Verschiedene Ausführungsbeispiele betreffen einen Schaltkreis zum Ansteuern eines Schalters in einem Schaltwandler.Various embodiments relate to a circuit for driving a switch in a switching converter.
Heutzutage werden Schaltwandler/Schaltnetzteile mit einer Leistungsfaktorkorrektur ausgestattet, um die Geräte dahingehend zu optimieren, dass sie die bereitgestellte Leistung optimal ausnutzen. Generell hat ein schlechter Leistungsfaktor, d. h. eine hohe Aufnahme der Blindleistung, bei Elektrogeräten zur Folge, dass mehr Effektivstrom als eigentlich benötigt geliefert werden muss.Nowadays, switching converters / switching power supplies are equipped with a power factor correction to optimize the devices in such a way that they make the best possible use of the provided power. In general, a poor power factor, i. H. a high acceptance of the reactive power, with electrical appliances the result is that more RMS current than actually needed must be supplied.
Für gewöhnlich weisen Schaltnetzteile mit Leistungsfaktorkorrektur eine duale Regelkreisstruktur auf, nämlich einen äußeren Spannungsregelkreis und einen inneren Stromregelkreis. Der äußere Spannungsregelkreis kann dazu verwendet werden, um die Gleichspannung, welche vom Schaltnetzteil ausgegeben wird, auf einem vorbestimmten Wert zu halten, beispielsweise 400 V. Der Ausgangswert des äußeren Spannungsregelkreises kann den Leistungsbedarf angeschlossener Lasten widerspiegeln. Wenn dieser Ausgangswert mit einem Synchronisationssignal multipliziert wird, kann so das Referenzsignal für den inneren Stromregelkreis erhalten werden. Das Synchronisationssignal entspricht üblicherweise einem gleichgerichteten Sinussignal und ist in Phase mit der Eingangsspannung, welche dem Schaltnetzteil zugeführt wird. Die Aufgabe des inneren Stromregelkreises besteht darin, den Eingangsstrom in das Schaltnetzteil so zu formen, dass dieser eine möglichst reine sinusförmige Wellenform aufweist und zudem in Phase mit der Wechselspannung ist, welche am Eingang des Schaltnetzteils anliegt. Ziel dieser Maßnahme ist die Optimierung des Leistungsfaktors, welcher möglichst nahe bei eins liegen sollte.Typically, power factor correction switching power supplies have a dual loop structure, namely, an external voltage control loop and an internal current loop. The external voltage control loop may be used to maintain the DC voltage output by the switching power supply at a predetermined value, for example 400V. The output value of the external voltage control loop may reflect the power requirements of connected loads. When this output value is multiplied by a synchronization signal, the reference signal for the inner current control circuit can be obtained. The synchronization signal usually corresponds to a rectified sine signal and is in phase with the input voltage which is supplied to the switching power supply. The task of the inner current control circuit is to form the input current into the switching power supply so that it has a sinusoidal waveform as pure as possible and is also in phase with the AC voltage, which is applied to the input of the switching power supply. The goal of this measure is the optimization of the power factor, which should be as close to one as possible.
Ein bekanntes Problem bei der Leistungsfaktorkorrektur, welches beispielsweise bei Aufwärtswandlern auftreten kann, besteht darin, dass die vom Schaltnetzteil ausgegebene Gleichspannung im Falle einer 50 Hz Versorgungsnetzspannung Oberschwingungen mit einer Frequenz von 100 Hz (erste Oberschwingung zur Grundschwingung) oder im Falle einer 60 Hz Versorgungsnetzspannung Oberschwingungen mit einer Frequenz von 120 Hz aufweisen kann. Diese erste Oberschwingung sollte aus dem Spannungsregelkreis eliminiert werden, so dass dieser ein „sauberes” Referenzsignal für den Stromregelkreises bereitstellen kann. Da diese erste Oberschwingung mit der doppelten Frequenz der Grundschwingung eine sehr niedrige Frequenzkomponente darstellt, kann sie nicht einfach herausgefiltert werden, ohne dass dabei an der Regelbandbreite des Spannungsregelkreises eingebüßt wird. Bei einem Tiefpassfilter, welcher eine entsprechend gute Unterdrückung von Frequenzen im Bereich von 100 Hz bereitstellt, wäre mit einer Grenzfrequenz im Bereich von etwa 10 Hz bis 20 Hz zu rechnen, welche dann auch ungefähr als obere Schranke für die Regelbandbreite des Gesamtregelkreises angesehen werden kann.A known power factor correction problem that can arise with boost converters, for example, is that the DC voltage output from the switch mode power supply will oscillate at a frequency of 100 Hz (first harmonic to fundamental) in the case of a 50 Hz supply voltage, or harmonics in the case of a 60 Hz supply voltage with a frequency of 120 Hz. This first harmonic should be eliminated from the voltage control loop so that it can provide a "clean" reference signal to the current loop. Since this first harmonic at twice the fundamental frequency is a very low frequency component, it can not simply be filtered out without sacrificing the control bandwidth of the voltage control loop. In a low-pass filter, which provides a correspondingly good suppression of frequencies in the range of 100 Hz, could be expected with a cutoff frequency in the range of about 10 Hz to 20 Hz, which can then also be considered as an upper bound for the control bandwidth of the overall control loop.
Ein weiteres Problem kann sich im Zusammenhang mit dem Regeln des Eingangsstromes ergeben. Bei den meisten Leistungsfaktorkorrektur-Anwendungen wird davon ausgegangen, dass die Eingangsspannung ein reines 50 Hz oder 60 Hz monofrequentes Sinussignal ist, ohne jegliche Verzerrungen oder Störungen in Form von beigemischten anderen Frequenzkomponenten. Die bereitgestellte Wechselspannung aus dem Versorgungsnetz kann jedoch beispielsweise in Fabriken und Labors, welche mit einer Vielfalt von Hochleistungs-Elektronikgeräten ausgestattet sind, von einer reinen sinusförmigen Wellenform abweichen und mit Störfrequenzen verunreinigt sein, etwa mit höheren Harmonischen, beispielsweise mit geraden Oberschwingungen zweiter, vierter und/oder sechster Ordnung (d. h. ungeraden Harmonischen dritter, fünfter und/oder siebter Ordnung). In einer solchen Wechselspannungsumgebung kann die Funktionsweise existierender Leistungsfaktorkorrektur-ICs (IC: integrated circuit – integrierter Schaltkreis) beeinträchtigt sein, so dass womöglich keine ausreichend niedrige gesamte harmonische Verzerrung (total harmonic distortion, THD) des Eingangsstromes bei einem Leistungsfaktor von eins erreicht werden kann. Demzufolge können entsprechende Schaltwandler/Schaltnetzteile auf dem Markt geforderten Standards nicht genügen, beispielsweise den Anforderungen der Klasse D des IEC-Standards (International Electrotechnical Commission – internationale elektrotechnische Kommission).Another problem may arise in connection with the regulation of the input current. Most Power Factor Correction applications assume that the input voltage is a pure 50 Hz or 60 Hz monofrequency sinewave signal, without any distortion or distortion in the form of other frequency components being mixed. However, the supplied AC supply voltage may, for example, in plants and laboratories equipped with a variety of high power electronic devices, deviate from a pure sinusoidal waveform and be contaminated with spurious frequencies, such as higher harmonics, such as even harmonics, second, fourth and third or sixth order (ie third, fifth and / or seventh order odd harmonics). In such an AC environment, the operation of existing power integrated circuit (IC) ICs may be compromised, so that a sufficiently low total harmonic distortion (THD) of the input current may not be achieved at a power factor of one. As a result, corresponding switching converters / switched-mode power supplies can not meet the standards required by the market, for example the requirements of class D of the IEC standard (International Electrotechnical Commission).
Gemäß dem Stand der Technik kann die erste Oberschwingung in der Ausgangsspannung eines Schaltwandlers/Schaltnetzteils eliminiert werden, indem ein Tiefpassfilter erster Ordnung zur Anwendung kommt, so dass im Falle einer 50 Hz Versorgungsnetzspannung die erste Oberschwingung bei 100 Hz herausgefiltert werden kann. Das Hinzufügen eines Tiefpassfilters kann jedoch die verfügbare Regelbandbreite des äußeren Spannungsregelkreises erheblich reduzieren, beispielsweise auf etwa 10 Hz bis 20 Hz. Im Ergebnis kann dadurch das dynamische/transiente Antwortverhalten des Gesamtsystems sehr langsam sein. Anders ausgedrückt kann der Dynamikbereich sehr klein sein.According to the prior art, the first harmonic in the output voltage of a switching converter / switching power supply can be eliminated by using a first-order low-pass filter so that in the case of a 50 Hz power supply voltage the first harmonic can be filtered out at 100 Hz. However, the addition of a low-pass filter can significantly reduce the available control bandwidth of the outer voltage control loop, for example to about 10 Hz to 20 Hz. As a result, the dynamic / transient response of the overall system can be very slow. In other words, the dynamic range can be very small.
Um das dynamische/transiente Antwortverhalten zu verbessern, kann der Tiefpassfilter beispielsweise durch einen Notch-Filter (Kerbfilter) zweiten Grades ersetzt werden, welcher im Falle einer 50 Hz Versorgungsnetzspannung die zweite Harmonische bei 100 Hz herausfiltern kann, ohne dass die Regelungsbandbreite beeinträchtigt wird. Der Notch-Filter erfordert jedoch ein aufwändiges Konstruktions- und/oder Designverfahren, um die Abtastfrequenz und die Feedback-Parameter des Notch-Filters korrekt einzustellen, was keineswegs eine einfache Aufgabe ist.In order to improve the dynamic / transient response behavior, the low-pass filter can be replaced, for example, by a notch (second notch) filter which, in the case of a 50 Hz supply voltage, can filter out the second harmonic at 100 Hz, without the Control bandwidth is impaired. However, the notch filter requires a sophisticated design and / or design process to properly adjust the sampling frequency and feedback parameters of the notch filter, which is by no means a simple task.
Für Leistungsfaktorkorrektur-Schaltkreise, welche unter nicht idealen Umgebungsbedingungen arbeiten, also etwa bei verzerrten oder mit Störungen versehenen Versorgungswechselspannungen, gibt es bis dato keinen kommerziell verfügbaren Leistungsfaktorkorrektur-IC, welcher das eben angesprochene Verzerrungsproblem des Eingangsstromes lösen kann. Generell hängt der Grad der Verzerrung des Eingangsstromes von der Qualität, also etwa der Signalreinheit, der Eingangswechselspannung des Schaltwandlers/Schaltnetzteils ab.For power factor correction circuits operating under non-ideal environmental conditions, such as distorted or noisy AC supply voltages, there is no commercially available power factor correction IC available which can solve the distortion problem of the input current just discussed. In general, the degree of distortion of the input current depends on the quality, that is about the signal purity, the AC input voltage of the switching converter / switching power supply.
Unter Betracht des oben Gesagten wäre es also wünschenswert einen Schaltkreis und/oder eine Verfahren bereitzustellen, mit dem die beschriebenen Probleme im Hinblick auf den äußeren Spannungsregelkreis und den inneren Stromregelkreis gelöst werden können.In view of the above, it would be desirable to provide a circuit and / or method that can solve the described problems with respect to the external voltage control loop and the internal current loop.
In verschiedenen Ausführungsbeispielen wird ein Schaltkreis zum Ansteuern eines Schalters in einem Schaltwandler bereitgestellt, wobei der Schaltkreis aufweisen kann: einen Detektionsschaltkreis, welcher eingerichtet sein kann, eine anliegende Eingangsspannung mit einem vorgegebenen Spannungswert zu vergleichen und ein Pulssignal zu erzeugen, wenn die Eingangsspannung unter den vorgegebenen Spannungswert fällt; einen Signalerzeugungsschaltkreis, welcher an den Detektionsschaltkreis gekoppelt ist und eingerichtet sein kann, auf Basis der von dem Detektionsschaltkreis erzeugten Pulssignale ein Synchronisationssignal zu erzeugen; und einen Steuerungsschaltkreis, welcher eingerichtet sein kann, auf Basis des Synchronisationssignals ein Steuersignal für den Schalter bereitzustellen.In various embodiments, a circuit is provided for driving a switch in a switching converter, the circuit comprising: a detection circuit which may be configured to compare an applied input voltage with a predetermined voltage value and generate a pulse signal when the input voltage is below the predetermined one Voltage value drops; a signal generation circuit coupled to the detection circuit and configured to generate a synchronization signal based on the pulse signals generated by the detection circuit; and a control circuit that may be configured to provide a control signal to the switch based on the synchronization signal.
Gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann es sich bei dem Schaltwandler (auch als Schaltnetzteil bezeichnet) um einen Schaltkreis handeln, welcher aus einer Eingangsspannung, die eine (ungeregelte) Gleich- oder Wechselspannung sein kann eine geregelte Gleichspannung bereitstellen kann. Dabei kann der zugrunde liegende Schaltwandler mindestens einen Schalter aufweisen, welcher einen Stromfluss im Schaltwandler steuern kann. Der Schaltwandler kann dabei eine galvanisch isolierte Topologie aufweisen und beispielsweise als ein Eintaktdurchflusswandler, ein Gegentaktdurchflusswandler oder ein Sperrwandler eingerichtet sein oder er kann eine galvanisch nicht isolierte Topologie aufweisen und beispielsweise als ein Aufwärtswandler oder ein Abwärtswandler eingerichtet sein. Jedoch kann der Schaltwandler auch eine andere Topologie als die soeben beispielhaft aufgezählten aufweisen.According to various embodiments, the switching converter (also referred to as switching power supply) may be a circuit which can provide a regulated DC voltage from an input voltage, which may be a (unregulated) DC or AC voltage. In this case, the underlying switching converter having at least one switch which can control a current flow in the switching converter. The switching converter can have a galvanically isolated topology and can be configured, for example, as a single-ended flow converter, a push-pull flow converter or a flyback converter or it can have a galvanically non-isolated topology and be configured, for example, as an up-converter or a down-converter. However, the switching converter may also have a different topology than those just enumerated by way of example.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann die Eingangsspannung eine gleichgerichtete Wechselspannung sein.According to further embodiments of the circuit, the input voltage may be a rectified AC voltage.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Abtastschaltkreis aufweisen, welcher zwischen einen Eingang des Schaltkreises und den Detektionsschaltkreis verschaltet ist und eingerichtet ist, die anliegende Eingangsspannung abzutasten. Der Abtastschaltkreis kann zum Bereitstellen einer Analog-Digital-Wandlung verwendet werden.According to further embodiments, the circuit may further comprise a sampling circuit which is connected between an input of the circuit and the detection circuit and is adapted to sample the applied input voltage. The sampling circuit may be used to provide analog-to-digital conversion.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann der Abtastschaltkreis ein Abtast-Halte-Glied aufweisen, beispielsweise ein Abtast-Halte-Glied nullter Ordnung.According to further embodiments of the circuit, the sampling circuit may comprise a sample and hold circuit, for example a zero-order sample-and-hold gate.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann der Detektionsschaltkreis einen Komparator aufweisen, welcher eingerichtet ist, die anliegende Eingangsspannung mit dem vorgegebenen Spannungswert zu vergleichen. Der Komparator kann hierbei beispielsweise die Rolle eines Schwellenwertdetektors übernehmen, wobei er detektieren kann, wann die anliegende Spannung unter die Schwelle fällt, welche durch den vorgegebenen Spannungswert definiert ist.According to further embodiments of the circuit, the detection circuit may comprise a comparator which is adapted to compare the applied input voltage with the predetermined voltage value. The comparator can take on the role of a threshold detector, for example, where it can detect when the applied voltage falls below the threshold, which is defined by the predetermined voltage value.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann der Signalerzeugungsschaltkreis eingerichtet sein, ein gleichgerichtetes Sinussignal als das Synchronisationssignal zu erzeugen.According to further embodiments of the circuit, the signal generation circuit may be configured to generate a rectified sine signal as the synchronization signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann der Signalerzeugungsschaltkreis eingerichtet sein, ein Synchronisationssignal zu erzeugen, dessen Periodendauer einem zeitlichen Abstand von zwei aufeinanderfolgenden Pulssignalen entspricht.According to further embodiments of the circuit, the signal generating circuit may be configured to generate a synchronization signal whose period corresponds to a time interval of two consecutive pulse signals.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann die Periodendauer des Synchronisationssignals gleich sein der Periodendauer der Eingangsspannung. Die Eingangsspannung kann beispielsweise die üblichen Versorgungsnetzfrequenzen von 50 Hz oder 60 Hz aufweisen.According to further embodiments of the circuit, the period of the synchronization signal may be equal to the period of the input voltage. The input voltage may, for example, have the usual mains supply frequencies of 50 Hz or 60 Hz.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Integrator aufweisen, welcher zwischen dem Detektionsschaltkreis und dem Signalerzeugungsschaltkreis verschaltet ist und eingerichtet ist, die Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Pulssignalen zu integrieren, um ein Rampensignal zu erzeugen; und wobei der Steuerungsschaltkreis eingerichtet sein kann, auf Basis des Rampensignals das Steuersignal für den Schalter bereitzustellen.According to further embodiments, the circuit may further comprise an integrator connected between the detection circuit and the signal generation circuit and arranged to integrate the time between two consecutive pulse signals to generate a ramp signal; and wherein the control circuit may be configured based the ramp signal to provide the control signal for the switch.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann der Integrator derart eingerichtet sein, dass das Rampensignal zurückgesetzt wird, wenn er von dem Detektionsschaltkreis das Pulssignal empfängt.According to further embodiments of the circuit, the integrator may be arranged to reset the ramp signal when receiving the pulse signal from the detection circuit.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann der Signalerzeugungsschaltkreis eine Wertetabelle gespeichert haben und eingerichtet sein, auf Basis der Wertetabelle aus dem Rampensignal das Synchronisationssignal zu erzeugen.According to further embodiments of the circuit, the signal generation circuit may have stored a value table and be configured to generate the synchronization signal from the ramp signal based on the value table.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Treiberschaltkreis aufweisen, welcher an den Steuerungsschaltkreis gekoppelt ist und eingerichtet ist, auf Basis des Steuersignals ein Ansteuersignal für den Schalter zu erzeugen.According to further embodiments, the circuit may further comprise a driver circuit coupled to the control circuit and configured to generate a drive signal for the switch based on the control signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann das Ansteuersignal ein pulsweitenmoduliertes Signal sein.According to further embodiments of the circuit, the drive signal may be a pulse width modulated signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen ersten Teil-Schaltkreis aufweisen, welcher eingerichtet sein kann an seinem Ausgang ein Summensignal aus einem an seinem ersten Eingang anliegenden Signal und aus einem an seinem zweiten Eingang anliegenden Signal bereitzustellen, wobei der erste Eingang an den Steuerungsschaltkreis gekoppelt ist und der Ausgang an den Treiberschaltkreis gekoppelt ist. Der erste Teil-Schaltkreis kann beispielsweise als ein Addierer eingerichtet sein.According to further embodiments, the circuit may further comprise a first sub-circuit, which may be configured at its output to provide a sum signal from a signal applied to its first input and from a signal applied to its second input, the first input being coupled to the control circuit is and the output is coupled to the driver circuit. The first sub-circuit may, for example, be configured as an adder.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Anpassungsschaltkreis aufweisen, welcher an den zweiten Eingang des ersten Teil-Schaltkreises gekoppelt ist und eingerichtet sein kann, ein Anpassungssignal zum Anpassen des Steuersignals zu erzeugen auf Basis eines Verhältnisses aus der im Schaltwandler anliegenden Eingangsspannung und einer Ausgangsspannung des Schaltwandlers.According to further embodiments, the circuit may further comprise a matching circuit coupled to the second input of the first sub-circuit and configured to generate a matching signal for adjusting the control signal based on a ratio of the input voltage applied in the switching converter and an output voltage of the control circuit switching converter.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Multiplizierschaltkreis aufweisen, welcher zwischen den Signalerzeugungsschaltkreis und den Steuerungsschaltkreis verschaltet ist und eingerichtet ist, das Synchronisationssignal mit einem Stellsignal zu multiplizieren.According to further embodiments, the circuit may further comprise a multiplier circuit, which is connected between the signal generating circuit and the control circuit and is arranged to multiply the synchronization signal with a control signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen zweiten Teil-Schaltkreis aufweisen, dessen erster Eingang an einen Ausgang des Multiplizierschaltkreises gekoppelt ist, dessen Ausgang an den Steuerungsschaltkreis gekoppelt ist und der eingerichtet ist, an seinem zweiten Eingang ein Signal zu empfangen, welches den durch den Schaltwandler fließenden Strom repräsentiert und an seinem Ausgang ein Differenzsignal der beiden Eingangssignale auszugeben. Der zweite Teil-Schaltkreis kann als ein Subtrahier-Schaltkreis eingerichtet sein.According to further embodiments, the circuit may further comprise a second sub-circuit whose first input is coupled to an output of the multiplier circuit, the output of which is coupled to the control circuit and which is adapted to receive at its second input a signal corresponding to that through the Switching converter represents flowing current and output at its output a differential signal of the two input signals. The second sub-circuit may be configured as a subtracting circuit.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner aufweisen: einen Eingang, welchem als Eingangssignal eine Ausgangsspannung des Schaltwandlers zuführbar ist; einen Verzögerungsschaltkreis, welcher eingerichtet ist, das ihm zugeführte Signal, welches abhängig ist von dem Eingangssignal, um eine Zeit zu verzögern, die einer Hälfte einer Periodendauer einer Störschwingung im Eingangssignal entspricht, so dass ein verzögertes Eingangssignal erzeugt wird; einen dritten Teil-Schaltkreis, welcher eingerichtet ist, das verzögerte Eingangssignal und das Eingangssignal zu addieren, so dass ein zusammengefasstes Eingangssignal ausgegeben wird; und einen vierten Teil-Schaltkreis, welcher an den ersten Teil-Schaltkreis gekoppelt ist und eingerichtet ist, von einem Sollwertsignal der Ausgangsspannung des Schaltwandlers das zusammengefasste Eingangssignal zu subtrahieren und das Stellsignal auszugegeben (bereitzustellen). Der dritte Teil-Schaltkreis kann als Addierer eingerichtet sein, der vierte Teil-Schaltkreis kann als Subtrahier-Schaltkreis eingerichtet sein.According to further embodiments, the circuit may further comprise: an input to which an output voltage of the switching converter is supplied as an input signal; a delay circuit configured to delay the signal applied thereto which is dependent on the input signal to delay a time corresponding to one-half of a period of a spurious oscillation in the input signal, thereby generating a delayed input signal; a third sub-circuit configured to add the delayed input signal and the input signal to output a composite input signal; and a fourth sub-circuit coupled to the first sub-circuit and configured to subtract the composite input signal from a setpoint signal of the output voltage of the switching converter and output the control signal. The third sub-circuit may be configured as an adder, the fourth sub-circuit may be configured as a subtracting circuit.
In verschiedenen Ausführungsbeispielen wird ferner eine Schaltkreisanordnung bereitgestellt, aufweisend einen Schaltwandler mit mindestens einem Schalter, welcher eingerichtet ist, einen Stromfluss durch den Schaltwandler zuzulassen, und einen mit dem Schaltwandler gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen gekoppelten Schaltkreis, wobei der Schaltkreis an den Schalter gekoppelt ist, so dass dieser auf Basis des Steuersignals angesteuert wird.In various embodiments, there is further provided a circuit arrangement comprising a switching converter having at least one switch configured to allow current to flow through the switching converter and a switching circuit coupled to the switching converter according to various embodiments, wherein the circuit is coupled to the switch such that this is controlled on the basis of the control signal.
In verschiedenen Ausführungsbeispielen wird ein Verfahren zum Bereitstellen eines Steuersignals für einen Schalter in einem Schaltwandler bereitgestellt, wobei das Verfahren aufweisen kann: Ermitteln einer im Schaltwandler anliegenden Spannung; Vergleichen der im Schaltwandler anliegenden Spannung mit einem vorgegebenen Spannungswert; Erzeugen eines Pulssignals, wenn ermittelt wird, dass die im Schaltwandler anliegende Spannung unter den vorgegebenen Spannungswert fällt; Erzeugen eines Synchronisationssignals auf Basis der erzeugten Pulssignale; und Erzeugen eines Steuersignals für den Schalter auf Basis des Synchronisationssignals.In various embodiments, there is provided a method of providing a control signal to a switch in a switching converter, the method comprising: determining a voltage present in the switching converter; Comparing the voltage present in the switching converter with a predetermined voltage value; Generating a pulse signal when it is determined that the voltage applied in the switching converter voltage falls below the predetermined voltage value; Generating a synchronization signal based on the generated pulse signals; and generating a control signal for the switch based on the synchronization signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann die im Schaltwandler anliegende Spannung eine gleichgerichtete Eingangsspannung des Schaltwandlers sein.According to further embodiments of the method, the voltage applied to the switching converter Voltage be a rectified input voltage of the switching converter.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Ermitteln der im Schaltwandler anliegenden Spannung ein Abtasten eines Wertes der im Schaltwandler anliegenden Spannung und ein Halten des abgetasteten Wertes aufweisen.According to further exemplary embodiments of the method, the determination of the voltage present in the switching converter can comprise a sampling of a value of the voltage present in the switching converter and a holding of the sampled value.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Erzeugen des Synchronisationssignals das Erzeugen eines gleichgerichteten Sinussignals aufweisen.According to further embodiments of the method, generating the synchronization signal may comprise generating a rectified sine signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das gleichgerichtete Sinussignal eine Periodendauer aufweisen, welche einem zeitlichen Abstand zweier aufeinanderfolgender Pulssignale entspricht.According to further embodiments of the method, the rectified sine signal may have a period which corresponds to a time interval between two successive pulse signals.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Erzeugen des Synchronisationssignals ein Erzeugen eines Rampensignals aufweisen.According to further embodiments of the method, generating the synchronization signal may comprise generating a ramp signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Rampensignal von dem Pulssignal zurückgesetzt werden.According to further embodiments of the method, the ramp signal may be reset from the pulse signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Synchronisationssignal aus dem Rampensignal unter Verwendung einer Wertetabelle erzeugt werden.According to further embodiments of the method, the synchronization signal may be generated from the ramp signal using a look-up table.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Steuersignal gebildet werden, indem von dem Synchronisationssignal ein Signal subtrahiert wird, welches einem durch den Schaltwandler fließenden Strom entspricht.According to further embodiments of the method, the control signal can be formed by subtracting from the synchronization signal a signal which corresponds to a current flowing through the switching converter.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann das Verfahren ferner Erzeugen eines Ansteuersignals für den Schalter auf Basis des Steuersignals aufweisen.According to further embodiments, the method may further comprise generating a drive signal for the switch based on the control signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Ansteuersignal gebildet werden, indem das Steuersignal gemäß einem Verhältnis aus der gleichgerichteten Eingangsspannung im Schaltwandlers und dessen Ausgangsspannung angepasst wird.According to further embodiments of the method, the drive signal can be formed by adjusting the control signal according to a ratio of the rectified input voltage in the switching converter and its output voltage.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Ansteuersignal ein pulsweitenmoduliertes Signal aufweisen.According to further embodiments of the method, the drive signal may comprise a pulse width modulated signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann das Verfahren ferner Anpassen der Amplitude des Synchronisationssignals gemäß einem Stellsignal aufweisen, welches aus einer Differenz zwischen einem Sollwert der Ausgangsspannung und dem aktuellen Wert der Ausgangsspannung des Schaltwandlers gebildet wird.According to further embodiments, the method may further comprise adjusting the amplitude of the synchronization signal according to a control signal, which is formed from a difference between a desired value of the output voltage and the current value of the output voltage of the switching converter.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann ein Erzeugen des Stellsignals aufweisen: Ermitteln eines Ausgangsspannungssignals auf Basis einer Ausgangsspannung des Schaltwandlers; Verzögern des Ausgangsspannungssignals um eine Zeitdauer, die einer Hälfte einer Periodendauer einer Störschwingung des Ausgangsspannungssignals entspricht; Addieren des verzögerten Ausgangsspannungssignals zu dem Ausgangsspannungssignal, so dass ein zusammengefasstes Ausgangsspannungssignal bereitgestellt wird; Subtrahieren des zusammengefassten Ausgangsspannungssignals von einem Sollwertsignal der Ausgangsspannung des Schaltwandlers, so dass das Stellsignal bereitgestellt wird.According to further embodiments of the method, generating the actuating signal may comprise: determining an output voltage signal based on an output voltage of the switching converter; Delaying the output voltage signal by a period corresponding to one-half of a period of a parasitic oscillation of the output voltage signal; Adding the delayed output voltage signal to the output voltage signal to provide a composite output voltage signal; Subtracting the combined output voltage signal from a setpoint signal of the output voltage of the switching converter, so that the actuating signal is provided.
In verschiedenen weiteren Ausführungsbeispielen wird ein Schaltkreis zum Ansteuern eines Schalters in einem Schaltwandler bereitgestellt, wobei der Schaltkreis aufweisen kann: einen Eingang, welchem als Eingangssignal eine Ausgangsspannung des Schaltwandlers zuführbar ist; einen Verzögerungsschaltkreis, welcher eingerichtet sein kann, das ihm zugeführte Signal, welches abhängig ist von dem Eingangssignal, um eine Zeit zu verzögern, die einer Hälfte einer Periodendauer einer Störschwingung im Eingangssignal entspricht, so dass ein verzögertes Eingangssignal erzeugt wird; einen ersten Teil-Schaltkreis, welcher eingerichtet sein kann, das verzögerte Eingangssignal und das Eingangssignal zu addieren, so dass ein zusammengefasstes Eingangssignal ausgegeben wird; einen zweiten Teil-Schaltkreis, welcher an den ersten Teil-Schaltkreis gekoppelt ist und eingerichtet sein kann, von einem Sollwertsignal der Ausgangsspannung des Schaltwandlers das zusammengefasste Eingangssignal zu subtrahieren und ein Stellsignal auszugegeben; und einen Steuerungsschaltkreis, welcher eingerichtet ist, auf Basis des Stellsignals ein Steuersignal für den Schalter bereitzustellen. Der erste Teil-Schaltkreis kann als Addierer eingerichtet sein, der zweite Teil Schaltkreis kann als Subtrahier-Schaltkreis eingerichtet sein.In various other embodiments, a circuit for driving a switch is provided in a switching converter, wherein the circuit may comprise: an input to which an output voltage of the switching converter is supplied as an input signal; a delay circuit, which may be configured to delay the signal supplied thereto, which is dependent on the input signal, to delay a time corresponding to one-half of a period of a spurious oscillation in the input signal, so that a delayed input signal is generated; a first sub-circuit which may be configured to add the delayed input signal and the input signal to output a composite input signal; a second sub-circuit coupled to the first sub-circuit and configured to subtract the composite input signal from a reference signal of the output voltage of the switching converter and output an actuating signal; and a control circuit configured to provide a control signal to the switch based on the control signal. The first sub-circuit may be configured as an adder, the second sub-circuit may be configured as a subtracting circuit.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Skalierungsschaltkreis aufweisen, welcher eingerichtet ist, die Amplitude des Eingangssignals zu skalieren, so dass ein skaliertes Eingangssignal erzeugt wird und dem Verzögerungsschaltkreis zugeführt wird, wobei der Verzögerungsschaltkreis eingerichtet sein kann, das skalierte Eingangssignal um die Zeit zu verzögern und dadurch ein verzögertes skaliertes Eingangssignal zu bilden, wobei der erste Teil-Schaltkreis eingerichtet sein kann, das verzögerte skalierte Eingangssignal und das Eingangssignal zu addieren.According to further embodiments, the circuit may further comprise a scaling circuit configured to scale the amplitude of the input signal so that a scaled input signal is generated and supplied to the delay circuit, wherein the delay circuit may be configured to delay the scaled input signal by the time and thereby form a delayed scaled input signal, wherein the first sub-circuit may be configured to add the delayed scaled input signal and the input signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann der Skalierungsschaltkreis eingerichtet sein, die Amplitude des Eingangssignals zu halbieren. According to further embodiments of the circuit, the scaling circuit may be configured to halve the amplitude of the input signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Abtastschaltkreis aufweisen, welcher zwischen den Eingang und den Skalierungsschaltkreis geschaltet ist und eingerichtet ist, das Eingangssignal abzutasten und das abgetastete Eingangssignal dem ersten Teil-Schaltkreis und dem Verzögerungsschaltkreis bereitstellen. Der Abtastschaltkreis kann zum Bereitstellen einer Analog-Digital-Wandlung verwendet werden.According to further embodiments, the circuit may further comprise a sense circuit connected between the input and the scaling circuit and configured to sample the input signal and provide the sampled input signal to the first sub-circuit and the delay circuit. The sampling circuit may be used to provide analog-to-digital conversion.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann der Abtastschaltkreis ein Abtast-Halte-Glied aufweisen, beispielsweise ein Abtast-Halte-Glied nullter Ordnung.According to further embodiments of the circuit, the sampling circuit may comprise a sample and hold circuit, for example a zero-order sample-and-hold gate.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann es sich bei der Störschwingung im Eingangssignal um eine erste Oberschwingung handeln.According to further embodiments of the circuit, the spurious vibration in the input signal may be a first harmonic.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Regler aufweisen, welcher zwischen dem zweiten Teil-Schaltkreis und dem Steuerungsschaltkreis verschaltet ist und eingerichtet ist, aus dem Stellsignal ein geregeltes Stellsignal zu erzeugen.According to further embodiments, the circuit may further comprise a regulator, which is connected between the second sub-circuit and the control circuit and is adapted to generate from the control signal, a regulated control signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann der Regler als ein Proportional-Integral-Regler eingerichtet sein.According to further embodiments of the circuit, the controller may be configured as a proportional-integral controller.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Treiberschaltkreis aufweisen, welcher an den Steuerungsschaltkreis gekoppelt ist und eingerichtet ist, auf Basis des Steuersignals ein Ansteuersignal für den Schalter zu erzeugen.According to further embodiments, the circuit may further comprise a driver circuit coupled to the control circuit and configured to generate a drive signal for the switch based on the control signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Schaltkreises kann das Ansteuersignal ein pulsweitenmoduliertes Signal sein.According to further embodiments of the circuit, the drive signal may be a pulse width modulated signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis einen dritten Teil-Schaltkreis aufweisen, welcher eingerichtet sein kann an seinem Ausgang ein Summensignal aus einem an seinem ersten Eingang anliegenden Signal und aus einem an seinem zweiten Eingang anliegenden Signal zu bilden, wobei der erste Eingang an den Steuerungsschaltkreis gekoppelt ist und der Ausgang an den Treiberschaltkreis gekoppelt ist. Der dritte Teil-Schaltkreis kann als Addierer eingerichtet sein.According to further embodiments, the circuit may comprise a third sub-circuit which may be configured at its output to form a sum signal from a signal applied to its first input and from a signal applied to its second input, the first input being coupled to the control circuit is and the output is coupled to the driver circuit. The third sub-circuit may be configured as an adder.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Anpassungsschaltkreis aufweisen, welcher an den zweiten Eingang des dritten Teil-Schaltkreises gekoppelt ist und eingerichtet ist, ein Anpassungssignal zum Anpassen des Steuersignals zu erzeugen auf Basis eines Verhältnisses aus der im Schaltwandler anliegenden Spannung und einer Ausgangsspannung des Schaltwandlers.According to further embodiments, the circuit may further comprise a matching circuit coupled to the second input of the third sub-circuit and configured to generate a matching signal for adjusting the control signal based on a ratio of the voltage applied in the switching converter and an output voltage of the switching converter ,
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen Multiplizierschaltkreis aufweisen, welcher zwischen den zweiten Teil-Schaltkreis und den Steuerungsschaltkreis geschaltet ist und eingerichtet ist, das Stellsignal mit einem Synchronisationssignal zu multiplizieren.According to further embodiments, the circuit may further comprise a multiplier circuit which is connected between the second sub-circuit and the control circuit and is arranged to multiply the control signal with a synchronization signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreis ferner einen vierten Teil-Schaltkreis aufweisen, dessen erster Eingang an den Ausgang des Multiplizierschaltkreises gekoppelt ist, dessen Ausgang an den Steuerungsschaltkreis gekoppelt ist und der eingerichtet ist, an seinem zweiten Eingang ein Signal zu empfangen, welches den durch den Schaltwandler fließenden Strom repräsentiert, und an seinem Ausgang ein Differenzsignal der beiden Eingangssignale auszugeben. Der vierte Teil-Schaltkreis kann als Subtrahier-Schaltkreis eingerichtet sein.According to further embodiments, the circuit may further comprise a fourth sub-circuit whose first input is coupled to the output of the multiplier circuit, whose output is coupled to the control circuit and which is arranged to receive at its second input a signal corresponding to that through the Switching converter represents current flowing, and output at its output a differential signal of the two input signals. The fourth sub-circuit may be configured as a subtracting circuit.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann der Schaltkreises ferner einen Detektionsschaltkreis, welcher eingerichtet sein kann, eine anliegende Eingangsspannung mit einem vorgegebenen Spannungswert zu vergleichen und ein Pulssignal zu erzeugen, wenn die Eingangsspannung unter den vorgegebenen Spannungswert fällt, und einen Signalerzeugungsschaltkreis aufweisen, welcher an den Detektionsschaltkreis gekoppelt ist und eingerichtet ist, auf Basis der von dem Detektionsschaltkreis erzeugten Pulssignale das Synchronisationssignal zu erzeugen.According to further embodiments, the circuit may further comprise a detection circuit which may be configured to compare an applied input voltage with a predetermined voltage value and generate a pulse signal when the input voltage falls below the predetermined voltage value and a signal generation circuit coupled to the detection circuit and configured to generate the synchronization signal based on the pulse signals generated by the detection circuit.
In verschiedenen Ausführungsbeispielen wird eine Schaltkreisanordnung bereitgestellt, welche einen Schaltwandler mit mindestens einem Schalter, welcher eingerichtet ist, einen Stromfluss durch den Schaltwandler zuzulassen, und einen mit dem Schaltwandler gekoppelten Schaltkreis gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen aufweisen, wobei der Schaltkreis an den Schalter gekoppelt ist, so dass dieser auf Basis des Steuersignals angesteuert wird.In various embodiments, a circuit arrangement is provided that includes a switching converter having at least one switch configured to allow current flow through the switching converter and a switching circuit coupled to the switching converter according to various embodiments, wherein the circuit is coupled to the switch such that this is controlled on the basis of the control signal.
In verschiedenen Ausführungsbeispielen wird ein Verfahren zum Bereitstellen eines Steuersignals für einen Schalter in einem Schaltwandler bereitgestellt, wobei das Verfahren aufweisen kann: Ermitteln eines Ausgangsspannungssignals auf Basis einer Ausgangsspannung des Schaltwandlers; Verzögern des Ausgangsspannungssignals um eine Zeitdauer, die einer Hälfte einer Periodendauer einer Störschwingung des Ausgangsspannungssignals entspricht; Addieren des verzögerten Ausgangsspannungssignals zu dem Ausgangsspannungssignal, so dass ein zusammengefasstes Ausgangsspannungssignal bereitgestellt wird; Subtrahieren des zusammengefassten Ausgangsspannungssignals von einem Sollwertsignal der Ausgangsspannung des Schaltwandlers, so dass ein Stellsignal bereitgestellt wird, und Erzeugen eines Steuersignals für den Schalter auf Basis des Stellsignals.In various embodiments, there is provided a method of providing a control signal to a switch in a switching converter, the method comprising: determining an output voltage signal based on an output voltage of the switching converter; Delaying the output voltage signal by a period of time equal to one-half of a period of a parasitic oscillation of the output voltage signal corresponds; Adding the delayed output voltage signal to the output voltage signal to provide a composite output voltage signal; Subtracting the combined output voltage signal from a setpoint signal of the output voltage of the switching converter to provide an actuating signal, and generating a control signal for the switch based on the actuating signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann die Amplitude des Ausgangsspannungssignals skaliert werden, indem die Amplitude halbiert wird.According to further embodiments of the method, the amplitude of the output voltage signal may be scaled by halving the amplitude.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann das Verfahren ferner ein Erzeugen eines geregelten Stellsignals aus dem Stellsignal mittels eines Reglers aufweisen.According to further embodiments, the method may further comprise generating a controlled actuating signal from the actuating signal by means of a regulator.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das geregelte Stellsignal mittels eines Proportional-Integral-Reglers erzeugt werden.According to further embodiments of the method, the controlled control signal can be generated by means of a proportional-integral controller.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann beim Erzeugen des Steuersignals von dem Stellsignal ein Signal subtrahiert werden, welches einem durch den Schaltwandler fließendem Strom entspricht.According to further embodiments of the method, a signal which corresponds to a current flowing through the switching converter can be subtracted from the actuating signal when generating the control signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann das Verfahren ferner ein Erzeugen eines Ansteuersignals für den Schalter auf Basis des Steuersignals aufweisen.According to further embodiments, the method may further comprise generating a drive signal for the switch based on the control signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Ansteuersignal gebildet werden, indem das Steuersignal gemäß einem Verhältnis aus einer gleichgerichteten Eingangsspannung des Schaltwandlers und dessen Ausgangsspannung angepasst wird.According to further embodiments of the method, the drive signal may be formed by adjusting the control signal according to a ratio of a rectified input voltage of the switching converter and its output voltage.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann das Ansteuersignal ein pulsweitenmoduliertes Signal aufweisen.According to further embodiments of the method, the drive signal may comprise a pulse width modulated signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen kann das Verfahren ferner Multiplizieren des Stellsignals mit einem Synchronisationssignal aufweisen, welches aus einer gleichgerichteten Eingangsspannung des Schaltwandlers abgeleitet wird, um das Steuersignal zu bilden.According to further embodiments, the method may further comprise multiplying the actuating signal with a synchronization signal derived from a rectified input voltage of the switching converter to form the control signal.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann ein Erzeugen des Synchronisationssignals aufweisen: Ermitteln einer im Schaltwandler anliegenden Spannung; Vergleichen der im Schaltwandler anliegenden Spannung mit einem vorgegebenen Spannungswert; Erzeugen eines Pulssignales, wenn ermittelt wird, dass die am Schaltwandler anliegende Spannung unter den vorgegebenen Spannungswert fällt; und Erzeugen des Synchronisationssignals auf Basis der erzeugten Pulssignale.According to further embodiments of the method, generating the synchronization signal may include: determining a voltage present in the switching converter; Comparing the voltage present in the switching converter with a predetermined voltage value; Generating a pulse signal when it is determined that the voltage applied to the switching converter falls below the predetermined voltage value; and generating the synchronization signal based on the generated pulse signals.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen des Verfahrens kann es sich bei der Störschwingung im Ausgangsspannungssignal um eine erste Oberschwingung handeln.According to further embodiments of the method, the spurious oscillation in the output voltage signal may be a first harmonic.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Figuren dargestellt und werden im Folgenden näher erläutert.Embodiments of the invention are illustrated in the figures and are explained in more detail below.
Es zeigen:Show it:
1 ein übliches Schaltnetzteil; 1 a conventional switching power supply;
2 einen Schaltkreis zur Signalaufbereitung gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen; 2 a signal conditioning circuit according to various embodiments;
3A bis 3C Signalverläufe an verschiedenen Knoten innerhalb des Schaltkreises zur Signalaufbereitung gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen; 3A to 3C Waveforms at various nodes within the signal conditioning circuit according to various embodiments;
4 einen Schaltkreis zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen; 4 a circuit for generating a synchronization signal according to various embodiments;
5A bis 5D Signalverläufe an verschiedenen Knoten innerhalb des Schaltkreises zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen; 5A to 5D Waveforms at various nodes within the circuit for generating a synchronization signal according to various embodiments;
6 einen Schaltwandler gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen; 6 a switching converter according to various embodiments;
7A bis 7C verschiedene Spannungsverläufe basierend auf einer Simulation des Betriebes eines üblichen Schaltwandlers; 7A to 7C various voltage waveforms based on a simulation of the operation of a conventional switching converter;
8A bis 8C verschiedene Spannungsverläufe basierend auf einer Simulation des Betriebes des Schaltwandlers gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen; 8A to 8C various voltage waveforms based on a simulation of the operation of the switching converter according to various embodiments;
9A bis 9C verschiedene Spannungsverläufe basierend auf einer Simulation des Betriebes des Schaltwandlers gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen, bei dem ein Lastsprung erfolgt; 9A to 9C various voltage waveforms based on a simulation of the operation of the switching converter according to various embodiments, in which a load jump occurs;
10 einen Schaltkreis zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen; 10 a circuit for generating a synchronization signal according to various embodiments;
11 einen Schaltkreis zur Signalaufbereitung gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen; 11 a signal conditioning circuit according to various embodiments;
12 ein Verfahren zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen; und 12 a method for generating a synchronization signal according to various embodiments; and
13 ein Verfahren zur Signalaufbereitung gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen. 13 a signal conditioning method according to various embodiments.
In der folgenden ausführlichen Beschreibung wird auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, die Teil dieser bilden und in denen zur Veranschaulichung spezifische Ausführungsformen gezeigt sind, in denen die Erfindung ausgeübt werden kann. In dieser Hinsicht wird Richtungsterminologie wie etwa „oben”, „unten”, „vorne”, „hinten”, „vorderes”, „hinteres”, usw. mit Bezug auf die Orientierung der beschriebenen Figur(en) verwendet. Da Komponenten von Ausführungsformen in einer Anzahl verschiedener Orientierungen positioniert werden können, dient die Richtungsterminologie zur Veranschaulichung und ist auf keinerlei Weise einschränkend. Es versteht sich, dass andere Ausführungsformen benutzt und strukturelle oder logische Änderungen vorgenommen werden können, ohne von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Es versteht sich, dass die Merkmale der hierin beschriebenen verschiedenen beispielhaften Ausführungsformen miteinander kombiniert werden können, sofern nicht spezifisch anders angegeben. Die folgende ausführliche Beschreibung ist deshalb nicht in einschränkendem Sinne aufzufassen, und der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung wird durch die angefügten Ansprüche definiert.In the following detailed description, reference is made to the accompanying drawings, which form a part hereof, and in which is shown by way of illustration specific embodiments in which the invention may be practiced. In this regard, directional terminology such as "top", "bottom", "front", "back", "front", "rear", etc. is used with reference to the orientation of the described figure (s). Because components of embodiments can be positioned in a number of different orientations, the directional terminology is illustrative and is in no way limiting. It should be understood that other embodiments may be utilized and structural or logical changes may be made without departing from the scope of the present invention. It should be understood that the features of the various exemplary embodiments described herein may be combined with each other unless specifically stated otherwise. The following detailed description is therefore not to be taken in a limiting sense, and the scope of the present invention is defined by the appended claims.
Im Rahmen dieser Beschreibung werden die Begriffe ”verbunden”, ”angeschlossen” sowie ”gekoppelt” verwendet zum Beschreiben sowohl einer direkten als auch einer indirekten Verbindung, eines direkten oder indirekten Anschlusses sowie einer direkten oder indirekten Kopplung. In den Figuren werden identische oder ähnliche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen, soweit dies zweckmäßig ist.As used herein, the terms "connected," "connected," and "coupled" are used to describe both direct and indirect connection, direct or indirect connection, and direct or indirect coupling. In the figures, identical or similar elements are provided with identical reference numerals, as appropriate.
In 1 ist eine übliche Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur dargestellt, die Teil eines Schaltnetzteils (auch als Schaltwandler bezeichnet) ist, wobei dieser als ein Aufwärtswandler eingerichtet ist. Die Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur weist hierbei einen gesonderten Steuerschaltkreis 154 zur Leistungsfaktorkorrektur auf.In 1 is a common circuit 100 for power factor correction, which is part of a switching power supply (also referred to as a switching converter), which is set up as a boost converter. The circuit 100 for power factor correction in this case has a separate control circuit 154 for power factor correction.
Die Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur weist einen Eingangsanschluss 102 auf, welcher mit einer Spannungsquelle 101 gekoppelt werden kann, die eine Versorgungs-Wechselspannung V_supply bereitstellen kann. Der Eingangsanschluss 102 kann beispielsweise als eine elektrische Schnittstelle zum Versorgungsnetz eingerichtet sein, welches eine Wechselspannung mit einer vorgegebenen Amplitude und Frequenz bereitstellt. Eine Eingangsklemme des Eingangsanschlusses ist über eine erste Stromerfassungsvorrichtung 104, beispielsweise ein Amperemeter, an einen elektrischen Pfad zwischen einer ersten die Diode 108 und einer zweiten Diode 110 angeschlossen. Die andere Eingangsklemme des Eingangsanschlusses 102 ist an einen elektrischen Pfad zwischen einer dritten Diode 112 und einer vierten Diode 114 angeschlossen. Die erste Diode 108 und die dritte Diode 112 sind an einen Anschluss einer Induktivität 118 und an einen Anschluss einer Spannungserfassungsvorrichtung 116 angeschlossen, beispielsweise eines Voltmeters. Der andere Anschluss des Voltmeters 116 ist mit den zweiten Diode 110 und der vierten Diode 114 gekoppelt. Das andere Ende der Induktivität 118 ist an einen Anschluss einer fünften Diode 126 gekoppelt. Zwischen dem anderen Ende der Induktivität 118 und der fünften Diode 126 ist seriell eine zweite Stromerfassungsvorrichtung 122, beispielsweise ein Amperemeter, verschaltet. Das andere Ende der fünften Diode 126 ist an einen Anschluss einer Kapazität 128 angeschlossen, das andere Ende der Kapazität 128 ist mit dem Zusammenschluss der entsprechenden Anschlüsse der zweiten Diode 110, der vierten Diode 114 und des ersten Voltmeters 116 verbunden. Ein erster steuerbarer Anschluss eines Schalters 124 ist an den elektrischen Pfad zwischen dem zweiten Amperemeter 122 und der fünften Diode 126 gekoppelt. Der andere steuerbare Anschluss des Schalters 124 ist an den Zusammenschluss der entsprechenden Anschlüsse der zweiten Diode 110, der vierten Diode 114 und des ersten Voltmeters 116 gekoppelt. Der Schalter 124 kann beispielsweise ein beliebiger Transistor sein, etwa ein MOSFET (metal-oxide-semiconductor field effect transistor – Metall-Oxid-Halbleiter Feldeffekttransistor) oder ein BJT (bipolar junction transistor – Bipolartransistor). Eine Serienanordnung aufweisend einen ersten Widerstand 132 und einen zweiten Widerstand 134 ist parallel zu der Kapazität 128 gekoppelt. Ferner ist ein zweiter Schalter 136 vorgesehen, welcher wahlweise den zweiten Widerstand 134 überbrücken kann. Der zweite Schalter 136 ist mit einer Steuersignalquelle 137 gekoppelt. Parallel zu der Serienanordnung aufweisend den ersten Widerstand 132 und den zweiten Widerstand 134 ist eine zweite Spannungserfassungsvorrichtung 138 gekoppelt, beispielsweise ein Voltmeter.The circuit 100 for power factor correction has an input terminal 102 on which with a voltage source 101 which can provide a supply AC voltage V_supply. The input connection 102 For example, it may be configured as an electrical interface to the utility network that provides an AC voltage having a predetermined amplitude and frequency. An input terminal of the input terminal is via a first current detection device 104 For example, an ammeter, to an electrical path between a first the diode 108 and a second diode 110 connected. The other input terminal of the input terminal 102 is at an electrical path between a third diode 112 and a fourth diode 114 connected. The first diode 108 and the third diode 112 are connected to a terminal of an inductance 118 and to a terminal of a voltage detecting device 116 connected, for example, a voltmeter. The other connection of the voltmeter 116 is with the second diode 110 and the fourth diode 114 coupled. The other end of the inductance 118 is to a terminal of a fifth diode 126 coupled. Between the other end of the inductor 118 and the fifth diode 126 is serially a second current sensing device 122 , For example, an ammeter, interconnected. The other end of the fifth diode 126 is to a connection of a capacity 128 connected, the other end of the capacity 128 is with the merger of the corresponding terminals of the second diode 110 , the fourth diode 114 and the first voltmeter 116 connected. A first controllable connection of a switch 124 is at the electrical path between the second ammeter 122 and the fifth diode 126 coupled. The other controllable connection of the switch 124 is at the junction of the corresponding terminals of the second diode 110 , the fourth diode 114 and the first voltmeter 116 coupled. The desk 124 For example, it may be any transistor, such as a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET) or a bipolar junction transistor (BJT). A series arrangement comprising a first resistor 132 and a second resistor 134 is parallel to the capacity 128 coupled. Further, a second switch 136 provided, which optionally the second resistor 134 can bridge. The second switch 136 is with a control signal source 137 coupled. Parallel to the series arrangement comprising the first resistor 132 and the second resistor 134 is a second voltage detection device 138 coupled, for example, a voltmeter.
Der Aufbau der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur wurde zu Simulationszwecken so aufgebaut, wie in 1 dargestellt, so dass dieser im Detail von einer tatsächlichen Ausführungsform abweichen kann. In einem tatsächlichen Schaltungsaufbau würden üblicherweise Spannungsteiler und Shunt-Widerstände (oder Stromwandler) anstatt der dargestellten Voltmeter und Amperemeter verwendet werden. Die Stromerfassung mittels der zweiten Stromerfassungsvorrichtung 122 beispielsweise kann üblicherweise in dem Verbindungspfad zwischen den Dioden 110, 114 einerseits und dem Schalter 124 und dem Kondensator 128 andererseits erfolgen.The structure of the circuit 100 for power factor correction was constructed for simulation purposes as in 1 shown so that it may differ in detail from an actual embodiment. In actual circuit design, voltage dividers and shunt resistors (or current transformers) would normally be used instead of the illustrated voltmeters and ammeters. The current detection by means of the second current detection device 122 For example, usually in the connection path between the diodes 110 . 114 on the one hand and the switch 124 and the capacitor 128 on the other hand.
Die bisher beschriebenen Komponenten können dem Aufwärtswandler zugeordnet werden, den die Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur aufweist. Die weiteren Komponenten, welche nachfolgend beschrieben werden, können dem Leistungsfaktorkorrektur-Steuerschaltkreis 154 (nachfolgend auch als LFK-Steuerschaltkreis bezeichnet) zugeordnet werden.The components described so far can be associated with the up-converter, the circuit 100 for power factor correction. The other components which will be described below may be the power factor correction control circuit 154 (hereinafter also referred to as LFK control circuit) are assigned.
Ein Ausgang des ersten Voltmeters 116 ist an einen Eingang eines Skalierungsschaltkreises 148 gekoppelt. Ein Ausgang des Skalierungsschaltkreises 148 ist an einen ersten Eingang eines Multiplikationsschaltkreises 146 gekoppelt. Ein Ausgang des zweiten Voltmeters 138 ist an einen Subtrahend-Anschluss eines ersten Subtrahier-Schaltkreises 152 gekoppelt. Dem Minuend-Anschluss des ersten Subtrahier-Schaltkreises 152 wird ein Ausgangsspannungs-Referenzsignal V_dc_ref zugeführt. Ein Ausgang des ersten Subtrahier-Schaltkreises 152 ist an einen Eingang eines Reglers 150 gekoppelt. Ein Ausgang des Reglers 150 ist an einen zweiten Eingang des Multiplikationsschaltkreises 146 gekoppelt. Ein Ausgang des Multiplikationsschaltkreises 146 ist an einen Minuend-Anschluss eines zweiten Subtrahier-Schaltkreises 144 gekoppelt. Ein Subtrahend-Anschluss des zweiten Subtrahier-Schaltkreises 144 ist an einen Signalausgang des zweiten Amperemeters 122 gekoppelt. Ein Ausgang des zweiten Subtrahier-Schaltkreises 144 ist an einen Eingang eines Steuerungsschaltkreises 142 gekoppelt. Ein Ausgang des Steuerungsschaltkreises 142 ist an einen Eingang eines Treiberschaltkreises 140 gekoppelt. Ein Ausgang des Treiberschaltkreises 140 ist an einen Steuerungsanschluss des ersten Schalters 124 gekoppelt.An output of the first voltmeter 116 is to an input of a scaling circuit 148 coupled. An output of the scaling circuit 148 is at a first input of a multiplication circuit 146 coupled. An output of the second voltmeter 138 is to a subtrahend terminal of a first subtracting circuit 152 coupled. The minuend port of the first subtraction circuit 152 an output voltage reference signal V_dc_ref is supplied. An output of the first subtraction circuit 152 is to an input of a regulator 150 coupled. An output of the regulator 150 is to a second input of the multiplication circuit 146 coupled. An output of the multiplication circuit 146 is to a minuend terminal of a second subtractor circuit 144 coupled. A subtrahend terminal of the second subtracting circuit 144 is to a signal output of the second ammeter 122 coupled. An output of the second subtractor circuit 144 is to an input of a control circuit 142 coupled. An output of the control circuit 142 is to an input of a driver circuit 140 coupled. An output of the driver circuit 140 is to a control terminal of the first switch 124 coupled.
Mit dem ersten Amperemeter 104 kann der Eingangs-Wechselstrom I_supply überwacht und/oder ermittelt werden. Das Amperemeter 104 dient der Signalanalyse und ist als optionale Komponente anzusehen. Die Eingangs-Wechselspannung V_supply der Spannungsquelle 102 wird mittels der vier Dioden 108, 110, 112, 114 gleichgerichtet, welche einen Brückengleichrichter bilden. Ist der Schalter 124 geschlossen (d. h. leitend), so fließt der gleichgerichtete Eingangs-Wechselstrom I in durch die Induktivität 118, wobei ein Magnetfeld der Induktivität 118 aufgebaut wird. Wird der Schalter 124 geöffnet (d. h. nicht leitend gemacht), so versucht die Induktivität 118 den Stromfluss zu erhalten und induziert eine Spannung, welche die Spannung am Kondensator 128 übersteigt. Dadurch wird die Diode 126 in Durchlassrichtung betrieben, so dass der Strom über die fünfte Diode 126, welche als Freilaufdiode fungiert, in den Kondensator 128 fließen kann und diesen weiter auflädt. Der Kondensator 128 wird hierbei als Lade- oder Speicherkondensator betrieben, da er die Ausgangsspannung V_dc aufsummiert. In dieser Phase, d. h. während der Zeitdauer, in welcher der Schalter 124 geöffnet ist, wird das Magnetfeld der Induktivität 118 abgebaut, wodurch ein Energietransfer in Form eines durch die Induktivität 118 getriebenen Stromflusses durch die Diode 126 in die die Kapazität 128 erfolgt. Somit kann die Spannung des Kondensators 128 einer Last zugeführt werden, welche in diesem Fall durch den ersten Widerstand 132 und optional den zweiten Widerstand 134 modelliert wird.With the first ammeter 104 The input alternating current I_supply can be monitored and / or determined. The ammeter 104 is used for signal analysis and is to be regarded as an optional component. The input AC voltage V_supply of the voltage source 102 is done by means of the four diodes 108 . 110 . 112 . 114 rectified, which form a bridge rectifier. Is the switch 124 closed (ie, conducting), the rectified input alternating current I in flows through the inductance 118 , where a magnetic field of inductance 118 is built. Will the switch 124 opened (ie not made conductive), so tries the inductance 118 to maintain the current flow and induces a voltage which is the voltage across the capacitor 128 exceeds. This will turn the diode 126 operated in the forward direction, so that the current through the fifth diode 126 , which acts as a freewheeling diode, in the capacitor 128 can flow and continue to charge. The capacitor 128 is operated here as a charging or storage capacitor, since it adds up the output voltage V_dc. In this phase, ie during the period in which the switch 124 is open, the magnetic field of the inductance 118 degraded, causing an energy transfer in the form of a through the inductance 118 driven current flow through the diode 126 in the capacity 128 he follows. Thus, the voltage of the capacitor 128 be supplied to a load, which in this case by the first resistor 132 and optionally the second resistor 134 is modeled.
Mittels des ersten Voltmeters 116 kann die gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung V_in, welche mittels des Gleichrichters aus der Eingangs-Wechselspannung V_supply erzeugt wird, erfasst werden und der dazugehörige Messwert dem Skalierungsschaltkreis 148 bereitgestellt werden. Der Skalierungsschaltkreis 148 ist eingerichtet, sein Eingangssignal mit einem Faktor k zu skalieren. Das heißt, das Ausgangssignal des Skalierungsschaltkreises 148 kann eine Amplitude aufweisen, welche um den Faktor k gegenüber der Amplitude des Eingangssignals des Skalierungsschaltkreises 148 verkleinert ist. Der Skalierungsschaltkreis kann beispielsweise einen Spannungsteiler aufweisen. Das Ausgangssignal des Skalierungsschaltkreises ist ein Synchronisationssignal I_sync, welches einer skalierten gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in entspricht. Das Synchronisationssignal I_sync kann dem ersten Eingang des Multiplikationsschaltkreises 146 zugeführt werden. Das Synchronisationssignal I_sync kann dazu verwendet werden, den Schalter 124 derart anzusteuern, dass der von dem beispielhaften Schaltnetzteil 100 aufgenommene Eingangs-Wechselstrom I_supply eine reine, d. h. monofrequente, sinusförmige Wellenform aufweist und in Phase ist mit der Eingangs-Wechselspannung V_supply.By means of the first voltmeter 116 For example, the rectified input AC voltage V_in, which is generated by means of the rectifier from the input AC voltage V_supply, and the associated measured value can be detected by the scaling circuit 148 to be provided. The scaling circuit 148 is set up to scale its input signal by a factor k. That is, the output of the scaling circuit 148 may have an amplitude which is by the factor k with respect to the amplitude of the input signal of the scaling circuit 148 is reduced. The scaling circuit may have, for example, a voltage divider. The output signal of the scaling circuit is a synchronization signal I_sync which corresponds to a scaled rectified input AC voltage V_in. The synchronization signal I_sync may be the first input of the multiplication circuit 146 be supplied. The synchronization signal I_sync can be used to switch 124 such that the of the exemplary switching power supply 100 received input alternating current I_supply has a pure, ie monofrequency, sinusoidal waveform and is in phase with the input AC voltage V_supply.
Mittels des zweiten Voltmeters 138 kann die Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur ermittelt werden, d. h. die an der seriellen Anordnung aus dem Kondensator 128 und dem zweiten Widerstand 130 anliegende Spannung, welche an die Last angelegt werden kann. Die ermittelte Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur kann dem Subtrahend-Eingang des ersten Subtrahier-Schaltkreises 152 zugeführt werden. Der Sollwert der Ausgangsspannung V_dc_ref der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur, welcher beispielsweise von einer Referenz-Signalquelle ausgegeben werden kann, kann dem Minuend-Eingang des ersten Subtrahier-Schaltkreises 152 zugeführt werden. Folglich ist der erste Subtrahier-Schaltkreis 152 eingerichtet ein Ausgangssignal auszugeben, beispielsweise ein Stellsignal (C), welches der Differenz zwischen dem Sollwert der Ausgangsspannung V_dc_ref der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur und dem tatsächlichen Wert der Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur entspricht. So gesehen kann das Ausgangssignal des ersten Subtrahier-Schaltkreises 152 als das momentane Fehlersignal betrachtet werden, welches die Abweichung der (momentanen) Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur von ihrem Sollwert V_dc_ref angibt. Dieses Stellsignal (C) kann einem Regler 150 zugeführt werden, welcher ein geregeltes Stellsignal I_amplitude (welches auch als geregeltes Fehlersignal aufgefasst werden kann) ausgeben kann. Der Regler 150 kann beispielsweise als ein P-Regler, ein PI-Regler, ein PID-Regler eingerichtet sein oder kann ein beliebiger anderer Regler sein, beispielsweise ein repetitiver Regler. Das geregelte Stellsignal I_amplitude kann dem zweiten Eingang des Multiplikationsschaltkreises 146 zugeführt werden. Das geregelte Stellsignal I_amplitude kann dazu verwendet werden das Tastverhältnis des vom Treiberschaltkreis 140 dem Schalter 124 bereitgestellten Ansteuersignals anzupassen, so dass der Wert der Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur vergrößert oder verkleinert werden kann in Abhängigkeit davon, ob der momentane Wert der Ausgangsspannung V_dc unterhalb oder oberhalb des Sollwertes der Ausgangsspannung V_dc_ref liegt.By means of the second voltmeter 138 can the output voltage V_dc of the circuit 100 be determined for power factor correction, ie the on the serial arrangement of the capacitor 128 and the second resistor 130 applied voltage, which can be applied to the load. The determined output voltage V_dc of the circuit 100 for power factor correction, the subtrahend input of the first subtraction circuit 152 be supplied. The setpoint of the output voltage V_dc_ ref the circuit 100 for power factor correction, which can be output, for example, from a reference signal source, the Minuend input of the first subtraction circuit 152 be supplied. Consequently, the first subtracting circuit is 152 set to output an output signal, for example, a control signal (C), which is the difference between the setpoint of the output voltage V_dc_ref of the circuit 100 for power factor correction and the actual value of the output voltage V_dc of the circuit 100 corresponds to power factor correction. Seen in this way, the output signal of the first subtracting circuit 152 are considered as the instantaneous error signal representing the deviation of the (instantaneous) output voltage V_dc of the circuit 100 for power factor correction from its setpoint V_dc_ref. This control signal (C) can be a controller 150 which can output a controlled control signal I_amplitude (which can also be understood as a regulated error signal). The regulator 150 For example, it may be configured as a P controller, a PI controller, a PID controller, or may be any other controller, such as a repetitive controller. The regulated control signal I_amplitude can be the second input of the multiplication circuit 146 be supplied. The controlled control signal I_amplitude can be used to the duty cycle of the driver circuit 140 the switch 124 adjusted drive signal, so that the value of the output voltage V_dc of the circuit 100 for power factor correction can be increased or decreased depending on whether the instantaneous value of the output voltage V_dc is below or above the setpoint value of the output voltage V_dc_ref.
Der Multiplikationsschaltkreis 146 ist eingerichtet das Synchronisationssignal I_sync mit dem geregelten Stellsignal I_amplitude zu multiplizieren und ein Referenzsignal I_ref bereitzustellen. Das Referenzsignal I_ref vereint den oben beschriebenen Informationsgehalt des Synchronisationssignals I_sync und des geregelten Stellsignals I_amplitude. Mittels des zweiten Subtrahier-Schaltkreises 144 wird das Referenzsignal I_ref mittels des Wertes des Spulenstroms I_in angepasst, d. h. mittels des Wertes des vom Brückengleichrichter aufweisend die vier Dioden 108, 110,112, 114 gleichgerichteten Eingangs-Wechselstromes I_in, welcher durch die Induktivität 118 fließt. Diese Anpassung kann erfolgen, indem der Wert des Spulenstroms I_in von dem Referenzsignal I_ref subtrahiert wird. Das Ausgangssignal des zweiten Subtrahier-Schaltkreises 144 kann dem Steuerungsschaltkreis 142 zugeführt werden. Der Steuerungsschaltkreis 142, welcher beispielsweise einen Regler, etwa einen PI-Regler, aufweisen kann, kann eingerichtet sein auf Basis des ihm zugeführten Ausgangssignals des zweiten Subtrahier-Schaltkreises 144 ein Steuersignal auszugeben. Das Steuersignal kann dem Treiberschaltkreis 140 zugeführt werden, welcher daraus ein Ansteuerungssignal für den Schalter 124 erzeugt. Das Ansteuerungssignal dient zum Steuern des Zustandes des Schalters 124 derart, dass der von der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur aufgenommene Eingangs-Wechselstrom I_supply eine möglichst sinusförmige Wellenform hat und in Phase ist mit der Eingangs-Wechselspannung V_supply und dass auch die Ausgangsspannung V_dc dem Sollwert der Ausgangsspannung V_dc_ref gleicht. Der Treiberschaltkreis 140 oder der Steuerungsschaltkreis 142 kann einen Pulsweitenmodulator aufweisen, welcher zum Erzeugen des Steuersignals/Ansteuersignals verwendet werden kann.The multiplication circuit 146 is set up to multiply the synchronization signal I_sync with the regulated control signal I_amplitude and to provide a reference signal I_ref. The reference signal I_ref combines the above-described information content of the synchronization signal I_sync and the regulated control signal I_amplitude. By means of the second subtraction circuit 144 the reference signal I_ref is adjusted by means of the value of the coil current I_in, ie by means of the value of the bridge diode having the four diodes 108 . 110 . 112 . 114 rectified input alternating current I_in, which by the inductance 118 flows. This adaptation can be done by subtracting the value of the coil current I_in from the reference signal I_ref. The output signal of the second subtraction circuit 144 can the control circuit 142 be supplied. The control circuit 142 which may comprise, for example, a regulator, such as a PI regulator, may be arranged on the basis of the output signal of the second subtraction circuit fed to it 144 to output a control signal. The control signal may be to the driver circuit 140 are fed, which from a drive signal for the switch 124 generated. The drive signal is for controlling the state of the switch 124 such that the of the circuit 100 power factor correction input AC current I_supply has a sinusoidal as possible waveform and is in phase with the input AC voltage V_supply and that the output voltage V_dc equal to the setpoint of the output voltage V_dc_ref. The driver circuit 140 or the control circuit 142 may comprise a pulse width modulator, which may be used to generate the control signal / drive signal.
In 2 ist ein Schaltkreis zur Signalaufbereitung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen dargestellt. Der Schaltkreis 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann zusätzlich im LFK-Steuerschaltkreis 154 in 1 angeordnet werden im Signalpfad zwischen dem Ausgang des zweiten Voltmeters 138 und dem Subtrahend-Eingang des ersten Subtrahier-Schaltkreises 152, was später mit Bezug auf 6 genauer beschrieben wird.In 2 is a circuit for signal conditioning 200 illustrated according to various embodiments. The circuit 200 According to various embodiments may additionally in the LFK control circuit 154 in 1 be arranged in the signal path between the output of the second voltmeter 138 and the subtrahend input of the first subtracting circuit 152 What to do later with reference to 6 will be described in more detail.
Dem Schaltkreis zur Signalaufbereitung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann die Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur zugeführt werden. Als erstes kann die Ausgangsspannung von einem Abtastschaltkreis 202 abgetastet werden, so dass in bestimmten Intervallen diskrete Werte der Ausgangsspannung V_dc ermittelt werden können und bis zum Beginn des nächsten Abtastvorgangs von dem Abtastschaltkreis 202 als dessen Ausgangssignalwert gehalten werden können. Der Abtastschaltkreis 202 kann als ein Analog-Digital-Wandler eingerichtet sein. Der Ausgang des Abtastschalterkreises 202 kann an einen Eingang eines Skalierungsschaltkreises 204 gekoppelt sein. Der Skalierungsschaltkreis 204 kann eingerichtet sein, sein Eingangssignal zu halbieren, d. h. mit einem Faktor von 0,5 zu multiplizieren, so dass die Amplitude seines Ausgangssignals um die Hälfte kleiner ist als die Amplitude seines Eingangssignals. Der Ausgang des Skalierungsschaltkreises 204 ist zum einen an einen Eingang eines Verzögerungsschaltkreises 208 und an einen ersten Eingang eines Addier-Schaltkreises 206 gekoppelt. Ein Ausgang des Verzögerungsschaltkreises 208 ist an einen zweiten Eingang des Addier-Schaltkreises 206 gekoppelt. Der Verzögerungsschaltkreis 208 kann dabei analog oder digital implementiert sein. Dementsprechend kann der Abtastschalterkreis 202 digital oder analog implementiert sein. Der Ausgang des Addier-Schaltkreises 206 ist an den Subtrahend-Eingang des ersten Subtrahier-Schaltkreises 152 gekoppelt (siehe dazu auch 1). So gesehen stellt das Ausgangssignal des Addier-Schaltkreises 206 ein aufbereitetes Ausgangsspannungssignal Z dar, welches von der Ausgangsspannung V_dc der in 1 gezeigten üblichen Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur abgeleitet ist und welches dem ersten Subtrahier-Schaltkreis 152 zugeführt werden kann. Der weitere Signalweg, d. h. die Subtraktion des vom Addier-Schaltkreis 206 ausgegebenen zusammengesetzten Eingangssignals Z von dem Sollwert der Ausgangsspannung V_dc_ref des Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur und das Zuführen dieses Resultats dem Regler 150, um das geregelte Stellsignal I_amplitude zu erhalten, entspricht dem in 1 dargestellten und bereits beschriebenen Signalweg. Beispielhafte Signalverläufe des Ausgangssignals des Skalierungsschaltkreises 204, des Ausgangssignals des Verzögerungsschaltkreises 208 und des Ausgangssignals Z des Addier-Schaltkreises 206 sind in 3 dargestellt und werden später genauer erläutert, um die Funktionsweise des Schaltkreis zur Signalaufbereitung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen genauer zu erläutern.The signal conditioning circuit 200 According to various embodiments, the output voltage V_dc of the circuit 100 be supplied to the power factor correction. First, the output voltage from a sampling circuit 202 are sampled, so that at certain intervals discrete values of the output voltage V_dc can be detected and until the beginning of the next sampling by the sampling circuit 202 can be kept as its output signal value. The sampling circuit 202 can be configured as an analog-to-digital converter. The output of the sampling circuit 202 can be connected to an input of a scaling circuit 204 be coupled. The scaling circuit 204 may be arranged to halve its input signal, ie to multiply by a factor of 0.5, so that the amplitude of its output signal is smaller by half than the amplitude of its input signal. The output of the scaling circuit 204 is on the one hand to an input of a delay circuit 208 and to a first input of an adder circuit 206 coupled. An output of the delay circuit 208 is to a second input of the adder circuit 206 coupled. The delay circuit 208 can be implemented analog or digital. Accordingly, the sampling switch circuit 202 be implemented digitally or analogously. The output of the adder circuit 206 is at the subtrahend input of the first subtractor circuit 152 coupled (see also 1 ). Seen in this way, the output signal of the adder circuit 206 a processed output voltage signal Z, which of the output voltage V_dc of in 1 shown usual circuit 100 derived for power factor correction and which the first subtraction circuit 152 can be supplied. The further signal path, ie the subtraction of the adder circuit 206 issued composite Input signal Z from the setpoint of the output voltage V_dc_ref of the circuit 100 for power factor correction and supplying this result to the regulator 150 to obtain the controlled control signal I_amplitude corresponds to that in 1 illustrated and already described signal path. Exemplary signal curves of the output signal of the scaling circuit 204 , the output signal of the delay circuit 208 and the output Z of the adder circuit 206 are in 3 and will be explained in more detail later to the operation of the signal conditioning circuit 200 to explain in more detail according to various embodiments.
Die Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur kann mit Oberschwingungen verunreinigt sein, beispielsweise mit einer Frequenz, welche der doppelten Frequenz der Grundschwingung entspricht und für gewöhnlich die größte Leistung trägt, so dass Schwingungen höheren Grades gegenüber der ersten Oberschwingung in erster Näherung vernachlässigt werden können. Generell sind, wie eingangs erwähnt, Störungen in Form von Oberschwingungen problematisch und sollten eliminiert werden. Die erste Oberschwingung weist bei einer Frequenz der Eingangs-Wechselspannung V_supply von 50 Hz eine Schwingungsfrequenz von 100 Hz, bei einer Frequenz der Eingangs-Wechselspannung V_supply von 60 Hz weist sie eine Schwingungsfrequenz von 120 Hz auf. Die Beispiele hier beschränken sich nur praktisch auf Eingangs-Wechselspannungen V_supply mit Frequenzen von 50 Hz oder 60 Hz, da diese Frequenzen den gängigen auf der Erde antreffenden Netzfrequenzen entsprechen. Für die Funktionsfähigkeit des Schaltkreis zur Signalaufbereitung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen stellt dieses jedoch keine Beschränkung dar, da seine Arbeitsweise auf jede beliebige Frequenz der Eingangs-Wechselspannung hin eingestellt werden kann.The output voltage V_dc of the circuit 100 for power factor correction may be contaminated with harmonics, for example, with a frequency which is twice the frequency of the fundamental and usually carries the largest power, so that higher-order vibrations compared to the first harmonic can be neglected in first approximation. Generally, as mentioned in the beginning, harmonics are problematic and should be eliminated. The first harmonic has an oscillation frequency of 100 Hz at a frequency of the input AC voltage V_supply of 50 Hz, at a frequency of the input AC voltage V_supply of 60 Hz, it has an oscillation frequency of 120 Hz. The examples here are limited in practice only to input AC voltages V_supply with frequencies of 50 Hz or 60 Hz, since these frequencies correspond to the common mains frequencies encountered on the earth. For the functionality of the signal conditioning circuit 200 however, according to various embodiments, this is not a limitation since its operation can be adjusted to any frequency of the input AC voltage.
Eine Ausgangsspannung V_dc, welche mit störenden Oberschwingungen verunreinigt ist und damit keine reine Gleichspannung ist sondern Wechselspannungsanteile enthält, kann sich negativ auf den äußeren Spannungsregelkreis auswirken, da sich die Störungen auf das von dem ersten Subtrahier-Schaltkreis 152 ausgegebene Stellsignal übertragen können und so die Regelung instabil werden kann. Wenn die störenden Oberschwingungen aus der Ausgangsspannung V_dc nicht herausgefiltert werden, kann das ferner zur Folge haben, dass die gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung V_in mit einem Signal multipliziert, das innerhalb einer Sinushalbwelle veränderlich ist und man dadurch im Ergebnis ein Signal erhält, welches nicht einer reinen Sinus-Betrag-Funktion entspricht. Damit wird auch der Eingangsstrom I_supply des dazugehörigen Schaltwandlers nicht mehr auf eine Sinus-Betrag-Funktion geregelt und der Eingangsstrom vor dem Brückengleichrichter ist damit auch nicht mehr sinusförmig. Folglich kann es von Interesse sein, die erste Oberschwingung aus dem Ausgangsspannungssignal V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur zu entfernen. Es sei drauf hingewiesen, dass der Schaltkreis zur Signalaufbereitung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen derart eingerichtet werden kann, dass jede beliebige Oberschwingung aus der Ausgangsspannung V_dc entfernt wird. Für gewöhnlich liefert jedoch die erste Oberschwingung (d. h. die zweite Harmonische) den größten Beitrag, folglich wird angenommen, dass die erste Oberschwingung aus der mit Wechselspannungskomponenten verunreinigten Ausgangsspannung V_dc entfernt werden soll. Prinzipiell können mit dem Schaltkreis zur Signalaufbereitung 200 gleichzeitig mehrere Oberschwingungen entfernt werden. Im Gegensatz dazu kann mit einem Notchfilter nur die Oberschwingung herausgefiltert werden, auf die der Notchfilter abgestimmt ist.An output voltage V_dc, which is contaminated with interfering harmonics and thus is not a pure DC voltage but contains alternating voltage components, can have a negative effect on the outer voltage control loop, since the disturbances on the of the first subtracting circuit 152 can output transmitted control signal and so the control can become unstable. Furthermore, if the spurious harmonics are not filtered out of the output voltage V_dc, this can result in the rectified input AC voltage V_in being multiplied by a signal that varies within a sine half-wave and, as a result, receives a signal that is not pure Sine amount function corresponds. Thus, the input current I_supply of the associated switching converter is no longer regulated to a sine-amount function and the input current before the bridge rectifier is thus no longer sinusoidal. Consequently, it may be of interest to obtain the first harmonic from the output voltage signal V_dc of the circuit 100 to remove power factor correction. It should be noted that the signal conditioning circuit 200 according to various embodiments may be arranged such that any harmonic from the output voltage V_dc is removed. Usually, however, the first harmonic (ie, the second harmonic) provides the largest contribution, hence it is believed that the first harmonic should be removed from the AC voltage component contaminated output voltage V_dc. In principle, with the signal conditioning circuit 200 several harmonics are removed at the same time. In contrast, with a notch filter only the harmonic to which the notch filter is tuned can be filtered out.
Der Verzögerungsschaltkreis 208 ist derart eingerichtet, dass er die ihm zugeführte abgetastete und skalierte Ausgangsspannung V_dc um eine vorbestimmte Zeitdauer verzögert. Die vorbestimmte Zeitdauer kann einer halben Periode einer Schwingung entsprechen, von welcher das Ausgangsspannungssignal V_dc bereinigt werden soll. Je nachdem, ob die Eingangs-Wechselspannung 50 Hz oder 60 Hz beträgt, kann der Verzögerungsschaltkreis eingerichtet sein, das abgetastete und skalierte Ausgangsspannungssignal V_dc um eine halbe Periode der entsprechenden ersten Oberschwingung zu verzögern, welche dann bei 100 Hz oder 120 Hz liegt. Folglich kann der Verzögerungsschaltkreises 208 eingerichtet sein, sein Eingangssignal um 5 Millisekunden (entspricht der halben Periodendauer der ersten Oberschwingung mit einer Frequenz von 100 Hz) oder um etwa 4,2 Millisekunden (entspricht der halben Periodendauer der ersten Oberschwingung mit einer Frequenz von 120 Hz) zu verzögern. Das verzögerte Ausgangsspannungssignal V_dc wird vom Addier-Schaltkreis 206 zum nicht verzögerten Ausgangsspannungssignal V_dc addiert. Das zusammengesetzte Eingangssignal Z, also das Ausgangssignal des Addier-Schaltkreises 206, ist frei von der ersten Oberschwingung, da sich ihre Komponenten im verzögerten und im unverzögerten Ausgangsspannungssignal V_dc bei der Addition im Addier-Schaltkreis 206 gegenseitig aufheben/auslöschen. Im Falle einer 50 Hz Eingangs-Wechselspannung V_supply wäre das zusammengesetzte Eingangssignal Z auch von der fünften Oberschwingung (300 HZ), der neunten Oberschwingung (500 Hz) usw. befreit. Dieser Aspekt wird nachfolgend mit Bezug auf die 3A bis 3C genauer erläutert. Die von der ersten Oberschwingung bereinigte Ausgangsspannung V_dc, welche im Hinblick auf die erste Oberschwingung nun eine störungsfreie (oder „saubere”) Gleichspannung ist, kann dann mittels des ersten Subtrahier-Schaltkreises 152 von dem Sollwert der Ausgangsspannung V_dc_ref der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur subtrahiert werden, so dass vom ersten Subtrahier-Schaltkreis 152 dem Regler 150 ein im Hinblick auf die erste Oberschwingung störungsfreies Stellsignal bereitgestellt werden kann.The delay circuit 208 is arranged to delay the sampled and scaled output voltage V_dc supplied thereto for a predetermined period of time. The predetermined period of time may correspond to half a period of oscillation from which the output voltage signal V_dc is to be adjusted. Depending on whether the input AC voltage is 50 Hz or 60 Hz, the delay circuit may be configured to delay the sampled and scaled output voltage signal V_dc by half a period of the corresponding first harmonic, which is then 100 Hz or 120 Hz. Consequently, the delay circuit can 208 be set to delay its input signal by 5 milliseconds (equivalent to half the period of the first harmonic at a frequency of 100 Hz) or by about 4.2 milliseconds (equivalent to half the period of the first harmonic with a frequency of 120 Hz). The delayed output voltage signal V_dc is provided by the adder circuit 206 added to the non-delayed output voltage signal V_dc. The composite input signal Z, ie the output signal of the adder circuit 206 , is free of the first harmonic, as its components in the delayed and in the instantaneous output voltage signal V_dc in the addition in the adder circuit 206 cancel / cancel each other. In the case of a 50 Hz input AC voltage V_supply, the composite input signal Z would also be freed from the fifth harmonic (300 Hz), the ninth harmonic (500 Hz) and so on. This aspect will be described below with reference to FIGS 3A to 3C explained in more detail. The output voltage V_dc adjusted from the first harmonic, which with respect to the first harmonic now provides a trouble-free (or "clean") DC voltage can then by means of the first subtraction circuit 152 from the set value of the output voltage V_dc_ref of the circuit 100 to be subtracted from the power factor correction, so that the first subtractor circuit 152 the controller 150 a fault-free actuating signal can be provided with regard to the first harmonic.
Es sei angemerkt, dass bei der in 2 dargestellten Ausführungsform des Schaltkreises zur Signalaufbereitung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen der Skalierungsschaltkreis 204 alternativ auch zwischen dem Ausgang des Addier-Schaltkreises 206 und dem Subtrahend-Eingang des ersten Subtrahier-Schaltkreises 152 verschaltet werden kann, so dass das Skalieren des Stellsignals auf den richtigen, dem Sollwert der Ausgangsspannung V_dc_ref entsprechenden Mittelwert erst nach der Eliminierung der störenden Oberschwingung erfolgen kann.It should be noted that at the in 2 illustrated embodiment of the circuit for signal processing 200 According to various embodiments, the scaling circuit 204 alternatively also between the output of the adder circuit 206 and the subtrahend input of the first subtracting circuit 152 can be connected, so that the scaling of the control signal to the correct, the setpoint of the output voltage V_dc_ref corresponding average can be done only after the elimination of the interfering harmonic.
Es ist an dieser Stelle zu erwähnen, dass der Schaltkreis zur Signalverarbeitung 200 so eingerichtet sein kann, dass die Signallaufzeit des unverzögerten skalierten Ausgangsspannungssignals V_dc zwischen dem Ausgang des Skalierungsschaltkreises 204 und dem ersten Eingang des Addier-Schaltkreises 206 und die Summe der Signallaufzeiten aus der Signallaufzeit des erst unverzögerten skalierten Ausgangsspannungssignals V_dc zwischen dem Ausgang des Skalierungsschaltkreises 204 und dem Eingang des Verzögerungsschaltkreises 208 und der Signallaufzeit des dann verzögerten skalierten Ausgangspannungssignals V_dc zwischen dem Ausgang des Verzögerungselements 208 und dem zweiten Eingang des Addier-Schaltkreises 206 und dem ersten Eingang des Addier-Schaltkreises 206 gleich sein können. Alternativ können die Signallaufzeiten verrechnet werden, so dass die tatsächliche Verzögerungszeit des Verzögerungsschaltkreises 208 angepasst werden kann. Anders ausgedrückt kommt es darauf an, dass die Signale, zum Zeitpunkt der Addition vom ersten Addier-Schaltkreis 206 die richtige Phasenverschiebung von einer halben Periodendauer der zu entfernenden Störkomponente aufweisen.It is worth mentioning at this point that the signal processing circuit 200 may be configured such that the signal propagation time of the instantaneous scaled output voltage signal V_dc between the output of the scaling circuit 204 and the first input of the adder circuit 206 and the sum of the signal delays from the signal propagation time of the first undelayed scaled output voltage signal V_dc between the output of the scaling circuit 204 and the input of the delay circuit 208 and the signal delay of the then delayed scaled output voltage signal V_dc between the output of the delay element 208 and the second input of the adder circuit 206 and the first input of the adder circuit 206 can be the same. Alternatively, the signal propagation times may be offset so that the actual delay time of the delay circuit 208 can be adjusted. In other words, it is important that the signals at the time of addition by the first adder circuit 206 have the correct phase shift of half a period of the noise component to be removed.
In 3A ist ein Diagramm 302 dargestellt, in welchem das Ausgangssignal 312 des in 2 gezeigten Skalierungsschaltkreises 204 dargestellt ist. Dieses Signal entspricht dem unverzögerten skalierten Ausgangsspannungssignal des Schaltwandlers. In 3B ist ein Diagramm 304 dargestellt, in welchem das Ausgangssignal 314 des in 2 gezeigten Verzögerungsschaltkreises 208 dargestellt ist. Dieses Signal entspricht dem verzögerten skalierten Ausgangsspannungssignal V_dc. In 3C ist ein Diagramm 306 dargestellt, in welchem das Ausgangssignal 316 des in 2 gezeigten Addier-Schaltkreises 206 dargestellt ist. Die Diagramme in den 3A bis 3C weisen jeweils eine x-Achse 308 auf, auf welcher die Zeit aufgetragen ist. Die explizite Skalierung ist nur auf der x-Achse 308 im Diagramm 306 die 3C dargestellt und ist für die anderen beiden Diagramme gleich. Ferner weisen die Diagramme in den 3A bis 3C jeweils eine y-Achse 310 auf, auf welcher eine Spannung in Volt aufgetragen ist.In 3A is a diagram 302 shown in which the output signal 312 of in 2 shown scaling circuit 204 is shown. This signal corresponds to the instantaneous scaled output voltage signal of the switching converter. In 3B is a diagram 304 shown in which the output signal 314 of in 2 shown delay circuit 208 is shown. This signal corresponds to the delayed scaled output voltage signal V_dc. In 3C is a diagram 306 shown in which the output signal 316 of in 2 shown adding circuit 206 is shown. The diagrams in the 3A to 3C each have an x-axis 308 on, on which the time is applied. The explicit scaling is only on the x-axis 308 in the diagram 306 the 3C and is the same for the other two diagrams. Furthermore, the diagrams in the 3A to 3C one y-axis each 310 on which a voltage in volts is plotted.
In dem dargestellten beispielhaften Szenario beträgt der Sollwert der Ausgangsspannung V_dc_ref der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur 400 V. Folglich beträgt jeweils der Mittelwert der Spannung des Ausgangssignals 312 vom Skalierungsschaltkreis 204 und des Ausgangssignals 314 des Verzögerungsschaltkreises 208 200 V, wobei in beiden Signalen eine Störung um diesen Mittelwert in Form einer Oberschwingung mit einer Amplitude von etwa 6 V zu sehen ist. Das Ausgangssignal des Skalierungsschaltkreises 312 ist jedoch phasenverschoben zu dem Ausgangssignal des Verzögerungselements 208. Genauer gesagt ist das Verzögerungselement 208 eingerichtet die Propagation des ihm zugeführten Signals um die halbe Periodendauer der störenden Schwingung zeitlich zu verzögern, um so die gewünschte Phasenverschiebung herbeizuführen. Dadurch ist das dem zweiten Eingang des Addier-Schaltkreises 206 zugeführte Signal um eine halbe Periodendauer der störenden Schwingung zeitlich verschoben gegenüber dem Signal, welches dem ersten Eingang des Addier-Schaltkreises 206 zugeführt wird. Wie oben erwähnt handelt es sich bei diesem beispielhaften Szenario bei der zu beseitigenden Störung um die erste Oberschwingung der Versorgungsnetzspannung. Das Ausgangssignal 316, welches vom Addier-Schaltkreis 206 ausgegeben wird, entspricht der Summe des im Diagramm 302 in 3A gezeigten Signals 312 und des im Diagramm 304 in 3B gezeigten Signals 314. Durch die zeitliche Verschiebung um eine halbe Periodendauer der störenden Schwingung heben sich die Komponenten der störenden Schwingung bei der Addition der beiden Signale gegenseitig auf. Wie im Diagramm 306 in 3C zu sehen ist, ist das Ausgangssignal 316 des Addier-Schaltkreises 206 frei von der störenden Oberschwingung. Durch das Skalieren des Ausgangsspannungssignals V_dc mit dem Faktor 0,5 vor dem Aufteilen des Ausgangsspannungssignals V_dc weist die Summe des verzögerten Ausgangsspannungssignals 312 und des unverzögerten skalierten Ausgangsspannungssignals 314 repräsentierende Signal 316 in diesem beispielhaften Szenario 400 V auf, was dem Sollwert V_dc_ref der Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur entspricht.In the illustrated exemplary scenario, the setpoint of the output voltage is V_dc_ref of the circuit 100 for power factor correction 400 V. Consequently, in each case the mean value of the voltage of the output signal 312 from the scaling circuit 204 and the output signal 314 of the delay circuit 208 200 V, wherein in both signals a disturbance around this mean value in the form of a harmonic with an amplitude of about 6 V can be seen. The output signal of the scaling circuit 312 but is out of phase with the output of the delay element 208 , More specifically, the delay element 208 set up the propagation of the signal supplied to it by a time delay of half the period of the disturbing oscillation, so as to bring about the desired phase shift. This is the second input of the adder circuit 206 supplied signal shifted by half a period of the disturbing oscillation with respect to the signal which is the first input of the adder circuit 206 is supplied. As mentioned above, in this exemplary scenario, the disturbance to be eliminated is the first harmonic of the utility grid voltage. The output signal 316 which is from the adder circuit 206 is equal to the sum of the graph 302 in 3A shown signal 312 and in the diagram 304 in 3B shown signal 314 , Due to the temporal shift by half a period of the disturbing oscillation, the components of the disturbing oscillation cancel each other out in the addition of the two signals. As in the diagram 306 in 3C can be seen, is the output signal 316 of the adder circuit 206 free of the disturbing harmonic. By scaling the output voltage signal V_dc by a factor of 0.5 prior to dividing the output voltage signal V_dc, the sum of the delayed output voltage signal 312 and the instantaneous scaled output voltage signal 314 representing signal 316 in this exemplary scenario 400V, which is the setpoint V_dc_ref of the output voltage V_dc of the circuit 100 corresponds to power factor correction.
Es sei ferner angemerkt, dass das vorgestellte Konzept auch auf jede andere Frequenz als die hier beispielhaft betrachtete Frequenz der ersten Oberschwingung bei einer Netzfrequenz der Eingangs-Wechselspannung von 50 Hz oder von 60 Hz anwendbar ist. Die Funktionsweise des in 2 dargestellten Schaltkreises 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen basiert auf der Addition von zwei gleichberichteten Wechselspannungen/Wechselspanungssignalen, welche mit einer störenden Frequenz überlagert sind, wobei die eine gleichgerichtete Wechselspannung um eine vorbestimmte Zeitdauer der anderen gleichgerichteten Wechselspannung gegenüber in der Phase verschoben ist. Die vorbestimmte Zeitdauer kann dabei der halben Periodendauer der störenden Schwingung entsprechen. Bei der Addition der beiden gleichgerichteten Wechselspannungen fallen dann die Wellenberge der störenden Frequenzkomponente mit deren Wellentälern zusammen, so dass im Summensignal der beiden gleichgerichteten Wechselspannungssignale die störende Frequenzkomponente eliminiert ist. Durch einen Konfigurationsparameter, welcher dem Verzögerungselement zugeführt werden kann, kann dessen Verzögerungszeit und damit die induzierte Phasenverschiebung eingestellt werden und somit auf jede beliebige Schwingung, welche eliminiert werden soll, eingestellt werden. Ferner kann der Konfigurationsparameter zur Feinjustierung der Verzögerungszeit verwendet werden, um mögliche ins Gewicht fallende Signallaufzeiten zu berücksichtigen, da der Referenzpunkt für die gewünschte Phasenverschiebung, welche zur Auslöschung der störenden Frequenzkomponente führt, der erste Addier-Schaltkreis 206 ist.It should also be noted that the presented concept also applies to any frequency other than the frequency of the first harmonic considered here by way of example at a mains frequency of the input AC voltage of 50 Hz or of 60 Hz Hz is applicable. The functioning of the in 2 illustrated circuit 200 According to various embodiments, based on the addition of two equally reported AC / AC signals superimposed on an interfering frequency, the one rectified AC voltage is phase shifted by a predetermined period of time of the other rectified AC voltage. The predetermined period of time may correspond to half the period of the disturbing oscillation. When adding the two rectified AC voltages, the wave peaks of the interfering frequency component then coincide with their wave troughs, so that the interfering frequency component is eliminated in the sum signal of the two rectified AC voltage signals. By a configuration parameter, which can be supplied to the delay element, its delay time and thus the induced phase shift can be adjusted and thus adjusted to any vibration which is to be eliminated. Furthermore, the configuration parameter can be used to fine tune the delay time to account for potential signal propagation delays since the reference point for the desired phase shift resulting in cancellation of the spurious frequency component is the first adder circuit 206 is.
Mit dem Schaltkreis zur Signalaufbereitung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann ein „sauberes” (von einer Störkomponente befreites), die Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur repräsentierendes Signal bereitgestellt werden, welches dem ersten Subtrahier-Schaltkreis 152 zwecks eines Vergleiches mit dem Sollwert V_dc_ref der Ausgangsspannung bereitgestellt werden kann. Das aus diesem Vergleich resultierende Stellsignal C, welches als momentanes Fehlersignal betrachtet werden kann, kann dem Regler 150 zugeführt werden, um so ein geregeltes Stellsignal (geregeltes Fehlersignal) I_amplitude bereitzustellen, welches als Referenz für das Einstellen der Amplitude des von der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur aufgenommenen Eingangs-Wechselstromes I_supply dienen kann. Da in dem Schaltkreis zur Signalaufbereitung 200 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kein Tiefpassfilter verwendet wird, kann das dynamische/transiente Antwortverhalten sehr schnell sein. Zudem kann sich die Implementierung des Verzögerungsschaltkreises 208 basierend auf einem Restwelligkeit-Auslöschungsverfahren einfacher gestalten als die Implementierung eines Kerbfilters.With the signal conditioning circuit 200 According to various embodiments, a "clean" (freed from a noise component), the output voltage V_dc of the circuit 100 power factor correction signal may be provided to the first subtracting circuit 152 for comparison with the setpoint V_dc_ref of the output voltage. The resulting from this comparison control signal C, which can be regarded as a current error signal, the controller 150 be supplied so as to provide a regulated control signal (regulated error signal) I_amplitude, which is used as a reference for adjusting the amplitude of the circuit 100 can be used for power factor correction recorded input alternating current I_supply. As in the signal conditioning circuit 200 According to various embodiments, no low pass filter is used, the dynamic / transient response may be very fast. In addition, the implementation of the delay circuit 208 based on a ripple cancellation method simpler than the implementation of a notch filter.
Wie eingangs erwähnt, kann zum Erzeugen eines Referenzsignals für den aufgenommenen Eingangsstrom bei einem Schaltnetzteil/Schaltwandler ferner ein Synchronisationssignal erforderlich sein. In üblichen Schaltnetzteilen, wie beispielsweise der in 1 dargestellten Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur, ist das Synchronisationssignal proportional zur Eingangs-Wechselspannung, d. h. die Eingangs-Wechselspannung V_supply wird einzig mit einem Faktor k skaliert, um das Synchronisationssignal I_sync zu erhalten. Dieser Ansatz funktioniert gut, solange die Eingangs-Wechselspannung V_supply keine Störungen aufweist, d. h. eine reine Sinusschwingung mit beispielsweise einer der vorgegebenen Netzfrequenzen von üblicherweise 50 Hz oder 60 Hz ist. Falls die Eingangs-Wechselspannung V_supply jedoch mit höheren Harmonischen oder Verzerrungen anderer Art verunreinigt ist und damit eine nicht ideale Eingangs-Wechselspannung V_supply darstellt, erzeugt dieses Steuerungsverfahren ein verunreinigtes Synchronisationssignal, was eine schlechte Regelung des Eingangsstromes zur Folge haben kann.As mentioned above, to generate a reference signal for the recorded input current in a switching power supply / switching converter further a synchronization signal may be required. In conventional switching power supplies, such as the in 1 illustrated circuit 100 For power factor correction, the synchronization signal is proportional to the input AC voltage, ie the input AC voltage V_supply is scaled by a factor k only to obtain the synchronization signal I_sync. This approach works well as long as the input AC voltage V_supply has no interference, ie a pure sine wave with, for example, one of the predetermined line frequencies of typically 50 Hz or 60 Hz. However, if the input AC voltage V_supply is contaminated with higher harmonics or other types of distortion and thus presents a non-ideal AC input voltage V_supply, this control method will produce a dirty synchronization signal, which may result in poor regulation of the input current.
In 4 ist ein Schaltkreis 400 zur Erzeugung eines störungsfreien Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen dargestellt. In diesem Zusammenhang ist unter einem störungsfreien Synchronisationssignal ein Signal zu verstehen, welches von dem Eingangssignal des Schaltkreises 400 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen abgeleitet ist und ein monofrequentes gleichgerichtetes Sinussignal ist mit einer Frequenz, welche der Grundfrequenz des Eingangssignals des Schaltkreises 400 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen entspricht. Bei der Frequenz des von dem Schaltkreis 400 ausgegebenen Synchronisationssignals I_sync kann es sich zweckmäßig um die doppelte Netzfrequenz der Eingangs-Wechselspannung V_supply handeln. Die Verdopplung ist hierbei die Folge der zuvor erfolgten Gleichrichtung der Netzspannung V_supply, welche als Sinussignal dem Schaltwandler zugeführt wird.In 4 is a circuit 400 for generating a trouble-free synchronization signal according to various embodiments. In this context, a trouble-free synchronization signal is to be understood as a signal which is derived from the input signal of the circuit 400 is derived according to various embodiments and a monofrequency rectified sine wave signal having a frequency which is the fundamental frequency of the input signal of the circuit 400 according to various embodiments. At the frequency of the circuit 400 output synchronizing signal I_sync may be useful to double the mains frequency of the input AC voltage V_supply. The doubling is in this case the consequence of the previous rectification of the mains voltage V_supply, which is supplied to the switching converter as a sine signal.
Im Zuge dieser Beschreibung wird unter Gleichrichtung eines Sinussignals das Belassen der Signalanteile größer Null und das Invertieren der Signalanteile kleiner Null verstanden, wodurch nach einer Gleichrichtung eines Sinussignals ein Signal entsteht, welches die doppelte Frequenz aufweist und anschaulich nur Wellenberge aufweist, wobei jeder zweite Wellenberg einem „hochgeklappten” Wellental entspricht.In the course of this description, the rectification of a sine signal is understood as leaving the signal components greater than zero and inverting the signal components smaller than zero, whereby after rectification of a sine signal, a signal is formed which has twice the frequency and illustratively has only peaks, each second wave crest one "Folded" wave trough corresponds.
Im Zusammenspiel mit einem Schaltwandler/Schaltnetzteil kann der Schaltkreis 400 zur Erzeugung eines störungsfreien Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen in der Lage sein, ein störungsfreies Synchronisationssignal zu erzeugen unabhängig von der Qualität der Eingangs-Wechselspannung V_supply, d. h. unabhängig von dem Störungsgrad der Eingangs-Wechselspannung V_supply. Allgemein gesprochen nutzt der Schaltkreis 400 zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen das Prinzip einer Nulldurchgangs-Detektion aus.In conjunction with a switching converter / switching power supply, the circuit 400 for generating a no-interference synchronization signal according to various embodiments, be able to generate a no-interference synchronization signal regardless of the quality of the input AC voltage V_supply, ie independent of the degree of interference of the input AC voltage V_supply. Generally speaking, the uses circuit 400 for generating a synchronization signal according to various embodiments, the principle of a zero-crossing detection.
Als Eingangssignal kann dem Schaltkreis 400 zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen die mittels des Brückengleichrichters gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung V_in zugeführt werden. Der Schaltkreis 400 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann einen Abtast- und Halteschaltkreis 402 aufweisen, dem diese gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung V_in zugeführt werden kann. Der Ausgang des Abtast- und Halteschaltkreises 402 kann einem ersten Eingang eines Detektionsschaltkreises 406 zugeführt werden. Ein Vergleichswert 404 kann einem zweiten Eingang des Detektionsschaltkreises zugeführt werden. Der Schaltkreis 400 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann ferner einen Integrator 410 aufweisen. Ein Ausgang des Detektionsschaltkreises 406 kann an einen ersten Eingang des Integrators 410 gekoppelt sein. Ein zweiter Eingang des Integrators kann mit einem Register oder Speicher 408 gekoppelt sein. Der Schaltkreis 400 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann ferner einen Signalerzeugungsschaltkreis 412 aufweisen. Ein Ausgang des Integrators 410 kann an einen Eingang des Signalerzeugungsschaltkreises 412 gekoppelt sein. Am Ausgang des Signalerzeugungsschaltkreises 412 kann das Synchronisationssignal I_sync bereitgestellt werden. Beispielhafte Signalverläufe der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung 416, des Ausgangssignals 418 des Detektionsschaltkreises 406, des Ausgangssignals 420 des Integrators 410 und des Ausgangssignals 422 des Signalerzeugungsschaltkreises 412 werden in den 5A bis 5D nachfolgend näher erläutert.As input, the circuit can 400 for generating a synchronization signal according to various embodiments, the rectified by means of the bridge rectifier input AC voltage V_in are supplied. The circuit 400 According to various embodiments, a sample and hold circuit 402 have, to which these rectified input AC voltage V_in can be supplied. The output of the sample and hold circuit 402 may be a first input of a detection circuit 406 be supplied. A comparative value 404 can be supplied to a second input of the detection circuit. The circuit 400 According to various embodiments may further comprise an integrator 410 exhibit. An output of the detection circuit 406 can be connected to a first input of the integrator 410 be coupled. A second input of the integrator may be connected to a register or memory 408 be coupled. The circuit 400 According to various embodiments may further include a signal generating circuit 412 exhibit. An output of the integrator 410 may be applied to an input of the signal generation circuit 412 be coupled. At the output of the signal generation circuit 412 the synchronization signal I_sync can be provided. Exemplary signal curves of the rectified input AC voltage 416 , the output signal 418 of the detection circuit 406 , the output signal 420 of the integrator 410 and the output signal 422 the signal generating circuit 412 be in the 5A to 5D explained in more detail below.
Die gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung V_in kann mittels des Abtast- und Halteschaltkreises 402 dem Detektionsschaltkreis 406 bereitgestellt werden, welcher diese mit einem vorbestimmten konstanten Spannungswert 404 vergleicht, welcher beispielsweise 3 V oder beispielsweise 1 V oder beispielsweise 0,75 V oder beispielsweise 0,5 V oder noch weniger betragen kann. Der konstante Spannungswert 404 kann jeden beliebigen Wert annehmen und kann an die gewünschte Detektionsgenauigkeit des Nulldurchgangs und/oder an die Amplitude der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in angepasst werden. Der Detektionsschaltkreis 406 ist eingerichtet ein Pulssignal zu erzeugen, wenn er detektiert, dass die gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung V_in kleiner ist als der vorbestimmte Spannungswert 404. Ein Abfallen der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in unter den vorbestimmten Spannungswert 404, welcher einen zu unterschreitenden positiven Schwellenwert darstellt und zweckmäßig nahe bei Null liegt, kann als ein Nulldurchgang der Eingangs-Wechselspannung V_supply interpretiert werden. Der zeitliche Abstand T zwischen zwei aufeinanderfolgenden Pulssignalen beträgt demnach die halbe Periodendauer der Eingangs-Wechselspannung V_supply. Der Integrator 410 kann eingerichtet sein, die Zeit zwischen zwei Pulssignalen zu integrieren, um so ein Rampensignal zu erzeugen. Bei jedem erzeugten Pulssignal wird der Integrationsprozess im Integrator 410 zurückgesetzt. Das Ausgangssignal des Integrators ist sägezahnförmig, wobei es jeweils von Null bis Pi ansteigen kann. Der zeitliche Abstand T bestimmt den Wert einer Konstante C = Pi/T, welche in dem Register oder Speicher 408 abgelegt ist und dem zweiten Eingang des Integrators 410 zugeführt wird. Auf Grundlage des momentanen Wertes des Rampensignals und der Konstante C kann der momentane Winkel der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in ermittelt werden. Daraus kann mittels des Signalgenerators 412 ein Synchronisationssignal I_sync erzeugt werden, welches einer störungsfreien, gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in entspricht. Zur Erzeugung des störungsfreien Synchronisationssignals I_sync zur Regelung des aufgenommenen Eingangs-Wechselstromes I_supply kann das vom Integrator 410 erzeugte Rampensignal mittels einer trigonometrischen Funktion, beispielsweise der Sinusfunktion, ausgewertet werden oder es kann eine entsprechende Nachschlagetabelle verwendet werden, welche zu jedem Argument des Sinus, also jedem Winkel, den dazugehörigen Wert der Funktion enthält. Die entsprechende schaltungstechnische Einheit, welche aus dem Rampensignal einen momentanen Winkel des zu erzeugenden Sinussignals berechnet kann entweder im Integrator 410 oder im Signalerzeugungsschaltkreis 412 bereitgestellt sein. Im Ergebnis erzeugt der Signalerzeugungsschaltkreis 412 auf Basis der Winkelwerte ein gleichgerichtetes Sinussignal als Synchronisationssignal I_sync, dessen Frequenz der doppelten Frequenz der Eingangs-Wechselspannung entspricht. Bei der dominantesten Komponente kann es sich beispielsweise um die reine Wechselspannung mit der Netzfrequenz von 50 Hz oder 60 Hz handeln.The rectified input AC voltage V_in can by means of the sample and hold circuit 402 the detection circuit 406 be provided, which this with a predetermined constant voltage value 404 which may be, for example, 3 V or, for example, 1 V or, for example, 0.75 V or, for example, 0.5 V or even less. The constant voltage value 404 can assume any value and can be adapted to the desired detection accuracy of the zero crossing and / or to the amplitude of the rectified input AC voltage V_in. The detection circuit 406 is configured to generate a pulse signal when it detects that the rectified input AC voltage V_in is less than the predetermined voltage value 404 , A falling of the rectified input AC voltage V_in below the predetermined voltage value 404 , which represents a positive threshold to be dropped and is suitably close to zero, can be interpreted as a zero crossing of the input AC voltage V_supply. The time interval T between two successive pulse signals is therefore half the period of the input AC voltage V_supply. The integrator 410 may be arranged to integrate the time between two pulse signals so as to generate a ramp signal. With every pulse signal generated, the integration process in the integrator becomes 410 reset. The output signal of the integrator is sawtooth-shaped, which can increase from zero to pi. The time interval T determines the value of a constant C = Pi / T stored in the register or memory 408 is stored and the second input of the integrator 410 is supplied. Based on the instantaneous value of the ramp signal and the constant C, the instantaneous angle of the rectified input AC voltage V_in can be determined. From this, by means of the signal generator 412 a synchronization signal I_sync are generated, which corresponds to a trouble-free, rectified input AC voltage V_in. To generate the interference-free synchronization signal I_sync for controlling the recorded input alternating current I_supply can from the integrator 410 generated ramp signal by means of a trigonometric function, such as the sine function, are evaluated or it can be used a corresponding look-up table, which contains for each argument of the sine, so each angle, the corresponding value of the function. The corresponding circuit unit, which calculates an instantaneous angle of the sinusoidal signal to be generated from the ramp signal, either in the integrator 410 or in the signal generation circuit 412 be provided. As a result, the signal generating circuit generates 412 on the basis of the angle values, a rectified sine signal as a synchronization signal I_sync whose frequency corresponds to twice the frequency of the input AC voltage. For example, the most dominant component may be the pure AC voltage with the line frequency of 50 Hz or 60 Hz.
An dieser Stelle sei erwähnt, dass der Schaltkreis 400 zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen, obwohl sein Funktionsumfang eingebettet in einen LFK-Schaltkreis für einen Schaltwandler beschrieben worden ist, generell verwendet werden kann, um aus einem beliebigen Sinussignal, welches mit Störungsfrequenzen überlagert sein kann, ein Signal zu erzeugen, welches dem gleichgerichteten beliebigen Sinussignal entspricht, jedoch um die Störungsfrequenzen bereinigt, also ein „sauberes”, gleichgerichtetes Sinussignal darstellt.At this point it should be mentioned that the circuit 400 for generating a synchronization signal according to various embodiments, although its functionality has been described embedded in a LFK circuit for a switching converter, can generally be used to generate a signal which is the rectified from any sinusoidal signal which may be superimposed with disturbing frequencies corresponds to any sinusoidal signal, but adjusted to the interference frequencies, so represents a "clean", rectified sine wave signal.
In den 5A bis 5D sind die entsprechenden im Schaltkreis 400 zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen abgegriffenen Signale dargestellt, welche der Signalerfassungsvorrichtung 414 zugeführt werden. In 5A ist ein Diagramm 502 dargestellt, in welchem die Eingangs-Wechselspannung V_in dargestellt ist. In 5B ist ein Diagramm 504 dargestellt, in welchem das Ausgangssignal 516 des Detektionsschaltkreises 406 dargestellt ist. In 5C ist ein Diagramm 506 dargestellt, in welchem das vom Integrator 410 erzeugte Rampensignal 520 dargestellt ist. In 5D ist ein Diagramm 508 dargestellt, in welchem das störungsfreie Synchronisationssignal I_sync dargestellt ist. Die Diagramme in den 5A bis 5D weisen jeweils eine x-Achse 510 auf, auf welcher die Zeit aufgetragen ist. Die explizite Skalierung ist nur auf der x-Achse 510 im Diagramm 508 in der 5D dargestellt und ist für die anderen drei Diagramme 502, 504, 506 gleich. Ferner weisen die Diagramme in den 5A bis 5D jeweils eine y-Achse 512 auf, auf welcher jeweils die Amplitude des in dem dazugehörigen Diagramm dargestellten Signals aufgetragen ist. In the 5A to 5D are the corresponding ones in the circuit 400 illustrated signals for generating a synchronization signal according to various embodiments, which the signal detection device 414 be supplied. In 5A is a diagram 502 in which the input AC voltage V_in is shown. In 5B is a diagram 504 shown in which the output signal 516 of the detection circuit 406 is shown. In 5C is a diagram 506 shown in which of the integrator 410 generated ramp signal 520 is shown. In 5D is a diagram 508 in which the interference-free synchronization signal I_sync is shown. The diagrams in the 5A to 5D each have an x-axis 510 on, on which the time is applied. The explicit scaling is only on the x-axis 510 in the diagram 508 in the 5D and is for the other three diagrams 502 . 504 . 506 equal. Furthermore, the diagrams in the 5A to 5D one y-axis each 512 on which in each case the amplitude of the signal shown in the associated diagram is plotted.
In dem nachfolgend zur Erklärung der Funktionsweise des Schaltkreises 400 zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen herangezogenen Szenario weicht die gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung V_in (und damit auch die Eingangs-Wechselspannung V_supply, von welcher die gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung V_in durch Gleichrichtung abgeleitet wird) deutlich von einem gleichgerichteten, monofrequenten Sinussignal ab, wie im Diagramm 502 in 5A zu sehen ist. Wann immer die gleichgerichtete Eingangs-Wechselspannung V_in in etwa den Wert Null erreicht oder unter den vorbestimmten Spannungswert 404 fällt, welcher positiv ist und nahe bei Null liegen kann, spricht der Detektionsschaltkreis 406 an und es wird ein Pulssignal 514 im Ausgangssignal 516 des Detektionsschaltkreises 406 erzeugt. Zwischen den Pulssignalen 514 kann das Ausgangssignal 516 des Detektionsschaltkreises 406 einen niedrigen Pegel aufweisen, beispielsweise den Wert Null. Wie im Diagramm 506 in 5C dargestellt, wird bei jedem Pulssignal 514 das Rampensignal 520 zurückgesetzt. Der Anfangswert des Rampensignals 520 kann auf Null gesetzt werden, dem Endpunkt des Rampensignals 520 kann der Wert Pi zugeordnet werden. Folglich entspricht ein Momentanwert des Rampensignals (geeicht mit der Konstante C) dem Winkelwert der momentanen gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in in Radian, welche ein (mit Störfrequenzen verunreinigtes) Sinussignal ist. Es ist ersichtlich, dass hierbei die Störungen oder Störungsschwingungen, welche der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in überlagert sind, im Wesentlichen keinen Einfluss auf die Ermittlung des Winkels der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in haben, da nur die Nulldurchgänge der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in verwendet werden, um die Frequenz des störungsfreien Synchronisationssignals I_sync zu ermitteln, welches im Diagramm 508 in 5D dargestellt ist. Anders ausgedrückt kann das Synchronisationssignal I_sync vom Verlauf des Rampensignals 520 abhängen, indem das Synchronisationssignal I_sync dem Sinuswert (oder Cosinuswert) des momentanen Rampensignals 520 dividiert durch die Konstante C entspricht. Die Frequenz des (sauberen) Synchronisationssignals I_sync kann dabei einzig durch die Nulldurchgänge der Eingangs-Wechselspannung V_supply festgelegt sein, welche im Wesentlichen von Störfrequenzen auf dem Eingangs-Wechselspannungssignal V_supply unabhängig sein kann. Da das Rampensignal 520 einen gleichmäßigen Verlauf aufweist und sein Anfangspunkt und sein Endpunkt von Nulldurchgängen der Eingangs-Wechselspannung V_dc bestimmt sind, kann gewährleistet werden, dass das so erzeugte Synchronisationssignal I_sync synchron mit der Eingangs-Wechselspannung V_supply verläuft, jedoch um deren Störfrequenzen bereinigt ist, wie man durch Vergleich der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in im Diagramm 502 in 5A mit dem störungsfreien Synchronisationssignal I_sync im Diagramm 508 in 5D deutlich sieht.In the following to explain the operation of the circuit 400 For generating a synchronization signal according to various embodiments used scenario, the rectified input AC voltage V_in (and thus also the input AC voltage V_supply, from which the rectified input AC voltage V_in is derived by rectification) deviates significantly from a rectified, monofrequenten sinusoidal signal, as in diagram 502 in 5A you can see. Whenever the rectified input AC voltage V_in reaches approximately zero or below the predetermined voltage value 404 falls, which is positive and can be close to zero, speaks the detection circuit 406 and it will be a pulse signal 514 in the output signal 516 of the detection circuit 406 generated. Between the pulse signals 514 can the output signal 516 of the detection circuit 406 have a low level, for example the value zero. As in the diagram 506 in 5C is shown at every pulse signal 514 the ramp signal 520 reset. The initial value of the ramp signal 520 can be set to zero, the end point of the ramp signal 520 the value Pi can be assigned. Thus, an instantaneous value of the ramp signal (calibrated with the constant C) corresponds to the angular value of the instantaneous rectified input AC voltage V_in in radians, which is a sinusoidal signal (contaminated with spurious frequencies). It can be seen that, in this case, the noises or disturbance oscillations superimposed on the rectified input AC voltage V_in have substantially no influence on the determination of the angle of the rectified input AC voltage V_in, since only the zero crossings of the rectified input AC voltage V_in are used to determine the frequency of the interference-free synchronization signal I_sync, which in the diagram 508 in 5D is shown. In other words, the synchronization signal I_sync may be dependent on the course of the ramp signal 520 dependent by the synchronization signal I_sync the sine value (or cosine value) of the current ramp signal 520 divided by the constant C corresponds. The frequency of the (clean) synchronization signal I_sync can be determined solely by the zero crossings of the input AC voltage V_supply, which can be essentially independent of interference frequencies on the input AC voltage signal V_supply. Because the ramp signal 520 has a smooth course and its start point and its end point of zero crossings of the input AC voltage V_dc are determined, it can be ensured that the synchronization signal I_sync thus generated is synchronous with the input AC voltage V_supply, but is adjusted to their interference frequencies, as can be determined by comparison the rectified input AC voltage V_in in the diagram 502 in 5A with the interference-free synchronization signal I_sync in the diagram 508 in 5D clearly sees.
In 6 ist eine Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen dargestellt. Die Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur weist einen Aufwärtswandler auf (in Analogie zu der in 1 dargestellten üblichen Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur) und einen gesonderten Schaltkreis zur Leistungsfaktorkorrektur 610 (nachfolgend als LFK-Schaltkreis bezeichnet) gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen auf. Aufgrund der Ähnlichkeit beider Schaltnetzteile sind gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen. Zusätzliche oder abgewandelte Elemente tragen in der in 6 dargestellten Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen Bezugszeichen, welche mit der Ziffer 6 beginnen. Auf die Funktionen von Komponente/Baugruppen in der Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen, die bereits im Zusammenhang mit der in 1 dargestellten Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur erläutert worden sind, wird nicht erneut genau eingegangen. So wird z. B. der Aufwärtswandler nicht erneut beschrieben, da dieser dem Aufwärtswandler des in 1 gezeigten üblichen Schaltnetzteils gleicht.In 6 is a circuit 600 for power factor correction according to various embodiments. The circuit 600 for power factor correction has a boost converter (analogous to that in FIG 1 illustrated conventional circuit 100 for power factor correction) and a separate power factor correction circuit 610 (hereinafter referred to as LFK circuit) according to various embodiments. Due to the similarity of both switching power supplies the same elements are provided with the same reference numerals. Additional or modified elements bear in the in 6 illustrated circuit 600 for power factor correction according to various embodiments reference numerals, which begin with the numeral 6. On the functions of component / assemblies in the circuit 600 for power factor correction according to various embodiments, already in connection with the in 1 illustrated circuit 100 for power factor correction, will not be discussed again. So z. B. the boost converter is not described again, since this is the up-converter of in 1 similar to the usual switching power supply.
Der LFK-Schaltkreis 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen basiert auf dem LFK-Steuerschaltkreis 154 aus 1. Im Signalpfad zwischen dem zweiten Voltmeter 138 und dem ersten Subtrahier-Schaltkreis 152 kann der Schaltkreis zur Signalaufbereitung 606 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen verschaltet sein, so dass die Ausgangsspannung V_dc frei von Oberschwingungen dem äußeren Spannungsregelkreis zugeführt werden kann. Die Implementierung des Schaltkreises zur Signalaufbereitung 606 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann beispielsweise der in 2 dargestellten Implementierung entsprechen, wobei der erste Subtrahier-Schaltkreis 152 und der Regler 150 „doppelt” dargestellt sind (also sowohl in 2 wie auch in 6).The LFK circuit 610 According to various embodiments, based on the LFK control circuit 154 out 1 , In the signal path between the second voltmeter 138 and the first Subtracting circuit 152 can the signal conditioning circuit 606 be connected according to various embodiments, so that the output voltage V_dc free of harmonics can be supplied to the outer voltage control loop. The implementation of the signal conditioning circuit 606 According to various embodiments, for example, in 2 correspond to the implementation shown, wherein the first subtraction circuit 152 and the regulator 150 "Double" are shown (ie both in 2 as well as in 6 ).
Ferner kann im Signalpfad zwischen dem ersten Voltmeter 116 und dem Multiplikationsschaltkreis 146 der Skalierungsschaltkreis 148 (siehe 1) durch den Schaltkreis zur Erzeugung eines Synchronisationssignals 604 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen ersetzt werden. Die Implementierung des Schaltkreises zur Erzeugung eines Synchronisationssignals 604 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann beispielsweise der in 4 dargestellten Implementierung entsprechen.Furthermore, in the signal path between the first voltmeter 116 and the multiplication circuit 146 the scaling circuit 148 (please refer 1 ) by the circuit for generating a synchronization signal 604 be replaced according to various embodiments. The implementation of the circuit for generating a synchronization signal 604 According to various embodiments, for example, in 4 correspond to the implementation shown.
Je nach Bedarf kann auch nur der Schaltkreis zur Signalaufbereitung 606 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen oder der Schaltkreis zur Erzeugung eines störungsfreien Synchronisationssignals 604 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen in dem LFK-Schaltkreis 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen vorgesehen sein. Die Bereitstellung beider dieser Schaltkreise ist nicht zwingend erforderlich, kann sich jedoch als vorteilhaft erweisen im Hinblick auf eine präzise, schnelle und effiziente Regelung der Ausgangsspannung V_dc und einer Minimierung der Störungen, welche dem aufgenommenen Eingangs-Wechselstromes I_supply aufgeprägt werden.Depending on requirements, only the circuit for signal processing 606 According to various embodiments or the circuit for generating a smooth synchronization signal 604 according to various embodiments in the LFK circuit 610 be provided according to various embodiments. The provision of both of these circuits is not mandatory, but may prove advantageous in terms of precise, fast and efficient regulation of the output voltage V_dc and minimization of the disturbances imposed on the input AC input I_supply.
Der LFK-Schaltkreis 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann ferner einen Anpassungsschaltkreis 602 aufweisen, welcher eingerichtet ist, das Steuersignal anzupassen auf Basis eines Verhältnisses aus der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in und der Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen. Dazu kann der Anpassungsschaltkreis 602 an einen zweiten Addier-Schaltkreis 608 gekoppelt sein, so dass ein von dem Anpassungsschaltkreis 602 ausgegebenes Signal D zu dem von dem Steuerungsschaltkreis 142 ausgegebenen Steuersignal S addiert wird, bevor dieses dem Treiberschaltkreis 140 zugeführt wird. Das von dem Steuerungsschaltkreis 142 ausgegebenen Steuersignal S kann verwendet werden, um das Tastverhältnis des Schalters 142 in Übereinstimmung mit Änderungen der an die Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen angeschlossenen Last kontinuierlich anzupassen. Der Anpassungsschaltkreis 602 zusammen mit dem zweiten Addier-Schaltkreis 608 kann eine Vorsteuerung bereitstellen, in diesem Fall also eine Regelschleife, welche unabhängig von der an die Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur angeschlossenen Last in den gesamten Regelkreis der Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen eingreift. Das von dem Anpassungsschaltkreis 602 erzeugte Signal D kann einen Wert aufweisen, welcher sich gemäß der Formel D = 1 – V_in/V_dc bestimmt, also nur von der gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_in und von der Ausgangsspannung V_dc der Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen abhängig ist. Aus der Summe des Signals D und des Steuersignals S kann der Treiberschaltkreis 142 ein Ansteuerungssignal bilden, welches dem Steuerungsanschluss des Schalters 142 zugeführt werden kann und so unmittelbar das Tastverhältnis des Schalters 142 bestimmen kann, also das Verhältnis zwischen der Zeit, in während welcher der Schalter 142 leitend ist, und der Zeit, in während welcher der Schalter 142 nichtleitend ist.The LFK circuit 610 According to various embodiments, a matching circuit may further be provided 602 which is arranged to adjust the control signal based on a ratio of the rectified input AC voltage V_in and the output voltage V_dc of the circuit 600 for power factor correction according to various embodiments. This can be done with the matching circuit 602 to a second adder circuit 608 be coupled, so that one of the matching circuit 602 output signal D to that of the control circuit 142 output control signal S is added before this the driver circuit 140 is supplied. That of the control circuit 142 outputted control signal S can be used to the duty cycle of the switch 142 in accordance with changes made to the circuit 600 to continuously adjust the load connected to power factor correction according to various embodiments. The matching circuit 602 together with the second adder circuit 608 can provide a pilot control, in this case a control loop, which is independent of the circuit 600 to power factor correction connected load in the entire control circuit of the circuit 600 for power factor correction according to various embodiments engages. That of the matching circuit 602 generated signal D may have a value which is determined according to the formula D = 1 - V_in / V_dc, ie only from the rectified input AC voltage V_in and from the output voltage V_dc of the circuit 600 for power factor correction according to various embodiments. From the sum of the signal D and the control signal S, the driver circuit 142 form a drive signal which is the control terminal of the switch 142 can be supplied and so directly the duty cycle of the switch 142 can determine, ie the relationship between the time in which the switch 142 is conductive, and the time in which the switch 142 is non-conductive.
Durch das Bereitstellen des Anpassungsnetzwerks 602 kann mittels des LFK-Schaltkreises 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen bei dessen Betrieb die Gleichgewichtsgleichung eines Aufwärtswandlers im nichtlückenden Betrieb berücksichtigt werden. Mit dem LFK-Schaltkreis 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann im Allgemeinen ein Schaltwandler, beispielsweise ein Aufwärtswandler, derart betrieben werden, dass das Gesamtsystem schnell auf Lastsprünge antworten kann.By providing the customization network 602 can by means of the LFK circuit 610 According to various embodiments, the equilibrium equation of an up-converter in non-leaking operation is taken into account in its operation. With the LFK circuit 610 In accordance with various embodiments, a switching converter, such as a boost converter, may generally be operated so that the overall system can respond quickly to load transients.
Um die Effektivität und die Nützlichkeit des LFK-Schaltkreises 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen im Zusammenspiel mit einem Aufwärtswandler zu untersuchen, insbesondere im Vergleich zu einem gewöhnlichen LFK-Schaltkreis, wie er beispielsweise in 1 dargestellt ist, sind in den 7A bis 7C und in den 8A bis 8C Simulationsergebnisse dargestellt basierend auf einer üblichen Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur bzw. der Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen. Die 7A bis 7C zeigen Simulationsergebnisse, welche auf einem gewöhnlichen Schaltnetzteil beruhen, dessen Schalter also von einem gewöhnlichen LFK-Schaltkreis angesteuert wird. Die für die Simulation verwendete Implementierung des gewöhnlichen Schaltnetzteils entspricht der der Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur aus 1. Die 8A bis 8C zeigen Simulationsergebnisse, welche auf dem Schaltnetzteil 600 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen beruhen, dessen Schalter von einem LFK-Schaltkreis 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen angesteuert wird. Die für diese Simulation verwendete Implementierung des Schaltnetzteils gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen kann der in 6 dargestellten Implementierung entsprechen.To the effectiveness and usefulness of the LFK circuit 610 According to various embodiments to investigate in conjunction with an up-converter, in particular in comparison to a conventional LFK circuit, as he, for example, in 1 are shown in the 7A to 7C and in the 8A to 8C Simulation results presented based on a common circuit 100 for power factor correction or the circuit 600 for power factor correction according to various embodiments. The 7A to 7C show simulation results, which are based on a conventional switching power supply, the switch is thus controlled by a conventional LFK circuit. The implementation of the ordinary switched-mode power supply used for the simulation corresponds to that of the circuit 100 for power factor correction 1 , The 8A to 8C show simulation results, which on the switching power supply 600 according to various embodiments, whose switch from a LFK circuit 610 is driven according to various embodiments. The one used for this simulation Implementation of the switched-mode power supply according to various embodiments can be found in FIG 6 correspond to the implementation shown.
In dem Diagramm 702 in 7A ist ein Verlauf der Eingangs-Wechselspannung V_supply dargestellt. In dem Diagramm 704 in 7B ist ein Verlauf des Eingangs-Wechselstroms I_supply dargestellt. In dem Diagramm 706 in 7C ist ein Verlauf der Ausgangsspannung V_dc dargestellt. Die Diagramme in den 7A bis 7C weisen jeweils eine x-Achse 708 auf, auf welcher die Zeit aufgetragen ist. Die explizite Skalierung ist nur auf der x-Achse 708 im Diagramm 706 der 7C dargestellt und ist für die anderen beiden Diagramme gleich. Ferner weisen die Diagramme in den 7A bis 7C jeweils eine y-Achse 710 auf, auf welchen eine Spannung in Volt (Diagramm 702 in 7A und Diagramm 706 in 7C) oder ein Strom in Ampere (Diagramm 704 in 7B) aufgetragen ist. Wie bereits erwähnt, beziehen sich die Simulationsergebnisse in den 7A bis 7C auf eine gewöhnliche Schaltung 100 zur Leistungsfaktorkorrektur, wie es in 1 dargestellt ist.In the diagram 702 in 7A a curve of the input AC voltage V_supply is shown. In the diagram 704 in 7B a plot of the input alternating current I_supply is shown. In the diagram 706 in 7C a curve of the output voltage V_dc is shown. The diagrams in the 7A to 7C each have an x-axis 708 on, on which the time is applied. The explicit scaling is only on the x-axis 708 in the diagram 706 of the 7C and is the same for the other two diagrams. Furthermore, the diagrams in the 7A to 7C one y-axis each 710 on which a voltage in volts (diagram 702 in 7A and diagram 706 in 7C ) or a current in amperes (Diagram 704 in 7B ) is applied. As already mentioned, the simulation results refer to the 7A to 7C on an ordinary circuit 100 for power factor correction, as in 1 is shown.
Zum Vergleich sind entsprechende Signalverläufe in den Diagrammen in den 8A bis 8C dargestellt, welche Simulationsergebnisse darstellen, die mit einer Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen, wie es in 6 dargestellt ist, erhalten worden sind. Das heißt, in dem Diagramm 802 in 8A ist ein Verlauf der Eingangs-Wechselspannung V_supply dargestellt. In dem Diagramm 804 in 8B ist ein Verlauf des Eingangs-Wechselstroms I_supply dargestellt. In dem Diagramm 806 in 8C ist ein Verlauf der Ausgangsspannung V_dc dargestellt. Die Diagramme in den 8A bis 8C weisen jeweils eine x-Achse 808 auf, auf welcher die Zeit aufgetragen ist. Die explizite Skalierung ist nur auf der x-Achse 808 im Diagramm 806 der 8C dargestellt und ist für die anderen beiden Diagramme gleich. Ferner weisen die Diagramme in den 8A bis 8C jeweils eine y-Achse 810 auf, auf welchen eine Spannung in Volt (Diagramm 802 in 8A und Diagramm 806 in 8C) oder ein Strom in Ampere (Diagramm 804 in 8B) aufgetragen ist. Die Skalierungen der x-Achsen und der y-Achsen in den jeweils einander entsprechenden Diagrammen in den 7A bis 7C und 8A bis 8C sind gleich.For comparison, corresponding waveforms in the diagrams in the 8A to 8C shown, which represent simulation results with a circuit 600 power factor correction according to various embodiments, as shown in FIG 6 has been obtained. That is, in the diagram 802 in 8A a curve of the input AC voltage V_supply is shown. In the diagram 804 in 8B a plot of the input alternating current I_supply is shown. In the diagram 806 in 8C a curve of the output voltage V_dc is shown. The diagrams in the 8A to 8C each have an x-axis 808 on, on which the time is applied. The explicit scaling is only on the x-axis 808 in the diagram 806 of the 8C and is the same for the other two diagrams. Furthermore, the diagrams in the 8A to 8C one y-axis each 810 on which a voltage in volts (diagram 802 in 8A and diagram 806 in 8C ) or a current in amperes (Diagram 804 in 8B ) is applied. The scaling of the x-axis and the y-axis in the respective corresponding diagrams in the 7A to 7C and 8A to 8C are equal.
Die Eingangs-Wechselspannung V_supply in dem Diagramm 702 in 7A und dem Diagramm 802 in 8A weist eine Frequenz von 50 Hz auf. Zu Untersuchungszwecken ist sie mit der fünften Harmonischen und der siebten Harmonischen verunreinigt/überlagert, um eine nicht ideale Eingangs-Wechselspannung V_supply zu simulieren. Die der ersten Harmonischen, d. h. der Grundschwingung, überlagerte höhere Harmonische bewirken eine deutliche Deformation der ersten Harmonischen.The input AC voltage V_supply in the diagram 702 in 7A and the diagram 802 in 8A has a frequency of 50 Hz. For investigation purposes, it is contaminated / superimposed with the fifth harmonic and the seventh harmonic to simulate a non-ideal input AC voltage V_supply. The first harmonic, ie the fundamental, superimposed higher harmonics cause a significant deformation of the first harmonic.
Bei den Simulationsergebnissen des gewöhnlichen Schaltnetzteils kann beobachtet werden, dass der Eingangs-Wechselstrom I_supply eine ähnliche Form wie die Eingangs-Wechselspannung V_supply aufweist. Anders ausgedrückt wird die in der Eingangs-Wechselspannung V_supply enthaltene Störung durch den gewöhnlichen LFK-Steuerschaltkreis 154 in 1 auf den Eingangs-Wechselstrom I_supply übertragen. Das liegt daran, dass wie in 1 zu sehen ist, das Synchronisationssignal I_sync einzig einer herunterskalieren und gleichgerichteten Eingangs-Wechselspannung V_supply entspricht. Durch die Gleichrichtung werden die höheren harmonischen nicht herausgefiltert und folglich wird der Schalter 124 derart angesteuert, dass der Eingangs-Wechselstrom I_supply in Phase mit dem Verlauf der Eingangs-Wechselspannung V_supply gebracht wird. Obwohl der gewöhnliche LFK-Steuerschaltkreis 154 in der Lage ist den Leistungsfaktor bei ungefähr 1 zu halten, sind die Störungen im Eingangs-Wechselstrom I_supply unvermeidbar und die THD (total harmonic distortion – gesamte harmonische Verzerrung) des Eingangs-Wechselstromes I_supply ist relativ groß.In the simulation results of the ordinary switching power supply, it can be observed that the input AC current I_supply has a similar shape to the input AC voltage V_supply. In other words, the noise contained in the input AC voltage V_supply is caused by the ordinary LFK control circuit 154 in 1 transmitted to the input alternating current I_supply. That's because as in 1 can be seen, the synchronization signal I_sync downscaling only one and rectified input AC voltage V_supply corresponds. By rectification, the higher harmonics are not filtered out, and thus the switch becomes 124 such that the input alternating current I_supply is brought into phase with the course of the input alternating voltage V_supply. Although the ordinary LFK control circuit 154 being able to maintain the power factor at approximately 1, the disturbances in the input alternating current I_supply are unavoidable and the total harmonic distortion (THD) of the input alternating current I_supply is relatively large.
Im Vergleich dazu sieht man, dass der Eingangs-Wechselstrom I_supply bei der Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen einen glatten sinusförmigen Verlauf aufweist ohne die Störung der fünften Harmonischen und der siebten Harmonischen, welche der Eingangs-Wechselspannung V_supply überlagert sind. Auch in diesem Fall beträgt der Leistungsfaktor ungefähr 1. Der LFK-Schaltkreis 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen ist in der Lage, den Eingangs-Wechselstrom I_supply in Phase mit der Eingangs-Wechselspannung V_supply zu bringen und insgesamt die Stromaufnahme I_supply dem Verlauf der Eingangsspannung V_supply nachzubilden, wobei der Eingangs-Wechselstrom I_supply eine störungsfreie, sinusförmige Form aufweist trotz erheblicher Störungsfrequenzen auf der Eingangs-Wechselspannung V_supply.In comparison, it can be seen that the input alternating current I_supply in the circuit 600 for power factor correction, according to various embodiments, having a smooth sinusoidal waveform without the fifth harmonic and seventh harmonic interference superimposed on the input AC voltage V_supply. Also in this case, the power factor is about 1. The LFK circuit 610 According to various embodiments, it is capable of bringing the input AC current I_supply in phase with the input AC voltage V_supply and, overall, simulating the current draw I_supply on the waveform of the input voltage V_supply, the input AC current I_supply having a smooth, sinusoidal shape despite significant noise frequencies on the input AC voltage V_supply.
Die Diagramme 902, 904, 906 in den 9A bis 9C stellen Signalverläufe in einem Simulationsszenario dar, in welchem ein Lastsprung an der Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen erfolgt. Die Diagramme 902, 904, 906 stellen jeweils die gleichen Signale in der gleichen Reihenfolge dar wie die Diagramme in den 8A bis 8C. Das heißt, in dem ersten Diagramm 902 in 9A ist ein Verlauf der Eingangs-Wechselspannung V_supply dargestellt. In dem zweiten Diagramm 904 in 9B ist ein Verlauf des Eingangs-Wechselstroms I_supply dargestellt. In dem dritten Diagramm 906 in 9C ist ein Verlauf der Ausgangsspannung V_dc dargestellt. Die Diagramme in den 9A bis 9C weisen jeweils eine x-Achse 908 auf, auf welcher die Zeit aufgetragen ist. Die explizite Skalierung ist nur auf der x-Achse 908 im Diagramm 906 der 9C dargestellt und ist für die anderen beiden Diagramme gleich. Ferner weisen die Diagramme in den 9A bis 9C jeweils eine y-Achse 910 auf, auf welcher eine Spannung (Diagramm 902 in 9A und Diagramm 906 in 9C) oder ein Strom in Ampere (Diagramm 904 in 9B) aufgetragen ist.The diagrams 902 . 904 . 906 in the 9A to 9C represent waveforms in a simulation scenario in which a load jump on the circuit 600 for power factor correction according to various embodiments. The diagrams 902 . 904 . 906 each represent the same signals in the same order as the diagrams in the 8A to 8C , That is, in the first diagram 902 in 9A a curve of the input AC voltage V_supply is shown. In the second diagram 904 in 9B a plot of the input alternating current I_supply is shown. In the third diagram 906 in 9C a curve of the output voltage V_dc is shown. The diagrams in the 9A to 9C each have an x-axis 908 on, on which the time is applied. The explicit scaling is only on the x-axis 908 in the diagram 906 of the 9C and is the same for the other two diagrams. Furthermore, the diagrams in the 9A to 9C one y-axis each 910 on which a voltage (diagram 902 in 9A and diagram 906 in 9C ) or a current in amperes (Diagram 904 in 9B ) is applied.
Die in Diagramm 902 in 9A dargestellte Eingangs-Wechselspannung V_supply weist eine Frequenz von 50 Hz auf und ist auch mit der fünften Harmonischen und der siebten Harmonischen verunreinigt/überlagert, um eine nicht ideale Eingangs-Wechselspannung V_supply zu simulieren. Wie anhand der vorhergehenden Diagramme 802 bis 806 in den 8A bis 8C bereits erläutert, ist der LFK-Schaltkreis 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen in der Lage, den Eingangs-Wechselstrom I_supply mit der Eingangs-Wechselspannung V_supply in Phase zu bringen und insgesamt den Verlauf des Eingangs-Wechselstromes dem Verlauf der Eingangs-Wechselspannung V_supply nachzubilden, ohne jedoch dabei dem Eingangs-Wechselstrom I_supply die in der Eingangs-Wechselspannung V_supply enthaltenen Störungen aufzuprägen.The in diagram 902 in 9A shown input AC voltage V_supply has a frequency of 50 Hz and is also contaminated / superimposed with the fifth harmonic and the seventh harmonic to simulate a non-ideal input AC voltage V_supply. As with the previous diagrams 802 to 806 in the 8A to 8C already explained, is the LFK circuit 610 According to various embodiments, capable of bringing the input alternating current I_supply in phase with the input alternating voltage V_supply and, in general, simulating the variation of the input alternating current to the profile of the input alternating voltage V_supply, without, however, compensating for the input alternating current I_supply in the Impose on the AC input voltage V_supply.
Bei der gestrichelten vertikalen Linie 918, welche bei 0,5 s auf der x-Achse 908 liegt, erfolgt ein Lastsprung. Zu dem willkürlich gewählten Zeitpunkt von 0,5 s wird die an das Schaltnetzteil gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen angeschlossene Last schlagartig erhöht. Dieses kann simuliert werden, indem zum Zeitpunkt von 0,5 s der in der Schaltung 600 zur Leistungsfaktorkorrektur gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen dargestellte Schalter 136 geschlossen wird, so dass die Last statt durch die Serienschaltung des ersten und zweiten Widerstandes 132 und 134 nunmehr von dem ersten Widerstand 132 alleine modelliert wird. Nach dem Lastsprung hat das Schaltnetzteil gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen einen erhöhten Strombedarf, was sich in der größeren Amplitude des Eingangs-Wechselstromes I_supply ab dem Zeitpunkt des Lastsprungs wiederspiegelt. Ferner kann beobachtet werden, dass die Ausgangsspannung V_dc zum Zeitpunkt des Lastsprungs von ihrem Mittelwert von ungefähr 400 V, welcher zugleich dem Sollwert V_dc_ref der Ausgangsspannung V_dc entspricht, um ca. 4% einbricht. Damit fällt die Unterschreitung der Sollwert-Ausgangsspannung sehr gering aus. Zudem kehrt die Ausgangsspannung V_dc nach nur etwa zwei Zyklen der Eingangs-Wechselspannung V_supply zu ihrem ursprünglichen Gleichgewichtszustand zurück, d. h. zu einer mittleren Ausgangsspannung V_dc von etwa 400 V. Das Nichtvorhandensein eines Tiefpassfilters in dem LFK-Schaltkreis 610 gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen ermöglicht eine sehr schnell dynamisches/transientes Antwortverhalten, so dass Einbrüche der Ausgangsspannung V_dc, zum Beispiel bei Lastsprüngen, sehr schnell ausgeregelt werden können.At the dashed vertical line 918 , which at 0.5 s on the x-axis 908 If there is a load jump. At the arbitrarily selected time of 0.5 sec, the load connected to the switching power supply according to various embodiments is increased abruptly. This can be simulated by the time in the circuit of 0.5 s 600 power factor correction switch according to various embodiments 136 is closed, so that the load instead of through the series connection of the first and second resistor 132 and 134 now from the first resistance 132 is modeled alone. After the load step, the switched mode power supply according to various embodiments has an increased power requirement, which is reflected in the larger amplitude of the input alternating current I_supply from the time of the load jump. Furthermore, it can be observed that the output voltage V_dc at the time of the jump in load drops from its average value of approximately 400 V, which at the same time corresponds to the setpoint value V_dc_ref of the output voltage V_dc, by approximately 4%. Thus falls below the setpoint output voltage is very low. In addition, the output voltage V_dc returns to its original equilibrium state after only about two cycles of the input AC voltage V_supply, that is, to a mean output voltage V_dc of about 400 V. The absence of a low-pass filter in the LFK circuit 610 According to various embodiments allows a very fast dynamic / transient response, so that dips in the output voltage V_dc, for example, at load jumps, can be compensated very quickly.
Zum Vergleich sei erwähnt, dass bei der Verwendung eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz von etwa 10 Hz zur Eliminierung der ersten Oberschwingung bei 100 Hz in der Ausgangsspannung V_dc diese bei einem entsprechenden üblichen Schaltnetzteil erst bei dem Zeitpunkt von ungefähr 0,6 s auf ihren ursprünglichen geregelten Spannungssollwert zurückkehren würde. Damit würde der Vorgang des Ausregelns der lastsprungbedingten Änderung der Ausgangsspannung V_dc auf den Sollwert V_dc_ref durch einen entsprechenden üblichen LFK-Schaltkreis mit einem Tiefpassfilter etwa neun Taktzyklen der Eingangs-Wechselspannung V_supply in Anspruch nehmen und damit in etwa mehr als viermal so lange dauern, wie der Ausregelvorgang bei dem Schaltnetzteil gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen.For comparison, it should be noted that when using a low-pass filter with a cutoff frequency of about 10 Hz to eliminate the first harmonic at 100 Hz in the output voltage V_dc this with a corresponding conventional switching power supply only at the time of about 0.6 s to their original regulated Voltage setpoint would return. Thus, the process of Ausregelns the load jump-induced change of the output voltage V_dc to the setpoint V_dc_ref by a corresponding conventional LFK circuit with a low-pass filter about nine clock cycles of the input AC voltage V_supply take and thus take in about more than four times as long as Ausregelvorgang in the switching power supply according to various embodiments.
Es sei angemerkt, dass obwohl der hier vorgestellte LFK-Schaltkreis gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen in Zusammenhang mit einem Aufwärtswandler beschreiben worden ist, kann er ebenso mit anderen Wandlertopologie verwendet werden, beispielsweise mit brückenlosen Wandlern (bridgeless converters), quasi brückenlosen Wandlern (quasi bridgeless converters) und verschachtelten Wandlern (interleaved converters), solange wie diese in einem nichtlückenden Arbeitsmodus betrieben werden. Die Leistungsfähigkeit des LFK-Schaltkreises gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen sollte bei allen diesen Wandlertopologien in etwa gleich gut sein im Hinblick auf die Reglung/Steuerung des Gesamtsystems. Zudem kann der LFK-Schaltkreis gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen sehr einfach in digitaler Form implementiert werden.It should be noted that although the LFK circuit presented herein has been described in connection with a boost converter according to various embodiments, it may also be used with other converter topology, for example, bridgeless converters, quasi bridgeless converters. and interleaved converters, as long as they are operated in a non-clutter mode of operation. The performance of the LFK circuit according to various embodiments should be about equally good for all of these converter topologies with respect to overall system control. In addition, the LFK circuit according to various embodiments can be implemented very simply in digital form.
In 10 ist der Schaltkreis 1000 zur Erzeugung eines Synchronisationssignals gemäß verschiedenen Ausführungsbeispiele dargestellt, wobei der Schaltkreis aufweisen kann: einen Eingang 1002, welchem eine Eingangsspannung zuführbar ist; einen Detektionsschaltkreis 1004, welcher eingerichtet sein kann, die anliegende Eingangsspannung mit einem vorgegebenen Spannungswert zu vergleichen und ein Pulssignal zu erzeugen, wenn die Eingangsspannung unter den vorgegebenen Spannungswert fällt; einen Signalerzeugungsschaltkreis 1006, welcher an den Detektionsschaltkreis 1004 gekoppelt ist und eingerichtet sein kann auf Basis der vom Detektionsschaltkreis 1004 erzeugten Pulssignale ein Synchronisationssignal zu erzeugen; und einen Steuerungsschaltkreis 1008, welcher eingerichtet sein kann auf Basis des Synchronisationssignals ein Steuersignal für den Schalter des Schaltwandlers bereitzustellen. Ferner kann der Schaltkreis 1000 einen Ausgang 1010 aufweisen, an welchem das Steuersignal für den Schalter bereitgestellt werden kann.In 10 is the circuit 1000 for generating a synchronization signal according to various embodiments, wherein the circuit may comprise: an input 1002 to which an input voltage can be supplied; a detection circuit 1004 which may be configured to compare the applied input voltage with a predetermined voltage value and to generate a pulse signal when the input voltage falls below the predetermined voltage value; a signal generation circuit 1006 which is connected to the detection circuit 1004 is coupled and may be configured based on the detection circuit 1004 generated pulse signals to generate a synchronization signal; and a control circuit 1008 , which may be configured based on the synchronization signal to provide a control signal for the switch of the switching converter. Furthermore, the circuit 1000 an exit 1010 at which the control signal for the switch can be provided.
In 11 ist der Schaltkreis 1100 zur Signalaufbereitung gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen dargestellt, wobei der Schaltkreis aufweisen kann: einen Eingang 1102, welchem als Eingangssignal eine Ausgangsspannung des Schaltwandlers zuführbar ist; einen Verzögerungsschaltkreis 1104, welcher eingerichtet ist, das ihm zugeführte Signal, welches abhängig ist von dem Eingangssignal, um eine Zeit zu verzögern, die einer Hälfte einer Periodendauer einer Oberschwingung im Eingangssignal entspricht, so dass ein verzögertes Eingangssignal erzeugt wird; einen ersten Teil-Schaltkreis 1106, welcher eingerichtet ist das verzögerte Eingangssignal und das Eingangssignal zu addieren, so dass ein zusammengefasstes Eingangssignal ausgegeben wird; einen zweiten Teil-Schaltkreis 1108, welcher an den ersten Teil-Schaltkreis 1106 gekoppelt ist und eingerichtet ist, von einem Sollwertsignal der Ausgangsspannung des Schaltwandlers das zusammengefasste Eingangssignal zu subtrahieren, so dass ein Stellsignal ausgegeben wird; und einen Steuerungsschaltkreis 1110, welcher eingerichtet ist, auf Basis des Stellsignals ein Steuersignal für den Schalter bereitzustellen. Ferner kann der Schaltkreis 1100 einen Ausgang 1112 aufweisen, an welchem das Steuersignal für den Schalter bereitgestellt werden kann.In 11 is the circuit 1100 for signal conditioning according to various embodiments, wherein the circuit may comprise: an input 1102 to which an output voltage of the switching converter can be fed as input signal; a delay circuit 1104 configured to delay the signal applied to it which is dependent on the input signal to delay a time equal to one-half of a period of a harmonic in the input signal to produce a delayed input signal; a first sub-circuit 1106 which is arranged to add the delayed input signal and the input signal, so that a combined input signal is output; a second sub-circuit 1108 which is connected to the first sub-circuit 1106 is coupled and is arranged to subtract the combined input signal from a setpoint signal of the output voltage of the switching converter, so that a control signal is output; and a control circuit 1110 which is arranged to provide a control signal for the switch based on the actuating signal. Furthermore, the circuit 1100 an exit 1112 at which the control signal for the switch can be provided.
In 12 ist ein Ablauf eines Verfahrens 1200 zur Erzeugung eines Synchronisationssignals dargestellt. Mit dem in 12 dargestellten Verfahren 1200 kann beispielsweise ein Ansteuerungssignal für einen Schalter in einem Schaltwandler bereitgestellt werden. Im Einzelnen kann das Verfahren 1200 aufweisen: Ermitteln einer im Schaltwandler anliegenden Spannung 1202; Vergleichen der im Schaltwandler anliegenden Spannung mit einem vorgegebenen Spannungswert 1204; Erzeugen eines Pulssignales 1206, wenn ermittelt wird, dass die am Schaltwandler anliegende Spannung unter den vorgegebenen Spannungswert fällt; Erzeugen eines Synchronisationssignals 1208 auf Basis der erzeugten Pulssignale; und Erzeugen eines Steuersignals 1210 für den Schalter auf Basis des Synchronisationssignals.In 12 is a sequence of a procedure 1200 for generating a synchronization signal. With the in 12 illustrated method 1200 For example, a drive signal may be provided to a switch in a switching converter. In detail, the procedure 1200 have: determining a voltage applied in the switching converter voltage 1202 ; Compare the voltage applied in the switching converter voltage with a predetermined voltage value 1204 ; Generating a pulse signal 1206 when it is determined that the voltage applied to the switching converter falls below the predetermined voltage value; Generating a synchronization signal 1208 based on the generated pulse signals; and generating a control signal 1210 for the switch based on the synchronization signal.
In 13 ist ein Ablauf eines Verfahrens 1300 zur Signalaufbereitung gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen dargestellt. Mit dem in 13 dargestellten Verfahren 1300 kann beispielsweise ein Ansteuerungssignal für einen Schalter in einem Schaltwandler bereitgestellt werden. Im Einzelnen kann das Verfahren 1300 aufweisen: Ermitteln eines Ausgangsspannungssignals auf Basis einer Ausgangsspannung des Schaltwandlers 1302; Verzögern des Ausgangsspannungssignals um eine Zeitdauer, die einer Hälfte einer Periodendauer einer Oberschwingung des Ausgangsspannungssignals entspricht 1304; Addieren des verzögerten Ausgangsspannungssignals zu dem Ausgangsspannungssignal, so dass ein zusammengefasstes Ausgangsspannungssignal bereitgestellt wird 1306; Subtrahieren des zusammengefassten Ausgangsspannungssignals von einem Sollwertsignal der Ausgangsspannungsspannung des Schaltwandlers, so dass ein Stellsignal bereitgestellt wird 1308; und Erzeugen eines Steuersignals für den Schalter auf Basis des Stellsignals 1310.In 13 is a sequence of a procedure 1300 shown for signal processing according to various embodiments. With the in 13 illustrated method 1300 For example, a drive signal may be provided to a switch in a switching converter. In detail, the procedure 1300 comprising: determining an output voltage signal based on an output voltage of the switching converter 1302 ; Delaying the output voltage signal by a period corresponding to one-half of a period of a harmonic of the output voltage signal 1304 ; Adding the delayed output voltage signal to the output voltage signal to provide a composite output voltage signal 1306 ; Subtracting the combined output voltage signal from a setpoint signal of the output voltage voltage of the switching converter to provide an actuating signal 1308 ; and generating a control signal for the switch based on the actuating signal 1310 ,
