DE102013205255B4

DE102013205255B4 - Digitaler Temperatursensor

Info

Publication number: DE102013205255B4
Application number: DE102013205255.3A
Authority: DE
Inventors: Jun Tan
Original assignee: Inst fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh; Institut fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh
Current assignee: Inst fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh; Institut fur Mikroelektronik- und Mechatronik-Systeme Ggmbh
Priority date: 2013-03-26
Filing date: 2013-03-26
Publication date: 2017-11-02
Anticipated expiration: 2033-03-27
Also published as: DE102013205255A1

Abstract

Die Erfindung betrifft einen digitalen Temperatursensor, umfassend eine Stromquelle, eine Verzögerungsschaltung zum Erzeugen eines PWM-Signals mit einem temperaturabhängigen Tastverhältnis und einen Zähler zum Umsetzen des PWM-Signals in ein den Messwert repräsentierendes digitales Ausgangssignal, wobei die Verzögerungsschaltung temperatursensitiv ist und eine über einen einzigen Bias-Strom versorgbare Diodenmatrix, einen Schalter und einen Komparator umfasst. Die Erfindung betrifft weiterhin ein Verfahren zum Betreiben eines digitalen Temperatursensors, wobei das temperaturabhängige Tastverhältnis des PWM-Signals durch das Verhältnis eines Zeitintervalls zur Dauer eines konstanten Zeitfensters dadurch generiert wird, indem innerhalb des konstanten Zeitfensters das Zeitintervall bestimmt wird, das mit dem Erreichen einer durch die Temperatur beeinflussten Spannung bei einem Ladevorgang an einem der Kondensatoren in einem Strompfad beginnt und mit dem Erreichen der durch die Temperatur bestimmten Spannung an einem Kondensator in einem bezüglich des ersten Strompfades parallel geschalteten weiteren Strompfad endet.

Description

Die Erfindung betrifft einen digitalen Temperatursensor nach Anspruch 1 und ein Verfahren zum Betreiben eines digitalen Temperatursensors nach Anspruch 4.
Digitale Temperatursensoren führen eine analoge Temperaturmessung aus und geben anschließend ein digitalisiertes Temperaturmesssignal aus, das von einer nachgeschalteten Elektronik weiterverarbeitet, insbesondere in Form eines Messwertes angezeigt und/oder in einen Regelkreis eingespeist wird. Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Arten und Ausführungsformen digitaler Temperatursensoren bekannt.
Bei einer weit verbreiteten Ausführungsform digitaler Temperatursensoren sind eine Stromquelle, ein bipolarer Kern in Form einer Diodenmatrix und ein Analog-Digital-Wandler (ADC) miteinander kombiniert. Die Stromquelle erzeugt einen Bias-Strom, die Diodenmatrix gibt in Abhängigkeit von der Temperatur zwei charakteristische Spannungswerte aus und der Analog-Digital-Wandler setzt diese Spannungswerte in einen digitalen Ausgabewert um. In Abhängigkeit von der konkreten Gestaltung des Analog-Digital-Wandlers und der Diodenmatrix lassen sich dabei sehr hohe Genauigkeiten bei der Temperaturmessung im Bereich von ±0,1 K in einem Messbereich von –55 °C bis 125°C erreichen. Bei derartigen Sensoren erweist sich jedoch deren vergleichsweise hoher Energiebedarf als nachteilig. Außerdem muss der Analog-Digital-Wandler relativ aufwändig gestaltet sein und bedarf umfangreicher Kalibrierungen sowie sonstiger Anpassungen. Der Aufbau derartiger Temperatursensoren ist beispielsweise bei Pertijs, M.A.P et. al., IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 40. no. 12, pp. 2805–2815, Dec. 2005 oder bei Souri, K. et. al., IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 46, no. 7, pp. 1693–1700, July 2011 beschrieben.
Die auf den ADC beruhenden Temperatursensoren sind daher in energiesparenden oder energiebegrenzten Anwendungen nur sehr unvorteilhaft einsetzbar. In den letzten Jahren wurden daher, insbesondere im Zusammenhang mit energiesparenden bzw. energielimitierten RFID-Anwendungen, digitale Temperatursensoren entwickelt, die auf einem anderen Prinzip der Erzeugung eines digitalen Messwertsignals beruhen. Anstelle des herkömmlichen Analog-Digital-Wandlers kommt alternativ ein so genannter Zeit-Digital-Konverter oder Zähler (TDC) zum Einsatz. Bei derartigen Temperatursensoren gibt der Sensorkern eine temperaturabhängige Spannung oder einen temperaturabhängigen Strom aus. Anschließend wird ein Delay-Generator, d.h. eine Verzögerungsschaltung, dazu genutzt, um diesen Strom und/oder diese Spannung in ein digitales Signal umzusetzen, dem eine von der Temperatur abhängende Verzögerung aufgeprägt ist. Der TDC setzt dieses mit der Verzögerung behaftete Signal in das digitale Messsignal um.
Für derartige TDC-Temperatursensoren kommen als Verzögerungsschaltung im Wesentlichen folgende Varianten zum Einsatz:
Bei einer ersten Variante kommt ein Delay-Generator, d.h. eine Verzögerungsschaltung, zur Anwendung, die auf einem Relaxations-Schwinger beruht. Diese Verzögerungsschaltung wird mit zwei Strömen beaufschlagt. Jeder der beiden Ströme wird durch jeweils einen Kondensator geleitet. Sobald einer der Kondensatoren eine Ladespannung erreicht, die über einer vorbestimmten Spannung liegt, wird ein Ausgabewert eines Komparators umgeschaltet. Der Kondensator wird danach entladen. Eine Steuerlogik detektiert die beiden Pulssignale und erzeugt ein pulsweitenmoduliertes Signal. Diese Anordnung ist so gestaltet, dass beide Ströme verschiedenen Temperaturkoeffizienten unterliegen und somit unterschiedlich sind. Das in der Verzögerungsschaltung erzeugte pulsweitenmodulierte Signal weist demnach einen Betriebsszyklus bzw. einen Zeitrahmen auf, der proportional zur Temperatur ist. Die zeitliche Länge dieses Betriebszyklus wird durch den TDC in eine den Messwert repräsentierende digitale Ausgabe überführt. Der Aufbau derartige Temperatursensoren ist beispielsweise bei Law, M.K. et. al., IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 45, No. 6, pp. 1246–1255, June 2010, bei Jun Yin et. al., IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 45, no. 11, pp. 2404–2420, Nov. 2010 oder bei Yi-Shun Shih et. al., IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 46, no. 11, pp. 2592–2601, Nov. 2011 offenbart.
Bei einer zweiten Variante kommt eine Verzögerungsschaltung zur Anwendung, der auf so genannten Laufzeitketten (delay lines) basiert. Als Glied einer Laufzeitkette wird jeweils ein Inverter eingesetzt. Dieser weist eine natürliche Temperaturabhängigkeit auf. Mit einem geeigneten Bias-Strom kann die Verzögerung auch ohne Temperaturabhängigkeit aufgebaut werden. Bei dieser Ausführungsform ist eine digitale Logik vorgesehen, die gleichzeitig an eine erste und an eine zweite Laufzeitkette ein Startsignal ausgibt und anschließend den Laufzeitunterschied zwischen den entsprechenden Ausgabesignalen verarbeitet. Das aus diesem Prozess resultierende pulsweitenmodulierte Signal wird im TDC zum digitalen Messwertsignal umgesetzt. Der Aufbau derartiger Temperatursensoren ist beispielsweise bei Poki Chen et al., IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 45, no. 3, pp. 600–609, March 2010 oder auch bei Kyongho Woo et. al., IEEE International Solid State Circuits Conference – Digest of Technical Papers, 2009. ISSCC 2009, pp. 68–69a, Feb. 2009 näher beschrieben.
Der TDC als solcher besteht im Wesentlichen aus einem Inverter in Verbindung mit einem zählbasierten integrierten Schaltkreis. Der Schaltkreis kann auf verschiedene Arten ausgebildet sein.
Ein bedeutsamer Vorteil einer derartigen Konfiguration aus Verzögerungsschaltung und TDC besteht im verminderten Energiebedarf des Temperatursensors im Vergleich zu den auf ADC basierenden Konfigurationen. Durch den Wegfall des energieintensiven Analog-Digital-Wandlers kann eine sehr einfach gehaltene Stromquelle zur Anwendung kommen. Dies ist insbesondere im Zusammenhang mit RFID-Anwendungen sehr vorteilhaft. Weil bei derartigen Anordnungen keine bipolaren Transistoren benötigt werden, können solche Schaltungen auf CMOS-VLSI-Chips integriert werden. Die erreichbare Genauigkeit derartiger digitaler Temperatursensoren liegt bei –0,4 K bis 0,6 K im Temperaturbereich von 0°C bis 90°C und ist damit im Vergleich zu den auf ADC-basierten Temperatursensoren deutlich schlechter.
Außerdem sind Ausführungsformen digitaler Temperatursensoren auf TDC-Basis bekannt, die unter Verwendung eines Ring-Oszillators arbeiten. Der Ring-Oszillator weist eine temperatursensitive Frequenz auf. Der TDC wird hier auch zum Erzeugen eines digitalen Ausgabesignals genutzt und in diesem Zusammenhang oft auch als Frequenz-Digital-Wandler (FDC) bezeichnet. Die Genauigkeit eines derartigen Temperatursensors ist jedoch noch schlechter als die der herkömmlichen mit einem TDC ausgestatteten Sensoren. Das liegt daran, dass Sensoren dieser Art nur einen Strom zum Betreiben des Frequenzgenerators verwenden, wodurch die Reproduzierbarkeit der Messergebnisse erschwert wird. Eine derartige Konfiguration wird beispielsweise bei Yu-Shiang Lin et al., IEEE Custom Integrated Circuits Conference 2008, pp. 507–510, 21–24 Sept. 2008 beschrieben.
Die derzeit bekannten, auf der Verwendung eines TDC beruhenden und in ihrer Messwertgenauigkeit besten digitalen Temperatursensoren benötigen insbesondere mindestens zwei unterschiedliche Ströme, um das PWM-Signal zu generieren. Das schränkt die tatsächliche Anwendbarkeit derartiger Temperatursensoren ein, weil sich solche Sensoren nicht problemlos in bereits vorhandene übergreifende Verschaltungen integrieren lassen. Hier sind in der Regel Anpassungsarbeiten und Umkonfigurationen bestehender Schaltungen notwendig, die begreiflicherweise unerwünscht sind. Wie beschrieben lässt auch die Messgenauigkeit derartiger Sensoren zu wünschen übrig.
Es besteht daher die Aufgabe, einen digitalen Temperatursensor auf der Basis einer Verzögerungsschaltung und eines TDC anzugeben, der eine verbesserte Genauigkeit, ein möglichst einfaches Messprinzip, eine leichte Integrierbarkeit in bestehende Schaltungen und eine geringe Energieaufnahme in sich vereint.
Die Aufgabe wird mit einem digitalen Temperatursensor mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und einem Verfahren zum Betreiben eines digitalen Temperatursensors mit den Merkmalen des Anspruchs 4 gelöst.
Der digitale Temperatursensor gemäß Vorrichtungshauptanspruch umfasst eine Stromquelle, eine Verzögerungsschaltung zum Erzeugen eines pulsweitenmodulierten PWM-Signals mit einem temperaturabhängigen Tastverhältnis und einen Zähler zum Umsetzen des PWM-Signals in ein den Messwert repräsentierendes digitales Ausgangssignal, wobei die Verzögerungsschaltung temperatursensitiv ist und eine über einen einzigen Bias-Strom versorgbare Diodenmatrix, einen Schalter und einen Komparator umfasst.
Ein großer Vorteil einer derartigen Anordnung besteht darin, dass die Stromquelle so ausgebildet sein kann, dass diese nur einen Bias-Strom liefern muss. Der Bias-Strom als solcher kann völlig temperaturunabhängig sein. Die Verzögerungsschaltung verwendet nur diesen einen Bias-Strom, um das pulsweitenmodulierte PWM-Signal für den Zähler zu erzeugen. Entsprechend ist die Verzögerungsschaltung temperatursensitiv ausgebildet.
Bei einer Ausführungsform weist die temperatursensitive Verzögerungsschaltung mindestens drei parallele über die Stromquelle mit dem Bias-Strom beaufschlagbare Strompfade auf. Der erste der analogen Strompfade weist eine Kapazität und eine Diode in Reihenschaltung auf, der zweite analoge Strompfad enthält ein Widerstandsbauteil und der dritte analoge Strompfad ein Referenz-Widerstandsbauteil.
Bei einer zweckmäßigen Ausführungsform ist das Referenz-Widerstandsbauteil und/oder das Widerstandsbauteil eine Diode. Dioden weisen zum einen einen definierten Widerstand auf und gewährleisten zum anderen eine definierte Stromrichtung.
Verfahrensseitig kommt zum Betreiben eines digitalen Temperatursensors eine Stromquelle, eine temperatursensitive Verzögerungsschaltung zum Erzeugen eines pulsweitenmodulierten PWM-Signals mit einem temperaturabhängigen Tastverhältnis und ein Zähler zum Umsetzen des PWM-Signals in ein den Messwert repräsentierendes digitales Ausgangssignal zur Anwendung.
Das Verfahren erfolgt auf die Weise, dass das temperaturabhängige Tastverhältnis des PWM-Signals durch das Verhältnis eines Zeitintervalls zur Dauer eines konstanten Zeitfensters dadurch generiert wird, indem innerhalb des konstanten Zeitfensters das Zeitintervall bestimmt wird, das mit dem Erreichen einer durch die Temperatur beeinflussten Spannung bei einem Ladevorgang an einem der Kondensatoren in einem Strompfad beginnt und mit dem Erreichen der durch die Temperatur bestimmten Spannung an einem Kondensator in einem bezüglich des ersten Strompfades parallel geschalteten weiteren Strompfad endet.
Das Verfahren geht somit von dem Grundgedanken aus, das Tastverhältnis des PWM-Signals zu bestimmen und hierzu ein temperaturunabhängiges Zeitfenster zu nutzen. Innerhalb dieses Zeitfensters wird nun verfahrensgemäß in der Verzögerungsschaltung ein Zeitintervall erzeugt, das temperaturabhängig ist. Dies erfolgt so, indem Ladevorgänge von Kondensatoren in parallelen Strompfaden ausgeführt werden. Sobald einer der Kondensatoren in einem der Strompfade eine durch die Temperatur bestimmte Spannung erreicht hat, beginnt der Ladezyklus eines zweiten Kondensators in einem zweiten Strompfad, der wiederum bis zum Erreichen der durch die Temperatur bestimmten Spannung andauert. Beide Ladezyklen erfolgen durch ein und denselben Bias-Strom. Dieser Bias-Strom ist temperaturunabhängig. Das konstante Zeitfenster wird somit temperaturabhängig in zwei Zeitintervalle geteilt, wobei daraus das Tastverhältnis des PWM-Signals abgeleitet werden kann.
In einer zweckmäßigen Ausführungsform wird dabei ein Verfahrensablauf innerhalb von drei parallel geschalteten Strompfaden mit folgenden Schritten ausgeführt:
Es erfolgt eine Vorgabe eines temperaturabhängigen Spannungswertes über ein Bauelement in einem ersten Strompfad. Anschließend erfolgt ein Laden des Kondensators innerhalb des zweiten Strompfades mit einem konstanten Bias-Strom und ein Registrieren eines dabei über dem Kondensator abfallenden Spannungswertes. Es erfolgt ein Beenden des Ladevorgangs am Kondensator beim Erreichen des vorgegebenen Spannungswertes am Kondensator und ein Starten eines Ladevorgangs am Kondensator innerhalb eines dritten Strompfades bis zum Erreichen des Spannungswertes an diesem zweiten Kondensator. Es erfolgt ein Registrieren und Ausgeben eines durch das Zeitintervall des Ladevorgangs am zweiten Kondensator und das konstante Zeitfenster in seinem Tastverhältnis bestimmten PWM-Signals an den Zähler.
In einer Abwandlung des Verfahrens kann ohne weiteres auch das Zeitintervall zum Laden des ersten Kondensators im zweiten Strompfad genutzt werden, um das Tastverhältnis des PWM-Signals definiert und temperaturabhängig festzulegen. Dies ist dadurch möglich, weil der Zeitrahmen als solcher konstant ist und beide Zeitintervalle den Zeitrahmen in ihrer Summe vollständig ausfüllen.
Bei einer zweckmäßigen Ausgestaltung des Verfahrens erfolgt das Starten und Beenden der Ladevorgänge an den Kondensatoren durch eine logische Steuerschaltung, wobei die logische Steuerschaltung durch eine Komparatorschaltung beeinflusst wird, die einen Vergleich zwischen der aktuellen Ladespannung an den Kondensatoren und dem temperaturabhängigen Spannungswert ausführt.
Der erfindungsgemäße digitale Temperatursensor und das Verfahren zum Betreiben des digitalen Temperatursensors sollen nachfolgend anhand beispielhafter Ausführungsformen näher erläutert werden. Zur Verdeutlichung dienen die ren 1 bis 3. Es werden für gleiche und/oder gleich wirkende Teile dieselben Bezugszeichen verwendet.
Es zeigt:
1 ein prinzipielles Blockschaltbild des digitalen Temperatursensors,
2 einen beispielhaften Schaltplan einer beispielhaften Verzögerungsschaltung,
3 einen zeitabhängigen Spannungsverlauf des von der Verzögerungsschaltung erzeugten PWM-Signals bei verschiedenen Temperaturen.
1 zeigt ein prinzipielles Blockschaltbild des digitalen Temperatursensors. Der Temperatursensor umfasst eine Stromquelle 1, eine Verzögerungsschaltung 2 und einen Zähler (TDC) 3. Die Stromquelle ist als eine Quelle für einen Bias-Strom IBIAS ausgebildet, der temperaturunabhängig ist. Im Gegensatz zu den aus dem Stand der Technik bekannten digitalen Temperatursensoren auf der Grundlage einer TDC-Digitalisierung gibt die hier vorliegende Stromquelle nur ausschließlich den einen Bias-Strom an die Verzögerungsschaltung ab, wobei an die Stromquelle als solche keine weiteren besonderen Anforderungen zu stellen sind. Die Stromquelle kann also grundsätzlich beliebig ausgebildet sein.
Die Verzögerungsschaltung verarbeitet den Bias-Strom temperaturabhängig. In Abhängigkeit von der anliegenden Temperatur und dem damit in charakteristischer Weise veränderten Verzögerungs-Verhalten der Verzögerungsschaltung (dem Delay) wird ein pulsweitenmoduliertes Signal, d.h. ein PWM-Signal ausgegeben. Die bei diesem Signal vorliegende Pulsweitenmodulation ist ein Maß für die gemessene Temperatur. Sie wird in dem TDC in ein digitales Temperaturmesssignal D_out überführt, das einer nachgeschalteten und hier nicht dargestellten Auswerteelektronik übergeben wird.
2 zeigt einen beispielhaften Schaltplan der Verzögerungsschaltung 2. Die Verzögerungsschaltung weist in dem hier gezeigten Beispiel drei Strompfade 4, 5 und 6 auf. Diese werden jeweils mit dem gleichen Bias-Strom IBIAS beaufschlagt. Der Strompfad 4 besteht aus einer Reihenschaltung in Form einer Kapazität C2 und einer Diode D2. Die Kapazität ist jeweils zweckmäßigerweise als ein Kondensator ausgebildet. Der Strompfad 5 weist nur eine Kapazität C1 auf, während der Strompfad 6 nur eine Diode D1 enthält. Die Strompfade 4, 5 und 6 sind zueinander parallel geschaltet.
Diese Anordnung wird ergänzt durch eine Komparatorschaltung in Verbindung mit einer digitalen Steuerlogikschaltung. Hierzu ist zum einen ein Komparator 7 vorgesehen. Ein Referenzeingang 7a des Komparators ist an den Strompfad 6 angeschlossen. Der erste Strompfad 6 kann daher auch als Referenzstrompfad bezeichnet werden. Ein Vergleichseingang 7b des Komparators ist mit jeweils einer Schaltanordnung aus Schaltern 8a und 8b verknüpft, die jeweils parallel zu dem Kondensator C1 im zweiten Strompfad 5 und zum Kondensator C2 im dritten Strompfad 4 geschaltet sind. Die Strompfade 4 und 5 stellen somit jeweils einen Vergleichsstrompfad dar. Die Schalter 8a und 8b sind Bestandteile jeweils einer Inverterschaltung INV1 am Strompfad 5 und einer Inverterschaltung INV2 am Strompfad 4. Der Komparator 7 vergleicht somit den in dem Strompfad 6 über die Diode D1 fließenden Strom mit den jeweils über die Schalter 8a und 8b fließenden Strömen parallel zu den Kondensatoren C1 oder C2 in den Strompfaden 5 oder 4.
Die Inverterschaltung wird dabei von einer Digitalen Steuerschaltung 9 angesprochen. Diese schließt über die Inverterschaltung INV1 die parallele Schalteranordnung am Strompfad 5 oder über die Inverterschaltung INV2 die Schalteranordnung am Strompfad 4. Dieser Schaltvorgang wird genau dann ausgelöst, wenn der Komparator 7 den Wert „1” ausgibt, d.h. wenn die an den Eingängen 7a und 7b des Komparators zeitlich nacheinander anliegenden Ströme einen gleichen Wert aufweisen. Durch die parallele Anordnung der Schalter 8a und 8b zu den jeweiligen Kondensatoren C1 und C2 wird dadurch letztlich die über den Kondensatoren jeweils abfallende Spannung verfolgt und verglichen. Die über den Kondensator C1 im Strompfad 5 abfallende Spannung nimmt Werte von Null bis zum Wert V_BE1 an, die über den Kondensator C2 im Strompfad 4 abfallende Spannung liefert durch die Reihenschaltung mit der Diode D2 einen Spannungsabfall, der ungleich Null ist und bei Beginn des Ladungszyklus um den Betrag ΔV_BE gegenüber der Spannung V_BE1 vermindert ist.
Die so gebildete Schaltung wird wie folgt betrieben:
Zu Beginn sind sämtliche Schalter 8a und 8b an den Strompfaden 4 und 5 im Zustand „OFF”, d.h. geöffnet. Die Ladungen des Kondensators C1 im Strompfad 5 und des Kondensators C2 im Strompfad 4 sind rückgesetzt. Die Kondensatoren sind entladen. Die Digitale Steuerschaltung 9 gibt ein Steuersignal VBE_EN an die Inverterschaltung INV1 aus. Dadurch wird der Kondensator C1 im Strompfad 5 ausgewählt. Der konstante Bias-Strom IBIAS fließt durch den Kondensator C1 und lädt diesen auf. Dieser BIAS-Strom kann auch als ein Referenzstrom bezeichnet werden und weist eine konstante Stromstärke auf. Der Komparator 7 vergleicht dabei den parallel zum Kondensator C1 fließenden Strom und somit die am Kondensator C1 abfallende Spannung mit einem Spannungswert V_BE1, der dem Stromfluss über der Diode D1 im Strompfad 6 entspricht. Faktisch wird somit über die Diode D1 somit ein Referenzspannungswert vorgegeben, der von der Temperatur abhängt.
Sobald dieser Referenzspannungswert V_BE1 erreicht worden ist, gibt der Komparator den Wert „1” an die Digitale Steuerschaltung 9 aus. Die Digitale Steuerschaltung gibt nun ein Steuersignal ΔVBE_EN an die Inverterschaltung INV2 aus. Die Ladung im Kondensator C1 wird abgezogen. Der Kondensator C2 im Strompfad 4 wird nun durch die Bias-Strom IBIAS durchflossen und aufgeladen. Über der Diode D2 fällt dabei bereits eine Spannung ab, die zu Beginn des Ladevorgangs um ein ΔV_BE unter der Spannung VBE liegt. Der Kondensator C2 muss somit maximal nur eine um diesen Differenzbetrag verschiedene Spannung erreichen. Sobald am Komparator die volle Spannung V_BE1 registriert wird, wird die Digitale Steuerschaltung 9 über ein ausgegebenes „1”-Signal zum Öffnen der Schalter 8a und 8b an der Inverterschaltung INV2 veranlasst.
Die Einstellzeit t₁ bis zum Erreichen der End-Spannung V_BE1 an dem Kondensator C1 und die Einstellzeit t₂ bis zum Erreichen der End-Spannung ΔV_BE am Kondensator C2 sind verschieden. Es gilt dabei: t₁ = (C₁·V_BE1)/IBIAS bzw. t2 = (C₂·ΔV_BE)/IBIAS. Dabei sind C₁ und C₂ die entsprechenden Kapazitäten der Kondensa-toren C1 und C2. Die totale Einstellzeit t entspricht dabei der Summe aus beiden einzelnen Einstellzeiten: t = t₁ + t₂.
Durch eine geeignete Wahl der Kapazitäten C₁ und C₂ der Kondensatoren C1 und C2 ist es möglich, eine konstante totale Einstellzeit t zu erreichen, die vor allem nicht von der Temperatur abhängt. Die totale Einstellzeit bildet dann zugleich die Größe des Zeitfensters, d.h. den so genannten time frame, des Messzyklus. Das erreichbare Tastverhältnis D des Zeitfensters ergibt sich aus dem Verhältnis einer der beiden Einstellzeiten, insbesondere der zweiten Einstellzeit t₂, zur totalen Einstellzeit t. Bei einem gegebenen ΔV_BE und unter Verwendung der genannten Gleichungen für t₂ und t ergibt sich das Tastverhältnis D dabei zu
Die Schaltung erzeugt somit ein pulsweitenmoduliertes Signal, d.h. ein PWM-Signal, mit einem zur Temperatur proportionalen Tastverhältnis D. Der TDC setzt das so definierte Tastverhältnis des PWM-Signals in einen digitalen Wert um. Dieser kann von einer nachgeschalteten Elektronik weiter verarbeitet werden und stellt somit ein Maß für die gemessene Temperatur dar.
Es ist anzumerken, dass zum Bestimmen des Tastverhältnisses prinzipiell auch das Zeitintervall t₁, also die Ladezeit des Kondensators C1, herangezogen und ins Verhältnis zur totalen Einstellzeit t gesetzt werden kann. Der Verfahrensablauf bleibt als solcher unverändert.
3 zeigt in einem Spannungs-Zeit-Diagramm zeitabhängige Spannungsverläufe für einige Temperaturen. Dargestellt sind hier jeweils die temperaturabhängigen Spannungen V_BE1, die durch den ersten Strompfad 6 vorgegeben werden, sowie die zeitlichen Spannungsverläufe an den Kondensatoren C1 und C2.
Die Kurve 10a zeigt dabei den Wert der Spannung V_BE1 bei einer Temperatur von –40 °C, Kurve 10b den Verlauf der Spannung am Kondensator C1 sowie am Kondensator C2 bei –40 °C. Die Kurve 11a zeigt den Wert der Spannung V_BE1 bei einer Temperatur von 40 °C, Kurve 11b den Verlauf der Spannung am Kondensator C1 sowie am Kondensator C2 bei 40 °C.
In den Kurven 12a und 12b sind der Spannungsverlauf V_BE1 und der Verlauf der Spannungen an den Kondensatoren C1 und C2 bei einer Temperatur von 120 °C dargestellt. Bei den Kurven 12a und 12b sind ergänzend dazu die oben erwähnten Einstellzeiten t₁ und t₂ sowie die totale Einstellzeit t als Zeitintervalle markiert. Die Endspannung V_BE1 ist temperaturabhängig und fällt mit zunehmender Temperatur zu niedrigeren Werten ab. Innerhalb des Zeitintervalls t₁, wenn der Kondensator C1 geladen wird, steigt dort die Spannung linear vom Wert Null auf die Endspannung V_BE1 an. Danach erfolgt das vom Komparator ausgelöste Umschalten auf den Ladevorgang am Kondensator C2. Die in diesem Strompfad gemessene zeitliche Spannung setzt bei einem um ΔV_BE niedrigeren Wert als die Endspannung V_BE1 ein und erreicht diesen nach dem Durchlaufen des weiteren Zeitintervalls t₂. Aus der Kurve lässt sich das Tastverhältnis somit direkt als Quotient aus t₂/t oder auch aus t₁/t ermitteln. Es ist klar zu erkennen, dass das Tastverhältnis von der Temperatur abhängt.
Der Vorteil eines so ausgebildeten digitalen Temperatursensors im Vergleich mit einem herkömmlichen, mit einem ADC zusammenwirkenden Temperatursensor besteht darin, dass die Schaltung unter Verwendung einer so genannten Switched-Capacitor-Technik (SC-Technik) in einfacher Weise implementiert werden kann. Die dadurch erforderliche Stromaufnahme ist im Vergleich zu den herkömmlichen ADC-Sensoren deutlich geringer.
Im Vergleich zu den derzeit bekannten, auf der Verwendung eines TDC beruhenden digitalen Temperatursensoren benötigt der hier beschriebene Sensor statt zwei Arten von Strömen nur einen einzigen Bias-Strom, um das PWM-Signal zu generieren. Der Sensor kann daher einen gewöhnlichen Bias-Strom nutzen, der als Bestandteil einer übergreifenden Verschaltung bereits vorliegt. Dies macht den hier beschriebenen digitalen Temperatursensor insbesondere für RFID-Systeme nutzbar. Energie kann darüber hinaus eingespart werden und es ergibt sich die Möglichkeit, die Genauigkeit der Temperaturmessung zu steigern.
Der erfindungsgemäße Temperatursensor wurde anhand von Ausführungsbeispielen erläutert. Im Rahmen fachmännischen Handelns sind weitere Ausführungsformen und Abwandlungen möglich. Weitere Ausführungsformen ergeben sich insbesondere auch aus den Unteransprüchen.
Bezugszeichenliste

1: Stromquelle
2: Verzögerungsschaltung
3: Zähler
4: Strompfad
5: Strompfad
6: Strompfad
7: Komparator
8a: erster Schalter
8b: zweiter Schalter
9: Digitale Steuerschaltung
10a: Zeitverlauf Spannung V_BE bei –40 °C
10b: Zeitverlauf Spannung an den Kondensatoren C1 und C2 bei –40 °C
11a: Zeitverlauf Spannung V_BE bei 40 °C
11b: Zeitverlauf Spannung an den Kondensatoren C1 und C2 bei 40 °C
12a: Zeitverlauf Spannung V_BE bei 120 °C
12b: Zeitverlauf Spannung an den Kondensatoren C1 und C2 bei 120 °C
C1: Kondensator in Strompfad 5
C2: Kondensator in Strompfad 4
D1: Diode in Strompfad 6, Referenzwiderstandsbauteil
D2: Diode in Strompfad 4
D_out: digitales Temperaturmesssignal
IBIAS: Bias-Strom
INV1: Inverterschaltung am Strompfad 5
INV2: Inverterschaltung am Strompfad 4
PTAT: Tastverhältnis
t: totale Einstellzeit, Zeitrahmen
t₁: Einstellzeit am Kondensator C1
t₂: Einstellzeit am Kondensator C2
V_BE1: temperaturabhängige Referenzspannung
ΔV_BE: Spannung über dem Kondensator C2
TDC: Zähler

Claims

Digitaler Temperatursensor, umfassend eine Stromquelle (1), eine Verzögerungsschaltung (2) zum Erzeugen eines pulsweitenmodulierten PWM-Signals mit einem temperaturabhängigen Tastverhältnis und einen Zähler (3) zum Umsetzen des PWM-Signals in ein den Messwert repräsentierendes digitales Ausgangssignal, wobei die Verzögerungsschaltung temperatursensitiv ist und eine über einen einzigen Bias-Strom (IBIAS) gespeiste Diodenmatrix (D1, D2), einen Schalter und einen Komparator (7) umfasst.
Temperatursensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die temperatursensitive Verzögerungsschaltung mindestens drei parallele über die Stromquelle mit dem Bias-Strom (IBIAS) beaufschlagbare analoge Strompfade (4; 5; 6) aufweist, wobei ein analoger Strompfad ein Referenz-Widerstandsbauteil (D1), ein weiterer analoger Strompfad eine Kapazität (C1) und ein dritter analoger Strompfad eine Kapazität (C2) und ein Widerstandsbauteil (D2) in Reihenschaltung aufweist.
Temperatursensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenz-Widerstandsbauteil (D1) und/oder das Widerstandsbauteil (D2) eine Diode ist.
Verfahren zum Betreiben eines digitalen Temperatursensors, umfassend eine Stromquelle (1), eine temperatursensitive Verzögerungsschaltung (2) zum Erzeugen eines pulsweitenmodulierten PWM-Signals mit einem temperaturabhängigen Tastverhältnis und einen Zähler (3) zum Umsetzen des PWM-Signals in ein dem Messwert repräsentierendes digitales Ausgangssignal, wobei das temperaturabhängige Tastverhältnis des PWM-Signals durch das Verhältnis eines Zeitintervalls zur Dauer eines konstanten Zeitfensters (t) dadurch generiert wird, indem innerhalb des konstanten Zeitfensters (t) das Zeitintervall (t₂) bestimmt wird, das mit dem Erreichen eines durch die Temperatur beeinflussten Spannungswertes (V_BE1) bei einem Ladevorgang an einem der Kondensatoren (C1) in einem Strompfad (5) beginnt und mit dem Erreichen der durch die Temperatur bestimmten Spannung (V_BE1) an einem Kondensator (C2) in einem bezüglich des Strompfades (5) parallel geschalteten weiteren Strompfad (4) endet.
Verfahren nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen innerhalb des konstanten Zeitfensters (t) ausgeführten Verfahrensablauf innerhalb von drei parallel geschalteten Strompfaden (4; 5; 6) mit folgenden Schritten: – Vorgabe des temperaturabhängigen Spannungswertes (V_BE1) über ein Bauelement (D1) in einem ersten Strompfad (6), – Laden des Kondensators (C1) innerhalb eines zweiten Strompfades (5) mit einem konstanten Bias-Strom (IBIAS), Registrieren eines dabei über dem Kondensator (C1) abfallenden Spannungswertes, – Beenden des Ladevorgangs am Kondensator (C1) beim Erreichen des vorgegebenen Spannungswertes (V_BE1) am Kondensator (C1) und Starten eines Ladevorgangs am Kondensator (C2) innerhalb eines dritten Strompfades (4) bis zum Erreichen des Spannungswertes (V_BE1) am Kondensator (C2), – Registrieren und Ausgeben eines durch das Zeitintervall (t₂) des Ladevorgangs am Kondensator (C2) im dritten Strompfad (4) und das konstante Zeitfenster (t) in seinem Tastverhältnis bestimmten PWM-Signals an den Zähler (3).
Verfahren nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen innerhalb des konstanten Zeitfensters (t) ausgeführten Verfahrensablauf innerhalb von drei parallel geschalteten Strompfaden (4; 5; 6) mit folgenden Schritten: – Vorgabe eines temperaturabhängigen Spannungswertes (V_BE1) über ein Bauelement (D1) in dem ersten Strompfad (6), – Laden des Kondensators (C1) innerhalb eines zweiten Strompfades (5) mit einem konstanten Bias-Strom (IBIAS), Registrieren eines dabei über dem Kondensator (C1) abfallenden Spannungswertes, – Beenden des Ladevorgangs am Kondensator (C1) beim Erreichen des vorgegebenen Spannungswertes (V_BE1) am Kondensator (C1) und Starten eines Ladevorgangs am Kondensator (C2) innerhalb des dritten Strompfades (4) bis zum Erreichen des Spannungswertes (V_BE1) am Kondensator (C2), – Registrieren und Ausgeben eines durch das Zeitintervall (t₁) des Ladevorgangs am Kondensator (C1) im ersten Strompfad (5) und das konstante Zeitfenster (t) in seinem Tastverhältnis bestimmten PWM-Signals an den Zähler (3).
Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Starten und Beenden der Ladevorgänge an den Kondensatoren (C1; C2) durch eine logische Steuerschaltung (9) erfolgt, wobei die logische Steuerschaltung (9) durch eine Komparatorschaltung (7) beeinflusst wird, die einen Vergleich zwischen einer jeweils aktuellen Ladespannung an den Kondensatoren (C1; C2) und dem temperaturabhängigen Spannungswert (V_BE1) ausführt.