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Die vorliegende Erfindung betrifft einen kapazitiven Drucksensor entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Kapazitive Drucksensoren sind besonders in der Prozessmesstechnik verbreitet. Sie weisen bis auf die Membran keine beweglichen Teile auf, sind in kleiner Bauform effizient herstellbar, haben kurze Ansprechzeiten und sind auch für hohe Drücke geeignet. Kapazitive Drucksensoren werden auch von der Anmelderin hergestellt und vertrieben.
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Die
DE 10 2007 062 713 A1 zeigt einen kapazitiven Drucksensor mit einer beweglichen Membran, die sich über einen Hohlraum erstreckt und mit einer darunter liegende Gegenelektrode einen Kondensator bildet. Bei Druckbeaufschlagung verändert sich der Abstand zwischen der Membran und einer Gegenelektrode, was zu einer Kapazitätsänderung führt.
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Die Herstellungstoleranzen aber auch das für diese Sensoren typische Langzeitdriftverhalten erfordern eine ständige Nachkalibrierung. Zu diesem Zweck wird der Drucksensor mit einer zusätzlichen elektrostatischen Kraft beaufschlag und die Auslenkung gemessen. Die Auswertung bzw. Messung erfolgt entweder mit einem Ladungsverstärker oder mit einem piezoresitiven Sensor. Aus den Messsignalen werden Kalibrierkoeffizienten gewonnen, abgespeichert und in Verbindung mit ebenfalls gespeicherten Temperaturkoeffizienten zur Korrektur der Druckmessung verwendet.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, die Drifterscheinungen bereits während Messung zu berücksichtigen, und so den Aufwand für die Korrektur der Messergebnisse zu vermindern.
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Diese Aufgabe wird mit der im Anspruch 1 angegeben Anordnung gelöst. Erfindungsgemäß wird eine Referenzkapazität ständig mit demselben Sendesignal wie die Messkapazität beaufschlagt und mit einem erfindungsgemäß beschalteten Ladungsverstärker der Quotient dieser beiden Kapazitäten bestimmt.
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Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
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1: die Quotientenbildung mit einem Ladungsverstärker,
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2: den erfindungsgemäßen Drucksensor mit Analogschaltern,
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3a, 3b, 3c: den erfindungsgemäßen Drucksensor mit Schaltdioden,
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4: den erfindungsgemäßen Drucksensor mit Mikrowellentransistoren,
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5: den erfindungsgemäßen Drucksensor mit Mikrowellentransistoren und aktivem Schirm.
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Die 1 zeigt zwei Lösungen für die Quotientenbildung im erfindungsgemäßen Drucksensor. Der auf der linken Seite dargestellte mit „A“ gekennzeichnete Ladungsverstärker 2 besteht im Kern aus einem nichtinvertierenden Operationsverstärker mit kapazitiver Gegenkopplung. Die Spannungsverstärkung Vu ergibt sich aus der bekannten Beziehung: Vu = Z2/Z1 + 1. Für die Ausgangsspannung gilt: Uout = Uref·(Z2/Z1 + 1).
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Die Impedanzen Z1 und Z2 entstehen durch Ladungstransporte über die Kapazitäten C1 und C2. Wie oben ausgeführt, bestimmt Ihr Verhältnis die Verstärkung der Referenzspannung Uref. Für die Ausgangsspannung gilt für „A“ wegen Z~1/C die Beziehung Uout ~ Uref (C1/C2 + 1). Die Referenzspannung Uref bewirkt nur eine Skalierung. Nachteilig ist der Summand „+1“. Vorteilhafterweise sind Uref und Uout immer positiv sind, so dass der Operationsverstärker mit einer unipolaren Versorgungsspannung von beispielsweise Ub = +5V betrieben werden kann.
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Der auf der rechten Seite dargestellte mit „B“ gekennzeichnete Ladungsverstärker 2 arbeitet als invertierender Verstärker. Für die Spannungsverstärkung gilt hier: Vu = –Z2/Z1 und für die Ausgangsspannung Uout ~ –C1/C2. Vorteilhaft ist der Wegfall des Summanden „+1“. Nachteilig ist, dass aus einer positiven Referenzspannung Uref eine negative Ausgangsspannung Uout entsteht, bzw. für eine positive Ausgangsspannung Uout eine negative Referenzspannung Uref notwendig ist. Da die handelsüblichen A/D-Wandler positive Eingangsspannungen benötigen, muss also wenigstens die Referenzspannung Uref negativ sein.
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Die 2 zeigt die wesentlichen Bestandteile einer ersten Ausführung des erfindungsgemäßen Drucksensors. Ein stromgesteuerter Oszillator, hier ein LTC6900 von Linear Technology arbeitet als Taktgeber 5. Er erzeugt ein Rechtecksignal. Zur Frequenzspreizung (FM) ist er mit einer Rauschquelle verbunden. Seine Frequenzstabilität und auch die Frequenzspreizung haben kaum Einfluss auf das Messergebnis, weil jede Änderung der Frequenz mit dem gleichen Faktor auf die beiden Impedanzen Z1 und Z2 einwirkt. Ihr Quotient bleibt dabei unverändert. So kann auf einen hochstabilen Quarzoszillator verzichtet werden.
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Die analogen Umschalter 4 (Multiplexer) vom Typ ADG749 von Analog Devices werden vorzugsweise mit einer Frequenz zwischen 1 und 4 MHz angesteuert. Sie verbinden die Messkapazität C1 abwechselnd mit dem invertierenden Verstärkereingang und Masse, während die Referenzkapazität C2 im selben Takt mit dem Verstärkerausgang und dem invertierenden Verstärkereingang verbunden wird. Selbstverständlich können Messkapazität 1 und Referenzkapazität 3 vertauscht werden, ohne den Erfindungsgedanken zu verlassen.
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Da beide Kapazitäten C1 und C2, ins besondere aber die Messkapazität C1 einseitig permanent mit Masse verbunden sind, ist die Anordnung besonders für eine Metallmembran geeignet, die als Bestandteil der Außenhülle des Gerätes vorteilhafterweise Massepotential führen sollte. Die Impedanzen Z1 und Z2 werden durch Ladungstransporte nachgebildet. Beim Umladen der Kapazität C2 wird Ladung vom Ausgang des Operationsverstärkers zum invertierenden Eingang transportiert. Beim Umladen der Kapazität C1 wird Ladung vom invertierenden Eingang zur Masse transportiert. So entsteht im Gegenkopplungszweig des Operationsverstärkers ein Spannungsteiler, dessen Impedanzverhältnis die Verstärkung der Referenzspannung bestimmt. Es handelt sich um geschaltete Messkondensatoren, die wegen ihres Ladungstransports virtuelle Widerstände darstellen. Diese werden allerdings nicht nur von den Kapazitäten bestimmt, sondern sind auch spannungs- und frequenzabhängig. Die Schaltung hat eine gewisse Ähnlichkeit mit einem Schaltkondensatorfilter (switched capacitor filter). Schaltkondensatorfilter wurden für schmalbandige abstimmbare Filter entwickelt und werden als integrierte Schaltung mit der Bezeichnung MF10 von National Semiconductor angeboten.
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Die Analogmultiplexer 4 sind für Frequenzen bis zu 10 MHz geeignet. Wegen Ihrer parasitären Kapazitäten Cs(OFF) = 7pF und Cd,Cs(ON) = 27pF erfordern sie allerdings größere Elektroden.
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Die 3a, 3b und 3c zeigen für wesentlich höhere Frequenzen und damit auch für kleinere Elektroden geeignete Schaltungen mit kapazitivarmen Schottky-Dioden von Agilent/Avago mit der Bezeichnung HSMS-282x als Ladungstransportschalter 4. Bei einer Sperrspannung von einigen Volt sinkt ihre parasitäre Kapazität deutlich unter 1pF. Da sie keinen separaten Steuereingang besitzen, müssen für einen Schalter immer symmetrische Anordnungen wie Diodenringe oder Brücken mit gegenläufiger Ansteuerung verwendet werden. Die gegenläufige Ansteuerung kann von einem Impulsübertrager (Trafo), aber auch von einem D-Flip-Flop mit Q und Q’ oder von zwei EXOR-Gattern erzeugt werden. Ein EXOR-Gatter wirkt hierbei als Inverter, während das andere EXOR-Gatter zum Laufzeitausgleich dient. So entstehen zwei exakt gegenläufige Steuersignale.
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Diese Schaltungen ersetzen den in der 3c gezeigten breitbandigen Impulsübertrager. Die Entkoppelkondensatoren Cs1 dienen zur galvanischen Trennung.
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Als Taktgeber 5 kommt ein in den 3a und 3b gezeigter kostengünstiger Relaxationsoszillator, aber auch ein stromgesteuerter LTC6900 von Linear Technology mit einem Frequenzbereich zwischen 1kHz und 20MHz in Frage. Eine von einem Mikrocontroller gesteuerte digitale Rauschquelle senkt die spektrale Energiedichte des Sendesignals. Das ist besonders für Geräte im Kunststoffgehäuse wichtig. Im Übrigen arbeitet die Schaltung wie oben beschrieben.
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Die 4 zeigt eine Schaltung mit Mikrowellentransistoren BFR92 und BFT92 von Philips bzw. Infineon mit einer Transitfrequenz von fT = 5GHz als Ladungstransportschalter 4.
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Die komplementären Emitterfolger erzeugen von der Frequenz und ihren kapazitiven Lasten C1 und C2 abhängige virtuelle Impedanzen Z1 und Z2. Diese bilden einen Spannungsteiler, der sich im Rückkopplungszweig des Ladungsverstärkers 2 befindet und so dessen Verstärkung bestimmt. Die durch einen Spannungsteiler gewonnene Referenzspannung Uref wird mit dem Quotienten der Kapazitäten C1 und C2 verstärkt. Es gilt: Uout = Uref·(C1/C2 + 1) Da die Frequenzstabilität keine Rolle spielt, kann als Taktgeber 5 ein mit dem Schmitt-Trigger-NAND-Gatter des Typs 74AC132 bestückte Relaxationsoszillator eingesetzt werden. Mit Hilfe der Torschaltung kann der Stromverbrauch der Schaltung gesenkt werden. Ein LTC6900 oder LTC6905 mit einer Frequenz von 17MHz bis 170MHz ist hier natürlich auch geeignet.
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Die 5 zeigt die Möglichkeit einer aktiven Abschirmung. Hier wurde die Schaltung aus 4 entsprechend ergänzt. Der unten angeordnete Operationsverstärker dient als Impedanzwandler. Er wirkt als niederohmige Quelle für die Referenzspannung. So erhalten die Schirmelektroden dasselbe Signal und befinden sich somit stets auf demselben Potential wie die innen liegende Messelektrode bzw. die Referenzelektrode. Die Auswerteschaltung kann räumlich von den Elektroden abgesetzt und damit thermisch entkoppelt werden.
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Außerdem beseitigt die Schirmelektrode Inhomogenitäten in den Randbereichen der Messelektrode und verhindert unerwünschte „Kapazitätsmessungen“ zur Sensorelektronik.
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Die Erfindung betrifft einen kapazitiven Drucksensor mit einer über einem Hohlraum befindlichen beweglichen Membran, die mit einer darunter liegenden Gegenelektrode eine Messkapazität 1 bildet. Die Messkapazität 1 ist über einen elektronischen Umschalter mit einem Ladungsverstärker 2 gekoppelt. Eine Referenzkapazität 3 ist ebenfalls mit dem Ladungsverstärker 2 verbunden. Die Referenzkapazität 3 ist von der Messaufgabe unbeeinflusst und hat idealerweise denselben Temperaturgang und etwa die gleiche Kapazität wie die Messkapazität 1. Die Messkapazität 1 und die Referenzkapazität 3 sind im Rückkopplungszweig des Ladungsverstärkers 2 angeordnet und bilden dort mit den Ladungstransportschaltern 4 einen virtuellen Spannungsteiler. Die virtuellen Impedanzen Z1 und Z2 werden durch Ladungstransporte erzeugt, indem die Kapazitäten C1 und C2 alternierend mit dem Verstärkerausgang und dem Verstärkereingang bzw. mit dem Verstärkereingang und Masse verbunden werden. Die dazu benötigten Ladungstransportschalter 4 werden von einem Taktgeber 5, d.h. von einen Rechteckgenerator und/oder einem Mikrocontroller gesteuert. Da der virtuelle Spannungsteiler die Verstärkung des Ladungsverstärkers 2 beeinflusst, entsteht ein vom Quotienten aus der Messkapazität 1 und der Referenzkapazität 2 abhängiges Ausgangssignal.
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In einer ersten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen kapazitiven Drucksensors weisen die Ladungstransportschalter 4 jeweils einen analogen Umschalter bzw. Multiplexer auf.
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In einer zweiten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen kapazitiven Drucksensors weisen die Ladungstransportschalter 4 Schaltdioden, insbesondere Schottky-Dioden auf. Diese sind vorteilhaft als Diodenring oder Diodenbrücke angeordnet.
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In einer dritten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen kapazitiven Drucksensors weisen die Ladungstransportschalter 4 komplementäre Transistoren, ins besondere Emitterfolger auf.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Messkapazität C1
- 2
- Ladungsverstärker
- 3
- Referenzkapazität C2
- 4
- Ladungstransportschalter, gesteuerter Hochfrequenzumschalter
- 5
- Taktgeber, Hochfrequenzgenerator
- Uref
- Referenzspannung
- Uout
- Ausgangsspannung
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102007062713 A1 [0002]
