DE102008023515A1 - Spannungswandlerschaltung und Verfahren zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher - Google Patents

Spannungswandlerschaltung und Verfahren zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher Download PDF

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Abstract

Die vorliegende Erfindung schafft eine Spannungswandlerschaltung (10) zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher (12), basierend auf einer Eingangsspannung (VDD), die an einem Eingang (14) der Spannungswandlerschaltung anliegt. Die Spannungswandlerschaltung umfasst einen Energiespeicher und eine Schalteranordnung (15), wobei die Schalteranordnung einen ersten Schalter (13) und einen zweiten Schalter (17) aufweist, die zueinander parallel geschaltet sind und mit dem Energiespeicher gekoppelt sind. Der erste Schalter der Schalteranordnung weist eine betragsmäßig kleinere Einschaltspannung auf als der zweite Schalter, wobei ein Steueranschluss (13a) des ersten Schalters (13) so geschaltet ist, dass der erste Schalter in einer Startphase der Spannungswandlerschaltung aktiv ist, um dem Energiespeicher (12) Energie zuzuführen, und wobei ein Steueranschluss (17a) des zweiten Schalters (17) geschaltet ist, so das der zweite Schalter (17) nach der Startphase aktiv ist, um dem Energiespeicher (12) in getakteter Weise Energie zuzuführen. Ferner weist die Spannungswandlerschaltung (10) eine Rückkopplungsschaltung (20) auf, die ausgebildet ist, um in Abhängigkeit von einer Änderung der in dem Energiespeicher (12) gespeicherten Energie oder in Abhängigkeit von einer Menge der in dem Energiespeicher gespeicherten Energie ein Rückkopplungssignal bereitzustellen, wobei die Rückkopplungsschaltung (20) ein schaltbares Kopplungselement (24) aufweist, das ausgelegt ist, um ...

Description

  • Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung beziehen sich auf eine Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher, basierend auf einer Eingangsspannung. Solch eine Spannungswandlerschaltung kann beispielsweise im Zusammenhang mit einer Aufwärtswandlung einer Ausgangsspannung einer Energiequelle, wie z. B. der eines Thermogenerators oder einer Solarzelle eingesetzt werden. Ferner beziehen sich Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung auf ein Verfahren zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher.
  • Das technische Einsatzgebiet von Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann beispielsweise eine Spannungswandlerschaltung sein, die bereits bei einer geringen bzw. geringeren Eingangsspannung diese Spannung bezüglich ihres Spannungswertes wandeln kann. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung kann es sich um einen Aufwärtsspannungswandler mit gekoppelten Spulen handeln, der an seinem Ausgang eine höhere Spannung zur Verfügung stellt, als an seinem Eingang anliegt. Dabei kann der Spannungswandler mit Energiequellen, wie z. B. Thermogeneratoren oder Solarzellen, gekoppelt sein, die nur eine sehr geringe Ausgangsspannung als Eingangspannung für den Spannungswandler liefern. Durch den Einsatz einer erfindungsgemäßen Spannungswandlerschaltung können bei noch geringen Abmessungen des Spannungsübertragers hohe Wirkungsgrade erreicht werden.
  • Herkömmliche DC-DC-Aufwärtswandler sind als integrierte Schaltung erhältlich, die ab einer Eingangsspannung von ca. 300 mV arbeiten. Der Wirkungsgrad dieser DC-DC-Aufwärtswandler ist dabei jedoch meist gering. DC-DC-Aufwärtswandler, die bei kommerziellen Geräten wie z. B. Handys, Laptops, usw. eingesetzt werden, sind bis auf mindestens eine externe Spule voll integriert auf einem Chip erhältlich. Sie bieten hohe Wirkungsgrade bei Eingangsspannungen über 1,8 V. Darunter liegende Eingangsspannungen bewirken bei ihnen jedoch meist eine rapide Abnahme der Effizienz. Dies bedeutet, dass Energiequellen, wie z. B. Solarzellen und Thermogeneratoren, kaskadiert verschaltet werden müssen, um eine brauchbare Spannung für einen DC-DC-Konverter bzw. Aufwärtswandler zu liefern. Insbesondere bei den Thermogeneratoren ist dies nur begrenzt möglich, wenn man die Abmessungen des Gesamtsystems gering halten will. Es besteht also ein Bedarf an einer Spannungswandlerschaltung für Energiequellen, die nur eine sehr geringe Ausgangsspannung liefern, wobei diese geringe Ausgangsspannung mit hoher Effizienz in eine geänderte Ausgangsspannung der Spannungswandlerschaltung, bei gleichzeitiger geringer Abmessung, gewandelt werden kann.
  • Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher, basierend auf einer Eingangsspannung zu schaffen, wobei das getaktete Zuführen von Energie mit hoher Effizienz und schon bei einer vergleichsweise geringen Eingangsspannung durchführbar ist.
  • Ferner ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher basierend auf einer Eingangsspannung, die an einem Eingang einer Spannungswandlerschaltung anliegt, zu schaffen.
  • Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Spannungswandlerschaltung gemäß Anspruch 1 und durch ein Verfahren gemäß Anspruch 40.
  • Die vorliegende Erfindung schafft eine Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher, basierend auf einer Eingangsspannung, die an einem Eingang der Spannungswandlerschaltung anliegt. Die Spannungswandlerschaltung umfasst einen Energiespeicher und eine Schalteranordnung, wobei die Schalteranordnung einen ersten Schalter und einen zweiten Schalter aufweist, die zueinander parallel geschaltet sind. Die Schalteranordnung ist mit dem Energiespeicher gekoppelt. Der erste Schalter weist eine betragsmäßig kleinere Einschaltspannung auf, als der zweite Schalter. Ein Steueranschluss des ersten Schalters ist so beschaltet, dass der erste Schalter in einer Startphase der Spannungswandlerschaltung aktiv ist, um den Energiespeicher Energie zuzuführen. Ein Steueranschluss des zweiten Schalters ist so beschaltet, dass der zweite Schalter nach der Startphase aktiv ist, um dem Energiespeicher in getakteter Weise Energie zuzuführen.
  • Die vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher, basierend auf einer Eingangsspannung, die an einem Eingang einer Spannungswandlerschaltung anliegt. Das Verfahren weist einen Schritt des Zuführens von Energie zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung in einer Startphase durch Aktivieren eines ersten Schalters auf, wobei der erste Schalter eine betragsmäßig kleinere Einschaltspannung aufweist, als ein zweiter Schalter. Ferner weist das Verfahren ein Zuführen von Energie, in getakteter Weise, zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung nach der Startphase durch Aktivieren des zweiten Schalters. Der zweite Schalter ist zu dem ersten Schalter parallel geschaltet und weist eine betragsmäßig größere Einschaltspannung auf, als der erste Schalter.
  • Einige Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung bieten die Möglichkeit, dass der Energiespeicher zum Beispiel induktiv oder kapazitiv mit einer Rückkopplungsschaltung gekoppelt ist, so dass die Spannungswandlerschaltung zu selbstschwingenden Oszillationen anregbar ist, wodurch eine Arbeitsfrequenz des getakteten Zuführens von Energie bestimmt ist.
  • Einige Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung bieten außerdem den Vorteil, dass mit Hilfe einer Regelschaltung, die mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors gekoppelt ist, eine Arbeitsfrequenz des getakteten Zuführens von Energie lastabhängig steuerbar ist.
  • Einige Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung bieten weiterhin den Vorteil, dass eine Rückkopplungsschaltung, die mit dem Energiespeicher induktiv gekoppelt ist, ein schaltbares kapazitives Element aufweist, welches ausgelegt ist, um in einer Startphase eine stärkere Kopplungswirkung zu bewirken, als nach der Startphase.
  • Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung bieten ferner den Vorteil, dass bei Verwendung eines selbstleitenden Sperrschicht-Feldeffekt-Transistors (Junction-Field-Effect-Transistor, JFET) als erster Schalter und bei Verwendung eines Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor, MOSFET) als zweiter Schalter das Wandeln einer Spannung in der Startphase bereits bei einer niedrigen Eingangsspannung durch Aktivieren des selbstleitenden JFET startet und dass nach der Startphase, durch Aktivieren des MOSFET, das Wandeln eine hohe Effizienz aufweisen kann.
  • Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild einer Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 2 ein weiteres Blockschaltbild einer Spannungswandlerschaltung mit einer Rückkopplungsschaltung, einer Regelschaltung, einer Ausgangskapazität und einem steuerbaren Gleichrichter zwischen dem Energiespeicher und der Ausgangskapazität, gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 3 ein Schaltbild einer Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher, gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
  • 4 Strom-/Spannungsmesskurven an verschiedenen Schaltkreispunkten der Spannungswandlerschaltung aus 3;
  • 5 weitere Strom-/Spannungsmesskurven zu Beginn der getakteten Betriebsphase der Spannungswandlerschaltung gemäß 3;
  • 6 eine graphische Darstellung eines getakteten Spannungsverlaufs an den Steueranschlüssen des ersten und zweiten Schalters, sowie an der ersten Spule und des entsprechenden Stroms in dem zweiten Transistor, während einer Betriebsphase der Spannungswandlerschaltung;
  • 7 gemessene Strom-/Spannungsmesskurven der Ausgangsspannung, der Steuerspannung, sowie eine graphische Darstellung des getakteten Stromverlaufs über den zweiten Schalter und über eine gleichrichtende Diode, gemäß dem Ausführungsbeispiel in 3; und
  • 8 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher, gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
  • Bezüglich der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sollte beachtet werden, dass in den unterschiedlichen Figuren und in der gesamten Beschreibung für funktional identische bzw. gleich wirkende oder funktionsgleiche, äquivalente Elemente oder Schritte zur Vereinfachung durchgehend die gleichen Bezugszeichen verwendet werden.
  • Bei Ausführungsbeispielen gemäß der vorliegenden Erfindung können Spannungswandlerschaltungen für sehr niedrige Eingangsspannungen mit hoher Effizienz realisiert werden. Ein Vorteil dieser Schaltungen sind die kleinen Abmessungen, so dass auf einfache Art und Weise beispielsweise Thermogeneratoren zur Energiegewinnung im μW- bis mW-Bereich verwendet werden können.
  • 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Spannungswandlerschaltung 10 gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Spannungswandlerschaltung 10 zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher basierend auf einer Eingangsspannung VDD, die an einem Eingang 14 der Spannungswandlerschaltung 10 anliegt, weist einen Energiespeicher 12 zum Speichern von Energie und eine Schalteranordnung 15 auf, die mit dem Energiespeicher 12 gekoppelt ist. Die Schalteranordnung 15 weist einen ersten Schalter 13 und einen zweiten Schalter 17 auf, die zueinander parallel geschaltet sind und mit dem Energiespeicher gekoppelt sind. Der erste Schalter 13 weist eine betragsmäßig kleinere Einschaltspannung auf, als der zweite Schalter 17. Ein Steueranschluss 13a des ersten Schalters ist dabei so beschaltet, dass der erste Schalter in einer Startphase der Spannungswandlerschaltung aktiv ist, um dem Energiespeicher Energie zuzuführen. Ein Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 ist so geschaltet, dass der zweite Schalter nach der Startphase aktiv ist, um den Energiespeicher in getakteter Weise Energie zuzuführen.
  • Bei dem Energiespeicher 12 kann es sich beispielsweise um ein induktives Element, also z. B. eine Induktionsspule handeln. Beim Anlegen einer Eingangsspannung VDD an dem Eingang 14 der Spannungswandlerschaltung 10 kann dann beispielsweise in einer Startphase der erste Schalter 13 aktiv sein, also geschlossen sein, so dass ein zeitlich veränderlicher Strom, also beispielsweise ein zeitlich zunehmender Strom durch die Spule von dem Eingang 14 zu einem Referenzpotential VSS fließt und damit eine in einem Magnetfeld der Spule gespeicherte Energie ansteigt. Nach einer Startphase kann dann der Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 aufgrund einer entsprechenden Beschaltung so angesteuert werden, dass der zweite Schalter 17 in getakteter Weise geschlossen und geöffnet wird. In den Phasen, in denen der zweite Schalter 17 geschlossen ist, können ebenfalls durch einen veränderlichen Stromfluss durch die Spule 12, dieser Spule 12 Magnetfeldenergie zugeführt werden. Der Strom kann bei geschlossenen ersten bzw. zweitem Schalter zu dem Referenzpotential VSS, bei dem es sich beispielsweise um ein Massepotential handeln kann, abfließen.
  • In einem anderen Ausführungsbeispiel kann es sich bei dem Energiespeicher beispielsweise um eine Spannungswandlerschaltung mit einem kapazitiven Energiespeicher 12 handeln. Diese Spannungswandlerschaltung kann dann beispielsweise in eine Ladungspumpe integriert werden. In Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann es sich also beispielsweise um eine induktive Wandlerschaltung oder eine kapazitive Spannungswandlerschaltung handeln. Enthält die Spannungswandlerschaltung einen Transformator mit gekoppelten Spulen, kann es sich bei einigen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung auch um einen DC-DC-Wandler handeln.
  • 2 zeigt ein weiteres Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Spannungswandlerschaltung 10. Die Spannungswandlerschaltung 10 weist einen Energiespeicher 12 auf, der als induktives Element, als beispielsweise also eine erste Spule, bzw. erste Induktionsspule ausgelegt sein kann. Diese erste Induktionsspule 12 kann mit einem induktiven Element 22 einer Rückkopplungsschaltung 20 induktiv gekoppelt sein. D. h. durch eine Änderung der in der Induktionsspule gespeicherten Energie, also wenn durch die Induktionsspule 12 ein zeitlich veränderlicher Strom fließt, wird in dem induktiven Element 22 eine Spannung induziert. Die Rückkopplungsschaltung 20 kann ferner ein schaltbares Kopplungselement 24, z. B. ein schaltbares kapazitives Element aufweisen, welches ausgelegt ist, um in einer Startphase eine stärkere Kopplungswirkung zwischen dem induktiven Element 22 und dem Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 bereitzustellen, als nach der Startphase. Die Rückkopplungsschaltung 20 kann ausgelegt sein, um über das kapazitive Element 24 eine Spannung an den Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 zu koppeln, so dass der zweite Schalter 17 nach der Startphase aktiv ist bzw. angesteuert wird, um dem Energiespeicher 12, also der Induktionsspule, in getakteter Weise Energie zuzuführen. D. h. durch Anlegen einer über das kapazitive Element 24 eingekoppelten Spannung an den Steueranschluss 17a des zweiten Schalters kann der zweite Schalter beispielsweise geschlossen werden, so dass ein zeitlich veränderlicher Stromfluss durch die Spule 12 zu dem Referenzpotential VSS stattfindet, wodurch der Spule 12 eine magnetische Energie zugeführt wird.
  • Das schaltbare Kopplungselement, also z. B. das schaltbare kapazitive Element 24 der Rückkopplungsschaltung 20 kann beispielsweise ein Kondensator 24a sein, der in Reihe geschaltet ist mit einem dritten Schalter 24b. Der Steueranschluss des dritten Schalters 24b kann so beschaltet sein, dass der Schalter während der Startphase geschlossen ist, um so eine stärkere Kopplung über den Kondensator 24a zu dem Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 zu erzielen, als nach einer Startphase, in der der dritte Schalter 24b geöffnet ist. Der Kondensator 24a trennt dabei den Gleichspannungsanteil der induzierten Spannung von dem Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17.
  • In einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Rückkopplungsschaltung 20 so ausgebildet sein, dass ein Anschluss des induktiven Elementes 22 mit einem weiteren kapazitiven Element 26 der Rückkopplungsschaltung 20 verbunden ist. Das kapazitive Element 26 kann ausgelegt sein, um in der Startphase durch eine induzierte Spannung an dem induktiven Element 22 ein Potential, gegenüber der Referenzpotential VSS, aufzubauen, so dass der Steueranschluss 13a des ersten Schalters 13, der ebenfalls mit dem induktiven Element 22 gekoppelt ist, so angesteuert wird, dass in der Startphase ein Zuführen von Energie auf die Induktionsspule 12 durch periodisches teilweises Öffnen und Schließen des ersten Schalters 13, vermindert wird, bis nach der Startphase ein Potential an dem kapazitiven Element 26 anliegt, so dass das Zuführen von Energie zu dem Energiespeicher 12 durch Öffnen des ersten Schalters 13 beendet ist.
  • Bei dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalter kann es sich beispielsweise um Transistoren handeln. Bei dem ersten Schalter 13 kann es sich beispielsweise um einen Sperrschicht-Feld-Effekt-Transistor oder „Junction”-Feldeffekt-Transistor (JFET) handeln, also beispielsweise um einen selbstleitenden Transistor, der bereits bei einer Ansteuerspannung von 0 V eingeschaltet, also elektrisch leitend, ist. Der zweite Schalter kann beispielsweise ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MOSFET) sein, beispielsweise ein NMOS-Transistor oder auch ein PMOS-Transistor. Bei dem dritten Schalter 24b kann es sich wieder um einen selbstleitenden JFET Transistor handeln.
  • Der erste Transistor 13 kann also ein selbstleitender Transistor sein, der bereits bei einer Steuerspannung bzw. Gate-Spannung von 0 V stromführend ist, und bei dem zweiten Schalter 17 kann es sich beispielsweise um einen MOSFET mit einer Einschaltspannung handeln, die höher ist als die Einschalt- bzw. Schwellspannung des ersten Transistors 17. In der Startphase der Spannungswandlerschaltung 10 kann nun zunächst nur der erste Transistor, beispielsweise der JFET 13, aktiv sein, da eine an dem Eingang 14 anliegende Spannung gering sein kann. Da der JFET ein selbstleitendes Bauelement ist, kann aber bereits ab einer Eingangsspannung knapp über 0 V über die Induktivität 12, also den Energiespeicher, ein Strom fließen. Somit steigt ein Strom über die Induktionsspule 12 bei der Inbetriebnahme des Wandlers an, so dass in der Induktionsspule 12 ein zeitlich veränderlicher Strom fließt und dadurch in dem induktiven Element 22 eine Spannung induziert wird. Durch die induzierte Spannung kann in diesem Ausführungsbeispiel ein negativer Strom in dem induktiven Element 22, das ebenfalls als Spule ausgebildet sein kann, induziert werden, so dass das kapazitive Element 26 mit einer geringen negativen Spannung aufgeladen wird. Da an dem Steueranschluss 13a des JFET-Transistors 13 ein PN-Übergang zu dem Referenzpotential VSS gegeben ist, kann sich im Laufe der Zeit eine geringe negative Spannung an dem kapazitiven Element 26 wegen des Diodengleichrichtungseffekts ausbilden. Zu dem Zeitpunkt, zu dem eine Eingangsspannung VDD konstant wird, wird der Stromfluss in der Induktionsspule 12 konstant oder nimmt eine Änderungsgeschwindigkeit des Stroms ab, und es wird keine Spannung oder nur noch eine kleinere Spannung in dem induktiven Element 22 induziert. Da der Steueranschluss, also der Gate-Anschluss des JFET-Transistors 13 mit dem kapazitiven Element 26 gekoppelt ist, welches auf einem kleinen negativen Potential liegt, wird der Stromfluss durch den JFET reduziert, der Schalter 13 also geöffnet. Dadurch kann der konstante Stromfluss durch die Induktionsspule 12 reduziert werden. Deshalb kann wieder eine Spannung in die Rückkopplungsschaltung 20, über das gekoppelte induktive Element 22, induziert werden. Dieser Schaltzyklus kann sich nun bei einer konstanten Eingangsspannung wiederholen. Für den Strom, der durch die Induktionsspule 12 fließt, ergibt sich dann ein exponentieller Zusammenhang, mit einer Zeitkonstante, die unter anderem von einem seriellen Ersatzwiderstand der Energiequelle, die die Eingangsspannung 14 liefert, abhängt. Diese Zeitkonstante kann beispielsweise in der Größenordnung von Mikrosekunden sein, weshalb eine hohe negative Spannung in dem induktiven Element 22 induziert werden kann, bis der Stromfluss durch die Induktionsspule 12 seinen maximalen Wert erreicht. Da der Steueranschluss 13a, also der Gate-Anschluss des Sperrschicht-FETS 13, mit dem kapazitiven Element 26 verbunden bzw. gekoppelt ist, wird dann der Sperrschicht-FET wieder geschlossen, was zu einer Reduzierung des Stroms durch die Induktionsspule 12 führt. Der Zyklus kann sich dann wiederholen.
  • Falls die Spannung über dem kapazitiven Element 26 einen gewissen negativen Wert unterschreitet, also beispielsweise geringer ist, als eine Einschaltspannung des ersten Schalters bzw. des ersten Transistors 13, wird der erste Transistor 13 nicht mehr eingeschaltet und der zweite Schalter 17 bzw. der MOSFET wird zum schaltenden Transistor. Nach der Startphase übernimmt also der zweite Schalter bzw. der MOSFET-Transistor 17 das getaktete Zuführen von Energie zu dem Energiespeicher 12.
  • Gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann der Energiespeicher 12 mit der Rückkopplungsschaltung 20 so gekoppelt sein, so dass in Abhängigkeit einer Änderung der in dem Energiespeicher 12 gespeicherten Energie eine selbstschwingende Oszillation der Spannungswandlerschaltung angeregt werden kann. Der Energiespeicher kann beispielsweise also eine Induktionsspule sein, welche induktiv mit der Rückkopplungsschaltung gekoppelt ist, so dass in Abhängigkeit einer Änderung des in der Induktionsspule fließenden Stromes eine selbstschwingende Oszillation der Spannungswandlerschaltung angeregt wird. Die hier beschriebene DC-DC-Spannungswandlerschaltung ist also in Ausführungsbeispielen vom Grundkonzept her ein selbstschwingender Wandler, d. h. die Schalter bzw. Schalttransistoren werden nicht über eine aktive Schaltung angesteuert, sondern nur über gekoppelte Spulen eines Übertragers.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann der Energiespeicher 12 mit einer Rückkopplungsschal tung 20 so gekoppelt sein, dass in Abhängigkeit von einer Änderung der in dem Energiespeicher gespeicherten Energie oder in Abhängigkeit von einer Menge der im Energiespeicher gespeicherten Energie ein Rückkopplungssignal entsteht, das die Spannungswandlerschaltung zu selbstschwingenden Oszillationen angeregt. Außerdem kann die Rückkopplungsschaltung 20 ein resistives Element 25a und ein kapazitives Element 26 aufweisen, so dass die Frequenz der selbstschwingenden Oszillation zum getakteten Zuführen von Energie zu dem Energiespeicher unter anderem von einer RC-Zeitkonstante der Rückkopplungsschaltung 20 abhängt.
  • Die Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher kann außerdem eine Regelschleife 27 aufweisen, die ausgebildet ist, um die Frequenz oder ein Tastverhältnis des Zuführens von Energie zu dem Energiespeicher nach der Startphase zu steuern. Dazu kann die Regelschleife 27 mit einem Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 gekoppelt sein.
  • Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Spannungswandlerschaltung so ausgebildet sein, dass der Energiespeicher 12 über ein gleichrichtendes Element, also z. B. eine Diode, mit einer Ausgangskapazität 28 gekoppelt ist. An der Ausgangskapazität 28 kann dann in Abhängigkeit einer von dem Energiespeicher 12 übertragenen Ladung eine Ausgangsspannung Vout zur Verfügung gestellt werden. Diese Ausgangsspannung kann in Ausführungsbeispielen höher sein, als eine Eingangsspannung, die am Eingang der Spannungswandlerschaltung anliegt. Bei dem Gleichrichterelement 29 kann es sich um ein geschaltetes Gleichrichtungselement handeln, also beispielsweise um eine Diode, die parallel geschaltet ist mit einem Schalter. Beispielsweise kann es sich bei dem Schalter um einen Transistor handeln, dessen Steueranschluss in einer vorbestimmten Weise beschaltet ist.
  • Gemäß einigen Ausführungsbeispielen kann das Übertragen von Ladungen auf die Ausgangskapazität 28 so durchgeführt werden, dass nach der Startphase dem Energiespeicher 12 in getakteter Weise durch Schließen des zweiten Schalters 17 Energie zugeführt wird. In einer der getakteten Weise entgegengesetzten Weise können Ladungen von dem Energiespeicher auf die Ausgangskapazität 28 übertragen werden. D. h. nach der Startphase wird während der Phase, in der der Schalter 17 geschlossen ist, Energie in dem Energiespeicher 12 zwischengespeichert. In den (getakteten) Phasen, in denen der Schalter 17 geöffnet ist, wird diese zwischengespeicherte Energie bzw. Ladung über das gleichrichtende Element 29 auf die Ausgangskapazität 28 übertragen. Die Ladungen werden also in einer der getakteten Weise entgegengesetzten getakteten Weise, also zum Beispiel dann, wenn der Schalter 17 geöffnet ist, auf die Ausgangskapazität „gepumpt”. Dort kann sich dann eine Ausgangsspannung Vout an der Ausgangskapazität 28 ausbilden, die sich bezüglich ihres Spannungswertes von dem der Eingangsspannung betragsmäßig unterscheiden kann.
  • Die Steuerung dieses getakteten Zuführens von Energie in den Energiespeicher 12 und in den entgegengesetzten Phasen, des Übertragens dieser zwischengespeicherten Energie auf die Ausgangskapazität 28 kann durch die Regelschleife 27 unterstützt bzw. ermöglicht oder bewirkt werden. Die Ausgangskapazität 28 wirkt als zweiter Energiespeicher am Ausgang der Spannungswandlerschaltung, so dass eine Ausgangsspannung zur Verfügung steht, die sich von der Eingangsspannung unterscheidet.
  • Die Regelschleife 27 kann mit einem Steueranschluss des zweiten Schalters 17 gekoppelt sein, um in Abhängigkeit von einer Last an der Ausgangskapazität 28 eine Frequenz für das getaktete Zuführen von Energie auf den Energiespeicher 12 und für das zu dem getakteten Zuführen entgegengesetzt getaktete Übertragen von Ladungen aus dem Energiespeicher auf die Ausgangskapazität 28 zu steuern. Beispielsweise kann in einem Ausführungsbeispiel die Regelschleife so ausgebildet sein, dass die Frequenz zum getakteten Zuführen von Energie und zum Übertragen von Ladungen auf die Ausgangskapazität 28 erniedrigt wird, je höher die Last an der Ausgangskapazität ist. D. h. abhängig von einer Last, die an den Ausgang der Spannungswandlerschaltung, also beispielsweise an die Ausgangskapazität 28, gekoppelt ist, kann die Frequenz der Spannungswandlung verändert werden.
  • Die 3 zeigt den Schaltplan einer Spannungswandlerschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Spannungswandlerschaltung 10 zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher basierend auf einer Eingangsspannung weist in diesem Ausführungsbeispiel einen Energiespeicher 12 auf, der als induktives Element, also beispielsweise als eine erste Spule ausgebildet ist. An den Eingang der Spannungswandlerschaltung 14 liegt eine Eingangsspannung VDD an, die mit dem Energiespeicher 12 verbunden ist. Zwischen der Eingangsspannung VDD und dem Referenzpotential VSS 19 kann in diesem Ausführungsbeispiel ein Eingangskondensator C1 18 gekoppelt sein. Der Energiespeicher 12 ist in diesem Ausführungsbeispiel mit der Schalteranordnung 15 verbunden. Die Schalteranordnung 15 weist in diesem Ausführungsbeispiel einen selbstleitenden ersten JFET-Transistor T1 bzw. 13 auf. Die Schalteranordnung 15 weist außerdem einen zweiten MOSFET-Transistor T2 bzw. 17 auf, beispielsweise hier einen NMOS-Transistor, der parallel mit dem JFET-Transistor T1 geschaltet ist. Die parallel geschalteten Transistoren T1 und T2 sind mit dem Energiespeicher 12 gekoppelt und mit einem Referenzpotential VSS 19 gekoppelt. Der selbstleitende JFET-Transistor T1 bzw. 13, der als erster Schalter fungiert, weist eine betragsmäßig kleinere Einschaltspannung auf, als der NMOS-Transistor T2 bzw. 17. Beispielsweise kann also der JFET-Transistor 13 eine Einschaltspannung bzw. eine Einschaltschwellspannung von 0 V aufweisen.
  • Der Energiespeicher 12 ist in dem gezeigten Ausführungsbeispiel magnetisch bzw. induktiv mit einem induktiven Element 22 an die Rückkopplungsschaltung gekoppelt. Das induktive Element 22 kann in diesem Ausführungsbeispiel aus zwei Induktionsspulen L3 und L2 bestehen. Das induktive Element 22 kann über einen Abgriff 22a, der zwischen der zweiten Induktionsspule L2 und der dritten Induktionsspule L3 geschaltet ist, mit einem schaltbaren kapazitiven Element 24 verbunden sein. Das schaltbare kapazitive Element 24 besteht in diesem Ausführungsbeispiel aus zwei parallel geschalteten Kondensatoren C3 bzw. 24c und C4 bzw. 24a. Der Zweig mit dem Kondensator 24 bzw. C4 weist einen JFET-Transistor 24b bzw. T4 auf, so dass je nach Beschaltung des Kondensators 24b die Gesamtkapazität des kapazitiven Elementes 24 vergrößert werden kann. Der JFET T4 24b kann dann so beschaltet sein, dass in einer Startphase der Spannungswandlerschaltung die Gesamtkapazität des kapazitiven Elementes 24 erhöht wird. Das kapazitive Element 24 ist in diesem Ausführungsbeispiel also einerseits mit dem Abgriff 22a des induktiven Elementes 22 verbunden und andererseits mit dem Steueranschluss 17a des NMOS-Transistors T2. Die Rückkopplungsschaltung 20 weist weiterhin ein kapazitives Element 26 bzw. C2 und ein resistives Element 25a bzw. R3 auf. Dieses Widerstands-Kapazitätsglied (RC-Glied aus C2 und R3) ist mit einem Anschluss der zweiten Induktionsspule L2 und dem Referenzpotential VSS verbunden.
  • Ferner ist ein weiterer Anschluss der dritten Induktionsspule L3 des induktiven Elementes 22 mit den Steueranschlüssen 13a des JFETS 13 und mit dem Steueranschluss des JFETS 24b des kapazitiven Elementes 24 verbunden.
  • Die in diesem Ausführungsbeispiel beschriebene Spannungswandlerschaltung 10 kann beispielsweise ein DC-DC-Wandler sein, der vom Grundkonzept her ein selbstschwingender Wandler ist. Das heißt, die Schalttransistoren der Spannungswandlerschaltung brauchen nicht über eine aktive Schaltung angesteuert werden, sondern werden nur über gekoppelte Spu len eines Übertragers angesteuert, so dass sich eine selbst schwingende Oszillation des DC-DC-Wandlers ergibt.
  • Beim Anlegen einer Eingangsspannung VDD an einem Eingang 14 arbeitet in einer Startphase zunächst der JFET T1 13. Da der JFET ein selbstleitendes Bauelement ist, baut sich bereits ab einer Eingangsspannung über 0 V in der Induktivität L1, also dem Energiespeicher 12 des Übertragers ein Strom auf. Da die Eingangsspannung bei Inbetriebnahme des Wandlers ansteigt, steigt auch der Strom durch die Induktionsspule L1, so dass in der zweiten Induktionsspule L2 und der dritten Induktionsspule L3 eine Spannung induziert wird, und der Wandler zu schwingen beginnt. Sobald die Spannung am Abgriff 22a zwischen der zweiten Induktionsspule L2 und der dritten Induktionsspule L3 des Übertragers groß genug ist, schaltet der MOSFET-Transistor T2 bzw. 17 ein und übernimmt die Stromführung in dem Spannungswandler.
  • Das heißt in einer Startphase ist zuerst der JFET 13 aktiv, d. h. ein Strom fließt durch die erste Spule L1 über den JFET zu dem Referenzpotential VSS 19. Dadurch wird eine Spannung über das induktive Element 22 in den Rückkoppelschaltkreis 20 gekoppelt. In dieser Startphase kann durch die Verbindung des induktiven Elementes 22 mit dem JFET 24b, des kapazitiven Elementes 24, der Kondensator 24a zu der Kapazität des Kondensators 24c zugeschaltet werden, so dass sich in der Startphase eine stärkere Kopplungswirkung auf den Steueranschluss 17a des zweiten Transistors 17 herstellen lässt, als nach einer Startphase, in der der JFET 24b abgeschaltet ist, so dass die Gesamtkapazität des kapazitiven Elementes 24 reduziert ist.
  • Durch das Ansteigen des Stromes durch die erste Spule 12 wird in diesem Ausführungsbeispiel ein negativer Strom in das induktive Element 22 induziert, so dass sich an dem kapazitiven Element 26 eine kleine negative Spannung, wegen dem PN-Übergang am Gate-Anschluss 13a des Sperrschicht-FETS 13, der Source-seitig mit dem Referenzpotential VSS verbunden ist, aufbaut. Bei dem Referenzpotential VSS kann es sich beispielsweise um ein Masse- oder Erdungspotential handeln. Der Strom in der Primärspule L1 bzw. 12 wird dann beispielsweise konstant, wenn die Eingangsspannung stabil bzw. konstant anliegt. Als eine Folge davon ist der Stromfluss durch die Primärspule 12 bzw. L1 auch konstant und es wird keine Spannung in den Sekundärspulen L2 und L3 induziert. Da der Steueranschluss 13a des JFETS 13 über das induktive Element 22 mit dem kapazitiven Element 26 bzw. C2 verbunden ist und da dieses eine negative Spannung aufweist, wie oben beschrieben wurde, wird der Strom durch den JFET reduziert und damit auch der Stromfluss durch die erste Spule 12. Durch die Änderung des Stromflusses durch die erste Spule 12 wird nun wiederum eine Spannung über das induktive Element 22 in die Rückkopplungsschaltung 20 gekoppelt. Dieser Schaltzyklus kann sich nun bei einer stabilen Eingangsspannung VDD wiederholen, was bedeuten kann, dass ein exponentielles Verhalten für den Stromfluss durch die erste Spule 12, mit einer Zeitkonstante τ, die der Induktivität der ersten Spule 12, dividiert durch den resistiven Wert des JFETs 13 und den Ersatzwiderstand der Quelle der Eingangsspannung für die Spannungswandlerschaltung 10, entsprechen kann, auftreten kann. τ kann in der Größenordnung von Mikrosekunden sein, weshalb eine hohe negative Spannung in dem induktiven Element 22 induziert werden kann, solange bis der Strom durch die erste Spule 12 seinen maximalen Wert erreicht. An diesem Punkt ist der Steueranschluss 13a des JFET 13 mit dem kapazitiven Element 26 gekoppelt und der JFET 13 kann ausgeschaltet werden. Dies bewirkt, das der Stromfluss durch die erste Spule 12 abnimmt, bis der Stromfluss beispielsweise wieder auf null abfällt. Dann kann der Zyklus von neuem beginnen. Wenn die Spannung über dem kapazitiven Element 26 kleiner ist, als die Einschaltschwellspannung des JEFTs, wird der JFET nicht mehr eingeschaltet und der zweite Transistor 17, beispielsweise der NMOS T2 wird zum Schalttransistor, über den ein Hauptstrom fließt. Das kapazitive Element 26 kann stärker negativ ge laden werden und eine Ausgangskapazität 29 kann über die Diode D3 aufgeladen werden.
  • In Abhängigkeit einer Änderung der in der Induktionsspule 12 gespeicherten Energie kann also der Spannungswandler zu selbstschwingenden Oszillationen angeregt werden.
  • Über das kapazitive Element 24 kann eine Spannung an den Steueranschluss 17a des MOSFET-Transistors 17 übertragen werden, so dass dieser bei Erreichen seiner Einschaltspannung die Stromführung übernimmt. Sobald also die Spannung am Abgriff zwischen der Induktionsspule L2 und der dritten Induktionsspule L3 der gekoppelten Spulen, also am Abgriff des Übertragers, groß genug ist, schaltet der MOSFET T2 durch und übernimmt die Stromführung. Dabei wird das kapazitive Element C2 negativ aufgeladen, so dass im stationären Zustand, also nach der Startphase, an diesem eine konstante negative Spannung anliegt und der JFET T1 ausgeschalten ist. Der Kondensator 24c und der Kondensator 24a trennen den Gleichspannungsanteil an dem Abgriff 22a von dem Steuer- bzw. Gate-Anschluss des MOSFETs T2 ab. Eine Arbeitsfrequenz der Spannungswandlerschaltung wird dann weitgehend, nach der Startphase, von dem Kondensator C3 bzw. 24c und dem resistiven Element 25b bzw. R3, bestimmt. In Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann die Arbeitsfrequenz weiterhin durch eine Regelschleife 27 beeinflusst werden, wie im Folgenden dargestellt wird.
  • Die Regelschleife 27 kann ausgebildet sein, um die Frequenz des getakteten Wandelns einer Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung zu steuern. Dazu kann die Regelschleife 27 mit dem Steuer- bzw. Gate-Anschluss 17a des MOSFET-Transistors 17 gekoppelt sein. Das heißt, die Frequenz des Zuführens von Energie zu der ersten Induktionsspule 12 und des Übertragens von Energie bzw. Ladung auf eine Ausgangskapazität 28 des Spannungswandlers 10 kann durch die Regelschleife 27 gesteuert werden. Die Regelschleife 27 ist in diesem Ausführungsbeispiel so ausgelegt, dass in Abhängig keit einer Last an der Ausgangskapazität 28 eine Frequenz für das getaktete Koppeln und für das Übertragen von Ladung von der ersten Spule auf den Ausgangskondensator 28 gesteuert wird. Der Gate-Anschluss 17a kann dazu an einem Zweig für eine negative Spannungsbegrenzung 27a und einem Zweig für eine positive Spannungsbegrenzung 27b angeschlossen sein. Der Zweig für die negative Spannungsbegrenzung 27a kann eine Diode D1 bzw. 30 aufweisen, die in Serie mit einem resistiven Element 31 bzw. R1 gegen das Referenzpotential VSS geschaltet ist. Parallel dazu kann der Zweig für eine positive Spannungsbegrenzung 27b angeordnet sein. Dieser Zweig weist eine Diode 32 auf, die mit einem Transistor 33 in Reihe gegen das Referenzpotential geschaltet ist. Ein Steueranschluss bzw. ein Steuergate 33a des Transistors 33 T7 kann über einen veränderlichen Widerstand 34 R6, also beispielsweise ein Potentiometer, das über eine Zenerdiode 35 parallel zur Ausgangskapazität 28 geschaltet ist, angesteuert werden. Durch den Zweig für die positive Spannungsbegrenzung und den Zweig für die negative Spannungsbegrenzung kann also eine Gate-Spannung an dem MOSFET-Transistor T2 eingestellt bzw. begrenzt werden. Abhängig von einer Last am Ausgang bzw. abhängig von einer gewünschten Ausgangsspannung kann der Widerstand des Potentiometers 34 bzw. eine Spannungsteilerwirkung des Potentiometers 34 verändert werden und damit die Gate-Spannung am Transistor 33. Somit kann in Abhängigkeit einer Last am Ausgang des DC-DC-Wandlers, die Gate-Spannung an dem Steueranschluss 33a des Transistors 33 und die Steuerspannung an dem zweiten Transistor bzw. dem MOSFET 17 eingestellt werden. Durch eine Einstellung eines Kanalwiderstandes des MOSFET 17 kann bei einigen Ausführungsbeispielen eine Zeitkonstante eines Gate-Ansteuersignals des MOSFET T2 eingestellt werden. Dadurch kann also die Frequenz oder ein Tastverhältnis des Öffnens und Schließens des Transistors 17 und damit des getakteten Zuführens von Energie bzw. des Übertragens von Ladungen auf die Ausgangskapazität 28 eingestellt werden.
  • Die Regelschleife 27 kann also eine Diode D7, einen Transistor T7, eine Zenerdiode D6 sowie einen Spannungsteiler R6 aufweisen. Mit dieser Regelschleife kann die Ein-Zeit des Schalttransistors T2 gesteuert werden. Somit kann sich auch die Betriebsfrequenz bei unterschiedlichen Lasten ändern. Beispielsweise kann die Betriebsfrequenz umso niedriger werden, je höher die Last ist.
  • Die Zenerdioden 36 und 37 sind Schutzdioden, die beispielsweise im Fehlerfall verhindern, dass der MOSFET T2 bzw. 17 unzulässig hohe Spannungen an seinem Steuer- bzw. Gate-Anschluss bekommt. Der Widerstand 31 bzw. R1 dient als zusätzliche Starthilfe für den Wandler.
  • Zwischen der ersten Induktionsspule 12 und der Ausgangskapazität 28 kann ferner ein schaltbarer Gleichrichter 29 angeordnet sein. Der schaltbare Gleichrichter 29 kann eine Diode 38 aufweisen, die parallel zu einem Transistor T3 bzw. 39 angeordnet ist, der über eine weitere Regelschaltung 40 beschaltbar ist bzw. angesteuert wird.
  • Um die Effizienz der Schaltung zu optimieren, wird parallel zu der Diode D3 bzw. 38 des schaltbaren Gleichrichters 29 ein Transistor 39 geschaltet, der die Stromführung übernimmt, wenn die Diode normalerweise leiten würde. Dies kann beispielsweise über eine Ansteuerschaltung 40 realisiert werden.
  • Der steuerbare Transistor 39 kann beispielsweise ein PMOS-Transistor sein, der eine ausreichende Totzeit aufweist, also eine ausreichende Zeit, in der er geöffnet ist, so dass es zu keinem Überlapp des PMOS-Transistors T3 bzw. 39 und des zweiten MOSFET T2 kommen kann.
  • Bei einigen Ausführungsbeispielen kann eine hohe Effizienz der Spannungswandlerschaltung durch eine geeignete Auslegung des Übertragers, also der gekoppelten Spulen 12 und 22 erreicht werden. Die Sekundärseite (L2 und L3) kann einen Abgriff 22a aufweisen, um den MOSFET-Transistor T2 optimal zu steuern, das heißt um Schaltverluste zu minimieren und dennoch geringe Startspannungen zu gewährleisten. Die Induktivität der Wicklung der Induktionsspule 12 bzw. L1 wird bei einigen Ausführungsbeispielen möglichst groß gewählt, damit ein Leerlaufstrom des Wandlers gering im Verhältnis zum maximalen Eingangsstrom gehalten werden kann. Um hohe Wicklungszahlen und damit hohe Ohmsche Verluste zu verhindern, können Kernmaterialien verwendet werden, die eine hohe absolute magnetische Permeabilität μ besitzen. Die absolute magnetische Permeabilität μ ist das Produkt aus der magnetischen Feldkonstante μ0 und der relativen magnetischen Permeabilität μr (μ = μ0 × μr). Die absolute magnetische Permeabilität kann in einigen Ausführungsbeispielen größer als 6 × 10–5 H/m sein, beispielsweise also größer als 6,28 × 10–5 H/m, was einer relativen magnetischen Permeabilität μr von 50 entspricht. Dabei wird bei einigen Ausführungsbeispielen jedoch darauf geachtet, dass die Sättigung der Magnetisierung des Kerns nicht überschritten wird. Dies hängt in erster Linie von der Ausgangsleistung und letztlich von dem maximalen Eingangsstrom des Wandlers ab.
  • Gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann die oben beschriebene Schaltung für einen DC-DC-Aufwärtswandler ausschließlich aus diskreten Bauteilen aufgebaut sein. Um eine kleine Abmessung der Spannungswandlerschaltung zu ermöglichen, können alle entsprechenden Bauteile durchwegs als oberflächenmontierbare Bauteile (Surface-Mounted-Device = SMD) erhältlich sein. Für den Übertrager, also die Spulen zur induktiven Kupplung, kann beispielsweise ein ER9,5-Kern aus dem Ferritmaterial N87 verwendet werden, der noch geringe Abmessungen im Verhältnis zur Gesamtschaltung besitzt. Damit der Konverter, also die Spannungswandlerschaltung bei geringen Eingangsspannungen von z. B. 60 mV startet, ist zum einen das Wicklungs- bzw. Windungsverhältnis der ersten Induktionsspule L1 bzw. 12 zu dem der zweiten Induktionsspule L2 und der dritten Indukti onsspule L3 ungefähr 1:17 zu wählen. Das Wicklungsverhältnis bzw. Windungsverhältnis kann jedoch beispielsweise, abhängig von der Einschaltspannung des JFET T1 bzw. des Transistors T3 auch zwischen 1:4 und 1:25 liegen. Außerdem besitzt der JFET T1 eine betragsmäßig niedrige Abschnürspannung von ungefähr 1,2 V. Dabei ist darauf zu achten, dass die maximale Gate-Source-Spannung ausreichend hoch dimensioniert ist. In einem Ausführungsbeispiel kann beispielsweise der JFET PMBF4393 der Firma Philips eingesetzt werden. Dieser weist nach Angaben in seinem Datenblatt eine Abschnürspannung zwischen –3,0 V und –0,5 V und eine maximal zulässige Gate-Source-Spannung von 40 V auf. In einigen Ausführungsbeispielen kann als Schalttransistor T2 der MOSFET BSH105 von der Firma Philips verwendet werden. Die Schwellspannung dieses Schalttransistors liegt bei ungefähr 0,6 V. Werden die angegebenen Schalttransistoren verwendet, ist es bei einigen Ausführungsbeispielen sinnvoll, die zweite Induktionsspule L2 und die dritte Induktionsspule L3 genau gleich groß zu dimensionieren.
  • Die Spannungswandlerschaltung 10 in 3 kann in einem weiteren Ausführungsbeispiel eine Schutzschaltung aufweisen, die mit dem Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 gekoppelt ist um den Steueranschluss des zweiten Schalters gegen eine Überspannung zu schützen. Bei der Schutzschaltung kann es sich um zwei entgegengesetzt gekoppelte bzw. gepolte Zenerdioden 36 und 37 handeln, die beispielsweise in der gezeigten Weise geschaltet sind.
  • In Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann der Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 an eine Regelschaltung oder Regelschleife 27 gekoppelt sein, wobei die Regelschleife ausgelegt ist, um die Frequenz des getakteten Zuführens von Energie zu dem Energiespeicher und einer Übertragung einer Ladung von dem Energiespeicher auf eine mit dem Energiespeicher gekoppelte Ausgangskapazität 28 zu steuern. An der Ausgangskapazität 28 steht dann eine Ausgangsspannung Vout zur Verfügung. Die Regelschleife 27 kann dazu eine positive und eine negative Strombegrenzung bzw. Spannungsbegrenzung aufweisen, wobei die Spannungsbegrenzung in Abhängigkeit einer Last oder in Abhängigkeit einer Ausgangsspannung die positive und/oder die negative Strombegrenzung bzw. Spannungsbegrenzung so verändern kann, dass die Einschaltspannung des zweiten Schalters 17 Unter- oder überschritten wird. In anderen Worten, es kann also in Abhängigkeit der Last der zweite Schalter 17 ein- und ausgeschaltet werden.
  • Die Schalteranordnung 15 mit dem zueinander parallel verschalteten ersten und zweiten Schalter kann so ausgelegt sein, dass die Schalteranordnung in der Startphase der Spannungswandlung bzw. der Spannungswandlerschaltung eine Einschaltspannung zwischen 0 V und 100 mV aufweist und nach der Startphase über den zweiten Schalter aktiv ist, so dass dieser Strompfad einen geringeren Widerstand aufweist, als ein Strompfad über den ersten Schalter T1. In Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann es sich deshalb bei dem ersten Schalter um einen selbstleitenden Transistor handeln und bei dem zweiten Schalter um einen selbstsperrenden Transistor. Beispielsweise kann also der erste Schalter ein JFET sein und der zweite Schalter ein MOSFET. Beispielsweise kann der erste Schalter 13 aber auch ein N-Kanal-FET vom Verarmungstyp sein, während der zweite Schalter 17 ein N-Kanal-FET vom Anreicherungstyp ist. Der erste Schalter 17 kann beispielsweise ein N-Kanal-MOSFET mit einer betragsmäßig kleineren Einschaltspannung bzw. Schwellspannung sein, während der zweite Schalter einen N-Kanal-MOSFET mit einer betragsmäßig größeren Schwellspannung aufweist. Denkbar ist aber auch, dass in Ausführungsbeispielen Transistoren mit einer entsprechend umgekehrten Dotierung zum Einsatz kommen. Verschiedene Einschaltspannungen können beispielsweise durch unterschiedliche Dotierungsprofile, durch unterschiedlich dicke Gate-Oxide oder durch andere Entwurfsparameter der Feldeffekttransistoren (FET) erzielt werden.
  • In einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann die Spannungswandlerschaltung ferner eine Rückkoppelschaltung 27 aufweisen, die ausgebildet ist, um in Abhängigkeit von einer Änderung der in dem Energiespeicher 12 gespeicherten Energie oder in Abhängigkeit von einer Menge der in dem Energiespeicher gespeicherten Energie ein Rückkopplungssignal bereit zu stellen. Die Rückkoppelschaltung 27 kann ein schaltbares Kopplungselement 24 aufweisen, das ausgelegt ist, um das Rückkopplungssignal zu dem Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 zu koppeln, wobei der schaltbare Koppelelement 24 ausgelegt ist, um in einer Startphase eine stärkere Kopplungswirkung bereitzustellen als nach der Startphase.
  • Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann die Schalteranordnung 15 so ausgebildet sein, dass in einer Startphase die erste Spule 12 über den ersten Schalter bzw. über den ersten Transistor 13 mit dem Referenzpotential VSS koppelbar ist, so dass ein Stromfluss durch die erste Spule 12 stattfinden kann und eine Spannung in die Rückkoppelschaltung 20 induziert werden kann. Nach der Startphase, wenn also beispielsweise der erste Schalter 13 permanent geöffnet ist, oder auch schon während der Startphase kann durch Schließen des zweiten Schalters 17 ein Stromfluss durch die Spule erzeugt bzw. ermöglicht werden, so dass eine Spannung in die Rückkopplungsschaltung 20 induziert werden kann.
  • Die Spannungswandlerschaltung kann als Spannungswandler ausgelegt sein, der an einem Ausgang eine Ausgangsspannung Vout zur Verfügung stellt. Der Spannungswandler kann einen Ausgangskondensator zum Zwischenspeichern von Ladung, also Energie, aufweisen. Der Spannungswandler kann also so ausgebildet sein, dass der zweite Schalter 17 nach der Startphase ein getaktetes Koppeln der Spule mit dem Referenzpotential ermöglicht, wodurch ein Strom durch die Spule fließt, der der Spule magnetische Energie zuführt, die dann in einer der getakteten Kopplung entgegen gesetzt getakte ten Phase in Form von Ladungen von der Spule 12 auf den Ausgangskondensator 28 übertragen wird. Dazu kann zwischen der Spule 12 und der Ausgangskondensator 28 ein gleichrichtendes Element, beispielsweise eine Diode oder ein schaltbares gleichrichtendes Element 29, gekoppelt sein. Der Ausgangskondensator 28 kann über das schaltbare gleichrichtende Element 29 aufgeladen werden.
  • Die Rückkopplungsschaltung 20 kann so ausgebildet sein, dass das kapazitive Element 26 bzw. C2 dazu verwendet wird, den ersten Schalter bzw. den Sperrschicht-FET abzuschalten. Das heißt, falls eine Spannung über dem kapazitiven Element 26 geringer ist als eine Einschalt- bzw. Schwellspannung des ersten Schalters T1 bzw. des ersten Sperrschicht-FETs wird dieser dauerhaft ausgeschaltet, und der zweite Transistor T2, der beispielsweise ein NMOS-Transistor sein kann, wird zum aktiven Schalttransistor. Das kapazitive Element 26 kann dann weiter negativ aufgeladen werden.
  • In 4 sind die gemessenen Strom-/Spannungsverläufe an unterschiedlichen Messpunkten der Spannungswandlerschaltung aus 3 dargestellt. Auf der x-Achse des Diagramms ist die Zeit in Millisekunden aufgetragen, wobei ein Intervall 4 ms entspricht. Auf der y-Achse ist die Eingangsspannung VDD dargestellt, der Strom durch den zweiten Schalter Ire sowie die Spannung VL1 an der ersten Spule 12 und die Spannung VC2 an dem kapazitiven Element 26 der Rückkopplungsschaltung 20. In dem Diagramm sind Strom- und Spannungswerte beginnend mit der Startphase, bis nach der Startphase, also in der Betriebsphase der getakteten Wandlung der Eingangsspannung, dargestellt. Wie der Kurve VDD zu entnehmen ist, steigt die Eingangsspannung nach dem Einschalten erst eine gewisse Zeit an, so dass in dieser Zeit ein zeitlich veränderlicher Strom über den elektrisch leitenden ersten Transistor T1 zu dem Referenzpotential fließen kann, so dass eine Spannung in die Rückkoppelschaltung 24 induziert werden kann und sich, wie oben beschrieben und in der Messkurve VC2 zu sehen ist, an dem kapazitiven Element 26 eine negative Spannung aufbaut. Diese negative Spannung führt, nachdem die Eingangsspannung VDD konstant geworden ist oder eine zeitliche Veränderung des Stroms durch die erste Spule ausreichend klein geworden ist, dazu, dass an dem Gate-Anschluss 13a des ersten Transistors T1 ein negatives Potential von dem kapazitiven Element 26 anliegt und der erste Transistor damit ausgeschaltet wird. Deshalb kommt es dann zu einer Reduktion des Stromes in der ersten Spule 12, was in der Spannungskurve VL1 in dem Bereich 42 zu sehen ist. Die Abnahme des Stroms in der Spule führt wieder zu einer Spannungsinduktion und der Zyklus kann wieder neu starten. Das heißt, die Spannung an der ersten Spule 12 oszilliert, wie in dem Ausschnitt 42 zu sehen ist. Sobald die Spannung in dem kapazitiven Element 26 bzw. C2 die Abschnür- bzw. Schwellspannung des ersten Transistors T1 oder eine Spannung, die ein dauerhaftes Abschnüren des ersten Transistors T1 bewirkt, erreicht hat, wird der Transistor T1 ausgeschaltet und der zweite Transistor T2 übernimmt die Stromführung, wie man in der Stromkurve IT2 sieht. Wie oben beschrieben ist, kommt es nach der Startphase zu einer selbstschwingenden Oszillation aufgrund der Rückkopplungsschleife 24, d. h. durch den Schalter T2 wird der Induktionsspule in getakteter Weise Energie zugeführt. In diesem Diagramm wird dies durch den oszillierenden Strom IT2, der durch das Ein- und Ausschalten des Transistors 17 hervorgerufen wird, verdeutlicht. Als eine Konsequenz bildet sich an der Induktionsspule ebenfalls ein oszillierendes Spannungsverhalten aus, wie in 4 in der Spannungskurve VL1 zu sehen ist.
  • 5 zeigt die Messkurven einer Steuer- bzw. Gate-Spannung VGT2, den Strom IT2 in den stromführenden Kanal des zweiten Transistors, sowie einen Strom durch die Diode D3, welcher in der Kurve IT3 dargestellt ist. Weiterhin ist die Ausgangsspannung Vout, die an der Ausgangskapazität 28 zur Verfügung steht, dargestellt. Die Zeitskala für diese Messungen beträgt, wie der 5 zu entnehmen ist, 400 μs pro Intervalleinheit. Die Strom- und Spannungswerte in 5 sind in der Startphase, in der der zweite Transistor T2 die Stromführung übernimmt, dargestellt. Dementsprechend baut sich die Ausgangsspannung Vout erst schrittweise auf. In den unterschiedlichen Messkurven ist das getaktete Wandeln gut erkennbar. In den Phasen, in denen der zweite Transistor eingeschaltet ist, also eine höhere Spannung als die Einschaltspannung an dem Steueranschluss des zweiten Transistors anliegt, fließt ein signifikanter Strom IT2 durch den Transistor. Nach dem Unterschreiten der Einschaltspannung an dem Gate des zweiten Transistors stoppt der Stromfluss durch den zweiten Transistor abrupt, wie in der Kurve IT2 zu sehen ist. In der Phase, in der der zweite Transistor T2 ausgeschaltet ist, wird dann, wie man am Kurvenverlauf ID3 sehen kann, die in der ersten Spule 12 gespeicherte Energie bzw. Ladung über den steuerbaren Gleichrichter 29 auf die Ausgangskapazität 28 übertragen. Diese Übertragung der Ladung findet „portionsweise” statt, wie man an dem stufenförmigen Anstieg der Ausgangsspannung Vout erkennen kann, so dass dann an den entsprechenden Stellen bzw. zu den entsprechenden Stellen die Ausgangsspannung schrittweise erhöht wird.
  • 6 zeigt weitere Messungen von Strom und Spannung an verschiedenen Punkten der Spannungswandlerschaltung aus 3 während der Betriebsphase. Die zeitliche Auflösung für diese Messungen beträgt 100 μs pro Zeitintervall. Die Spannungswandlerschaltung arbeitet nun in der Betriebsphase periodisch mit einer, wie oben dargelegt ist, einstellbaren Arbeitsfrequenz. Die Spannung an dem Steueranschluss des ersten Transistors T1 ist in Kurve VGT1 dargestellt und die Spannung an dem Steueranschluss des zweiten Transistors T2 ist in der Kurve VGT2 dargestellt. Der entsprechende Strom durch den zweiten Transistor T2 und die entsprechende Spannung an der ersten Spule 12 weisen die gleiche Periodizität auf. Wie den beiden Kurven VL1 und IT2 zu entnehmen ist, steigt die Spannung an der ersten Spule L1 dementsprechend zu den Zeiten an, in denen der Stromfluss durch den zweiten Transistor unterbrochen ist. Durch den Anstieg der Spannung in der ersten Spule kann nun die Ladung über den in Serie gekoppelten schaltbaren Gleichrichter 29 auf die Ausgangskapazität übertragen werden. Das heißt, die Schwellspannung der Diode D3 des schaltbaren Gleichrichters 29 wird überschritten und die Diode schaltet durch. Um die Effizienz zu optimieren, kann nun, wie in Ausführungsbeispielen gezeigt wurde, parallel zur Diode D3 ein Transistor geschaltet sein, der die Stromführung übernimmt, wenn die Diode normalerweise leiten würde. Da der Transistor einen geringeren Einwiderstand („On”-Widerstand), also einen geringen Widerstand im eingeschalteten Zustand, aufweist als die Diode, kann durch diese Maßnahme die Effizienz der Spannungswandlerschaltung erhöht werden.
  • 7 zeigt weitere Strom- bzw. Spannungsmesskurven an verschiedenen Messpunkten des Spannungswandlers in 3. Die Strom-/Spannungskurven wurden wiederum während der getakteten Betriebsphase, also nach der Startphase, gemessen. Die Ausgangsspannung Vout hat nun einen annähernd konstanten Wert. Der Ausgangskapazität 28 wird zu den Zeitpunkten, an denen der zweite Transistor T2 ausgeschaltet ist, also die Gate-Spannung VGT2 vermindert ist, Ladung von der ersten Spule 12 zugeführt, so dass die Ausgangsspannung wieder leicht ansteigt. Dies kann man daran erkennen, dass in der Phase, in der der Strom IT2 durch den Transistor abnimmt, der Strom ID3 über die Diode D3 auf die Ausgangskapazität 28 fließt.
  • Aus den Ausführungsbeispielen und den Messkurven in den Diagrammen 4 bis 7 wird deutlich, dass sich die Startphase und die Betriebsphase zeitlich überlappen können. D. h. in einem Übergangszeitraum können sowohl der erste Schalter 13, als auch der zweite Schalter 17 aktiv sein.
  • Bei einigen Ausführungsbeispielen können nach der Startphase, sowohl der Steueranschluss des ersten Transistors, als auch der Steueranschluss des zweiten Transistors angesteuert werden, um die Transistoren einzuschalten. Allerdings übernimmt beispielsweise der zweite Transistor in diesem Fall aufgrund seines geringeren Ein-Widerstandes einen Hauptstromfluss. Beispielsweise kann ein Stromfluss durch den zweiten Transistor mindestens fünfmal so groß sein, wie der durch den ersten Transistor.
  • Die vorliegende Erfindung schafft außerdem ein Verfahren zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher basierend auf einer Eingangsspannung, die an einem Eingang einer Spannungswandlerschaltung anliegt. Das Verfahren weist, wie in dem Blockschaltbild in 8 schematisch dargestellt ist, einen Schritt des Zuführens 80 von Energie zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung in einer Startphase, durch Aktivieren eines ersten Schalters, wobei der erste Schalter eine betragsmäßig kleinere Einschaltschwellspannung aufweist, als der zweite Schalter. Das Verfahren weist ferner ein Zuführen 85 von Energie in getakteter Weise zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung nach der Startphase, durch Aktivieren des zweiten Schalters auf. Der zweite Schalter, der zu dem ersten Schalter parallel geschaltet ist, weist eine betragsmäßig größere Einschaltspannung auf, als der erste Schalter.
  • In einem weiteren Ausführungsbeispiel des Verfahrens zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher kann das Zuführen 85 von Energie in getakteter Weise zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung durch Aktivieren eines zweiten Schalters erfolgen, wobei der zweite Schalter zu dem ersten Schalter parallel geschaltet sein kann, und der zweite Schalter eine betragsmäßig größere Einschaltspannung aufweisen kann, als der erste Schalter. Das Aktivieren des zweiten Schalters kann in der Startphase ein Koppeln eines Rückkopplungssignals zu dem Steueranschluss des zweiten Schalters über eine Kopplung aufweisen. Nach der Startphase kann das Verfahren ein Verringern der Kopplung umfassen.
  • Das getaktete Zuführen 85 der Energie kann beispielsweise so durchgeführt werden, dass der Spannungswandler bzw. die Spannungswandlerschaltung zu selbst schwingenden Oszillationen angeregt wird, so dass der erste und/oder der zweite Schalter periodisch aus- und eingeschaltet wird und so dass dadurch dem Energiespeicher Energie zugeführt wird. Bei dem Energiespeicher kann es sich beispielsweise um eine Induktionsspule handeln. So kann durch Schließen des ersten oder zweiten Schalters ein zeitlich veränderlicher Stromfluss in der Induktionsspule hervorgerufen werden, der beispielsweise zyklisch unterbrochen wird und der eine Zwischenspeicherung einer entsprechenden magnetischen Energie in Form eines Magnetfeldes in der Induktionsspule bewirkt. D. h. in Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung kann der Energiespeicher auch als Zwischenspeicher betrachtet werden.
  • Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann das getaktete Zuführen 85 von Energie zu den Energiespeichern auch ein Übertragen von Ladungen in den getakteten Phasen entgegengesetzt getakteten Phasen, auf einen zweiten Energiespeicher, beispielsweise auf den Ausgangskondensator 28 des Spannungswandlers, aufweisen. Beispielsweise kann das Übertragen von Ladungen zeitlich versetzt zu dem getakteten Zuführen erfolgen, beispielsweise derart, dass sich das Übertragen von Ladungen und das getaktete Zuführen abwechselnd bzw. zeitlich nichtüberlappend erfolgen. Das getaktete Zuführen von Energie zu dem Energiespeicher bzw. von Energie auf den Ausgangskondensator kann gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel so durchgeführt werden, dass die Frequenz für diesen getakteten Vorgang durch eine Last an dem Ausgangskondensator einstellbar ist.
  • In einem anderen Ausführungsbeispiel des Verfahrens zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher kann das Zuführen von Energie 80 und 85 zu dem Energiespeicher so durchgeführt werden, dass durch eine Änderung der Energie in dem Energiespeicher oder durch eine Menge an Energie in dem Energiespeicher eine Rückkopplung zwischen dem ersten und dem zweiten Schalter und dem Energiespeicher durchgeführt wird, so dass sich eine selbstschwingende Oszillation in der Spannungswandlerschaltung hervorrufen lässt.
  • Das Verfahren zum getakteten Zuführen von Energie kann so durchgeführt werden, dass das Zuführen 80 von Energie auf den Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung bei einer Eingangsspannung durchführbar ist, die betragsmäßig kleiner als 300 mV oder sogar kleiner als 100 mV ist. In Ausführungsbeispielen wird das Verfahren so durchgeführt, dass in einer Startphase das Zuführen von Energie zu dem Energiespeicher mit dem ersten Transistor, welcher eine geringere Einschaltspannung aufweist als der zweite Transistor, durchgeführt wird, und dass nach der Startphase das Zuführen von Energie zu dem Energiespeicher mit einem zweiten Transistor oder zumindest im Wesentlichen durch den zweiten Transistor durchgeführt wird, der einen geringeren „Ein”-Widerstand aufweist, als der erste Transistor.
  • Bei einigen Ausführungsbeispielen kann also der erste Transistor beispielsweise als selbstleitender JFET ausgebildet sein, bei dem das Zuführen von Energie auf den Energiespeicher bereits ab einer betragsmäßigen Eingangsspannung größer als 0 V bzw. bei einer Gate-Source-Spannung von 0 V starten kann.
  • Das Verfahren gemäß der 8 kann im übrigem um all diejenigen Funktionalitäten und Merkmale ergänzt werden, die hierin, auch in Bezug auf Ausführungsbeispiele der Vorrichtung, beschrieben sind.
  • Gemäß Ausführungsbeispielen kann der vorgestellte Spannungswandler mit gekoppelten Spulen arbeiten und beispielsweise bereits bei einer Eingangsspannung von 60 mV starten. Dabei kann der Spannungswandler bei kleinen Abmessungen be reits mehr als 50 Prozent Effizienz bei einer Ausgangsspannung von 2 V und einer Ausgangsleistung von 1 mW aufweisen. Durch den hier vorgestellten Spannungswandler bzw. durch die hier vorgestellte Spannungswandlerschaltung kann eine hohe Effizienz der Spannungswandlung bei sehr niedrigen Eingangsspannungen (unter 300 mV) erreicht werden. Wie in Ausführungsbeispielen dargestellt ist, kann die Schaltung aus Einzelbauteilen aufgebaut werden, d. h. es ist nicht nötig, eine integrierte Schaltung zu verwenden. Trotzdem kann der Bauteilaufwand relativ gering sein. Wie in Ausführungsbeispielen gezeigt ist, kann die Anforderung an den zu verwendenden Übertrager, also die gekoppelten Spulen, hoch sein, aber bei entsprechender Wahl der Bauteile und der Kernmaterialien sind insgesamt geringe Abmessungen der Gesamtanordnung erreichbar. Es ist jedoch natürlich auch denkbar, dass die Spannungswandlerschaltung bzw. der Spannungswandler ganz oder zumindest teilweise in Form einer integrierten Schaltung realisiert wird.
  • Gemäß Ausführungsbeispielen kann die Spannungswandlerschaltung als ein synchroner Step-up-Konverter, also ein Aufwärtswandler mit einer Rückkopplungsschleife, welche erlaubt, die Ausgangsspannung während der Betriebsphase zu regulieren, oder als Hochsetzsteller, ausgebildet sein.
  • Es ist jedoch auch denkbar, dass eine entsprechend modifizierte Spannungswandlerschaltung als ein Tiefsetzsteller ausgebildet ist, bei dem die Ausgangsspannung kleiner ist, als die Eingangsspannung.
  • Ferner sollte darauf hingewiesen werden, dass in Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung die Rückkopplungsschaltung ein schaltbares Kopplungselement (24) aufweisen kann, welches als schaltbares kapazitives Element ausgebildet sein kann.
  • Wie in Ausführungsbeispielen gezeigt ist, kann nach der Startphase ein zweiter MOSFET-Transistor T2, welcher paral lel zu einem JFET-Transistor T1 geschaltet ist, als Schaltelement zum getakteten Wandeln der Spannung dienen. Die parallele Verbindung beider Transistoren erlaubt es zum einen, für den Startvorgang des Spannungswandlers eine geringe Eingangsspannung zur verwenden, da der erste Transistor selbstleitend sein kann und eine „Zero-threshold-gate-voltage” (Null-Schwellen-Gate-Spannung), also eine 0-Volt-Schwellspannung, aufweisen kann und zum anderen, während der Betriebsphase eine hohe Effizienz aufzuweisen, da der zweite MOSFET 17 einen geringen Ein-Widerstand („On”-Widerstnd) im eingeschalteten Zustand aufweist.

Claims (45)

  1. Eine Spannungswandlerschaltung (10) zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher (12), basierend auf einer Eingangsspannung (VDD), die an einem Eingang (14) der Spannungswandlerschaltung anliegt, mit folgenden Merkmalen: einem Energiespeicher (12); einer Schalteranordnung (15), wobei die Schalteranordnung einen ersten Schalter (13) und einen zweiten Schalter (17) aufweist, die zueinander parallel geschaltet sind, wobei die Schalteranordnung mit dem Energiespeicher gekoppelt ist, wobei der erste Schalter eine betragsmäßig kleinere Einschaltspannung aufweist, als der zweite Schalter, wobei ein Steueranschluss (13a) des ersten Schalters (13) so beschaltet ist, dass der erste Schalter in einer Startphase der Spannungswandlerschaltung aktiv ist, um dem Energiespeicher Energie zuzuführen, und wobei ein Steueranschluss (17a) des zweiten Schalters so beschaltet ist, dass der zweite Schalter (17) nach der Startphase aktiv ist, um dem Energiespeicher (12) in getakteter Weise Energie zuzuführen; und einer Rückkopplungsschaltung (20), die ausgebildet ist, um in Abhängigkeit von einer Änderung der in dem Energiespeicher (12) gespeicherten Energie oder in Abhängigkeit von einer Menge der in dem Energiespeicher gespeicherten Energie ein Rückkopplungssignal bereitzustellen, wobei die Rückkopplungsschaltung (20) ein schaltbares Kopplungselement (24) aufweist, das ausgelegt ist, um das Rückkopplungssignal zu dem Steueranschluss (17a) des zweiten Schalters zu koppeln, wobei das schaltbare Koppelelement (24) ausgelegt ist, um in einer Startphase eine stärkere Kopplungswirkung bereitzustellen als nach der Startphase.
  2. Die Spannungswandlerschaltung (10) gemäß Anspruch 1, bei der der Energiespeicher eine Spule ist; wobei die Spannungswandlerschaltung eine Rückkopplungsschaltung (20) aufweist; wobei die Rückkopplungsschaltung ein induktives Element (22) aufweist, das magnetisch mit der Spule gekoppelt ist, so dass durch eine Änderung der in der Spule gespeicherten Energie eine Spannung in dem induktiven Element (22) induziert wird.
  3. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Rückkopplungsschaltung (20) ein schaltbares kapazitives Element (24) aufweist, das ausgelegt ist, um die in dem induktiven Element induzierte Spannung zu dem Steueranschluss (17a) des zweiten Schalters zu koppeln, wobei das schaltbare kapazitive Element (24) ausgelegt ist, um in einer Startphase eine stärkere Kopplungswirkung bereitzustellen, als nach der Startphase.
  4. Die Spannungswandlerschaltung (10) gemäß Anspruch 3, bei dem das schaltbare kapazitive Element (24) einen dritten Schalter (24b) aufweist, der so beschaltet ist, dass das schaltbare kapazitive Element (24) in der Startphase eine stärkere Kopplungswirkung bereitstellt, als nach der Startphase.
  5. Die Spannungswandlerschaltung (10) gemäß Anspruch 4, wobei der dritte Schalter (24b) als Sperrschicht-Feld-Effekt-Transistor ausgebildet ist, dessen Steueranschluss (24b') mit dem Energiespeicher (12) so gekoppelt ist, dass der dritte Schalter in der Startphase aktiv ist, um eine stärkere Kopplung zu bewirken, als nach der Startphase.
  6. Die Spannungswandlerschaltung (10), gemäß einem der Ansprüche 4 oder 5, wobei der dritte Schalter (24b) so beschaltet ist, dass eine Kopplungswirkung des schaltbaren kapazitiven Elements (24) auf den Steueranschluss (17a) des zweiten Transistors (17) während der Startphase periodisch verändert wird.
  7. Die Spannungswandlerschaltung (10), gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Spannungswandlerschaltung (10) ferner ein kapazitives Element (26) aufweist, welches ausgelegt ist, um in Abhängigkeit einer Änderung der Energie in dem Energiespeicher oder der Menge der Energie in dem Energiespeicher ein Potential aufzubauen, das auf ein Ausschalten des dritten Schalters (24b) hinwirkt.
  8. Die Spannungswandlerschaltung (10) gemäß einem der Ansprüche 4 bis 7, wobei der dritte Schalter (24b) einen gleichrichtenden Sperrschichtübergang von einem Steueranschluss zu einem Laststreckenanschluss aufweist; und wobei die Spannungswandlerschaltung ferner ein kapazitives Element (26) aufweist, welches ausgelegt ist, ein Potential, das auf ein Ausschalten des dritten Schalters hinwirkt, unter Ausnutzung einer gleichrichtenden Wirkung des Sperrschichtübergangs des dritten Schalters (24b) aufzubauen, oder welches ausgelegt ist, um das Potential das auf ein Ausschalten des dritten Schalters (24b) wirkt, unter Ausnutzung einer gleichrichtenden Wirkung eines Sperrschichtübergangs des ersten Transistors aufzubauen.
  9. Die Spannungswandlerschaltung (10) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Rückkopplungsschaltung ausgelegt ist, um den Steueranschluss des ersten Schalters anzusteuern; wobei die Rückkopplungsschaltung ausgelegt ist, um in einer Startphase den Steueranschluss (13a) des ersten Schalters (13), der mit dem induktiven Element (22) gekoppelt ist, so anzusteuern, dass der Spule (12) durch den ersten Schalter Energie zugeführt wird; und wobei die Rückkopplungsschaltung ausgelegt ist, um während der Startphase durch eine in dem induktiven Element induzierte Spannung ein Potential aufzubauen, das auf ein Ausschalten des ersten Schalters hinwirkt.
  10. Die Spannungswandlerschaltung (10) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Rückkopplungsschaltung ausgelegt ist, um in der Startphase den ersten Schalter so anzusteuern, dass ein Zuführen von Energie zu der Spule durch den ersten Schalter periodisch unterbrochen wird, und wobei die Rückkopplungsschaltung ausgelegt ist, um während der Startphase das Potential, das auf ein Ausschalten des ersten Schalters hinwirkt, so aufzubauen, dass das periodische Ein- und Ausschalten des ersten Schalters unterbunden wird.
  11. Die Spannungswandlerschaltung (10) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Rückkopplungsschaltung ein kapazitives Element (26) aufweist, das mit dem induktiven Element (22) gekoppelt ist, wobei die Spannungswandlerschaltung ausgelegt ist, um das kapazitive Element (26) auf einen Gleichanteil aufzuladen, so dass nach der Startphase ein Potential an dem kapazitiven Element (26) anliegt, das das Zuführen von Energie zu der Spule (12) mit dem ersten Schalter beendet.
  12. Die Spannungswandlerschaltung (10) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste Schalter einen gleichrichtenden Sperrschichtübergang von einem Steueranschluss zu einem Laststreckenanschluss aufweist; und wobei die Rückkopplungsschaltung ausgelegt ist, um das Potential, das auf ein Ausschalten des ersten Schalters hinwirkt, unter Ausnutzung einer gleichrichtenden Wirkung des Sperrschichtübergangs aufzubauen.
  13. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Energiespeicher eine Spule (12) ist, die induktiv mit einem induktiven Element (22) einer Rückkopplungsschaltung (20) gekoppelt ist, so dass in Abhängigkeit einer Änderung der in der Spule gespeicherten Energie eine selbstschwingende Oszillation in der Spannungswandlerschaltung anregbar ist.
  14. Die Spannungswandlerschaltung gemäß Anspruch 13, bei der die Frequenz der selbstschwingenden Oszillation zum getakteten Zuführen von Energie zu dem Energiespeicher (12) von einer Widerstands-Kondensator-Zeitkonstante abhängt.
  15. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Energiespeicher mit der Rückkopplungsschaltung (20) so gekoppelt ist, dass in Abhängigkeit von einer Änderung der in dem Energiespeicher gespeicherten Energie oder in Abhängigkeit von einer Menge der in dem Energiespeicher gespeicherten Energie ein Rückkopplungssignal entsteht, das die Spannungswandlerschaltung zu selbstschwingenden Oszillationen anregt.
  16. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Steueranschluss (17a) des zweiten Schalters (17) an eine Regelschleife (27) gekoppelt ist, die ausgebildet ist, um die Frequenz des getakteten Zuführens von Energie zu dem Energiespeicher (12) zu beeinflussen.
  17. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Energiespeicher über einen geschalteten Gleichrichter (29) mit einer Ausgangskapazität (28) gekoppelt ist, die ausgebildet ist, um in Abhängigkeit einer von dem Energiespeicher übertragenen Ladung eine Ausgangsspannung zur Verfügung zu stellen, die höher ist als eine Eingangsspannung, die an einem Eingang der Spannungswandlerschaltung anliegt.
  18. Die Spannungswandlerschaltung gemäß Anspruch 17, wobei der Steueranschluss (17a) des zweiten Schalters (17) so beschaltet ist, dass der zweite Schalter nach der Startphase aktiv ist, um dem Energiespeicher Energie in getakteter Weise zuzuführen; und wobei die Spannungswandlerschaltung ausgelegt ist, um Ladung von dem Energiespeicher (12) auf die Ausgangskapazität (28) zu übertragen, um eine Ausgangsspannung an der Ausgangskapazität zur Verfügung zu stellen, wenn der zweite Schalter geöffnet ist.
  19. Die Spannungswandlerschaltung (10) gemäß Anspruch 18, bei der der Steueranschluss (17a) des zweiten Schalters an eine Regelschleife (27) gekoppelt ist, die ausgebildet ist, um in Abhängigkeit einer Last an der Ausgangskapazität (28), eine Frequenz für das getaktete Zuführen von Energie auf den Energiespeicher und das Übertragen von Ladungen aus dem Energiespeicher auf die Ausgangskapazität zu steuern.
  20. Die Spannungswandlerschaltung gemäß Anspruch 19, wobei die Regelschleife (27) ausgelegt ist, um die Frequenz zu erniedrigen, je höher die Last an der Ausgangskapazität ist.
  21. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner eine Schutzschaltung aufweist, die mit dem Steueranschluss (17a) des zweiten Schalters (17) gekoppelt ist, und die ausgebildet ist, um den zweiten Schalter gegen eine Überspannung zu schützen.
  22. Die Spannungswandlerschaltung gemäß Anspruch 21, bei der die Schutzschaltung zwei entgegengesetzt gekoppelte Zenerdioden (36, 37) aufweist.
  23. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Steueranschluss des zweiten Schalters an eine Regelschleife (27) gekoppelt ist; wobei die Regelschleife ausgelegt ist, um eine Frequenz des Zuführens von Energie zu dem Energiespeicher und des Übertragens einer Ladung von dem Energiespeicher (12) auf eine mit dem Energiespeicher gekoppelte Ausgangskapazität (28), an der eine Ausgangsspannung zur Verfügung steht, zu beeinflussen; wobei die Regelschleife (27) eine positive Spannungsbegrenzung (27a) oder eine negative (27b) Spannungsbegrenzung aufweist; und wobei die Regelschleife ausgelegt ist, um einen Spannungsbegrenzungswert der Spannungsbegrenzung oder ein Ansprechverhalten der Spannungsbegrenzung in Abhängigkeit einer Last an der Ausgangskapazität (28) zu verändern, um so ein Verhältnis zwischen einer Einschaltzeit des zweiten Schalters und einer Ausschaltzeit des zweiten Schalters zu verändern.
  24. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der erste Schalter einen selbstleitenden Transistor aufweist und bei der der zweite Schalter einen selbstsperrenden Transistor aufweist.
  25. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der zweite Schalter einen niedrigeren Ein-Widerstand aufweist als der erste Schalter.
  26. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Rückkopplungsschaltung ausgelegt ist, um ein Anschwingen bereits bei einer Eingangsspannung von weniger als 100 mV zu ermöglichen.
  27. Die Spannungswandlerschaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der erste Schalter ein Sperrschicht-Feldeffekt-Transistor (JFET) ist und bei der der zweite Schalter ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MOSFET) ist.
  28. Ein Spannungswandler (10), zum getakteten Wandeln einer Eingangsspannung (VDD), die an einem Eingang (14) des Spannungswandlers anliegt in eine Ausgangsspannung, die an einem Ausgang des Spannungswandlers zur Verfügung steht, mit folgenden Merkmalen: einer ersten Spule (12), wobei ein Anschluss der Spule mit dem Eingang (14) des Spannungswandlers gekoppelt ist; einem ansteuerbaren Gleichrichtungselement (29), das in Reihe mit der ersten Spule (12) geschaltet ist; einem Ausgangskondensator (28), der mit dem steuerbaren Gleichrichtungselement (29) verschaltet ist, und der ausgelegt ist um eine Ladung zu speichern, so dass an dem Ausgangskondensator (28) eine Ausgangsspannung (Vout) zur Verfügung steht; und einer Schalteranordnung (15); einer Rückkopplungsschaltung (20), die ausgebildet ist, um in Abhängigkeit von einer Änderung der in der ersten Spule (12) gespeicherten Energie oder in Abhängigkeit von einer Menge der in der ersten Spule gespeicherten Energie ein Rückkopplungssignal bereitzustellen, wobei die Schalteranordnung (15) ausgelegt ist, um die erste Spule mit einem Referenzpotential (VSS) zu koppeln, um der ersten Spule eine Energie zuzuführen; wobei die Schalteranordnung einen ersten Transistor (13) und einen zweiten Transistor (17) aufweist, die zueinander parallel geschaltet sind; wobei der erste Transistor (13) eine betragsmäßig kleinere Schwellspannung aufweist, als der zweite Transistor; wobei ein Steueranschluss (13a) des ersten Transistors so beschaltet ist, dass der erste Transistor in einer Startphase des Spannungswandlers aktiv ist, um eine Kopplung der ersten Spule (12) mit dem Referenzpotential (VSS) zu ermöglichen, um einen Stromfluss durch die erste Spule aufzubauen; wobei die Rückkopplungsschaltung (20) ein schaltbares kapazitives Element (24) aufweist, das ausgelegt ist, um das Rückkopplungssignal zu dem Steueranschluss (17a) eines zweiten Schalters (17) zu koppeln, wobei das schaltbare kapazitive Element (24) ausgelegt ist, um in einer Startphase eine stärkere Kopplungswirkung bereitzustellen als nach der Startphase, wobei ein Steueranschluss (17a) des zweiten Transistors (17) so beschaltet ist, dass der zweite Transistor (17) nach der Startphase eine getaktete Kopplung der ersten Spule (12) mit dem Referenzpotential (VSS) ermöglicht; und wobei das angesteuerte Gleichrichterelement ausgelegt ist, um Ladungen von der ersten Spule (12) auf den Ausgangskondensator (28) zu übertragen, wenn die Schalteranordnung ausgeschaltet ist;
  29. Der Spannungswandler gemäß Anspruch 28, bei dem der erste Transistor als Sperrschicht-Feldeffekt-Transistor (JFET) (13) ausgebildet ist und bei der der zweite Transistor als Metall-Oxid-Halbleiter-Transistor (MOSFET) (17) ausgebildet ist; und wobei der Spannungswandler ausgelegt ist, um in der Startphase die erste Spule (12) über den JFET (13) mit dem Referenzpotential (VSS) zu koppeln, so dass zu Beginn der Startphase ein Stromfluss durch den JFET mindestens fünfmal so groß ist wie ein Stromfluss durch den MOSFET, und um nach der Startphase ein getaktetes Wandeln einer Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung unter Verwendung des MOSFET (17) durchzuführen, so dass nach der Startphase ein Stromfluss durch den MOSFET mindestens zehnmal so groß ist wie ein Stromfluss durch den JFET.
  30. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 oder 29, wobei ein Ein-Widerstand des JFET mindestens fünfmal so groß ist wie ein Ein-Widerstand des MOSFET.
  31. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 bis 30, wobei der Spannungswandler ferner eine Rückkopplungsschaltung aufweist, wobei die Rückkopplungsschaltung eine zweite Spule (L2) und eine dritte Spule (L3) aufweist, die mit der ersten Spule (12) induktiv gekoppelt sind, wobei ein Abgriff (22a) zwischen der zweiten Spule und der dritten Spule mit parallel geschalteten Kapazitäten (C3, C4) verbunden ist, wobei eine der Kapazitäten über einen Kapazitätsumschaltungs-Sperrschicht-Feldeffekt-Transistor (JFET) schaltbar ist, wobei ein Anschluss der dritten Spule mit dem Steueranschluss des ersten Transistors und mit einem Steueranschluss des Kapazitätsumschaltungs-Sperrschicht-Feldeffekt-Transistors gekoppelt ist; und wobei ein Anschluss der zweiten Spule über ein Widerstands-Kapazitäts-Glied (C2, R2) mit einem Referenzpotential (VSS) gekoppelt ist, wobei die beiden parallel geschalteten Kapazitäten (C3, C4) ausgelegt sind, um in der Startphase eine stärkere Kopplung zwischen dem Abgriff und dem Steueranschluss des zweiten Transistors zu bewirken als nach der Startphase, um ein Rückkopplungssignal von dem Abgriff zu dem Steueranschluss (17a) des zweiten Transistors (17) zu koppeln.
  32. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 bis 31, wobei der Spannungswandler so ausgebildet ist, dass aufgrund einer induktiven Kopplung der ersten Spule mit der zweiten und dritten Spule die Rückkopplungsschaltung des Spannungswandlers zu selbstschwingenden Oszillationen anregbar ist.
  33. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 bis 32, wobei der Spannungswandler so ausgebildet ist, dass die selbstschwingende Oszillation bereits bei einer Eingangsspannung einsetzt, die betragsmäßig kleiner als eine Einschaltspannung des zweiten Transistors ist; und wobei der Spannungswandler ausgebildet ist, um in der Startphase ein Rückkopplungssignal zu dem Steueranschluss des zweiten Transistors zu koppeln, so dass eine Spannung an dem Steueranschluss des zweiten Transistors die Einschaltspannung des zweiten Transistors erreicht, wobei die Eingangsspannung kleiner ist als die Schwellspannung des zweiten Transistors.
  34. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 bis 33, bei dem das ansteuerbare Gleichrichtungselement eine Diode (38) mit einem parallel dazu geschalteten ansteuerbaren Transistor (39) aufweist.
  35. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 bis 34, bei dem der Steueranschluss des zweiten Transistors an eine Regelschleife (27) gekoppelt ist, die ausgelegt ist, um in Abhängigkeit von einer Last an dem Ausgangskondensator (28) eine Frequenz für das getaktete Koppeln und Übertragen von Ladung von der ersten Spule (12) auf den Ausgangskondensator (28) zu steuern, wobei der Steueranschluss (17a) des zweiten Transistors mit einem ersten Zweig (27a) für eine negative Spannungsbegrenzung beschaltet ist, wobei der erste Zweig (27a) eine Diode (30) und ein resistives Element (31) umfasst, die zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und das Referenzpotential (VSS) geschaltet sind, und wobei der Steueranschluss mit einem zweiten Zweig für eine positive Spannungsbegrenzung beschaltet ist, wobei der zweite Zweig eine Diode und ein einstellbares resistives Element umfasst, die zwischen den Steueranschluss des zweiten Transistors und das Referenzpotential geschaltet sind; wobei das einstellbare resistive Element einen Regel-Transistor (33) umfasst, dessen Laststrecke einen einstellbaren Widerstand aufweist, wobei der Regeltransistor so beschaltet ist, dass ein Widerstand der Laststrecke des Regeltransistors von der Ausgangsspannung des Spannungswandlers abhängig ist.
  36. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 bis 35, wobei der Spannungswandler aus diskreten elektrischen Bauteilen aufgebaut ist.
  37. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 bis 36, wobei der Spannungswandler eine Rückkopplungsschaltung (20) zur Erzeugung von Ansteuersignalen für den ersten Schalter und den zweiten Schalter aufweist, wobei die Rückkopplungsschaltung (20) über eine zweite (L2) und eine dritte Spule (L3) mit der ersten Spule (12) induktiv gekoppelt ist, und wobei das Windungsverhältnis der ersten Spule zu dem der zweiten und dritten Spule zwischen 1:4 und 1:25 liegt.
  38. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 bis 37, wobei der Spannungswandler eine Rückkopplungsschaltung aufweist, wobei die Rückkopplungsschaltung über eine zweite und eine dritte Spule mit der ersten Spule induktiv gekoppelt ist, und wobei die erste, die zweite und die dritte Spule ein Spulenkernmaterial mit einer absoluten magnetischen Permeabilität μ höher als 6,28 × 10–5 H/m aufweisen.
  39. Der Spannungswandler gemäß einem der Ansprüche 28 bis 38, wobei der Spannungswandler ferner eine Spannungsschutzschaltung aufweist, die zwischen dem Steueranschluss (17a) des zweiten Transistors und dem Referenzpotential (VSS) geschaltet ist, wobei die Spannungsschutzschaltung zwei entgegen gesetzt gekoppelte Zenerdioden aufweist.
  40. Ein Verfahren zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher (12), basierend auf einer Ein gangsspannung (VDD), die an einem Eingang (14) einer Spannungswandlerschaltung (10) anliegt, mit folgenden Schritten: Zuführen (80) von Energie zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung in einer Startphase durch Aktivieren eines ersten Schalters; und Zuführen (85) von Energie in getakteter Weise zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung durch Aktivieren eines zweiten Schalters, wobei das Aktivieren des zweiten Schalters in der Startphase ein Koppeln eines Rückkopplungssignals zu dem Steueranschluss des zweiten Schalters über eine Kopplung umfasst, und wobei das Verfahren ein Verringern der Kopplung nach der Startphase umfasst, wobei der zweite Schalter zu dem ersten Schalter parallel geschaltet ist, und der zweite Schalter eine betragsmäßig größere Einschaltspannung aufweist, als der erste Schalter.
  41. Das Verfahren gemäß Anspruch 40, bei dem das Zuführen von Energie in getakteter Weise zu dem Energiespeicher ein Anregen einer selbstschwingenden Oszillation der Spannungswandlerschaltung umfasst.
  42. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 40 oder 41, bei dem das Zuführen (80) von Energie auf den Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung in der Startphase und das Zuführen (85) von Energie in getakteter Weise nach der Startphase ein Koppeln von Rückkopplungssignalen, die auf einer Änderung der Energie in dem Energiespeicher (12) basieren, zu Steueranschlüssen des ersten Schalters und des zweiten Schalters umfasst.
  43. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 40 bis 42, bei dem das Zuführen (85) von Energie in getakteter Weise ein lastabhängiges Steuern eines Steueranschlusses des zweiten Schalters mit einer Regelschleife (27) umfasst, wobei eine Arbeitsfrequenz der Spannungswandlerschaltung umso geringer ist, je höher eine Last ist, die mit einem Ausgang der Spannungswandlerschaltung gekoppelt ist.
  44. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 40 bis 43, bei dem das Zuführen (80) von Energie zu dem Energiespeicher in einer Startphase und das Zuführen (85) von Energie in getakteter Weise nach der Startphase bei einer Eingangsspannung (VDD) durchgeführt wird, die kleiner als 300 mV, oder kleiner als 250 mV, ist.
  45. Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 40 bis 44, wobei das Zuführen (80) von Energie zu dem Energiespeicher nach der Startphase derart erfolgt, dass ein Stromfluss durch den zweiten Schalter mindestens zehnmal so groß ist wie ein Stromfluss durch den ersten Schalter.
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