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Ausführungsbeispiele
gemäß der Erfindung beziehen
sich auf eine Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von
Energie zu einem Energiespeicher, basierend auf einer Eingangsspannung.
Solch eine Spannungswandlerschaltung kann beispielsweise im Zusammenhang
mit einer Aufwärtswandlung
einer Ausgangsspannung einer Energiequelle, wie z. B. der eines
Thermogenerators oder einer Solarzelle eingesetzt werden. Ferner
beziehen sich Ausführungsbeispiele
gemäß der vorliegenden Erfindung
auf ein Verfahren zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher.
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Das
technische Einsatzgebiet von Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung
kann beispielsweise eine Spannungswandlerschaltung sein, die bereits
bei einer geringen bzw. geringeren Eingangsspannung diese Spannung
bezüglich
ihres Spannungswertes wandeln kann. Bei Ausführungsbeispielen gemäß der Erfindung
kann es sich um einen Aufwärtsspannungswandler
mit gekoppelten Spulen handeln, der an seinem Ausgang eine höhere Spannung
zur Verfügung
stellt, als an seinem Eingang anliegt. Dabei kann der Spannungswandler
mit Energiequellen, wie z. B. Thermogeneratoren oder Solarzellen,
gekoppelt sein, die nur eine sehr geringe Ausgangsspannung als Eingangspannung
für den Spannungswandler
liefern. Durch den Einsatz einer erfindungsgemäßen Spannungswandlerschaltung können bei
noch geringen Abmessungen des Spannungsübertragers hohe Wirkungsgrade
erreicht werden.
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Herkömmliche
DC-DC-Aufwärtswandler
sind als integrierte Schaltung erhältlich, die ab einer Eingangsspannung
von ca. 300 mV arbeiten. Der Wirkungsgrad dieser DC-DC-Aufwärtswandler
ist dabei jedoch meist gering. DC-DC-Aufwärtswandler,
die bei kommerziellen Geräten
wie z. B. Handys, Laptops, usw. eingesetzt werden, sind bis auf
mindestens eine externe Spule voll integriert auf einem Chip erhältlich.
Sie bieten hohe Wirkungsgrade bei Eingangsspannungen über 1,8
V. Darunter liegende Eingangsspannungen bewirken bei ihnen jedoch
meist eine rapide Abnahme der Effizienz. Dies bedeutet, dass Energiequellen,
wie z. B. Solarzellen und Thermogeneratoren, kaskadiert verschaltet
werden müssen,
um eine brauchbare Spannung für
einen DC-DC-Konverter
bzw. Aufwärtswandler
zu liefern. Insbesondere bei den Thermogeneratoren ist dies nur
begrenzt möglich,
wenn man die Abmessungen des Gesamtsystems gering halten will. Es
besteht also ein Bedarf an einer Spannungswandlerschaltung für Energiequellen,
die nur eine sehr geringe Ausgangsspannung liefern, wobei diese
geringe Ausgangsspannung mit hoher Effizienz in eine geänderte Ausgangsspannung
der Spannungswandlerschaltung, bei gleichzeitiger geringer Abmessung, gewandelt
werden kann.
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Es
ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Spannungswandlerschaltung
zum getakteten Zuführen
von Energie zu einem Energiespeicher, basierend auf einer Eingangsspannung
zu schaffen, wobei das getaktete Zuführen von Energie mit hoher Effizienz
und schon bei einer vergleichsweise geringen Eingangsspannung durchführbar ist.
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Ferner
ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum
getakteten Zuführen von
Energie zu einem Energiespeicher basierend auf einer Eingangsspannung,
die an einem Eingang einer Spannungswandlerschaltung anliegt, zu
schaffen.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch eine Spannungswandlerschaltung gemäß Anspruch 1 und durch ein
Verfahren gemäß Anspruch
40.
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Die
vorliegende Erfindung schafft eine Spannungswandlerschaltung zum
getakteten Zuführen von
Energie zu einem Energiespeicher, basierend auf einer Eingangsspannung,
die an einem Eingang der Spannungswandlerschaltung anliegt. Die
Spannungswandlerschaltung umfasst einen Energiespeicher und eine
Schalteranordnung, wobei die Schalteranordnung einen ersten Schalter
und einen zweiten Schalter aufweist, die zueinander parallel geschaltet
sind. Die Schalteranordnung ist mit dem Energiespeicher gekoppelt.
Der erste Schalter weist eine betragsmäßig kleinere Einschaltspannung
auf, als der zweite Schalter. Ein Steueranschluss des ersten Schalters
ist so beschaltet, dass der erste Schalter in einer Startphase der
Spannungswandlerschaltung aktiv ist, um den Energiespeicher Energie
zuzuführen.
Ein Steueranschluss des zweiten Schalters ist so beschaltet, dass
der zweite Schalter nach der Startphase aktiv ist, um dem Energiespeicher
in getakteter Weise Energie zuzuführen.
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Die
vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum getakteten
Zuführen
von Energie zu einem Energiespeicher, basierend auf einer Eingangsspannung,
die an einem Eingang einer Spannungswandlerschaltung anliegt. Das
Verfahren weist einen Schritt des Zuführens von Energie zu dem Energiespeicher
der Spannungswandlerschaltung in einer Startphase durch Aktivieren
eines ersten Schalters auf, wobei der erste Schalter eine betragsmäßig kleinere
Einschaltspannung aufweist, als ein zweiter Schalter. Ferner weist
das Verfahren ein Zuführen von
Energie, in getakteter Weise, zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung
nach der Startphase durch Aktivieren des zweiten Schalters. Der
zweite Schalter ist zu dem ersten Schalter parallel geschaltet und
weist eine betragsmäßig größere Einschaltspannung
auf, als der erste Schalter.
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Einige
Ausführungsbeispiele
gemäß der vorliegenden
Erfindung bieten die Möglichkeit,
dass der Energiespeicher zum Beispiel induktiv oder kapazitiv mit
einer Rückkopplungsschaltung
gekoppelt ist, so dass die Spannungswandlerschaltung zu selbstschwingenden
Oszillationen anregbar ist, wodurch eine Arbeitsfrequenz des getakteten
Zuführens
von Energie bestimmt ist.
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Einige
Ausführungsbeispiele
gemäß der vorliegenden
Erfindung bieten außerdem
den Vorteil, dass mit Hilfe einer Regelschaltung, die mit dem Steueranschluss
des zweiten Transistors gekoppelt ist, eine Arbeitsfrequenz des
getakteten Zuführens von
Energie lastabhängig
steuerbar ist.
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Einige
Ausführungsbeispiele
gemäß der vorliegenden
Erfindung bieten weiterhin den Vorteil, dass eine Rückkopplungsschaltung,
die mit dem Energiespeicher induktiv gekoppelt ist, ein schaltbares kapazitives
Element aufweist, welches ausgelegt ist, um in einer Startphase
eine stärkere
Kopplungswirkung zu bewirken, als nach der Startphase.
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Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung bieten ferner den Vorteil, dass bei Verwendung
eines selbstleitenden Sperrschicht-Feldeffekt-Transistors (Junction-Field-Effect-Transistor, JFET)
als erster Schalter und bei Verwendung eines Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor
(Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor, MOSFET)
als zweiter Schalter das Wandeln einer Spannung in der Startphase
bereits bei einer niedrigen Eingangsspannung durch Aktivieren des
selbstleitenden JFET startet und dass nach der Startphase, durch
Aktivieren des MOSFET, das Wandeln eine hohe Effizienz aufweisen
kann.
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Ausführungsbeispiele
gemäß der vorliegenden
Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden
Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild einer Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von
Energie zu einem Energiespeicher gemäß einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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2 ein
weiteres Blockschaltbild einer Spannungswandlerschaltung mit einer
Rückkopplungsschaltung,
einer Regelschaltung, einer Ausgangskapazität und einem steuerbaren Gleichrichter zwischen
dem Energiespeicher und der Ausgangskapazität, gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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3 ein
Schaltbild einer Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von
Energie zu einem Energiespeicher, gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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4 Strom-/Spannungsmesskurven
an verschiedenen Schaltkreispunkten der Spannungswandlerschaltung
aus 3;
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5 weitere
Strom-/Spannungsmesskurven zu Beginn der getakteten Betriebsphase
der Spannungswandlerschaltung gemäß 3;
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6 eine
graphische Darstellung eines getakteten Spannungsverlaufs an den
Steueranschlüssen
des ersten und zweiten Schalters, sowie an der ersten Spule und
des entsprechenden Stroms in dem zweiten Transistor, während einer
Betriebsphase der Spannungswandlerschaltung;
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7 gemessene
Strom-/Spannungsmesskurven der Ausgangsspannung, der Steuerspannung,
sowie eine graphische Darstellung des getakteten Stromverlaufs über den
zweiten Schalter und über
eine gleichrichtende Diode, gemäß dem Ausführungsbeispiel
in 3; und
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8 ein
Flussdiagramm eines Verfahrens zum getakteten Zuführen von
Energie zu einem Energiespeicher, gemäß einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung.
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Bezüglich der
nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung sollte beachtet werden, dass in den unterschiedlichen
Figuren und in der gesamten Beschreibung für funktional identische bzw.
gleich wirkende oder funktionsgleiche, äquivalente Elemente oder Schritte
zur Vereinfachung durchgehend die gleichen Bezugszeichen verwendet
werden.
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Bei
Ausführungsbeispielen
gemäß der vorliegenden
Erfindung können
Spannungswandlerschaltungen für
sehr niedrige Eingangsspannungen mit hoher Effizienz realisiert
werden. Ein Vorteil dieser Schaltungen sind die kleinen Abmessungen,
so dass auf einfache Art und Weise beispielsweise Thermogeneratoren
zur Energiegewinnung im μW- bis
mW-Bereich verwendet werden können.
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1 zeigt
ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
einer Spannungswandlerschaltung 10 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Die Spannungswandlerschaltung 10 zum getakteten Zuführen von Energie
zu einem Energiespeicher basierend auf einer Eingangsspannung VDD,
die an einem Eingang 14 der Spannungswandlerschaltung 10 anliegt,
weist einen Energiespeicher 12 zum Speichern von Energie
und eine Schalteranordnung 15 auf, die mit dem Energiespeicher 12 gekoppelt
ist. Die Schalteranordnung 15 weist einen ersten Schalter 13 und
einen zweiten Schalter 17 auf, die zueinander parallel
geschaltet sind und mit dem Energiespeicher gekoppelt sind. Der
erste Schalter 13 weist eine betragsmäßig kleinere Einschaltspannung
auf, als der zweite Schalter 17. Ein Steueranschluss 13a des
ersten Schalters ist dabei so beschaltet, dass der erste Schalter
in einer Startphase der Spannungswandlerschaltung aktiv ist, um
dem Energiespeicher Energie zuzuführen. Ein Steueranschluss 17a des
zweiten Schalters 17 ist so geschaltet, dass der zweite
Schalter nach der Startphase aktiv ist, um den Energiespeicher in
getakteter Weise Energie zuzuführen.
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Bei
dem Energiespeicher 12 kann es sich beispielsweise um ein
induktives Element, also z. B. eine Induktionsspule handeln. Beim
Anlegen einer Eingangsspannung VDD an dem Eingang 14 der Spannungswandlerschaltung 10 kann
dann beispielsweise in einer Startphase der erste Schalter 13 aktiv
sein, also geschlossen sein, so dass ein zeitlich veränderlicher
Strom, also beispielsweise ein zeitlich zunehmender Strom durch
die Spule von dem Eingang 14 zu einem Referenzpotential
VSS fließt
und damit eine in einem Magnetfeld der Spule gespeicherte Energie
ansteigt. Nach einer Startphase kann dann der Steueranschluss 17a des
zweiten Schalters 17 aufgrund einer entsprechenden Beschaltung
so angesteuert werden, dass der zweite Schalter 17 in getakteter
Weise geschlossen und geöffnet
wird. In den Phasen, in denen der zweite Schalter 17 geschlossen
ist, können
ebenfalls durch einen veränderlichen
Stromfluss durch die Spule 12, dieser Spule 12 Magnetfeldenergie
zugeführt
werden. Der Strom kann bei geschlossenen ersten bzw. zweitem Schalter
zu dem Referenzpotential VSS, bei dem es sich beispielsweise um
ein Massepotential handeln kann, abfließen.
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In
einem anderen Ausführungsbeispiel
kann es sich bei dem Energiespeicher beispielsweise um eine Spannungswandlerschaltung
mit einem kapazitiven Energiespeicher 12 handeln. Diese
Spannungswandlerschaltung kann dann beispielsweise in eine Ladungspumpe
integriert werden. In Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann es sich also beispielsweise um eine
induktive Wandlerschaltung oder eine kapazitive Spannungswandlerschaltung
handeln. Enthält
die Spannungswandlerschaltung einen Transformator mit gekoppelten
Spulen, kann es sich bei einigen Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung auch um einen DC-DC-Wandler handeln.
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2 zeigt
ein weiteres Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Spannungswandlerschaltung 10.
Die Spannungswandlerschaltung 10 weist einen Energiespeicher 12 auf,
der als induktives Element, als beispielsweise also eine erste Spule,
bzw. erste Induktionsspule ausgelegt sein kann. Diese erste Induktionsspule 12 kann
mit einem induktiven Element 22 einer Rückkopplungsschaltung 20 induktiv
gekoppelt sein. D. h. durch eine Änderung der in der Induktionsspule
gespeicherten Energie, also wenn durch die Induktionsspule 12 ein
zeitlich veränderlicher
Strom fließt,
wird in dem induktiven Element 22 eine Spannung induziert.
Die Rückkopplungsschaltung 20 kann
ferner ein schaltbares Kopplungselement 24, z. B. ein schaltbares
kapazitives Element aufweisen, welches ausgelegt ist, um in einer
Startphase eine stärkere
Kopplungswirkung zwischen dem induktiven Element 22 und
dem Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 bereitzustellen,
als nach der Startphase. Die Rückkopplungsschaltung 20 kann
ausgelegt sein, um über
das kapazitive Element 24 eine Spannung an den Steueranschluss 17a des
zweiten Schalters 17 zu koppeln, so dass der zweite Schalter 17 nach
der Startphase aktiv ist bzw. angesteuert wird, um dem Energiespeicher 12,
also der Induktionsspule, in getakteter Weise Energie zuzuführen. D.
h. durch Anlegen einer über
das kapazitive Element 24 eingekoppelten Spannung an den
Steueranschluss 17a des zweiten Schalters kann der zweite
Schalter beispielsweise geschlossen werden, so dass ein zeitlich
veränderlicher
Stromfluss durch die Spule 12 zu dem Referenzpotential
VSS stattfindet, wodurch der Spule 12 eine magnetische
Energie zugeführt
wird.
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Das
schaltbare Kopplungselement, also z. B. das schaltbare kapazitive
Element 24 der Rückkopplungsschaltung 20 kann
beispielsweise ein Kondensator 24a sein, der in Reihe geschaltet
ist mit einem dritten Schalter 24b. Der Steueranschluss
des dritten Schalters 24b kann so beschaltet sein, dass
der Schalter während
der Startphase geschlossen ist, um so eine stärkere Kopplung über den
Kondensator 24a zu dem Steueranschluss 17a des
zweiten Schalters 17 zu erzielen, als nach einer Startphase,
in der der dritte Schalter 24b geöffnet ist. Der Kondensator 24a trennt
dabei den Gleichspannungsanteil der induzierten Spannung von dem
Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17.
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In
einem weiteren Ausführungsbeispiel
kann die Rückkopplungsschaltung 20 so
ausgebildet sein, dass ein Anschluss des induktiven Elementes 22 mit einem
weiteren kapazitiven Element 26 der Rückkopplungsschaltung 20 verbunden
ist. Das kapazitive Element 26 kann ausgelegt sein, um
in der Startphase durch eine induzierte Spannung an dem induktiven
Element 22 ein Potential, gegenüber der Referenzpotential VSS,
aufzubauen, so dass der Steueranschluss 13a des ersten
Schalters 13, der ebenfalls mit dem induktiven Element 22 gekoppelt
ist, so angesteuert wird, dass in der Startphase ein Zuführen von
Energie auf die Induktionsspule 12 durch periodisches teilweises Öffnen und
Schließen
des ersten Schalters 13, vermindert wird, bis nach der
Startphase ein Potential an dem kapazitiven Element 26 anliegt,
so dass das Zuführen
von Energie zu dem Energiespeicher 12 durch Öffnen des
ersten Schalters 13 beendet ist.
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Bei
dem ersten, dem zweiten und dem dritten Schalter kann es sich beispielsweise
um Transistoren handeln. Bei dem ersten Schalter 13 kann
es sich beispielsweise um einen Sperrschicht-Feld-Effekt-Transistor
oder „Junction”-Feldeffekt-Transistor (JFET)
handeln, also beispielsweise um einen selbstleitenden Transistor,
der bereits bei einer Ansteuerspannung von 0 V eingeschaltet, also
elektrisch leitend, ist. Der zweite Schalter kann beispielsweise
ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MOSFET) sein,
beispielsweise ein NMOS-Transistor oder auch ein PMOS-Transistor. Bei dem
dritten Schalter 24b kann es sich wieder um einen selbstleitenden JFET
Transistor handeln.
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Der
erste Transistor 13 kann also ein selbstleitender Transistor
sein, der bereits bei einer Steuerspannung bzw. Gate-Spannung von
0 V stromführend
ist, und bei dem zweiten Schalter 17 kann es sich beispielsweise
um einen MOSFET mit einer Einschaltspannung handeln, die höher ist
als die Einschalt- bzw. Schwellspannung des ersten Transistors 17.
In der Startphase der Spannungswandlerschaltung 10 kann
nun zunächst
nur der erste Transistor, beispielsweise der JFET 13, aktiv
sein, da eine an dem Eingang 14 anliegende Spannung gering
sein kann. Da der JFET ein selbstleitendes Bauelement ist, kann
aber bereits ab einer Eingangsspannung knapp über 0 V über die Induktivität 12,
also den Energiespeicher, ein Strom fließen. Somit steigt ein Strom über die
Induktionsspule 12 bei der Inbetriebnahme des Wandlers
an, so dass in der Induktionsspule 12 ein zeitlich veränderlicher
Strom fließt
und dadurch in dem induktiven Element 22 eine Spannung
induziert wird. Durch die induzierte Spannung kann in diesem Ausführungsbeispiel
ein negativer Strom in dem induktiven Element 22, das ebenfalls als
Spule ausgebildet sein kann, induziert werden, so dass das kapazitive
Element 26 mit einer geringen negativen Spannung aufgeladen
wird. Da an dem Steueranschluss 13a des JFET-Transistors 13 ein PN-Übergang
zu dem Referenzpotential VSS gegeben ist, kann sich im Laufe der
Zeit eine geringe negative Spannung an dem kapazitiven Element 26 wegen
des Diodengleichrichtungseffekts ausbilden. Zu dem Zeitpunkt, zu
dem eine Eingangsspannung VDD konstant wird, wird der Stromfluss
in der Induktionsspule 12 konstant oder nimmt eine Änderungsgeschwindigkeit
des Stroms ab, und es wird keine Spannung oder nur noch eine kleinere
Spannung in dem induktiven Element 22 induziert. Da der
Steueranschluss, also der Gate-Anschluss des JFET-Transistors 13 mit
dem kapazitiven Element 26 gekoppelt ist, welches auf einem
kleinen negativen Potential liegt, wird der Stromfluss durch den
JFET reduziert, der Schalter 13 also geöffnet. Dadurch kann der konstante
Stromfluss durch die Induktionsspule 12 reduziert werden.
Deshalb kann wieder eine Spannung in die Rückkopplungsschaltung 20, über das
gekoppelte induktive Element 22, induziert werden. Dieser Schaltzyklus
kann sich nun bei einer konstanten Eingangsspannung wiederholen.
Für den
Strom, der durch die Induktionsspule 12 fließt, ergibt
sich dann ein exponentieller Zusammenhang, mit einer Zeitkonstante,
die unter anderem von einem seriellen Ersatzwiderstand der Energiequelle,
die die Eingangsspannung 14 liefert, abhängt. Diese
Zeitkonstante kann beispielsweise in der Größenordnung von Mikrosekunden
sein, weshalb eine hohe negative Spannung in dem induktiven Element 22 induziert werden
kann, bis der Stromfluss durch die Induktionsspule 12 seinen
maximalen Wert erreicht. Da der Steueranschluss 13a, also
der Gate-Anschluss des Sperrschicht-FETS 13, mit dem kapazitiven
Element 26 verbunden bzw. gekoppelt ist, wird dann der Sperrschicht-FET
wieder geschlossen, was zu einer Reduzierung des Stroms durch die
Induktionsspule 12 führt.
Der Zyklus kann sich dann wiederholen.
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Falls
die Spannung über
dem kapazitiven Element 26 einen gewissen negativen Wert
unterschreitet, also beispielsweise geringer ist, als eine Einschaltspannung
des ersten Schalters bzw. des ersten Transistors 13, wird
der erste Transistor 13 nicht mehr eingeschaltet und der
zweite Schalter 17 bzw. der MOSFET wird zum schaltenden
Transistor. Nach der Startphase übernimmt
also der zweite Schalter bzw. der MOSFET-Transistor 17 das
getaktete Zuführen
von Energie zu dem Energiespeicher 12.
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Gemäß Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann der Energiespeicher 12 mit der
Rückkopplungsschaltung 20 so
gekoppelt sein, so dass in Abhängigkeit
einer Änderung
der in dem Energiespeicher 12 gespeicherten Energie eine selbstschwingende
Oszillation der Spannungswandlerschaltung angeregt werden kann.
Der Energiespeicher kann beispielsweise also eine Induktionsspule
sein, welche induktiv mit der Rückkopplungsschaltung
gekoppelt ist, so dass in Abhängigkeit
einer Änderung
des in der Induktionsspule fließenden Stromes
eine selbstschwingende Oszillation der Spannungswandlerschaltung
angeregt wird. Die hier beschriebene DC-DC-Spannungswandlerschaltung ist
also in Ausführungsbeispielen
vom Grundkonzept her ein selbstschwingender Wandler, d. h. die Schalter
bzw. Schalttransistoren werden nicht über eine aktive Schaltung angesteuert,
sondern nur über
gekoppelte Spulen eines Übertragers.
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Gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung kann der Energiespeicher 12 mit einer
Rückkopplungsschal tung 20 so
gekoppelt sein, dass in Abhängigkeit
von einer Änderung
der in dem Energiespeicher gespeicherten Energie oder in Abhängigkeit
von einer Menge der im Energiespeicher gespeicherten Energie ein
Rückkopplungssignal
entsteht, das die Spannungswandlerschaltung zu selbstschwingenden
Oszillationen angeregt. Außerdem
kann die Rückkopplungsschaltung 20 ein
resistives Element 25a und ein kapazitives Element 26 aufweisen,
so dass die Frequenz der selbstschwingenden Oszillation zum getakteten
Zuführen
von Energie zu dem Energiespeicher unter anderem von einer RC-Zeitkonstante
der Rückkopplungsschaltung 20 abhängt.
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Die
Spannungswandlerschaltung zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher
kann außerdem
eine Regelschleife 27 aufweisen, die ausgebildet ist, um
die Frequenz oder ein Tastverhältnis
des Zuführens
von Energie zu dem Energiespeicher nach der Startphase zu steuern. Dazu
kann die Regelschleife 27 mit einem Steueranschluss 17a des
zweiten Schalters 17 gekoppelt sein.
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Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel kann
die Spannungswandlerschaltung so ausgebildet sein, dass der Energiespeicher 12 über ein gleichrichtendes
Element, also z. B. eine Diode, mit einer Ausgangskapazität 28 gekoppelt
ist. An der Ausgangskapazität 28 kann
dann in Abhängigkeit
einer von dem Energiespeicher 12 übertragenen Ladung eine Ausgangsspannung
Vout zur Verfügung gestellt werden. Diese
Ausgangsspannung kann in Ausführungsbeispielen
höher sein,
als eine Eingangsspannung, die am Eingang der Spannungswandlerschaltung
anliegt. Bei dem Gleichrichterelement 29 kann es sich um
ein geschaltetes Gleichrichtungselement handeln, also beispielsweise
um eine Diode, die parallel geschaltet ist mit einem Schalter. Beispielsweise
kann es sich bei dem Schalter um einen Transistor handeln, dessen
Steueranschluss in einer vorbestimmten Weise beschaltet ist.
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Gemäß einigen
Ausführungsbeispielen
kann das Übertragen
von Ladungen auf die Ausgangskapazität 28 so durchgeführt werden,
dass nach der Startphase dem Energiespeicher 12 in getakteter Weise
durch Schließen
des zweiten Schalters 17 Energie zugeführt wird. In einer der getakteten
Weise entgegengesetzten Weise können
Ladungen von dem Energiespeicher auf die Ausgangskapazität 28 übertragen
werden. D. h. nach der Startphase wird während der Phase, in der der
Schalter 17 geschlossen ist, Energie in dem Energiespeicher 12 zwischengespeichert.
In den (getakteten) Phasen, in denen der Schalter 17 geöffnet ist,
wird diese zwischengespeicherte Energie bzw. Ladung über das
gleichrichtende Element 29 auf die Ausgangskapazität 28 übertragen.
Die Ladungen werden also in einer der getakteten Weise entgegengesetzten
getakteten Weise, also zum Beispiel dann, wenn der Schalter 17 geöffnet ist,
auf die Ausgangskapazität „gepumpt”. Dort
kann sich dann eine Ausgangsspannung Vout an der
Ausgangskapazität 28 ausbilden,
die sich bezüglich
ihres Spannungswertes von dem der Eingangsspannung betragsmäßig unterscheiden
kann.
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Die
Steuerung dieses getakteten Zuführens von
Energie in den Energiespeicher 12 und in den entgegengesetzten
Phasen, des Übertragens
dieser zwischengespeicherten Energie auf die Ausgangskapazität 28 kann
durch die Regelschleife 27 unterstützt bzw. ermöglicht oder
bewirkt werden. Die Ausgangskapazität 28 wirkt als zweiter
Energiespeicher am Ausgang der Spannungswandlerschaltung, so dass
eine Ausgangsspannung zur Verfügung
steht, die sich von der Eingangsspannung unterscheidet.
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Die
Regelschleife 27 kann mit einem Steueranschluss des zweiten
Schalters 17 gekoppelt sein, um in Abhängigkeit von einer Last an
der Ausgangskapazität 28 eine
Frequenz für
das getaktete Zuführen
von Energie auf den Energiespeicher 12 und für das zu
dem getakteten Zuführen
entgegengesetzt getaktete Übertragen
von Ladungen aus dem Energiespeicher auf die Ausgangskapazität 28 zu
steuern. Beispielsweise kann in einem Ausführungsbeispiel die Regelschleife
so ausgebildet sein, dass die Frequenz zum getakteten Zuführen von
Energie und zum Übertragen
von Ladungen auf die Ausgangskapazität 28 erniedrigt wird,
je höher
die Last an der Ausgangskapazität
ist. D. h. abhängig
von einer Last, die an den Ausgang der Spannungswandlerschaltung,
also beispielsweise an die Ausgangskapazität 28, gekoppelt ist,
kann die Frequenz der Spannungswandlung verändert werden.
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Die 3 zeigt
den Schaltplan einer Spannungswandlerschaltung gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Die Spannungswandlerschaltung 10 zum
getakteten Zuführen
von Energie zu einem Energiespeicher basierend auf einer Eingangsspannung
weist in diesem Ausführungsbeispiel
einen Energiespeicher 12 auf, der als induktives Element,
also beispielsweise als eine erste Spule ausgebildet ist. An den
Eingang der Spannungswandlerschaltung 14 liegt eine Eingangsspannung
VDD an, die mit dem Energiespeicher 12 verbunden ist. Zwischen
der Eingangsspannung VDD und dem Referenzpotential VSS 19 kann
in diesem Ausführungsbeispiel
ein Eingangskondensator C1 18 gekoppelt
sein. Der Energiespeicher 12 ist in diesem Ausführungsbeispiel
mit der Schalteranordnung 15 verbunden. Die Schalteranordnung 15 weist in
diesem Ausführungsbeispiel
einen selbstleitenden ersten JFET-Transistor T1 bzw. 13 auf.
Die Schalteranordnung 15 weist außerdem einen zweiten MOSFET-Transistor T2 bzw. 17 auf, beispielsweise hier
einen NMOS-Transistor,
der parallel mit dem JFET-Transistor T1 geschaltet
ist. Die parallel geschalteten Transistoren T1 und
T2 sind mit dem Energiespeicher 12 gekoppelt
und mit einem Referenzpotential VSS 19 gekoppelt. Der selbstleitende JFET-Transistor
T1 bzw. 13, der als erster Schalter fungiert,
weist eine betragsmäßig kleinere
Einschaltspannung auf, als der NMOS-Transistor T2 bzw. 17. Beispielsweise
kann also der JFET-Transistor 13 eine Einschaltspannung
bzw. eine Einschaltschwellspannung von 0 V aufweisen.
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Der
Energiespeicher 12 ist in dem gezeigten Ausführungsbeispiel
magnetisch bzw. induktiv mit einem induktiven Element 22 an
die Rückkopplungsschaltung
gekoppelt. Das induktive Element 22 kann in diesem Ausführungsbeispiel
aus zwei Induktionsspulen L3 und L2 bestehen. Das induktive Element 22 kann über einen
Abgriff 22a, der zwischen der zweiten Induktionsspule L2 und der dritten Induktionsspule L3 geschaltet ist, mit einem schaltbaren kapazitiven Element 24 verbunden
sein. Das schaltbare kapazitive Element 24 besteht in diesem
Ausführungsbeispiel
aus zwei parallel geschalteten Kondensatoren C3 bzw. 24c und
C4 bzw. 24a. Der Zweig mit dem Kondensator 24 bzw.
C4 weist einen JFET-Transistor 24b bzw. T4 auf, so dass je nach Beschaltung des Kondensators 24b die
Gesamtkapazität
des kapazitiven Elementes 24 vergrößert werden kann. Der JFET T4 24b kann dann so beschaltet sein,
dass in einer Startphase der Spannungswandlerschaltung die Gesamtkapazität des kapazitiven
Elementes 24 erhöht wird.
Das kapazitive Element 24 ist in diesem Ausführungsbeispiel
also einerseits mit dem Abgriff 22a des induktiven Elementes 22 verbunden
und andererseits mit dem Steueranschluss 17a des NMOS-Transistors
T2. Die Rückkopplungsschaltung 20 weist
weiterhin ein kapazitives Element 26 bzw. C2 und
ein resistives Element 25a bzw. R3 auf.
Dieses Widerstands-Kapazitätsglied
(RC-Glied aus C2 und R3)
ist mit einem Anschluss der zweiten Induktionsspule L2 und
dem Referenzpotential VSS verbunden.
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Ferner
ist ein weiterer Anschluss der dritten Induktionsspule L3 des induktiven Elementes 22 mit den
Steueranschlüssen 13a des
JFETS 13 und mit dem Steueranschluss des JFETS 24b des
kapazitiven Elementes 24 verbunden.
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Die
in diesem Ausführungsbeispiel
beschriebene Spannungswandlerschaltung 10 kann beispielsweise
ein DC-DC-Wandler sein, der vom Grundkonzept her ein selbstschwingender
Wandler ist. Das heißt,
die Schalttransistoren der Spannungswandlerschaltung brauchen nicht über eine
aktive Schaltung angesteuert werden, sondern werden nur über gekoppelte
Spu len eines Übertragers
angesteuert, so dass sich eine selbst schwingende Oszillation des
DC-DC-Wandlers ergibt.
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Beim
Anlegen einer Eingangsspannung VDD an einem Eingang 14 arbeitet
in einer Startphase zunächst
der JFET T1 13. Da der JFET ein
selbstleitendes Bauelement ist, baut sich bereits ab einer Eingangsspannung über 0 V
in der Induktivität
L1, also dem Energiespeicher 12 des Übertragers
ein Strom auf. Da die Eingangsspannung bei Inbetriebnahme des Wandlers
ansteigt, steigt auch der Strom durch die Induktionsspule L1, so dass in der zweiten Induktionsspule
L2 und der dritten Induktionsspule L3 eine Spannung induziert wird, und der Wandler
zu schwingen beginnt. Sobald die Spannung am Abgriff 22a zwischen
der zweiten Induktionsspule L2 und der dritten
Induktionsspule L3 des Übertragers groß genug
ist, schaltet der MOSFET-Transistor T2 bzw. 17 ein
und übernimmt
die Stromführung
in dem Spannungswandler.
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Das
heißt
in einer Startphase ist zuerst der JFET 13 aktiv, d. h.
ein Strom fließt
durch die erste Spule L1 über den
JFET zu dem Referenzpotential VSS 19. Dadurch wird eine
Spannung über
das induktive Element 22 in den Rückkoppelschaltkreis 20 gekoppelt.
In dieser Startphase kann durch die Verbindung des induktiven Elementes 22 mit
dem JFET 24b, des kapazitiven Elementes 24, der
Kondensator 24a zu der Kapazität des Kondensators 24c zugeschaltet
werden, so dass sich in der Startphase eine stärkere Kopplungswirkung auf
den Steueranschluss 17a des zweiten Transistors 17 herstellen
lässt,
als nach einer Startphase, in der der JFET 24b abgeschaltet
ist, so dass die Gesamtkapazität
des kapazitiven Elementes 24 reduziert ist.
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Durch
das Ansteigen des Stromes durch die erste Spule 12 wird
in diesem Ausführungsbeispiel ein
negativer Strom in das induktive Element 22 induziert,
so dass sich an dem kapazitiven Element 26 eine kleine
negative Spannung, wegen dem PN-Übergang
am Gate-Anschluss 13a des Sperrschicht-FETS 13, der Source-seitig
mit dem Referenzpotential VSS verbunden ist, aufbaut. Bei dem Referenzpotential
VSS kann es sich beispielsweise um ein Masse- oder Erdungspotential
handeln. Der Strom in der Primärspule
L1 bzw. 12 wird dann beispielsweise
konstant, wenn die Eingangsspannung stabil bzw. konstant anliegt.
Als eine Folge davon ist der Stromfluss durch die Primärspule 12 bzw.
L1 auch konstant und es wird keine Spannung
in den Sekundärspulen
L2 und L3 induziert.
Da der Steueranschluss 13a des JFETS 13 über das
induktive Element 22 mit dem kapazitiven Element 26 bzw.
C2 verbunden ist und da dieses eine negative
Spannung aufweist, wie oben beschrieben wurde, wird der Strom durch
den JFET reduziert und damit auch der Stromfluss durch die erste
Spule 12. Durch die Änderung
des Stromflusses durch die erste Spule 12 wird nun wiederum
eine Spannung über
das induktive Element 22 in die Rückkopplungsschaltung 20 gekoppelt.
Dieser Schaltzyklus kann sich nun bei einer stabilen Eingangsspannung
VDD wiederholen, was bedeuten kann, dass ein exponentielles Verhalten
für den
Stromfluss durch die erste Spule 12, mit einer Zeitkonstante τ, die der
Induktivität
der ersten Spule 12, dividiert durch den resistiven Wert
des JFETs 13 und den Ersatzwiderstand der Quelle der Eingangsspannung
für die
Spannungswandlerschaltung 10, entsprechen kann, auftreten
kann. τ kann
in der Größenordnung
von Mikrosekunden sein, weshalb eine hohe negative Spannung in dem
induktiven Element 22 induziert werden kann, solange bis
der Strom durch die erste Spule 12 seinen maximalen Wert
erreicht. An diesem Punkt ist der Steueranschluss 13a des
JFET 13 mit dem kapazitiven Element 26 gekoppelt
und der JFET 13 kann ausgeschaltet werden. Dies bewirkt,
das der Stromfluss durch die erste Spule 12 abnimmt, bis
der Stromfluss beispielsweise wieder auf null abfällt. Dann
kann der Zyklus von neuem beginnen. Wenn die Spannung über dem
kapazitiven Element 26 kleiner ist, als die Einschaltschwellspannung
des JEFTs, wird der JFET nicht mehr eingeschaltet und der zweite
Transistor 17, beispielsweise der NMOS T2 wird
zum Schalttransistor, über
den ein Hauptstrom fließt.
Das kapazitive Element 26 kann stärker negativ ge laden werden
und eine Ausgangskapazität 29 kann über die
Diode D3 aufgeladen werden.
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In
Abhängigkeit
einer Änderung
der in der Induktionsspule 12 gespeicherten Energie kann
also der Spannungswandler zu selbstschwingenden Oszillationen angeregt
werden.
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Über das
kapazitive Element 24 kann eine Spannung an den Steueranschluss 17a des
MOSFET-Transistors 17 übertragen
werden, so dass dieser bei Erreichen seiner Einschaltspannung die Stromführung übernimmt.
Sobald also die Spannung am Abgriff zwischen der Induktionsspule
L2 und der dritten Induktionsspule L3 der gekoppelten Spulen, also am Abgriff
des Übertragers,
groß genug
ist, schaltet der MOSFET T2 durch und übernimmt
die Stromführung.
Dabei wird das kapazitive Element C2 negativ
aufgeladen, so dass im stationären
Zustand, also nach der Startphase, an diesem eine konstante negative
Spannung anliegt und der JFET T1 ausgeschalten
ist. Der Kondensator 24c und der Kondensator 24a trennen
den Gleichspannungsanteil an dem Abgriff 22a von dem Steuer-
bzw. Gate-Anschluss des MOSFETs T2 ab. Eine
Arbeitsfrequenz der Spannungswandlerschaltung wird dann weitgehend,
nach der Startphase, von dem Kondensator C3 bzw. 24c und
dem resistiven Element 25b bzw. R3, bestimmt.
In Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann die Arbeitsfrequenz weiterhin durch
eine Regelschleife 27 beeinflusst werden, wie im Folgenden
dargestellt wird.
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Die
Regelschleife 27 kann ausgebildet sein, um die Frequenz
des getakteten Wandelns einer Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung
zu steuern. Dazu kann die Regelschleife 27 mit dem Steuer- bzw.
Gate-Anschluss 17a des MOSFET-Transistors 17 gekoppelt sein.
Das heißt,
die Frequenz des Zuführens
von Energie zu der ersten Induktionsspule 12 und des Übertragens
von Energie bzw. Ladung auf eine Ausgangskapazität 28 des Spannungswandlers 10 kann
durch die Regelschleife 27 gesteuert werden. Die Regelschleife 27 ist
in diesem Ausführungsbeispiel
so ausgelegt, dass in Abhängig keit
einer Last an der Ausgangskapazität 28 eine Frequenz
für das
getaktete Koppeln und für
das Übertragen
von Ladung von der ersten Spule auf den Ausgangskondensator 28 gesteuert
wird. Der Gate-Anschluss 17a kann dazu an einem Zweig für eine negative
Spannungsbegrenzung 27a und einem Zweig für eine positive
Spannungsbegrenzung 27b angeschlossen sein. Der Zweig für die negative
Spannungsbegrenzung 27a kann eine Diode D1 bzw. 30 aufweisen,
die in Serie mit einem resistiven Element 31 bzw. R1 gegen das Referenzpotential VSS geschaltet
ist. Parallel dazu kann der Zweig für eine positive Spannungsbegrenzung 27b angeordnet
sein. Dieser Zweig weist eine Diode 32 auf, die mit einem
Transistor 33 in Reihe gegen das Referenzpotential geschaltet
ist. Ein Steueranschluss bzw. ein Steuergate 33a des Transistors 33 T7 kann über
einen veränderlichen
Widerstand 34 R6, also beispielsweise
ein Potentiometer, das über
eine Zenerdiode 35 parallel zur Ausgangskapazität 28 geschaltet
ist, angesteuert werden. Durch den Zweig für die positive Spannungsbegrenzung
und den Zweig für
die negative Spannungsbegrenzung kann also eine Gate-Spannung an dem
MOSFET-Transistor T2 eingestellt bzw. begrenzt werden.
Abhängig
von einer Last am Ausgang bzw. abhängig von einer gewünschten
Ausgangsspannung kann der Widerstand des Potentiometers 34 bzw.
eine Spannungsteilerwirkung des Potentiometers 34 verändert werden
und damit die Gate-Spannung am Transistor 33. Somit kann
in Abhängigkeit einer
Last am Ausgang des DC-DC-Wandlers,
die Gate-Spannung an dem Steueranschluss 33a des Transistors 33 und
die Steuerspannung an dem zweiten Transistor bzw. dem MOSFET 17 eingestellt
werden. Durch eine Einstellung eines Kanalwiderstandes des MOSFET 17 kann
bei einigen Ausführungsbeispielen
eine Zeitkonstante eines Gate-Ansteuersignals des MOSFET T2 eingestellt werden. Dadurch kann also die
Frequenz oder ein Tastverhältnis
des Öffnens
und Schließens
des Transistors 17 und damit des getakteten Zuführens von
Energie bzw. des Übertragens
von Ladungen auf die Ausgangskapazität 28 eingestellt werden.
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Die
Regelschleife 27 kann also eine Diode D7,
einen Transistor T7, eine Zenerdiode D6 sowie einen Spannungsteiler R6 aufweisen.
Mit dieser Regelschleife kann die Ein-Zeit des Schalttransistors
T2 gesteuert werden. Somit kann sich auch
die Betriebsfrequenz bei unterschiedlichen Lasten ändern. Beispielsweise
kann die Betriebsfrequenz umso niedriger werden, je höher die
Last ist.
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Die
Zenerdioden 36 und 37 sind Schutzdioden, die beispielsweise
im Fehlerfall verhindern, dass der MOSFET T2 bzw. 17 unzulässig hohe
Spannungen an seinem Steuer- bzw. Gate-Anschluss bekommt. Der Widerstand 31 bzw.
R1 dient als zusätzliche Starthilfe für den Wandler.
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Zwischen
der ersten Induktionsspule 12 und der Ausgangskapazität 28 kann
ferner ein schaltbarer Gleichrichter 29 angeordnet sein.
Der schaltbare Gleichrichter 29 kann eine Diode 38 aufweisen,
die parallel zu einem Transistor T3 bzw. 39 angeordnet ist,
der über
eine weitere Regelschaltung 40 beschaltbar ist bzw. angesteuert
wird.
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Um
die Effizienz der Schaltung zu optimieren, wird parallel zu der
Diode D3 bzw. 38 des schaltbaren
Gleichrichters 29 ein Transistor 39 geschaltet, der
die Stromführung übernimmt,
wenn die Diode normalerweise leiten würde. Dies kann beispielsweise über eine
Ansteuerschaltung 40 realisiert werden.
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Der
steuerbare Transistor 39 kann beispielsweise ein PMOS-Transistor sein,
der eine ausreichende Totzeit aufweist, also eine ausreichende Zeit, in
der er geöffnet
ist, so dass es zu keinem Überlapp des
PMOS-Transistors T3 bzw. 39 und
des zweiten MOSFET T2 kommen kann.
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Bei
einigen Ausführungsbeispielen
kann eine hohe Effizienz der Spannungswandlerschaltung durch eine
geeignete Auslegung des Übertragers, also
der gekoppelten Spulen 12 und 22 erreicht werden.
Die Sekundärseite
(L2 und L3) kann
einen Abgriff 22a aufweisen, um den MOSFET-Transistor T2 optimal zu steuern, das heißt um Schaltverluste
zu minimieren und dennoch geringe Startspannungen zu gewährleisten.
Die Induktivität
der Wicklung der Induktionsspule 12 bzw. L1 wird
bei einigen Ausführungsbeispielen
möglichst
groß gewählt, damit
ein Leerlaufstrom des Wandlers gering im Verhältnis zum maximalen Eingangsstrom
gehalten werden kann. Um hohe Wicklungszahlen und damit hohe Ohmsche
Verluste zu verhindern, können
Kernmaterialien verwendet werden, die eine hohe absolute magnetische
Permeabilität μ besitzen.
Die absolute magnetische Permeabilität μ ist das Produkt aus der magnetischen
Feldkonstante μ0 und der relativen magnetischen Permeabilität μr (μ = μ0 × μr).
Die absolute magnetische Permeabilität kann in einigen Ausführungsbeispielen
größer als
6 × 10–5 H/m
sein, beispielsweise also größer als
6,28 × 10–5 H/m,
was einer relativen magnetischen Permeabilität μr von
50 entspricht. Dabei wird bei einigen Ausführungsbeispielen jedoch darauf
geachtet, dass die Sättigung der
Magnetisierung des Kerns nicht überschritten wird.
Dies hängt
in erster Linie von der Ausgangsleistung und letztlich von dem maximalen
Eingangsstrom des Wandlers ab.
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Gemäß Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann die oben beschriebene Schaltung
für einen
DC-DC-Aufwärtswandler
ausschließlich
aus diskreten Bauteilen aufgebaut sein. Um eine kleine Abmessung
der Spannungswandlerschaltung zu ermöglichen, können alle entsprechenden Bauteile
durchwegs als oberflächenmontierbare Bauteile
(Surface-Mounted-Device = SMD) erhältlich sein. Für den Übertrager,
also die Spulen zur induktiven Kupplung, kann beispielsweise ein
ER9,5-Kern aus dem Ferritmaterial N87 verwendet werden, der noch
geringe Abmessungen im Verhältnis
zur Gesamtschaltung besitzt. Damit der Konverter, also die Spannungswandlerschaltung
bei geringen Eingangsspannungen von z. B. 60 mV startet, ist zum
einen das Wicklungs- bzw. Windungsverhältnis der ersten Induktionsspule
L1 bzw. 12 zu dem der zweiten Induktionsspule
L2 und der dritten Indukti onsspule L3 ungefähr
1:17 zu wählen.
Das Wicklungsverhältnis
bzw. Windungsverhältnis
kann jedoch beispielsweise, abhängig
von der Einschaltspannung des JFET T1 bzw. des
Transistors T3 auch zwischen 1:4 und 1:25
liegen. Außerdem
besitzt der JFET T1 eine betragsmäßig niedrige
Abschnürspannung
von ungefähr
1,2 V. Dabei ist darauf zu achten, dass die maximale Gate-Source-Spannung
ausreichend hoch dimensioniert ist. In einem Ausführungsbeispiel
kann beispielsweise der JFET PMBF4393 der Firma Philips eingesetzt
werden. Dieser weist nach Angaben in seinem Datenblatt eine Abschnürspannung
zwischen –3,0
V und –0,5
V und eine maximal zulässige Gate-Source-Spannung
von 40 V auf. In einigen Ausführungsbeispielen
kann als Schalttransistor T2 der MOSFET
BSH105 von der Firma Philips verwendet werden. Die Schwellspannung
dieses Schalttransistors liegt bei ungefähr 0,6 V. Werden die angegebenen
Schalttransistoren verwendet, ist es bei einigen Ausführungsbeispielen
sinnvoll, die zweite Induktionsspule L2 und
die dritte Induktionsspule L3 genau gleich
groß zu
dimensionieren.
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Die
Spannungswandlerschaltung 10 in 3 kann in
einem weiteren Ausführungsbeispiel eine
Schutzschaltung aufweisen, die mit dem Steueranschluss 17a des
zweiten Schalters 17 gekoppelt ist um den Steueranschluss
des zweiten Schalters gegen eine Überspannung zu schützen. Bei
der Schutzschaltung kann es sich um zwei entgegengesetzt gekoppelte
bzw. gepolte Zenerdioden 36 und 37 handeln, die
beispielsweise in der gezeigten Weise geschaltet sind.
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In
Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann der Steueranschluss 17a des
zweiten Schalters 17 an eine Regelschaltung oder Regelschleife 27 gekoppelt
sein, wobei die Regelschleife ausgelegt ist, um die Frequenz des
getakteten Zuführens
von Energie zu dem Energiespeicher und einer Übertragung einer Ladung von
dem Energiespeicher auf eine mit dem Energiespeicher gekoppelte
Ausgangskapazität 28 zu
steuern. An der Ausgangskapazität 28 steht
dann eine Ausgangsspannung Vout zur Verfügung. Die
Regelschleife 27 kann dazu eine positive und eine negative
Strombegrenzung bzw. Spannungsbegrenzung aufweisen, wobei die Spannungsbegrenzung
in Abhängigkeit
einer Last oder in Abhängigkeit
einer Ausgangsspannung die positive und/oder die negative Strombegrenzung
bzw. Spannungsbegrenzung so verändern
kann, dass die Einschaltspannung des zweiten Schalters 17 Unter- oder überschritten
wird. In anderen Worten, es kann also in Abhängigkeit der Last der zweite
Schalter 17 ein- und ausgeschaltet werden.
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Die
Schalteranordnung 15 mit dem zueinander parallel verschalteten
ersten und zweiten Schalter kann so ausgelegt sein, dass die Schalteranordnung
in der Startphase der Spannungswandlung bzw. der Spannungswandlerschaltung
eine Einschaltspannung zwischen 0 V und 100 mV aufweist und nach
der Startphase über
den zweiten Schalter aktiv ist, so dass dieser Strompfad einen geringeren Widerstand
aufweist, als ein Strompfad über
den ersten Schalter T1. In Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann es sich deshalb bei dem ersten Schalter
um einen selbstleitenden Transistor handeln und bei dem zweiten
Schalter um einen selbstsperrenden Transistor. Beispielsweise kann
also der erste Schalter ein JFET sein und der zweite Schalter ein
MOSFET. Beispielsweise kann der erste Schalter 13 aber
auch ein N-Kanal-FET
vom Verarmungstyp sein, während
der zweite Schalter 17 ein N-Kanal-FET vom Anreicherungstyp
ist. Der erste Schalter 17 kann beispielsweise ein N-Kanal-MOSFET
mit einer betragsmäßig kleineren
Einschaltspannung bzw. Schwellspannung sein, während der zweite Schalter einen
N-Kanal-MOSFET mit
einer betragsmäßig größeren Schwellspannung
aufweist. Denkbar ist aber auch, dass in Ausführungsbeispielen Transistoren
mit einer entsprechend umgekehrten Dotierung zum Einsatz kommen.
Verschiedene Einschaltspannungen können beispielsweise durch unterschiedliche
Dotierungsprofile, durch unterschiedlich dicke Gate-Oxide oder durch
andere Entwurfsparameter der Feldeffekttransistoren (FET) erzielt
werden.
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In
einem anderen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung kann die Spannungswandlerschaltung ferner
eine Rückkoppelschaltung 27 aufweisen,
die ausgebildet ist, um in Abhängigkeit
von einer Änderung
der in dem Energiespeicher 12 gespeicherten Energie oder
in Abhängigkeit
von einer Menge der in dem Energiespeicher gespeicherten Energie
ein Rückkopplungssignal
bereit zu stellen. Die Rückkoppelschaltung 27 kann
ein schaltbares Kopplungselement 24 aufweisen, das ausgelegt
ist, um das Rückkopplungssignal
zu dem Steueranschluss 17a des zweiten Schalters 17 zu
koppeln, wobei der schaltbare Koppelelement 24 ausgelegt ist,
um in einer Startphase eine stärkere
Kopplungswirkung bereitzustellen als nach der Startphase.
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Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung kann die Schalteranordnung 15 so
ausgebildet sein, dass in einer Startphase die erste Spule 12 über den
ersten Schalter bzw. über den
ersten Transistor 13 mit dem Referenzpotential VSS koppelbar
ist, so dass ein Stromfluss durch die erste Spule 12 stattfinden
kann und eine Spannung in die Rückkoppelschaltung 20 induziert
werden kann. Nach der Startphase, wenn also beispielsweise der erste
Schalter 13 permanent geöffnet ist, oder auch schon
während
der Startphase kann durch Schließen des zweiten Schalters 17 ein
Stromfluss durch die Spule erzeugt bzw. ermöglicht werden, so dass eine Spannung
in die Rückkopplungsschaltung 20 induziert
werden kann.
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Die
Spannungswandlerschaltung kann als Spannungswandler ausgelegt sein,
der an einem Ausgang eine Ausgangsspannung Vout zur
Verfügung stellt.
Der Spannungswandler kann einen Ausgangskondensator zum Zwischenspeichern
von Ladung, also Energie, aufweisen. Der Spannungswandler kann also
so ausgebildet sein, dass der zweite Schalter 17 nach der
Startphase ein getaktetes Koppeln der Spule mit dem Referenzpotential
ermöglicht,
wodurch ein Strom durch die Spule fließt, der der Spule magnetische
Energie zuführt,
die dann in einer der getakteten Kopplung entgegen gesetzt getakte ten Phase
in Form von Ladungen von der Spule 12 auf den Ausgangskondensator 28 übertragen
wird. Dazu kann zwischen der Spule 12 und der Ausgangskondensator 28 ein
gleichrichtendes Element, beispielsweise eine Diode oder ein schaltbares
gleichrichtendes Element 29, gekoppelt sein. Der Ausgangskondensator 28 kann über das
schaltbare gleichrichtende Element 29 aufgeladen werden.
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Die
Rückkopplungsschaltung 20 kann
so ausgebildet sein, dass das kapazitive Element 26 bzw.
C2 dazu verwendet wird, den ersten Schalter bzw.
den Sperrschicht-FET abzuschalten. Das heißt, falls eine Spannung über dem
kapazitiven Element 26 geringer ist als eine Einschalt-
bzw. Schwellspannung des ersten Schalters T1 bzw.
des ersten Sperrschicht-FETs wird dieser dauerhaft ausgeschaltet, und
der zweite Transistor T2, der beispielsweise
ein NMOS-Transistor sein kann, wird zum aktiven Schalttransistor.
Das kapazitive Element 26 kann dann weiter negativ aufgeladen
werden.
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In 4 sind
die gemessenen Strom-/Spannungsverläufe an unterschiedlichen Messpunkten der
Spannungswandlerschaltung aus 3 dargestellt.
Auf der x-Achse des Diagramms ist die Zeit in Millisekunden aufgetragen,
wobei ein Intervall 4 ms entspricht. Auf der y-Achse ist die Eingangsspannung
VDD dargestellt, der Strom durch den zweiten Schalter Ire sowie
die Spannung VL1 an der ersten Spule 12 und
die Spannung VC2 an dem kapazitiven Element 26 der
Rückkopplungsschaltung 20.
In dem Diagramm sind Strom- und Spannungswerte beginnend mit der
Startphase, bis nach der Startphase, also in der Betriebsphase der
getakteten Wandlung der Eingangsspannung, dargestellt. Wie der Kurve VDD
zu entnehmen ist, steigt die Eingangsspannung nach dem Einschalten
erst eine gewisse Zeit an, so dass in dieser Zeit ein zeitlich veränderlicher
Strom über
den elektrisch leitenden ersten Transistor T1 zu dem
Referenzpotential fließen
kann, so dass eine Spannung in die Rückkoppelschaltung 24 induziert werden
kann und sich, wie oben beschrieben und in der Messkurve VC2 zu sehen ist, an dem kapazitiven Element 26 eine negative
Spannung aufbaut. Diese negative Spannung führt, nachdem die Eingangsspannung
VDD konstant geworden ist oder eine zeitliche Veränderung
des Stroms durch die erste Spule ausreichend klein geworden ist,
dazu, dass an dem Gate-Anschluss 13a des
ersten Transistors T1 ein negatives Potential
von dem kapazitiven Element 26 anliegt und der erste Transistor
damit ausgeschaltet wird. Deshalb kommt es dann zu einer Reduktion
des Stromes in der ersten Spule 12, was in der Spannungskurve
VL1 in dem Bereich 42 zu sehen
ist. Die Abnahme des Stroms in der Spule führt wieder zu einer Spannungsinduktion
und der Zyklus kann wieder neu starten. Das heißt, die Spannung an der ersten Spule 12 oszilliert,
wie in dem Ausschnitt 42 zu sehen ist. Sobald die Spannung
in dem kapazitiven Element 26 bzw. C2 die
Abschnür-
bzw. Schwellspannung des ersten Transistors T1 oder
eine Spannung, die ein dauerhaftes Abschnüren des ersten Transistors
T1 bewirkt, erreicht hat, wird der Transistor
T1 ausgeschaltet und der zweite Transistor
T2 übernimmt
die Stromführung,
wie man in der Stromkurve IT2 sieht. Wie
oben beschrieben ist, kommt es nach der Startphase zu einer selbstschwingenden
Oszillation aufgrund der Rückkopplungsschleife 24,
d. h. durch den Schalter T2 wird der Induktionsspule
in getakteter Weise Energie zugeführt. In diesem Diagramm wird dies
durch den oszillierenden Strom IT2, der
durch das Ein- und Ausschalten des Transistors 17 hervorgerufen
wird, verdeutlicht. Als eine Konsequenz bildet sich an der Induktionsspule
ebenfalls ein oszillierendes Spannungsverhalten aus, wie in 4 in
der Spannungskurve VL1 zu sehen ist.
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5 zeigt
die Messkurven einer Steuer- bzw. Gate-Spannung VGT2,
den Strom IT2 in den stromführenden
Kanal des zweiten Transistors, sowie einen Strom durch die Diode
D3, welcher in der Kurve IT3 dargestellt
ist. Weiterhin ist die Ausgangsspannung Vout,
die an der Ausgangskapazität 28 zur Verfügung steht,
dargestellt. Die Zeitskala für
diese Messungen beträgt,
wie der 5 zu entnehmen ist, 400 μs pro Intervalleinheit.
Die Strom- und Spannungswerte in 5 sind in
der Startphase, in der der zweite Transistor T2 die
Stromführung übernimmt,
dargestellt. Dementsprechend baut sich die Ausgangsspannung Vout erst schrittweise auf. In den unterschiedlichen
Messkurven ist das getaktete Wandeln gut erkennbar. In den Phasen,
in denen der zweite Transistor eingeschaltet ist, also eine höhere Spannung
als die Einschaltspannung an dem Steueranschluss des zweiten Transistors
anliegt, fließt
ein signifikanter Strom IT2 durch den Transistor.
Nach dem Unterschreiten der Einschaltspannung an dem Gate des zweiten
Transistors stoppt der Stromfluss durch den zweiten Transistor abrupt,
wie in der Kurve IT2 zu sehen ist. In der
Phase, in der der zweite Transistor T2 ausgeschaltet
ist, wird dann, wie man am Kurvenverlauf ID3 sehen
kann, die in der ersten Spule 12 gespeicherte Energie bzw.
Ladung über
den steuerbaren Gleichrichter 29 auf die Ausgangskapazität 28 übertragen.
Diese Übertragung
der Ladung findet „portionsweise” statt,
wie man an dem stufenförmigen
Anstieg der Ausgangsspannung Vout erkennen kann,
so dass dann an den entsprechenden Stellen bzw. zu den entsprechenden
Stellen die Ausgangsspannung schrittweise erhöht wird.
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6 zeigt
weitere Messungen von Strom und Spannung an verschiedenen Punkten
der Spannungswandlerschaltung aus 3 während der
Betriebsphase. Die zeitliche Auflösung für diese Messungen beträgt 100 μs pro Zeitintervall.
Die Spannungswandlerschaltung arbeitet nun in der Betriebsphase
periodisch mit einer, wie oben dargelegt ist, einstellbaren Arbeitsfrequenz.
Die Spannung an dem Steueranschluss des ersten Transistors T1 ist in Kurve VGT1 dargestellt
und die Spannung an dem Steueranschluss des zweiten Transistors
T2 ist in der Kurve VGT2 dargestellt.
Der entsprechende Strom durch den zweiten Transistor T2 und
die entsprechende Spannung an der ersten Spule 12 weisen
die gleiche Periodizität
auf. Wie den beiden Kurven VL1 und IT2 zu entnehmen ist, steigt die Spannung
an der ersten Spule L1 dementsprechend zu
den Zeiten an, in denen der Stromfluss durch den zweiten Transistor
unterbrochen ist. Durch den Anstieg der Spannung in der ersten Spule
kann nun die Ladung über
den in Serie gekoppelten schaltbaren Gleichrichter 29 auf
die Ausgangskapazität übertragen
werden. Das heißt,
die Schwellspannung der Diode D3 des schaltbaren Gleichrichters 29 wird überschritten
und die Diode schaltet durch. Um die Effizienz zu optimieren, kann nun,
wie in Ausführungsbeispielen
gezeigt wurde, parallel zur Diode D3 ein
Transistor geschaltet sein, der die Stromführung übernimmt, wenn die Diode normalerweise
leiten würde.
Da der Transistor einen geringeren Einwiderstand („On”-Widerstand),
also einen geringen Widerstand im eingeschalteten Zustand, aufweist
als die Diode, kann durch diese Maßnahme die Effizienz der Spannungswandlerschaltung
erhöht
werden.
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7 zeigt
weitere Strom- bzw. Spannungsmesskurven an verschiedenen Messpunkten
des Spannungswandlers in 3. Die Strom-/Spannungskurven
wurden wiederum während
der getakteten Betriebsphase, also nach der Startphase, gemessen.
Die Ausgangsspannung Vout hat nun einen annähernd konstanten
Wert. Der Ausgangskapazität 28 wird
zu den Zeitpunkten, an denen der zweite Transistor T2 ausgeschaltet
ist, also die Gate-Spannung VGT2 vermindert
ist, Ladung von der ersten Spule 12 zugeführt, so
dass die Ausgangsspannung wieder leicht ansteigt. Dies kann man
daran erkennen, dass in der Phase, in der der Strom IT2 durch
den Transistor abnimmt, der Strom ID3 über die
Diode D3 auf die Ausgangskapazität 28 fließt.
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Aus
den Ausführungsbeispielen
und den Messkurven in den Diagrammen 4 bis 7 wird deutlich, dass
sich die Startphase und die Betriebsphase zeitlich überlappen
können.
D. h. in einem Übergangszeitraum
können
sowohl der erste Schalter 13, als auch der zweite Schalter 17 aktiv
sein.
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Bei
einigen Ausführungsbeispielen
können nach
der Startphase, sowohl der Steueranschluss des ersten Transistors,
als auch der Steueranschluss des zweiten Transistors angesteuert
werden, um die Transistoren einzuschalten. Allerdings übernimmt beispielsweise
der zweite Transistor in diesem Fall aufgrund seines geringeren
Ein-Widerstandes einen Hauptstromfluss. Beispielsweise kann ein
Stromfluss durch den zweiten Transistor mindestens fünfmal so groß sein,
wie der durch den ersten Transistor.
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Die
vorliegende Erfindung schafft außerdem ein Verfahren zum getakteten
Zuführen
von Energie zu einem Energiespeicher basierend auf einer Eingangsspannung,
die an einem Eingang einer Spannungswandlerschaltung anliegt. Das
Verfahren weist, wie in dem Blockschaltbild in 8 schematisch
dargestellt ist, einen Schritt des Zuführens 80 von Energie
zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung in einer Startphase,
durch Aktivieren eines ersten Schalters, wobei der erste Schalter
eine betragsmäßig kleinere
Einschaltschwellspannung aufweist, als der zweite Schalter. Das
Verfahren weist ferner ein Zuführen 85 von
Energie in getakteter Weise zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung
nach der Startphase, durch Aktivieren des zweiten Schalters auf.
Der zweite Schalter, der zu dem ersten Schalter parallel geschaltet
ist, weist eine betragsmäßig größere Einschaltspannung
auf, als der erste Schalter.
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In
einem weiteren Ausführungsbeispiel
des Verfahrens zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher
kann das Zuführen 85 von Energie
in getakteter Weise zu dem Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung
durch Aktivieren eines zweiten Schalters erfolgen, wobei der zweite Schalter
zu dem ersten Schalter parallel geschaltet sein kann, und der zweite
Schalter eine betragsmäßig größere Einschaltspannung
aufweisen kann, als der erste Schalter. Das Aktivieren des zweiten
Schalters kann in der Startphase ein Koppeln eines Rückkopplungssignals
zu dem Steueranschluss des zweiten Schalters über eine Kopplung aufweisen.
Nach der Startphase kann das Verfahren ein Verringern der Kopplung
umfassen.
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Das
getaktete Zuführen 85 der
Energie kann beispielsweise so durchgeführt werden, dass der Spannungswandler
bzw. die Spannungswandlerschaltung zu selbst schwingenden Oszillationen
angeregt wird, so dass der erste und/oder der zweite Schalter periodisch
aus- und eingeschaltet wird und so dass dadurch dem Energiespeicher
Energie zugeführt
wird. Bei dem Energiespeicher kann es sich beispielsweise um eine
Induktionsspule handeln. So kann durch Schließen des ersten oder zweiten
Schalters ein zeitlich veränderlicher
Stromfluss in der Induktionsspule hervorgerufen werden, der beispielsweise
zyklisch unterbrochen wird und der eine Zwischenspeicherung einer
entsprechenden magnetischen Energie in Form eines Magnetfeldes in
der Induktionsspule bewirkt. D. h. in Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung kann der Energiespeicher auch als Zwischenspeicher betrachtet
werden.
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Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung kann das getaktete Zuführen 85 von Energie
zu den Energiespeichern auch ein Übertragen von Ladungen in den
getakteten Phasen entgegengesetzt getakteten Phasen, auf einen zweiten
Energiespeicher, beispielsweise auf den Ausgangskondensator 28 des
Spannungswandlers, aufweisen. Beispielsweise kann das Übertragen
von Ladungen zeitlich versetzt zu dem getakteten Zuführen erfolgen,
beispielsweise derart, dass sich das Übertragen von Ladungen und
das getaktete Zuführen
abwechselnd bzw. zeitlich nichtüberlappend
erfolgen. Das getaktete Zuführen
von Energie zu dem Energiespeicher bzw. von Energie auf den Ausgangskondensator
kann gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
so durchgeführt
werden, dass die Frequenz für
diesen getakteten Vorgang durch eine Last an dem Ausgangskondensator
einstellbar ist.
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In
einem anderen Ausführungsbeispiel
des Verfahrens zum getakteten Zuführen von Energie zu einem Energiespeicher
kann das Zuführen
von Energie 80 und 85 zu dem Energiespeicher so
durchgeführt
werden, dass durch eine Änderung
der Energie in dem Energiespeicher oder durch eine Menge an Energie
in dem Energiespeicher eine Rückkopplung zwischen
dem ersten und dem zweiten Schalter und dem Energiespeicher durchgeführt wird,
so dass sich eine selbstschwingende Oszillation in der Spannungswandlerschaltung
hervorrufen lässt.
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Das
Verfahren zum getakteten Zuführen
von Energie kann so durchgeführt
werden, dass das Zuführen 80 von
Energie auf den Energiespeicher der Spannungswandlerschaltung bei
einer Eingangsspannung durchführbar
ist, die betragsmäßig kleiner als
300 mV oder sogar kleiner als 100 mV ist. In Ausführungsbeispielen
wird das Verfahren so durchgeführt,
dass in einer Startphase das Zuführen
von Energie zu dem Energiespeicher mit dem ersten Transistor, welcher
eine geringere Einschaltspannung aufweist als der zweite Transistor,
durchgeführt
wird, und dass nach der Startphase das Zuführen von Energie zu dem Energiespeicher
mit einem zweiten Transistor oder zumindest im Wesentlichen durch den
zweiten Transistor durchgeführt
wird, der einen geringeren „Ein”-Widerstand
aufweist, als der erste Transistor.
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Bei
einigen Ausführungsbeispielen
kann also der erste Transistor beispielsweise als selbstleitender
JFET ausgebildet sein, bei dem das Zuführen von Energie auf den Energiespeicher
bereits ab einer betragsmäßigen Eingangsspannung
größer als
0 V bzw. bei einer Gate-Source-Spannung von 0 V starten kann.
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Das
Verfahren gemäß der 8 kann
im übrigem
um all diejenigen Funktionalitäten
und Merkmale ergänzt
werden, die hierin, auch in Bezug auf Ausführungsbeispiele der Vorrichtung,
beschrieben sind.
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Gemäß Ausführungsbeispielen
kann der vorgestellte Spannungswandler mit gekoppelten Spulen arbeiten
und beispielsweise bereits bei einer Eingangsspannung von 60 mV
starten. Dabei kann der Spannungswandler bei kleinen Abmessungen
be reits mehr als 50 Prozent Effizienz bei einer Ausgangsspannung
von 2 V und einer Ausgangsleistung von 1 mW aufweisen. Durch den
hier vorgestellten Spannungswandler bzw. durch die hier vorgestellte Spannungswandlerschaltung
kann eine hohe Effizienz der Spannungswandlung bei sehr niedrigen
Eingangsspannungen (unter 300 mV) erreicht werden. Wie in Ausführungsbeispielen
dargestellt ist, kann die Schaltung aus Einzelbauteilen aufgebaut
werden, d. h. es ist nicht nötig,
eine integrierte Schaltung zu verwenden. Trotzdem kann der Bauteilaufwand
relativ gering sein. Wie in Ausführungsbeispielen
gezeigt ist, kann die Anforderung an den zu verwendenden Übertrager,
also die gekoppelten Spulen, hoch sein, aber bei entsprechender
Wahl der Bauteile und der Kernmaterialien sind insgesamt geringe
Abmessungen der Gesamtanordnung erreichbar. Es ist jedoch natürlich auch
denkbar, dass die Spannungswandlerschaltung bzw. der Spannungswandler
ganz oder zumindest teilweise in Form einer integrierten Schaltung
realisiert wird.
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Gemäß Ausführungsbeispielen
kann die Spannungswandlerschaltung als ein synchroner Step-up-Konverter,
also ein Aufwärtswandler
mit einer Rückkopplungsschleife,
welche erlaubt, die Ausgangsspannung während der Betriebsphase zu
regulieren, oder als Hochsetzsteller, ausgebildet sein.
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Es
ist jedoch auch denkbar, dass eine entsprechend modifizierte Spannungswandlerschaltung als
ein Tiefsetzsteller ausgebildet ist, bei dem die Ausgangsspannung
kleiner ist, als die Eingangsspannung.
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Ferner
sollte darauf hingewiesen werden, dass in Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung die Rückkopplungsschaltung
ein schaltbares Kopplungselement (24) aufweisen kann, welches
als schaltbares kapazitives Element ausgebildet sein kann.
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Wie
in Ausführungsbeispielen
gezeigt ist, kann nach der Startphase ein zweiter MOSFET-Transistor
T2, welcher paral lel zu einem JFET-Transistor T1 geschaltet ist, als Schaltelement zum getakteten Wandeln
der Spannung dienen. Die parallele Verbindung beider Transistoren
erlaubt es zum einen, für den
Startvorgang des Spannungswandlers eine geringe Eingangsspannung
zur verwenden, da der erste Transistor selbstleitend sein kann und
eine „Zero-threshold-gate-voltage” (Null-Schwellen-Gate-Spannung),
also eine 0-Volt-Schwellspannung,
aufweisen kann und zum anderen, während der Betriebsphase eine
hohe Effizienz aufzuweisen, da der zweite MOSFET 17 einen
geringen Ein-Widerstand („On”-Widerstnd) im eingeschalteten
Zustand aufweist.