringen Permeabilität den in einem vorherbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator ausgehenden Magnetflusslinien in der Nähe einer Längsachse eines Magnetpols entgegengewirkt würde (sie ausgelöscht würden), wirken Magnetflusslinien der Magnete in der Nähe einer Längsachse nicht gegen Magnetflusslinien der Statorwicklungen (löschen sie diese nicht aus) und wird der Durchgang der Magnetflusslinien durch den vorherbestimmten Bereich beschränkt. Daher wird sowohl das magnetische Moment als auch das Reluktanzmoment wirksam verwendet, indem Magnetflusslinien der Magnete, die in der Nähe der Längsachse Magnetflusslinien des Stators unnütz machen würden, beseitigt werden und die Verwendungsmenge der Dauermagnete verringert wird, während ein Drehmoment erhalten wird, das gleich oder größer als vor dem Ersatz des Abschnitts eines jeden der Dauermagnete durch eine Öffnung ist.
Darüber hinaus verbessert der Ersatz des Abschnitts eines jeden der Dauermagnete durch die Öffnung die Ausgangsleistung bei hohen Geschwindigkeiten, da eine Verringerung der Magnetflusslinien der Magnete eine Verringerung der induzierten Spannungskonstanten verursacht. Zusätzlich verursacht eine Gewichtsersparnis eine Verringerung der Trägheit.
Eine Verringerung der Magnetflusslinien der Magnete verursacht eine Verringerung der eine magnetische Verzerrung (Magnetostriktion) verursachenden Raumharmonischen aufgrund einer Verringerung von Feldschwächebereichen (einer Verringerung in dem Ausmaß der Feldabschwächung). Dies beschränkt die Erzeugung von Wärme, indem die Erzeugung von Wirbelströmen beinflusst wird, und beschränkt die Entmagnetisierung, die durch eine Temperaturveränderung der Dauermagnete verursacht wird, was zu geringeren Kosten führt, da der Grad der Wärmebeständigkeit gesenkt werden kann.
Zusätzlich beschränkt diese Öffnung durch das derartige Bilden eines zusätzlichen Raums zu der Längsachse hin, dass dieser eine solche Gestaltung aufweist, dass er sich zu der Achse des Rotors hin erweitert, einen Umgehungspfad der Magnetflusslinien der Statorwicklungen, die von der Seite einer Querachse an einer Seite eines Magnetpols einwärts in den Rotor eindringen, zu der äußeren Umfangsseite des Magnetpols, wodurch verursacht wird, dass die Magnetflusslinien der Statorwicklungen zu der anderen Querachse an der anderen Seite des Magnetpols hin herum verlaufen, was eine Sättigung, die durch eine Verbindung mit Magnetflusslinien der Magnete, die sich zu der äußeren Umfangsseite des Magnetpols hin erstrecken, verursacht wird, vermeidet. Daher erhöht dies das gesamte Drehmoment, da das von den Magnetflusslinien der Statorwicklungen erlangte Reluktanzmoment wirksam benutzt wird.
Ferner ermöglicht diese Öffnung durch das derartige Bilden des zusätzlichen Raums zu der Längsachse hin, dass dieser eine solche Gestaltung aufweist, dass er sich zu dem Außenumfang des Rotors hin erweitert, die Vornahme einer passenden Regulierung der Richtung jenes Teils der Magnetflusslinien der Magnete, der zwar kein Auslöschen von Magnetflusslinien der Statorwicklungen mit sich bringt, aber nicht wirksam mit den Magnetflusslinien der Statorwicklungen zusammenwirken kann, an der Seite der Längsachse des Magnetpols. Daher erhöht dies das gesamte Drehmoment weiter, da die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien der Statorwicklungen und der Magnetflusslinien der Magnete ausgebildet werden, dazu gebracht werden, über einen Flussfließweg zu verlaufen, der zu einer wirksamen Erzeugung von Drehmoment beiträgt.
Da ferner zusätzlich zu einer Verringerung des Magnetflusses in der Nähe der Längsachse dank der oben erwähnten Öffnung die mittleren Regulierungsnuten eine Zunahme der Reluktanz zwischen dem Rotor und den Statorzähnen in der Nähe der Längsachse regulieren können, kann eine Zunahme des verkettenden Magnetflusses der Statorwicklungen beschränkt werden. Daher ist es möglich, einen Abfall der Antriebseffizienz, der durch eine Zunahme der Drehmomentwelligkeit und des Eisenverlusts verursacht wird, zu verhindern.
Zusätzlich können die seitlichen Regulierungsnuten Harmonische, die die verkettete Magnetflusswellenform überlagern, beschränken, indem sie die magnetische Reluktanz in der Nähe der beiden äußeren Enden der Dauermagnete jedes in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Paars erhöhen. Daher ist es möglich, nicht nur das Rastmoment zu beschränken, sondern auch einen Abfall der Antriebseffizienz, der durch eine Zunahme der Drehmomentwelligkeit und des Eisenverlusts verursacht wird, zu verhindern.
Ferner setzt die elektrische IPM-Drehmaschine den Aufbau ein, der einen Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 aufweist, und werden die 5. und die 7. Raumharmonische beschränkt, indem eine Beziehung von
144° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3° erfüllt wird,
wobei θ6 der Einschlusswinkel zwischen einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an der Außenkante einer der Flussbarrieren erstreckt, und einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an der Außenkante der anderen der Flussbarrieren erstreckt, ist.
Folglich wird eine billige elektrische Drehmaschine verwirklicht, die in einem Antriebsmodus einen qualitativ hochwertigen Betrieb mit einer hohen Energiedichte bereitstellt.
Nach dem oben genannten zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird das Drehmoment während des Betriebs unter einer Höchstbelastung hoch gestaltet und werden elektromagnetische Schwingungen und das elektromagnetische Rauschen verringert, während die Drehmomentwelligkeit und die 6. und die 12. harmonische Drehmomentkomponente beschränkt werden, indem eine Beziehung von
27,5° ≦ θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 72,5° erfüllt wird,
wobei θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer in der Nähe des Außenumfangs des Rotors befindlichen Wandfläche eines der Dauermagnete jedes Paars erstreckt.
Nach dem oben genannten dritten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird das Drehmoment während des Betriebs unter geringen Belastungen hoch gestaltet und werden elektromagnetische Schwingungen und das elektromagnetische Rauschen verringert, während die Drehmomentwelligkeit und die 6. und die 12. harmonische Drehmomentkomponente beschränkt werden, indem eine Beziehung von
37,5° ≦ θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 82,5° erfüllt wird,
wobei θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer in der Nähe des Außenumfangs des Rotors befindlichen Wandfläche eines der Dauermagnete jedes Paars erstreckt.
Nach dem oben genannten vierten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird das Drehmoment während des Betriebs unter einer Höchstbelastung und unter geringen Belastungen hoch gestaltet und werden elektromagnetische Schwingungen und das elektromagnetische Rauschen verringert, während die Drehmomentwelligkeit und die 6. und die 12. harmonische Drehmomentkomponente beschränkt werden, indem eine Beziehung von
37,5° ≦ θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 72,5° erfüllt wird,
wobei θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer in der Nähe des Außenumfangs des Rotors befindlichen Wandfläche eines der Dauermagnete jedes Paars erstreckt.
Figurenliste

1 ist eine Draufsicht auf einen Rotor und einen Stator einer elektrischen IPM-Drehmaschine, die Merkmale der Erfindung verkörpert.
2 ist eine diagrammatische Ansicht eines Rotors, der Merkmale der Erfindung verkörpert, wobei der Stator mit elektrischem Strom bestromte Wicklungen aufweist, aber wobei die Dauermagnete nicht enthalten sind und die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die nicht dargestellten bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen.
3 ist eine 2 ähnliche Ansicht, wobei der Stator keinen Strom aufweist und die Magnetflusslinien (ψ_m ) von den Nordpolen (N) zu den Südpolen (S) nur durch die Dauermagnete, die in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind, erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen.
4 ist eine Darstellung, die Drehmomenteigenschaften in Bezug auf verschiedene Grade von Stromphasen für einen IPM-Motor vom V-Typ zeigt, der einen herkömmlichen Rotor umfasst, welcher mit einer Öffnung ausgeführt ist, die nicht groß ist und sich an der Seite der Längsachse jedes der Dauermagnete befindet.
5A ist eine diagrammatische Ansicht des herkömmlichen Rotors, wobei der Stator keinen Strom aufweist und die Magnetflusslinien (ψ_m ) nur durch die Dauermagnete, die in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind, erzeugt werden.
5B ist eine vergrößerte Ansicht eines Bereichs in der Nachbarschaft einer jeden der Längsachsen des in 5A gezeigten Rotors, die ein Vektorfeld (V_m ) angibt, das nur durch die Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, ausgebildet wird.
6A ist eine 5A ähnliche Ansicht, wobei der Stator mit elektrischem Strom bestromte Statorwicklungen aufweist, aber wobei die Dauermagnete nicht enthalten sind und die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung.
6B ist eine vergrößerte Ansicht eines Bereichs in der Nähe einer jeden der Längsachsen des in 6A gezeigten Rotors, die ein Vektorfeld (V_r ) angibt, das nur durch die Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet wird.
7 ist ein Diagramm eines Modells, das eine Beziehung der Vektorverteilung durch die Dauermagnete jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, in Bezug auf die Vektorverteilung durch die bestromten Statorwicklungen in einem Bereich an der äußeren Umfangsseite des Magnetpols des in 5A gezeigten herkömmlichen Rotors während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung zeigt.
8 ist eine Darstellung, die die Übereinstimmung des Drehmoments mit der Phase des Eingangsstroms in Bezug auf den IPM-Motor vom V-Typ, der den in 5A gezeigten Rotor enthält, zeigt.
9 ist eine den 5A und 6A ähnliche Ansicht, wobei die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringer Belastung.
10 ist eine den 5A, 6A und 9 ähnliche Ansicht, die aber zusätzlich zu den synthetischen Magnetflusslinien (ψ_s ), welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien (ψ_m ), die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien (ψ_r ), die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet werden, Flussfließwege enthält, die durch die Flussfließverteilung der synthetischen Magnetflusslinien (ψ_s ) definiert sind, in einem Antriebsmodus unter geringer Belastung.
11 ist ein Diagramm, das die Veränderung des Ausgangsdrehmoments und die Rate der Verringerung der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn jeder der eingebetteten Dauermagnete in einem Rotor, der Merkmale der Erfindung verkörpert, verkürzt ist.
12 ist ein Diagramm, das die Veränderung der Raumharmonischen der 5. Ordnung zeigt, wenn jeder der eingebetteten Dauermagnete in dem Rotor, der die Merkmale der Erfindung verkörpert, verkürzt ist.
13 ist ein Diagramm, das einen Vergleich von Prozentsätzen von Drehmomenten, die erzeugt werden, wenn der in den 5A, 6A und 9 gezeigte herkömmliche Rotor während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen verwendet wird, mit Prozentsätzen von Drehmomenten, wenn der Rotor, der die Merkmale der Erfindung verkörpert, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen verwendet wird, zeigt.
14 ist ein 13 ähnliches Diagramm, das aber einen Vergleich von Prozentsätzen von Drehmomenten, die erzeugt werden, wenn der in den 5A, 6A und 9 gezeigte herkömmliche Rotor während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung verwendet wird, mit Prozentsätzen von Drehmomenten, wenn der Rotor, der die Merkmale der Erfindung verkörpert, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung verwendet wird, zeigt.
15 ist eine 2 ähnliche Ansicht, wobei der Stator mit elektrischem Strom bestromte Statorwicklungen aufweist, aber wobei die Dauermagnete nicht enthalten sind und die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die nicht dargestellten bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung.
16 ist eine den 2 und 15 ähnliche Ansicht, die aber synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen.
17 ist eine den 2, 15 und 16 ähnliche Ansicht, die aber synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung.
18 ist eine diagrammatische Ansicht eines Vergleichsaufbaus eines Rotors zum Vergleich mit dem Aufbau der in 17 gezeigten Ausführungsform, die synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung.
19 ist eine Darstellung des augenblicklichen Drehmoments in dem durchschnittlichen Drehmoment in Bezug auf den elektrischen Winkel, das durch den Aufbau A der in 17 gezeigten Ausführungsform erzeugt wird, und jenes des in 18 gezeigten Vergleichsaufbaus B.
20 ist ein Diagramm, das den Prozentsatz jeder Harmonischen, die die in 19 gezeigte Wellenform des augenblicklichen Drehmoments überlagert, für jeden aus dem in 17 gezeigten Aufbau A der vorliegenden Ausführungsform und dem in 18 gezeigten Vergleichsaufbau B zeigt.
21 ist ein Diagramm, das den Prozentsatz jedes Gehalts der mit einem Zahn verketteten Flusswellenform für jeden aus dem in 17 gezeigten Aufbau A der vorliegenden Ausführungsform und dem in 18 gezeigten Vergleichsaufbau B zeigt.
22 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf R2/R1 als Parameter, wobei R2 der radiale Abstand jener Endwand einer jeden der Flussbarrieren 17c, die sich näher an der Rotorachse befindet, von der Rotorachse ist, und R1 der Außenradius des Rotors ist.
23 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf R3/R2 als Parameter, wobei R3 der Innenradius des Rotors ist, und R2 der radiale Abstand jener Endwand einer jeden der Flussbarrieren 17c, die sich näher an der Rotorachse befindet, von der Rotorachse ist.
24 ist eine diagrammatische Ansicht eines Teils eines Rotors, der Gesichtspunkte der Erfindung ausführt, in der Nähe der Ecken von Dauermagneten jedes Paars, die sich nahe an einer Längsachse befinden, die ein Modell umfasst, das eine Beziehung der Vektorverteilung durch die Dauermagnete in Bezug auf die Vektorverteilung durch bestromte Wicklungen während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung angibt, wobei der Rotor mit einer großen Öffnung ausgeführt ist, die einen zusätzlichen Raum in einer Magnetöffnung umfasst, der aufgrund einer Verkürzung der Länge des zugehörigen der Dauermagnete entlang der Magnetöffnung ausgebildet ist, wobei sich die große Öffnung nicht über den Umfang des Dauermagnets hinaus zu dem Außenumfang des Rotors hin erstreckt.
25 ist eine 24 ähnliche Ansicht, die aber einen Rotor umfasst, der Gesichtspunkte der Erfindung ausführt, wobei der Rotor mit einer großen Öffnung ausgeführt ist, die einen zusätzlichen Raum in einer Magnetöffnung umfasst, der aufgrund einer Verkürzung der Länge des zugehörigen Dauermagnets entlang der Magnetöffnung ausgebildet ist, wobei sich die große Öffnung von dem zusätzlichen Raum über den Umfang des Dauermagnets hinaus zu dem Außenumfang des Rotors hin erstreckt.
26 ist ein Diagramm, das vergrößert ist und Parameter umfasst, die verwendet werden, um Formabmessungen jenes Abschnitts der Öffnung zu bestimmen, der sich von dem zusätzlichen Raum über den Umfang des zugehörigen Dauermagnets hinaus zu dem Außenumfang des Rotors hin erstreckt.
27 ist ein Diagramm von Beispielen für Gestaltungsmodelle, wenn ein in 26 gezeigter Parameter DL_d verändert wird.
28 ist eine Darstellung, die die Veränderung des Drehmoments und die Veränderung der harmonischen Drehmomentkomponenten zeigt, wenn ein Verhältnis von DL_d zu einem Außenradius R1 des Rotors als Parameter verändert wird.
29 ist eine Darstellung, die die Veränderung der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis von DL_d zu dem Außenradius R1 verändert wird.
30 ist eine Darstellung, die die Veränderung des Drehmoments und die Veränderung der harmonischen Drehmomentkomponenten zeigt, wenn ein Verhältnis θ1/θ2 als Parameter verändert wird.
31 ist eine Darstellung, die die Veränderung der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis θ1/θ2 verändert wird.
32 ist eine Darstellung des augenblicklichen Drehmoments in dem durchschnittlichen Drehmoment in Bezug auf den elektrischen Winkel, um den Fall der Verlängerung von Flussbarrieren in der Form von Öffnungen mit dem Fall, in dem die Flussbarrieren nicht verlängert sind, zu vergleichen.
33 ist eine Darstellung, die den Prozentsatz jeder harmonischen Drehmomentkomponente, welche die in 32 gezeigte Wellenform des augenblicklichen Drehmoments überlagert, zeigt.
34A ist eine 5A ähnliche Ansicht, die nur durch Dauermagnete erzeugte Magnetflusslinien (ψ_m ) enthält, wobei der herkömmliche Rotor mit einer nicht großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, aber nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
34B ist ein Vektorfeld für die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet werden, in der Nähe einer Längsachse, wenn der IPM-Motor vom V-Typ, der den herkömmlichen Rotor umfasst, welcher mit der nicht großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung arbeitet, wobei der herkömmliche Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
35A ist eine diagrammatische Ansicht, die Magnetflusslinien zeigt, welche nur durch die Dauermagnete eines IPM-Motors vom V-Typ erzeugt werden, der einen weniger bevorzugten Rotor umfasst, welcher mit einer großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
35B ist ein Vektorfeld für die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet werden, in der Nähe einer Längsachse, wenn der IPM-Motor vom V-Typ, der den weniger bevorzugten Rotor umfasst, welcher mit der großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung arbeitet, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
36 ist eine Darstellung der Magnetflusswellenform des mit einem Zahn verketteten Flusses in Bezug auf den elektrischen Winkel, um den in 34A gezeigten herkömmlichen Rotor, der mit der nicht großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, wobei der herkömmliche Rotor mit keinerlei mittleren Nuten ausgeführt ist, mit dem in 35A gezeigten weniger bevorzugten Rotor, der mit der großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist, zu vergleichen.
37 ist ein Diagramm, das den Prozentsatz des Gehalts an jeder der Raumharmonischen, die in einer mit einem Statorzahn verketteten Magnetflusswellenform enthalten sind, nach einer Fourier-Transformation der in 36 gezeigten Flusswellenformen zeigt.
38 ist ein Vektorfeld für die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet werden, in der Nähe einer Längsachse, wenn ein IPM-Motor vom V-Typ, der einen Rotor umfasst, welcher Gesichtspunkte der Erfindung ausführt, in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung arbeitet, wobei der Rotor zusätzlich zu einer großen Öffnung, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
39 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf den elektrischen Winkel, um die vorliegende Ausführungsform mit dem in 35A gezeigten Aufbau zu vergleichen, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
40 ist ein Diagramm, das den Grad einer jeden harmonischen Drehmomentkomponente zeigt, die der Drehmomentwellenform, welche nach einer Fourier-Transformation der in 39 gezeigten Wellenformen gegeben ist, überlagert ist.
41 ist eine vergrößere bruchstückhafte Ansicht eines Magnetpols des Rotors, die Parameter zeigt, welche verwendet werden, um die Formabmessungen einer jeden der mittleren Nuten zu bestimmen.
42 ist ein Diagramm, das die Veränderung der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das in 41 gezeigte, für die Formabmessungen der mittleren Nut verwendete Verhältnis von R4 zu dem Außenradius R1 als Parameter verändert wird.
43 ist ein Diagramm, das Phasenspannungswellenformen und eine Leiterspannungswellenform zeigt, wenn ein äußerer Bogenwinkel θ_a als Parameter verwendet wird.
44 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf den elektrischen Winkel, um die vorliegende Ausführungsform mit dem in 35A gezeigten Aufbau zu vergleichen, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist, wobei die Drehmomentwellenformen während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen gezeigt sind.
45 ist ein Diagramm, das den Grad einer jeden harmonischen Drehmomentkomponente zeigt, die der Drehmomentwellenform, welche nach einer Fourier-Transformation der in 44 gezeigten Wellenformen gegeben ist, überlagert ist.
46 ist ein Diagramm eines Aufbaus, der ohne jegliche seitliche Nuten ausgeführt ist, wobei eine Positionsbeziehung eines Magnetpols zu Statorzähnen gezeigt ist.
47 ist eine Darstellung einer Spaltmagnetflusswellenform, die erzeugt wird, wenn der in 46 gezeigte Aufbau, der ohne jegliche seitliche Nuten ausgeführt ist, unter einer Nichtbelastungsbedingung arbeitet.
48 ist eine Darstellung einer Spaltmagnetflusswellenform, die erzeugt wird, wenn der in 46 gezeigte Aufbau, der ohne jegliche seitliche Nuten ausgeführt ist, unter einer Höchstbelastungsbedingung arbeitet.
49 ist eine vergrößere bruchstückhafte Ansicht eines Magnetpols des Rotors, die Parameter zeigt, welche verwendet werden, um die Formabmessungen einer jeden der seitlichen Nuten, welche in dem Außenumfang des Rotors gebildet werden sollen, zu bestimmen.
50 ist ein Diagramm, das die Veränderungen des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis θ5 (innerer Einschlusswinkel bzw. innerer eingeschlossener Winkel von der Längsachse)/θ4 (äußerer Einschlusswinkel bzw. äußerer eingeschlossener Winkel von der Längsachse) bei den Formabmessungen für jede der in 49 gezeigten seitlichen Nuten als Parameter während eines Betriebs unter einer Höchstbelastungsbedingung verändert wird.
51 ist ein Diagramm, das die Veränderungen des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis θ5 (innerer Einschlusswinkel von der Längsachse)/θ4 (äußerer Einschlusswinkel von der Längsachse) bei den Formabmessungen für jede der in 49 gezeigten seitlichen Nuten als Parameter während eines Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen verändert wird.
52 ist ein Diagramm, das die Veränderungen des durchschnittlichen Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis RG (Nutentiefe)/AG (Luftspaltbreite) bei den Formabmessungen für jede der in 49 gezeigten seitlichen Nuten als Parameter während eines Betriebs unter einer Höchstbelastungsbedingung verändert wird.
53 ist ein Diagramm, das Spaltmagnetflusswellenformen, wovon eine durch den Aufbau mit seitlichen Nuten erzeugt wird und die andere durch den Aufbau ohne seitliche Nuten erzeugt wird, während eines Betriebs unter einer Nichtbelastungsbedingung zeigt, um die Amplituden der überlagernden Harmonischen zu vergleichen.
54 ist ein Diagramm, das Drehmomentwellenformen, wovon eine durch den Aufbau mit seitlichen Nuten erzeugt wird und die andere durch den Aufbau ohne seitliche Nuten erzeugt wird, während eines Betriebs unter einer Höchstbelastungsbedingung zeigt, um die Amplituden der Drehmomentwelligkeiten zu vergleichen.
55 ist ein Diagramm, das Drehmomentwellenformen, wovon eine durch den Aufbau mit seitlichen Nuten erzeugt wird und die andere durch den Aufbau ohne seitliche Nuten erzeugt wird, während eines Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen zeigt, um die Amplituden der Drehmomentwelligkeiten zu vergleichen.
56 ist ein Diagramm, das Rastmomentwellenformen, wovon eine durch den Aufbau mit seitlichen Nuten erzeugt wird und die andere durch den Aufbau ohne seitliche Nuten erzeugt wird, während eines Betriebs unter einer Nichtbelastungsbedingung zeigt, um eine Verringerung des Rastmoments zu überprüfen.
57 ist eine vergrößerte bruchstückhafte Ansicht eines Magnetpols des Rotors, die einen Polöffnungswinkel θ6 und einen Magnetöffnungswinkel θ2 zeigt.
58 ist ein Diagramm einer annähernden Wellenform des mit einem Zahn verketteten Spaltmagnetflusses.
59 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der annähernden Wellenform des mit einem Zahn verketteten Spaltmagnetflusses, dem Polöffnungswinkel und dem Magnetöffnungswinkel veranschaulicht.
60 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche Wellenform des mit einem Zahn verketteten Spaltmagnetflusses in Überlappung mit seiner idealen Wellenform zeigt.
61 ist ein Diagramm, das die Veränderungen des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 als Parameter während des Betriebs unter einer Höchstbelastungsbedingung verändert wird.
62 ist ein Diagramm, das die Veränderungen des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 als Parameter während des Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen verändert wird.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen wird eine (werden) Ausführungsform(en) der vorliegenden Erfindung beschrieben. 1 bis 62 zeigen eine Ausführungsform einer elektrischen IPM-Drehmaschine nach der vorliegenden Erfindung. In der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform dreht sich ein Rotor nur zu Erläuterungszwecken in eine solche Richtung, dass er sich zum Beispiel in Bezug auf einen Stator in eine Richtung gegen den Uhrzeigersinn (CCW: counterclockwise, gegen den Uhrzeigersinn) dreht.
In 1 umfasst eine elektrische Drehmaschine oder ein Motor 10 einen Stator 11, der in der Form einer im Allgemeinen zylinderförmigen Gestaltung geformt ist, und einen Rotor 12, der von diesem Stator 11 umgeben ist, auf einer Drehachse oder einer Rotorachse drehbar ist, und fest mit einer Antriebswelle 13, die koaxial mit der Drehachse angeordnet ist, gekoppelt ist. Die elektrische Drehmaschine 10 erbringt eine Leistung, die an Spezifikationen angepasst ist, welche für eine Kraftquelle eines Hybridfahrzeugs (HEV) oder eines Elektrofahrzeugs (EV) erforderlich sind, so wie ein Verbrennungsmotor für ein Fahrzeug als Kraftquelle erforderlich ist, oder an Spezifikationen angepasst ist, die für eine eingebaute Kraftquelle in jedem der Antriebsräder eines Fahrzeugs erforderlich sind.
Der Stator 11 ist mit mehreren Statorzähnen 15 ausgeführt, die sich auf eine solche Weise in radialen Richtungen von der Rotorachse erstrecken, dass ein Innenumfang 15a des Stators 11 und ein Außenumfang 12a des Rotors 12 einander mit einem dazwischen befindlichen Zwischenraum G gegenüberliegen. Der Stator 11 ist mit dreiphasigen Wicklungen umwickelt, die jeweils für jede Phase eine verteilte Wicklung darstellen (nicht dargestellt), um Statorwicklungen zu bilden, die fähig sind, einen Magnetfluss zu erzeugen, der mit dem Rotor 12 in Wechselwirkung tritt, um ein Rotordrehmoment zu erzeugen.
Der Rotor 12 ist als Rotor eines IPM-Motors (Motors mit innenliegenden Dauermagneten) ausgeführt; und darin sind mehrere Sätze von Dauermagneten 12 eingebettet, wobei jeder Satz pro Pol ein Paar von Dauermagneten 16 aufweist, die in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang 12a hin öffnet. Für die Dauermagnete jedes Paars ist der Rotor 12 mit einem Satz von Öffnungen 17 ausgeführt, die in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, welche sich zu dem Außenumfang 12a hin öffnet, um die Dauermagnete 16, die jeweils über ihre Länge hinweg das gleiche rechteckige Querschnittprofil aufweisen und sich in der Achsenrichtung entlang der Rotorachse erstrecken, fest aufzunehmen, indem gestattet wird, dass ihre Ecken 16a in den Satz von Öffnungen 17 eingesetzt werden.
Die Öffnungen 17 jedes Satzes, die in einer „V“förmigen Gestaltung angeordnet sind, umfassen Magnetöffnungen 17a, die so gestaltet sind, dass sie die Dauermagnete 16 des entsprechenden Paars aufnehmen und einschließen, und Öffnungen 17b und 17c, die über jeden der Dauermagnete 16 hinweg angeordnet sind und voneinander in der Richtung seiner Breite getrennt sind und als Flussbarrieren dienen, um zu verhindern, dass sich der Magnetfluss um den Dauermagnet 16 dreht (nachstehend als „Flussbarrieren“ 17b und 17c) bezeichnet. Jeder Satz von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, weist eine Mittelbrücke 20 auf, die sich zwischen den Öffnungen 17c, welche sich zwischen den Dauermagneten 16 jedes Paars befinden, in einer radialen Richtung von der Rotorachse erstreckt, um die Innen- und die Außenkante, welche die Öffnung definieren, zu verbinden, um die Dauermagnete gegen die Zentrifugalkraft, die erzeugt wird, wenn sich der Rotor 12 mit einer hohen Geschwindigkeit dreht, in Position zu halten.
In dieser elektrischen Drehmaschine 10 bilden Öffnungen, die sich jeweils zwischen zwei benachbarten Statorzähnen 15 des Stators 11 befinden, Schlitze 18, in die Statorwicklungen eingesetzt sind, um Spulengruppen um die Statorzähne 15 zu bilden. Andererseits ist jeder der acht Sätze von Dauermagneten 16 an dem Rotor 12 zu den entsprechenden sechs der Statorzähne 15 des Stators 11 gerichtet. Kurz gesagt ist diese elektrische Drehmaschine 10 so gestaltet, dass jeder Pol, der durch ein Paar von Dauermagneten 16 an dem Rotor 12 gebildet ist, zu den benachbarten sechs Schlitzen 18 des Stators 11 gerichtet ist. Das bedeutet, dass die elektrische Drehmaschine 10 als Drehstrom-IPM-Motor ausgeführt ist, in dem die beiden zueinander gerichteten Seiten eines Paars von Magneten in jedem zweiten Magnetpol die Nordpole aufweisen, während die beiden zueinander gerichteten Seiten eines Paars von Magneten in dem benachbarten Magnetpol die Südpole aufweisen, und ein 48-Schlitz-Stator in verteilten Wicklungen umwickelt ist, um Spulen zu bilden, wobei jede unter jeder Phase einen Spulenabstand in elektrischen Grad von fünf Statorzähnen aufweist, wodurch 8 Magnetpole (4 Paare von Magnetpolen) gebildet werden. Mit anderen Worten ist die elektrische Drehmaschine 10 als Aufbau vom IPM-Typ ausgeführt, in dem (Schlitzanzahl q pro Pol und Phase) = {(Schlitzanzahl)/(Polanzahl)}/(Phasenanzahl) = 2 ist.
Dies ermöglicht, dass der Rotor 12 in einem Antriebsmodus arbeitet, indem die Statorwicklungen, die in den Schlitzen 18 des Stators 11 aufgenommen sind, bestromt werden, um Magnetflusslinien zu erzeugen, die sich von den Statorzähnen 15 radial einwärts gerichtet in den gegenüberliegenden Rotor 12 erstrecken. In diesem Fall wird bei der elektrischen Drehmaschine 10 (Stator 11 und Rotor 12) ein Reluktanzmoment, das danach trachtet, den Flussfließweg zu verkürzen, mit einem magnetischen Moment, das von den Anziehungs- und Abstoßungskräften zwischen den Dauermagneten 16 stammt, kombiniert, um ein zusammengesetztes Drehmoment zu erzeugen. Daher wird elektrische Energie, die durch einen Strom erzeugt wird, der in die Statorwicklungen eingespeist wird, von einer Antriebswelle, die in Bezug auf den Stator 11 mit dem Rotor 12 drehbar ist, als mechanische Energie entnommen.
Jeder aus dem Stator 11 und dem Rotor 12 umfasst mehrere Schichten, die in einer gestapelten Beziehung angeordnet sind. Jede der Schichten ist aus einem elektrischen Stahl wie etwa Siliziumstahl gebildet. Die Schichten werden durch Befestigungsmittel 19 zu einer passenden axialen Dicke für ein gewünschtes Ausgangsdrehmoment gestapelt.
Die elektrische Drehmaschine 10 weist für jede Phase eine Spulengruppe auf, die in Schlitzen 18 in einer verteilten Wicklung aufgenommen ist, so dass wie in 2 veranschaulicht für jeden Satz von Statorzähnen 15, die zu einem Paar von Dauermagneten 16, welche einen Magnetpol bilden, gerichtet sind, ein durch die bestromten Statorwicklungen erzeugter Flussfließweg einen Flussfließweg (von Magnetflusslinien ψ_r , die nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden) definiert, der zwischen den Schlitzen 18 durch den Stator 11 radial einwärts verläuft, nachdem er sich in der Nähe des Außenumfangs des Stators 11, d.h., hinter dem Satz von Statorzähnen 15, in einer Umfangsrichtung bewegt hat, um in den Rotor 15 einzudringen und durch diesen zu verlaufen. Die Dauermagnete 16 jedes Paars sind in den Magnetöffnungen 17a eines in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Satzes von Öffnungen 17, die entlang des Flussfließwegs der Magnetflusslinien ψ_r , welche nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, gebildet sind, mit anderen Worten so gebildet sind, dass sie den Aufbau dieser Magnetflusslinien ψ_r nicht verhindern, aufgenommen.
Die durch die Dauermagnete 16 erzeugten Flussfließwege (der Magnetflusslinien ψ_m , die nur durch die Dauermagnete erzeugt werden), die durch eine wie in 3 veranschaulichte Flussfließverteilung definiert sind, verlaufen nur senkrecht von den Nordpolen (N-Polen) an den einen Seiten der Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, und dringen senkrecht in die Südpole (S-Pole) an entgegengesetzten Seiten der Dauermagnete 16 ein. Im Besonderen verläuft jeder der Flussfließwege nach dem Eindringen in den Stator 11 von den entsprechenden Statorzähnen 15 in der Nähe des Außenumfangs des Stators 11 in einer Umfangsrichtung.
Bei dem IPM-Aufbau, in dem die Dauermagnete 16 jedes Paars in den Rotor 12 eingebettet sind und in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, wird eine Richtung der Flusslinien, die durch jeden der Magnetpole gebildet wird, d.h., eine Mittelachse zwischen den Dauermagneten 16 jedes Paars, die in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, als eine Längsachse (d-Achse) bezeichnet, und wird eine Mittelachse, die in Bezug auf die Längsachse elektrische und magnetische Orthogonalität zeigt, zwischen benachbarten Dauermagneten 16 zwischen benachbarten Magnetpolen als Querachse (q-Achse) bezeichnet. In dem Rotor 12 erstrecken sich radial innere Öffnungen 17c, die sich an der Seite der Längsachse jedes Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, befinden, radial einwärts zu der Rotorachse, und sind sie dazu gestaltet, die Funktion von Flussbarrieren 12c auszuführen. Passende Formabmessungen der Flussbarrieren 12c jedes Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, werden später beschrieben werden.
In dieser elektrischen Drehmaschine 10 ermöglicht dies, dass sich durch die Statorwicklungen erzeugte Flusslinien ψ_r , die in radial einwärts gerichteten Richtungen von den Statorzähnen 15 in den Rotor 12 eingedrungen sind, nahe an dem Innenumfang (der Rotorachse) auf eine solche Weise weiter einwärts bewegen, dass sie nicht in den radial auswärts befindlichen Bereich der Öffnungen 17 jedes Satzes, die in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, eindringen, bevor sie zu den Statorzähnen 15 zurückkehren, wie in 2 veranschaulicht ist. Mit einem Wort ist die elektrische Drehmaschine 10 als IPM-Motor vom V-Typ ausgeführt, der einen Rotor 12 umfasst, welcher in der Nähe der Längsachsen mit Öffnungen ausgeführt ist.
Ferner umfasst die elektrische Drehmaschine 10 zur Verhinderung einer schweren Überlagerung der Flusslinien ψ_r , die durch die Statorwicklungen erzeugt werden und von Statorzähnen 15, die den Längsachsen entsprechen, in radial einwärts gerichteten Richtungen in den Rotor 12 eindringen, durch die 5. und die 7. Raumharmonische mittlere Nuten (mittlere Regulierungsnuten) 21, die in dem Außenumfang des Rotors 12 gebildet sind und sich jeweils parallel zu dem Innenumfang 15a eines der entsprechenden Statorzähne 15 (in einer Richtung entlang der Rotorachse) erstrecken. Passende Formabmessungen für jede der mittleren Nuten 21 werden später beschrieben.
Ferner umfasst die elektrische Drehmaschine 10 pro Magnetpol ein Paar von seitlichen Nuten (seitlichen Regulierungsnuten) 22, die an Stellen in der Nähe der radial äußeren Enden der Dauermagnete jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, in dem Außenumfang 12a des Rotors gebildet sind, um das Pulsieren des Motordrehmoments über den gesamten Betriebsbereich in einem Antriebsmodus abzuschwächen, indem das Rastmoment unter Nichtbelastung und die Drehmomentwelligkeit unter geringen Belastungsbedingungen und einer Höchstbelastung verringert werden, während eine Verringerung des Drehmoments minimiert wird. Passende Formabmessungen für jede der seitlichen Nuten 22 werden später beschrieben.
In der elektrischen Drehmaschine 10 mit dem IPM-Aufbau, in dem Dauermagnete 16 in einer „V“-förmigen Gestaltung in den Rotor 12 eingebettet sind, ist das Drehmoment T durch die folgende Gleichung (1) als $T = P_{p} {ψ_{m} i_{q} + (L_{d} - L_{q}) i_{d} i_{q}}$
ausgedrückt, wobei

P_p die Anzahl der Polpaare ist, ψ_m die Flusslinien von Magneten sind, die mit dem Stator (Statorzähnen 15) verketten,
i_d der Strom der Längsachse ist, i_q der Strom der Querachse ist,
L_d die Induktivität der Längsachse ist, und L_q die Induktivität der Querachse ist.

Wie in 4 gezeigt wird durch einen Betrieb mit der Stromphase, bei der die Summe des magnetischen Moments T_m und des Reluktanzmoments T_r den Höchstwert erreicht, ein hocheffizienter Betrieb mit einem hohen Drehmoment der elektrischen Drehmaschine 10 bereitgestellt.
Unter Bezugnahme auf 5A bis 6B sind im Fall eines Vergleichsrotors 12A nach der verwandten Technologie die Flussbarrieren 17c (siehe 1 bis 3) in der Form von Öffnungen, die sich an der Seite der Längsachse befinden, durch Flussbarrieren 17d ersetzt. Die Flussbarrieren 17d sind hinsichtlich der Formabmessungen im Allgemeinen mit Flussbarrieren 17b, die sich an den radial äußeren Seiten der in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes befinden, identisch. Im Hinblick auf den Vergleichsrotor 12A sind die Flussfließwege durch die Dauermagnete 16 durch eine in 5A veranschaulichte Flussfließverteilung definiert. Die Magnetflusslinien ψ_m , die durch die Magnete erzeugt werden, definieren Vektoren V_m , die wie durch ein Vektorfeld in 5B angegebene Richtungen aufweisen. Zusätzlich sind Magnetflusslinien ψ_r , die durch bestromte Statorwicklungen, welche in Schlitzen 18 aufgenommen sind, erzeugt werden, durch eine in 6A veranschaulichte Flussfließverteilung angegeben und definieren sie Vektoren V_r , die wie durch ein Vektorfeld in 6B angegebene Richtungen aufweisen.
Die elektrische Drehmaschine, die den Rotor 12A von der oben genannten Art umfasst, wird durch Vorrücken eines Stromphasenwinkels (Phasenwinkel des Stroms) betrieben, um im Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung ein hohes Drehmoment mit einer hohen Effizienz zu erzeugen. Unter dieser Bedingung wird der Rotor 12A nach der verwandten Technologie in einem Zustand betrieben, in dem Magnetflusslinien ψ_mder Magnete und Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen in einem kleinen Bereich A1 (siehe 6B), der sich von dem Satz der in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Öffnungen 17 radial auswärts und in der Nähe der Längsachse befindet, entgegengesetzte Felder erzeugen, so dass das Reluktanzmoment T_r das magnetische Moment T_m auslöscht (ausgleicht), wie durch die veranschaulichten Vektorfelder in 5B und 6B gezeigt ist. Kurz gesagt ist dieser kleine Bereich A1 wie in 7 gezeigt ein Wechselwirkungsbereich, in dem Magnetflusslinien ψ_mder Magnete und Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen mit einem induzierten Winkel, der gleich oder größer als 90 Grad ist, gegeneinander wirken, so dass die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen verschwendet oder geschwächt werden, da sie jenen Magnetflusslinien ψ_m der Magnete entgegenwirken (sie auslöschen), die von Bereichen B in der Nähe der Längsachse der Dauermagnete 16 jedes Paars, welche an den radial auswärts von dem Satz der in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Öffnungen 17 befindlichen kleinen Bereich A1 angrenzen, ausgehen.
Aus diesem Grund lässt sich sagen, dass es wegen des Umstands, dass es den Bereichen B der Dauermagnete 16, die sich in der Nähe der Längsachse befinden, nicht gelingt, irgendeinen aktiven Beitrag zur Erzeugung von Drehmoment T zu leisten, möglich ist, die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 an sich zu verringern, indem das Volumen der Bereiche B, in der Nähe der Längsachse, der Dauermagnete 16 reduziert wird, während ein Verhältnis der Schenkeligkeit (Saliency-Ratio) in dem magnetischen Kreis so hoch wie das frühere Verhältnis der Schenkeligkeit (Saliency-Ratio) gehalten wird.
Nun wird das durch die vorher genannte Gleichung (1) ausgedrückte Drehmoment T bei einer Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 so hoch wie das frühere Drehmoment, das vor der Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 erzeugt worden war, gehalten, indem das Reluktanzmoment T_r erhöht wird. Dieses Reluktanzmoment T_r wird erhöht, indem ein Unterschied zwischen der Induktivität L_d der Längsachse und der Induktivität L_q der Querachse erhöht wird, das heißt, indem ein Verhältnis der Schenkeligkeit (Saliency-Ratio) erhöht wird.
Daher wird das Drehmoment T nach der vorliegenden Ausführungsform des Rotors 12 so hoch wie das frühere Drehmoment gehalten, indem jeder der Bereiche B, in der Nähe der Längsachse, der Dauermagnete 16 durch eine Öffnung mit einer geringen magnetischen Permeabilität (als „beschränkter Bereich“ bezeichnet) ersetzt wird, um ein Verhältnis der Schenkeligkeit (Saliency-Ratio) zu erhöhen, während die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 verringert wird. Von einem anderen Blickwinkel her betrachtet wird das Reluktanzmoment T_r erhöht, indem jener Anteil der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, der durch die Wirkung gegen die Magnetflusslinien ψ_m durch die Dauermagnete, die von den in der Nähe der Längsachse befindlichen Bereichen B ausgehen, verschwenderisch verwendet wurde, wirksam verwendet wird, so dass das Drehmoment T trotz der Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 unverändert bleibt.
Das Drehmoment T kann auch durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt werden. Das Verhältnis des magnetischen Moments T_m wird unter geringen Belastungsbedingungen, unter denen die Amplitude des Stroms I_a verringert wird, hoch. Wie in 8 gezeigt nähert sich der Stromphasenwinkel β, bei dem das Drehmoment den Höchstwert beträgt, um so mehr Null, je geringer die Amplitude des Stroms I_a ist. Die veranschaulichten Wellenformen i, ii, iii, iv und v in 8 sind charakteristische Kurven, die jeweils die Beziehung zwischen dem Drehmoment und dem Stromphasenwinkel bei einer von verschiedenen Amplituden des Stroms I_a(i), I_a(ii), I_a(iii), I_a(iv) und I_a(v) zeigen, wobei die Amplituden der Ströme die Beziehung der folgenden Ungleichheitsgleichung aufweisen: i < ii < iii < iv < v. Daher ist es trotz des Umstands, dass das Verhältnis des (die Abhängigkeit von dem) magnetischen Moments T_m während des Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen naturgemäß hoch ist, erwünscht, einen Magnetkreis herzustellen, der die wirksame Verwendung dieses magnetischen Moments T_m maximiert. $T = P_{p} {ψ_{m} I_{a} cos β+ \frac{1}{2} (L_{d} - L_{q}) I_{a}^{2} sin2 β}$
wobei β der Stromphasenwinkel ist, und I_a die Amplitude des Phasenstroms ist.
Wie in 9 gezeigt nimmt die Anzahl der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen bei dem Rotor 12A nach der verwandten Technologie an jeder der Querachsen zwischen den benachbarten beiden Magnetpolen (zwischen den Dauermagneten 16 der benachbarten beiden unterschiedlichen Magnetpole) zu, da der Stromphasenwinkel β aufgrund des Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen mit einer geringen Amplitude des Stroms nahe an Null liegt. Daher ist es ideal, wenn ein Magnetkreis über in 10 gezeigte Flussfließwege MP1 und MP2 als Strecken der aufeinander gefügten Flusslinien ψ_m die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien der Magnete ψ_m und der oben genannten Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen ausgebildet werden, verläuft. Dies wird eine aktive Verwendung der Reluktanzmoments T_r ermöglichen, da die aufeinander gefügten Flusslinien ψ_s die Induktivität L_q der Querachse entlang jeder Querachse durch Verteilen des Querachsen-Flussfließwegs (Magnetflusslinien durch die Querachse), der sich entlang der Querachse erstreckt (ohne irgendeine Sättigung zu induzieren) erhöhen.
Der Flussfließweg MP1 wendet sich nach dem Eindringen in den Rotor 12A in dem interpolaren Abschnitt zwischen den benachbarten beiden Magnetpolen über den Luftspalt G von einem der Statorzähne 15 in einer verkettenten Beziehung in eine Richtung zu dem benachbarten eines Paars von Dauermagneten 16, die in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors einen vorangehenden der beiden Magnetpole bilden (in 10 gesehen zur linken Seite), und verläuft von dessen Seite in der Nähe des Innenumfangs des Rotors 12A durch ihn hindurch. Der Flussfließweg MP1 quert dann den äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols und kehrt über den Luftspalt G erneut zu einem anderen der Statorzähne 15 zurück.
Der Flussfließweg MP2 wendet sich, nachdem er auf die gleiche Weise wie der Flussfließweg MP1 in dem interpolaren Abschnitt in den Rotor 12A eingedrungen ist, in einer Umfangsrichtung zu dem entfernten der Dauermagnete 16, die in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors den vorangehenden der beiden Magnetpole bilden, und verläuft von dessen Seite in der Nähe des Innenumfangs des Rotors 12A durch ihn hindurch. Der Flussfließweg MP2 quert dann den äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols und kehrt über den Luftspalt G erneut zu einem anderen der Statorzähne 15 zurück.
Wenn Dauermagnete 16 jedes Paars einwärts gerichtet zu der Rotorachse hin gerückt sind, indem Abschnitte, die von ihren entferntesten beiden Enden (den radial äußeren Enden des Pols) einwärts liegen, entfernt wurden, wird es diesen Flussfließwegen MP1 und MP2 nicht gelingen, den gesamten äußeren Umfangsbereich A2 jedes Pols wirksam zu verwenden, da sich vergrößerte Flussbarrieren, die an die entferntesten beiden Enden der Dauermagnete des Paars angrenzen, in der Nachbarschaft der Mitte des Pols konzentrieren und es für die Flussfließwege schwierig machen, sich insbesondere durch die rechte Hälfte des äußeren Umfangsbereichs A2 zu erstrecken.
Wenn die Dauermagnete 16 andererseits nach außen gerückt sind, indem Abschnitte, die von ihren am nächsten befindlichen Enden (den radial inneren Enden des Magnetpols) in der Nähe der Mittelachse der Dauermagnete einwärts liegen, entfernt wurden, treten in der Nähe der Mittelachse der Dauermagnete große Flussbarrieren auf, was verursacht, dass die Flussfließwege gestreut werden, so dass sie durch beide Seitenabschnitte des Magnetpols verlaufen, weshalb die Magnetflusslinien gleichmäßig durch den äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols verlaufen, indem sie wirksam den gesamten äußeren Umfangsbereich A2 einschließlich seiner rechten Hälfte verwenden. Bei diesem Aufbau verbindet ein Flussfließweg MP3 die benachbarten Magnetpole von dem Nordpol (N-Pol) eines Dauermagnets 16 des nachfolgenden der benachbarten beiden Magnetpole zu dem Südpol (S-Pol) des benachbarten Dauermagnets 16 des vorangehenden der benachbarten beiden Magnetpole in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors, nachdem er durch den Dauermagnet 16 des nachfolgenden Magnetpols - von dessen Außenseite in der Nähe des Außenumfangs des Rotors zu seiner Innenseite in der Nähe des Innenumfangs des Rotors - verlaufen ist. Auf eine Weise, die dem Flussfließweg MP1 ähnlich ist, erstreckt sich der Flussfließweg MP3 durch den äußeren Umfangsbereich A2 des vorangehenden Magnetpols in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors, was verursacht, dass die Wirkung der Dezentralisierung der Magnetflusslinien hoch wird.
Aus diesem Grund ist es günstig, wenn ein Rotor 12 für den Aufbau zur Einbettung der Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, die Gestaltung einsetzt, bei der die Dauermagnete 16 des Paars nach außen zu ihren entferntesten beiden Enden (den radial äußersten Enden des Magnetpols) gerückt sind, während die „V“-förmige Gestaltung der Dauermagnete 16 beibehalten wird, um die Verteilung der Magnetflusslinien ψ_r , die das Reluktanzmoment T_r erzeugen, nicht zu beeinträchtigen. Ferner ist es günstig, die Gestaltung einzusetzen, bei der zwischen den Dauermagneten 16 des Paars (den radial inneren Enden des Magnetpols) Flussbarrieren 17c gebildet sind, um den Kurzschlusspfad der Magnetflusslinien zu beschränken. Zusätzlich ist es günstig, die Gestaltung einzusetzen, bei der sich an jeder der Längsachsen eine mittlere Nut 21 in der äußeren Umfangsfläche des Rotors 12 befindet, um die Erzeugung einer Sättigung der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, die von den Statorzähnen 15 des Stators 11 kommen, zu beschränken oder, mit anderen Worten, die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen zu streuen. Durch das Einsetzen dieser Gestaltungen kann der Rotor 12 das Reluktanzmoment T_r aktiv benutzen, indem die Querachsen-Flussfließwege (Magnetflusslinien) gestreut werden, um die Induktivität L_q der Querachse zu erhöhen.
Der optimale Wert für eine in den beiliegenden Zeichnungen längsgerichtete Länge W_pm (Breite) eines jeden der Dauermagnete 16 wird nach einem Vergleich mit dem Fall, in dem die längsgerichtete Länge W_pm nicht verlängert ist, als Standard bestimmt.
Im Besonderen wird sie bestimmt, indem ein Verhältnis δ, das durch Berechnen der folgenden Gleichung (3) gegeben ist, verändert wird, wobei eine Polanzahl P fest ist, ein Außenradius R1, der sich von der Achse des Rotors 12 zu dessen Außenumfang erstreckt, fest ist, und die Länge W_pm eines jeden Dauermagnets 16 eines Paars, der an einem äußeren Endabschnitt eines Magnetpols angeordnet ist, variabel gestaltet wird, das heißt, die Position eines jeden der inneren Enden der Dauermagnete 16 des Paars verändert wird. Als bestimmende Faktoren des Verhältnisses sind die Veränderung des Werts pro Einheit des Drehmoments T unter der Bedingung der Höchstbelastung in Bezug auf das Verhältnis δ und die Veränderung der Rate der Verringerung der Schwankung dieses Drehmoments T, d.h., der Drehmomentwelligkeit, in Bezug auf das Verhältnis δ nach einer Magnetfeldanalyse gegeben und wie in der Darstellung von 11 gezeigt graphisch dargestellt. In dem „pro-Einheit“-System bedeutet zum Beispiel 1,0 [pro Einheit], dass die Größe einer Basiseinheit gleich ist. $δ= (P \times W_{pm}) / R1$
In 11 stellt das Verhältnis δ von 1,84 (δ = 1,84) den Fall dar, in dem jeder der Dauermagnete 16 eine Formabmessung aufweist, bei der eine Länge W_pm des Dauermagnets 16 nicht verkürzt ist (d.h., eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials 0 % beträgt). Es ist ersichtlich, dass dann, wenn die Formabmessung das Verhältnis von δ = 1,38 erfüllt (d.h., wenn die Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials 24,7 % beträgt), das erzeugte Drehmoment T dem Drehmoment gleichwertig ist, das durch den Rotor 12A der verwandten Technologie mit Dauermagneten 16, deren Länge W_pm nicht verkürzt ist, erzeugt wird (d.h., das Drehmoment T beträgt 1,0 [pro Einheit]) . Mit den Dauermagneten 16 wird dann, wenn das Verhältnis δ 1,38 beträgt (δ = 1,38) im Betrieb selbst bei langsamen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen, die gewöhnlich verwendet werden, das gleiche Drehmoment erzeugt.
In 11 wird der Rotor 12A der verwandten Technologie zum Vergleich benutzt. Bei diesem Vergleichsrotor 12A definiert jeder Satz von in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Öffnungen 17 an seinen radial äußeren und inneren Enden äußere und innere Flussbarrieren 17b und 17d von der gleichen Größe. Im Gegensatz dazu teilt und trennt der Rotor 12 nach der vorliegenden Ausführungsform die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen dank der Bereitstellung der Flussbarrieren 17c und einer mittleren Nut 21 pro Magnetpol wirksam in zwei. Dies verursacht, dass der Rotor wirksam ein Reluktanzmoment T_r erzeugt und die Drehmomentwelligkeit beschränkt wird, während das Drehmoment T bei dem Verhältnis δ = 1,84, bei dem die Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 nicht verkürzt ist, d.h., die Dauermagnete 16 in der Länge W_pm jenen des Rotors 12A gleich sind, verbessert wird. Mit anderen Worten zeigt 11 Veränderungen des Drehmoments und jene der Drehmomentwelligkeit bei unterschiedlichen Werten für das Verhältnis δ, wenn die Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 im Aufbau des Rotors 16 nach der vorliegenden Ausführungsform verkürzt wird. Es wird angenommen, dass über den Bereich des Verhältnisses δ von 1,84 bis in die Nähe von 1,38 keine merkliche Veränderung im Drehmoment T auftritt, d.h., das Drehmoment T im Wesentlichen 1,0 [pro Einheit] bleibt, wenn die Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 in dem Aufbau des Rotors 12A der verwandten Technologie verkürzt wird.
In elektrischen Drehmaschinen kommt es mit der Drehung eines Rotors aufgrund einer magnetischen Verzerrung, die von einer Feldschwächung bei Erzeugung einer induzierten Spannung (d.h., einer umgekehrten Spannung), deren Amplitude je nach der Verwendungsmenge der eingebetteten Dauermagnete variabel ist, stammt, zu einer Überlagerung durch Raumharmonische. Die Raumharmonischen verursachen eine Zunahme des Eisenverlusts, da die 5., 7., 11. und 13. Raumharmonische die Erzeugung einer Drehmomentwelligkeit verursachen. Die Erzeugung der 5. Raumharmonischen ist wie in 12 gezeigt graphisch pro Einheit in Bezug auf das Verhältnis δ dargestellt. Aus 12 kann erkannt werden, dass die Erzeugung der 5. Raumharmonischen um so mehr verringert wird, je geringer das Verhältnis δ ab 1,75 wird (δ = 1,75). In diesem Fall ist die Verwendungsmenge der Dauermagnete um 4,7 % oder mehr verringert und ist die Erzeugung von Wärme verringert, indem dank einer Verbesserung der Effizienz, die sich aus einer Verringerung des Eisenverlusts infolge der Verringerung der durch eine magnetische Verzerrung verursachten Raumharmonischen ergibt, Wirbelströme in den Dauermagneten 16 beschränkt werden.
Daraus folgt, dass es bei dem Rotor 12 nach der vorliegenden Ausführungsform zur Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials, das zur Herstellung der Dauermagnete 16 verwendet wird, während der Ausgang des Drehmoments so hoch wie beim dem Rotor 12A der verwandten Technologie gehalten wird, günstig ist, dass das Verhältnis δ durch Verkürzen der Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete auf etwa 1,38 eingerichtet wird, d.h., dass δ ≒ 1,38 beträgt (Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials um 24,7 %). Dies verringert auch die Drehmomentwelligkeit. Kurzum können die Formabmessungen eines jeden der Dauermagnete 16 so gewählt werden, dass sie für eine gewünschte Eigenschaft des Ausgangs des Drehmoments T und der Drehmomentwelligkeit passend sind, so dass das Verhältnis δ in einen Bereich von δ = 1,38 (eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials von 24,7 %) bis δ = 1,75 (eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials von 4,7 %) fällt.
Eine magnetische Analyse von zwei unterschiedlichen IPM-Motoren, die fähig sind, das gleiche Drehmoment zu erzeugen, wobei die Länge W_pm der Dauermagnete 16 jedes Paars, das in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet ist, in einem Motor so verkürzt ist, um in der Nähe jeder Längsachse (d-Achse) Öffnungen zu belassen, dass Formabmessungen bereitgestellt werden, bei denen das Verhältnis δ = 1,38 beträgt, während die Dauermagnete 16 jedes Paars, das in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet ist, in dem anderen Motor nicht verkürzt sind, zeigt, dass wie in 13 und 14 gezeigt die elektrische Drehmaschine 10 im Wesentlichen das gleiche Drehmoment T erzeugt, wenn das Verhältnis des Reluktanzmoments T_r zu dem magnetischen Moment T_m verändert wird. Der IPM-Motor vom V-förmigen Typ mit Öffnungen in der Nähe jeder Längsachse ist so gestaltet, dass Flussbarrieren 17c große Öffnungen, die sich in der Nähe jeder Längsachse befinden, belegen, während der IPM-Motor vom bloßen V-förmigen Typ so gestaltet ist, dass Flussbarrieren 17d kleine Öffnungen, die sich in der Nähe jeder Längsachse befinden, belegen.
13 zeigt ein Verhältnis zwischen dem Moment T_m und dem Moment T_r während des Betriebs im Bereich mit geringer Belastung, während 14 ein Verhältnis zwischen dem Moment T_m und dem Moment T_r während des Betriebs im Höchstbelastungsbereich zeigt. Wie 13 und 14 zeigen, nimmt im Fall des IPM-Motors von dem V-förmigen Typ mit großen Öffnungen in der Nähe jeder Längsachse das Verhältnis des Reluktanzmoments T_r in beiden Belastungsbereichen mit einer Verringerung in dem Verhältnis des magnetischen Moments T_m , die durch eine Verkürzung der Länge jedes Dauermagnets 16 verursacht wird, zu. In einem kleinen Bereich A1, der sich wie in 6B und 7 gezeigt in der Nähe des Außenumfangs jedes Pols befindet, werden durch das Bilden der Flussbarrieren 17c, die große Öffnungen belegen, anstelle von Dauermagneten 16 in der Nähe der Längsachse und auch das Bilden einer mittleren Nut 21 die Magnetflusslinien ψ_m der Magnete, die den Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen entgegenwirken, verringert. Dies führt zu einer Zunahme der Induktivität L_q der Querachse (q-Achse), die verursacht, dass ein Unterschied zwischen der Induktivität L_q der Querachse (q-Achse) und der Induktivität L_d der Längsachse (oder das Verhältnis der Schenkeligkeit (Saliency-Ratio)) größer als jener (oder das Verhältnis der Schenkeligkeit (Saliency-Ratio)) des IPM-Motors von dem V-förmigen Typ mit nicht verkürzten Dauermagneten wird, was ermöglicht, dass die elektrische Drehmaschine 10 durch wirksames Nutzen des Reluktanzmoments T_m ein gleichwertiges Drehmoment erzeugt.
Wie durch die Flussfließverteilung in 15 gezeigt gestattet dieser Aufbau, dass die elektrische Drehmaschine 10 einige der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, die in dem kleinen Bereich A1 konzentriert sind, der sich radial auswärts von den Dauermagneten jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, befindet, wirksam von dem Flussfließweg M_r1, der durch den radial auswärts befindlichen kleinen Bereich A1 verläuft, in den Flussfließweg M_r2 streut (abtrennt), welcher um die in der Nähe der Längsachse befindliche radial einwärts befindliche Seite der Öffnungen 17c eines Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, verläuft. Als Ergebnis verringert die magnetische Drehmaschine 10 die magnetische Wechselwirkung zwischen Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen (d-Achse, q-Achse), um eine lokale magnetische Sättigung an der vorangehenden Seite in Bezug auf die Drehrichtung des radial auswärts befindlichen kleinen Bereichs A1 des Magnetpols zu vermeiden, wodurch sie wirkungsvoll zur Erzeugung von Drehmoment T beitragen können.
Daher verläuft wie durch die Flussfließverteilung in 16 veranschaulicht der Großteil der synthetischen Magnetflusslinien ψ_s , die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen ausgebildet werden, durch Flussfließwege MPO, die sich durch die Dauermagnete 16 jedes Paars erstrecken, wenn die elektrische Drehmaschine 10 in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen arbeitet, während sich die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s wie durch die Flussfließverteilung von 17 veranschaulicht in einen Flussfließweg MP1 und einen Flussfließweg MP2 teilen, wenn sie im Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung arbeitet. Als Ergebnis verwirklicht die elektrische Drehmaschine 10 die Vermeidung einer lokalen magnetischen Sättigung zusammen mit einer Verringerung der magnetischen Wechselwirkung, um wirksam den gleichen oder einen höheren Grad an Drehmoment T zu erzeugen, als der IPM-Motor von V-förmigen Typ mit nicht verkürzten Dauermagneten, während eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials der Dauermagnete 16 erzielt wird. Während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen machen die Magnetflusslinien ψ_m der Magnete verglichen mit den Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen in den synthetischen Magnetflusslinien ψ_s einen hohen Prozentsatz aus.
Wenn die Dauermagnete 16 zum Beispiel derartige Formabmessungen aufweisen, dass das Verhältnis δ = 1,44 beträgt und die Menge des Dauermagnetmaterials um 23 % verringert ist und durch Flussbarrieren 17c mit einer geringen magnetischen Permeabilität ersetzt ist (Verringerung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete), macht es eine Verringerung der Gegen-EMK-Konstanten von etwa 13,4 %, die von einer Verringerung der Trägheit begleitet wird, für die elektrische Drehmaschine 10 möglich, dass ihre Ausgangsleistung bei hohen Umdrehungsgeschwindigkeiten zunimmt. Daneben verringert eine Reduktion der Raumharmonischen, die eine magnetische Verzerrung verursachen, die Wärme und den Eisenverlust in den Dauermagneten 16 infolge von Wirbelströmen, und beschränkt sie das elektromagnetische Rauschen.
Mit anderen Worten ist es, wie leicht aus den veranschaulichten Flussfließlinien in 18 ersichtlich ist, dann, wenn sich zum Beispiel jede der Flussbarrieren 17e nicht in einer radial einwärts gerichteten Richtung zu der Achse des Rotors 12 erstreckt, schwierig, den synthetischen Magnetfluss ψ_s in einem ausreichenden Maß in zwei Ströme zu teilen, wodurch eine lokale magnetische Sättigung, die dem an der Außenumfangsseite jedes Rotorpols gelegenen kleinen Bereich A1 in Bezug auf die Richtung der Drehung des Rotors 12 (in 18 gesehen die linke Seite) vorangeht, nicht vermieden werden kann.
Wenn der in 17 gezeigte, mit den Flussbarrieren 17c versehene Aufbau A nach der vorliegenden Ausführungsform unter Verwendung der Menge des Ausgangsdrehmoments und seiner Schwankungen (Drehmomentwelligkeit) mit dem in 18 gezeigten Vergleichsaufbau B, der mit den Flussbarrieren 17e versehen ist, verglichen wird, ist aus 19, die die Ausgangsdrehmomenteigenschaften im Höchstbelastungszustand zeigt, ersichtlich, dass der Aufbau A dem Aufbau B dahingehend überlegen ist, dass das Ausgangsdrehmoment um etwa 6 % zunimmt, und die Drehmomentwelligkeit fällt, wodurch im Antriebsmodus ein qualitativ hochwertiger Betrieb bereitgestellt wird. In 19 sind nach einer Berechnung des durchschnittlichen Drehmoments unter Verwendung des in 18 gezeigten Aufbaus B als Basiseinheitsgröße das augenblickliche Ausgangsdrehmoment des in 17 gezeigten Aufbaus A und jenes des in 18 gezeigten Aufbaus B in Bezug auf den Drehwinkel (den elektrischen Winkel) in Größen, die „pro Einheit“ ausgedrückt sind, dargestellt.
Um die harmonischen Drehmomentkomponenten, die das Ausgangsdrehmoment des Aufbaus A überlagern, mit jenen auf dem Ausgangsdrehmoment des Aufbaus B zu vergleichen, werden die in 19 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung verarbeitet, wodurch sich wie in 20 gezeigte Ergebnisse ergeben, die zeigen, dass insbesondere die 12. und die 24. harmonische Drehmomentkomponente, die das Ausgangsdrehmoment überlagern, beim Aufbau A beträchtlich niedriger als beim Aufbau B sind. Bei dem Aufbau A nach der vorliegenden Ausführungsform unterdrückt dies das Auftreten eines Ruckelns bei der Beschleunigung beim Hinauffahren einer Schräge, und verringert es den Grad des elektromagnetischen Rauschens beträchtlich, indem insbesondere die 12. harmonische Drehmomentkomponente beträchtlich verringert wird. In 20 sind die Prozentsätze (%) der harmonischen Drehmomentkomponenten, die in Ausgangsdrehmomenten von den Aufbauten A und B enthalten sind, veranschaulicht.
Um den Gehalt der 11. und der 13. Raumharmonischen bei Aufbau A mit jenem bei Aufbau B zu vergleichen, wird die Wellenform des Magnetflusses in Verkettung mit einem der Statorzähne 15 über den Spalt G durch eine Fourier-Reihenentwicklung verarbeitet, wodurch sich wie in 21 gezeigte Ergebnisse ergeben, die zeigen, dass der Gehalt der 11. und der 13. Raumharmonischen bei Aufbau A beträchtlich geringer ist, als bei Aufbau B. In 21 ist der Gehalt der Raumharmonischen nach Normalisieren einer Grundwellenformkomponente des mit einem Zahn verketteten Magnetflusses bei dem Aufbau A und jenes bei dem Aufbau B als Basiseinheit „pro Einheit“ ausgedrückt.
Übrigens ist ersichtlich, dass in der elektrischen Drehmaschine 10 die Drehmomentwelligkeit, die im Fall von drei Phasen durch Raumharmonische, welche eine Flusswellenform pro Phase pro Magnetpol überlagern, und Zeitharmonische, die in Phasenströmen enthalten sind, in elektrischen Grad bei der Komponente der 6f-ten Ordnung (wobei f eine natürliche Zahl von 1, 2, 3, ... ist) erzeugt wird.
Wenn nachstehend der Grund für die Erzeugung der Drehmomentwelligkeit beschrieben wird, können die dreiphasige Ausgangsleistung (der elektrische Strom) P(t) und das Drehmoment τ_t durch die Formeln (4) und (5) als $P (t) = E_{u} (t) I_{u} (t) + E_{v} (t) I_{v} (t) + E_{w} (t) I_{w} (t)$
$\begin{matrix} τ (t) = P (t) / ω_{m} \\ = [E_{u} (t) I_{u} (t) + E_{v} (t) I_{v} (t) + E_{w} (t) I_{w} (t)] \end{matrix}$
ausgedrückt werden,
wobei ω_m die Winkelgeschwindigkeit ist, E_u(t), E_v(t) und E_w(t) die induzierten elektromotorischen Kräfte der Phase U, der Phase V bzw. der Phase W sind, und I_u(t), I_v(t) und I_w(t) der Strom der Phase U, der Phase V bzw. der Phase W ist.
Das dreiphasige Drehmoment ist die Summe des Drehmoments der Phase U, des Drehmoments der Phase V und des Drehmoments der Phase W; und wenn der Strom I_u(t) der Phase U durch die Formel (6) ausgedrückt wird, in der „m“ die Ordnung der in dem Strom enthaltenen harmonischen Komponente ist, und „n“ die Ordnung der in der Spannung enthaltenen harmonischen Komponente ist, kann das Drehmoment τ_u (t) der Phase U durch die folgende Formel (7) ausgedrückt werden: $I_{u} (t) = \sum_{m=1}^{m} I_{m} sin m \cdot (θ+ β_{m})$
$τ_{u} (t) = \frac{1}{ω_{m}} [\sum_{n = 1}^{n} \sum_{m = 1}^{m} E_{m} I_{m} {- \frac{1}{2} (cos ((n + m) θ+ n α_{n} + m β_{m}) - cos ((n - m) θ + n α_{n} - m β_{m})}]$
Sowohl der Phasenstrom I(t) als auch die Phasenspannung E(t) sind symmetrische Wellen, weshalb es nötig ist, dass m und n ungerade sind. Im Hinblick auf die anderen Drehmomente als jenes der Phase U - das Drehmoment der Phase V und das Drehmoment der Phase W - betragen die Phasenverschiebung des Drehmoments der Phase V von der induzierten Spannung E_u(t) der Phase U und dem Strom I_u(t) der Phase U und die Phasenverschiebung des Drehmoments der Phase W von ihnen +2π/3 (rad.) bzw. -2π/3 (rad.). Das sich ergebende Drehmoment ist durch Streichen der Glieder mit Ausnahme von Gliedern mit einem Koeffizienten von „6“ gegeben und kann durch die folgende Formel (8) ausgedrückt werden. $τ (t) = \frac{1}{ω_{m}} [\sum_{n = 1}^{n} \sum_{m = 1}^{m} E_{m} I_{m} {- \frac{1}{2} {3 cos (6 f θ+ s) - 3 cos (6 f θ+ t)}}]$
wobei 6f = n ± m (f ist eine natürliche Zahl) ist, s = nα_n + mβ_m ist, und t = nα_n - mβ_m ist.
Da eine Induktionsspannung eine Zeitableitung eines Magnetflusses ist, treten zusätzlich harmonische Komponenten der gleichen Ordnung wie die in einer Induktionsspannung in jeder Phase enthaltenen auch in einem Magnetfluss pro Pol pro Phase auf. Daraus folgt, dass in einem Drehstrommotor die 6f-te Drehmomentharmonische als Drehmomentwelligkeit erscheint, wenn n, d.h., die Zahl der Ordnung der Raumharmonischen, die im Magnetfluss (der Induktionsspannung) enthalten ist, und m, d.h., die Zahl der Ordnung der Zeitharmonischen, die in dem Phasenstrom enthalten ist, so kombiniert sind, dass sie 6f ergeben.
Da bei dieser elektrischen Drehmaschine 10 eine Drehmomentwelligkeit auftritt, wenn die Gleichung 6f = n ± m erfüllt wird, wenn ein Magnetfluss pro Pol pro Phase die n-te Raumharmonische enthält und ein Phasenstrom die m-te Zeitharmonische enthält, entsteht zum Beispiel als Reaktion auf eine Kombination aus, zum Beispiel, der überlagernden 11. und 13. Raumharmonischen (n = 11, 13) und der Grundwelle (m = 1) eines Phasenstroms das 12. harmonische Drehmoment.
Bei dieser elektrischen Drehmaschine 10 ist die Position einer Endwand an der Seite in der Nähe der Rotorachse, die jede der Flussbarrieren 17c der in dem Rotor 12 gebildeten Öffnungen 17 jedes in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Satzes in einer radial einwärts gerichteten Richtung vergrößert, so bestimmt, dass ihre vergrößerte Größe zu der Rotorachse hin optimiert wird, während die Formabmessungen eines jeden der Dauermagnete 16 auf eine solche Weise bewahrt werden, dass die Bedingung, bei der das Verhältnis δ 1,44 beträgt (δ = 1,44), erfüllt wird.
Unter erneuter Bezugnahme auf 1 wird der Aufbau des Rotors 12 durch Bewerten der in den 22 und 23 gezeigten Drehmomenteigenschaften unter Veränderung eines radialen Abstands R2 jener Endwand der Flussbarrieren 17c, die sich in der Nähe der Rotorachse befindet, von der Rotorachse in den Verhältnissen R2/R1 und R3/R2, die als Parameter benutzt werden, wobei R1 der Außenradius zu einem Außenumfang des Rotors ist, und R3 der Innenradius zu seinem Innenumfang ist, erlangt. Da sich die Permeabilität (die Leichtigkeit, mit der ein Magnetfluss erzeugt wird) gestapelter elektrischer Stahlplatten abhängig von der Von-Mises-Spannung, die sich aus der durch die Presspassung zu ihrer Verbindung mit der Antriebswelle verursachten Druckspannung, mit der die elektrischen Stahlplatten zusammengepresst werden, ergibt, verschlechtert, werden die Formabmessungen des Rotors bei den Drehmomenteigenschaften unter Berücksichtigung der Von-Mises-Spannung bestimmt. In 22 und 23 sind Größen des Drehmoments, das im Zustand der Höchstbelastung erzeugt wird, als „pro-Einheit“-Größen ausgedrückt, die sich auf die anhand des in 18 gezeigten Vergleichsaufbaubeispiels B definierte Basis beziehen.
Aus 22 ist ersichtlich, dass ein Drehmoment, das dem durch den Aufbau B erzeugten Drehmoment gleich oder größer als dieses ist, erzeugt wird, wenn das Verhältnis R2/R1 in einen Bereich A von 0,56 bis 0,84 fällt. Vorzugsweise wird der radiale Abstand R2 der Endwand der Flussbarriere 17c von der Rotorachse aus einem Bereich B von 0,565 in der Nähe eines Wendepunkts bis 0,75 in der Nähe eines anderen Wendepunkts gewählt. Insbesondere wird er aus einem Bereich C von 0,59 bis zu etwa 0,63, in dem ein Anstieg des Drehmoments von etwa 5 % erwartet wird, gewählt.
Als nächstes ist aus 23 ersichtlich, dass ein Drehmoment, das dem durch den Aufbau B erzeugten Drehmoment gleich oder größer als dieses ist, erzeugt wird, wenn das Verhältnis R3/R2 in einen Bereich von 0,54 bis 0,82 fällt. Vorzugsweise wird der radiale Abstand R2 der Endwand der Flussbarriere 17c von der Rotorachse aus einem Bereich B von 0,60 in der Nähe eines Wendepunkts bis 0,81 in der Nähe eines anderen Wendepunkts gewählt. Insbesondere wird er aus einem Bereich C von 0,72 bis 0,77, in dem ein Anstieg des Drehmoments von etwa 5 % erwartet wird, gewählt.
Dies ermöglicht, dass die Größe der Flussbarrieren 7c auf eine solche Weise bestimmt wird, dass eine ausreichende Breite für den in 17 gezeigten Flussfließweg MP2 sichergestellt wird, ohne dass in dem Flussfließweg MP2 irgendeine magnetische Sättigung hervorgerufen wird.
Unter Bezugnahme auf einen in 24 gezeigten Rotor 12B befinden sich wie oben erwähnt selbst dann, wenn die Länge in einer Längsrichtung (Breite) W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 optimal gestaltet ist, in der Nähe der Ecken 16a der Dauermagnete 16 jedes Paars dicht an der Längsachse von dem Elektromagnetfluss ψ_r erlangte Vektoren V_r , die von dem Magnetfluss ψ_m erlangten Vektoren V_m entgegenwirken. In Besonderen bleibt in der Nähe der Ecken 16a der Dauermagnete 16 dicht an der Längsachse ein Zustand einer Beziehung von entgegengesetzten Magnetfeldern bestehen, in dem die von den Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, die über einen Flussfließweg verlaufen, der sich in Bezug auf die Rotorachse ganz zum Innersten des radial außerhalb jedes Magnetpols befindlichen kleinen Bereichs A1 erstreckt, erlangten Vektoren V_r Vektoren V_m von Magnetflusslinien ψ_m der Magnete in der umgekehrten Richtung mit einem induzierten Winkel von gleich oder größer als 90 Grad entgegenstellen (entgegenwirken) und sie ausgleichen (aufheben). Aus diesem Grund werden bei dem Aufbau dieses Rotors 12B die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, die nahe an den in der Nähe der Längsachse befindlichen Ecken 16a vorbeilaufen, geschwächt, da sie gegen Magnetflusslinien ψ_m der Magnete wirken (sie auslöschen) .
Daraus folgt, dass in der elektrischen Drehmaschine 10 (dem Rotor 12), die (der) in 25 gezeigt ist, in der Nähe der Längsachse gelegene Flussbarrieren 17c in Öffnungen gebildet sind, welche sich ebenfalls auswärts gerichtet zu dem Außenumfang 12a des Rotors 12 hin erstrecken. Dies wird einen Aufbau bereitstellen, der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen und Magnetflusslinien ψ_m der Magnete wirksam verwendet, indem dem Flussfließweg, über den sich die Magnetflusslinien ψ_m der Magnete in der Nähe der Ecken 16a nahe an der Längsachse fortbewegen, gestattet wird, auf eine solche Weise zu verlaufen, dass Vektoren V_r , die von Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen erlangt wurden, in der Nähe der Ecken 16a mit einem induzierten Winkel von gleich oder weniger als 90 Grad mit Vektoren V_m , die von Magnetflusslinien ψ_m der Magnete erlangt wurden, in Wechselwirkung treten.
Genauer werden in dieser elektrischen Drehmaschine 10 die Formabmessungen 1 und 2 jenes Abschnitts einer jeden der Öffnungen, die die Flussbarrieren 17c der in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes bilden, der sich auswärts gerichtet zu dem Außenumfang 12a des Rotors hin erstreckt, so bestimmt, dass der Abschnitt optimiert wird, während die Formabmessungen eines jeden der Dauermagnete 16 so festgelegt sind, dass die Beziehung des Verhältnisses δ = 1,44 bewahrt wird.
Wie in 26 gezeigt wird zuerst ein Trennabstand DL_d von einem Punkt Y, an dem die Längsachse und eine Ausdehnungsebene einer außenumfangsseitigen Endfläche (der Form einer Ebene) der Flussbarriere 17c a einander schneiden, zu einem Punkt X, an dem die Längsachse und der Außenumfang 12a des Rotors 12 einander schneiden, als Formabmessung 1 für die Flussbarrieren 17c des Rotors 1 gewählt. Der optimale Bereich für diesen Trennabstand DL_d wird nach dem Bewerten des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit, die erlangt werden, wenn ein Verhältnis des Abstands DL_d zu dem Außenradius R1, DL_d/R1, als Parameter verwendet wird, bestimmt. Mit anderen Worten wird der Abstand (Trennabstand) DL_d von dem Außenumfang 12a zu einem auf Seiten der Längsachse befindlichen Ende der außenumfangsseitigen Endfläche (einer ebenen Form) 17cu als Formabmessung 1 für die Flussbarriere 17c so bestimmt, dass optimale Eigenschaften erlangt werden, die eine Sättigung des Magnetflusses, der den Flussfließweg MP1 definiert, welcher den äußeren Umfangsbereich A2 jedes Magnetpols quert, verhindern werden.
Wie in 27 gezeigt sind die außenumfangsseitigen Endflächen 17cu der Flussbarrieren 17c in einer radial auswärts gerichteten Richtung so zu dem Außenumfang 12a ausgedehnt, als ob sie von dem Außenumfang 12a des Rotors 12 über einen Bereich von der mit DL_d/R1 = 0,194 bezeichneten dargestellten Anfangsposition, an der sich jede von ihnen die gleiche Ebene mit der zugehörigen der Ausdehnungsebenen der Wandflächen (der Außenflächen der Dauermagnete 16) 17au, die an der Außenumfangsseite der Magnetöffnungen 17a der in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Öffnungen 17 eines jeden Satzes gelegen ist, teilt, zu der mit DL_d/R1 = 0,086 bezeichneten dargestellten Endposition gezogen wären. Es ist ersichtlich, dass sich dann, wenn dies der Fall ist, die Drehmomenteigenschaften wie in 28 und 29 gezeigt ändern. 28 zeigt das durchschnittliche Drehmoment während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter der Höchstbelastungsbedingung pro Einheit unter Verwendung des Falls von DL_d/R1 = 0,194 als Basiseinheit. Zusätzlich zeigt 28 als harmonische Drehmomentkomponenten die überlagernde 6. und 12. Komponente (elektrischer Winkel) in Prozent und die Veränderungsrate des Drehmoments als Drehmomentwelligkeit.
Im Hinblick auf die Formabmessung 1 für die Flussbarrieren 17c des Rotors 12 kann aus 28 ersehen werden, dass das Ausmaß des erzeugten Drehmoments dann, wenn DL_d/R1 in einen Bereich A von 0,098 bis 0,194 fällt, gleich oder größer als jenes wird, das durch den Aufbau erzeugt wird, bei dem die an der Außenumfangsseite der Magnetöffnungen 17a der in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes gelegenen Wandflächen 17au lediglich verlängert sind. Im Hinblick auf diese Formabmessung 1 wird ferner die 12. harmonische Drehmomentkomponente verringert, wenn DL_d/R1 in einen Bereich B von etwa 0,11 bis etwa 0,194 fällt, und wird insbesondere das maximale Drehmoment erzeugt, wenn DL_d/R1 in einen Bereich C von etwa 0,12 bis etwa 0,14 fällt. Wie aus 29 ersichtlich ist, erreicht die Drehmomentwelligkeit ein Minimum, wenn DL_d/R für diese Formabmessung 1 zur Bereitstellung einer Bestpunktgestaltung BP1 0,139 beträgt.
Zusätzlich ist wie in 26 gezeigt ein Neigungswinkel α der außenumfangsseitigen Endfläche 17cu der Flussbarriere 17c zu der zugehörigen der Wandflächen 17au, die an der Außenumfangsseite der Magnetöffnungen 17a der in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes gelegen sind, als die Formabmessung 2 für die Flussbarrieren 17c des Rotors 12 gewählt.
Unter Verwendung von DL_d/R1 = 0,139 als Basis bestimmt dieser Neigungswinkel α ein Verhältnis θ1/θ2, wobei θ1 der durch die Längsachse und die außenumfangsseitige Endfläche 17cu der Flussbarriere 17c gebildete Einschlusswinkel ist, und θ2 der durch die Längsachse und die zugehörige der Wandflächen 17au, die an der Außenumfangsseite der Magnetöffnungen 17a der in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes gelegen sind, gebildete Einschlusswinkel ist. Der optimale Bereich für dieses Verhältnis θ1/θ2 wird nach dem Bewerten des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit, die erlangt werden, wenn es als Parameter verwendet wird, bestimmt, wie in 30 und 31 gezeigt ist. Mit anderen Worten wird der Neigungswinkel α als die Formabmessung 2 für die Flussbarrieren 17c so bestimmt, dass optimale Eigenschaften erlangt werden, die einen solchen Flussfließweg erzeugen werden, dass verhindert wird, dass der elektromagnetische Fluss ψ_r den Magnetfluss ψ_m in der Nähe jener Ecke 16a eines jeden der Dauermagnete, die sich dicht an der Längsachse des an der Umfangsseite jedes Rotorpols des Rotors 12 gelegenen kleinen Bereichs A1 befindet, unterdrückt. 30 zeigt das durchschnittliche Drehmoment während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter der Höchstbelastungsbedingung pro Einheit unter Verwendung des Falls von θ1/θ2 = 0,7 als Basiseinheit. Zusätzlich zeigt 30 als harmonische Drehmomentkomponenten die überlagernde 6. und 12. Komponente in Prozent und zeigt 31 die Veränderungsrate des Drehmoments als Drehmomentwelligkeit. Da der Winkel θ2 häufig als Magnetöffnungswinkel bezeichnet wird, wird der Winkel θ1 als Flussbarrierenöffnungswinkel bezeichnet.
Im Hinblick auf die Formabmessung 2 für die Flussbarrieren 17c des Rotors 12 ist aus 30 ersichtlich, dass das Ausmaß des erzeugten Drehmoments groß wird und die 12. harmonische Drehmomentkomponente verringert wird, wenn θ1/θ2 in einen Bereich D von etwa 1,2 bis etwa 1,7 fällt. Im Hinblick auf die Formabmessung 2 ist ferner aus 31 ersichtlich, dass das Drehmoment ein Maximum erreicht und die Drehmomentwelligkeit ein Minimum erreicht, wenn θ1/θ2 zur Bereitstellung einer Bestpunktgestaltung BP2 vorzugsweise 1,52 beträgt.
Wenn nun beide Formabmessungen 1 und 2 für jede der Flussbarrieren 17c berücksichtigt werden, ist unter der Bedingung, dass das Verhältnis DL_d/R1 in den Bereich A von 0,098 bis 0,194 fällt, der Winkel θ1 unter dieser Bedingung durch seine Division durch den Winkel θ2, der den Winkel θ1 verschiebt, gegeben, und werden geeignete Drehmomenteigenschaften bereitgestellt, wenn das Verhältnis θ1/θ2 aus einem Bereich von 1,0 bis 2,13 gewählt wird. Zusätzlich werden unter der Bedingung, dass das Verhältnis DL_d/R1 in den Bereich B von 0,11 bis 0,194 fällt, noch geeignetere Drehmomenteigenschaften bereitgestellt, wenn das Verhältnis θ1/θ2 aus einem Bereich von 1,0 bis 2,02 gewählt wird.
Ferner wird unter der Bedingung, dass - nach der Berücksichtigung der beiden Formabmessungen 1 und 2 für jede der Flussbarrieren 17c - eine Optimierung mit DL_d = 0,139 und θ1/θ2 = 1,5 vorgenommen wird, wie in 32 gezeigt verglichen mit dem in 24 veranschaulichten Vergleichsaufbaubeispiel das durchschnittliche Drehmoment um etwa 1,8 % erhöht und die Drehmomentwelligkeit unterdrückt. Wie in 33 gezeigt verringern diese Formabmessungen 1 und 2 die 12. und die 24. harmonische Drehmomentkomponente verglichen mit dem in 24 veranschaulichten Vergleichsaufbaubeispiel beträchtlich. Dies unterdrückt das Auftreten eines Ruckelns bei der Beschleunigung beim Hinauffahren einer Schräge und verringert den Grad des elektromagnetischen Rauschens beträchtlich, indem insbesondere die 12. harmonische Drehmomentkomponente beträchtlich verringert wird.
Da unter nun folgender Bezugnahme auf den in 34A gezeigten Rotor 12A die Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, selbst in der Nähe einer Längsachse zwischen ihnen vorhanden sind, werden durch die Dauermagnete 16 in dem radial auswärts befindlichen Bereich A2 des Magnetpols viele Magnetflusslinien ψ_m erzeugt. Andererseits kann sich im Hinblick auf einen in 35A gezeigten Rotor 12C, der nicht mit einer mittleren Nut 21 pro Magnetpol ausgeführt ist, da er in der Nähe einer Längsachse zwischen den Dauermagneten jedes Paars mit Flussbarrieren 17c ausgeführt ist, die jeweils die Form einer Öffnung aufweisen, die Eigenschaft des geraden Verlaufs der durch die Dauermagnete 16 erzeugten Magnetflusslinien ψ_m verschlechtern. Mit anderen Worten ist die Flussdichte der Magnetflusslinien ψ_m in der Nähe der Längsachse gering. Da der magnetische Widerstand in der Nähe der Längsachse gering ist, wird daher die Induktivität für einen Flussfließweg ψ_q , der die Längsachse kreuzt, hoch. Als Folge führt in dem Rotor 12C eine Überlagerung des mit dem Außenumfang 12a verkettenden Magnetflusses durch Harmonische, die durch das Auftreten eines Dichteunterschieds des Magnetflusses verursacht werden, infolge einer vermehrten Drehmomentwelligkeit und eines vermehrten Eisenverlusts eine Abnahme der Effizienz herbei.
Unter Bezugnahme auf ein in 34B gezeigtes Flussvektorfeld, das während des Betriebs unter Höchstbelastung ausgebildet wird, ist die Dichte des verkettenden Magnetflusses von dem gegenüberliegenden Statorzahn 15D, der dem Flussfließweg der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete entspricht, in der Nähe der Längsachse des Rotors 12A nicht hoch. Andererseits wird unter Bezugnahme auf das in 35B gezeigte Flussvektorfeld, das während des Betriebs unter Höchstbelastung ausgebildet wird, die Dichte des verkettenden Magnetflusses in der Nähe der Längsachse des Rotors 12C höher als jene des Magnetflusses, der in dem Statorzahn 15D verbleibt, was einen vermehrten Zustrom des Magnetflusses verursacht.
Dies ist aus den Darstellungen in 36, die sich aus einem Vergleich des Rotors 12C (Flussbarrieren 17c, keine mittlere Nut 21) mit dem Rotor 12A (Flussbarrieren 17d, keine mittlere Nut 21) hinsichtlich der Wellenform des verkettenden Magnetflusses von einem Statorzahn, d.h., Magnetflusslinien, die den Luftspalt G von einem Statorzahn 15D her überqueren, ersichtlich, wobei der Rotor 12C insofern weniger bevorzugt als der Rotor 12A ist, als die Magnetflusslinien den Luftspalt G an einem Punkt „P“, an dem sie durch die Nachbarschaft der Längsachse beeinflusst werden, leichter überqueren können, was eine erhöhte Neigung zu einer Überlagerung durch Harmonische verursacht. Wie auch aus den in 37 gezeigten Ergebnissen nach einer Verarbeitung der in 36 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung ersichtlich ist, enthält die durch den Rotor 12C erzeugte Magnetflusswellenform beträchtlich mehr an 5. und 7. Raumharmonischer, als dies bei der Magnetflusswellenform, die durch den Rotor 12A erzeugt wird, der Fall ist.
Daher ist der Rotor 12 bei der elektrischen Drehmaschine 12 an seinem Außenumfang 12a mit mittleren Nuten 21 ausgeführt, die sich jeweils auf einer der Längsachsen befinden, um den magnetischen Widerstand an dem gemeinsam mit dem Innenumfang des Statorzahns 15 gebildeten Luftspalt G zu regulieren. Wie durch ein in 38 gezeigtes Flussvektorfeld, das während des Betriebs unter Höchstbelastung ausgebildet wird, angegeben beschränkt der mit solchen mittleren Nuten 21 ausgeführte Rotor 12 eine Zunahme des Zustroms des Magnetflusses von Statorzähnen 15, die dem Rotor nacheinander gegenüber zu liegen kommen, in der Nähe der Längsachse.
Wie aus den Darstellungen in 39, die sich aus einem Vergleich der durch diesen Rotor 12 (mit mittleren Nuten 21) erzeugten Drehmomentwellenform mit jener durch den Rotor 12C (ohne mittlere Nuten 21) unter Verwendung des Rotors 12C als Basiseinheit - 1,0 (pro Einheit) - ergeben, ersichtlich ist, verringert der Rotor 12 mit mittleren Nuten 21 die Amplitude der Drehmomentwellenform stärker, um die Drehmomentwelligkeit zu beschränken, als es bei dem Rotor 12C der Fall ist. Wie aus den in 40 gezeigten Ergebnissen nach einer Verarbeitung der in 39 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung ersichtlich ist, sind die 6., 12., 18. und 24. harmonische Drehmomentkomponente der durch den Rotor 12 mit mittleren Nuten 21 erzeugten Wellenform beträchtlich verringert. In 39 ist die Drehmomentwellenform des augenblicklichen Drehmoments unter Verwendung des durchschnittlichen Drehmoments, das durch den Rotor 12C erzeugt wird, als Basiseinheit - 1,0 (Basiseinheit) - veranschaulicht.
Somit werden in der elektrischen Drehmaschine 10 die passenden Formabmessungen einer jeden der mittleren Nuten 21 auf Basis von Drehmomenteigenschaften wie der oben genannten Drehmomentwelligkeit bestimmt.
Im Hinblick auf die mittlere Nut 21 werden die passenden Formabmessungen nach dem Bewerten der in 42 gezeigten Drehmomentwelligkeit durch Verändern eines in 41 gezeigten radialen Abstands R4 eines Nutenbodens 21a der mittleren Nut 21 von der Rotorachse in dem Verhältnis R4/R1, das als Parameter verwendet wird, wobei R1 der Außenradius zu dem Außenumfang des Rotors 12 ist, bestimmt.
Zuerst wird im Hinblick auf die Tiefe der mittleren Nut 21 unter Verwendung der Formabmessung für den Rotor ohne mittlere Nuten 21 als Standard (R4/R1 = 1,0) die Tiefe mit der folgenden Formabmessung ausgeführt,
0,98 ≦ R4/R1 < 1,0,
um eine Verringerung der Drehmomentwelligkeit, die unter einem Betrieb mit Höchstbelastung erzeugt wird, zu ermöglichen.
Dann ist im Hinblick auf die mittlere Nut 21 des Rotors 12 für ihre Formabmessungen eine Bestimmung ihrer relativen Beziehung zu den Statorzähnen 15 des Stators 11 erforderlich, wobei eine Definition durch einen äußeren Bogenwinkel θa für die mittlere Nut 21 um die Achse des Rotors 12 und einen inneren Bogenwinkel θb für den Nutenboden 21a möglich ist.
Unter fortgesetzter Bezugnahme auf den Rotor 12 werden die Phasenspannungen und die Leiterspannung wie durch ihre Darstellungen in 43 angegeben an Punkten, die durch Spitzen F und Apexabschnitte V angegeben sind, beeinflusst, wenn der Außenwinkel θa für die mittlere Nut 21 als Parameter verändert wird.
Im Besonderen verändert sich eine Periode zwischen G1 und G3 der Spannungswellenform der U-Phase von der Positionsbeziehung zwischen dem Stator 11 und dem Rotor 12 her je nach der Breite des äußeren Bogenwinkels θa für die mittlere Nut 21. Die Spannungswellenform der U-Phase wird zu einer Wellenform, in der die Periode zwischen G1 und G3 verengt wird, um zu einem Apex zugespitzt zu werden, wenn der äußere Bogenwinkel θa verengt wird; und die Wellenform der Leiterspannung wird zu einer Wellenform, die sich einer Dreieckwellenform annähert, während sich die Spitzen F dem Apexabschnitt W nähern. Andererseits wird die Spannungswellenform der Phase U zu einer Wellenform, in der ein Abschnitt in der Periode zwischen G1 und G3 abgeflacht ist, wenn der äußere Bogenwinkel θa erweitert wird, und wird die Wellenform der Leiterspannung zu einer Wellenform, die sich einer Trapezwellenform annähert, während die Spitzen F den Apexabschnitt W verlassen, was zu der Neigung einer Überlagerung durch die 5. und die 7. Raumharmonische führt.
Im Hinblick auf die mittlere Nut 21 erfordert der Spalt G zwischen dem Rotor 12 und den Statorzähnen 15 wie oben erwähnt einen hohen magnetischen Widerstand (oder eine geringe Permeabilität), doch da die Neigung zu einer Überlagerung durch die 5. und die 7. Raumharmonische erhöht wird, wenn er zu sehr erweitert wird, muss der äußere Bogenwinkel θa eine minimale erforderliche Formabmessung aufweisen.
Unter Bezugnahme auf 41 soll SO die an dessen zu dem Rotor 12 gerichteten offenen Ende gemessene Breite eines jeden der Schlitze darstellen, soll TB die Stirnbreite des Innenumfangs eines jeden der Statorzähne 15 darstellen, soll TW die Endabschnittsbereite des Statorzahns 15 darstellen, die an dessen Restabschnitt einwärts von dem Innenumfang des Statorzahns 15 gemessen ist, und soll AG die Spaltbreite über den Spalt G zwischen dem Rotor 12 und den Statorzähnen 15 sein. Dann werden der Rotor 12 und der Stator 15 so gestaltet, dass sie wie folgende Beziehungen erfüllen.
Zuerst müssen die mittleren Nuten 21, die jeweils eine Breite aufweisen, die der Stirnbreite TB eines der Statorzähne 15 gleich oder größer als diese ist, die Anforderung eines erhöhten magnetischen Widerstands über den Spalt G erfüllen. Daraus folgt, dass die untere Grenze für den äußeren Bogenwinkel θa als $2 \times {tan}^{- 1} {(TB / 2) / (R1 + AG)} ≦ θ a$
ausgedrückt ist, da die Form, die durch die Stirnbreite TB und die Rotorachse eingeschlossen ist, einem gleichschenkeligen Dreieck (2 × einem rechtwinkeligen Dreieck) gleicht.
Zusätzlich ist es im Hinblick auf ein automatisches Einsetzen der Statorwicklungen und die erforderliche Energiedichte nötig, dass die Öffnungsbreite SO jedes Schlitzes 18 größer als die Spaltbreite AG der Luftspaltbreite G ist, d.h., SO > AG. Gemäß dieser Beziehung ist der magnetische Widerstand an dem Spalt G geringer als jener an dem Öffnungsraum des Schlitzes 18, was eine Verringerung der Dichte der mit dem Rotor 12 wechselwirkenden Magnetflusslinien von einem spitzen Eckenabschnitt K (siehe 38) eines jeden der Statorzähne 15 erforderlich macht. Daher ist es nötig, dass sich jede der mittleren Nuten 21 auf einem Bogen befindet, der in Bogengrad einem Bogen zwischen den benachbarten beiden inneren Umfangsabschnitten 15a an jedem zweiten Statorzahn 15 gleich oder größer als dieser ist. Daraus folgt, dass die obere Grenze des äußeren Bogenwinkels θa gleichermaßen als $θ a ≦ 2 \times {tan}^{- 1} [{SO + (TB / 2)} / (R1 + AG)] .$
ausgedrückt ist.
Als nächstes definiert der innere Bogenwinkel θb für den Boden der mittleren Nut 21 einen Bogen zwischen den benachbarten beiden inneren Umfangsabschnitten 15a an jedem zweiten Statorzahn 15 als seine Obergrenze, weshalb die Obergrenze ähnlich wie bei dem äußeren Bogenwinkel θa als θb ≦ 2×tan^-1[{SO+(TB/2)}/(R1+AG)}] ausgedrückt ist.
Da der Bogen für die Untergrenze des äußeren Bogenwinkels θa andererseits die Stirnbreite TB des Statorzahns 15 ist, um die Reluktanz an dem Spalt G so zu regulieren, dass sie zunimmt, kann die mittlere Nut 21 auf den Nutenboden 21a verzichten, weshalb die untere Grenze des inneren Bogenwinkels θb als 0° ≦ θb ausgedrückt werden kann.
Zusätzlich sollen die Stirnbreite TB und die Endabschnittsbreite TW des Statorzahns 15 TW ≦ TB erfüllen, da die oben genannten Bedingungen nicht erfüllt würden, wenn der Endabschnitt eines jeden der Statorzähne 15 zugespitzt wäre.
Ähnlich verringert der Rotor 12 mit mittleren Nuten 21 während des Betriebs im Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen wie aus den Darstellungen in 44, die sich aus einem Vergleich der durch diesen Rotor 12 erzeugten Drehmomentwellenform mit jener durch den Rotor 12C ohne mittleren Nuten 21 unter Verwendung des Rotors 12C als Basiseinheit - 1,0 (pro Einheit) - ergeben, ersichtlich die Amplitude der Drehmomentwellenform stärker, wodurch die Drehmomentwelligkeit beschränkt wird, als es bei dem Rotor 12C der Fall ist. Wie aus den in 45 gezeigten Ergebnissen nach einer Verarbeitung der in 44 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung ersichtlich ist, ist die 6. harmonische Drehmomentkomponente der Drehmomentwellenform, die durch den Rotor 12 mit mittleren Nuten 21 erzeugt wird, beträchtlich verringert.
Zusätzlich ist im Vorhergehenden hauptsächlich der Einfluss der mittleren Nuten 21 auf die Drehmomenteigenschaften beschrieben, doch sind die mittleren Nuten 21 als Markierungen bei der Herstellung wie etwa dem Zusammenbau nützlich. Zum Beispiel ist es beim Verdrehen, um die Dauermagnete 16 in verschiedene Positionsbeziehungen entlang der Längsrichtung zu drehen, möglich, das Vorhandensein des Verdrehens aus der durch die mittleren Nuten 21 erzeugten Geradheit zu bestätigen.
Unter Bezugnahme auf einen in 46 gezeigten weniger bevorzugten Rotor 12D ohne seitliche Nuten 22 ist aus 47 ersichtlich, dass die Magnetflussdichte an dem Spalt G während des Betriebs unter Nichtbelastung eine Wellenform annimmt, die sich einer von der Grundwelle abgewichenen Trapezwelle annähert. An diesem Spalt G verursacht die Überlagerung der Spaltmagnetflusswellenform, die gemäß den Statorzähnen 15 an dem Stator 11, den Dauermagneten 16 eines in einer „V“-förmigen Gestaltung an dem Rotor 12D befindlichen Paars und den Flussbarrieren 17b und 17c der in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordneten Magnetöffnungen bestimmt ist, durch Raumharmonische eine vermehrte Drehmomentwelligkeit, ein vermehrtes elektromagnetisches Rauschen und einen vermehrten Eisenverlust.
In der Spaltmagnetwellenform entsprechen die Statorzähne 15a bis 15g für einen Magnetpol des Rotors 12D jeweils Teilen A bis G der Wellenform, wobei jeder Teil einen elektrischen Winkel von 30 Grad aufweist, da eine Längsachse bei 90 Grad im elektrischen Winkel dargestellt ist, eine Querachse bei 0 Grad im elektrischen Winkel dargestellt ist, und die andere Querachse bei 180 Grad im elektrischen Winkel dargestellt ist. Diese Spaltmagnetflusswellenform ist in der Nähe des Teils A, der Flussbarrieren 17c (Öffnungen) an der Seite der Längsachse entspricht, vertieft. Aus einem Vergleich mit der Grundwellenform ist ersichtlich, dass die Magnetflussdichte einerseits während eines Bereichs von C bis B und andererseits während eines Bereichs von E bis F zu hoch ist. Daraus folgt, dass die Überlagerung durch die Harmonischen an dem zweiten und dritten Statorzahn 15b und 15c von der Längsachse in einer Vorwärtsrichtung der Drehung des Rotors 12D und an dem zweiten und dritten Statorzahn 15e und 15f von der Längsachse in einer zu der Vorwärtsrichtung entgegengesetzten Rückwärtsrichtung beträchtlich ist.
Aus diesem Grund ist es bei dem Rotor 12D von Vorteil, an zwei Stellen an dem Außenumfang 12a, die innerhalb eines Bereichs von ± 30 bis 60 Grad von der Längsachse abweichen, ein Paar von seitlichen Nuten 22 zu bilden, wobei eine zwischen den Statorzähnen 15b und 15c zu dem Statorzahn 15 gerichtet ist, und die andere zwischen den Statorzähnen 15e und 15f zu dem Statorzahn gerichtet ist, um die verkettende Magnetflussdichte zu verringern.
Übrigens umfasst ein Weg, um einer Drehmomentwelligkeitskomponente mit einer bestimmten Ordnung eines IPM-Motors entgegenzuwirken (sie zu verringern) das Verdrehen axial angeordneter Abschnitte eines Rotors, eines Abschnitts in Bezug auf den angrenzenden Abschnitt, oder, mit anderen Worten, das Ausführen von Verdrehungsstufen. Im Fall eines dreiphasigen Motors, beispielsweise, kann einer Drehmomentwelligkeitskomponente der 12. Ordnung entgegengewirkt werden (kann diese verringert werden), indem ein Rotor pro Stufe einem elektrischen Winkel von 15 Grad ausgesetzt wird.
Im Besonderen ist die mit dem Magnetfluss verkettete 12. Harmonische als eine Funktion ausgedrückt. Sie kann als $F (θ) = sin12 θ$
angesetzt werden.
Dann wird die um 15 Grad im elektrischen Winkel verschobene Wellenform als $F (θ+15 °) = sin12 (θ + 15 °) = - sin12 θ$
ausgedrückt.
Theoretisch wird der 12. Harmonischen entgegengewirkt und wird sie dadurch durch die 11. und die 13. Raumharmonische ausgelöscht. Dies führt zu einer Verringerung der 12. Drehmomentwelligkeit.
Wenn die Spaltmagnetflusswellenform, mit der Harmonische verkettet sind, nicht nur während eines Betriebs unter Nichtbelastung, sondern auch während unter einer Belastungsbedingung untersucht wird, werden die in 48 gezeigten Wellenformen hervorgerufen. 48 zeigt zwei Wellenformen, wobei eine im Fall ohne seitliche Nuten 22 und ohne Verdrehungsstufe erzeugt wird, und die andere im Fall ohne seitliche Nuten 22 und unter Bereitstellung von Verdrehungsstufen erzeugt wird.
Aus diesen Spaltmagnetflusswellenformen kann festgestellt werden, dass die Bereitstellung von Verdrehungsstufen die überlagernden Raumharmonischen beschränkt, doch ist aus einem Vergleich mit der Grundwellenform ersichtlich, dass die Verdrehungsmagnetflussdichte sowohl während eines Betriebs unter Belastungsbedingungen als auch ohne Belastung während eines Bereichs von B bis C und während eines Bereichs von E bis F zu hoch ist.
Somit werden bei der elektrischen Drehmaschine 10 passende Formabmessungen für jedes von mehreren Paaren von seitlichen Nuten 22 auf Basis der Drehmomenteigenschaften für das Drehmoment und die Drehmomentwelligkeit bestimmt.
Soweit die seitlichen Nuten 22 jedes Paars betroffen sind, bestimmen wie in 49 gezeigt (siehe auch 26) induzierte Winkel θ2, θ3, θ4, θ5, wo jede der seitlichen Nuten 22 zu bilden ist,
wobei es sich bei θ2 um den induzierten Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene, die sich von einer Wandfläche eines der Dauermagnete 16 jedes Paars in der Nähe des Außenumfangs 12a (= einer Wandfläche 17au einer Magnetöffnung 17 für den Dauermagnet 16 in der Nähe des Außenumfangs 12a, siehe 26) erstreckt, den sogenannten „Magnetöffnungswinkel, durch den ein Magnet von der Längsachse getrennt ist“, handelt;
bei θ3 um den Einschlusswinkel zwischen der Längsachse und einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an einer Ecke 16b des Dauermagnets 16, die dem Außenumfang 12a des Rotors 12 am nächsten liegt, erstreckt, den sogenannten „Magnetkantenbogenwinkel, um den die Magnetkante von der Längsachse um die Rotorachse gedreht ist“ handelt;
bei θ4 um den äußeren Einschlusswinkel zwischen der Längsachse und einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an dem von der Längsachse am weitesten entfernten Rand 22o einer seitlichen Nut erstreckt, handelt;
bei θ5 um den inneren Einschlusswinkel zwischen der Längsachse und einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an dem Rand 22i der seitlichen Nut 22, der von der Längsachse am wenigsten weit entfernt ist, erstreckt, handelt.
Wenn sich jede der seitlichen Nuten 22 eines Paars über den Magnetkantenbogenwinkel θ3 oder den Magnetöffnungswinkel θ2 hinaus weit von der Längsachse entfernt befindet, werden die seitlichen Nuten einem Bereich von C bis D bzw. einem Bereich von F bis G in der Spaltmagnetflusswellenform, die in 47 gezeigt ist, entsprechen und daher außerhalb von Stellen fallen, an denen eine Verringerung des Magnetflusses nötig ist. Was den Rotor 12 betrifft, benötigt ein Steg 12c, der sich zwischen dem Außenumfang 12a und der Flussbarriere 17b befindet und die Innenseite und die Außenseite eines Pols verbindet, aufgrund des Umstands, dass er einer Konzentration der Von-Mises-Spannung ausgesetzt ist, die von der Zentrifugalkraft während einer Hochgeschwindigkeitsdrehung der Dauermagnete 16 stammt, eine bestimmte Dicke, damit sein Brechen vermieden wird. Daher muss die Stelle der Bildung einer jeden der seitlichen Nuten 22 durch die Ungleichheit
θ5 (innerer Einschlusswinkel) < θ4 (äußerer Einschlusswinkel) ≦ θ3 (Magnetkantenbogenwinkel)
bestimmt werden.
Die Formabmessungen einer jeden der seitlichen Nuten 22 eines Paars werden auf Basis der in 50 und 51 gezeigten Drehmomenteigenschaften des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit, die erhalten werden, wenn ein Verhältnis θ5 (innerer Einschlusswinkel)/θ4 (äußerer Einschlusswinkel) als Parameter verwendet wird, bestimmt.
Erstens kann die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert werden, während ein bestimmter Grad an durchschnittlichem Drehmoment bewahrt wird, wenn nach Betrachtung der in 50 gezeigten Drehmomenteigenschaften während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung, wobei der Rotor 12D (θ5/θ4 = 1,0), der ohne jegliche seitlichen Nuten 22 ausgeführt ist, als Basiseinheit (1,0 [pro Einheit]) verwendet wird, jede seitliche Nut 22 Formabmessungen aufweist, die eine Beziehung von
0,945 ≦ θ5/θ4 ≦ 0,98
erfüllen. Insbesondere kann die Drehmomentwelligkeit bei einem Mindestmaß gehalten werden, wenn die seitlichen Nuten 22 die Beziehung von θ5/θ4 ≦ 0,97 erfüllen.
Zusätzlich kann das Drehmoment wirksam verringert werden, während ein bestimmter Grad an durchschnittlichem Drehmoment bewahrt wird, wenn jede seitliche Nut 22 unter Betrachtung der in 51 gezeigten Drehmomenteigenschaften während eines Betriebs unter hohen Belastungen Formabmessungen aufweist, die eine Beziehung von
θ5/θ4 ≦ 0, 98
erfüllen.
Die Formabmessungen jeder der seitlichen Nuten 22 eines Paars werden auf Basis der in 52 gezeigten Drehmomenteigenschaften des durchschnittlichen Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit, die erhalten werden, wenn ein Verhältnis RG (Nutentiefe)/AG (Luftspaltbreite) (siehe 49) als Parameter verwendet wird, bestimmt.
Erstens kann die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert werden, während ein bestimmter Grad an durchschnittlichem Drehmoment bewahrt wird, wenn nach Betrachtung der in 52 gezeigten Drehmomenteigenschaften während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung, wobei der Rotor 12D (RG/AG = 0,0), der ohne jegliche seitlichen Nuten 22 ausgeführt ist, als Basiseinheit (1,0 [pro Einheit]) verwendet wird, jede seitliche Nut 22 Formabmessungen aufweist, die eine Beziehung von
0,0 ≦ RG/AG ≦ 0,73
erfüllen. Insbesondere kann die Drehmomentwelligkeit bei einem Mindestmaß gehalten werden, wenn die seitlichen Nuten 22 die Beziehung von 0,30 ≦ RG/AG ≦ 0,45 erfüllen.
Dies ermöglicht der elektrischen Drehmaschine 10, die Magnetflussdichte in einer durch die Darstellung der Spaltmagnetflusswellenform in 53 angegebenen Trapezwelle in einem Bereich von B bis C und in einem Bereich von E bis F zu verringern, wenn die seitlichen Nuten 22 an passenden Stellen in dem Außenumfang 12a des Rotors 12 gebildet sind.
Zusätzlich kann die elektrische Drehmaschine 10 die Drehmomentwelligkeit nicht nur während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung, sondern auch während eines Betriebs unter einer geringen Belastung verringern, wenn die seitlichen Nuten 22 an den passenden Stellen in dem Außenumfang 12a des Rotors 12 gebildet sind, wie leicht aus der in 54 gezeigten Drehmomentwellenform während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung und der in 55 gezeigten Drehmomentwellenform während eines Betriebs unter einer geringen Belastung ersichtlich ist.
Ferner kann die elektrische Drehmaschine 10 das Rastmoment um mehr als 50 % verringern, wenn die seitlichen Nuten 22 an passenden Stellen in dem Außenumfang 12a des Rotors 12 gebildet sind, wie durch eine in 56 gezeigte Darstellung der Rastmomentwellenform gezeigt ist.
Unter nun erfolgender Bezugnahme auf die elektrische Drehmaschine 10 kann bei dem IPM-Aufbau, bei dem die Dauermagnete 16 jedes Paars so in den Rotor 12 eingebettet sind, dass eine in 57 gezeigte Positionsbeziehung erfüllt wird, eine Veränderung im Magnetfluss, der mit einem Zahn der Statorzähne 15 des Stators 11 verkettet ist, wie in 58 gezeigt durch eine Rechteckwelle angenähert werden. Wenn Raumharmonische einer niedrigen Ordnung wie etwa die 5. und die 7. Harmonische diesen Magnetfluss überlagern, verursachen sie einen Eisenverlust und eine Drehmomentwelligkeit, d.h., verursachen sie, dass der Unterschied zwischen dem höchsten und dem geringsten Drehmoment während einer Umdrehung zunimmt, was nicht nur zu einem Grund für einen Abfall der Effizienz infolge einer Zerstreuung als Wärmeenergie, sondern auch zu einem Faktor für das Auftreten von Schwingungen und Rauschen führt. Der Eisenverlust ist in einen Hystereseverlust und einen Wirbelstromverlust trennbar. Da der Hystereseverlust als das Produkt der Frequenz und der Flussdichte ausgedrückt werden kann, und der Wirbelstromverlust als das Produkt des Quadrats der Frequenz und des Quadrats der Flussdichte ausgedrückt werden kann, kann das Beschränken der Raumharmonischen den Leistungsverlust verringern und die Effizienz der Energieumwandlung in Bezug auf die eingebrachte elektrische Energie verbessern. Unter nun erfolgender Bezugnahme auf 58, wobei die senkrechte Achse den durch den Rotor verursachten und als „magnetischen Rotorfluss“ bezeichneten Magnetfluss darstellt und die waagerechte Achse die Zeit darstellt, ist die Rechteckwelle, die die Magnetflusswelle approximiert, für einen Zyklus T (4L1 + 2L2) in elektrischen Grad veranschaulicht, wobei während jeder der Dauern L1 kein verkettender Magnetfluss zwischen dem Rotor 12 und einem Statorzahn 15 besteht, aber während einer Dauer L2 in dem ersten Halbzyklus ein positiver verkettender Magnetfluss gebildet ist, und während einer anderen Dauer L2 in dem zweiten Halbzyklus ein negativer verkettender Magnetfluss gebildet ist.
Das elektromagnetische Rauschen in einem Motor (d.h., einer elektrischen Drehmaschine) wird durch Schwingungen seines Stators, wenn elektromagnetische Kräfte auf den Stator wirken, erzeugt. Als die elektromagnetischen Kräfte, die auf den Stator wirken, gibt es eine radiale elektromagnetische Kraft, die durch die magnetische Kopplung zwischen dem Rotor und dem Stator verursacht wird, und eine umfänglich gerichtete elektromagnetische Kraft, die durch das Drehmoment verursacht wird. Im Hinblick auf die radiale elektromagnetische Kraft können die magnetische Energie W und die radiale elektromagnetische Kraft dann, wenn die Betrachtung so erfolgt, dass der Motor durch einen linearen magnetischen Kreis pro einem der Statorzähne angenähert wird, durch die folgenden Gleichungen (9) und (10) ausgedrückt werden: $W = \frac{1}{2} ϕ^{2} R_{g} = \frac{1}{2} {(B \cdot S)}^{2} \cdot \frac{x}{μ S} = \frac{1}{2 μ} B^{2} \cdot x \cdot S$
$f r = \frac{\partial W}{\partial x} = \frac{1}{2 μ} B^{2} S \frac{\partial}{\partial x} (x) = \frac{1}{2 μ} B^{2} S$
wobei φ der Magnetfluss ist, W die magnetische Energie ist, fr die radiale elektromagnetische Kraft ist, R_g die Reluktanz ist, B die Magnetflussdichte ist, S der Bereich ist, durch die der verkettende Fluss verläuft, x der Abstand des Luftspalts G ist, und µ die Permeabilität des Flussfließwegs ist.
Wenn die Raumharmonischen berücksichtigt werden und die Magnetflussdichte B durch die folgende Gleichung (11) ausgedrückt wird, stellt die Überlagerung durch Raumharmonische einen Faktor für einen Anstieg der radialen elektromagnetischen Kraft fr dar, da das Quadrat der Magnetflussdichte B² enthalten ist. Mit anderen Worten verursacht eine Verringerung der Raumharmonischen nicht nur eine Verringerung der Drehmomentwelligkeit, sondern zusammen mit einer Verringerung des elektromagnetischen Rauschens des Motors auch eine verbesserte Effizienz der Energieumwandlung. $B = \sum_{t = 1}^{t} B_{t} sin t (θ + δ_{t})$
Da bei einer elektrischen Drehmaschine 10, die einen dreiphasigen IPM-Motor mit einer derartigen verteilten Wicklung darstellt, dass eine Wicklungsgestaltung bereitgestellt wird, die einem Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 (Anzahl der Schlitze/Phase/Pol = 2) entspricht, eine Anzahl von zwölf Schlitzen 18 den Magnetpolen jedes Paars entsprechen wird, gibt es für einen Zyklus in elektrischen Grad zwölf Stellen, an denen der zugehörige eine Schlitz 18 einer hohen Reluktanz ausgesetzt ist, was verursacht, dass die Magnetflusswellenform durch die n-ten Raumharmonischen der 11. und der 13. Ordnung überlagert wird. Die n-ten Harmonischen der 11. und der 13. Ordnung, die als „Schlitzharmonische“ bezeichnet werden, können leicht verringert werden, indem axial angeordnete (in der Achsenrichtung angeordnete) Magnetabschnitte des Rotors um die Rotorachse gedreht werden, ein Abschnitt in Bezug auf einen benachbarten Abschnitt um einen Verdrehungswinkel, der von der in der Achsenrichtung platzierten Position abhängt.
Doch da die Magnetflusswellenform des verkettenden magnetischen Rotorflusses mit einem Statorzahn 15 wie in 58 gezeigt ungefähr eine Rechteckwelle ist, kommt es strukturell leicht zu einer Überlagerung der n-ten (d.h., der 6f-ten Ordnung = der 6. Harmonischen) Raumharmonischen der 5. und der 7.Ordnung, die daher schwer zu verringern sind.
Somit besteht bei einem derartigen Aufbau die Notwendigkeit, die 5. und die 7. Raumharmonische zu verringern, um die Drehmomentwelligkeit zu verringern.
Wenn die Magnetflusswellenform, die von dem dreiphasigen IPM-Aufbau zu einem Statorzahn 15 hin ausgeht, durch eine Rechteckwelle approximiert wird, kann die Fourier-Transformations-Gleichung f(t) durch die folgende Gleichung (12) ausgedrückt werden, während diese veranschaulichte Magnetflusswellenform F(t) in 58 durch die folgende Gleichung (13) ausgedrückt werden kann. Wenn diese Magnetflusswellenform F(t) als Näherungsgleichung umgeschrieben wird, damit sie die Raumharmonischen bis zu der 7. Ordnung enthält, kann sie durch die folgende Gleichung (14) ausgedrückt werden, die bei einer Entwicklung unter Verwendung der trigonometrischen Formeln für die Produktsumme und das Summenprodukt zu der folgenden Gleichung (15) umgewandelt werden kann. Aus dieser Gleichung (15) ist ersichtlich, dass für eine Verringerung der 5. und der 7. Harmonischen die folgenden Bedingungen erfüllt sein müssen:
Bedingung 1: cos 5ω · L1 = 0
Bedingung 2: cos7ω · L1 = 0 $f (t) = \frac{4}{π} \sum_{k = 1}^{\infty} \frac{sin {(2 k - 1) ω t}}{2 k - 1}$
$\begin{matrix} F (t) = \frac{1}{2} [f (t - L1) + f (t + L1)] \\ = \frac{1}{2} [\frac{4}{π} \sum_{k = 1}^{\infty} \frac{sin {(2 k - 1) ω (t - L1)}}{2 k - 1} + \frac{4}{π} \sum_{k = 1}^{\infty} \frac{sin {(2 k - 1) ω (t + L1)}}{2 k - 1}] \end{matrix}$
$\begin{matrix} F (t) = \frac{1}{2} [\frac{4}{π} {sin ω (t - L1) + \frac{1}{3} sin3 ω (t - L 1) + \frac{1}{5} sin5 ω (t - L 1) + \frac{1}{7} sin7 ω (t - L 1)} \\ + \frac{4}{π} {sin ω (t + L1) + \frac{1}{3} sin3 ω (t + L 1) + \frac{1}{5} sin5 ω (t + L 1) + \frac{1}{7} sin7 ω (t + L 1)}] \end{matrix}$
$\begin{matrix} F (t) = \frac{4}{π} [sin ω t \cdot cos ω L1 + \frac{1}{3} sin 3 ω t \cdot cos ω L1 \\ + \frac{1}{5} sin 5 ω t \cdot cos 5 ω L1 + \frac{1}{7} sin 7 ω t \cdot cos 7 ω L1] \end{matrix}$
Da übrigens unter Bezugnahme auf die in 58 gezeigte Magnetflusswellenform die folgende Gleichung (16) gilt, ergibt das Einsetzen dieser Gleichung in eine aus der Bedingung 1 erlangte Umformung, d.h. 5ω·L1= ±π/2, die folgende Gleichung (17). Wenn diese Gleichung unter Benutzung des Umstands, dass L1 und L2 > 0 sind, angeordnet wird, ist ersichtlich, dass die 5. Raumharmonische auf Null verringert werden kann, wenn die folgende Bedingung 1A erfüllt ist.
Winkelfrequenz (Winkelgeschwindigkeit) $ω=2 π / T = 2 π / (4 L1 + 2 L2)$
Bedingung 1: $5 ω L1 = 5 \cdot 2 π L1 / (4 L1 + 2 L2) = \pm π / 2$
Bedingung 1A: L1=L2/8
Da, gleichermaßen, die aus der Bedingung 2 erlangte Umformung durch die folgende Gleichung (18) ausgedrückt ist, ist bei einer Anordnung dieser Gleichung unter Benutzung des Umstands, dass L1 und L2 > 0 sind, ersichtlich, dass die 7. Raumharmonische auf Null verringert werden kann, wenn die folgende Bedingung 2A erfüllt ist.
Bedingung 2: $7 ω L1 = 7 \cdot 2 π L1 / (4 L1 + 2 L2) = \pm π / 2$
Bedingung 2A: L1= L2/12
Zusätzlich gilt bei einer elektrischen Drehmaschine 10 mit einer Wicklungsgestaltung, die Schlitzen pro Phase pro Pol von 2 (SSP = 2) entspricht, die Beziehung, dass 45 in mechanischen Grad = ein Halbzyklus T/2 in elektrischen Grad sind. Unter Verwendung des Außenradius R1 des Rotors 12 und seiner Umfangsgeschwindigkeit V wird eine Anordnung vorgenommen, damit sich die folgenden Gleichungen (19) und (20) ergeben. $\begin{matrix} V (m/sec) = 2 π R1 \cdot (45 ° / 360 °) / (T / 2) \\ = 2 π R1 \cdot (45 ° / 360 °) / {(4 L1 + 2L2) / 2} \\ = R1 (m) \cdot ω (rad / sec) \end{matrix}$
$2 L1 + L2 = π / 4 ω$
Durch Einsetzen der Bedingungen 1A und 2A in die oben genannte Gleichung werden die folgenden Bedingungen erlangt:

5. Raumharmonische = 0 ⇒ (L2,L1)=(π/5ω,π/40ω)
7. Raumharmonische = 0 ⇒ (L2,L1)=(3π/14ω,π/56ω)

Im Hinblick auf die elektrische Drehmaschine 10 beschränkt das Verwenden einer Gestaltung, die den folgenden Bezugsausdruck (21) erfüllt, die Drehmomentwelligkeit, indem die Tendenz zu einer Verringerung der Raumharmonischen der 5. und der 7. Ordnung geboten wird. $\begin{matrix} π / 5 ω ≦ L2 ≦ 3 π / 14 ω & (Sekunden) \end{matrix}$
Der Ausdruck „L2“ entspricht einem Bereich in der in 58 gezeigten Magnetflusswellenform, worin in dem Rotor 12 ein Flussfließweg gebildet ist, der den Statorzähnen 15 gegenüberliegt, und kann zur Bestimmung eines Öffnungswinkels θ6 für einen Bereich um die Rotorachse von dem einen zu dem anderen äußeren Ende der Flussbarrieren 17b an beiden Seiten der Dauermagnete 16 eines Paars, der als Magnetpolöffnungswinkel θ6 bezeichnet wird, herangezogen werden.
Unter Bezugnahme auf die in 58 gezeigte Magnetflusswellenform kann dieser Winkel aufgrund des Umstands, dass er unter Verwendung eines Bezugsausdrucks von θ = ωt als θ6 = ωL2 umgeschrieben werden kann, wie folgt verschiedenartig ausgedrückt werden. Da bei der elektrischen Drehmaschine 10 in der Form eines Motors mit 8 Polen und 48 Schlitzen (wobei 6 Schlitze einem Magnetpol entsprechen) mit einer Verdrahtungsgestaltung, die einem Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 (SSP = 2) entspricht, 2 Pole unter den 8 Polen einen Zyklus vervollständigen, entspricht eine Drehung des Rotors 12 über 360 Grad im mechanischen Winkel 4 Zyklen in elektrischen Grad und gelten die folgenden Bezugsausdrücke.

π/5 (rad) ≦ θ6 (im mechanischen Winkel) ≦ 3π/14 (rad)
36 (Grad) ≦ θ6 (im mechanischen Winkel)≦ 270/7 (Grad)
θ6 (im mechanischen Winkel) = (8 Pole/2 Pole) ·θ6 (im mechanischen Winkel)
144 (Grad) ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3 (Grad)

Aus dem Obigen ist ersichtlich, dass die Dauermagnete 16 und die zugehörigen Flussbarrieren 17b in der elektrischen Drehmaschine 10 wie in 59 gezeigt auf eine solche Weise in dem Rotor 12 angeordnet sind, dass ihre Anordnung dem folgenden Magnetpolöffnungswinkel θ6 für einen Pol entspricht. In 59 ist ein Winkel θ7 ein Einschlusswinkel zwischen zwei Querachsen für einen Magnetpol.

36° ≦ θ6 (im mechanischen Winkel) ≦ 38,6°
144° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3°

Übrigens entspricht der Magnetpolöffnungswinkel θ6 für einen Pol in dem Rotor 12 in der annähernden Wellenform zu der in 58 gezeigten Magnetflusswellenform der Dauer L2, während der Magnetfluss mit einem Statorzahn 15 verkettet ist. Wie in 59 gezeigt enthält die Magnetflusswellenform die Verkettungsdauer L2, die zwischen den beiden benachbarten Querachsen zentriert ist und ein Timing in Übereinstimmung mit einer Längsachse aufweist. Zusätzlich entspricht der Winkel θ7 in 57 dem induzierten Winkel zwischen den benachbarten beiden Querachsen und ist er ein mechanischer Winkel von 45 Grad, der einem elektrischen Winkel θ für einen Halbzyklus in der Magnetflusswellenform entspricht.
Daher kann die elektrische Drehmaschine 10 in einem Antriebsmodus eine qualitativ hochwertige Drehung der Antriebswelle 13 mit verringerter Drehmomentwelligkeit, verringerten Schwingungen und verringertem Rauschen durchführen, wenn der Magnetpolöffnungswinkel θ6 auf einen Winkelbereich, d.h., 144° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ^ 154,3° festgelegt wird, der Raumharmonische n der Phasenspannung beschränkt, die jene Ordnung annehmen, welche die bestimmte Ordnung 6f (6f = n ± m), d.h. n = 5, 7, erfüllt, wenn die Zeitharmonische m des Phasenstroms eine Grundwellenform mit der Ordnung m = 1 annimmt. Zusätzlich kann sie gleichzeitig eine hochleistungsfähige Drehung mit verringertem Verlust durchführen, da aufgrund der verringerten Drehmomentwelligkeit nicht nur der Wärmeverlust sondern auch der Eisenverlust einschließlich des Hystereseverlusts und des Wirbelstromverlusts verringert werden.
Wie in 60 gezeigt tritt an jedem aus einem Paar einer ansteigenden Flanke und einer abfallenden Flanke einer Rechteckwellenform, die den Magnetfluss approximiert, ein Streufluss auf, der eine geringe Abweichung von den theoretischen Werten (der Wellenform) verursacht. Diese geringen Abweichungen können durch eine Magnetfeldanalyse innerhalb des Bereichs von 144° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3° reguliert werden.
Aufgrund des Umstands, dass es während des Betriebs der elektrischen Drehmaschine 10 in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung in der Nähe einer Querachse, d.h., einem Querachsen-Flussfließweg, wo der magnetische Rotorfluss ψ_m weniger Einfluss als auf Seiten der Längsachse aufweist, zu einem Einfließen des magnetischen Statorflusses ψ_r kommt und die magnetische Dichte dazu neigt, hoch zu werden, wird die magnetische Permeabilität gering und fällt das Drehmoment ab, wenn der Querachsen-Flussfließweg beinahe magnetisch gesättigt ist. Daher wird für den Magnetpolöffnungswinkel θ6 ein Wert genommen, der nahe an 144 Grad (im elektrischen Winkel) liegt, da der kleinere (engere) Winkel für eine Erhöhung des Drehmoments (der Flussdurchgangseffizienz) günstig ist, indem der Querachsen-Flussfließweg nach Möglichkeit sichergestellt wird. Als Ergebnis einer Magnetfeldanalyse der Wechselbeziehung zwischen der Stirnbreite TB des Statorzahns 15 des Stators 11, der Öffnungsbreite SO des Schlitzes 18 und der Luftspaltbreite AG zwischen dem Rotor 12 und dem Statorzahn 15 wurde für den Magnetpolöffnungswinkel θ6 ein Wert von 146,8 Grad (im elektrischen Winkel) als optimaler Wert zur Verringerung der 5. und der 7. Raumharmonischen und des Rastmoments bestimmt.
Zusätzlich wird bei der elektrischen Drehmaschine 10 der Magnetöffnungswinkel θ2 aus den in 61 und 62 gezeigten Drehmomenteigenschaften des Drehmoments, der 6. und der 12. harmonischen Drehmomentkomponente und der Drehmomentwelligkeit unter Verwendung des Magnetöffnungswinkels θ2 als Parameter bestimmt. In den 61 und 62 sind die Drehmomenteigenschaften unter Verwendung von θ2 = 90 Grad (im elektrischen Winkel) als Basiseinheit - 1,0 (per Einheit) - veranschaulicht.
Wie in 61 gezeigt, fällt der Magnetöffnungswinkel θ2 aufgrund des Umstands, dass während eines Betriebs im Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung das Drehmoment deutlich abfällt, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 (im mechanischen Winkel) geringer als 27,5 Grad ist, während die Drehmomentwelligkeit und die harmonischen Drehmomentkomponenten hoch werden, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 72,5 Grad übersteigt, vorzugsweise in einen Bereich E von 27,5 Grad bis 72,5 Grad, und fällt er im Hinblick auf das Drehmoment noch besser in einen Bereich F von 37,5 Grad bis 67,5 Grad.
Zusätzlich fällt der Magnetöffnungswinkel θ2 wie in 62 gezeigt aufgrund des Umstands, dass während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen das Drehmoment rasch abfällt, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 (im mechanischen Winkel) geringer als 37,5 Grad ist, während die Drehmomentwelligkeit und die harmonischen Drehmomentkomponenten hoch werden, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 82,5 Grad übersteigt, vorzugsweise in einen Bereich G von 37,5 Grad bis 82,5 Grad, und fällt er im Hinblick auf das Drehmoment noch besser in einen Bereich H von 42,5 Grad bis 67,5 Grad.
Aus dem oben genannten Betrieb unter einer Höchstbelastung und jenem unter geringen Belastungen fällt der Magnetöffnungswinkel θ2 (im mechanischen Winkel) vorzugsweise in einen Bereich von 37,5 Grad bis 72,5 Grad, und fällt er im Hinblick auf das Drehmoment noch besser in einen Bereich von 42,5 Grad bis 67,5 Grad. Darüber hinaus sind 52,5 Grad für den Magnetöffnungswinkel θ2 geeignet, um das Drehmoment zu maximieren, während die Drehmomentwelligkeit und die harmonischen Drehmomentkomponenten beschränkt werden.
Somit wird gemäß der vorliegenden Erfindung nach dem Beseitigen jenes Abschnitts eines jeden der Dauermagnete jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, der sich in einem Bereich B befindet, welcher an der Seite in der Nähe einer Längsachse zwischen den Dauermagneten gelegen ist, und dem Ersetzen des beseitigten Abschnitts durch eine beträchtliche Flussbarriere 17c der Magnetfluss ψ_m durch die Dauermagnete, der in solche Richtungen abgegeben wird, dass er gegen den Magnetfluss ψ_r der Statorwicklungen wirkt, beseitigt, wodurch verhindert wird, dass sie einander entgegenwirken (auslöschen), und wird auch der Verlauf des Magnetflusses ψ_r durch den Bereich B eingeschränkt.
Dies stellt bedeutende Größen an magnetischem Moment T_m und Reluktanzmoment T_r bereit, während eine wesentliche Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 bereitgestellt wird, da die Magnetflüsse ψ_r und ψ_m eines jeden der Dauermagnete 16 des Paars auf Seiten der Längsachse genutzt werden, während die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 verringert wird. Zusätzlich erhöht dies dank einer Verringerung der induzierten Spannungskonstanten die Ausgangsleistung bei hohen Geschwindigkeiten, und wird durch eine Senkung des Grads der Wärmebeständigkeit, die sich aus einer Beschränkung der durch Temperaturveränderungen verursachten Entmagnetisierung infolge einer Beschränkung der von Wirbelströmen stammenden Wärmeerzeugung durch die Dauermagnete 16 ergibt, auch zu einer Kostenverringerung beigetragen.
Darüber hinaus kann ein großes Drehmoment T wirksam erzeugt werden, indem der Trennungsabstand R2 zu dem achsenzentrumsseitigen Ende der Flussbarriere 17c so festgelegt wird, dass die Beziehungen (die Größe und die Form) zu dem Außenradius R1 und dem Innenradius R2 des Rotors 0,56 ≦ R2/R1 ≦ 0,84 und 0,54 ≦ R3/R2 ≦ 0,82 betragen.
Darüber hinaus bieten die Flussbarrieren 17c eine leistungsfähige Erzeugung eines großen Drehmoments, wenn der Trennungsabstand DL_d von einer jeden der Flussbarrieren 17c zu dem Außenumfang des Rotors 12 in Bezug auf den Außenradius R1 des Rotors eine Beziehung von 0,098 ≦ DL_d/R1 < 0,194 erfüllt. Die Flussbarrieren 17c bieten eine leistungsfähige Erzeugung eines größeren Drehmoments, wenn vorzugsweise die beiden Beziehungen 0,12 ≦ DL_d/R1 ≦ 0,14 und 1,2 ≦ (Flussbarrierenöffnungswinkel θ1)/(Magnetöffnungswinkel θ2) ≦ 1,7 erfüllt sind oder noch besser die Beziehungen DL_d/R1 = 0,139 und θ1/θ2 = 1,52 erfüllt sind.
Zusätzlich kann durch die Bereitstellung der in dem Rotor 12 gebildeten mittleren Nuten 21 die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert werden, indem harmonische Drehmomentkomponenten unterdrückt werden, wenn das Verhältnis des radialen Abstands R4 zu dem Nutenboden 21a in Bezug auf den Außenradius R1 des Rotors 12 so ausgeführt wird, dass es in den Bereich von 0,98 ≦ R4/R1 < 1,0 fällt. Darüber hinaus kann jede der mittleren Nuten 21 die Drehmomentwelligkeit weiter verringern, indem mehr harmonische Drehmomentkomponenten unterdrückt werden, wenn ihre Formabmessungen so ausgeführt werden, dass sie Folgendes erfüllen: $2 \times {tan}^{- 1} {(TB / 2) / (R1 + AG)} ≦ θ_{a} ≦ 2 \times {tan}^{- 1} [{SO + (TB / 2)} / (R1 + AG)],$
$0 ° ≦ θ_{b} ≦ 2 \times {tan}^{- 1} [{SO + (TB / 2)} / (R1 + AG)],$
und
TW ≦ TB.
Zusätzlich können Raumharmonische, die die Spaltmagnetflusswellenform überlagern, beschränkt werden, wenn jede seitliche Nut 22 an dem Rotor Formabmessungen aufweist, die eine Beziehung von θ4 (äußerer Einschlusswinkel) ≦ θ3 (Magnetkantenbogenwinkel), eine Beziehung von 0,945 ^ θ5/θ4 ≦ 0,98 und eine Beziehung von 0,0 ≦ RG/AG ≦ 0,73 erfüllen, was es möglich macht, einen Abfall der Betriebseffizienz, der durch Zunahmen des Rastmoments, der Drehmomentwelligkeit und des Eisenverlusts verursacht wird, zu verhindern.
Überdies kann das Drehmoment unter einer Höchstbelastungsbedingung und unter geringen Belastungsbedingungen hoch gestaltet werden und können die Drehmomentwelligkeit und die 6. und die 12. harmonische Drehmomentkomponente beschränkt werden, wodurch elektromagnetische Schwingungen und elektromagnetisches Rauschen beschränkt werden, wenn zusätzlich zu dem oben genannten Aufbau eine Festlegung von 144° ≦ Magnetpolöffnungswinkel θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3° und 27,5° - (bis) 37,5° ^ Magnetöffnungswinkel θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 72,5° ~ (bis) 82,5° oder noch besser 37,5° ≦ Magnetöffnungswinkel θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 72,5° erfolgt.
Folglich wird eine billige elektrische Drehmaschine verwirklicht, die in einem Antriebsmodus einen qualitativ hochwertigen Betrieb mit einer hohen Energiedichte bereitstellt.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wurde eine elektrische Drehmaschine 10 mit der Form eines Motors mit 8 Polen und 48 Schlitzen als Beispiel herangezogen, doch wird bemerkt, dass die vorliegende Erfindung nicht auf diese Ausführungsform beschränkt ist, sondern vorzugsweise auf jeden beliebigen Aufbau angewendet werden kann, bei dem eine Schlitzanzahl q pro Pol pro Phase 2 beträgt (q = 2). Zum Beispiel kann die vorliegende Erfindung ohne jegliche Abänderungen auf Motoraufbauten mit 6 Polen und 36 Schlitzen oder 4 Polen und 24 Schlitzen oder 10 Polen und 60 Schlitzen angewendet werden.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die beschriebene und veranschaulichte beispielhafte Ausführungsform beschränkt, sondern umfasst alle Ausführungsformen, die Wirkungen erbringen, welche jenen, auf die die vorliegende Erfindung abzielt, gleichwertig sind. Ferner ist die vorliegende Erfindung nicht auf Kombinationen von Merkmalen der Gegenstände, die durch die einzelnen Ansprüche definiert sind, beschränkt, sondern wird sie durch alle beliebigen gewünschten Kombinationen von bestimmten aus allen offenbarten Merkmalen definiert.
Im Vorhergehenden wurde eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben, doch ist die vorliegende Erfindung nicht auf die oben genannte Ausführungsform beschränkt, sondern kann sie innerhalb der technischen Ideen der vorliegenden Erfindung in verschiedensten Formen ausgeführt werden.

Claims

Elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM), umfassend: einen Stator (11), der zur Aufnahme von Statorwicklungen eingerichtet ist und einen Wert für die Schlitze pro Phase pro Pol von 2 aufweist; einen Rotor (12), der in Bezug auf den Stator (11) um eine Rotorachse drehbar ist, wobei der Rotor (12) einen Außenumfang (12a) aufweist; mehrere Paare von Dauermagneten (16) in dem Rotor (12), wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars in einer „V“-förmigen Gestaltung angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang (12a) hin öffnet, einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen (17a) in dem Rotor (12) aufgenommen sind; Öffnungen (17c) mit einer geringen Permeabilität, wobei jede davon den in einem vorherbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete (16) ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator (11) ausgehende Magnetflusslinien in der Nähe einer Längsachse eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet (16) in dem vorherbestimmten Bereich befinden würde, wobei die Öffnung (17c) einen zusätzlichen Raum umfasst, der in einer der Magnetöffnungen (17a) aufgrund einer Verkürzung der Länge des in der Magnetöffnung (17a) aufgenommenen Dauermagnets (16) entlang der Magnetöffnung (17a) ausgebildet ist, wobei sich die Öffnung (17c) von dem zusätzlichen Raum zu der Rotorachse und zu dem Außenumfang (12a) hin erstreckt, wobei an der Öffnung (17c) ein Haltevorsprung für den Dauermagneten (16) vorgesehen ist, der einen um eine Ecke des Dauermagnets (16) herum laufenden und sich an den Dauermagneten (16) anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst; wobei der Haltevorsprung im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung (17c) in die Öffnung (17c) hinein ragt; und eine mittlere Regulierungsnut (21) und ein Paar von seitlichen Regulierungsnuten (22), die pro Magnetpol in einer Parallelbeziehung zu der Rotorachse in dem Außenumfang (12a) des Rotors (12) gebildet sind, wobei sich die mittlere Regulierungsnut (21) auf einer Längsachse für den Magnetpol befindet, wobei sich das Paar von seitlichen Regulierungsnuten (22) nahe an beiden äußeren Enden der Dauermagnete (16) des Paars, das den Magnetpol bildet, befindet; Flussbarrieren, die von beiden äußeren Endseiten der Dauermagnete (16) jedes Paars nach außen vorspringen, wobei die Flussbarrieren eine Beziehung von 144° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3° erfüllen, wobei θ6 der Einschlusswinkel zwischen einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an der Außenkante einer der Flussbarrieren erstreckt, und einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an der Außenkante der anderen der Flussbarrieren erstreckt, ist.
Elektrische IPM-Drehmaschine nach Anspruch 1, wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars eine Beziehung von 27,5° ≦ θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 72,5° erfüllen, wobei θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer Wandfläche (17au) in der Nähe des Außenumfangs (12a) des Rotors (12) eines der Dauermagnete (16) jedes Paars erstreckt.
Elektrische IPM-Drehmaschine nach Anspruch 1, wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars eine Beziehung von 37,5° ≦ θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 82,5° erfüllen, wobei θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer Wandfläche (17au) in der Nähe des Außenumfangs (12a) des Rotors (12) eines der Dauermagnete (16) jedes Paars erstreckt.
Elektrische IPM-Drehmaschine nach Anspruch 1, wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars eine Beziehung von 37,5° ≦ θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 72,5° erfüllen, wobei θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer Wandfläche (17au) in der Nähe des Außenumfangs des Rotors (12) eines der Dauermagnete (16) jedes Paars erstreckt.